EP2529482A1 - Differenzverstärker mit einem rail-to-rail-eingangsspannungsbereich - Google Patents

Differenzverstärker mit einem rail-to-rail-eingangsspannungsbereich

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Publication number
EP2529482A1
EP2529482A1 EP11711834A EP11711834A EP2529482A1 EP 2529482 A1 EP2529482 A1 EP 2529482A1 EP 11711834 A EP11711834 A EP 11711834A EP 11711834 A EP11711834 A EP 11711834A EP 2529482 A1 EP2529482 A1 EP 2529482A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
rail
input
differential
differential input
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP11711834A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Alexander Frey
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP2529482A1 publication Critical patent/EP2529482A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/4521—Complementary long tailed pairs having parallel inputs and being supplied in parallel

Definitions

  • the invention relates to a differential amplifier with a rail-to-rail input voltage range.
  • Differential amplifiers represent an important class of basic circuit blocks for realizing analog circuits. Differential amplifiers are generally implemented in CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) or else in bipolar technology as an operational or transconductance amplifier. The properties are specified by various parameters such as power consumption, bandwidth, gain, noise characteristics and so on.
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • a special feature of differential amplifiers also represents the input voltage range that can be processed by the circuit with respect to the supply voltage of the circuit. Without speziel- le circuit measures the input voltage range ⁇ typically is less than the supply voltage range.
  • Figure 1 illustrates the basic problem in the realization of a rail-to-rail input voltage range using the example of differential input stages of a differential amplifier in conventional CMOS circuit technology.
  • the prior art as well as the invention will be explained below with reference to a realization in CMOS technology. In a similar way, however, a realization in bipolar technology is possible.
  • FIG. 1 schematically shows an implementation of a differential input stage 1, with a parallel peeled ⁇ th pair of n-MOS transistors 2a and 2b, which are connected via a current source 3 to a supply voltage rail 4, which leads a low supply voltage VSS.
  • This circuit makes it possible to handle high voltage level, especially in the area of a high level VDD of the supply voltage Ver ⁇ .
  • the circuit arrangement is not operational, as the control voltage to the control terminals of the transistors 2a and 2b no longer sufficient to maintain the Transis ⁇ motors 2a and 2b in the required analog operating to operate .
  • an input differential stage 1 ' can be realized with a parallel-connected pair of p-MOS transistors 2a' and 2b ', which are connected via a current source 3' to a supply voltage rail 5 the high supply voltage VDD ⁇ leads are connected.
  • the supply voltage rails are often also called
  • input levels are processed in the supply voltage of the p-MOS transistor pair in the region of the low level VSS, whereas the input level at the Be ⁇ rich of the high level VDD of the supply voltage processed by the n-MOS transistor pair.
  • average levels can in principle be processed by both input stages.
  • a central task of a differential input stage is the provision of a desired input slope or
  • Transconductance g m which represents a so-called small signal parameter.
  • an input voltage signal is converted into a current signal, which is then converted back into a réellestu ⁇ fe of the differential amplifier through a load element in a comparable reinforced voltage signal.
  • the input ⁇ transconductance g m is crucial for basic circuit characteristics, such as gain or control stability. Accordingly, the control and Dimensio ⁇ discrimination of this parameter is in the design process to a crucial importance. A desired, as constant as possible
  • Value for the input slope g m is set in a conventional manner via bias conditions in a suitable operating point. This is done separately for rail-to-rail Differenzverstär ⁇ ker for the n-MOS branch and the p-MOS branch.
  • FIG. 2 shows such a circuit arrangement, for example, from the publications JH Huijsing et al. "Low-voltage operational amplifier with rail-to-rail input and output ranges", IEEE J. Solid State Circuits, vol 20, no. 6, pages 1144-1150, 1985 and M. Augustyniak et al. , "A 24x16 CMOS-based chronocoloumetric dna microarray", Tech Dig.
  • the transistors Tu, Ti 2, T13 and T i4 which are executed by way of example as MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transistor), such ver switches ⁇ in a known manner, that they complementary differential input stages ei ⁇ nes classic rail-to Train differential amplifier.
  • a first differential input stage 11-P (p-differential input stage) formed from the transistors Tu and T 1 2 is fed from a first current source 12-P via a first current mirror 13-P, which is realized by transistors T 2 i and T 22. supplied with a first bias current I p .
  • the first current source 12-P is supply voltage rail to an unillustrated first Versor- connected which carries a high supply voltage VDD versor ⁇ .
