JP3641184B2 - バイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器に係り、特にヘテロ接合型バイポーラトランジスタを用いた高効率で低歪みな高周波電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の携帯電話機や携帯情報端末には、１ＧＨｚ以上の周波数帯域で高効率に電力増幅を行なうトランジスタが不可欠な構成要素となってきている。このようなトランジスタのうち、特にガリウム砒素（以下、ＧａＡｓと表記する）基板上に形成したヘテロ接合バイポーラトランジスタは、高周波特性に優れていると共に、低電圧でも高効率に動作するため、電池個数を減らして電話機や端末を軽量化しようとする社会の要請に合致し、注目を集めている。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタは、３次歪みが小さく、高線形動作が要求されるディジタル変調に適するという特性を有している。
【０００３】
このようにＧａＡｓ系の材料を用いたヘテロ接合バイポーラトランジスタは原理的に優れた特性を有するが、大きな出力電力を得ようとすると特性が劣化してしまうことがある。これは、ＧａＡｓ基板の熱伝導率が０．４Ｗ／Ｋ／ｃｍ程度と比較的小さく（シリコンの約１／３）、出力レベルを上げると素子温度の上昇が大きくなることに起因している。バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧を一定電圧で駆動すると、温度上昇によってコレクタ電流が増加していくことが知られている。したがって、電流増加によって消費電力が増加すると、素子の温度が上昇し、これによりさらに電流が増加するという「電流増加→電力増加→温度上昇→電流増加」の正帰還が発生して、大面積で複数のエミッタフィンガーを有する高周波電力増幅器においては、電流分布に不均一が生じるという不具合があり、最悪の場合には熱暴走状態に陥りトランジスタが破壊されてしまうこともあった。
【０００４】
このような問題に対して、従来最も良く用いられてきた方法は、エミッタ抵抗またはベース抵抗を増加させ、電流上昇とベース・エミッタ間の電圧関係に負帰還作用を与えて、温度上昇による正帰還作用を相殺するバラスト抵抗を設けるバラスト抵抗法（G.Gao et al.:IEEE Trans. Electron Dev.,1991, pp185-196）である。図１０にこのバラスト抵抗法を用いたヘテロ接合バイポーラトランジスタによる高周波電力増幅器の一例を示して、従来のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器について説明する。
【０００５】
図１０において、ベースバイアスの基準電圧を生成する基準電圧生成回路１２の出力電圧は、トランジスタ１１によりインピーダンス変換を行なうバイアス発生回路２を介して、高周波電力増幅を行なうトランジスタ回路１０の各フィンガーとしてのバイポーラトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄに分配される。ベースバイアスの基準電圧は、ダイオード６の温度に応じて調整されている。これ以降の説明において、このような構成のバイアス回路をダイオードバイアス回路と呼ぶものとする。
【０００６】
各トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのエミッタは、バラスト抵抗５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを介して接地電極に接続されている。高周波電力は、メタル・インシュレータ・メタル（以下、Metal Insulator Metal―ＭＩＭ―と略記する）容量素子４を介してトランジスタ回路１０の各トランジスタ１ａ〜１ｄのベースにそれぞれ接続されている。高周波電力がベースバイアス回路へ漏れるのを防止するために、インピーダンス変換用のバイポーラトランジスタ１１のエミッタと高周波電力トランジスタ回路１０との間に、抵抗３が接続されている。したがって、図１０に示されるバイアス発生回路２は、インピーダンス変換用のバイポーラトランジスタ１１と、高周波阻止用の抵抗３と、抵抗９とを備えている。
【０００７】
図１１には、図１０に示される従来のヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の回路構成におけるパターンレイアウトが示されており、このパターンレイアウトについては、本発明の第１の実施形態の説明箇所において本発明の第１の実施形態の実施例としての高周波電力増幅器のパターンレイアウトと比較しながら詳細に後述する。
