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Die Erfindung betrifft einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich.
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Differenzverstärker stellen eine wichtige Klasse von Grundschaltungsblöcken zur Realisierung analoger Schaltungen dar. Differenzverstärker werden in der Regel in CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor)- oder auch in Bipolartechnologie als Operations- oder auch Transkonduktanz-Verstärker ausgeführt. Die Eigenschaften sind über verschiedene Parameter, wie Leistungsverbrauch, Bandweite, Verstärkung, Rauscheigenschaften usw. spezifiziert. Eine spezielle Eigenschaft von Differenzverstärkern stellt auch der Eingangsspannungsbereich dar, welcher von der Schaltung in Bezug auf die Versorgungsspannung der Schaltung verarbeitet werden kann. Ohne spezielle schaltungstechnische Maßnahmen ist der Eingangsspannungsbereich typischer Weise kleiner als der Versorgungsspannungsbereich.
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Es gibt jedoch Anwendungskonstellationen, bei denen es vorteilhaft oder sogar unabdingbar ist, eingangsseitig den gesamten Spannungsbereich, der für eine gegebene Technologie möglich ist, verarbeiten zu können. Eine derartige Konstellation ergibt sich zum Beispiel bei modernen Halbleiterprozessen, welche nur eine kleine Versorgungsspannung aufweisen. Auch für ältere Halbleiterprozesse, welche für einen ”Low Power”-Betrieb mit kleineren als nominellen Spannungen betrieben werden, ergibt sich diese Notwendigkeit. Auch in der Sensorik kann es vorkommen, dass ein zu verarbeitendes Sensorsignal in einem derart großen Bereich vorliegt, dass eine Verarbeitbarkeit über den gesamten Eingangsspannungsbereich eines Differenzverstärkers erforderlich ist.
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Differenzverstärker, deren Eingangsspannungsbereich dem Versorgungsspannungsbereich entspricht – üblicher Weise als ”Rail-to-Rail”-Differenzverstärker bezeichnet – sind grundsätzlich bekannt.
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1 illustriert das Grundproblem bei der Realisierung eines Rail-to-Rail Eingangsspannungsbereiches am Beispiel von Differenzeingangsstufen eines Differenzverstärkers in konventioneller CMOS-Schaltungstechnik. Der Stand der Technik wie auch die Erfindung werden im Folgenden stets anhand einer Realisierung in CMOS-Technologie erläutert. In analoger Weise ist aber auch eine Realisierung in Bipolartechnik möglich.
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Der linke Teil in 1 zeigt schematisch eine Realisierung einer Differenzeingangsstufe 1 mit einem parallel geschalteten Paar von n-MOS Transistoren 2a und 2b, welche über eine Stromquelle 3 mit einer Versorgungsspannungsschiene 4, welche eine niedrige Versorgungsspannung VSS führt, verbunden sind. Diese Schaltungsanordnung ermöglicht es, hohe Spannungspegel, insbesondere auch im Bereich eines High-Pegels VDD der Versorgungsspannung zu verarbeiten. Für niedrige Spannungspegel, insbesondere im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungsspannung ist die Schaltungsanordnung jedoch nicht funktionsfähig, da die Steuerspannung an den Steueranschlüssen der Transistoren 2a und 2b nicht mehr ausreicht, um die Transistoren 2a und 2b im benötigten analogen Arbeitspunkt zu betreiben.
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Alternativ dazu kann, wie im rechten Teil von 1 schematisch dargestellt, eine Eingangsdifferenzstufe 1' mit einem parallel geschalteten Paar von p-MOS Transistoren 2a' und 2b' realisiert werden, welche über eine Stromquelle 3' mit einer Versorgungsspannungsschiene 5, welche die hohe Versorgungsspannung VDD führt, verbunden sind. Dabei ergeben sich jedoch komplementäre Verhältnisse. Das heißt, die Schaltungsanordnung ermöglicht es zwar, niedrige Spannungspegel, insbesondere auch im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungsspannung zu verarbeiten, funktioniert aber nicht für hohe Spannungspegel, insbesondere im Bereich des High-Pegels VDD der Versorgungsspannung.
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Die Versorgungsspannungsschienen werden häufig auch als ”Rails” bezeichnet, was die Bezeichnung ”Rail-to-Rail” erklärt.