  • Current source 12-N via a second current mirror 13-N, which is rather realized by transistors 31 and T 32, supplied with a second bias current I n .
  • a third current mirror 14 which is formed by the transistor T 2 i in conjunction with a transistor T 23, a replica-p differential input stage 15, which is formed from transistors T15 and T16 and which consists of the transistors T 2 i and T 22 formed first differential input stage 11-P exactly replaces supplied with the first bias current I p .
  • the second current source 12-P is connected to a second supply voltage rail, not shown, which leads to a low supply voltage VSS.
  • the replica-p differential input stage 15 is connected to the control terminals of the transistors 31 and T 32.
  • the circuit is initially operated exclusively via the first differential input stage 11-P.
  • the second differential ⁇ input stage 11-N is turned off because the second bias current I n flows through the transistor T 4i .
  • This is achieved 42 and 41 ⁇ a ge ⁇ suitable dimensioning of the current mirror chain ⁇ 2, T 23, T.
  • the transistor T 22 is driven out of its saturation region and the current and thus also the input slope g m are reduced.
  • the decreasing current in the replica-p differential input stage 15 leads to a decreasing control current at the transistor T 4i via the transistor T 42, which in turn results in less bias current I n of the second differential input stage 11-N flowing away via the transistor T41 and thus more bias current to operate the second differential input stage 11-N is available.
  • the circuit arrangement according to FIG. 2 is therefore based on the principle of compensating the decreasing input slope g m in the first differential input stage 11-P by an increasing input slope in the second differential input stage 11-N.
  • the disadvantage here is that for this purpose a relatively complex circuit ⁇ tion scheme is required, in particular, the replica p-differential input stage also has a large space requirement, which also leads to increased costs.
  • the circuit arrangement according to FIG. 2 leads to a profile of the input slope g m over the input voltage, as shown in FIG. It is clear that yields in a transition region between the operation of the first differential input stage 11-P and the second differential input stage 11-N in the illustrated example, in a range between about 2 and 2.5 volts, a significant elevation of the input ⁇ steepness which is very disadvantageous, for example with regard to the control stability.
  • the invention is therefore based on the object to provide a differential amplifier with a rail-to-rail input voltage range, which ensures with simple circuitry means as constant as possible input slope over the entire input voltage range.
  • This object is achieved by a differential amplifier with a rail-to-rail input voltage range having
  • a first differential input stage for amplifying a
  • differential input voltage signal having a pair of first transistors connected to the first supply voltage rail via a first current source
  • a second differential input stage for amplifying the differential input voltage signal which comprises a pair of second transistors complementary to the first transistors. having sistoren, which is connected via a second current source to the second supply voltage rail, and - switching means which th the first differential input stage switch off ⁇ and the second differential input stage switching on, when the voltage value of the input voltage signal exceeds a predetermined first voltage threshold value at an increasing input voltage, and which Turn off the second differential input stage and turn on the first differential ⁇ input stage when the voltage value of the input voltage signal falls below a predetermined second voltage threshold, which is above the firstistsschwell learners with decreasing input voltage.
  • the switching means comprises a first controllable switching element which is connected between the first current source and the first supply voltage ⁇ rail, a second controllable scarf Tele ⁇ ment, which is connected between the second current source and the second supply voltage rail, and a HystE ⁇ resebehafteten comparator whose output is connected to the control inputs of the first and second switching element, on.
  • the switching elements are advantageously designed as Transisto ⁇ ren.
  • An embodiment of the invention provides that the comparator has adjustable voltage threshold values.
  • the differential amplifier according to the invention can be adapted to specific requirements of different concrete applications and can thus be used universally.
  • the input of the comparator is connected to a positive voltage input of the differential input stages, which leads to a further simplification of the circuit topology.
  • FIG. 1 is a schematic representation of an n-MOS and a p-MOS differential input stage of a differential amplifier ⁇ kers according to the prior art
  • Fig. 2 is a schematic representation of a rail-to-rail Dif ⁇ ferenz amplifier according to the prior art
  • Fig. 3 is a graphical representation of the input slope in
  • Fig. 4 is a graphical representation of the phase margin in Ab ⁇ dependence on the input voltage for the differential amplifier according to Figure 2,
  • Fig. 5 is a schematic representation of an inventive
  • Fig. 7 is a graphical representation of the phase margin in Ab ⁇ dependence on the input voltage for the inventive differential amplifier according to Figure 5.
