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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzverstärker mit
zwei Sätzen
von Differenzverstärkerschaltungen,
einen Halbleiterbaustein, eine Stromversorgungsschaltung sowie ein
diese benutzendes elektronisches Gerät.
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Beschreibung
des relevanten Standes der Technik
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7 zeigt
einen bekannten Differenzverstärker,
der zwei Differenzverstärkerschaltungen, eine
erste und eine zweite 200, 210, umfaßt. Die
beiden Differenzverstärkerschaltungen 200, 210 sind
so ausgelegt, daß sie
eine erste und zweite Eingangsspannung VIN1, VIN2 mit einer an einer
Ohmschen Spannungsteilerschaltung 220 eingestellten Abweichung
empfangen. An der hinteren Stufe der ersten Differenzverstärkerschaltung 200 ist
ein P-leitender MOS-Transistor 202 vorgesehen, der von
einem ersten Signal S1 angesteuert wird, welches von der ersten
Differenzverstärkerschaltung 200 kommt. Ähnlich ist
an der hinteren Stufe der zweiten Differenzverstärkerschaltung 210 ein
N-leitender MOS-Transistor 212 vorgesehen, der von einem
von der zweiten Differenzverstärkerschaltung 210 kommenden,
zweiten Signal, dem Signal S2 angesteuert wird. Diese beiden Transistoren,
PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212, sind
zum Zusammenziehen betätigbar
und bestimmen damit eine Ausgangsspannung VOUT. Auf diese Weise
wird im herkömmlichen
Differenzverstärker
eine spezifizierte Ausgangsspannung VOUT erzeugt und ausgegeben,
indem den Eingangsspannungen eine Abweichung gegeben wird.
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Wenn
der Wert einer an der in 7 gezeigten Widerstandsteilerschaltung 220 anliegenden
Versorgungsspannung VDD abgewandelt wird, ändert sich dementsprechend
die Größe der Abweichung zwischen
der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2. Um ein Beispiel
zu geben, wird, wenn die Abweichung auf 0,1 V gesetzt ist, während die
Versorgungsspannung VDD auf 5 V liegt, die Abweichung zu 0,2 V,
wenn die Versorgungsspannung VDD auf 10 V erhöht wird. Dabei ist der letztere
Wert doppelt so groß wie
der erstere. Wenn umgekehrt die Versorgungsspannung VDD mit 2,5
V erhöht
wird, wird die Abweichung zum halben Wert, nämlich 0,05 V.
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Je
kleiner die Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung
VIN1 und VIN2 ist, um so größer ist
der Strom, der im PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212 fließt, die
in 7 gezeigt sind, was zu einer entsprechenden Erhöhung des
Stromverbrauchs führt.
Dementsprechend gibt es bei der in 7 gezeigten
bekannten Vorrichtung insofern ein Problem, als die Leistungsaufnahme
beziehungsweise der Verlust zunimmt, wenn die Versorgungsspannung
VDD auf niedrigem Potential bleibt. Andererseits wird die Abweichung größer, wenn
die Versorgungsspannung VDD auf hohem Potential bleibt. Das kann
zu dem Nachteil führen,
daß unerwünschte Steigerungen
der Amplitude einer Ausgangsspannung auftreten, wie in 8 gezeigt.
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Aufgrund
dessen leidet der herkömmliche,
in 7 gezeigte Differenzverstärker unter der ihm innewohnenden
Einschränkung
des Modifizierbereichs der Versorgungsspannung VDD, was zu einem
Problem führt,
denn die Anwendungsflexibilität
oder Anwendbarkeit ist gering.
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Eine
Schaltung laut Oberbegriff des Anspruchs 1 wurde von P. Andrews
in "Class AB Unity-Gain
Buffer Amplifier for CMOS Technology" Motorola Technical Developments, Motorola
Inc. Schaumburg, Illinois, USA, Bd. 40, Januar 2000 (2000-01), SS.
176–179
vorgeschlagen.
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In
EP-A-0 809 351 ist eine Differenzverstärkerschaltung beschrieben,
die eine verbesserte Linearität
der Steilheit besitzt und nicht ausgeglichene Differenzpaare von
MOS-Transistoren umfaßt.
In jedem Differenzpaar unterscheidet sich ein Verhältnis (W/L) einer
Gate-Breite W zu einer Gate-Länge
L eines Transistors von dem des anderen Transistors.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Es
ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Differenzverstärker, einen
Halbleiterbaustein und eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen,
die ohne Notwendigkeit zum Herstellen einer Abweichung zwischen
Eingangsspannungen eine spezifizierte Ausgangsspannung erzeugen
kann, gemeinsam mit dasselbe verwendendem elektronischem Gerät.
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Es
ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Differenzverstärker, einen
Halbleiterbaustein und eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen,
deren Anwendbarkeit groß ist
und die sowohl einen Anstieg der Leistungsaufnahme als auch Amplitudensteigerungen
der Ausgangsspannung unterdrücken
kann, selbst wenn die Versorgungsspannung abgewandelt wird.
