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Hintergrund der Erfindung
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Umfeld der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker, der
einen Bipolartransistor nutzt, und im Speziellen auf einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker, der
eine große Effizienz
und eine geringe Verzerrung aufweist und einen Heteroübergangs-Bipolartransistor
nutzt.
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Beschreibung
des Hintergrunds
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Bei
den jüngsten
Mobilfunktelefonen und Mobilfunkinformationsendgeräten führen Transistoren
eine effiziente Leistungsverstärkung
bei einem Frequenzband von 1 GHz oder mehr aus und sind zu einem
unverzichtbaren Bestandteil geworden. Unter diesen Transistoren
besitzt ein Heteroübergangs-Transistor,
bestehend aus einem Gallium-Arsenid-Substrat (Gallium-Arsenid nachfolgend
mit GaAs bezeichnet), eine exzellente Hochfrequenz-Charakteristik
und arbeitet bei einer niedrigen Spannung mit einer hohen Effizienz.
Dementsprechend erfüllt
der Heteroübergangs-Bipolartransistor gesellschaftliche
Ansprüche
zur Reduzierung der Zellenanzahl zum Erleichtern der Telefone und
Endgeräte
und zieht gesellschaftliche Aufmerksamkeit auf sich. Zusätzlich zeigt
der Heteroübergangs-Bipolartransistor
weniger dreidimensionale Verzerrung auf und besitzt eine Charakteristik,
die zur digitalen Modulation geeignet ist, bei der hoch linearer
Betrieb notwendig ist.
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Obwohl
der Heteroübergangs-Bipolartransistor
ein Material der GaAs-Gruppe nutzt, besitzt er grundsätzlich eine
exzellente Charakteristik, wobei jedoch manchmal der Transistor
seine Charakteristik verschlechtern kann, wenn dieser dazu genutzt
wird, eine große
Ausgangsleistung zu erzielen. Dies entsteht durch die Tatsache,
dass die Wärmeleitfähigkeit von
GaAs-Substrat mit 0.4 W/K/cm (ca. '1/3 von Silizium) vergleichsweise niedrig
ist, und der Anstieg der Bauteiltemperatur mit Erhöhung der
Ausgangsleistung größer wird.
Es ist bekannt, dass der Kollektorstrom infolge einer ansteigenden
Temperatur zunimmt, wenn der Bipolartransistor bei konstant gehaltener
Basis-Emitter-Spannung
betrieben wird. Folglich wird durch eine positive Rückkopplung
eines Stromanstiegs, ein Leistungsanstieg, ein Temperaturanstieg
und ein Stromanstieg produziert, in denen der Stromanstieg den Energieverbrauch
erzeugt, den die Bauteiltemperatur erhöht, wodurch weiter der Strom
ansteigt. Hierbei gibt es den Nachteil, dass eine ungleichmäßige Stromverteilung
in einem Hochfrequenz-Leistungsverstärker statt
findet, der eine Vielzahl von Emitterfinger, einen großen Bereich
und einen Zustand thermischen Ausreißens besitzt, der im schlimmsten
Fall in der Zerstörung
des Transistors resultiert.
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Das
am meisten vertraute Verfahren, um ein derartiges Problem zu bewerkstelligen,
ist ein Ballastwiderstand-Verfahren
(G. Gao et. Al. IEEE Trans. Electronic Dev., 1991, pp. 185-196),
das einen Ballastwiderstand liefert, der entweder den Emitterwiderstand
oder den Basiswiderstand erhöht,
um eine negative Rückkopplung
auf einen Stromanstieg und eine Spannungsbeziehung zwischen der
Basis und dem Emitter zu erzeugen, so dass ein positive Rückkopplung
aufgrund eines Temperaturanstiegs beseitigt ist. Ein Beispiel für einen
Heteroübergangs-Bipolartransistor
eines Hochfrequenz- Leistungsverstärkers, der
das Ballastwiderstandverfahren nutzt, ist in 1 dargestellt,
und ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker, der
konventionelle Bipolartransistoren nutzt, wird nachfolgend beschrieben.
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In 1 ist
eine Ausgangsspannung einer Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 zum
Erzeugen einer Bezugsspannung für
eine Basisvorspannung abgebildet, die an die Bipolartransistoren 1a, 1b, 1c, 1d verteilt
angelegt wird und als Finger für die
Transistorschaltung 10 dient, um mittels einer Stromerzeugungsschaltung 2,
eine Impedanzumwandlung durch einen Transistor 11 ausführen. Die Bezugsspannung
als auch die Basisvorspannung wird in Übereinstimmung mit der Temperatur
von Diode 6 eingestellt. Die Vorspannungs-Schaltung besitzt
einen derartigen Aufbau, dass diese in der folgenden Beschreibung
als Dioden-Vorspannungs-Schaltung
bezeichnet wird.
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Der
Emitter jedes Transistors 1a, 1b, 1c und 1d ist
mit einer geerdeten Elektrode über
einem der zugehörigen
Ballastwiderstände 5a, 5b, 5c und 5d verbunden.
Ein Hochfrequenz-Strom ist mit der Basis jeden Transistors 1a, 1b, 1c und 1d der
Transistorschaltung 10 über
eine Metall-Isolator-Metall-Kapazitätseinheit 4 (nachfolgend
mit MIM bezeichnet) verbunden. Um zu verhindern, dass der Hochfrequenz-Strom,
Strom an die Basis-Vorspannungs-Schaltung
abgibt, ist ein Widerstand 3 zwischen dem Emitter des Impedanzumwandlungstransistors 11 und
dem Hochfrequenz-Leistungstransistor 1 verbunden. Folglich
umfasst die in 1 dargestellte Stromerzeugungsschaltung 2 einen
Bipolartransistor 11 zum Impedanzwandeln, einen Widerstand 3 zum
Blockieren der Hochfrequenz und einen Widerstand 9.
