Diese
Erfindung betrifft das Gebiet der elektronischen Schaltkreise und
insbesondere einen Verstärker/Treiber
mit schneller Einschaltzeit und gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit.These
The invention relates to the field of electronic circuits and
in particular an amplifier / driver
with fast on-time and controlled slew rate.
Die 1a–1b veranschaulichen
einen herkömmlichen
Bustreiber 10, der dafür
konfiguriert ist, sowohl Strom als auch Daten über einen zweiadrigen Bus zu übertragen. 1a zeigt
den Schaltplan des Senders, und 1b zeigt
die Form des Bussignals. Zu Beginn ist der Zuleitungsschalter SupSW
geschlossen, und der Verstärker
ABamp ist deaktiviert, indem das digitale Eingangssignal EN niedrig
gehalten wird. Somit wird die Busspannung Vbusp mit der Stromversorgung
Vsup verbunden, so dass Strom zu den an den Bus angeschlossenen
Geräten übertragen
werden kann. Am Zeitpunkt t1 wird der Zuleitungsschalter SupSW geöffnet, und
der Verstärker
wird aktiviert, indem der digitale Eingang EN hoch geschaltet wird.
Dann beginnt der Verstärker
die Busspannung mit einer gesteuerten Anstiegsgeschwindigkeit herunterzuziehen.
Aufgrund der gesteuerten Anstiegsgeschwindigkeit wird der Hochfrequenzanteil
des Bussignals verringert, was zu geringer elektromagnetischer Abstrahlung
(EME) führt.
Am Zeitpunkt t2 wird der erforderliche Wert der Busspannung für den Datenpegel
erreicht, und der Verstärker
stoppt das Ansteigen und hält
die Busspannung konstant. Der Wert des Datenpegels wird durch den
Verstärkereingang
Vref gesteuert. Durch Ändern
der Eingangsspannung Vref können
verschiedene Datenpegel entsprechend einer digitalen "0" oder "1" erzeugt
werden. Durch Erhöhen
der Anzahl der Pegel können
mehr Datenbits oder verschiedene Arten von Informationen übertragen
werden. Am Zeitpunkt t3 wird der Verstärker deaktiviert, und der Schalter
SupSW eingeschaltet. Die Busspannung steigt mit einer Anstiegsgeschwindigkeit,
die durch den Schalter und seine Treiberschaltung gesteuert wird,
bis die Versorgungsspannung Vsup erreicht ist und ein neuer Zyklus
beginnen kann. Für
eine bessere Leistungseffizienz ist der Verstärker ABamp vorzugsweise in
Klasse AB vorgespannt.The 1a - 1b illustrate a conventional bus driver 10 which is configured to carry both power and data over a two-wire bus. 1a shows the wiring diagram of the transmitter, and 1b shows the shape of the bus signal. Initially, the supply switch SupSW is closed and the amplifier ABamp is deactivated by keeping the digital input signal EN low. Thus, the bus voltage Vbusp is connected to the power supply Vsup, so that power can be transmitted to the devices connected to the bus. At time t1, the supply switch SupSW is opened and the amplifier is activated by switching the digital input EN high. Then the amplifier starts to pull the bus voltage down at a controlled slew rate. Due to the controlled slew rate, the high frequency portion of the bus signal is reduced, resulting in low electromagnetic radiation (EME). At time t2, the required value of the bus voltage for the data level is reached, and the amplifier stops rising and keeps the bus voltage constant. The value of the data level is controlled by the amplifier input Vref. By changing the input voltage Vref, various data levels corresponding to a digital "0" or "1" can be generated. By increasing the number of levels, more bits of data or different types of information can be transmitted. At time t3, the amplifier is deactivated and the switch SupSW is switched on. The bus voltage increases at a slew rate controlled by the switch and its driver circuit until the supply voltage Vsup is reached and a new cycle can begin. For better power efficiency, the ABamp amplifier is preferably pre-stressed in Class AB.
2a veranschaulicht
eine herkömmliche
Konfiguration eines Busses mit zwei Treibern/Verstärkern ABamp
und Aamp, und 2b veranschaulicht die Form
des Bussignals Vbusp. Der Verstärker
ABamp hat eine Stromgrenze, und somit kann der zweite Verstärker Aamp
den Bus auf einen zweiten Pegel Vref2 herabzieht, wie in 2b gezeigt.
Auf diese Weise lassen sich gemeinsame Bussysteme mit zwei oder
mehr Treibern/Sendern herstellen. Die Form der Busspannung, wie
in 2b gezeigt, ist mit der in 1b gezeigten Wellenform
identisch, bis die erste Referenzspannung Vref1 am Zeitpunkt t2
erreicht ist. Durch Einschalten des digitalen Eingangs EN2 beginnt
der zweite Verstärker
Aamp, die Busspannung auf einen zweiten Pegel herabzuziehen, der
durch die Eingangsspannung Vref2 am Zeitpunkt t21 bestimmt wird.
Am Zeitpunkt t22 wird der zweite Buspegel erreicht, und am Zeitpunkt
t3 beginnt die Busspannung, wieder auf die Versorgungsspannung anzusteigen,
indem der Schalter SupSW geschlossen wird und alle Verstärker deaktiviert
werden. Weil der zweite Verstärker
Aamp durch den ersten Verstärker
ABamp vorgespannt wird, kann er als eine einfachere Schaltung der
Klasse A implementiert werden. 2a illustrates a conventional configuration of a bus with two drivers / amplifiers ABamp and Aamp, and 2 B illustrates the shape of the bus signal Vbusp. The amplifier ABamp has a current limit, and thus the second amplifier Aamp pulls the bus down to a second level Vref2, as in FIG 2 B shown. In this way, common bus systems with two or more drivers / transmitters can be produced. The shape of the bus voltage, as in 2 B shown is with the in 1b shown identical waveform until the first reference voltage Vref1 is reached at time t2. By turning on the digital input EN2, the second amplifier Aamp starts to pull down the bus voltage to a second level determined by the input voltage Vref2 at time t21. At time t22, the second bus level is reached, and at time t3, the bus voltage begins to rise again to the supply voltage by closing the switch SupSW and deactivating all amplifiers. Because the second amplifier Aamp is biased by the first amplifier ABamp, it can be implemented as a simpler Class A circuit.
US-Patent Nr. 4,320,521 ,
am 16. März
1982 an Balakrisnan und Mitarbeiter ausgegeben, US-Patent Nr. 4,593,206 , am 3. Juni
1986 an Neidorff und Mitarbeiter ausgegeben, und US-Patent Nr. 5,070,256 , am 3. Dezember
1991 an Grondalski ausgegeben, offenbaren Bustreiber mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit, welche die in 3 veranschaulichten
Prinzipien nutzen, und werden durch Bezugnahme in den vorliegenden Text
aufgenommen. U.S. Patent No. 4,320,521 , issued to Balakrisnan and co-workers on March 16, 1982, U.S. Patent No. 4,593,206 , issued to Neidorff and co-workers on June 3, 1986, and U.S. Patent No. 5,070,256 , issued to Grondalski on December 3, 1991, disclose controlled slew rate bus drivers using the in 3 use illustrated principles, and are incorporated by reference herein.
Die
zum Stand der Technik gehörende
Schaltung 30 von 3 besteht
aus der Verstärkerstufe
M1 mit einem Miller-Kondensator CM und einer strombegrenzten Eingangsansteuerung
I1. Wenn der Schalter SWEN geschlossen wird und der Schalter SWEN geöffnet wird, so wird der Ausgangstransistor
M1 eingeschaltet, wodurch die Ausgangsspannung Vbusp herabgezogen
wird. Aufgrund der Rückkopplung
um M1 fließt
der Strom I1 hauptsächlich
durch den Miller-Kondensator CM und die parasitäre Gatterabzugskapazität Cgd von
M1. Unter der Annahme, dass die Spannung am Gatter nahezu konstant
ist, führt
die Änderung
der Kondensatorsspannung direkt zu einer Änderung der Ausgangsspannung,
die gegeben ist durch: The prior art circuit 30 from 3 consists of the amplifier stage M1 with a Miller capacitor CM and a current limited input drive I1. When the switch SWEN is closed and the switch SW EN is opened, the output transistor M1 is turned on, whereby the output voltage Vbusp is pulled down. Due to the feedback around M1, the current I1 mainly flows through the Miller capacitor CM and the parasitic gate discharge capacitance Cgd of M1. Assuming that the voltage at the gate is nearly constant, changing the capacitor voltage directly results in a change in the output voltage, which is given by:
Das
heißt,
die Ausgangsspannung sinkt mit einer konstanten Rate ab, die durch
den Strom I1 und den Wert der Kondensatoren CM und Cgd bestimmt
wird.The
is called,
the output voltage drops at a constant rate, which is due to
the current I1 and the value of the capacitors CM and Cgd determined
becomes.
