DE60318103T2

DE60318103T2 - Einschalten eines bustreibers mit gesteuerter anstiegszeit

Info

Publication number: DE60318103T2
Application number: DE60318103T
Authority: DE
Inventors: Klaas-Jan San Jose DE LANGEN
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2002-11-18
Filing date: 2003-11-14
Publication date: 2008-12-11
Anticipated expiration: 2023-11-15
Also published as: DE60318103D1; AU2003276556A8; US20060012411A1; ATE381148T1; EP1568134B1; WO2004047294A2; EP1568134A2; WO2004047294A3; AU2003276556A1; US7245165B2

Description

Diese Erfindung betrifft das Gebiet der elektronischen Schaltkreise und insbesondere einen Verstärker/Treiber mit schneller Einschaltzeit und gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit.
Die 1a–1b veranschaulichen einen herkömmlichen Bustreiber 10, der dafür konfiguriert ist, sowohl Strom als auch Daten über einen zweiadrigen Bus zu übertragen. 1a zeigt den Schaltplan des Senders, und 1b zeigt die Form des Bussignals. Zu Beginn ist der Zuleitungsschalter SupSW geschlossen, und der Verstärker ABamp ist deaktiviert, indem das digitale Eingangssignal EN niedrig gehalten wird. Somit wird die Busspannung Vbusp mit der Stromversorgung Vsup verbunden, so dass Strom zu den an den Bus angeschlossenen Geräten übertragen werden kann. Am Zeitpunkt t1 wird der Zuleitungsschalter SupSW geöffnet, und der Verstärker wird aktiviert, indem der digitale Eingang EN hoch geschaltet wird. Dann beginnt der Verstärker die Busspannung mit einer gesteuerten Anstiegsgeschwindigkeit herunterzuziehen. Aufgrund der gesteuerten Anstiegsgeschwindigkeit wird der Hochfrequenzanteil des Bussignals verringert, was zu geringer elektromagnetischer Abstrahlung (EME) führt. Am Zeitpunkt t2 wird der erforderliche Wert der Busspannung für den Datenpegel erreicht, und der Verstärker stoppt das Ansteigen und hält die Busspannung konstant. Der Wert des Datenpegels wird durch den Verstärkereingang Vref gesteuert. Durch Ändern der Eingangsspannung Vref können verschiedene Datenpegel entsprechend einer digitalen "0" oder "1" erzeugt werden. Durch Erhöhen der Anzahl der Pegel können mehr Datenbits oder verschiedene Arten von Informationen übertragen werden. Am Zeitpunkt t3 wird der Verstärker deaktiviert, und der Schalter SupSW eingeschaltet. Die Busspannung steigt mit einer Anstiegsgeschwindigkeit, die durch den Schalter und seine Treiberschaltung gesteuert wird, bis die Versorgungsspannung Vsup erreicht ist und ein neuer Zyklus beginnen kann. Für eine bessere Leistungseffizienz ist der Verstärker ABamp vorzugsweise in Klasse AB vorgespannt.
2a veranschaulicht eine herkömmliche Konfiguration eines Busses mit zwei Treibern/Verstärkern ABamp und Aamp, und 2b veranschaulicht die Form des Bussignals Vbusp. Der Verstärker ABamp hat eine Stromgrenze, und somit kann der zweite Verstärker Aamp den Bus auf einen zweiten Pegel Vref2 herabzieht, wie in 2b gezeigt. Auf diese Weise lassen sich gemeinsame Bussysteme mit zwei oder mehr Treibern/Sendern herstellen. Die Form der Busspannung, wie in 2b gezeigt, ist mit der in 1b gezeigten Wellenform identisch, bis die erste Referenzspannung Vref1 am Zeitpunkt t2 erreicht ist. Durch Einschalten des digitalen Eingangs EN2 beginnt der zweite Verstärker Aamp, die Busspannung auf einen zweiten Pegel herabzuziehen, der durch die Eingangsspannung Vref2 am Zeitpunkt t21 bestimmt wird. Am Zeitpunkt t22 wird der zweite Buspegel erreicht, und am Zeitpunkt t3 beginnt die Busspannung, wieder auf die Versorgungsspannung anzusteigen, indem der Schalter SupSW geschlossen wird und alle Verstärker deaktiviert werden. Weil der zweite Verstärker Aamp durch den ersten Verstärker ABamp vorgespannt wird, kann er als eine einfachere Schaltung der Klasse A implementiert werden.
US-Patent Nr. 4,320,521 , am 16. März 1982 an Balakrisnan und Mitarbeiter ausgegeben, US-Patent Nr. 4,593,206 , am 3. Juni 1986 an Neidorff und Mitarbeiter ausgegeben, und US-Patent Nr. 5,070,256 , am 3. Dezember 1991 an Grondalski ausgegeben, offenbaren Bustreiber mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit, welche die in 3 veranschaulichten Prinzipien nutzen, und werden durch Bezugnahme in den vorliegenden Text aufgenommen.