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2 zeigt
ein Layoutbild eines Schaltungsaufbaus eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der
einen konventionellen Heteroübergangs-Bipolartransistor
nutzt, so wie er in 1 dargestellt ist. Dieses Layoutbild
wird in der Beschreibung der ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung detailliert beschrieben, indem es mit einem Layoutbild
eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers als
erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verglichen wird. In einem konventionellen
Leistungsverstärker
mit 32 Emitter-Fingern,
wobei jeder eine Größe von 4 × 30μm besitzt,
sind diese in einem Chip von 1mm × 2mm Größe angeordnet, so wie es in 2 dargestellt
ist, und es wird ein linearer Ausgang von 30dBmW erzielt. Hierbei
bezeichnen die numerischen Ziffern 1a, 1b, 1c und 1d Transistoren, von
denen jeder acht Emitterfinger besitzt, die parallel miteinander
verbunden sind. Die Vorspannungs-Schaltung 2 setzt sich
zusammen aus einer Dioden-Vorspannungs-Schaltung, die in der Position angeordnet
ist, wie es in 2 zu sehen ist und einem DC
Potential, das an die Basen von jedem der vier Transistorblöcke 1a bis 1d geliefert
wird. Der Widerstand 3 ist dafür vorgesehen, um die Hochfrequenz
zu blockieren. Ein Hochfrequenzsignal ist mit der Basis von jedem
der vier Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d über einen
MIM-Kondensator 4 verbunden.
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Eine
so genannte MMIC (monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung)
stellt sich aus einer Transistorschaltungsformierung dar, die im
Allgemeinen einen eingebundenen GaAs-Chip besitzt. In diesem Schaltungsaufbau
wird eine Änderung
der Chiptemperatur durch Diode 6 detektiert, und übereinstimmend
mit der Chiptemperatur wird dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker eine
Vorspannung geliefert. Allerdings tritt eine Temperaturdifferenz
im Transistorfinger der Hochfrequenz-Leistungstransistorschaltung 10 ein,
wenn die Hochfrequenz-Stromdichte groß wird, wodurch die Stromverteilung
ungleichmäßig wird.
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Im
Besonderen bedeutet dies, dass die Temperatur an dem zentralen Teilbereich
der Hochfrequenz-Transistorschaltung 10 ansteigen
kann, und dass im Beispiel, welches in der 1 dargestellt
ist, die Summe der Ströme,
die in die Transistorfinger 1b und 1c fließt, groß gegenüber den
Strömen,
die in die Transistorfinger 1a und 1d fließt, ist.
In 3 sind die Position des Transistorblocks in der
konventionellen Bipolartransistorschaltung, die in 1 dargestellt
ist und der zugehörige
Wert des Kollektorstroms illustriert. Wie in 3 zu sehen
ist, wurde bewiesen, dass der Wert des Kollektorstroms des Transistors, der
sich im Zentrum der Bipolartransistorschaltung befindet, stärker variiert,
wenn der Ballastwiderstand 2Ω anstelle
von 3.5Ω beträgt
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Allgemein
ist es so, wenn die Ballastwiderstände 5a bis 5d größer werden,
dann steigt der Widerstand thermischen Ausreißens an und die Gleichheit
der Stromverteilung kann verbessert werden. Wenn der Ballastwiderstand
jedoch zu groß ist,
dann entsteht ein Nachteil dadurch, dass die Spannung des Transistors
an einem gesättigten
Bereich ansteigt, wodurch sich die Effizienz verschlechtert und die
Verstärkung
verringert.
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Auch
wenn die Ballastwiderstände 5a bis 5d in
der Bipolartransistorschaltung, die in 1 dargestellt
ist, größer gemacht
werden, und der thermische Widerstand des Hochleistungs-Transistors 10 vergrößert werden
kann, kann der Widerstand zur Zerstörung der Vorspannungs-Schaltung
zum Problem werden. Dies bedeutet ein Problem, wenn ein großer Kollektorstrom,
verglichen mit einer normalen Nutzung, durch die Transistorschaltung 10 fließt, da durch
die Fluktuation eines zusätzlichen
externen Widerstands, der mit dem Kollektor der Hochleistungs-Transistorschaltung 10 verbunden
ist, der Transistor 11 des Basis-Vorspannungs-Schaltung 2 zerstört wird.
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Speziell
wenn der Kollektorstrom, durch eine externe Belastungsfluktuation
von Transistorschaltung 10, ansteigt, steigt auch der Basisstrom
der Transistorschaltung 10 an. Die Basisströme aller Transistoren 1a, 1b, 1c und 1d der
Transistorschaltung 10 fließen durch den Transistor 11 der
Vorspannungs-Schaltung 2.
Wenn die Stromstärke
der Basisströme
zu groß wird,
steigt die Temperatur von Transistor 11 stark an, so dass
dieser zerstört
werden kann.
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Weiterhin
ist in dem Aufbau, der in 4 zu sehen
ist, das Ausgangspotential der Basis-Vorspannungs-Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 in
eine Art von Fingern an die Basen der ersten Bipolartransistoren 1a, 1b, 1c und 1d verteilt,
welche Hochfrequenz-Leistungsverstärkung mittels
einer Vorspannungs-Schaltung-Erzeugungsschaltung 2, die
eine Impedanzwandlung ausführt
und den Ballastwiderstand 7a, 7b, 7c und 7d ausführen. Die
Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 umfasst eine
Diode 6, und die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 2 umfasst
einen zweiten Bipolartransistor 11 sowie einen Widerstand 9,
der zwischen dem Transistor 11 zur Impedanzwandlung und
der Masse bereitgestellt ist.
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In
der Schaltung von 4, die die obige beschriebene
Zusammensetzung besitzt, wird ein Hochfrequenz-Strom an die Basen
der Fingertransistoren 1a, 1b, 1c und 1d mittels
der MIM-Kondensator-Bauelemente 8a, 8b, 8c und 8d geliefert,
ohne die Ballastwiderstände
zu durchlaufen. Obwohl in diesem Verfahren die Ballastwiderstände groß gewählt wurden,
um eine einheitlichen Betrieb der Transistoren sicherzustellen,
treten die Nachteile der verschlechterten Effizienz der Hochfrequenz-Leistungsverstärker und
die reduzierte Verstärkung
dieser, aufgrund einer Spannungserhöhung am gesättigten Bereich der Transistoren,
was auch schon das Problem im Hochfrequenz-Leistungsverstärker in 1 gewesen
ist, nicht ein, und die Charakteristik des Hochfrequenz-Leistungsverstäkers wird
verbessert, da der Hochfrequenz-Strom direkten Zugang zu den Basisanschlüssen der
Transistoren besitzt.