  • a switching means 50 which includes a first controllable switching element 51 in the form of a transistor T 5 i, a second controllable switching element 52 in the form of a transistor T 5 2 and a hysteresis comparator 53.
  • the first switching element 51 is connected between the first current source 12-P and the first supply voltage rail, not shown
  • the second switching element 52 is connected between the second current source 12-N and the second supply voltage rail, not shown.
  • the output of the comparator 53 is connected to the control inputs of the first and second switching elements 51 and 52, respectively.
  • the input of the comparator 53 is connected to the positive voltage input "+" of the differential input stages.
  • the first differential input stage 11-P is to switched ⁇ and the second differential input stage 11-N is ⁇ turned on when the voltage value of the input voltage signal exceeds the predetermined first voltage threshold Viow with increasing input voltage, and the second Differenzein ⁇ grade 11-N turned off and the first Differential input ⁇ stage 11-P is turned on when the voltage value of the input output voltage signal falls below the predetermined second voltage threshold V h i gh with falling input voltage, where V high is above Vi ow .
  • FIG. 6 shows the input slope as a function of the input voltage when the two complementary differential input stages 11-P and 11-N are considered separately.
  • Characteristic 60 shows the course for the p-MOS branch and characteristic 61 the course for the n-MOS branch.
  • the phase reserve also shows a significantly improved course compared to the prior art (compare FIG.
  • the nominal case tm typically mean
  • corner cases so-called "corner cases” darge ⁇ represents.
  • the slump for the inventive scarf ⁇ processing arrangement to 2 ° can (77 ° to 75 °). Consequently, the differential amplifier according to the invention has a significantly improved control stability.
  • the simplified circuit scheme compared to the prior art also leads to a power saving through the elimination of current paths and in particular the elimination of the replica differential input stage leads to a significant area and thus cost savings.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich mit einer ersten Differenzeingangsstufe (11-P), welche über eine erste Stromquelle (12-P) mit einer ersten Versorgungsspannungsschiene verbunden ist und einer zweiten komplementären Differenzeingangsstufe (11-N), welche über eine zweite Stromquelle (12-N) mit der zweiten Versorgungsspannungsschiene verbunden ist. Dabei sind Schaltmittel (50) vorgesehen, welche die erste Differenzeingangsstufe (11-P) abschalten und die zweite Differenzeingangsstufe (11-N) einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei steigender Eingangsspannung einen vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert (Vlow) übersteigt, und welche die zweite Differenzeingangsstufe (11-N) abschalten und die erste Differenzeingangsstufe (11-P) einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung einen vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert (Vhigh) unterschreitet. Dadurch ist eine konstante Eingangssteilheit mit hoher Phasenreserve erzielbar, was die Erfindung insbesondere im Bereich der Biosensorik einsetzbar macht.

Description

Beschreibung
Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungs- bereich
Die Erfindung betrifft einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich .
Differenzverstärker stellen eine wichtige Klasse von Grund- schaltungsblöcken zur Realisierung analoger Schaltungen dar. Differenzverstärker werden in der Regel in CMOS (Complementa- ry Metal Oxide Semiconductor) - oder auch in Bipolartechnologie als Operations- oder auch Transkonduktanz-Verstärker ausgeführt. Die Eigenschaften sind über verschiedene Parameter, wie Leistungsverbrauch, Bandweite, Verstärkung, Rauscheigenschaften usw. spezifiziert. Eine spezielle Eigenschaft von Differenzverstärkern stellt auch der Eingangsspannungsbereich dar, welcher von der Schaltung in Bezug auf die Versorgungsspannung der Schaltung verarbeitet werden kann. Ohne speziel- le schaltungstechnische Maßnahmen ist der Eingangsspannungs¬ bereich typischer Weise kleiner als der Versorgungsspannungs- bereich .
Es gibt jedoch Anwendungskonstellationen, bei denen es vor- teilhaft oder sogar unabdingbar ist, eingangsseitig den ge¬ samten Spannungsbereich, der für eine gegebene Technologie möglich ist, verarbeiten zu können. Eine derartige Konstella¬ tion ergibt sich zum Beispiel bei modernen Halbleiterprozes¬ sen, welche nur eine kleine Versorgungsspannung aufweisen. Auch für ältere Halbleiterprozesse, welche für einen "Low Po- wer"-Betrieb mit kleineren als nominellen Spannungen betrieben werden, ergibt sich diese Notwendigkeit. Auch in der Sen- sorik kann es vorkommen, dass ein zu verarbeitendes Sensorsignal in einem derart großen Bereich vorliegt, dass eine Verarbeitbarkeit über den gesamten Eingangsspannungsbereich eines Differenzverstärkers erforderlich ist. Differenzverstärker, deren Eingangsspannungsbereich dem Ver- sorgungsspannungsbereich entspricht - üblicher Weise als "Rail-to-Rail"-Differenzverstärker bezeichnet - sind grundsätzlich bekannt.