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Um
die genannte Aufgabe zu erfüllen,
bietet die vorliegende Erfindung einen Differenzverstärker gemäß Anspruch
1. Die abhängigen
Ansprüche
beziehen sich auf bevorzugte Ausführungsbeispiele.
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Als
einen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Differenzverstärker folgendes
auf: eine erste Differenzverstärkerschaltung
mit einem ersten Differenzpaar, die auf der Grundlage einer gemeinsamen
Eingangsspannung arbeitet; und eine zweite Differenzverstärkerschaltung
mit einem zweiten Differenzpaar, die auf der Grundlage der gemeinsamen Eingangsspannung
arbeitet, wobei mindestens entweder das erste und/oder das zweite
Differenzpaar aus einem Paar Transistoren gebildet ist, die ein
Unterschiedliches Treibervermögen
haben.
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In Übereinstimmung
mit diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung macht es die Schaffung
eines unterschiedlichen Treibervermögens zwischen einem Paar Transistoren,
die ein Differenzpaar bilden, möglich,
eine Abweichung zwischen Ausgangsspannungen der ersten und zweiten
Differenzverstärkerschaltung
bereitzustellen, während
gleichzeitig Eingangsspannungen das gleiche Potential erhalten, was
in der Errungenschaft des beabsichtigten Betriebs resultiert, ähnlich wie
wenn zwischen den Eingangsspannungen eine Abweichung vorgesehen
ist.
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Der
Differenzverstärker
gemäß diesem
Aspekt der vorliegenden Erfindung kann ferner folgendes aufweisen:
eine erste Stromspiegelschaltung, die in der ersten Differenzverstärkerschaltung
vorgesehen und aus einem ersten Transistor eines primären Leistungstyps
und einem zweiten Transistor des primären Leistungstyps gebildet
ist; eine zweite Stromspiegelschaltung, die in der zweiten Differenzverstärkerschaltung
vorgesehen und aus einem ersten Transistor eines sekundären Leitfähigkeitstyps und
einem zweiten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps gebildet ist;
einen dritten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps, der auf der Grundlage
eines ersten Signals von dem ersten Differenzverstärker arbeitet;
und einen dritten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps, der mit dem dritten
Transistor des primären
Leitfähigkeitstyps
in Reihe geschaltet ist und auf der Grundlage eines zweiten Signals von
der zweiten Differenzverstärkerschaltung
arbeitet, und eine Spannung zwischen dem dritten Transistor des
primären
Leitfähigkeitstyps
und dem dritten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps eine Ausgangsspannung
sein kann.
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Hierbei
kann die erste Differenzverstärkerschaltung
folgendes umfassen: einen vierten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps,
der mit dem ersten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet
ist; und einen fünften
Transistor des sekundären
Leitfähigkeitstyps,
der mit dem zweiten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet
ist und ein Treibervermögen
hat, welches sich von dem vierten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps
unterscheidet, und es können
der vierte Transistor des sekundären
Leitfähigkeitstyps
und der fünfte
Transistor des sekundären
Leitfähigkeitstyps
das erste Differenzpaar bilden.
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In
der so angeordneten ersten Differenzverstärkerschaltung besteht ein Unterschied
im Treibervermögen
des vierten und fünften
Transistors des sekundären
Leitfähigkeitstyps.
Aufgrunddessen ist es ohne eine Abweichung zwischen den Eingangsspannungen
der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen vorzusehen,
möglich,
es der ersten Differenzverstärkerschaltung
zu erlauben, eine Ausgangsspannung mit einer Abweichung in bezug
auf eine Ausgangsspannung von der zweiten Differenzverstärkerschaltung
zu erzeugen, wo keine Unterschiede im Treibervermögen zwischen
dem die Transistoren bildenden Differenzpaar bestehen. Das hat das
Erzielen der beabsichtigten Betriebsfähigkeit ähnlich derjenigen zufolge,
wo zwischen den Eingangsspannungen eine Abweichung vorhanden ist.
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Ein
weiterer Vorteil besteht darin, daß das Fehlen jeglicher Abweichung
zwischen den Eingangsspannungen sicherstellt, daß die vorstehend genannten
Probleme aus dem Stand der Technik vermieden werden, die durch eine
mögliche
unterschiedliche Abweichung zwischen den Eingangsspannungen selbst
bei einer Abwandlung der Versorgungsspannung einer Schaltung verursacht
werden, die Eingangsspannungen setzt.
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In
der ersten Differenzverstärkerschaltung kann
ein Treibervermögen
des fünften
Transistors des sekundären
Leitfähigkeitstyps
so gesetzt werden, daß es
größer ist
als ein Treibervermögen
des vierten Transistors des sekundären Leitfähigkeitstyps.