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Dennoch
tritt ein Problem in dem Fall ein, wenn z.B. ein CDMA (mehrfacher
Codebereichszugang, engl.: Code Division Multiple Access) Modellierungsverfahren
behandelt wird, in dem Signale, wie z.B. Modellierungssignale eine
Hülle besitzen,
die sich groß aufblähen. Um
genauer zu sein, wenn die Ballastwiderstände groß sind, dann wird die Spannung
zwischen der intrinsischen Basis und dem Emitter des Heteroübergangs-Bipolartransistors überlagert
von einer Frequenzkomponente der Hülle, und es entsteht Kreuzmodulation
mit der Trägerfrequenzkomponente,
wodurch die Verzerrung verschlechtert wird.
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Der
Kollektorstrom des Bipolartransistors, zu dem das Signal des digitalen
Modulationsverfahrens zugeführt
wird, ist schematisch in 5 dargestellt. In dem digitalen
Modulationsverfahren wechselt die Amplitude eines Hochfrequenz-Stroms
ebenfalls abhängig
von der Zeit. In der Schaltung des zweiten konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der
in 4 zu sehen ist, fließt, obwohl der Hochfrequenz-Strom
nicht durch die Ballastwiderstände 7a, 7b, 7c und 7d fließt, eine
einhüllende
niederfrequente Komponente des modellierten Signals durch die Ballastwiderstände 7a, 7b, 7c und 7d.
Daher besitzt die anliegende Spannung zwischen der intrinsischen Basis
und dem Emitter des Heteroübergangs-Bipolartransistors
einen großen Ballastwiderstand
und wird durch eine Frequenzkomponente der Einhüllenden modelliert.
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Im
Ergebnis erzeugen die zwei Signale, wie das originale Modulationssignal
und das einhüllende Signal,
in den Basisanschlüssen
der Bipolartransistoren 1a, 1b, 1c und 1d eine
Kreuzmodulation, wodurch sich die Verzerrung verschlechtert. Dementsprechend
besteht vom Gesichtspunkt der Entstörung der Verzerrungskomponente
her ein Problem, da der Ballastwiderstand nicht übermäßig groß ausgelegt werden kann, und
da ein Verstärker,
der zur digitalen Modulation eingesetzt werden kann, für den jüngst die
Anforderrunen angehoben wurden, nicht erzeugt werden kann.
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Um
die vorherigen Probleme zu lösen,
wird ein erstes Objekt der vorliegenden Erfindung dargestellt, das
ein Bipolartransistor mit exzellenter gleichmäßiger Stromverteilung ist,
trotz eines geringen Ballastwiderstandes und das dazu fähig ist,
einen Verstärker
darzustellen, der hohe Effizienz zeigt und niedrige Verzerrung,
mit nur einer kleinen Verschlechterung der Verzerrung, selbst dann,
wenn eine digitale Modulationswelle Am Eingang anliegt.
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In
einem konventionellen Bipolartransistor, der in 4 dargestellt
ist und bei dem ein großer Kollektorstromfluss
aufgrund einer Belastungsfluktuation eines Kollektors der Transistorschaltung 10 eintreten
kann, kann ein Strom, der durch den Transistor 11 der Vorspannungs-Schaltung 2 fließt, groß werden
und den Transistor 11 zerstören. Dieses Problem gilt für die erste
dargestellte konventionelle Bipolartransistorschaltung in 1.
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EP 0 883 241 A1 bezieht
sich im Allgemeinen auf die Auswahl gemeinsamer alternativer Schaltungen
durch Mittel eines elektrischen Signals. Der Verlauf eines oszillierenden
Signals wird durch eine gemeinsame alternative erste und zweite
aktive Komponente kontrolliert, wobei beide in einen aktiven oder
inaktiven Zustand versetzt werden können. Die beiden gemeinsamen
alternativen aktiven Komponenten teilen nicht die Last, betreiben
diese jedoch individuell auf unterschiedlichen Niveaus.
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US 5.629.648 zeigt einen
Hochfrequenz-Verstärker,
der einige Bipolartransistoren umfasst, die im Parallelbetrieb eine
Last, die mit dem Anschluss des RF Ausgangs verbunden ist, betreiben
und das ebenso die Stromverteilung unter diesen Transistoren diskutiert.
Die Verstärker
besitzen nur eine einzelne Vorspannungs-Schaltung, was üblich für alle Bipolartransistoren
ist.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Das
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker darzustellen, der
einen Bipolartransistor umfasst, wobei der Verstärker eine hohe Effizienz und
geringe Verzerrung, mit nur einer kleinen Verschlechterung der Verzerrung
zeigt, auch wenn eine digitale Modulationswelle das Eingangssignal
ist.