Wenn
SWEN geöffnet
wird und SWEN geschlossen
wird, so wird der Transistor M1 ausgeschaltet, und eine andere Schaltung
kann die Busspannung hoch ziehen.When SWEN is opened and SW EN is closed, the transistor M1 is turned off, and another circuit can pull up the bus voltage.
Wie
dem Fachmann bekannt ist, besteht eine Einschränkung des Treibers, wie er
in 3 dargestellt ist, darin, dass er nur dafür verwendet
werden kann, die Busspannung über
die gesamte Distanz bis auf Vbusn herabzuziehen, so dass andere
Buspegel nicht möglich
sind. Ein zweites Problem ist, dass die Einschaltzeit langsam ist.
Wenn die Ausgangsstufe eingeschaltet wird, so ist die Gatter-Quellen-Spannung
von M1 klein und muss über
ihre Schwellenspannung hinaus angehoben werden, bevor eine ausreichende
Menge an Abzugsstrom fließt
und die Ausgangsspannung tatsächlich
abzufallen beginnt. Darum wird zunächst der gesamte Ansteuerungsstrom
I1 verwendet, um die Gatter-Quellenkapazität Cgs zu laden, was zu einer
langen Einschaltverzögerung
führt.As is known to those skilled in the art, there is a limitation on the driver as described in US Pat 3 in that it can only be used to pull the bus voltage all the way down to Vbusn so that other bus levels are not possible. A second problem is that the turn-on time is slow. When the output stage is turned on, the gate-to-source voltage of M1 is small and must be raised above its threshold voltage before a sufficient amount of bleed current flows and the output voltage actually begins to drop. Therefore, first, the entire drive current I1 is used to charge the gate source capacitance Cgs, resulting in a long turn-on delay.
EP 0 575 676 A1 offenbart
eine Treiberschaltung, bei der zwei Schalter zum Schalten der Schaltung verwendet
werden. Einer wird dafür
verwendet, sie einzuschalten, und der andere wird dafür verwendet,
sie auszuschalten. EP 0 575 676 A1 discloses a driver circuit in which two switches are used to switch the circuit. One is used to turn it on, and the other is used to turn it off.
Es
ist eine Aufgabe dieser Offenbarung, eine Bustreiberschaltung bereitzustellen,
die eine schnelle Einschaltzeit hat. Es ist eine weitere Aufgabe
dieser Offenbarung, eine Bustreiberschaltung bereitzustellen, die das
Aufrechterhalten von Zwischenspannungen von ungleich null an dem
Bus ermöglicht.It
It is an object of this disclosure to provide a bus driver circuit,
which has a fast turn-on time. It is another task
of this disclosure, to provide a bus driver circuit incorporating the
Maintaining non-zero intermediate voltages at the
Bus allows.
Diese
und weitere Aufgaben werden mittels der Schaltung gemäß Anspruch
1 erreicht.These
and further objects are achieved by means of the circuit according to claim
1 reached.
In
einem Ruhezustand ist der Ausgangstransistor als Teil eines Stromspiegels
konfiguriert, der eine Gatter-Quellen-Spannung an dem Ausgangstransistor über der
Schwellenspannung des Ausgangstransistors hält, wodurch eine schnelle Einschaltzeit
ermöglicht
wird. In einem aktiven Zustand gibt die gesteuerte Stromquelle einen
im Wesentlichen konstanten Strom an den Ausgangstransistor aus,
um eine gesteuerte Anstiegsgeschwindigkeit zu erreichen. Dann verringert
sie den Strom zum Ausgangstransistor, wenn ein gewünschter Ausgangsspannungspegel
erreicht ist. Um die Leistungseffizienz zu verbessern, gibt eine
zweite gesteuerte Stromquelle Strom an die Ausgangslast ab, wenn
der gewünschte
Ausgangsspannungspegel erreicht ist. Um Übergangszustände zu minimieren,
gibt eine Steuerschaltung der Klasse AB einen Mindestvorspannungsstrom
an den Ausgangstransistor aus, um zu verhindern, dass er sich abschaltet,
wenn der gewünschte
Ausgangsspannungspegel erreicht ist.In
In an idle state, the output transistor is part of a current mirror
configured to provide a gate-source voltage across the output transistor across the
Threshold voltage of the output transistor stops, creating a fast turn-on time
allows
becomes. In an active state, the controlled current source gives one
essentially constant current to the output transistor,
to achieve a controlled slew rate. Then reduced
they supply the current to the output transistor when a desired output voltage level
is reached. To improve the power efficiency, there is one
second controlled current source current to the output load when
the desired one
Output voltage level is reached. To minimize transient conditions,
For example, a class AB control circuit will provide a minimum bias current
to the output transistor to prevent it from shutting down,
if the desired
Output voltage level is reached.
In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst der Bustreiber eine erste Stromquelle, einen Ausgangstransistor,
einen Spiegeltransistor und einen Schalter, der dafür konfiguriert
ist, den Spiegeltransistor und den Ausgangstransistor selektiv zu
verbinden, um einen ersten Stromspiegel zu bilden, der den Vorspannungsstrom
durch den Ausgangstransistor steuert.In
a preferred embodiment
the bus driver comprises a first current source, an output transistor,
a mirror transistor and a switch configured for it
is, the mirror transistor and the output transistor to selectively
connect to form a first current mirror, the bias current
controlled by the output transistor.
Genauer
gesagt, umfasst der Treiber eine erste Stromquelle; einen Ausgangstransistor
mit einem Gatter, das mit der ersten Stromquelle wirkverbunden ist,
einem Abzug, der mit einem ersten Knoten des Busses wirkverbunden
ist, und einer Quelle, die mit einem zweiten Knoten des Busses wirkverbunden
ist; einen Spiegeltransistor mit einem Gatter, der mit dem Gatter
des Ausgangstransistors wirkverbunden ist, einem Abzug, der mit
dem Gatter des Ausgangstransistors wirkverbunden ist, und einer
Quelle; einen Schalter, der zwischen der Quelle des Spiegeltransistors
und dem zweiten Knoten des Busses wirkverbunden ist; und einen Miller-Kondensator,
der zwischen dem Abzug des Ausgangstransistors und dem Gatter des
Ausgangstransistors angeschlossen ist.More accurate
said driver comprises a first power source; an output transistor
with a gate that is operatively connected to the first power source,
a trigger, which is operatively connected to a first node of the bus
is, and a source that is operatively connected to a second node of the bus
is; a mirror transistor with a gate connected to the gate
the output transistor is operatively connected to a trigger, which with
the gate of the output transistor is operatively connected, and a
Source; a switch connected between the source of the mirror transistor
and the second node of the bus is operatively connected; and a Miller capacitor,
between the trigger of the output transistor and the gate of
Output transistor is connected.
Die 1a, 1b veranschaulichen
einen beispielhaften, zum Stand der Technik gehörenden Bustreiber/Verstärker der
Klasse AB und seine zugehörige
Ausgangswellenform.The 1a . 1b illustrate an exemplary prior art class AB bus driver / amplifier and its associated output waveform.
Die 2a, 2b veranschaulichen
einen beispielhaften Bus, der durch einen Bustreiber/Verstärker der
Klasse AB und einen Bustreiber/Verstärker der Klasse A angesteuert
wird, und die zugehörige
Wellenform an dem Bus, wenn er durch den einen und den anderen angesteuert
wird.The 2a . 2 B illustrate an example bus driven by a class AB bus driver / amplifier and a Class A bus driver / amplifier and the associated waveform on the bus as it is driven by one and the other.
3 veranschaulicht
einen beispielhaften, zum Stand der Technik gehörenden Treiber/Verstärker mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit. 3 FIG. 3 illustrates an example prior art driver / amplifier with controlled slew rate. FIG.