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Der grundsätzlich bekannte Lösungsansatz zur Realisierung eines Rail-to-Rail Eingangsspannungsbereiches liegt nun in einer Parallelschaltung der anhand von 1 erläuterten Schaltungsanordnungen. Dabei werden Eingangspegel im Bereich des Low-Pegels VSS der Versorgungsspannung von dem p-MOS-Transistorenpaar verarbeitet, wohingegen Eingangspegel im Bereich des High-Pegels VDD der Versorgungsspannung durch das n-MOS-Transistorenpaar verarbeitet werden. Mittlere Pegel können je nach konkreter Ausführung prinzipiell von beiden Eingangsstufen verarbeitet werden.
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Eine zentrale Aufgabe einer Differenzeingangsstufe ist die Bereitstellung einer gewünschten Eingangssteilheit oder Transkonduktanz gm, welche einen sogenannten Kleinsignalparameter darstellt. Dabei wird ein Eingangsspannungssignal in ein Stromsignal gewandelt, welches dann in einer Ausgangsstufe des Differenzverstärkers über ein Lastelement in ein verstärktes Spannungssignal zurückgewandelt wird. Die Eingangssteilheit gm ist von entscheidender Bedeutung für grundlegende Schaltungseigenschaften, wie z. B. Verstärkung oder Regelstabilität. Dementsprechend kommt der Kontrolle und Dimensionierung dieses Parameters im Entwurfsprozess eine entscheidende Bedeutung zu. Ein gewünschter, möglichst konstanter Wert für die Eingangssteilheit gm wird dabei in herkömmlicher Weise über Biasbedingungen in einem geeigneten Arbeitspunkt eingestellt. Dies erfolgt für Rail-to-Rail Differenzverstärker separat für den n-MOS-Zweig und den p-MOS-Zweig.
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Ein konkretes Beispiel für eine herkömmliche Realisierung eines Rail-to-Rail Differenzverstärkers nach dem Prinzip ”Konstante Eingangssteilheit g
m durch Regelung von Biasströmen” zeigt
2. Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus den Druckschriften
J.H. Huijsing et al., "Low-voltage operational amplifier with rail-to-rail input and Output ranges", IEEE J. Solid State Circuits, vol 20, no. 6, Seiten 1144–1150, 1985 und
M. Augustyniak et al., "A 24×16 CMOS-based chronocoloumetric dna microarray", Tech Dig. ISSCC, Seiten 59–68, 2006 bekannt.
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Dabei sind Transistoren T11, T12, T13 und T14, welche beispielhaft als MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transistor) ausgeführt sind, in bekannter Weise derart verschaltet, dass sie komplementäre Differenzeingangsstufen eines klassischen Rail-to-Rail Differenzverstärkers ausbilden. Eine aus den Transistoren T11 und T12 gebildete erste Differenzeingangsstufe 11-P (p-Differenzeingenagsstufe) wird von einer ersten Stromquelle 12-P über einen ersten Stromspiegel 13-P, welcher durch Transistoren T21 und T22 realisiert ist, mit einem ersten Biasstrom Ip versorgt. Die erste Stromquelle 12-P ist dabei mit einer nicht dargestellten ersten Versorgungsspannungsschiene verbunden, welche eine hohe Versorgungsspannung VDD führt. In gleicher Weise wird eine aus den Transistoren T13 und T14 gebildete zweite Differenzeingangsstufe 11-N (n-Differenzeingangsstufe) von einer zweiten Stromquelle 12-N über einen zweiten Stromspiegel 13-N, welcher durch Transistoren T31 und T32 realisiert ist, mit einem zweiten Biasstrom In versorgt. Über einen dritten Stromspiegel 14, welcher durch den Transistor T21 in Verbindung mit einem Transistor T23 gebildet wird, wird eine Replika-p-Differenzeingangsstufe 15, welche aus Transistoren T15 und T16 gebildet wird und welche die aus den Transistoren T21 und T22 gebildete erste Differenzeingangsstufe 11-P exakt nachbildet, mit dem ersten Biasstrom Ip versorgt. Die zweite Stromquelle 12-P ist dabei mit einer nicht dargestellten zweiten Versorgungsspannungsschiene verbunden, welche eine niedrige Versorgungsspannung VSS führt. Über einen vierten Stromspiegel 16, gebildet aus Transistoren T41 und T42, ist die Replika-p-Differenzeingangsstufe 15 mit den Steueranschlüssen der Transistoren T31 und T32 verbunden.