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Ferner
kann die zweite Differenzverstärkerschaltung
folgendes umfassen: einen vierten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps,
der mit dem ersten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet
ist; und einen fünften
Transistor des primären
Leitfähigkeitstyps,
der mit dem zweiten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet
ist und ein Treibervermögen
besitzt, welches sich vom vierten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps
unterscheidet, und der vierte Transistor des primären Leitfähigkeitstyps
und der fünfte Transistor
des primären
Leitfähigkeitstyps
können das
zweite Differenzpaar bilden. Bei dieser Gestaltung kann es möglich sein,
eine Abweichung zwischen Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung
zu erzeugen.
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Mit
der zweiten Differenzverstärkerschaltung bei
der obigen Gestaltung kann ein Treibervermögen des fünften Transistors des primären Leitfähigkeitstyps
so gesetzt werden, daß es
größer ist
als ein Treibervermögen
des Transistors des primären
Leitfähigkeitstyps.
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Um
das unterschiedliche Treibervermögen zwischen
diesen Transistoren zu schaffen, können Größen geändert werden. Je größer die
Kanalbreite, um so größer ist
das Treibervermögen.
Je größer die Kanallänge, um
so kleiner ist das Treibervermögen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen
Halbleiterbaustein in Form eines einzigen Chips zu schaffen, der
mindestens den oben genannten Differenzverstärker umfaßt.
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Es
ist auch möglich,
eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen, die mindestens einen
derartigen Differenzverstärker
umfaßt.
Ferner ist es möglich,
ein elektronisches Gerät
zu schaffen, welches eine solche Stromversorgungsschaltung umfaßt.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Es
zeigt:
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1 ein
Diagramm, in dem eine Schaltkreiskonfiguration eines Differenzverstärkers gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung schematisch dargestellt ist;
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2 ein
detailliertes Schaltkreisdiagramm des in 1 gezeigten
Differenzverstärkers;
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3 ein
Diagramm zur Erläuterung
einer Ausgangsspannung VOUT des in 2 gezeigten Differenzverstärkers;
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4 ein
schematisches Erläuterungsdiagramm
einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung
gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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5 ein
Wellenformdiagramm von Treibersignalverläufen der in 4 gezeigten
Flüssigkristallanzeigevorrichtung;
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6 ein
Schaltkreisdiagramm einer Stromversorgungsschaltung zur Verwendung
in der in 4 gezeigten Flüssigkristallanzeigevorrichtung;
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7 ein
Schaltkreisdiagramm eines bekannten Differenzverstärkers, in
den zwei Arten von Spannungen eingegeben werden;
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8 ein
Erläuterungsdiagramm
einer Ausgangsspannung VOUT der in 7 gezeigten
bekannten Vorrichtung; und
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9 ein
Wellenformdiagramm von Spannungsverläufen unterschiedlicher Anwendung
zur Egalisierung jeweiliger Effektivwerte von Spannungen, in Anwendung
auf ein Flüssigkristallmaterial.
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Beschreibung
der Ausführungsbeispiele
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung sollen nun im einzelnen unter Hinweis
auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben werden.
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Erstes Ausführungsbeispiel
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Eine
Anordnung und der Betrieb eines Differenzverstärkers gemäß einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird unter Hinweis auf die 1 bis 4 erläutert.
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Anordnung
des Differenzverstärkers
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In 1 ist
eine Schaltkreiskonfiguration des Differenzverstärkers gemäß dem Ausführungsbeispiel gezeigt. Dieser
Differenzverstärker
ist so ausgelegt, daß er
eine erste Differenzverstärkerschaltung 10 des
Spannungsfolgertyps, die auf der Grundlage einer gemeinsamen Eingangsspannung
VIN arbeitet und eine zweite Differenzverstärkerschaltung 30 des Spannungsfolgertyps
hat, die auf der Grundlage der gemeinsamen Eingangsspannung VIN
arbeitet.
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Wie
aus 2 hervorgeht, umfaßt die Differenzverstärkerschaltung 10 einen
MOS-Transistor 12 des primären Leitfähigkeitstyps, der beispielsweise P-leitend
ist (erster P-leitender Transistor) und einen P-leitenden MOS-Transistor
(zweiter P-leitender Transistor) 14, der zusammen mit dem
P-leitenden MOS-Transistor 12 eine Stromspiegelschaltung
bildet. Diese PMOS-Transistoren 12, 14 haben die
gleiche Größe und das
gleiche Treibervermögen
und stellen so eine erste Stromspiegelschaltung dar. Ein Beispiel
besteht darin, daß die
PMOS-Transistoren 12, 14 je 50 μm Kanalbreite
W und 7 μm
Kanallänge L
aufweisen.
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Die
zweite Differenzverstärkerschaltung 30 umfaßt einen
MOS-Transistor 32 des sekundären Leitfähigkeitstyps, der zum Beispiel
N-leitend ist (erster N-leitender Transistor) und einen N-leitenden MOS-Transistor
(zweiter N-leitender Transistor) 34, der zusammen mit dem
N-leitenden MOS-Transistor 32 eine Stromspiegelschaltung
bildet. Diese NMOS-Transistoren 32, 34 haben ebenfalls
die gleiche Größe und das
gleiche Treibervermögen
und bilden auf diese Weise eine zweite Stromspiegelschaltung. Die
NMOS-Transistoren 32, 34 haben beispielsweise
je eine Kanalbreite W von 25 μm
und eine Kanallänge
L von 7 μm.