Figur 1 illustriert das Grundproblem bei der Realisierung eines Rail-to-Rail Eingangsspannungsbereiches am Beispiel von Differenzeingangsstufen eines Differenzverstärkers in konventioneller CMOS-Schaltungstechnik . Der Stand der Technik wie auch die Erfindung werden im Folgenden stets anhand einer Realisierung in CMOS-Technologie erläutert. In analoger Weise ist aber auch eine Realisierung in Bipolartechnik möglich.
Der linke Teil in Figur 1 zeigt schematisch eine Realisierung einer Differenzeingangsstufe 1 mit einem parallel geschalte¬ ten Paar von n-MOS Transistoren 2a und 2b, welche über eine Stromquelle 3 mit einer Versorgungsspannungsschiene 4, welche eine niedrige Versorgungsspannung VSS führt, verbunden sind. Diese Schaltungsanordnung ermöglicht es, hohe Spannungspegel, insbesondere auch im Bereich eines High-Pegels VDD der Ver¬ sorgungsspannung zu verarbeiten. Für niedrige Spannungspegel, insbesondere im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungs¬ spannung ist die Schaltungsanordnung jedoch nicht funktionsfähig, da die Steuerspannung an den Steueranschlüssen der Transistoren 2a und 2b nicht mehr ausreicht, um die Transis¬ toren 2a und 2b im benötigten analogen Arbeitspunkt zu betreiben .
Alternativ dazu kann, wie im rechten Teil von Figur 1 schema- tisch dargestellt, eine Eingangsdifferenzstufe 1' mit einem parallel geschalteten Paar von p-MOS Transistoren 2a' und 2b' realisiert werden, welche über eine Stromquelle 3' mit einer Versorgungsspannungsschiene 5, welche die hohe Versorgungs¬ spannung VDD führt, verbunden sind. Dabei ergeben sich jedoch komplementäre Verhältnisse. Das heißt, die Schaltungsanord¬ nung ermöglicht es zwar, niedrige Spannungspegel, insbesonde¬ re auch im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungsspannung zu verarbeiten, funktioniert aber nicht für hohe Spannungspe- gel, insbesondere im Bereich des High-Pegels VDD der Versor¬ gungsspannung .
Die Versorgungsspannungsschienen werden häufig auch als
"Rails" bezeichnet, was die Bezeichnung "Rail-to-Rail " er¬ klärt .
Der grundsätzlich bekannte Lösungsansatz zur Realisierung eines Rail-to-Rail Eingangsspannungsbereiches liegt nun in ei- ner Parallelschaltung der anhand von Figur 1 erläuterten
Schaltungsanordnungen. Dabei werden Eingangspegel im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungsspannung von dem p-MOS- Transistorenpaar verarbeitet, wohingegen Eingangspegel im Be¬ reich des High-Pegels VDD der Versorgungsspannung durch das n-MOS-Transistorenpaar verarbeitet werden. Mittlere Pegel können je nach konkreter Ausführung prinzipiell von beiden Eingangsstufen verarbeitet werden.
Eine zentrale Aufgabe einer Differenzeingangsstufe ist die Bereitstellung einer gewünschten Eingangssteilheit oder
Transkonduktanz gm, welche einen sogenannten Kleinsignalparameter darstellt. Dabei wird ein Eingangsspannungssignal in ein Stromsignal gewandelt, welches dann in einer Ausgangsstu¬ fe des Differenzverstärkers über ein Lastelement in ein ver- stärktes Spannungssignal zurückgewandelt wird. Die Eingangs¬ steilheit gm ist von entscheidender Bedeutung für grundlegende Schaltungseigenschaften, wie z.B. Verstärkung oder Regelstabilität. Dementsprechend kommt der Kontrolle und Dimensio¬ nierung dieses Parameters im Entwurfsprozess eine entschei- dende Bedeutung zu. Ein gewünschter, möglichst konstanter
Wert für die Eingangssteilheit gm wird dabei in herkömmlicher Weise über Biasbedingungen in einem geeigneten Arbeitspunkt eingestellt. Dies erfolgt für Rail-to-Rail Differenzverstär¬ ker separat für den n-MOS-Zweig und den p-MOS-Zweig.