Die zum Stand der Technik gehörende Schaltung 30 von 3 besteht aus der Verstärkerstufe M1 mit einem Miller-Kondensator CM und einer strombegrenzten Eingangsansteuerung I1. Wenn der Schalter SWEN geschlossen wird und der Schalter SWEN geöffnet wird, so wird der Ausgangstransistor M1 eingeschaltet, wodurch die Ausgangsspannung Vbusp herabgezogen wird. Aufgrund der Rückkopplung um M1 fließt der Strom I1 hauptsächlich durch den Miller-Kondensator CM und die parasitäre Gatterabzugskapazität Cgd von M1. Unter der Annahme, dass die Spannung am Gatter nahezu konstant ist, führt die Änderung der Kondensatorsspannung direkt zu einer Änderung der Ausgangsspannung, die gegeben ist durch:
Das heißt, die Ausgangsspannung sinkt mit einer konstanten Rate ab, die durch den Strom I1 und den Wert der Kondensatoren CM und Cgd bestimmt wird.
Wenn SWEN geöffnet wird und SWEN geschlossen wird, so wird der Transistor M1 ausgeschaltet, und eine andere Schaltung kann die Busspannung hoch ziehen.
Wie dem Fachmann bekannt ist, besteht eine Einschränkung des Treibers, wie er in 3 dargestellt ist, darin, dass er nur dafür verwendet werden kann, die Busspannung über die gesamte Distanz bis auf Vbusn herabzuziehen, so dass andere Buspegel nicht möglich sind. Ein zweites Problem ist, dass die Einschaltzeit langsam ist. Wenn die Ausgangsstufe eingeschaltet wird, so ist die Gatter-Quellen-Spannung von M1 klein und muss über ihre Schwellenspannung hinaus angehoben werden, bevor eine ausreichende Menge an Abzugsstrom fließt und die Ausgangsspannung tatsächlich abzufallen beginnt. Darum wird zunächst der gesamte Ansteuerungsstrom I1 verwendet, um die Gatter-Quellenkapazität Cgs zu laden, was zu einer langen Einschaltverzögerung führt.
EP 0 575 676 A1 offenbart eine Treiberschaltung, bei der zwei Schalter zum Schalten der Schaltung verwendet werden. Einer wird dafür verwendet, sie einzuschalten, und der andere wird dafür verwendet, sie auszuschalten.
Es ist eine Aufgabe dieser Offenbarung, eine Bustreiberschaltung bereitzustellen, die eine schnelle Einschaltzeit hat. Es ist eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung, eine Bustreiberschaltung bereitzustellen, die das Aufrechterhalten von Zwischenspannungen von ungleich null an dem Bus ermöglicht.
Diese und weitere Aufgaben werden mittels der Schaltung gemäß Anspruch 1 erreicht.
In einem Ruhezustand ist der Ausgangstransistor als Teil eines Stromspiegels konfiguriert, der eine Gatter-Quellen-Spannung an dem Ausgangstransistor über der Schwellenspannung des Ausgangstransistors hält, wodurch eine schnelle Einschaltzeit ermöglicht wird. In einem aktiven Zustand gibt die gesteuerte Stromquelle einen im Wesentlichen konstanten Strom an den Ausgangstransistor aus, um eine gesteuerte Anstiegsgeschwindigkeit zu erreichen. Dann verringert sie den Strom zum Ausgangstransistor, wenn ein gewünschter Ausgangsspannungspegel erreicht ist. Um die Leistungseffizienz zu verbessern, gibt eine zweite gesteuerte Stromquelle Strom an die Ausgangslast ab, wenn der gewünschte Ausgangsspannungspegel erreicht ist. Um Übergangszustände zu minimieren, gibt eine Steuerschaltung der Klasse AB einen Mindestvorspannungsstrom an den Ausgangstransistor aus, um zu verhindern, dass er sich abschaltet, wenn der gewünschte Ausgangsspannungspegel erreicht ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Bustreiber eine erste Stromquelle, einen Ausgangstransistor, einen Spiegeltransistor und einen Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Spiegeltransistor und den Ausgangstransistor selektiv zu verbinden, um einen ersten Stromspiegel zu bilden, der den Vorspannungsstrom durch den Ausgangstransistor steuert.
Genauer gesagt, umfasst der Treiber eine erste Stromquelle; einen Ausgangstransistor mit einem Gatter, das mit der ersten Stromquelle wirkverbunden ist, einem Abzug, der mit einem ersten Knoten des Busses wirkverbunden ist, und einer Quelle, die mit einem zweiten Knoten des Busses wirkverbunden ist; einen Spiegeltransistor mit einem Gatter, der mit dem Gatter des Ausgangstransistors wirkverbunden ist, einem Abzug, der mit dem Gatter des Ausgangstransistors wirkverbunden ist, und einer Quelle; einen Schalter, der zwischen der Quelle des Spiegeltransistors und dem zweiten Knoten des Busses wirkverbunden ist; und einen Miller-Kondensator, der zwischen dem Abzug des Ausgangstransistors und dem Gatter des Ausgangstransistors angeschlossen ist.
Die 1a, 1b veranschaulichen einen beispielhaften, zum Stand der Technik gehörenden Bustreiber/Verstärker der Klasse AB und seine zugehörige Ausgangswellenform.
Die 2a, 2b veranschaulichen einen beispielhaften Bus, der durch einen Bustreiber/Verstärker der Klasse AB und einen Bustreiber/Verstärker der Klasse A angesteuert wird, und die zugehörige Wellenform an dem Bus, wenn er durch den einen und den anderen angesteuert wird.
3 veranschaulicht einen beispielhaften, zum Stand der Technik gehörenden Treiber/Verstärker mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit.
4 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit.
5 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel.
6 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel.
7 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Übergangszustandssteuerung.
8 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Verstärkung.
9 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb.
10 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit.
11 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel.