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Diese Schaltungsanordnung bewirkt, dass für Eingangsspannungen beginnend mit dem Low-Pegel VSS der Versorgungsspannung die Schaltung zunächst ausschließlich über die erste Differenzeingangsstufe 11-P betrieben wird. Die zweite Differenzeingangsstufe 11-N ist abgeschaltet, da der zweite Biasstrom In über den Transistor 741 abfließt. Dies wird über eine geeignete Dimensionierung der Stromspiegelkette T21, T23, T42 und T41 erreicht. Für ansteigende Werte der Eingangsspannung wird der Transistor T22 aus seinem Sättigungsbereich getrieben und der Strom und damit auch die Eingangssteilheit gm verringert sich. Dieser Prozess wird durch die Replika-p-Differenzeingangsstufe 15 in Verbindung mit dem Transistor T23 sozusagen nachgebildet. Der abnehmende Strom in der Replika-p-Differenzeingangsstufe 15 führt über den Transistor T42 zu einem abnehmenden Steuerstrom am Transistor T41, was wiederum zur Folge hat, dass weniger Biasstrom In der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N über den Transistor 741 abfließt und somit mehr Biasstrom zum Betrieb der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N zur Verfügung steht. Der Schaltungsanordnung gemäß 2 liegt damit das Prinzip zugrunde, die abnehmende Eingangssteilheit gm in der ersten Differenzeingangsstufe 11-P durch eine zunehmende Eingangssteilheit in der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N zu kompensieren.
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Nachteilig ist dabei, dass dazu ein relativ komplexes Schaltungsschema erforderlich ist, wobei insbesondere die Replikap-Differenzeingangsstufe auch einen großen Flächenbedarf hat, der auch zu erhöhten Kosten führt. Darüber hinaus führt die Schaltungsanordnung gemäß 2 zu einem Verlauf der Eingangssteilheit gm über der Eingangsspannung, wie er in 3 dargestellt ist. Darin ist deutlich erkennbar, dass sich in einem Übergangsbereich zwischen dem Betrieb der ersten Differenzeingangsstufe 11-P und der zweiten Differenzeingangsstufe 11-N, im dargestellten Beispielfall in einem Bereich zwischen etwa 2 und 2,5 Volt, eine deutliche Überhöhung der Eingangssteilheit ergibt, welche sehr nachteilig, zum Beispiel hinsichtlich der Regelstabilität ist.
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Dieser Effekt zeigt sich auch aus 4, in welcher die für die Regelstabilität ausschlaggebende Phasenreserve in Abhängigkeit von der Eingangsspannung für den Nominalfall tm (typical mean), welcher fett dargestellt ist, sowie für einige vom Nominalfall abweichende, sogenannte ”corner cases” dargestellt ist. Nur durch eine hohe Phasenreserve lässt sich eine hohe Regelstabilität gewährleisten. Im Allgemeinen werden Phasenreserven bis etwa 70° als akzeptabel angesehen ist. In manchen Anwendungsfällen, wie zum Beispiel in Regelschaltungen zum Betrieb elektrochemischer Reaktionen, ist jedoch eine Phasenreserve anzustreben, welche so hoch wie möglich liegt. 4 zeigt, dass die Phasenreserve der Schaltungsanordnung gemäß 2 im Übergangsbereich zwischen dem Betrieb der ersten Differenzeingangsstufe 1-P und der zweiten Differenzeingangsstufe 1-N, also zwischen etwa 2 und 2,5 Volt, auf Werte von bis zu 65° abfällt.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich zu schaffen, welcher mit einfachen schaltungstechnischen Mitteln eine möglichst konstante Eingangssteilheit über den gesamten Eingangsspannungsbereich sicherstellt.