4 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit
mit schneller Einschaltzeit. 4 illustrates an example driver / amplifier with controlled slew rate with fast turn-on time.
5 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit
mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem Ausgangsspannungspegel. 5 FIG. 12 illustrates an example driver / amplifier with controlled slew rate with fast on-time and controllable output voltage level.
6 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem
Ausgangsspannungspegel. 6 FIG. 12 illustrates an example driver / amplifier of controlled slew-rate class AB with fast on-time and controllable output voltage level.
7 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit Übergangszustandssteuerung. 7 FIG. 13 illustrates an example driver / amplifier of controlled slew rate class AB with transient state control. FIG.
8 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit Verstärkung. 8th FIG. 11 illustrates an example driver / amplifier of controlled slew rate class AB with gain. FIG.
9 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker der Klasse AB mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb. 9 FIG. 3 illustrates an exemplary driver / amplifier of controlled-rate class AB with rail-to-rail operation.
10 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers mit
gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit. 10 FIG. 3 illustrates an example circuit diagram of a controlled slew rate driver / amplifier. FIG.
11 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers mit
gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit
und steuerbarem Ausgangsspannungspegel. 11 FIG. 11 illustrates an example circuit diagram of a controlled slew-rate driver / amplifier with fast turn-on time and controllable output voltage level. FIG.
12 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller
Einschaltzeit, steuerbarem Ausgangsspannungspegel und Übergangszustandssteuerung. 12 FIG. 3 illustrates an example circuit diagram of a controlled slew rate class AB driver / amplifier with fast on-time, controllable output voltage level, and transient state control.
13 veranschaulicht
einen detaillierteren beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der Klasse
AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit. 13 FIG. 12 illustrates a more detailed exemplary circuit diagram of a controlled slew rate class AB driver / amplifier. FIG.
14 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit vereinfachter Übergangszustandssteuerung. 14 FIG. 12 illustrates an example circuit diagram of a controlled slew rate class AB driver / amplifier with simplified transient state control. FIG.
15 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb. 15 FIG. 12 illustrates an example circuit diagram of a controlled slew-rate class AB driver / amplifier with rail-to-rail operation. FIG.
4 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 40 mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit. In dieser Schaltung 40 fließt immer
Strom I1 in den Knoten am Gatter von M1. Wenn die Ausgangsstufe
durch Schließen
des Schalters SWEN deaktiviert
wird, so fließt
der Strom I1 in den an eine Diode angeschlossenen Transistor M11.
Die Kombination aus Transistor M11 und Ausgangsstufe M1 arbeitet
nun als ein Stromspiegel, und die Ausgangsstufe wird mit einem Abzugsstrom
vorgespannt, der durch I1 und die Breite-zu-Länge (B/L)-Verhältnisse
von M1 und M11 bestimmt wird. Infolge dessen wird die Gatter-Quellen-Spannung
von M1 mit einem Spannungspegel vorgespannt, der höher ist
als seine Schwellenspannung. 4 illustrates an example driver / amplifier 40 with controlled slew rate with fast turn-on time. In this circuit 40 Current I1 always flows into the node at the gate of M1. If the output stage by closing the switch SW EN is deactivated, the current I1 flows in the connected to a diode transistor M11. The combination of transistor M11 and output stage M1 now operates as a current mirror and the output stage is biased with a bleed current determined by I1 and the width-to-length (B / L) ratios of M1 and M11. As a result, the gate-source voltage of M1 is biased at a voltage level higher than its threshold voltage.
Wenn
die Ausgangsstufe durch Öffnen
des Schalters SWEN eingeschaltet
wird, so braucht die Gatter-Quellen-Spannung von M1 nur um einen
geringen Betrag angehoben zu werden, um vollständig einzuschalten, wodurch
eine schnelle Einschaltzeit erreicht wird.If the output stage by opening the switch SW EN is turned on, the gate-source voltage of M1 need only be raised by a small amount to fully turn on, thereby achieving a fast turn-on time.
5 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 50 mit gesteuerter
Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit und steuerbarem
Ausgangsspannungspegel. Dies erreicht man durch Ersetzen des konstanten
Treiberstroms I1 von 4 durch eine gesteuerte Stromquelle,
Verstärker
amp1. Der Verstärker
amp1 vergleicht die Ausgangsspannung am Knoten Vbusp mit der Referenzspannung
Vref. Solange die Ausgangsspannung Vbusp größer ist als die Referenzspannung
Vref, wird das Gatter von M1 angesteuert. Der Verstärker amp1
ist so konfiguriert, dass sein Ausgang strombegrenzt ist, wodurch
die Ausgangsspannung Vbusp so gesteuert wird, dass sie mit einer
konstanten Rate sinkt. Wenn die Ausgangsspannung Vbusp auf die Referenzspannung
Vref absinkt, so verringert der Verstärker amp1 den Strom zum Gatter
von M1, bis die Ausgangsspannung Vbusp stabil und gleich Vref ist.
Somit richtet der Verstärker
amp1 zusammen mit der Ausgangsstufe M1 eine Rückkopplungsschleife ein, welche
die Ausgangsspannung am Busknoten Vbusp steuert. Die Stromquelle
I2 spannt M1 vor und gestattet es einer Last an dem Bus (nicht gezeigt),
etwas Strom von dem Bus zu ziehen. Wenn der Bustreiber 50 durch
Schließen
des Schalters SWEN deaktiviert
wird, so lässt
die Sperrdiode D2 Busspannungen Vbusp zu, die größer als die Versorgungsspannung
Vsup des Bustreibers sind. Da der Vorspannungsstrom I2 kontinuierlich
fließt,
wird der Bustreiber 50 in Klasse A vorgespannt. 5 illustrates an example driver / amplifier 50 with controlled slew rate with fast on-time and controllable output voltage level. This is achieved by replacing the constant drive current I1 of 4 through a controlled current source, amplifier amp1. The amplifier amp1 compares the output voltage at the node Vbusp with the reference voltage Vref. As long as the output voltage Vbusp is greater than the reference voltage Vref, the gate is driven by M1. The amplifier amp1 is configured so that its output is current limited, whereby the output voltage Vbusp is controlled to decrease at a constant rate. When the output voltage Vbusp decreases to the reference voltage Vref, the amplifier amp1 decreases the current to the gate of M1 until the output voltage Vbusp is stable and equal to Vref. Thus, amplifier amp1, together with output stage M1, establishes a feedback loop which controls the output voltage at bus node Vbusp. The current source I2 biases M1 and allows a load on the bus (not shown) to draw some power from the bus. If the bus driver 50 by closing the switch SW EN is disabled, the blocking diode D2 allows bus voltages Vbusp, which are greater than the supply voltage Vsup the bus driver. Since the bias current I2 flows continuously, the bus driver becomes 50 preloaded in class A.
6 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 60 der Klasse
AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller Einschaltzeit
und steuerbarem Ausgangsspannungspegel. Ein Betrieb der Klasse AB
gestattet eine höhere
Leistungseffizienz und wird erreicht, indem die Stromquelle I2 von 5 durch
den Transistor M2 ersetzt wird und M2 über eine zweite Rückkopplungsschleife
gesteuert wird, die durch den Verstärker amp2 gebildet wird. Der
Transistor M2 speist den Strom in die Last (nicht gezeigt) mit Vbusp ein,
wenn die Ausgangsspannung Vbusp gleich der Referenzspannung Vref
ist. Die Diode D12, die durch die Stromquelle I12 vorgespannt wird, kompensiert
den Spannungsabfall über
D2, wenn die Diode D2 leitet. Der Kondensator Cp stabilisiert diese
zweite Rückkopplungsschleife. 6 illustrates an example driver / amplifier 60 class AB with controlled on speed with fast on-time and controllable output voltage level. Class AB operation allows higher power efficiency and is achieved by using current source I2 of 5 is replaced by the transistor M2 and M2 is controlled via a second feedback loop formed by the amplifier amp2. The transistor M2 feeds the current into the load (not shown) with Vbusp when the output voltage Vbusp is equal to the reference voltage Vref. Diode D12, which is biased by current source I12, compensates for the voltage drop across D2 as diode D2 conducts. The capacitor Cp stabilizes this second feedback loop.
Der
Betrieb dieser Schaltung 60 wird am besten im Hinblick
auf die verschiedenen Arbeitsregionen veranschaulicht, die in 1a definiert
sind.The operation of this circuit 60 is best illustrated in terms of the different working regions that are in 1a are defined.