12 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit, steuerbarem Ausgangsspannungspegel und Übergangszustandssteuerung.
13 veranschaulicht einen detaillierteren beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit.
14 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit vereinfachter Übergangszustandssteuerung.
15 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb.
4 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 40 mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit. In dieser Schaltung 40 fließt immer Strom I1 in den Knoten am Gatter von M1. Wenn die Ausgangsstufe durch Schließen des Schalters SWEN deaktiviert wird, so fließt der Strom I1 in den an eine Diode angeschlossenen Transistor M11. Die Kombination aus Transistor M11 und Ausgangsstufe M1 arbeitet nun als ein Stromspiegel, und die Ausgangsstufe wird mit einem Abzugsstrom vorgespannt, der durch I1 und die Breite-zu-Länge (B/L)-Verhältnisse von M1 und M11 bestimmt wird. Infolge dessen wird die Gatter-Quellen-Spannung von M1 mit einem Spannungspegel vorgespannt, der höher ist als seine Schwellenspannung.
Wenn die Ausgangsstufe durch Öffnen des Schalters SWEN eingeschaltet wird, so braucht die Gatter-Quellen-Spannung von M1 nur um einen geringen Betrag angehoben zu werden, um vollständig einzuschalten, wodurch eine schnelle Einschaltzeit erreicht wird.
5 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 50 mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel. Dies erreicht man durch Ersetzen des konstanten Treiberstroms I1 von 4 durch eine gesteuerte Stromquelle, Verstärker amp1. Der Verstärker amp1 vergleicht die Ausgangsspannung am Knoten Vbusp mit der Referenzspannung Vref. Solange die Ausgangsspannung Vbusp größer ist als die Referenzspannung Vref, wird das Gatter von M1 angesteuert. Der Verstärker amp1 ist so konfiguriert, dass sein Ausgang strombegrenzt ist, wodurch die Ausgangsspannung Vbusp so gesteuert wird, dass sie mit einer konstanten Rate sinkt. Wenn die Ausgangsspannung Vbusp auf die Referenzspannung Vref absinkt, so verringert der Verstärker amp1 den Strom zum Gatter von M1, bis die Ausgangsspannung Vbusp stabil und gleich Vref ist. Somit richtet der Verstärker amp1 zusammen mit der Ausgangsstufe M1 eine Rückkopplungsschleife ein, welche die Ausgangsspannung am Busknoten Vbusp steuert. Die Stromquelle I2 spannt M1 vor und gestattet es einer Last an dem Bus (nicht gezeigt), etwas Strom von dem Bus zu ziehen. Wenn der Bustreiber 50 durch Schließen des Schalters SWEN deaktiviert wird, so lässt die Sperrdiode D2 Busspannungen Vbusp zu, die größer als die Versorgungsspannung Vsup des Bustreibers sind. Da der Vorspannungsstrom I2 kontinuierlich fließt, wird der Bustreiber 50 in Klasse A vorgespannt.
6 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 60 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel. Ein Betrieb der Klasse AB gestattet eine höhere Leistungseffizienz und wird erreicht, indem die Stromquelle I2 von 5 durch den Transistor M2 ersetzt wird und M2 über eine zweite Rückkopplungsschleife gesteuert wird, die durch den Verstärker amp2 gebildet wird. Der Transistor M2 speist den Strom in die Last (nicht gezeigt) mit Vbusp ein, wenn die Ausgangsspannung Vbusp gleich der Referenzspannung Vref ist. Die Diode D12, die durch die Stromquelle I12 vorgespannt wird, kompensiert den Spannungsabfall über D2, wenn die Diode D2 leitet. Der Kondensator Cp stabilisiert diese zweite Rückkopplungsschleife.
Der Betrieb dieser Schaltung 60 wird am besten im Hinblick auf die verschiedenen Arbeitsregionen veranschaulicht, die in 1a definiert sind.
In der ersten Region vor t1 ist der Schalter SWEN geschlossen, und M1 ist mit einem Ruhestrom vorgespannt, der durch den maximalen Ausgangsstrom des Verstärkers amp1 und die B/L-Verhältnisse von M11 und M1 definiert wird, wie oben im Hinblick auf 4 besprochen. Die Diode D2 sperrt, weshalb der Transistor M2 nicht vorgespannt ist.
In der zweiten Region zwischen t1 und t2 ist der Schalter SWEN offen, und M1 wird intensiv angesteuert. Die Diode D2 sperrt immer noch, so dass M2 wieder nicht vorgespannt ist.
In Region drei, zwischen t2 und t3, leitet die Diode D2, und die Transistoren M1 und M2 werden, wenn die Last keinen Strom zieht, mit einem Ruhestrom vorgespannt, der durch D2 und D12 bestimmt wird. In diesem Fall steuern die Rückkopplungsschleifen die Ausgangstransistoren M1 und M2 so, dass die Spannung zwischen dem "+"-Anschluss und dem "–"-Anschluss der Verstärker amp1 und amp2 im Wesentlichen null ist. Darum wird der Ruhestrom durch I12 und das Verhältnis zwischen den Bereichen von Diode D2 und D12 bestimmt.
7 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 70 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Übergangszustandssteuerung. In der Schaltung 60 von 6 ist, wenn die Last mehr Strom als den Ruhestrom zieht, der Abzugsstrom von M1 im Wesentlichen null, wodurch sich das Dynamikverhalten der Schaltung 60 verschlechtert. Außerdem wird, wenn CMOS-Elemente zur Implementierung der Verstärker amp1 und amp2 verwendet werden, der Ruhestrom in Region drei aufgrund des großen Versatzes von CMOS-Verstärkern nicht gut definiert.