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Zu
der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 gehört ferner
ein N-leitender MOS-Transistor 16 (vierter N-leitender
Transistor), der mit dem PMOS-Transistor 12 zwischen den
Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist, sowie ein
N-leitender MOS-Transistor 18 (fünfter N-leitender Transistor),
der mit dem PMOS-Transistor 14 zwischen den Versorgungsspannungen
VDD, VSS in Reihe geschaltet ist. Zusätzlich sind diese NMOS-Transistoren 16, 18 über eine
Konstantstromquelle 20 an die Versorgungsspannung VSS angeschlossen.
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Die
NMOS-Transistoren 16, 18 bilden ein erstes Differenzpaar
mit unterschiedlichem Treibervermögen der Transistoren aufgrund
eines Unterschiedes in der Größe. Ein
Beispiel wäre,
daß die NMOS-Transistoren 16, 18 die
gleiche Kanallänge
L von 7 μm
haben, aber die Kanalbreite W des NMOS-Transistors 16 25 μm beträgt, während die Kanalbreite
W des NMOS-Transistors 18 28 μm ist. So hat der NMOS-Transistor 18 ein
größeres Treibervermögen als
der NMOS-Transistor 16. Um zu veranlassen, daß das Treibervermögen des
NMOS-Transistors 18 größer ist
als das des NMOS-Transistors 16 kann die Gate-Länge des
NMOS-Transistors 18 kleiner gemacht werden als die des
NMOS-Transistors 16.
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Ähnlich hat
die zweite Differenzverstärkerschaltung 30 einen
P-leitenden MOS-Transistor 36 (vierter P-leitender Transistor),
der mit dem NMOS-Transistor 32 zwischen den Versorgungsspannungen
VDD, VSS in Reihe geschaltet ist, und einen P-leitenden MOS-Transistor 38 (fünfter leitender
Transistor), der mit dem NMOS-Transistor 34 zwischen den
Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist. Es sei noch
erwähnt,
daß die PMOS-Transistoren 36, 38 über eine
Konstantstromquelle 40 an die Versorgungsspannung VDD angeschlossen
sind.
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Diese
PMOS-Transistoren 36, 38 haben unterschiedliche
Größe und unterschiedliches
Treibervermögen,
so daß sie
ein zweites Differenzpaar darstellen. Ein Beispiel wäre, daß die PMOS-Transistoren 36, 38 zwar
die gleiche Kanallänge
L von 7 μm haben,
aber die Kanalbreite W des PMOS-Transistors 36 50 μm ist, während die
Kanalbreite W des PMOS-Transistors 38 55 μm beträgt. So hat
der PMOS-Transistor 38 ein größeres Treibervermögen als
der PMOS-Transistor 36. Um das Treibervermögen des
PMOS-Transistors 38 größer zu machen
als das des PMOS-Transistors 36,
kann die Gate-Länge des
PMOS-Transistors 38 kleiner gemacht werden als die des
PMOS-Transistors 36.
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Wie
aus den 1 und 2 hervorgeht,
ist ein P-leitender MOS-Transistor (dritter P-leitender Transistor) 50,
der auf der Grundlage eines ersten Signals S1 vom ersten Differenzverstärker 10 arbeitet, sowie
ein N-leitender MOS-Transistor (dritter N-leitender Transistor) 52 vorgesehen,
der auf der Grundlage eines zweiten Signals S2 vom zweiten Differenzverstärker 30 arbeitet.
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Dieser
PMOS-Transistor 50 und der NMOS-Transistor 52 sind
zusammen zwischen die VDD, VSS in Reihe geschaltet, wodurch verursacht wird,
daß eine
Spannung zwischen dem PMOS-Transistor 50 und dem NMOS-Transistor 52 eine
Ausgangsspannung VOUT dieses Differenzverstärkers wird. Darüber hinaus
sind, wie 2 zeigt, die erste und zweite
Verstärkerschaltung 10, 30 mit
Schwingungsverhinderungskondensatoren C1, C2 und Schutzwiderständen gegen
statische Elektrizität
R1, R2 versehen.
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Betrieb des
Differenzverstärkers
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Wie 7 zeigt,
wird eine Ausgangsspannung VOUT des herkömmlichen Differenzverstärkers, der
auf der Grundlage erster und zweiter Eingangsspannungen VIN1, VIN2
arbeitet, eine Spannung, die bei einer Zwischenspannung (VIN1 – VIN2)/2
in dem stabilen Zustand stabil ist oder, als Alternative, eine Spannung,
die schwankt oder "schwingt" zwischen der Spannung
VIN1 und der Spannung VIN2, wobei die Zwischenspannung als eine
Grenze vorhanden ist, wie 8 zeigt.