In
der ersten Region vor t1 ist der Schalter SWEN geschlossen, und M1 ist mit einem Ruhestrom
vorgespannt, der durch den maximalen Ausgangsstrom des Verstärkers amp1
und die B/L-Verhältnisse
von M11 und M1 definiert wird, wie oben im Hinblick auf 4 besprochen.
Die Diode D2 sperrt, weshalb der Transistor M2 nicht vorgespannt
ist.In the first region before t1, the switch SW EN is closed, and M1 is biased with a quiescent current defined by the maximum output current of amplifier amp1 and the B / L ratios of M11 and M1 as described above 4 discussed. The diode D2 turns off, so the transistor M2 is not biased.
In
der zweiten Region zwischen t1 und t2 ist der Schalter SWEN offen,
und M1 wird intensiv angesteuert. Die Diode D2 sperrt immer noch,
so dass M2 wieder nicht vorgespannt ist.In
of the second region between t1 and t2, the switch SWEN is open,
and M1 is driven intensively. Diode D2 is still blocking
so that M2 is not biased again.
In
Region drei, zwischen t2 und t3, leitet die Diode D2, und die Transistoren
M1 und M2 werden, wenn die Last keinen Strom zieht, mit einem Ruhestrom
vorgespannt, der durch D2 und D12 bestimmt wird. In diesem Fall
steuern die Rückkopplungsschleifen
die Ausgangstransistoren M1 und M2 so, dass die Spannung zwischen
dem "+"-Anschluss und dem "–"-Anschluss der Verstärker amp1 und amp2 im Wesentlichen
null ist. Darum wird der Ruhestrom durch I12 und das Verhältnis zwischen
den Bereichen von Diode D2 und D12 bestimmt.In
Region three, between t2 and t3, conducts diode D2, and the transistors
M1 and M2 will be at a quiescent current when the load is not drawing current
biased, which is determined by D2 and D12. In this case
control the feedback loops
the output transistors M1 and M2 so that the voltage between
the "+" terminal and the "-" terminal of amplifiers amp1 and amp2 in essence
is zero. Therefore, the quiescent current through I12 and the ratio between
determined the areas of diode D2 and D12.
7 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 70 der Klasse
AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Übergangszustandssteuerung.
In der Schaltung 60 von 6 ist, wenn
die Last mehr Strom als den Ruhestrom zieht, der Abzugsstrom von
M1 im Wesentlichen null, wodurch sich das Dynamikverhalten der Schaltung 60 verschlechtert.
Außerdem
wird, wenn CMOS-Elemente zur Implementierung der Verstärker amp1
und amp2 verwendet werden, der Ruhestrom in Region drei aufgrund
des großen
Versatzes von CMOS-Verstärkern
nicht gut definiert. 7 illustrates an example driver / amplifier 70 Class AB with controlled slew rate with transient state control. In the circuit 60 from 6 is, if the load draws more current than the quiescent current, the takeoff current of M1 is essentially zero, thereby increasing the dynamic behavior of the circuit 60 deteriorated. In addition, when CMOS elements are used to implement the amplifiers amp1 and amp2, the quiescent current in region three is not well defined due to the large offset of CMOS amplifiers.
In
den Treiber 70 wird eine Stromquelle I2 hinzugefügt, um den
Transistor M2 vorzuspannen, wenn der Verstärker 70 in der ersten
und der zweiten Region von 1a angeordnet
ist, wenn Diode D2 sperrt. Des Weiteren wird eine Steuerschaltung
der Klasse AB hinzugefügt,
die einen Steuerblock 710 und Transistoren M21 und M22
umfasst. Die Transistoren M21 und M22 sind dafür konfiguriert, eine Kopie
I21, I22 des Vorspannungsstroms der Transistoren M1 bzw. M2 zu erzeugen.
Der Steuerblock 710 der Klasse AB wählt dann den niedrigeren der
beiden Vorspannungsströme
aus und richtet eine Rückkopplungsschleife
ein, indem er phasengleiche Ströme
IAB von den Gattern beider Ausgangstransistoren
M1 und M2 abzieht, so dass die zwei Vorspannungsströme über einem
Mindeststrom bleiben, der verhindert, dass M1 in der Region zwischen
t2 und t3 von 1b abschaltet.In the driver 70 A current source I2 is added to bias transistor M2 when the amplifier 70 in the first and second region of 1a is arranged when diode D2 blocks. Furthermore, a class AB control circuit is added, which is a control block 710 and transistors M21 and M22. Transistors M21 and M22 are configured to generate a replica I21, I22 of the bias current of transistors M1 and M2, respectively. The control block 710 Class AB then selects the lower of the two bias currents and establishes a feedback loop by subtracting in-phase currents I AB from the gates of both output transistors M1 and M2 so that the two bias currents remain above a minimum current that prevents M1 in the Region between t2 and t3 of 1b off.
8 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 80 der Klasse
AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Verstärkung. Widerstände R1–R4 erzeugen
den Verstärkungsfaktor
zwischen der Referenzspannung Vref und der Ausgangsspannung Vbusp,
die in Region drei erzeugt wird. Die von den Dioden erzeugten Spannungen
müssen
entsprechend dem Verstärkungsfaktor
angepasst werden. Wenn zum Beispiel der Verstärkung zwei ist, so werden zwei
Dioden D2 und D3 benötigt,
wie in 8 gezeigt. Für
einen höheren
Verstärkungsfaktor
werden mehr Dioden verwendet. Eine andere Option ist, die Diode
D20 durch einen Widerstand zu ersetzen und die Stromquelle I20 in
einer solchen Weise zu realisieren, dass der Strom durch eine Diodenspannung
und einen Widerstand bestimmt wird. Auf diese Weise lassen sich
nichtganzzahlige Verstärkungsfaktoren
erzeugen. 8th illustrates an example driver / amplifier 80 class AB with controlled slew rate with gain. Resistors R1-R4 generate the gain between the reference voltage Vref and the output voltage Vbusp generated in region three. The voltages generated by the diodes must be adjusted according to the amplification factor. For example, if the gain is two, two diodes D2 and D3 are needed, as in 8th shown. For a higher gain, more diodes are used. Another option is to replace the diode D20 with a resistor and to realize the current source I20 in such a way that the current is determined by a diode voltage and a resistor. In this way non-integer gain factors can be generated.
9 veranschaulicht
einen beispielhaften Treiber/Verstärker 90 der Klasse
AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb.
Der Rail-to-Rail-Ausgangsspannungsbereich
wird erreicht, indem man den Transistor M2 vom N-Typ von 8 durch
einen Transistor vom P-Typ ersetzt und die Schaltung so modifiziert,
dass der invertierte Typ berücksichtigt
wird. Weil der Transistor M2 von 9 nun als
eine Invertierungsstufe verwendet wird, werden die Eingänge des
Verstärkers
amp2 vertauscht, um eine negative Rückkopplung in der oberen Rückkopplungsschleife
beizubehalten. Außerdem
werden die Verbindungen des Steuerblocks 910 der Klasse
AB gewechselt, um phasenungleiche Ströme IAB an
die Gatter von M1 und M2 anzulegen, um eine negative Rückkopplung
in der Rückkopplungsschleife
der Klasse AB beizubehalten. In 9 sind die
Spannungen an den Gattern von M1 und M2 als direkte Eingänge in den
Steuerblock 910 der Klasse AB veranschaulicht, was im Prinzip
dem Verwenden der Ströme
von M21 und M22 in den zuvor besprochenen Schaltungen 70 und 80 ähnelt. 9 illustrates an example driver / amplifier 90 Class AB with controlled slew rate with rail-to-rail operation. The rail-to-rail output voltage range is achieved by turning on N-type transistor M2 8th is replaced by a P-type transistor and the circuit is modified to account for the inverted type. Because the transistor M2 of 9 now used as an inversion stage, the inputs of amplifier amp2 are reversed to maintain negative feedback in the upper feedback loop. In addition, the connections of the control block 910 the class AB to phase-in currents I AB to the gates of M1 and M2 to maintain negative feedback in the class AB feedback loop. In 9 For example, the voltages at the gates of M1 and M2 are direct inputs to the control block 910 Class AB illustrates, in principle, the use of the currents of M21 and M22 in the previously discussed circuits 70 and 80 similar.