In den Treiber 70 wird eine Stromquelle I2 hinzugefügt, um den Transistor M2 vorzuspannen, wenn der Verstärker 70 in der ersten und der zweiten Region von 1a angeordnet ist, wenn Diode D2 sperrt. Des Weiteren wird eine Steuerschaltung der Klasse AB hinzugefügt, die einen Steuerblock 710 und Transistoren M21 und M22 umfasst. Die Transistoren M21 und M22 sind dafür konfiguriert, eine Kopie I21, I22 des Vorspannungsstroms der Transistoren M1 bzw. M2 zu erzeugen. Der Steuerblock 710 der Klasse AB wählt dann den niedrigeren der beiden Vorspannungsströme aus und richtet eine Rückkopplungsschleife ein, indem er phasengleiche Ströme I_AB von den Gattern beider Ausgangstransistoren M1 und M2 abzieht, so dass die zwei Vorspannungsströme über einem Mindeststrom bleiben, der verhindert, dass M1 in der Region zwischen t2 und t3 von 1b abschaltet.
8 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 80 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Verstärkung. Widerstände R1–R4 erzeugen den Verstärkungsfaktor zwischen der Referenzspannung Vref und der Ausgangsspannung Vbusp, die in Region drei erzeugt wird. Die von den Dioden erzeugten Spannungen müssen entsprechend dem Verstärkungsfaktor angepasst werden. Wenn zum Beispiel der Verstärkung zwei ist, so werden zwei Dioden D2 und D3 benötigt, wie in 8 gezeigt. Für einen höheren Verstärkungsfaktor werden mehr Dioden verwendet. Eine andere Option ist, die Diode D20 durch einen Widerstand zu ersetzen und die Stromquelle I20 in einer solchen Weise zu realisieren, dass der Strom durch eine Diodenspannung und einen Widerstand bestimmt wird. Auf diese Weise lassen sich nichtganzzahlige Verstärkungsfaktoren erzeugen.
9 veranschaulicht einen beispielhaften Treiber/Verstärker 90 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb. Der Rail-to-Rail-Ausgangsspannungsbereich wird erreicht, indem man den Transistor M2 vom N-Typ von 8 durch einen Transistor vom P-Typ ersetzt und die Schaltung so modifiziert, dass der invertierte Typ berücksichtigt wird. Weil der Transistor M2 von 9 nun als eine Invertierungsstufe verwendet wird, werden die Eingänge des Verstärkers amp2 vertauscht, um eine negative Rückkopplung in der oberen Rückkopplungsschleife beizubehalten. Außerdem werden die Verbindungen des Steuerblocks 910 der Klasse AB gewechselt, um phasenungleiche Ströme I_AB an die Gatter von M1 und M2 anzulegen, um eine negative Rückkopplung in der Rückkopplungsschleife der Klasse AB beizubehalten. In 9 sind die Spannungen an den Gattern von M1 und M2 als direkte Eingänge in den Steuerblock 910 der Klasse AB veranschaulicht, was im Prinzip dem Verwenden der Ströme von M21 und M22 in den zuvor besprochenen Schaltungen 70 und 80 ähnelt.
10–15 zeigen beispielhafte Schaltpläne, welche die oben vorgestellten Prinzipien verkörpern.
10 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 100 mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit, der auf den mit Bezug auf 4 besprochenen Prinzipien basiert. Der Bustreiber 100 umfasst einen Ausgangstransistor M1 mit einem Miller-Kondensator CM, einen Transistor M11, der mit dem Transistor M1 einen schaltbaren Stromspiegel bildet, und einen Transistor M12, der den Schalter bildet. Der Vorspannungsstrom Ibias wird durch die Stromspiegel M4, M5; M2, M3 und M2, M20 gespiegelt. Der Transistor M20, der über die Sperrdiode D20 an den Abzug von M1 angeschlossen ist, führt der Last Strom zu und gibt auch den Ruhestrom von M1 aus, so dass kein Strom von dem Bus abgezogen wird, wenn der Bustreiber 100 deaktiviert wird. Die Stromspiegel M4–M5 und M2–M3 sind mittels der Transistoren M24, M25 bzw. M22, M23 kaskodiert. Der Transistor M21 und die Diode D21 implementieren eine Spannungsklemmschaltung, welche die Spannung am Gatter von M1 begrenzt, um das Gatteroxid von M1 zu schützen. Die Klemmspannung wird unter Verwendung der Eingangs-Vref eingestellt. Eine zweite Klemmschaltung, die durch eine Zener-Diode D22 erzeugt wird, begrenzt ebenfalls die Gatterspannung von M1, falls die Klemmschaltung zu langsam ist oder die Klemmspannung falsch ist.
11 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 110 mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit steuerbarem Ausgangsspannungspegel, der auf dem in 5 dargelegten Prinzip basiert.
Der Verstärker amp1 von 5 ist in dem Treiber 110 durch eine Differenzialstufe M3, M5 und eine gefaltete Kaskode M7 implementiert und steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an, dass die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung Vbusp gleich der Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in das Gatter des Ausgangstransistors M1 fließt, wird durch eine Stromquelle eingestellt, die durch den Transistor M7 und die Kaskode M57 gebildet wird, die zusammen mit dem Miller-Kondensator CM die Anstiegsgeschwindigkeit bestimmt.