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Die
Natur des Differenzverstärkers
dieses Ausführungsbeispiels
ist so, daß beim
Eingeben der gemeinsamen Eingangsspannung VIN in die erste und zweite
Differenzverstärkerschaltung 10, 30 Unterschiede
im Treibervermögen
zwischen den beiden Transistoren 16, 18 und zwischen
den Transistoren 36, 38 entstehen, welche die
Differenzpaare der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen 10 und 30 bilden.
Hierbei bewirkt die erste Differenzverstärkerschaltung 10,
daß eine
erste Ausgangsspannung VOUT1 die Ausgangsspannung VOUT wird, während die
zweite Differenzverstärkerschaltung 30 bewirkt,
daß eine
zweite Ausgangsspannung VOUT2 die Ausgangsspannung VOUT wird.
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Da
die Ausgangsleitungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10 und 30 elektrisch
kurzgeschlossen sind, ist es tatsächlich so, daß die Ausgangsspannung
VOUT des Differenzverstärkers
zu einer Spannung wird, die hinsichtlich des Potentials bei der
Zwischenspannung [VOUT1 – VOUT2]/2
(so wie die Eingangsspannung VIN) stabilisiert ist, oder alternativ
zu einer Spannung, die zwischen der ersten Ausgangsspannung VOUT1
und der zweiten Ausgangsspannung VOUT2 schwankt oder pendelt, wobei
die Zwischenspannung als eine Grenze gegeben ist, wie 3 zeigt.
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Auf
diese Weise ist es mit dem Differenzverstärker gemäß diesem Ausführungsbeispiel
möglich, den
beabsichtigten Ausgang ähnlich
dem des herkömmlichen
Differenzverstärkers
zu erhalten, in den die beiden Arten von Eingangsspannung eingegeben werden,
während
es gleichzeitig möglich
ist, die gemeinsame Eingangsspannung sowohl in die erste als auch
in die zweite Differenzverstärkerschaltung 10, 30 einzugeben.
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In
der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 wird
hier eine Gate-Spannung des P-leitenden Transistors 50 auf
solche Weise gesteuert, daß eine Ausgangsspannung
VOUT1 abgeleitet wird, deren Potential niedriger ist als die Eingangsspannung
VIN. An der ersten Differenzverstärkerschaltung 30 wird eine
Gate-Spannung des N-leitenden Transistors 52 so gesteuert,
daß eine
Ausgangsspannung VOUT2 ausgegeben wird, die größer ist als die Eingangsspannung
VIN.
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Ein
solcher Steuervorgang wird nachfolgend erläutert. Zunächst haben in der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 die
die Stromspiegelschaltung bildenden PMOS-Transistoren 12, 14 beide
das gleiche Treibervermögen,
so daß in
den NMOS-Transistoren 16, 18 fließende Ströme einander
gleich sind, wenn die erste Differenzverstärkerschaltung 10 stabil gemacht
wird.
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Angenommen,
die beiden NMOS-Transistoren 16, 18 hätten das
gleiche Treibervermögen;
eine Ausgangsspannung der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 zu
dieser Zeit gleicht der Eingangsspannung VIN. Das Gate-Potential
des PMOS-Transistors 50 sei in diesem Fall V1.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
gibt es einen Unterschied im Treibervermögen zwischen den beiden NMOS-Transistoren 16, 18,
wobei das Treibervermögen
des NMOS-Transistors 18 größer ist als das des NMOS-Transistors 16.
Dementsprechend ist für
den Fall, daß in
den NMOS-Transistoren 16, 18 der gleiche Strom
fließt,
eine Spannung zwischen dem Gate und der Source (Gate-Source-Spannung) des NMOS-Transistors 18 vorteilhafterweise
niedriger als eine Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors 16.
Aus diesem Grund wird die Ausgangsspannung VOUT1 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10,
wenn nicht die Ausgänge
der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10, 30 miteinander
kurzgeschlossen sind, niedriger ist die Eingangsspannung VIN.
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Tatsächlich sind
jedoch die Ausgänge
der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen 10, 30 miteinander
kurzgeschlossen. Also werden die Gate-Source-Spannungen der NMOS-Transistoren 16, 18 einander
gleich im stabilen Zustand, bei dem der gleiche Stromfluß in den
NMOS-Transistoren 16, 18 herrscht.
Zu dieser Zeit fließt
in den NMOS-Transistoren 16, 18 der gleiche Strom
unabhängig
von der Tatsache, daß der
NMOS-Transistor 18 sein Treibervermögen so hat, daß darin
eine erhöhte
Strommenge fließt.
Aus diesem Grund werden die Gate-Potentiale der PMOS-Transistoren 12, 14 niedriger
als das vorstehend genannte Gate-Potential V1, was zur Folge hat,
daß das
Gate-Potential des PMOS-Transistors 50 potentiell höher wird
als das vorstehend genannte Potential V1.
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So
wird die Gate-Source-Spannung des PMOS-Transistors 50 niedriger,
was zu einer Abnahme des im PMOS-Transistor 50 fließenden Stroms führt, womit
ein niedriger Verbrauch erzielt wird.