10–15 zeigen
beispielhafte Schaltpläne,
welche die oben vorgestellten Prinzipien verkörpern. 10 - 15 show exemplary circuit diagrams that embody the principles presented above.
10 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 100 mit
gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit, der auf den mit Bezug auf 4 besprochenen
Prinzipien basiert. Der Bustreiber 100 umfasst einen Ausgangstransistor
M1 mit einem Miller-Kondensator CM, einen Transistor M11, der mit dem
Transistor M1 einen schaltbaren Stromspiegel bildet, und einen Transistor
M12, der den Schalter bildet. Der Vorspannungsstrom Ibias wird durch
die Stromspiegel M4, M5; M2, M3 und M2, M20 gespiegelt. Der Transistor
M20, der über
die Sperrdiode D20 an den Abzug von M1 angeschlossen ist, führt der
Last Strom zu und gibt auch den Ruhestrom von M1 aus, so dass kein
Strom von dem Bus abgezogen wird, wenn der Bustreiber 100 deaktiviert
wird. Die Stromspiegel M4–M5
und M2–M3
sind mittels der Transistoren M24, M25 bzw. M22, M23 kaskodiert.
Der Transistor M21 und die Diode D21 implementieren eine Spannungsklemmschaltung,
welche die Spannung am Gatter von M1 begrenzt, um das Gatteroxid
von M1 zu schützen.
Die Klemmspannung wird unter Verwendung der Eingangs-Vref eingestellt.
Eine zweite Klemmschaltung, die durch eine Zener-Diode D22 erzeugt
wird, begrenzt ebenfalls die Gatterspannung von M1, falls die Klemmschaltung
zu langsam ist oder die Klemmspannung falsch ist. 10 illustrates an exemplary circuit diagram of a driver / amplifier 100 with controlled slew rate, which is related to 4 based on the principles discussed. The bus driver 100 comprises an output transistor M1 with a Miller capacitor CM, a transistor M11, which forms a switchable current mirror with the transistor M1, and a transistor M12, which forms the switch. The bias current Ibias is determined by the current mirrors M4, M5; M2, M3 and M2, M20 mirrored. The transistor M20, which is connected to the trigger of M1 via the blocking diode D20, supplies power to the load and also outputs the quiescent current from M1, so that no current is drawn from the bus when the bus driver 100 is deactivated. The current mirrors M4-M5 and M2-M3 are cascoded by means of the transistors M24, M25 and M22, M23. Transistor M21 and diode D21 implement a voltage clamp circuit that limits the voltage on the gate of M1 to protect the gate oxide of M1. The clamp voltage is set using the input Vref. A second clamp generated by a zener diode D22 also limits the gate voltage of M1 if the clamp is too slow or the clamp voltage is wrong.
11 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 110 mit
gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit steuerbarem Ausgangsspannungspegel,
der auf dem in 5 dargelegten Prinzip basiert. 11 illustrates an exemplary circuit diagram of a driver / amplifier 110 with controlled slew rate with controllable output voltage level, which is on the in 5 based principle.
Der
Verstärker
amp1 von 5 ist in dem Treiber 110 durch
eine Differenzialstufe M3, M5 und eine gefaltete Kaskode M7 implementiert
und steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an,
dass die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung Vbusp
gleich der Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in
das Gatter des Ausgangstransistors M1 fließt, wird durch eine Stromquelle
eingestellt, die durch den Transistor M7 und die Kaskode M57 gebildet
wird, die zusammen mit dem Miller-Kondensator CM die Anstiegsgeschwindigkeit
bestimmt.The amplifier amp1 of 5 is in the driver 110 implemented by a differential stage M3, M5 and a folded cascode M7, and drives the output transistor M1 in such a manner that the output voltage decreases until the output voltage Vbusp is equal to the reference voltage Vref. The maximum current flowing into the gate of the output transistor M1 is adjusted by a current source formed by the transistor M7 and the cascode M57, which together with the Miller capacitor CM determines the slew rate.
Wenn
der durch die Eingangsspannung Vref bestimmte Ausgangspegel erreicht
ist, so wird der Vorspannungsstrom von M1 durch die Stromquelle
M42 gesteuert. Der Treiber wird unter Verwendung des Transistors
M11 und des Schalters M12 selektiv deaktiviert. Die Sperrdiode D2
ermöglicht
es, dass die Busspannung Vbusp höher
als die Versorgungsspannung Vsup des Bustreibers 110 ist.When the output level determined by the input voltage Vref is reached, the bias current of M1 is controlled by the current source M42. The driver is selectively deactivated using the transistor M11 and the switch M12. The blocking diode D2 makes it possible for the bus voltage Vbusp to be higher than the supply voltage Vsupp of the bus driver 110 is.
Die
Transistoren M30–M32
umfassen eine Schaltung, die eine Spannung proportional zur Sättigungsspannung
der Stromquellen vom P-Typ erzeugt. Durch Verwenden verschiedener
Vorspannungsströme,
die durch die Transistoren M66 und M67 mit den Kaskoden M76 und
M77 erzeugt werden, und durch Verwenden verschiedener Breiten für die Bauelemente
M30 und M31 wird ein Spannungsabfall ΔV an der Quelle von M30 und
der Quelle von M31 erzeugt, der gegeben ist durch: wobei μ die Mobilität der Ladungsträger der
MOS-Transistoren ist, Cox die normalisierte Oxidkapazität der MOS-Transistoren
ist, L die Länge
der MOS-Transistoren
ist, I67 der durch den Transistor M67 erzeugte Strom ist, W30 die
Breite des Transistors M30 ist, n das Verhältnis zwischen der Breite von
M31 und der Breite von M30 ist und m das Verhältnis zwischen dem durch M68
erzeugten Strom und dem durch M67 erzeugten Strom ist. Weil die
Sättigungsspannung
der Stromquellen als geschrieben werden kann,
wobei der Faktor p von den Stromdichten der Stromquellen abhängt, ist
der Spannungsabfall an der Quelle von M30 und der Quelle von M31
proportional zur Sättigungsspannung
der Transistoren vom P-Typ.The transistors M30-M32 include a circuit that generates a voltage proportional to the saturation voltage of the P-type current sources. By using different bias currents generated by the transistors M66 and M67 with the cascodes M76 and M77 and by using different widths for the devices M30 and M31, a voltage drop ΔV is generated at the source of M30 and the source of M31 given is through: 
Der
Transistor M32 richtet eine Rückkopplungsschleife
ein, um zu gewährleisten,
dass der Abzugsstrom von M31 unabhängig von dem Strom, der durch
M72 fließt,
gleich dem durch die Stromquelle M67 erzeugten Strom ist. Der Transistor
M72 wird durch die Stromquelle M68 mit der Kaskode M78 vorgespannt
und wird dafür
verwendet, eine Pegelverschiebung zu erzeugen, die gleich der Gatter-Quellen-Spannung der Kaskoden
ist. Diese Pegelverschiebung wird der Spannung an der Quelle von
M31 hinzugefügt.
Auf diese Weise wird die Vorspannungsspannung für die Kaskoden M57, M58, M54,
M55, M70 und M71 erzeugt. Durch Auswählen der richtigen Stromdichten
in den Transistoren M30 und M31 und den Stromquellen M45, M47 und
M60 sind darum die Stromquellen – unabhängig von Prozessschwankungen
und Temperatur – immer
in Sättigung vorgespannt.
Dieses Vorspannen könnte
auch dadurch erreicht werden, dass man die Quelle von M72 mit dem positiven
Versorgungsanschluss Vsup verbindet und eine entsprechende Skalierung
zwischen der Stromdichte von M72 und der Stromdichte der Kaskodentransistoren
anwendet. Jedoch sind in diesem Fall die Kaskodentransistoren DMOS-Transistoren
mit einem anderen Verhalten als die PMOS-Stromquellen. Darum würde die
resultierende Spannung an den Stromquellen nicht zu der Sättigungsspannung
der Stromquellen in Beziehung stehen.Of the
Transistor M32 establishes a feedback loop
to ensure
that the discharge current of M31 is independent of the current passing through
M72 flows,
is equal to the current generated by the current source M67. The transistor
M72 is biased by the current source M68 with the cascode M78
and will do it
used to produce a level shift equal to the gate-source voltage of the cascodes
is. This level shift is the voltage at the source of
M31 added.