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Das
obige Ziel wird durch einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker erreicht, wie es in den
unabhängigen
Ansprüchen
1 und 7 beschrieben ist. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den entsprechenden
Unteransprüchen
beschrieben.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Eine
vollständigere
Würdigung
der vorliegenden Erfindung und viele ihrer begleitenden Vorteile
werden leicht durch den Bezug auf die folgende detaillierte Beschreibung,
in Verbindung betrachtet mit den begleitenden Zeichnungen, erzielt,
in denen
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1 ein
Schaltungsdiagramm eines Hochfrequenz-Leistungsvertärker zeigt, das Bipolartransistoren
nutzt, übereinstimmend
mit einem konventionellen ersten Beispiel;
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2 eine
erklärende
Ansicht, eines Muster-Layouts eines konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers nach 1 zeigt;
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3 eine
Kennlinienbild darstellt, das zum Vergleich von Kenndaten der Bipolartransitoren
in dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker von 1 dient;
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4 ein
Schaltungsdiagramm ist, das einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker zeigt,
das einen Bipolartransistor übereinstimmend
mit einem zweiten konventionellen Beispiel nutzt;
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5 eine
Kennlinienbild ist, das schematisch eine einhüllende Komponente und einen
Kollektorstrom des Bipolartransistors in dem konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärker zeigt;
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6 ein
Schaltungsdiagramm ist, das eine Schaltung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers zeigt,
der einen Bipolartransistor, übereinstimmend mit
einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, nutzt;
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7 eine
Draufsicht ist, die ein Muster-Layout eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers darstellt, übereinstimmend
mit der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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8 eine
Ansicht ist, die als Vergleichsobjekt zum Erklären einer Temperaturänderung
eines Elements des konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers dient;
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9 ein
Kennlinienbild ist, das eine Charakteristik des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers zeigt,
der einen Bipolartransistor nutzt, übereinstimmend mit der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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10 eine
erklärende
Ansicht ist, die eine Tabelle darstellt, in der für ein weites
CDMA-Band-Signal von 3 GHz durch einen Effizienzvergleich, die erste
Ausführungsform
die des konventionellen Beispiels gegenüber gestellt ist;
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11 ein
Schaltungsdiagramm ist, das einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker darstellt,
der einen Bipolartransistor nutzt, übereinstimmend mit einer zweiten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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12 eine
Draufsicht ist, die ein Muster-Layout eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers darstellet, übereinstimmend
mit der zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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13 ein
Schaltungsdiagramm ist, das einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker zeigt,
der einen Bipolartransistor nutzt, übereinstimmend mit einer dritten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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14 eine
Draufsicht ist, die ein Musterlayout eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers darstellt, übereinstimmend
mit der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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Seit
kurzer Zeit stellen in Mobiltelefonen und Mobilfunkinformationsendgeräten Transistoren,
die eine effiziente Leistungsverstärkung bei einem Frequenzband
von 1 GHz oder mehr ausführen,
unverzichtbare Komponenten dar. Unter diesen Transistoren besitzt
ein Heteroübergangs-Bipolartranistor,
der auf einem Gallium-Arsenid-Substrat
geformt ist (Gallium-Arsenid nachfolgend mit GaAs bezeichnet) eine exzellente
Hochfrequenz-Charakteristik und arbeitet bei einer niedrigen Spannung
mit hoher Effizienz. Entsprechend erfüllt er gesellschaftliche Anforderungen
zur Reduzierung der Anzahl der Zellen, um Telefone und Endgeräte zu erleichtern
und zieht gesellschaftliche Aufmerksamkeit an. Zusätzlich besitzt
der Heteroübergangs-Bipolatransistor
geringe dreidimensionale Verzerrungen und besitzt eine Charakteristik,
die zur digitalen Modulation geeignet ist, für die ein besonders linearer
Betrieb notwendig ist.
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Ausführungsformen
eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der
Bipolartransitoren entsprechend der vorliegenden Erfindung nutzt,
werden detailliert mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
In den folgenden beschreibenden Ausführungsformen werden Bezüge auf Beispiele
gemacht, in denen die vorliegende Erfindung auf einen Leistungsverstärker mit
einem 2 GHz-Band angewendet wird, der einen InGaP/GaAs-Heteroübergangs-Bipolartransistor
nutzt.
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Ein
Hochfrequenz-Leistungsverstärker,
der einen Bipolartransistor entsprechend einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung nutzt, ist wie in 6 dargestellt
ist, aufgebaut. Für
die jeweiligen Basis- oder Fingertransistoren 1a, 1b, 1c und 1d,
die als vier Ausgang-Transistoren dienen, sind individuelle Diodenblock-Vospannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d nahe
den zugehörigen Transistorblöcken, die
die Bipolartransistoren 1a, 1b, 1c und 1d besitzen,
angeordnet. Um konkret zu sein, sind die Bipolartransistoren 11a, 11b, 11c und 11d zur
Impedanzwandlung, welche Vorspannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d einsetzten,
jeweils mit den Basen der Bipolartransistoren 1a, 1b, 1c und 1d über die
Widerstände 3a, 3b, 3c und 3d zum
Blockieren der Hochfrequenz verbunden.
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Eine
Bezugsspannung für
eine Basis-Vorspannung, welche allgemein durch jede der jeweiligen
Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltungen 12a, 12b, 12c und 12d erzeugt
wird, ist aus den Diodenschaltungen 6a, 6b, 6c und 6d aufgebaut,
welche einer konstanten Strombeaufschlagung unterworfen sind, und
wird an die Basis jeden Bipolartransistors 11a, 11b, 11c und 11d zur
Impedanzwandlung geliefert, welche die Vorspannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d einsetzten.
Jeder der Widerstände 9a, 9b, 9c und 9d ist
zwischen der Erde und einem entsprechenden Verbindungsknoten der
Emitter der Impedanzwandlungs-Bipolartransistoren 11a, 11b, 11c und 11d zum
Blockieren der Hochfrequenz bereitgestellt. Zum Beispiel ist eine
Vorspannungs-Schaltung 2a aus einem Bipolartransistor 11a,
dem Widerstand 3a zum Blockieren der Hochfrequenz und dem
Widerstand 9a aufgebaut.
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In
der Transistorschaltung von 6 sind Mittel
zum Lösen
eines Problems vorgesehen, die sowohl zum Messen des thermischen
Ausreißens
eines Bipolartransistors 1a bis 1d, als auch zum
Messen des thermischen Ausreißens
der Widerstände 11a bis 11d der
Vorspannungserzeugungsschaltungen 2a bis 2d dienen.
Das frühere
thermische Ausreißen
der Bipolartransistoren 10a bis 10d bedeutete, dass
falls eine konstante Eingangs-Vorspannung (Basis-Emitter-Spannung)
angelegt wurde, der Kollektorstrom aufgrund eines Temperaturanstiegs
zwischen dem Ausgangsstrom (Kollektorstrom) und der Bauelementtemperatur
anstieg, und dass die Bauelementetemperatur aufgrund des angestiegenen Stroms
weiter anstieg, wodurch eine positive Rückkopplung erzeugt wurde. Diese
positive Rückkopplung
erhöht
die Bauelementtemperatur des zentralen Bipolartransistors von beispielsweise 1b,
wodurch der Kollektorstrom des zentralen Bipolartransistors vergrößert wird.
Durch die Größe dieses
thermischen Ausreißens,
ist Nutzung der Ballastwiderstände übernommen
worden. Dies ist ein Verfahren, in dem ein Widerstand in Serie mit
dem Emitter oder mit der Basis jedes Fingertransistors verbunden
ist. Durch die Übernahme
dieser Verfahren wird eine negative Rückkopplung auf die Eingangs-Basis-Emitter-Spannung
und auf die Ausgangspannung angewendet und eine einheitliche Strommenge
zwischen den Fingertransistoren in dem Gerät erzielt, wodurch ein Anstieg
der Ausgangsleistung vom gesamten Gerät erzielt wird. Der Widerstand,
der zur negativen Rückkopplung
verwendet wird, wird Ballastwiderstand genannt. In dieser Anwendung
sind die Ballastwiderstände 5a bis 5d mit
den Emittern der jeweiligen Bipolartransistoren 1a bis 1d der
Transistorblöcke
verbunden. Diese Ballastwiderstände
dienen somit zur Unterdrückung
der Stromvariation unter den Transistorblöcken.