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Andererseits
wird aus dem gleichen Grund auch in der zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 die
Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors 52 niedriger,
was zu einer Abnahme eines im NMOS-Transistors 52 fließenden Stroms
führt,
und dies hat das Erzielen eines niedrigen Verbrauchs zur Folge.
Deshalb ist es möglich,
jeglichen von der Versorgungsspannung VDD über den PMOS-Transistor 50 und
den NMOS-Transistor 52 zur Seite der Versorgungsspannung
VSS fließenden
Strom zu schwächen.
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Aus
dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß mit diesem Ausführungsbeispiel
die gleiche Spannung ausgegeben werden kann wie die Ausgangsspannung
VOUT des in 7 gezeigten herkömmlichen
Differenzverstärkers,
ohne daß dazu
Eingangsspannungen eine Abweichung erhalten müssen. Dabei wird gleichzeitig
eine niedrige Leistungsaufnahme ermöglicht.
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Zweites Ausführungsbeispiel
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Bei
diesem zweiten Ausführungsbeispiel
ist ein Differenzpaar aus den PMOS-Transistoren 36, 38 auf
solche Weise gebildet, daß ein
unterschiedliches Treibervermögen
nur zwischen dem NMOS-Transistor 16 und
dem NMOS-Transistor 18 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 vorhanden
ist, während auf
einen Unterschied im Treibervermögen
zwischen dem PMOS-Transistor 36 und dem PMOS-Transistor 38 der
zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 verzichtet
ist. Obwohl unter diesen Umständen,
wenn beispielsweise die Eingangsspannung VIN 4 V ist, eine Spannung
von 4 V als Ausgangsspannung VOUT2 der zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 erhalten
wird, wird als Ausgangsspannung VOUT1 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 deshalb eine
niedrigere Spannung als 4 V erhalten, weil das Treibervermögen des
NMOS-Transistors 18 größer ist
als das des NMOS-Transistors 16, wodurch eine Abweichung
zwischen den Ausgangsspannungen VOUT1 und VOUT2 auf ähnliche
Weise wie beim ersten und zweiten Ausführungsbeispiel erhalten wird.
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Umgekehrt
kann auch ein unterschiedliches Treibervermögen zwischen dem PMOS-Transistor 36 und
dem PMOS-Transistor 38 der zweiten Differenzverstärkerschaltung 20 vorgesehen
sein, ohne daß für irgendein
unterschiedliches Treibervermögen zwischen
dem NMOS-Transistor 16 und dem NMOS-Transistor 18 der
ersten Differenzverstärkerschaltung 10 gesorgt
wäre.
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Drittes Ausführungsbeispiel
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Als
nächstes
wird eine Stromversorgungsschaltung einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung
gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung unter Hinweis auf die 4 bis 6 beschrieben.
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Anordnung
und Betrieb der Flüssigkristallanzeigevorrichtung
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4 zeigt
eine Konfiguration des Hauptteils einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung.
In 4 hat ein Schnitt durch eine Flüssigkristallanzeige,
beispielsweise ein Flüssigkristallanzeigeteil
in Form einer einfachen Matrix 100 ein erstes Substrat,
auf dem gemeinsame Elektroden C0 bis Cm ausgebildet sind, ein zweites
Substrat, auf dem Segmentelektroden S0 bis Sn ausgebildet sind,
sowie eine Schicht aus Flüssigkristallmaterial,
die zwischen das erste und zweite Substrat geschichtet und abgedichtet
ist. Eine einzige der gemeinsamen Elektroden und eine der Segmentelektroden überkreuzen
einander an einem Schnittpunkt, der zu einem Anzeigebildelement
oder "Pixel" wird. Der Flüssigkristallanzeigeteil 100 hat eine
im voraus spezifizierte Anzahl von Pixeln, festgelegt als (m + 1) × (n + 1).
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Es
sei erwähnt,
daß die
Flüssigkristallanzeigevorrichtung
gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel
auch andere Flüssigkristallanzeigeteile,
beispielsweise eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung
in Form einer aktiven Matrix oder dergleichen statt der Einfachmatrix
als Flüssigkristallanzeigeteil 100 aufweisen
kann. Die gemeinsamen Elektroden C0 bis Cm sind mit einem gemeinsamen
Treiber 102 verbunden, während die Segmentelektroden
S0 bis Sn mit einem Segmenttreiber 104 verbunden sind.
Der gemeinsame Treiber 102 und der Segmenttreiber 104 empfangen
spezifizierte Spannungen, die von einer Stromversorgungsschaltung 106 geliefert
werden, welche anhand von Signalen von einer Treibersteuerschaltung 108 den
gemeinsamen Elektroden C0 bis Cm oder Segmentelektroden S0 bis Sn
solche spezifizierten Spannungen zuführen.
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In 5 ist
hier ein Beispiel von Treibersignalverläufen mit einer Rahmenlänge für die Auswahl einer
gemeinsamen Elektrode C3 des Flüssigkristallanzeigeteils 100 gemäß 4 gezeigt.