In this way, the bias voltage for the cascodes M57, M58, M54,
M55, M70 and M71 generated. By selecting the correct current densities
in the transistors M30 and M31 and the current sources M45, M47 and
M60 are therefore the power sources - independent of process fluctuations
and temperature - always
biased in saturation.
This biasing could
also be achieved by looking at the source of M72 with the positive
Supply connection Vsup connects and a corresponding scaling
between the current density of M72 and the current density of the cascode transistors
applies. However, in this case the cascode transistors are DMOS transistors
with a different behavior than the PMOS power sources. That's why the
resulting voltage at the power sources not to the saturation voltage
the power sources are related.
Die
Kaskaden M50, M51, M76–78,
M7 vom N-Typ werden unter Verwendung des Transistors M65 und der
Diode D65 vorgespannt, die durch den separaten Eingangsstrom Ibias
2 vorgespannt wird. Der einfache, mit einer Diode konfigurierte
M65, der zum Vorspannen der Kaskoden vom N-Typ verwendet wird, erbringt
keine Spannung, die zu der Sättigungsspannung
der Stromquellen vom N-Typ in Beziehung steht. Wenn man die Quelle
von M7 zwingen würde,
zu der Sättigungsspannung
von M43 in Beziehung zu stehen, so würde dies nicht genügend Raum
lassen, um M7 bei hohen Temperaturen innerhalb der Gatter-Quellen-Spannung
von M1 vorzuspannen. Bei Verwendung der Diode D65 erhält man mehr
Freiraum bei hohen Temperaturen, aber die Stromquellen können in
der linearen Region arbeiten. Die Vorspannungsströme des Verstärkers werden mit
Hilfe des Eingangsstroms Ibias und der Transistoren M40–M43, M45,
M47, M60 mit den Kaskoden M50, M51, M55, M57, M70 erzeugt. Eine
Zener-Diode D11
schützt
das Gatteroxid des Ausgangstransistors M1.The
Cascades M50, M51, M76-78,
N-type M7s are made using the transistor M65 and the
Diode D65 biased by the separate input current Ibias
2 is biased. The simple, with a diode configured
M65, which is used to bias the N-type cascodes
no voltage leading to the saturation voltage
the N-type current source is related. When you look at the source
would force M7
to the saturation voltage
Being related by M43 would not leave enough room
leave to M7 at high temperatures within the gate source voltage
from M1. Using the diode D65 gives you more
Free space at high temperatures, but the power sources can in
the linear region work. The bias currents of the amplifier are with
Help of the input current Ibias and the transistors M40-M43, M45,
M47, M60 generated with the cascades M50, M51, M55, M57, M70. A
Zener diode D11
protects
the gate oxide of the output transistor M1.
Es
werden auf folgende Weise zusätzliche
Schaltungen hinzugefügt,
um diesen Verstärker
als einen sekundären
Verstärker
zu verwenden. Eine erste Schaltung, die aus der Diode D13, dem Widerstand
R13 und Transistoren M13–M15
besteht, gewährleistet,
dass der Transistor M1 nicht versehentlich eingeschaltet wird, wenn
die Versorgungsspannung des Verstärkers zu niedrig ist. Wenn
die Versorgungsspannung zu niedrig ist, dann funktioniert die durch
die Differenzialstufe M3, M5 eingerichtete Rückkopplungsschleife nicht,
und der Transistor M1 wird nicht richtig gesteuert. In diesem Fall
können Übergangszustände an dem
Bus das Gatter von M1 über
den Miller-Kondensator
CM einschalten. Um ein Einschalten von M1 zu verhindern, hält der Strom,
der durch die Diode D13, den Widerstand R13 und den Stromspiegel
M13, M14 fließt,
die Spannung am Gatter von M1 niedrig. Eine weitere zusätzliche
Schaltung, die den Widerstand R1, Transistoren Q1, Q2 und Transistoren
M33–M36
umfasst, detektiert den Strom, der durch den Transistor M1 fließt, um den
Sender ausschalten zu können,
wenn die Busspannung nach oben gezogen wird. Wenn die Busspannung
zur Versor gungsspannung umgeschaltet wird, so nimmt der durch M1
fließende
Strom zu. Folglich nimmt die Spannung an R1 zu, und damit nimmt
auch die Spannung an der Basis von Q2, die über Q1 angesteuert wird, zu.
Infolge dessen nimmt der Kollektorstrom von Q2 zu, und wenn der
Kollektorstrom von Q2 größer ist
als der durch die Stromquelle M34 erzeugte Strom, so wird die Eingangsspannung
des Inverters M35, M36 auf niedrig gezogen, so dass der Ausgang
ILIM hoch wird. Das Signal ILIM wird dafür verwendet, den Sender zu
deaktivieren, so dass die Busspannung ohne Stromvergeudung ansteigen
kann.It
become additional in the following way
Added circuits,
around this amp
as a secondary
amplifier
to use. A first circuit consisting of the diode D13, the resistor
R13 and transistors M13-M15
exists, ensures
that the transistor M1 is not accidentally turned on when
the supply voltage of the amplifier is too low. If
the supply voltage is too low, then the works through
the differential stage M3, M5 does not set up a feedback loop,
and the transistor M1 is not controlled properly. In this case
can transitional states at the
Bus over the gate of M1
the Miller capacitor
Turn CM on. To prevent M1 from turning on, the power stops
through the diode D13, the resistor R13 and the current mirror
M13, M14 flows,
the voltage at the gate of M1 low. Another extra
Circuit containing the resistor R1, transistors Q1, Q2 and transistors
M33-M36
detects, detects the current flowing through the transistor M1 to the
To switch off the transmitter,
when the bus voltage is pulled up. When the bus voltage
is switched to supply supply voltage, so takes the M1
flowing
Power too. Consequently, the voltage at R1 increases and decreases
Also, the voltage at the base of Q2, which is driven via Q1, too.
As a result, the collector current of Q2 increases, and if the
Collector current of Q2 is greater
as the current generated by the current source M34, the input voltage becomes
of the inverter M35, M36 pulled low, so the output
ILIM becomes high. The signal ILIM is used to close the transmitter
disable, so that the bus voltage without power waste increase
can.
12 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 120 der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit schneller
Einschaltzeit, steuerbarem Ausgangsspannungspegel und Übergangszustandssteuerung.
Der Bustreiber 120 basiert auf dem in 7 dargestellten
Prinzip. Der erste Verstärker,
der die Differenzialstufe M3, M5 und die gefaltete Kaskode M7 umfasst,
steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an, dass
die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung gleich der
Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in die Ausgangsstufe
fließt,
wird durch I7 eingestellt, weshalb die Anstiegsgeschwindigkeit durch
I7 und CM bestimmt wird. Der Treiber kann unter Verwendung des Transistors
M11 und des Schalters M12 deaktiviert werden. Wenn der Treiber deaktiviert
ist, so fließt der
gesamte Strom von I7 in den Transistor M11, so dass der Ruhestrom
von M1 durch I7 und die B/L-Verhältnisse
von M11 und M1 bestimmt wird. Der zweite Verstärker besteht aus der Differenzialstufe
M4, M6 und der gefalteten Kaskode M8. Ein Frequenzausgleich des
zweiten Verstärkers
wird unter Verwendung des CP bewerkstelligt. Der Kondensator CP
ist geerdet, was eine bessere Stromzufuhrzurückweisung als bei der in 7 gezeigten
Schaltung erbringt, wo CP an die Versorgung angeschlossen ist und
Signale an der Versorgung das Gatter von M1 beeinflussen können. 12 illustrates an exemplary circuit diagram of a driver / amplifier 120 Class AB controlled slew rate with fast on-time, controllable output voltage level and transient state control. The bus driver 120 based on the in 7 illustrated principle. The first amplifier comprising the differential stage M3, M5 and the folded cascode M7 drives the output transistor M1 in such a manner that the output voltage decreases until the output voltage is equal to the reference voltage Vref. The maximum current flowing into the output stage is set by I7, which is why the slew rate is determined by I7 and CM. The driver can be disabled using transistor M11 and switch M12. When the driver is disabled, all of the current from I7 flows into transistor M11, so that the quiescent current of M1 is determined by I7 and the B / L ratios of M11 and M1. The second amplifier consists of the differential stage M4, M6 and the folded cascode M8. Frequency compensation of the second amplifier is accomplished using the CP. The capacitor CP is grounded, which provides a better power rejection than the in 7 shows where CP is connected to the supply and signals on the supply can affect the gate of M1.