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Dennoch
ist es unmöglich,
einen Hochleistungsverstärker
darzustellen, wenn versucht wird, die Variation des Stroms unter
den Transistorblöcken 10a bis 10d nur
durch die Nutzung des Verfahrens, das den Ballastwiderstand nutzt,
zu unterdrücken. Speziell
in dem Fall, wenn die Temperaturverteilung in den Transistorblöcken 10a bis 10d groß wird,
dann müssen
die Ballastwiderstände
ebenfalls groß werden.
Wenn die Werte der Ballastwiderstände aber zu groß werden,
dann entsteht ein Problem, das die Effizienz des Leistungsverstärkers und
die Ausgangsleistung senkt.
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In 3 ist
die Stromverteilung bei der Nutzung eines Emitterwiderstandes pro
Finger (jeder der Bipolartransistoren) als Parameter dargestellt,
die durch jeden Bipolartransistor von 1 und 2 fließt. Wenn
der Emitterwiderstand pro Finger 3.5Ω beträgt, dann beträgt die Stromvariation
15%, wobei allerdings die Funktion des Ballastwiderstandes schwach
mit der Wertverringerung des Emitterwiderstandes bis zu 2Ω pro Finger
ansteigt, was in einer Verdopplung der Stromvariation bis 30% resultiert.
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In
der ersten Ausführungsform
der in 6 dargestellten Anwendung wird das Basispotential
jedes Transistors 1a bis 1d durch die korrespondierende
Dioden-Vorspannungs-Schaltung 2a bis 2d angelegt.
Die Dioden-Vorspannungs-Schaltungen 2a bis 2d liefern
einen konstanten Strom an die mit der Diode verbundenen Transistoren 6a bis 6d,
und das Basispotential dieser mit der Diode verbundenen Transistoren
erfährt
eine Impedanzwandlung, um an die Basen jedes Ausgang-Transistors 1a, 1b, 1c und 1d geliefert
zu werden. Eine Änderung
der umgebenden Temperatur wird durch die mit der Diode verbundenen
Transistoren 6a bis 6d detektiert, und ein Vorspannungs-Punkt
wird korrigiert, so dass sich der Kollektorstrom jedes Ausgangtransistors 1a, 1b, 1c und 1d nicht ändert. Die
erste Ausführungsform
dieser Anwendung besitzt ein einzelnes IC-Layout-Muster, so wie
es in 7 zu sehen ist. Die Bezugsnummer in dem Muster-Layout,
das in 7 dargestellt ist, sind dieselben wie jene der
dargestellten Komponenten, die in 6 zu sehen
sind. Das Muster-Layout besitzt ein Feature, das die Transistoren 6a bis 6d,
die in 7 dargestellt sind, nahe den zugehörigen Transistoren 1a bis 1d der
Transistorblöcke 1a bis 10d anordnet.
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Wie
es in dem Muster-Layout von 7 dieser
Anwendung zu sehen ist, ist es möglich,
den Vorspannungs-Punkt in Übereinstimmung
mit der Änderung
der Bauelementtemperatur jedes Hochleistungstransistors 1a bis 1d zu
korrigieren, wenn die Temperatur erkennenden Dioden 6a bis 6d nahe
den übereinstimmenden
Transistoren 1a bis 1d angeordnet werden. Speziell
wenn die Bauelementetemperatur der Transistoren ansteigt, steigt
auch die Bauelementetemperatur der Temperatur fühlenden Dioden 6a bis 6d an,
was darin resultiert, dass die Vorspannung, die die Transistoren 1a bis 1d versorgt,
abfällt. Dies
führt zu
einer negativen Rückkopplungsaktion
in Relation zum Anstieg der Bauelementetemperatur jedes Transistors 1a bis 1d und
zum Ausgangskollektorstrom. Demnach kann diese negative Rückkopplung
den Wert der Ballastwiderstände 5a bis 5d durch das
Maß der
entsprechenden Aktion reduzieren. Mit dem Ergebnis, dass das Problem
der Effizienzverringerung des Leistungsverstärkers und der Ausgangsspannung
in dem Stand der Technik verhindert werden kann.
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In 9 ist
eine Kennlinie des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers abgebildet,
der die Bipolartransitoren entsprechend der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung nutzt. In 9 ist die
Stromverteilung, die durch jeden der Transistorblöcke 10a, 10b, 10c und 10d fließt und die
die Struktur besitzen, die entsprechend dieser Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist, mit der Emitterwiderstandnutzung
für jeden
Transistorblock 10a bis 10d als Parameter dargestellt.
Wenn der Emitterwiderstand jedes Transistorblocks 10a bis 10d 3.5Ω beträgt, dann
wird die Variation der Stromverteilung auf 4% verbessert. Ferner
kann sogar in dem Falle, in dem der Emitterwiderstand auf den kleinen
Wert von 2Ω festgelegt
ist, die Variation der Stromverteilung mit 7% kontrolliert werden. 9 korrespondiert
mit 3 und übereinstimmend
mit 9 kann selbst dann, wenn der Ballastwiderstand
2.0Ω beträgt, keine
signifikante Schädigung
beobachtet werden, verglichen mit dem Fall, in dem der Ballastwiderstand 3.5Ω beträgt, und
es kann ein bevorzugtes Ergebnis erzielt werden.
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In
Mobilfunktelefonen, die ein digitales Modulationsverfahren nutzen,
wird ein Verstärker
der Klasse B oder ein Verstärker
der Klasse AB genutzt, von denen ein hoch effizienter Betrieb erwartet
wird, um das Leben einer Zelle zu verlängern. In dem Verstärker der
Klasse B oder AB, ändert
sich die Verbrauchsleistung abhängig
von der Ausgangsleistung, ganz anders als bei einem Verstärker der
Klasse A. Entsprechend ändert
sich die Bauteiltemperatur des Hochleistungstransistors 1a, 1b, 1c und 1d in Übereinstimmung
mit dem Ausgangslevel.