Wenn der durch die Eingangsspannung Vref bestimmte Ausgangspegel erreicht ist, so wird der Vorspannungsstrom von M1 durch die Stromquelle M42 gesteuert. Der Treiber wird unter Verwendung des Transistors M11 und des Schalters M12 selektiv deaktiviert. Die Sperrdiode D2 ermöglicht es, dass die Busspannung Vbusp höher als die Versorgungsspannung Vsup des Bustreibers 110 ist.
Die Transistoren M30–M32 umfassen eine Schaltung, die eine Spannung proportional zur Sättigungsspannung der Stromquellen vom P-Typ erzeugt. Durch Verwenden verschiedener Vorspannungsströme, die durch die Transistoren M66 und M67 mit den Kaskoden M76 und M77 erzeugt werden, und durch Verwenden verschiedener Breiten für die Bauelemente M30 und M31 wird ein Spannungsabfall ΔV an der Quelle von M30 und der Quelle von M31 erzeugt, der gegeben ist durch:
wobei μ die Mobilität der Ladungsträger der MOS-Transistoren ist, Cox die normalisierte Oxidkapazität der MOS-Transistoren ist, L die Länge der MOS-Transistoren ist, I67 der durch den Transistor M67 erzeugte Strom ist, W30 die Breite des Transistors M30 ist, n das Verhältnis zwischen der Breite von M31 und der Breite von M30 ist und m das Verhältnis zwischen dem durch M68 erzeugten Strom und dem durch M67 erzeugten Strom ist. Weil die Sättigungsspannung der Stromquellen als
geschrieben werden kann, wobei der Faktor p von den Stromdichten der Stromquellen abhängt, ist der Spannungsabfall an der Quelle von M30 und der Quelle von M31 proportional zur Sättigungsspannung der Transistoren vom P-Typ.
Der Transistor M32 richtet eine Rückkopplungsschleife ein, um zu gewährleisten, dass der Abzugsstrom von M31 unabhängig von dem Strom, der durch M72 fließt, gleich dem durch die Stromquelle M67 erzeugten Strom ist. Der Transistor M72 wird durch die Stromquelle M68 mit der Kaskode M78 vorgespannt und wird dafür verwendet, eine Pegelverschiebung zu erzeugen, die gleich der Gatter-Quellen-Spannung der Kaskoden ist. Diese Pegelverschiebung wird der Spannung an der Quelle von M31 hinzugefügt. Auf diese Weise wird die Vorspannungsspannung für die Kaskoden M57, M58, M54, M55, M70 und M71 erzeugt. Durch Auswählen der richtigen Stromdichten in den Transistoren M30 und M31 und den Stromquellen M45, M47 und M60 sind darum die Stromquellen – unabhängig von Prozessschwankungen und Temperatur – immer in Sättigung vorgespannt. Dieses Vorspannen könnte auch dadurch erreicht werden, dass man die Quelle von M72 mit dem positiven Versorgungsanschluss Vsup verbindet und eine entsprechende Skalierung zwischen der Stromdichte von M72 und der Stromdichte der Kaskodentransistoren anwendet. Jedoch sind in diesem Fall die Kaskodentransistoren DMOS-Transistoren mit einem anderen Verhalten als die PMOS-Stromquellen. Darum würde die resultierende Spannung an den Stromquellen nicht zu der Sättigungsspannung der Stromquellen in Beziehung stehen.
Die Kaskaden M50, M51, M76–78, M7 vom N-Typ werden unter Verwendung des Transistors M65 und der Diode D65 vorgespannt, die durch den separaten Eingangsstrom Ibias 2 vorgespannt wird. Der einfache, mit einer Diode konfigurierte M65, der zum Vorspannen der Kaskoden vom N-Typ verwendet wird, erbringt keine Spannung, die zu der Sättigungsspannung der Stromquellen vom N-Typ in Beziehung steht. Wenn man die Quelle von M7 zwingen würde, zu der Sättigungsspannung von M43 in Beziehung zu stehen, so würde dies nicht genügend Raum lassen, um M7 bei hohen Temperaturen innerhalb der Gatter-Quellen-Spannung von M1 vorzuspannen. Bei Verwendung der Diode D65 erhält man mehr Freiraum bei hohen Temperaturen, aber die Stromquellen können in der linearen Region arbeiten. Die Vorspannungsströme des Verstärkers werden mit Hilfe des Eingangsstroms Ibias und der Transistoren M40–M43, M45, M47, M60 mit den Kaskoden M50, M51, M55, M57, M70 erzeugt. Eine Zener-Diode D11 schützt das Gatteroxid des Ausgangstransistors M1.