Wenn
die Ausgangsstufe deaktiviert ist, so steuert der zweite Verstärker den
Ausgangstransistor M2 unter Verwendung der Diode D20 in einer solchen
Weise an, dass die Spannung an der Quelle von M2 mit der korrekten
Spannung vorgespannt wird, um den durch Vref eingestellten Buspegel
anzusteuern. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung hoch, die Diode
D2 sperrt, und der Ruhestrom von M2 wird durch I2 gesteuert.When the output stage is deactivated, the second amplifier controls the output transistor M2 using the diode D20 in such a manner that the voltage at the source of M2 is biased at the correct voltage to drive the bus level set by Vref. In this case, the output voltage is high, the diode D2 is off, and the quiescent current of M2 is controlled by I2.
Wenn
der Bustreiber aktiviert ist und der Buspegel erreicht ist, so steuert
der zweite Verstärker
M4, M6, M8 den Transistor M2 in einer solchen Weise an, dass M2
den durch die Buslast gezogenen Strom abgibt. In dieser Situation
wird der Ruhestrom der Ausgangsstufe durch eine Steuerschaltung
der Klasse AB gesteuert, die Transistoren M21–M29 umfasst. Die Transistoren
M21 und M22 erzeugen eine Kopie des Vorspannungsstroms der Ausgangstransistoren
M1 bzw. M2. Die Abzugsströme
von M1 und M2 werden dann gespiegelt und durch eine Minimumselektorschaltung
M23–M26
kombiniert. Der Ausgang der Minimumselektorschaltung am Abzug von
M25 wird durch den niedrigeren der zwei Eingangsströme gesteuert,
die in die an eine Diode angeschlossenen Transistoren M23 und M24
fließen.
Der niedrigere der zwei Vorspannungsströme wird dann durch M27–M29 gespiegelt.
Die zwei gleichen Ströme,
die durch M27 und M28 erzeugt werden, steuern dann die Gatter der
Ausgangstransistoren phasengleich über Kaskoden M7 und M8 an.
Somit wird eine Rückkopplungsschleife
gebildet, die den Mindeststrom der Ausgangsstufe so steuert, dass
die Ausgangstransistoren niemals vollständig abschalten. Wenn zum Beispiel
M2 einen hohen Strom an die Buslast abgibt, so ist der durch M22
und M24 fließende
Strom ebenfalls hoch. Darum wird der Transistor M26 intensiv angesteuert,
und die Spannung an den Abzugs-Quellen-Anschlüssen von M26 ist niedrig. Dann
arbeiten die Transistoren M23 und M25 als ein Stromspiegel, so dass
der Abzugsstrom von M21, der eine Kopie des Abzugsstroms von M1 ist,
die Rückkopplungsschleife
steuert. Somit wird der Vorspannungsstrom von M1 mit einem konstanten Strom
geregelt.If
the bus driver is activated and the bus level is reached, so controls
the second amplifier
M4, M6, M8 the transistor M2 in such a way that M2
delivers the current drawn by the bus load. In this situation
is the quiescent current of the output stage by a control circuit
controlled class AB, which includes transistors M21-M29. The transistors
M21 and M22 produce a copy of the bias current of the output transistors
M1 or M2. The withdrawal streams
M1 and M2 are then mirrored and by a minimum selector circuit
M23-M26
combined. The output of the minimum selector circuit at the trigger of
M25 is controlled by the lower of the two input currents
in the connected to a diode transistors M23 and M24
flow.
The lower of the two bias currents is then mirrored by M27-M29.
The two equal streams,
which are generated by M27 and M28 then control the gates of the
Output transistors in phase via cascodes M7 and M8.
Thus, a feedback loop becomes
is formed, which controls the minimum current of the output stage so that
never turn off the output transistors completely. If for example
M2 gives off a high current to the bus load, so is the through M22
and M24 flowing
Electricity also high. Therefore, the transistor M26 is driven intensively,
and the voltage at the trigger source terminals of M26 is low. Then
the transistors M23 and M25 operate as a current mirror, so that
the take-off flow of M21, which is a copy of the take-off stream of M1,
the feedback loop
controls. Thus, the bias current of M1 becomes a constant current
regulated.
13 veranschaulicht
einen detaillierteren beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 130 der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit, der auf den in 12 dargelegten
Prinzipien basiert. Diese Schaltung 130 umfasst die Ausgangsstufe
M1, M2 mit der Deaktivierungsschaltung M11, M12, der Sperrdiode
D2, den Ausgleichskondensatoren CM, CP und den Treiberverstärkern M3,
M5, M7 und M4, M6, M8. Die Stromquellen des Treibers 130 sind
unter Verwendung der Transistoren M40–M48 und M60–M62 mit Kaskoden
M50–M58
und M70–M72
implementiert. Die Steuerschaltung der Klasse AB besteht aus den
Transistoren M21–M29
und M33, M34. Gefaltete Kaskoden M33, M34, die durch Stromquellen
M63, M64 vorgespannt werden, und Kaskoden M73, M74 sind hinzugefügt, um mehr
Freiraum für
den Transistor M22 zu schaffen. Der Stromspiegel M13–M14 implementiert
eine Stromgrenze, so dass der maximale Strom, den M2 abgeben kann,
durch Iref und die B/L-Verhältnisse
von M13 und M14 bestimmt wird. Dadurch können bestimmte Bauelemente
an dem Bus nach Bedarf den durch den Bustreiber angesteuerten Buspegel übersteuern. 13 illustrates a more detailed example circuit diagram of a driver / amplifier 130 class AB with controlled slew rate, based on the in 12 based principles. This circuit 130 comprises the output stage M1, M2 with the deactivating circuit M11, M12, the blocking diode D2, the equalizing capacitors CM, CP and the driver amplifiers M3, M5, M7 and M4, M6, M8. The power sources of the driver 130 are implemented using transistors M40-M48 and M60-M62 with cascodes M50-M58 and M70-M72. The class AB control circuit consists of transistors M21-M29 and M33, M34. Folded cascodes M33, M34, which are biased by current sources M63, M64, and cascodes M73, M74 are added to provide more clearance for transistor M22. The current mirror M13-M14 implements a current limit so that the maximum current that M2 can deliver is determined by Iref and the B / L ratios of M13 and M14. This allows certain devices on the bus to override the bus level driven by the bus driver as needed.
Die
Quelle von M24 wäre
herkömmlicherweise
an die positive Versorgung VSUP angeschlossen. Jedoch ist in dem
Treiber 130 die Quelle von M24 an VLIM am Abzug von M14
angeschlossen. Im normalen Betrieb ist die Spannung an VLIM nahezu
die gleiche wie die Spannung an VSUP. Wenn jedoch M2 durch die Stromgrenze
begrenzt wird, so fällt
die Spannung an VLIM ab. Durch Verbinden der Quelle von M24 mit
VLIM wird der Einfluss des Stroms von M2 auf die Vorspannung der
Klasse AB weiter verringert, so dass der niedrigere Strom von M1
die Vorspannung der Klasse AB stärker
steuert. Die Transistoren M30–M32
und M72 erzeugen die Vorspannung für die Kaskoden vom P-Typ. Die
Kaskoden vom N-Typ werden unter Verwendung des Transistors M65 und
der Diode D65 vorgespannt, wie oben besprochen. Zener-Dioden D11
und D12 schützen
das Gatteroxid der Ausgangstransistoren M1 und M2.The source of M24 would conventionally be connected to the positive supply VSUP. However, in the driver 130 the source of M24 is connected to VLIM at the outlet of M14. In normal operation, the voltage at VLIM is almost the same as the voltage at VSUP. However, if M2 is limited by the current limit, the voltage on VLIM drops. By connecting the source of M24 to VLIM, the influence of the current from M2 on the class AB bias is further reduced so that the lower current of M1 controls the class AB bias more. Transistors M30-M32 and M72 provide the bias for the P-type cascodes. The N-type cascodes are biased using transistor M65 and diode D65, as discussed above. Zener diodes D11 and D12 protect the gate oxide of the output transistors M1 and M2.