Ein konkretes Beispiel für eine herkömmliche Realisierung ei¬ nes Rail-to-Rail Differenzverstärkers nach dem Prinzip "Kon¬ stante Eingangssteilheit gm durch Regelung von Biasströmen" zeigt Figur 2. Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus den Druckschriften J.H. Huijsing et al . , "Low-voltage operational amplifier with rail-to-rail input and Output ranges", IEEE J. Solid State Circuits, vol 20, no . 6, Seiten 1144-1150, 1985 und M. Augustyniak et al . , "A 24x16 CMOS-based chronocoloumetric dna microarray", Tech Dig.
ISSCC, Seiten 59-68, 2006 bekannt.
Dabei sind Transistoren Tu, Ti2, T13 und Ti4, welche beispiel- haft als MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transistor) ausgeführt sind, in bekannter Weise derart ver¬ schaltet, dass sie komplementäre Differenzeingangsstufen ei¬ nes klassischen Rail-to-Rail Differenzverstärkers ausbilden. Eine aus den Transistoren Tu und T12 gebildete erste Diffe- renzeingangsstufe 11-P (p-Differenzeingenagsstufe) wird von einer ersten Stromquelle 12-P über einen ersten Stromspiegel 13-P, welcher durch Transistoren T2i und T 22 realisiert ist, mit einem ersten Biasstrom Ip versorgt. Die erste Stromquelle 12-P ist dabei mit einer nicht dargestellten ersten Versor- gungsspannungsschiene verbunden, welche eine hohe Versor¬ gungsspannung VDD führt. In gleicher Weise wird eine aus den Transistoren T13 und Ti4 gebildete zweite Differenzeingangs¬ stufe 11-N (n-Differenzeingangsstufe) von einer zweiten
Stromquelle 12-N über einen zweiten Stromspiegel 13-N, wel- eher durch Transistoren 31 und T 32 realisiert ist, mit einem zweiten Biasstrom In versorgt. Über einen dritten Stromspiegel 14, welcher durch den Transistor T2i in Verbindung mit einem Transistor T 23 gebildet wird, wird eine Replika-p- Differenzeingangsstufe 15, welche aus Transistoren T15 und T16 gebildet wird und welche die aus den Transistoren T2i und T 22 gebildete erste Differenzeingangsstufe 11-P exakt nachbildet, mit dem ersten Biasstrom Ip versorgt. Die zweite Stromquelle 12-P ist dabei mit einer nicht dargestellten zweiten Versor- gungsspannungsschiene verbunden, welche eine niedrige Versor- gungsspannung VSS führt. Über einen vierten Stromspiegel 16, gebildet aus Transistoren T4i und T 42 , ist die Replika-p- Differenzeingangsstufe 15 mit den Steueranschlüssen der Transistoren 31 und T 32 verbunden. Diese Schaltungsanordnung bewirkt, dass für Eingangsspannungen beginnend mit dem Low-Pegel VSS der Versorgungsspannung die Schaltung zunächst ausschließlich über die erste Diffe- renzeingangsstufe 11-P betrieben wird. Die zweite Differenz¬ eingangsstufe 11-N ist abgeschaltet, da der zweite Biasstrom In über den Transistor T4i abfließt. Dies wird über eine ge¬ eignete Dimensionierung der Stromspiegelkette Τ2ι, T 23 , T 42 und 41 erreicht. Für ansteigende Werte der Eingangsspannung wird der Transistor T 22 aus seinem Sättigungsbereich getrieben und der Strom und damit auch die Eingangssteilheit gm verringert sich. Dieser Prozess wird durch die Replika-p-Differenz- eingangsstufe 15 in Verbindung mit dem Transistor T 23 sozusa¬ gen nachgebildet. Der abnehmende Strom in der Replika-p- Differenzeingangsstufe 15 führt über den Transistor T 42 zu einem abnehmenden Steuerstrom am Transistor T4i, was wiederum zur Folge hat, dass weniger Biasstrom In der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N über den Transistor T41 abfließt und somit mehr Biasstrom zum Betrieb der zweiten Differenzein- gangsstufe 11-N zur Verfügung steht. Der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2 liegt damit das Prinzip zugrunde, die abnehmen¬ de Eingangssteilheit gm in der ersten Differenzeingangsstufe 11-P durch eine zunehmende Eingangssteilheit in der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N zu kompensieren.