In 5 bezeichnet die fette Linie einen Treibersignalverlauf, wie
er vom gemeinsamen Treiber 102 an die jeweiligen gemeinsamen
Elektroden C0 bis Cm geliefert wird, während die dünne Linie einen Treibersignalverlauf
andeutet, der vom Segmenttreiber 104 an eine jeweilige
der Segmentelektroden S0 bis Sn geliefert wird. Wie 5 zeigt, ändert sich
der vom gemeinsamen Treiber 102 gelieferte Treibersignalverlauf
zwischen den Spannungen V0, V1, V4 und V5. Andererseits schwankt
der vom Segmenttreiber 104 gelieferte Treibersignalverlauf
zwischen den Spannungen V0, V2, V3 und V5.
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Anordnung
der Stromversorgungsschaltung
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6 zeigt
Einzelheiten der in 4 gezeigten Stromversorgungsschaltung 106.
Wie aus 6 hervorgeht, macht es das Einschalten
beliebiger zwei der Schalter SW1 bis SW6 möglich, eine der Spannungen
V0, V1, V4, V5 auszuwählen,
die dem gemeinsamen Treiber 102 zugeführt werden, sowie eine der
Spannungen V0, V2, V3, V5, die dem Segmenttreiber 104 zugeführt werden.
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Hier
wird die Versorgungsspannung VDD als Spannung V5 benutzt; die Versorgungsspannung VSS
wird als Spannung V0 benutzt; und die Spannungen V4 bis V1 werden
durch Ohmsche Widerstandsteilung einer Spannung erzeugt (V5 minus V0).
Hierzu besitzt die Stromversorgungsschaltung 106 eine Potentialteilerschaltung 110 des
Widerstandstyps sowie vier getrennte Differenzverstärker 120, 122, 124, 126.
Die vier Differenzverstärker 120 bis 126 empfangen
Eingangsspannungen VIN unterschiedlicher Niveaus, wie sie jeweils über die
Widerstandsteilerschaltung 110 eingegeben werden, und geben
dann als ihre Ausgangsspannungen jeweils eine der Spannungen V4,
V3, V2 und V1 aus. Jeder dieser vier Differenzverstärker 120 bis 126 hat
den in 2 gezeigten Aufbau. Darüber hinaus ist die in 6 gezeigte
Stromversorgungsschaltung 106 entweder als ein einzelnes
oder unabhängiges
Bauelement konfigurierbar oder alternativ in Form einer Ein-Chip-IC,
bei der dann der gemeinsame Treiber 102 und der Segmenttreiber 104,
die in 4 gezeigt sind, miteinander integriert sind.
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Betrieb der
Stromversorgungsschaltung
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Die
unter Hinweis auf 2 erläuterte Arbeitsweise des Differenzverstärkers kann
auch ohne wesentliche Änderungen
auf den Betrieb eines jeweiligen der in 6 gezeigten
Differenzverstärker 920 bis 126 angewandt
werden, die auf der Grundlage unterschiedlicher einzelner Eingangsspannungen VIN
jeweils die Spannungen V1 bis V4 als Ausgangsspannung VOUT ausgeben.
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Wenn
zum Beispiel der Schalter SW3 in 6 eingeschaltet
wird, wird eine Ausgangsleitung des Differenzverstärkers 126 über den
gemeinsamen Treiber 102 mit der gemeinsamen Elektrode C3
des Flüssigkristallanzeigeteils 100 elektrisch
kurzgeschlossen. In diesem Zeitpunkt ist eine Spannung der gemeinsamen
Elektrode aufgrund einer Polaritätsumkehransteuerung
die Spannung V5 gewesen, wie 5 zeigt;
ein solches Kurzschließen
hat zur Folge, daß die
Ausgangsspannung VOUT des Differenzverstärkers 126 potentiell
bis unter die Spannung V1 sinkt. Aber diese Ausgangsspannung VOUT wird
aufgrund der Betätigung
des Differenzverstärkers
veranlaßt,
potentiell anzusteigen und dann rasch stabil zu werden auf der Spannung
V1. Die übrigen
Differenzverstärker 120 bis 124 arbeiten
jeweils auf ähnliche
Weise wie schon beschrieben, außer daß die Eingangsspannung
VIN und die Ausgangsspannung VOUT einen anderen Wert haben.
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Auf
diese Weise ist es mit der Stromversorgungsschaltung 106 zur
Verwendung bei der Flüssigkristallanzeigevorrichtung
gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
möglich,
jeweilige Ausgangsspannungen VOUT (V1 bis V4) auszugeben, indem
lediglich Einfacheingangsspannungen VIN in die jeweiligen Differenzverstärker 120 bis 126 eingegeben
werden.
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Zum
Vergleich mit dem in 7 gezeigten, bekannten Differenzverstärker wird
hier, um die Ausgangsspannung VOUT auf 4 V zu setzen, wenn die Versorgungsspannung
VDD 5 V in der bekannten Vorrichtung gemäß 7 beträgt, die
erste Eingangsspannung VIN1 auf 3,95 V gesetzt, während die
zweite Eingangsspannung VIN2 beispielsweise 4,05 V sein soll, was
die resultierende Abweichung zwischen ihnen zu 0,1 V werden läßt.