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Diese Aufgabe wird durch einen Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich gelöst, der aufweist
- – eine erste Versorgungsspannungsschiene,
- – eine zweite Versorgungsspannungsschiene, die eine Spannung führt, welche kleiner ist als die Spannung auf der ersten Versorgungsspannungsschiene,
- – eine erste Differenzeingangsstufe zum Verstärken eines differentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein Paar von ersten Transistoren aufweist, welche über eine erste Stromquelle mit der ersten Versorgungsspannungsschiene verbunden sind,
- – eine zweite Differenzeingangsstufe zum Verstärken des differentiellen Eingangsspannungssignals, welche ein Paar von zweiten, zu den ersten Transistoren komplementären Transistoren aufweist, welche über eine zweite Stromquelle mit der zweiten Versorgungsspannungsschiene verbunden ist, und
- – Schaltmittel, welche die erste Differenzeingangsstufe abschalten und die zweite Differenzeingangsstufe einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei steigender Eingangsspannung einen vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert übersteigt, und welche die zweite Differenzeingangsstufe abschalten und die erste Differenzeingangsstufe einschalten, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung einen vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert unterschreitet, welcher oberhalb des ersten Spannungsschwellwertes liegt.
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Erfindungsgemäß erfolgt im Gegensatz zu den aus dem Stand der Technik bekannten Ansätzen kein kontinuierlicher Übergang von einer Differenzeingangsstufe auf die dazu komplementäre Differenzeingangsstufe, sondern es wird bei Erreichen eines vorgegebenen Spannungsschwellwertes ”sprunghaft” umgeschaltet. Auf diese Weise wird eine unerwünschte Überhöhung der Eingangssteilheit im Bereich des Wechsels der Verarbeitung von einer Differenzeingangsstufe auf die andere sicher vermieden, was auch zu einer Verbesserung der Schaltungsperforamce hinsichtlich Phasenreserve und Verstärkung beiträgt.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist das Schaltmittel ein erstes steuerbares Schaltelement, welches zwischen die erste Stromquelle und die erste Versorgungsspannungsschiene geschaltet ist, ein zweites steuerbares Schaltelement, welches zwischen die zweite Stromquelle und die zweite Versorgungsspannungsschiene geschaltet ist, und einen hysteresebehafteten Komparator, dessen Ausgang mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Schaltelementes verbunden ist, auf. Dabei sind die Schaltelemente vorteilhaft als Transistoren ausgeführt.
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Die Verwendung eines hysteresebehafteten Komparators – häufig auch als Schmitt-Trigger bezeichnet – welcher Schaltelemente, insbesondere in Form von Transistoren, ansteuert, stellt eine schaltungstechnisch besonders einfache Realisierung dar, welche zu einer erheblichen Flächenersparnis und damit zu einer deutlichen Kostenersparnis im vergleich zu herkömmlichen Schaltungsanordnungen führt.
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Eine Ausführungsform der Erfindung sieht vor, dass der Komparator einstellbare Spannungsschwellwerte aufweist. Dadurch kann der erfindungsgemäße Differenzverstärker an konkrete Anforderungen unterschiedlicher konkreter Anwendungsfälle angepasst werden und ist damit universell einsetzbar.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Eingang des Komparators mit einem positiven Spannungseingang der Differenzeingangsstufen verbunden, was zu einer weiteren Vereinfachung der Schaltungstopologie führt.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus Ausführungsbeispielen, welche in folgenden anhand der Zeichnungen erläutert werden. Es zeigen:
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1 eine schematische Darstellung einer n-MOS und einer p-MOS Differenzeingangsstufe eines Differenzverstärkers nach dem Stand der Technik,
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2 eine schematische Darstellung eines Rail-to-Rail Differenzverstärkers nach dem Stand der Technik,
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3 eine grafische Darstellung der Eingangssteilheit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung für den Differenzverstärker gemäß 2,
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4 eine grafische Darstellung der Phasenreserve in Abhängigkeit von der Eingangsspannung für den Differenzverstärker gemäß 2,
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5 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Rail-to-Rail Differenzverstärkers,
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6 eine grafische Darstellung der Eingangssteilheit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung bei getrennter Betrachtung des n-MOS-Zweiges und des p-MOS-Zweiges,
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7 eine grafische Darstellung der Phasenreserve in Abhängigkeit von der Eingangsspannung für den erfindungsgemäßen Differenzverstärker gemäß 5.