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Daher
steigt, wenn eine konstante Vorspannung an die Hochleistungstransistoren 1a, 1b, 1c und 1d angelegt
wird, der Ausgangslevel an, wodurch die Bauteiltemperatur erhöht und die
Effizienz verschlechtert wird. Der Status dieses Zeitpunkts ist
in 8 dargestellt. Im Speziellen ist eine Eingangs-/Ausgangscharakteristik
des Bauteils durch die Bezugsnummer 101 angegeben, wenn
die Bauteiltemperatur niedrig ist. Selbst dann, wenn der Vorspannungs-Punkt 104 für die Klasse
B oder Klasse AB festgelegt ist, wechselt die Eingangs-/Ausgangscharakteristik
bei Anstieg der Bauteiltemperatur, wie es die Bezugsnummer 102 zeigt.
Somit verschiebt sich der Vorspannungs-Punkt in Richtung der Klasse A
Seite und der Bias-Punkt, der durch die Bezugsnummer 105 dargestellt
ist, führt
zu einer Verschlechterung der Leistungseffizienz.
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In
den konventionellen Bipolartransistoren, die in 1 und 2 zu
sehen sind, besitzt ein Strom die Tendenz, stärker durch den Transistorblock
in dem zentralen Bereich des Chips zu fließen, als durch einen Transistorblock
in einem peripheren Bereich des Chips, da ein Temperaturanstieg
in dem Transistorblock des zentralen Bereichs des Chips größer ist,
als im Transistorblock in dem peripheren Bereich des Chips, so dass
es schwierig ist, die Vorspannung genau zu regeln. In 2 ist
beispielsweise die Temperatur fühlende
Diode 6 nahe dem Ausgang-Transistorblock 1a in
dem peripheren Bereich des Chips angeordnet. Durch diese Erfindung
wird der Vorspannungs-Punkt auf Basis der Bauteiltemperatur des
Transistorblocks 1a in dem peripheren Bereich des Chips
korrigiert. Jedoch wird die Charakteristik nicht wie erwartet verbessert,
da die Korrektur des Vorspannungs-Punkts auf Basis der Bauteiltemperatur
eines Anteils des Hochleistungstransistors ausgeführt wird.
Speziell in der Anordnung, die in 2 zu sehen
ist, verschiebt sich der Vorspannungs-Punkt der Blöcke 1b und 1c in
den zentralen Bereichen der Hochleistungstransistoren entweder von
der Klasse B Seite oder der Klasse AB Seite hin zur Klasse A Seite,
wenn das Ausgangslevel und die Bauteiltemperatur ansteigen, was
zur Abschwächung
der Leistungseffizienz führt.
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Auf
der anderen Seite verschiebt sich für die Blöcke 1a und 1d in
dem peripheren Bereich des Hochleistungstransistors, anders als
in 2 dargestellt ist, der Vorspannungs-Punkt zur
Klasse C Seite und die Verzerrungscharakteristik verschlechtert sich,
wenn die Temperatur fühlende
Diode 6 nahe dem Block 1b im zentralen Bereich
des Hochleistungstransistors angeordnet wird und das Ausgangslevel
und die Bauteiltemperatur ansteigen.
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Entsprechend
dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker
in der ersten Ausführung
der vorliegenden Erfindung, der in 6 dargestellt
ist, sind die Impedanzumwandlungsschaltungen 2a, 2b, 2c und 2d als
Dioden-Vorspannungs-Schaltungen für die jeweiligen Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d sowie
die Transistoren 11a, 11b, 11c und 11d als
Impedanzumwandlungsabschnitte bereitgestellt und die Temperatur
fühlenden
Dioden 6a, 6b, 6c und 6d sind als
Diodenabschnitte nahe den zugehörigen
Transistorblöcken 1a, 1b, 1c und 1d angeordnet.
Mit einer derartigen Einrichtung ist selbst dann, wenn eine Variation
in der Bauteiltemperatur unter den Transistorblöcken 1a, 1b, 1c und 1d stattfindet,
der Vorspannungs-Punkt der Transistorblöcke entweder an der Klasse
B oder Klasse AB fixiert, wodurch die Leistungseffizienz verbessert
wird.
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Da
die Ausgänge
von den Vorspannungs-Schaltungen 2a bis 2d an
die Hochleistungstransistoren mit geringer Impedanz, infolge der
Emitterfolgerschaltungen 11a bis 11d, geliefert
werden, ist die Fluktuation des Basispotentials aufgrund der einhüllenden
Linie des Modulationssignals stark unterdrückt. Entsprechend wird von
dem Hochfrequenz-Verstärker
der vorliegenden Erfindung, der in 6 abgebildet
ist, erwartet, dass er eine geringe Verzerrungscharakteristik zeigt,
die für
digitale Modulationsverfahren geeignet ist.
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Weiterhin
ist in der Tabelle, die in 10 dargestellt
ist, die Effizienz der Bipolartransistoren, welche jeweils in 6 und 7 zu
sehen sind, für
das Breitbandsignal CDMA von 2 GHz abgebildet. Bei konventionellen
Bipolartransistoren, deren Aufbau in 1 und 2 und
deren Charakteristik in 3 zu sehen ist, wird die Stromverteilung
ungleichmäßig, so
dass sich die Effizienz von 35% auf 27% verschlechtert, wenn der
Emitterwiderstand pro Finger von 3.5Ω auf 2.5Ω verringert wird.
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Entsprechend
dem Bipolartransistor gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, kann auf der anderen Seite, selbst dann
die Gleichmäßigkeit
der Stromverteilung beibehalten werden, wenn der Emitterwiderstand
pro Finger von 3.5Ω auf
2Ω verringert
wird. Hierdurch ist eine Verschlechterung der Effizienz nicht betroffen.
Es ist im Gegenteil die Effizienz vergrößert worden, seitdem die Verringerung
der Sättigungsspannung
und die Obergrenze der Transmissionsleitfähigkeit beseitigt wurden. Obwohl
die Effizienz 38% beträgt,
wenn der Emitterwiderstand 3.5Ω pro
Finger ist, wird die Effizienz auf 43% verbessert, wenn der Emitterwiderstand 2Ω beträgt.