Es werden auf folgende Weise zusätzliche Schaltungen hinzugefügt, um diesen Verstärker als einen sekundären Verstärker zu verwenden. Eine erste Schaltung, die aus der Diode D13, dem Widerstand R13 und Transistoren M13–M15 besteht, gewährleistet, dass der Transistor M1 nicht versehentlich eingeschaltet wird, wenn die Versorgungsspannung des Verstärkers zu niedrig ist. Wenn die Versorgungsspannung zu niedrig ist, dann funktioniert die durch die Differenzialstufe M3, M5 eingerichtete Rückkopplungsschleife nicht, und der Transistor M1 wird nicht richtig gesteuert. In diesem Fall können Übergangszustände an dem Bus das Gatter von M1 über den Miller-Kondensator CM einschalten. Um ein Einschalten von M1 zu verhindern, hält der Strom, der durch die Diode D13, den Widerstand R13 und den Stromspiegel M13, M14 fließt, die Spannung am Gatter von M1 niedrig. Eine weitere zusätzliche Schaltung, die den Widerstand R1, Transistoren Q1, Q2 und Transistoren M33–M36 umfasst, detektiert den Strom, der durch den Transistor M1 fließt, um den Sender ausschalten zu können, wenn die Busspannung nach oben gezogen wird. Wenn die Busspannung zur Versor gungsspannung umgeschaltet wird, so nimmt der durch M1 fließende Strom zu. Folglich nimmt die Spannung an R1 zu, und damit nimmt auch die Spannung an der Basis von Q2, die über Q1 angesteuert wird, zu. Infolge dessen nimmt der Kollektorstrom von Q2 zu, und wenn der Kollektorstrom von Q2 größer ist als der durch die Stromquelle M34 erzeugte Strom, so wird die Eingangsspannung des Inverters M35, M36 auf niedrig gezogen, so dass der Ausgang ILIM hoch wird. Das Signal ILIM wird dafür verwendet, den Sender zu deaktivieren, so dass die Busspannung ohne Stromvergeudung ansteigen kann.
12 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 120 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit, steuerbarem Ausgangsspannungspegel und Übergangszustandssteuerung. Der Bustreiber 120 basiert auf dem in 7 dargestellten Prinzip. Der erste Verstärker, der die Differenzialstufe M3, M5 und die gefaltete Kaskode M7 umfasst, steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an, dass die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung gleich der Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in die Ausgangsstufe fließt, wird durch I7 eingestellt, weshalb die Anstiegsgeschwindigkeit durch I7 und CM bestimmt wird. Der Treiber kann unter Verwendung des Transistors M11 und des Schalters M12 deaktiviert werden. Wenn der Treiber deaktiviert ist, so fließt der gesamte Strom von I7 in den Transistor M11, so dass der Ruhestrom von M1 durch I7 und die B/L-Verhältnisse von M11 und M1 bestimmt wird. Der zweite Verstärker besteht aus der Differenzialstufe M4, M6 und der gefalteten Kaskode M8. Ein Frequenzausgleich des zweiten Verstärkers wird unter Verwendung des CP bewerkstelligt. Der Kondensator CP ist geerdet, was eine bessere Stromzufuhrzurückweisung als bei der in 7 gezeigten Schaltung erbringt, wo CP an die Versorgung angeschlossen ist und Signale an der Versorgung das Gatter von M1 beeinflussen können.
Wenn die Ausgangsstufe deaktiviert ist, so steuert der zweite Verstärker den Ausgangstransistor M2 unter Verwendung der Diode D20 in einer solchen Weise an, dass die Spannung an der Quelle von M2 mit der korrekten Spannung vorgespannt wird, um den durch Vref eingestellten Buspegel anzusteuern. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung hoch, die Diode D2 sperrt, und der Ruhestrom von M2 wird durch I2 gesteuert.
Wenn der Bustreiber aktiviert ist und der Buspegel erreicht ist, so steuert der zweite Verstärker M4, M6, M8 den Transistor M2 in einer solchen Weise an, dass M2 den durch die Buslast gezogenen Strom abgibt. In dieser Situation wird der Ruhestrom der Ausgangsstufe durch eine Steuerschaltung der Klasse AB gesteuert, die Transistoren M21–M29 umfasst. Die Transistoren M21 und M22 erzeugen eine Kopie des Vorspannungsstroms der Ausgangstransistoren M1 bzw. M2. Die Abzugsströme von M1 und M2 werden dann gespiegelt und durch eine Minimumselektorschaltung M23–M26 kombiniert. Der Ausgang der Minimumselektorschaltung am Abzug von M25 wird durch den niedrigeren der zwei Eingangsströme gesteuert, die in die an eine Diode angeschlossenen Transistoren M23 und M24 fließen. Der niedrigere der zwei Vorspannungsströme wird dann durch M27–M29 gespiegelt. Die zwei gleichen Ströme, die durch M27 und M28 erzeugt werden, steuern dann die Gatter der Ausgangstransistoren phasengleich über Kaskoden M7 und M8 an. Somit wird eine Rückkopplungsschleife gebildet, die den Mindeststrom der Ausgangsstufe so steuert, dass die Ausgangstransistoren niemals vollständig abschalten. Wenn zum Beispiel M2 einen hohen Strom an die Buslast abgibt, so ist der durch M22 und M24 fließende Strom ebenfalls hoch. Darum wird der Transistor M26 intensiv angesteuert, und die Spannung an den Abzugs-Quellen-Anschlüssen von M26 ist niedrig. Dann arbeiten die Transistoren M23 und M25 als ein Stromspiegel, so dass der Abzugsstrom von M21, der eine Kopie des Abzugsstroms von M1 ist, die Rückkopplungsschleife steuert. Somit wird der Vorspannungsstrom von M1 mit einem konstanten Strom geregelt.