Nachteilig ist dabei, dass dazu ein relativ komplexes Schal¬ tungsschema erforderlich ist, wobei insbesondere die Replika- p-Differenzeingangsstufe auch einen großen Flächenbedarf hat, der auch zu erhöhten Kosten führt. Darüber hinaus führt die Schaltungsanordnung gemäß Figur 2 zu einem Verlauf der Eingangssteilheit gm über der Eingangsspannung, wie er in Figur 3 dargestellt ist. Darin ist deutlich erkennbar, dass sich in einem Übergangsbereich zwischen dem Betrieb der ersten Differenzeingangsstufe 11-P und der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N, im dargestellten Beispielfall in einem Bereich zwischen etwa 2 und 2,5 Volt, eine deutliche Überhöhung der Eingangs¬ steilheit ergibt, welche sehr nachteilig, zum Beispiel hin¬ sichtlich der Regelstabilität ist. Dieser Effekt zeigt sich auch aus Figur 4, in welcher die für die Regelstabilität ausschlaggebende Phasenreserve in Abhän¬ gigkeit von der Eingangsspannung für den Nominalfall tm (ty- pical mean) , welcher fett dargestellt ist, sowie für einige vom Nominalfall abweichende, sogenannte "corner cases" darge¬ stellt ist. Nur durch eine hohe Phasenreserve lässt sich eine hohe Regelstabilität gewährleisten. Im Allgemeinen werden Phasenreserven bis etwa 70° als akzeptabel angesehen ist. In manchen Anwendungsfällen, wie zum Beispiel in Regelschaltungen zum Betrieb elektrochemischer Reaktionen, ist jedoch eine Phasenreserve anzustreben, welche so hoch wie möglich liegt. Figur 4 zeigt, dass die Phasenreserve der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2 im Übergangsbereich zwischen dem Betrieb der ersten Differenzeingangsstufe 1-P und der zweiten Differenz¬ eingangsstufe 1-N, also zwischen etwa 2 und 2,5 Volt, auf Werte von bis zu 65° abfällt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Diffe- renzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungs- bereich zu schaffen, welcher mit einfachen schaltungstechnischen Mitteln eine möglichst konstante Eingangssteilheit über den gesamten Eingangsspannungsbereich sicherstellt. Diese Aufgabe wird durch einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich gelöst, der aufweist
- eine erste Versorgungsspannungsschiene,
- eine zweite Versorgungsspannungsschiene, die eine Spannung führt, welche kleiner ist als die Spannung auf der ersten Versorgungsspannungsschiene,
- eine erste Differenzeingangsstufe zum Verstärken eines
differentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein Paar von ersten Transistoren aufweist, welche über eine erste Stromquelle mit der ersten Versorgungsspannungsschiene verbunden sind,
- eine zweite Differenzeingangsstufe zum Verstärken des dif- ferentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein Paar von zweiten, zu den ersten Transistoren komplementären Tran- sistoren aufweist, welche über eine zweite Stromquelle mit der zweiten Versorgungsspannungsschiene verbunden ist, und - Schaltmittel, welche die erste Differenzeingangsstufe ab¬ schalten und die zweite Differenzeingangsstufe einschal- ten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei steigender Eingangsspannung einen vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert übersteigt, und welche die zweite Differenzeingangsstufe abschalten und die erste Differenz¬ eingangsstufe einschalten, wenn der Spannungswert des Ein- gangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung einen vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert unterschreitet, welcher oberhalb des ersten Spannungsschwellwertes liegt.
Erfindungsgemäß erfolgt im Gegensatz zu den aus dem Stand der Technik bekannten Ansätzen kein kontinuierlicher Übergang von einer Differenzeingangsstufe auf die dazu komplementäre Dif¬ ferenzeingangsstufe, sondern es wird bei Erreichen eines vor¬ gegebenen Spannungsschwellwertes "sprunghaft" umgeschaltet. Auf diese Weise wird eine unerwünschte Überhöhung der Ein- gangssteilheit im Bereich des Wechsels der Verarbeitung von einer Differenzeingangsstufe auf die andere sicher vermieden, was auch zu einer Verbesserung der Schaltungsperforamce hinsichtlich Phasenreserve und Verstärkung beiträgt. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist das Schaltmittel ein erstes steuerbares Schaltelement, welches zwischen die erste Stromquelle und die erste Versorgungsspannungs¬ schiene geschaltet ist, ein zweites steuerbares Schaltele¬ ment, welches zwischen die zweite Stromquelle und die zweite Versorgungsspannungsschiene geschaltet ist, und einen hyste¬ resebehafteten Komparator, dessen Ausgang mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Schaltelementes verbunden ist, auf. Dabei sind die Schaltelemente vorteilhaft als Transisto¬ ren ausgeführt.