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Außerdem wird
die Verbesserung der Resistenz gegenüber einem Ausfall in der Schaltung
als ein zusätzlicher
Effekt verstanden. Wenn ein überhöhter Hochfrequenz-Strom, Eingangsgröße der Bipolartransistoren
ist, in denen viele Finger parallel miteinander verbunden sind,
dann findet eine Stromverteilung statt, in der sich alle Ströme auf einen
Finger konzentrieren. Die Temperatur des Emitterfingers, in dem
die Stromkonzentration stattfindet, wird sehr hoch und führt in vielen
Fällen
zu einem Bauteilausfall. In der Schaltung des konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der
in 1 zu sehen ist, ist die DC-Vorspannung mit einem
Punkt verbunden, und wird danach an jeden Finger verteilt.
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Hierzu
besitzt die Vorspannungs-Schaltung die Fähigkeit, den Basisstrom an
alle Finger hinreichend zu beliefern.
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Im
Ergebnis wird in dem Fall, wo die Stromkonzentration unter den Fingern
der Hochleistungstransistoren erscheint, der hinreichende Basisstrom an
einen Finger geliefert, wo die Stromkonzentration stattfindet, wodurch
alle Hochfrequenz-Ströme
an einem Finger konzentriert sind. Dadurch wird das Bauteil leicht
zerstört.
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In
der Schaltung des konventionellen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der in 4 zu
sehen ist, sind die Widerstände 7a, 7b, 7c und 7d,
die den Hochfrequenz-Strom
davon abhalten sollen, zur Vorspannungs-Schaltung zu fließen, in
Serie mit den jeweiligen Transistorblöcken 1a, 1b, 1c und 1d oder den
jeweiligen Fingern verbunden, und dienen als Ballastwiderstände. Daher
steigt der Grenzwert an, bei dem die Stromkonzentration stattfindet.
Dennoch kann, sobald die Stromkonzentration erscheint, der Vorspannungs-Strom
einen großen
Basisstrom an einen Finger liefern, in dem die Stromkonzentration stattfindet,
so dass das Bauteil zerstört
wird.
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Auf
der anderen Seite, wird übereinstimmend
mit dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker, gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, das Vermögen jeder Vorspannungs-Schaltung,
den Strom zu versorgen, durch die Anzahl der Teilungen verringert,
verglichen mit einer konventionellen Schaltung, seitdem die Vielzahl
der Vorspannungs-Schaltungen versorgt werden. Daher kann auch wenn
der Bipolartransistor extremen Vorspannungs-Voraussetzungen ausgesetzt
ist, der Basisstrom, der an die Finger geliefert wird, wo die Stromkonzentration
stattfindet, auf ein Level festgelegt werden, bei dem das Bauteil
nicht zerstört
wird.
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Als
nächstes
wird die Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung studiert, indem der Strom von Transistor 11 der
Vorspannungs-Schaltung 2 mit dem konventionellen Beispiel
verglichen wird. In dem vorherigen ersten konventionellen Beispiel,
das in 1 dargestellt ist, ist bei normalen Belastungsbedingungen,
eine linearer Leistungsausgabe von 30dBmW mit einer Spannung von
3.6V erreicht worden. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die Summe der Basisströme von den
Transistorblöcken 1a, 1b, 1c und 1d ca.
4.5mA, da die Stromverstärkungen
der Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d ca.
100 beträgt.
Da der Vorspannungs-Strom in einem normalen Stadium in Wirklichkeit
größer als
1.5mA ist, beträgt
der Strom, der durch den Transistor 11 fließt, 6mA.
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In
Anwendungen von Mobilfunktelefonen wechselt manchmal die Belastungsimpedanz
des Leistungsverstärkers
stark im Einklang mit der Beschaffenheit der Ausgangsantenne. Wenn
die Belastungsimpedanz klein gemacht wird, steigen die Kollektorströme der Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d auf
200mA oder mehr an. Zu diesem Zeitpunkt fallen die Stromverstärkungen
der Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d auf
50 ab, und der Strom von Transistor 11 der Vorspannungs-Schaltung 2 erreicht
40mA oder mehr. Daher erzeugt der Transistor 11 das thermische
Ausreißen,
um zukünftig
zerstört
zu werden, und die konventionelle Schaltung, die in 1 zu
sehen ist, führt
zu einer betrieblichen Fehlfunktion des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers. Der
Mechanismus dieser Zerstörung
geschieht ebenso gleichermaßen
in der Schaltung von 4.
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Auf
der anderen Seite betragen in der ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung, die in 6 zu sehen ist, die Ströme, die
in die Transistoren 11a, 11b, 11c und 11d fließen, 10mA
oder weniger, und eine Zerstörung
der Bias-Schaltungen findet nicht statt, wenn die Kollektorströme der Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d aufgrund
der Variation der externen Kollektorbelastung 200mA oder mehr erreichen,
da die Vorspannungs-Schaltung unterteilt ist und individuelle Vorspannungs-Schaltungen
für die entsprechenden
Transistorblöcke
angeboten werden.
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11 zeigt
einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker, der Bipolartransistoren
nutzt, entsprechend der zweiten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Die Bezugsspannungen der Basis-Vorspannungen, welche
durch die individuellen Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltungen 12a, 12b, 12c und 12d erzeugt
werden, werden an die Basen der Impedanzwandlungstransistoren 11a, 11b, 11c und 11d der
Vorspannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d in
dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker geliefert,
entsprechend der ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung von 6. In der
zweiten Ausführungsform,
die in 11 dargestellt ist, wird die
Bezugsspannung für
die Basis-Vorspannung durch die gemeinsame Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 erzeugt
und an die Basen der Transistoren 11a, 11b, 11c und 11d geliefert.
Die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 umfasst eine
Diodenschaltung 6, welche konstanter Strombeaufschlagung
unterworfen ist.
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Entsprechend
der Einrichtung, die in 11 zu
sehen ist, wird die Vorspannung, die durch die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 12 festgelegt ist,
die aus der Diodenschaltung 6 besteht, welche die Bezugsspannung
für eine
Basis-Vorspannung erzeugt, an die jeweiligen Basen der Impedanzwandlungstransistoren 11a, 11b, 11c und 11d von
der Vielzahl der Dioden-Vorspannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d geliefert.
Anschließend
werden die Basis-Vorspannungen von den Impedanzwandlungstransistoren 11a, 11b, 11c und 11d an
die jeweiligen Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d geliefert,
um Hochfrequenz-Leistungsverstärkung
auszuführen.