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Der in 5 schematisch dargestellte erfindungsgemäße Rail-to-Rail Differenzverstärker unterscheidet sich von dem in 2 dargestellten Differenzverstärker dadurch, dass auf die Zusatzbeschaltung mit den Transistoren T23, T41 und T42 sowie mit der Replika-p-Differenzeingangsstufe 5 verzichtet wurde. Stattdessen ist ein Schaltmittel 50 vorgesehen, welches ein erstes steuerbares Schaltelement 51 in Form eines Transistors T51, ein zweites steuerbares Schaltelement 52 in Form eines Transistors T52 sowie einen hysteresebehafteten Komparator 53 umfasst. Dabei ist das erste Schaltelement 51 zwischen die erste Stromquelle 12-P und die nicht dargestellte erste Versorgungsspannungsschiene und das zweite Schaltelement 52 zwischen die zweite Stromquelle 12-N und die nicht dargestellte zweite Versorgungsspannungsschiene geschaltet. Der Ausgang des Komparators 53 ist mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Schaltelementes 51 bzw. 52 verbunden. Der Eingang des Komparators 53 ist mit dem positiven Spannungseingang ”+” der Differenzeingangsstufen verbunden. Über Spannungsschwellwerte oder Hysterese-Pegel Llow und Vhigh des Komparators 53, welche vorteilhaft einstellbar sind, aber auch fest eingestellt sein können, wird ein Umschaltpunkt definiert, an welchem von einer Differenzeingangsstufe auf die jeweils komplementäre Differenzeingangsstufe umgeschaltet wird. So wird die erste Differenzeingangsstufe 11-P abgeschaltet und die zweite Differenzeingangsstufe 11-N eingeschaltet, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei steigender Eingangsspannung den vorgegebenen ersten Spannungsschwellwert Vlow übersteigt, und die zweite Differenzeingangsstufe 11-N abgeschaltet und die erste Differenzeingangsstufe 11-P eingeschaltet, wenn der Spannungswert des Eingangsspannungssignals bei fallender Eingangsspannung den vorgegebenen zweiten Spannungsschwellwert Vhigh unterschreitet, wobei Vhigh oberhalb von Vlow liegt.
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In 6 ist die Eingangssteilheit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung bei getrennter Betrachtung der beiden komplementären Differenzeingangsstufen 11-P und 11-N dargestellt. Dabei zeigt Kennlinie 60 den Verlauf für den p-MOS-Zweig und Kennlinie 61 den Verlauf für den n-MOS-Zweig. Wird die Umschaltung in einem Spannungsbereich vorgenommen, in welchem beide Differenzeingangsstufen 11-P und 11-N ähnliche Werte haben, also im dargestellten Beispiel in einem bereich zwischen etwa 1 und 2 Volt, so wird auf diese Weise eine nahezu konstante Eingangssteilheit gm erreicht, welche auch im Übergangsbereich keine nachteilige Überhöhung aufweist.
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Darüber hinaus zeigt auch die Phasenreserve einen im Vergleich zum Stand der Technik deutlich verbesserten Verlauf (vgl. 7). Auch dabei sind wiederum der Nominalfall tm (typical mean), welcher fett dargestellt ist, sowie einige vom Nominalfall abweichende, sogenannte ”corner cases” dargestellt. Während sich bei der Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik bezogen auf den nominellen Wert der Phasenreserve ein Einbruch von ca. 10° ergibt (75° auf 65°, vgl. 4), kann der Einbruch für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auf 2° (77° auf 75°) begrenzt werden. Folglich weist der erfindungsgemäße Differenzverstärker eine deutlich verbesserte Regelstabilität auf.
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Das vereinfachte Schaltungsschema im Vergleich zum Stand der Technik führt durch den Wegfall von Strompfaden darüber hinaus auch zu einer Leistungseinsparung und insbesondere der Wegfall der Replika-Differenzeingangsstufe führt zu einer deutlichen Flächen- und damit auch Kostenersparnis.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- J.H. Huijsing et al., ”Low-voltage operational amplifier with rail-to-rail input and Output ranges”, IEEE J. Solid State Circuits, vol 20, no. 6, Seiten 1144–1150, 1985 [0011]
- M. Augustyniak et al., ”A 24×16 CMOS-based chronocoloumetric dna microarray”, Tech Dig. ISSCC, Seiten 59–68, 2006 [0011]