Die Verwendung eines hysteresebehafteten Komparators- häufig auch als Schmitt-Trigger bezeichnet - welcher Schaltelemente, insbesondere in Form von Transistoren, ansteuert, stellt eine schaltungstechnisch besonders einfache Realisierung dar, welche zu einer erheblichen Flächenersparnis und damit zu einer deutlichen Kostenersparnis im vergleich zu herkömmlichen Schaltungsanordnungen führt.
Eine Ausführungsform der Erfindung sieht vor, dass der Kompa- rator einstellbare Spannungsschwellwerte aufweist. Dadurch kann der erfindungsgemäße Differenzverstärker an konkrete Anforderungen unterschiedlicher konkreter Anwendungsfälle ange- passt werden und ist damit universell einsetzbar.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Eingang des Komparators mit einem positiven Spannungseingang der Differenzeingangsstufen verbunden, was zu einer weiteren Vereinfachung der Schaltungstopologie führt.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus Ausführungsbeispielen, welche in folgenden anhand der Zeichnungen erläutert werden. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer n-MOS und einer p-MOS Differenzeingangsstufe eines Differenzverstär¬ kers nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Rail-to-Rail Dif¬ ferenzverstärkers nach dem Stand der Technik,
Fig. 3 eine grafische Darstellung der Eingangssteilheit in
Abhängigkeit von der Eingangsspannung für den Differenzverstärker gemäß Figur 2,
Fig. 4 eine grafische Darstellung der Phasenreserve in Ab¬ hängigkeit von der Eingangsspannung für den Differenzverstärker gemäß Figur 2,
Fig. 5 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen
Rail-to-Rail DifferenzVerstärkers, eine grafische Darstellung der Eingangssteilheit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung bei getrennter Betrachtung des n-MOS-Zweiges und des p-MOS-Zweiges , Fig. 7 eine grafische Darstellung der Phasenreserve in Ab¬ hängigkeit von der Eingangsspannung für den erfindungsgemäßen Differenzverstärker gemäß Figur 5.
Der in Figur 5 schematisch dargestellte erfindungsgemäße Rail-to-Rail Differenzverstärker unterscheidet sich von dem in Figur 2 dargestellten Differenzverstärker dadurch, dass auf die Zusatzbeschaltung mit den Transistoren 23, T4i und T42 sowie mit der Replika-p-Differenzeingangsstufe 5 verzichtet wurde. Stattdessen ist ein Schaltmittel 50 vorgesehen, wel- ches ein erstes steuerbares Schaltelement 51 in Form eines Transistors T5i, ein zweites steuerbares Schaltelement 52 in Form eines Transistors T52 sowie einen hysteresebehafteten Komparator 53 umfasst. Dabei ist das erste Schaltelement 51 zwischen die erste Stromquelle 12-P und die nicht dargestell- te erste Versorgungsspannungsschiene und das zweite Schalt¬ element 52 zwischen die zweite Stromquelle 12-N und die nicht dargestellte zweite Versorgungsspannungsschiene geschaltet. Der Ausgang des Komparators 53 ist mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Schaltelementes 51 bzw. 52 verbunden. Der Eingang des Komparators 53 ist mit dem positiven Spannungseingang "+" der Differenzeingangsstufen verbunden. Über Spannungsschwellwerte oder Hysterese-Pegel Liow und Vhigh des Komparators 53, welche vorteilhaft einstellbar sind, aber auch fest eingestellt sein können, wird ein Umschaltpunkt de- finiert, an welchem von einer Differenzeingangsstufe auf die jeweils komplementäre Differenzeingangsstufe umgeschaltet wird. So wird die erste Differenzeingangsstufe 11-P abge¬ schaltet und die zweite Differenzeingangsstufe 11-N einge¬ schaltet, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei steigender Eingangsspannung den vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert Viow übersteigt, und die zweite Differenzein¬ gangsstufe 11-N abgeschaltet und die erste Differenzeingangs¬ stufe 11-P eingeschaltet, wenn der Spannungswert des Ein- gangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung den vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert Vhigh unterschreitet, wobei Vhigh oberhalb von Viow liegt. In Figur 6 ist die Eingangssteilheit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung bei getrennter Betrachtung der beiden komplementären Differenzeingangsstufen 11-P und 11-N dargestellt. Dabei zeigt Kennlinie 60 den Verlauf für den p-MOS- Zweig und Kennlinie 61 den Verlauf für den n-MOS-Zweig. Wird die Umschaltung in einem Spannungsbereich vorgenommen, in welchem beide Differenzeingangsstufen 11-P und 11-N ähnliche Werte haben, also im dargestellten Beispiel in einem bereich zwischen etwa 1 und 2 Volt, so wird auf diese Weise eine na¬ hezu konstante Eingangssteilheit gm erreicht, welche auch im Übergangsbereich keine nachteilige Überhöhung aufweist.