13 veranschaulicht einen detaillierteren beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 130 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit, der auf den in 12 dargelegten Prinzipien basiert. Diese Schaltung 130 umfasst die Ausgangsstufe M1, M2 mit der Deaktivierungsschaltung M11, M12, der Sperrdiode D2, den Ausgleichskondensatoren CM, CP und den Treiberverstärkern M3, M5, M7 und M4, M6, M8. Die Stromquellen des Treibers 130 sind unter Verwendung der Transistoren M40–M48 und M60–M62 mit Kaskoden M50–M58 und M70–M72 implementiert. Die Steuerschaltung der Klasse AB besteht aus den Transistoren M21–M29 und M33, M34. Gefaltete Kaskoden M33, M34, die durch Stromquellen M63, M64 vorgespannt werden, und Kaskoden M73, M74 sind hinzugefügt, um mehr Freiraum für den Transistor M22 zu schaffen. Der Stromspiegel M13–M14 implementiert eine Stromgrenze, so dass der maximale Strom, den M2 abgeben kann, durch Iref und die B/L-Verhältnisse von M13 und M14 bestimmt wird. Dadurch können bestimmte Bauelemente an dem Bus nach Bedarf den durch den Bustreiber angesteuerten Buspegel übersteuern.
Die Quelle von M24 wäre herkömmlicherweise an die positive Versorgung VSUP angeschlossen. Jedoch ist in dem Treiber 130 die Quelle von M24 an VLIM am Abzug von M14 angeschlossen. Im normalen Betrieb ist die Spannung an VLIM nahezu die gleiche wie die Spannung an VSUP. Wenn jedoch M2 durch die Stromgrenze begrenzt wird, so fällt die Spannung an VLIM ab. Durch Verbinden der Quelle von M24 mit VLIM wird der Einfluss des Stroms von M2 auf die Vorspannung der Klasse AB weiter verringert, so dass der niedrigere Strom von M1 die Vorspannung der Klasse AB stärker steuert. Die Transistoren M30–M32 und M72 erzeugen die Vorspannung für die Kaskoden vom P-Typ. Die Kaskoden vom N-Typ werden unter Verwendung des Transistors M65 und der Diode D65 vorgespannt, wie oben besprochen. Zener-Dioden D11 und D12 schützen das Gatteroxid der Ausgangstransistoren M1 und M2.
Da Bauelemente an dem Bus die Busspannung nicht nach oben ziehen dürfen oder können, ist der Transistor M2 selbst ohne eine Steuerschaltung der Klasse AB immer vorgespannt. Darum braucht die Steuerschaltung der Klasse AB nur den Mindeststrom von M1 zu steuern, und die Schaltung kann vereinfacht werden. Die resultierende Schaltung 140 ist in 14 gezeigt. Abgesehen von der Steuerschaltung der Klasse AB ist die Schaltung 140 mit der in 13 gezeigten Schaltung 130 identisch. Die Steuerschaltung der Klasse AB besteht jetzt nur aus den Transistoren M21, M23, M25–M29. Wenn der Abzugsstrom von M1 hoch ist, so ist der Abzugsstrom von M21 und M23 ebenfalls hoch. Darum ist die Gatter-Quellen-Spannung von M23 hoch, und der Transistor M25 fungiert als eine Kaskode für die Stromquelle M26. Somit wird der durch M26 erzeugte konstante Strom durch M27–M29 gespiegelt, und die Rückkopplungsschleife der Klasse AB ist nicht aktiv. Wenn der Abzugsstrom von M1 niedrig ist, so ist der Abzugsstrom von M21 und M23 ebenfalls niedrig, so dass die Gatter-Quellen-Spannung von M23 niedrig ist. Somit zwingt der Transistor M25 den Transistor M26 in die lineare Region. Änderungen beim Abzugsstrom von M1 führen zu Änderungen bei der Quellenspannung von M25, und weil M26 in der linearen Region arbeitet, ändert sich der in den Stromspiegel M27–M29 fließende Strom. Somit ist die Rückkopplungsschleife der Klasse AB aktiv und steuert den Vorspannungsstrom von M1.
15 veranschaulicht einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 150 der Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb. Der Bustreiber 150 basiert auf dem in 9 dargelegten Prinzip. Der erste Verstärker, der die Differenzialstufe M3, M5 und die gefaltete Kaskode M7 umfasst, steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an, dass die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung gleich der Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in die Ausgangsstufe fließt, wird durch I8 abzüglich des Abzugsstroms von M8 eingestellt. Somit wird die Anstiegsgeschwindigkeit durch I8 abzüglich des Abzugsstroms von M8 und CM1 bestimmt. Der Treiber 150 kann unter Verwendung des Transistors M11 und des Schalters M12 deaktiviert werden. Wenn der Treiber 150 deaktiviert ist, so fließt der Strom von I8 abzüglich des Abzugsstroms von M8 in den Transistor M11, so dass der Ruhestrom von M1 durch I8 abzüglich des Abzugsstroms von M8 und die B/L-Verhältnisse von M11 und M1 bestimmt wird. Der zweite Verstärker besteht aus der Differenzialstufe M4, M6 und der gefalteten Kaskode M8. Ein Frequenzausgleich des zweiten Verstärkers wird unter Verwendung des CM2 bewerkstelligt.
Wenn die Ausgangsstufe deaktiviert ist, so steuert der zweite Verstärker den Ausgangstransistor M2 unter Verwendung der Diode D20 in einer solchen Weise an, dass die Spannung an der Quelle von M2 mit der korrekten Spannung zum Ansteuern des durch Vref eingestellten Buspegels vorgespannt wird. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung hoch, die Diode D2 sperrt, und der Ruhestrom von M2 wird durch I2 gesteuert.