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In
der Stromversorgungsschaltung der Flüssigkristallanzeigevorrichtung
ist mehr als eine erforderliche Spannung in Abhängigkeit von der nötigen Flüssigkristallansteuerung
einer Anzeigekapazität bzw.
von Anzeigekapazitäten
veränderlich.
Hier wird die Dauer des mit der dünnen Linie in 5 gezeigten
Segmentsignalverlaufs in Übereinstimmung
mit der Anzeigepixelzahl des Flüssigkristallanzeigeteils 100 gemäß 4 bestimmt.
Kurz gesagt, je größer die
Anzeigepixelzahl, um so kleiner ist die in 5 gezeigte
Auswählperiode
TSEC; ist sie kleiner, dann kann die Auswählperiode TSEC länger gemacht
werden.
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Auf
jeden Fall müssen
gleiche wirksame oder "Netto"-Spannungswerte,
die an eine Schicht aus Flüssigkristallmaterial
angelegt werden, festgestellt oder sichergestellt werden. Wie aus 9 hervorgeht,
ist es bei einer längeren
Auswählperiode, beispielsweise
TSEC1 möglich,
einen Wellenhöhenwert
VH1 einer Anlegungsspannung zu erniedrigen; wenn andererseits die
Auswählperiode
verkürzt
wird, beispielsweise TSEC2, dann muß ein Wellenhöhenwert
VH2 der Anlegungsspannung höher
gemacht werden. Als Reaktion darauf muß die Versorgungsspannung VDD
abgewandelt werden.
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Wenn
die in 7 gezeigte bekannte Vorrichtung ohne wesentliche
hinzugefügte Änderungen verwendet
wird, während
ihre Versorgungsspannung VDD von 5 V auf 10 V geändert wird, wird die erste Eingangsspannung
VIN1 auf 8,9 V gesetzt, während die
zweite Eingangsspannung VIN2 9,1 V beträgt. Eine Abweichung zwischen
der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 wird in diesem Zeitpunkt
zu 0,2 V, was zwei mal größer ist
als ein Abweichungswert von 0,1 V, der erreichbar ist, wenn die Versorgungsspannung
VDD = 5 V.
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Wenn
im Gegensatz dazu die Versorgungsspannung VDD niedriger als 5 V
ist, wird die Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung
VIN1 und VIN2 weniger als 0,1 V.
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Wenn
die Widerstandsteilerschaltung gemeinsam mit der abgewandelten Versorgungsspannung
VDD benutzt wird, wurde die resultierende Abweichung zwischen der
in den in 7 gezeigten, bekannten Differenzverstärker eingegebenen
ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 mit einer Änderung
im Versorgungsspannungswert derselben abgewandelt.
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Je
kleiner die Abweichung zwischen den Eingangsspannungen VIN1 und
VIN2, um so größer sind
die Ströme,
die im PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212 gemäß 7 fließen, was
zu einer Erhöhung
des Stromverbrauchs führt.
Mit dem in 7 gezeigten, bekannten Gerät besteht
also das ernsthafte Problem, daß der
von diesem verbrauchte Strom größer wird,
wenn die Versorgungsspannung VDD niedriges Potential hat. Da die
Abweichung zunimmt, wenn die Versorgungsspannung VDD hoch bleibt,
kommt es andererseits zu dem Problem, daß die Ausgangsspannung, wie 8 zeigt, eine
größere Amplitude
erhält.
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Im
Gegensatz dazu erlaubt es bei diesem Ausführungsbeispiel die Verwendung
einer einzigen Eingangsspannung VIN eine beliebige, beabsichtigte Abweichung
zwischen den Ausgangsspannungen VOUT1, VOUT2 zu schaffen, wie sie
von der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10, 30 erhalten
werden. Dies geschieht aufgrund des Vorhandenseins eines Unterschiedes
im Treibervermögen zwischen
den betroffenen Transistoren, was zur Unterdrückung einer unerwünschten
Veränderlichkeit der
Abweichung führt.
Folglich kann die Stromversorgungsschaltung 106 gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
selbst bei einer Abwandlung der Versorgungsspannung VDD allgemein
benutzt werden, und erbringt damit den Vorteil, daß die Anwendungsflexibilität oder Anwendbarkeit
zunimmt.
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Übrigens
liegt es für
den Fachmann auf der Hand, daß die
vorstehend beschriebenen Differenzverstärker oder Stromversorgungsschaltkreise
nicht nur auf elektronische Geräte
mit Flüssigkristallanzeigevorrichtungen
anwendbar sind, wie eine Vielfalt an elektronischen Gerätetypen,
einschließlich,
ohne jedoch darauf beschränkt
zu sein, tragbarer oder mobiler Telephongeräte, Spielmaschinen und PCs,
sondern auch auf verschiedene Arten sonstiger elektronischer Geräte, die
bei Empfang von zugeführten Spannungen
mit stabilem Potential betriebsfähig sind.