Darüber hinaus zeigt auch die Phasenreserve einen im Ver¬ gleich zum Stand der Technik deutlich verbesserten Verlauf (vgl. Figur 7) . Auch dabei sind wiederum der Nominalfall tm (typical mean) , welcher fett dargestellt ist, sowie einige vom Nominalfall abweichende, sogenannte "corner cases" darge¬ stellt. Während sich bei der Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik bezogen auf den nominellen Wert der Phasenreserve ein Einbruch von ca. 10° ergibt (75° auf 65°, vgl. Figur 4), kann der Einbruch für die erfindungsgemäße Schal¬ tungsanordnung auf 2° (77° auf 75°) begrenzt werden. Folglich weist der erfindungsgemäße Differenzverstärker eine deutlich verbesserte Regelstabilität auf. Das vereinfachte Schaltungsschema im Vergleich zum Stand der Technik führt durch den Wegfall von Strompfaden darüber hinaus auch zu einer Leistungseinsparung und insbesondere der Wegfall der Replika-Differenzeingangsstufe führt zu einer deutlichen Flächen- und damit auch Kostenersparnis.

Claims

Patentansprüche
1. Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail- Eingangsspannungsbereich, der aufweist
- eine erste Versorgungsspannungsschiene,
- eine zweite Versorgungsspannungsschiene, die eine Spannung führt, welche kleiner ist als die Spannung auf der ersten Versorgungsspannungsschiene,
- eine erste Differenzeingangsstufe (11-P) zum Verstärken ei- nes differentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein
Paar von ersten Transistoren (Tu, Ti2) aufweist, welche über eine erste Stromquelle (12-P) mit der ersten Versorgungsspannungsschiene verbunden sind,
- eine zweite Differenzeingangsstufe (11-N) zum Verstärken des differentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein
Paar von zweiten, zu den ersten Transistoren (Tu, i2) komplementären Transistoren (T13, Ti4) aufweist, welche über eine zweite Stromquelle (12-N) mit der zweiten Versorgungs¬ spannungsschiene verbunden ist, und
- Schaltmittel (50), welche die erste Differenzeingangsstufe (11-P) abschalten und die zweite Differenzeingangsstufe (11-N) einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangs¬ spannungssignals bei steigender Eingangsspannung einen vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert ( Viow ) übersteigt, und welche die zweite Differenzeingangsstufe (11-N) abschalten und die erste Differenzeingangsstufe (11-P) einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung einen vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert (Vhigh ) unterschreitet, welcher oberhalb des ersten Spannungsschwellwertes ( Viow ) liegt.
2. Differenzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Stromquelle (12-P; 12-N) und der Versorgungsspannungsschiene jeweils ein Stromspiegel (13-P; 13- N) vorgesehen ist.
3. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmittel (50) aufweist - ein erstes steuerbares Schaltelement (51), welches zwi¬ schen die erste Stromquelle (12-P) und die erste Versor- gungsspannungsschiene geschaltet ist,
- ein zweites steuerbares Schaltelement (52), welches zwi¬ schen die zweite Stromquelle (12-N) und die zweite Versor- gungsspannungsschiene geschaltet ist, und
- einen hysteresebehafteten Komparator (53) , dessen Ausgang mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Schaltelementes (51, 52) verbunden ist.
4. Differenzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (53) einstellbare Spannungsschwell¬ werte ( Vio„, Vhigh ) aufweist.
5. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbaren Schaltelemente (51, 52) als Transistoren (T5i, T52) ausgeführt sind.
6. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des Komparators (53) mit einem positiven Spannungseingang der Differenzeingangsstufen (11-P, 11-N) verbunden ist.
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