Da
Bauelemente an dem Bus die Busspannung nicht nach oben ziehen dürfen oder
können,
ist der Transistor M2 selbst ohne eine Steuerschaltung der Klasse
AB immer vorgespannt. Darum braucht die Steuerschaltung der Klasse
AB nur den Mindeststrom von M1 zu steuern, und die Schaltung kann
vereinfacht werden. Die resultierende Schaltung 140 ist
in 14 gezeigt. Abgesehen von der Steuerschaltung
der Klasse AB ist die Schaltung 140 mit der in 13 gezeigten
Schaltung 130 identisch. Die Steuerschaltung der Klasse AB
besteht jetzt nur aus den Transistoren M21, M23, M25–M29. Wenn
der Abzugsstrom von M1 hoch ist, so ist der Abzugsstrom von M21
und M23 ebenfalls hoch. Darum ist die Gatter-Quellen-Spannung von
M23 hoch, und der Transistor M25 fungiert als eine Kaskode für die Stromquelle
M26. Somit wird der durch M26 erzeugte konstante Strom durch M27–M29 gespiegelt,
und die Rückkopplungsschleife
der Klasse AB ist nicht aktiv. Wenn der Abzugsstrom von M1 niedrig
ist, so ist der Abzugsstrom von M21 und M23 ebenfalls niedrig, so
dass die Gatter-Quellen-Spannung von M23 niedrig ist. Somit zwingt
der Transistor M25 den Transistor M26 in die lineare Region. Änderungen
beim Abzugsstrom von M1 führen
zu Änderungen
bei der Quellenspannung von M25, und weil M26 in der linearen Region
arbeitet, ändert
sich der in den Stromspiegel M27–M29 fließende Strom. Somit ist die
Rückkopplungsschleife
der Klasse AB aktiv und steuert den Vorspannungsstrom von M1.Since devices on the bus are not allowed to pull up the bus voltage, transistor M2 is always biased even without a Class AB control circuit. Therefore, the class AB control circuit only needs to control the minimum current of M1, and the circuit can be simplified. The resulting circuit 140 is in 14 shown. Apart from the class AB control circuit, the circuit is 140 with the in 13 shown circuit 130 identical. The class AB control circuit now consists only of transistors M21, M23, M25-M29. When the purge current of M1 is high, the purge current of M21 and M23 is also high. Therefore, the gate-to-source voltage of M23 is high, and transistor M25 acts as a cascode for current source M26. Thus, the constant current produced by M26 is mirrored by M27-M29, and the class AB feedback loop is not active. When the purge current of M1 is low, the drain current of M21 and M23 is also low, so that the gate-source voltage of M23 is low. Thus, transistor M25 forces transistor M26 into the linear region. Changes in the take-off current of M1 result in changes in the source voltage of M25, and because M26 operates in the linear region, the current flowing in the current mirror M27-M29 changes. Thus, the class AB feedback loop is active and controls the bias current of M1.
15 veranschaulicht
einen beispielhaften Schaltplan eines Treibers/Verstärkers 150 der
Klasse AB mit gesteuerter Anstiegsgeschwindigkeit mit Rail-to-Rail-Betrieb.
Der Bustreiber 150 basiert auf dem in 9 dargelegten
Prinzip. Der erste Verstärker,
der die Differenzialstufe M3, M5 und die gefaltete Kaskode M7 umfasst,
steuert den Ausgangstransistor M1 in einer solchen Weise an, dass
die Ausgangsspannung absinkt, bis die Ausgangsspannung gleich der
Referenzspannung Vref ist. Der maximale Strom, der in die Ausgangsstufe fließt, wird
durch I8 abzüglich
des Abzugsstroms von M8 eingestellt. Somit wird die Anstiegsgeschwindigkeit durch
I8 abzüglich
des Abzugsstroms von M8 und CM1 bestimmt. Der Treiber 150 kann
unter Verwendung des Transistors M11 und des Schalters M12 deaktiviert
werden. Wenn der Treiber 150 deaktiviert ist, so fließt der Strom
von I8 abzüglich
des Abzugsstroms von M8 in den Transistor M11, so dass der Ruhestrom
von M1 durch I8 abzüglich
des Abzugsstroms von M8 und die B/L-Verhältnisse von M11 und M1 bestimmt
wird. Der zweite Verstärker
besteht aus der Differenzialstufe M4, M6 und der gefalteten Kaskode
M8. Ein Frequenzausgleich des zweiten Verstärkers wird unter Verwendung
des CM2 bewerkstelligt. 15 illustrates an exemplary circuit diagram of a driver / amplifier 150 the class AB with controlled slew rate with rail-to-rail operation. The bus driver 150 based on the in 9 stated principle. The first amplifier comprising the differential stage M3, M5 and the folded cascode M7 drives the output transistor M1 in such a manner that the output voltage decreases until the output voltage is equal to the reference voltage Vref. The maximum current flowing to the output stage is set by I8 less the discharge current of M8. Thus, the slew rate is determined by I8 minus the draw current of M8 and CM1. The driver 150 can be deactivated using the transistor M11 and the switch M12. If the driver 150 is deactivated, the current flows from I8 minus the withdrawal current from M8 into transistor M11, so that the quiescent current of M1 is determined by I8 minus the withdrawal current of M8 and the B / L ratios of M11 and M1. The second amplifier consists of the differential stage M4, M6 and the folded cascode M8. Frequency compensation of the second amplifier is accomplished using the CM2.
Wenn
die Ausgangsstufe deaktiviert ist, so steuert der zweite Verstärker den
Ausgangstransistor M2 unter Verwendung der Diode D20 in einer solchen
Weise an, dass die Spannung an der Quelle von M2 mit der korrekten
Spannung zum Ansteuern des durch Vref eingestellten Buspegels vorgespannt
wird. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung hoch, die Diode D2
sperrt, und der Ruhestrom von M2 wird durch I2 gesteuert.If
the output stage is deactivated, the second amplifier controls the
Output transistor M2 using the diode D20 in such
Assure that the voltage at the source of M2 with the correct
Voltage biased to drive the bus level set by Vref
becomes. In this case, the output voltage is high, the diode D2
locks and the quiescent current of M2 is controlled by I2.
Wenn
der Bustreiber aktiviert ist und der Buspegel erreicht ist, so steuert
der zweite Verstärker
M4, M6, M8 den Transistor M2 so an, dass M2 den durch die Buslast
gezogenen Strom abgibt. In dieser Situation wird der Ruhestrom der
Ausgangsstufe durch eine Steuerschaltung der Klasse AB gesteuert,
die Transistoren M21–M26
umfasst. Der Vorspannungsstrom der Ausgangstransistoren M1 und M2
wird stark durch zwei translineare Schleifen M25, M23, M21, M1 bzw.
M26, M24, M22, M2 gesteuert. Wenn zum Beispiel M2 einen hohen Strom
an die Buslast abgibt, so ist die Gatter-Quellen-Spannung von M2 hoch, und der
Transistor M22 wird ausgeschaltet. Darum fließt der gesamte Vorspannungsstrom
der Steuerschaltung der Klasse AB, I8 abzüglich des Abzugsstroms von
M8, durch M21. Folglich steigt die Gatter-Quellen-Spannung von M21,
und die Gatter-Quellen-Spannung von M1 sinkt. Da jedoch der durch
M21 fließende
Strom immer noch begrenzt ist, bricht die Gatter-Quellen-Spannung
von M1 nicht zusammen, und es wird ein Mindestvorspannungsstrom
in M1 aufrecht erhalten.If
the bus driver is activated and the bus level is reached, so controls
the second amplifier
M4, M6, M8 turn on the transistor M2 so that the M2 through the bus load
discharged current. In this situation, the quiescent current of
Output stage controlled by a class AB control circuit,
the transistors M21-M26
includes. The bias current of the output transistors M1 and M2
is strongly represented by two translinear loops M25, M23, M21, M1 and
M26, M24, M22, M2 controlled. If, for example, M2 has a high current
to the bus load, so the gate-source voltage of M2 is high, and the
Transistor M22 is turned off. That's why the entire bias current flows
the control circuit of class AB, I8 less the withdrawal flow of
M8, through M21. Consequently, the gate-source voltage of M21 increases,
and the gate-source voltage of M1 drops. However, because of the
M21 flowing
Current is still limited, breaking the gate sources voltage
from M1 together, and it becomes a minimum bias current
maintained in M1.