Wenn der Bustreiber aktiviert ist und der Buspegel erreicht ist, so steuert der zweite Verstärker M4, M6, M8 den Transistor M2 so an, dass M2 den durch die Buslast gezogenen Strom abgibt. In dieser Situation wird der Ruhestrom der Ausgangsstufe durch eine Steuerschaltung der Klasse AB gesteuert, die Transistoren M21–M26 umfasst. Der Vorspannungsstrom der Ausgangstransistoren M1 und M2 wird stark durch zwei translineare Schleifen M25, M23, M21, M1 bzw. M26, M24, M22, M2 gesteuert. Wenn zum Beispiel M2 einen hohen Strom an die Buslast abgibt, so ist die Gatter-Quellen-Spannung von M2 hoch, und der Transistor M22 wird ausgeschaltet. Darum fließt der gesamte Vorspannungsstrom der Steuerschaltung der Klasse AB, I8 abzüglich des Abzugsstroms von M8, durch M21. Folglich steigt die Gatter-Quellen-Spannung von M21, und die Gatter-Quellen-Spannung von M1 sinkt. Da jedoch der durch M21 fließende Strom immer noch begrenzt ist, bricht die Gatter-Quellen-Spannung von M1 nicht zusammen, und es wird ein Mindestvorspannungsstrom in M1 aufrecht erhalten.

Claims

Treiber, der Folgendes umfasst: eine erste Stromquelle (I1, amp1), einen Ausgangstransistor (M1), der mit der ersten Stromquelle (I1, amp1) wirkverbunden ist, einen Spiegeltransistor (M11), und einen Schalter (SWEN), der dafür konfiguriert ist, den Spiegeltransistor (M11) und den Ausgangstransistor (M1) selektiv zu verbinden, um einen ersten Stromspiegel (M11, M1) zu bilden, der den Vorspannungsstrom durch den Ausgangstransistor (M1) steuert, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle (amp1) als ein Verstärker (amp1) realisiert ist, um die Ausgangsspannung (Vbusp) mit einer Referenzspannung (Vref), die in den Verstärker (amp1) eingespeist wird, zu vergleichen und um eine gesteuerte Stromquelle bereitzustellen, wobei der Verstärker (amp1) einen begrenzten Ausgangsstrom hat, um die Ausgangsspannung (Vbusp) des Treibers so zu steuern, dass sie mit einer konstanten Rate sinkt, wobei der Schalter (SWEN) zwischen der Quelle des Spiegeltransistors (M11) und dem niedrigeren Ausgangspotenzial des Busses angeschlossen ist und dafür konfiguriert ist, den Treiber zu deaktivieren, wenn er geschlossen ist.
Treiber nach Anspruch 1, wobei der erste Verstärker (amp1) dafür konfiguriert ist, einen Ansteuerungsstrom in den Ausgangstransistor (M1) einzuspeisen, wenn die Ausgangsspannung des Ausgangstransistors (M1) über der Referenzspannung (Vref) liegt.
Treiber nach Anspruch 2, wobei der Ansteuerungsstrom im Wesentlichen konstant ist.
Treiber nach Anspruch 2, der des Weiteren eine zweite Stromquelle (I2, amp2) enthält, die dafür konfiguriert ist, einen Laststrom in eine Last einzuspeisen, die mit dem Ausgangstransistor (M1) verbunden ist.
Treiber nach Anspruch 4, wobei die zweite Stromquelle (I2, amp2) einen zweiten Verstärker (amp2) enthält, der dafür konfiguriert ist, den Laststrom in die Last einzuspeisen, wenn die Ausgangsspannung im Wesentlichen gleich der Referenzspannung ist.
Treiber nach Anspruch 5, der des Weiteren eine Steuereinheit (710) enthält, die dafür konfiguriert ist, einen Mindeststrom zu dem Ausgangstransistor (M1) aufrecht zu erhalten, der verhindert, dass der Ausgangstransistor (M1) abgeschaltet wird.
Treiber nach Anspruch 4, wobei die zweite Stromquelle (I2, amp2) des Weiteren dafür konfiguriert ist, den Vorspannungsstrom in den Ausgangstransistor (M1) einzuspeisen.
Treiber nach Anspruch 7, der des Weiteren eine Kompensationsschaltung (M30–32) enthält, die dafür konfiguriert ist, den Vorspannungsstrom im Wesentlichen unabhängig von Prozessschwankungen und Temperatur zu steuern.
Treiber nach Anspruch 4, wobei die zweite Stromquelle (I2, amp2) eine Sperrdiode (D2) enthält, die den Treiber von Spannungen isoliert, die von Quellen außerhalb des Treibers in den Ausgangstransistor (M1) eingespeist werden.
Treiber nach Anspruch 4, wobei der Ausgangstransistor (M1) von einem ersten Kanal-Typ ist und die zweite Stromquelle (I2, amp2) einen Transistor eines zweiten Kanal-Typs enthält, der sich dem ersten Kanal-Typ entscheidet.
Treiber nach Anspruch 2, wobei der erste Verstärker (amp1) dafür konfiguriert ist, eine konfigurierbare Verstärkung zu ermöglichen.
Treiber nach Anspruch 1, wobei die erste Stromquelle (I1, amp1) einen zweiten Stromspiegel (M2, M3) enthält, der den Vorspannungsstrom in einen Eingang des ersten Stromspiegels (M11, M1) einspeist, und einen dritten Stromspiegel (M2, M20) enthält, der den Vorspannungsstrom in einen Ausgang des ersten Stromspiegels (M11, M1) einspeist.