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12 ist
eine Draufsicht, die ein Muster-Layout des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, der
in 11 abgebildet ist, zeigt. Die gleichen Bezugsnummern,
die den Schaltelementteilen von 11 gegeben
wurden, wurden den Schaltelementteilen von 12 gegeben.
Entsprechend zeigen die gleichen Bezugsnummern in beiden Diagrammen von 11 und 12 die
gleichen Schaltungskomponenten, und es werden hierzu wiederholende
Beschreibungen weggelassen. Gleichermaßen dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach
der ersten Ausführungsform,
die in 6 und 7 zu sehen ist, kann der Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach der
zweiten Ausführungsform,
die in 11 und 12 dargestellt
ist, den Zerstörungswiderstand der
Bias-Schaltung, verglichen mit dem Stand der Technik, signifikant
verbessern.
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Speziell
selbst dann, wenn die Kollektorbelastungen der Transistorblöcke 1a, 1b, 1c und 1d das Hochfrequenz-Leistungsverstärker-Schwanken
ausmachen, steigen zwar dadurch die Kollektorströme an, wodurch die Basisströme ansteigen,
es findet jedoch keine Stromkonzentration statt, und der Zerstörungswiderstand
steigt an, da die Transistoren 11a, 11b, 11c und 11d zum
Impedanzwandeln der Vorspannungs-Schaltungen individuell für jeden
Transistorblock 1a, 1b, 1c und 1d zur
Verfügung
stehen.
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Wie
der Hochfrequenz-Leistungsverstärker, der
die Bipolartransistoren, entsprechend der zweiten Ausführungsform,
die in 11 dargestellt ist, nutzt, sind
die Beschreibungen für
denjenigen gemacht, in dem die Impedanzumwandlungsschaltungen 2a, 2b, 2c und 2d durch
die Transistoren 11a, 11b, 11c und 11d dargestellt
sind. Jedoch ist die vorliegende Erfindung hierdurch nicht limitiert,
und es kann ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker übernommen
werden, in dem die Impedanzumwandlungsschaltungen 2a, 2b, 2c und 2d keinen Widerstand
auf den Emitterseiten der jeweiligen Transistoren besitzen.
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13 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker zeigt,
der Bipolartransistoren entsprechend der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung nutzt. In 13 sind
die Vorspannungs-Schaltungen 2a, 2b, 2c und 2d jeweils
nur durch die Impedanzwandlungstransistoren 11a, 11b, 11c und 11d dargestellt,
die eine Emitterfolgereinrichtung besitzen. Die vorliegende Erfindung
kann als die Schaltung der dritten Ausführungsform, die in 13 zu
sehen ist, dargestellt werden, und es findet keine Stromkonzentration
mit einer derartigen Beschaffenheit statt, selbst dann, wenn der
Kollektorstrom aufgrund der Fluktuation der Kollektorbeanspruchung
ansteigt und der Basisstrom ansteigt. Dadurch wird der Zerstörungswiderstand verbessert.
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Außerdem kann
der Hochfrequenz-Leistungsverstärker,
entsprechend der dritten Ausführungsform,
mit dem Muster-Layout, das in 14 zu sehen
ist, dargestellt werden. Ferner korrespondieren in der Draufsicht
von 14, die dargestellten Komponenten, die dieselben
Bezugsnummern wie in 13 besitzen, mit jenen Komponenten
aus dem Schaltungsdiagramm in 13.
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In
der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform, die in den vorherigen
Spezifikationen beschrieben wurden, wurden die Beschreibungen für Hochfrequenz-Leistungsverstärker gemacht,
in denen die Anzahl der Transistorblöcke vier beträgt. Dennoch
ist die vorliegende Erfindung hier durch nicht limitiert, und es
ist selbstverständlich,
dass die vorliegende Erfindung auf einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker angewendet
werden kann, der n (n ≥ 2)
Transistorblöcke
besitzt.
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Weiterhin
wurde in der Ausführungsform
der Vorspannungs-Schaltung,
das System, in dem das Bezugspotential durch die Diodenschaltung
generiert wurde, um eine Impedanzwandlung zu erfahren und um an
die Hochfrequenz-Leistungstransistoren
beliefert zu werden, beispielhaft erläutert. Wenn jedoch eine so
genannte Strom-Spiegel-Schaltung übernommen
wird, in der eine negative Rückkopplungsschleife
zwischen der Bezugsspannung, die durch die Diodenschaltung erzeugt
wird und dem Ausgangspotential, das durch die Impedanzwandlung erzielt
wird, vorgesehen ist, dann können
die gleichen Effekte erreicht werden, wie jene in den Ausführungsformen,
die die vorherigen Aufbauten besitzen, und die Aufgabenstallungen
der vorliegenden Erfindung können
gelöst
werden.
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Der
Bipolartransistor, der eine exzellente Gleichmäßigkeit in der Stromverteilung
besitzt, kann auch dann versorgt werden, wenn die Ballastwiderstände klein
gemacht werden. Wenn der Bipolartransistor in einem Hochfrequenz-Leistungsverstärker eingesetzt
wird, ist es möglich,
einen Verstärker
zu liefern, der eine große
Effizienz besitzt und der eine geringe Verzerrung mit geringer Verschlechterung der
Verzerrung aufweist, selbst dann, wenn eine digitale Modulationswelle,
die großen Änderung
in der einhüllenden
Linie zeigt, als Eingangssignal dient.
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Indem
illustriert und beschrieben wurde, was gegenwärtig bedacht wurde, um eine
bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darzustellen, wird es für jene Fachkenner
selbstverständlich
sein, dass verschiedene Änderungen
und Modifikationen durchgeführt
werden können
und dass äquivalente
Bauteil-Fundamentplattformen substituiert werden können, ohne
sich von der wahren Reichweite der Erfindung zu trennen. Ferner
können
viele Modifikationen durchgeführt
werden, um eine spezielle Situation oder um Lehrmaterial der vorliegenden
Arbeit anzupassen, ohne sich von der zentralen Reichweite hiervon
zu trennen. Somit ist es beabsichtigt, dass diese Erfindung nicht
durch einzelne veröffentlichte
Ausführungsformen
limitiert ist, sondern, dass die Erfindung alle Ausführungsformen
umfasst, die in die Reichweite der beigefügten Ansprüche fallen.