【０００８】
このような構成を有するトランジスタ回路が、通常、ＧａＡｓのチップ上に集積化されていわゆるＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit ）を構成している。この回路構成においては、チップの温度変化はダイオード６によって検出されて、その温度に応じたバイアス電圧が高周波電力トランジスタに供給されている。しかし、高周波電力密度が大きくなると、高周波電力トランジスタ回路１０の各フィンガートランジスタ間に温度差が発生し、このため電流分布が不均一になる。
【０００９】
特に、高周波トランジスタ回路１０の中心部では温度が上昇し易く、図１０に示された例においては、フィンガートランジスタ１ａと１ｄの電流の和よりも、フィンガートランジスタ１ｂと１ｃの電流の和の方が大きくなってしまっていた。図１２には、図１０に示す従来のバイポーラトランジスタ回路におけるトランジスタブロックの位置とそのコレクタ電流の値とが示されている。この図に示すように中心に位置するトランジスタのコレクタ電流の値は、バラスト抵抗値が３．５Ωのときよりも２Ωのときに大きくばらついていることが分かる
一般的に、バラスト抵抗５ａ〜５ｄを大きくすれば、熱暴走に対する耐性が向上し、電流分布の均一性も改善することができる。しかしながら、バラスト抵抗を大きくし過ぎると、トランジスタの飽和領域の電圧が上昇して効率が低下したり、利得が低下してしまうなどの不都合が生じる。
【００１０】
また、図１０に示す従来のバイポーラトランジスタ回路でバラスト抵抗５ａ〜５ｄを大きくして、高出力トランジスタ回路１０の熱暴走に対する耐性を向上できたとしても、バイアス回路の破壊に対する耐性が問題になることがある。これは高出力トランジスタ回路１０のコレクタに接続する外部付加抵抗が変動するなどの理由で、通常の使用状態に比べて非常に大きなコレクタ電流がトランジスタ回路１０に流れるとベースバイアス回路２のトランジスタ１１が破壊されてしまうという問題のことである。
【００１１】
すなわち、トランジスタ回路１０の外部負荷が変動してコレクタ電流が増加すると、トランジスタ回路１０のベース電流も増加してしまう。バイアス回路２のトランジスタ１１には、トランジスタ回路１０の全てのトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベース電流が流れるが、この電流値が大きくなりすぎると、トランジスタ１１が熱暴走してしまい、トランジスタ１１が破壊されてしまうことがある。
【００１２】
したがって、図１０の従来のトランジスタ回路においては、高出力トランジスタ回路１０の熱暴走に対する対策と、バイアス発生回路２のトランジスタ１１の熱暴走に対する対策との両方の対策を施さねばならないという問題を抱えていた。前者の高出力トランジスタ回路１０の熱暴走に対する対策として、バラスト抵抗をベース端子に接続することにより高周波電力信号から分離する方法が提案されている（W.J.Pratt; United Atates Patent No. 5,608,353）。この第２の従来例を図１３に示す。
【００１３】
図１３に示す構成においては、ベースバイアス基準電圧生成回路１２の出力電位は、インピーダンス変換を行なうバイアス発生回路２を経て高周波電力増幅を行なうフィンガーとしての第１のバイポーラトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベースにバラスト抵抗７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄを介して分配されている。基準電圧生成回路１２はダイオード６を備え、バイアス発生回路２はインピーダンス変換用の第２のバイポーラトランジスタ１１と、このトランジスタ１１のエミッタと接地間に設けられた抵抗９とを備えている。
【００１４】
上述の構成を有する図１３の回路では、高周波電力は、ＭＩＭ容量素子８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄを介して各フィンガートランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベースにバラスト抵抗を介することなく供給されている。この方法においては、トランジスタの均一動作を保証するためにバラスト抵抗の値を大きくしても高周波電力は直接トランジスタのベース端子に入力されているので、図１０の高周波電力増幅器の回路において問題となっていたようなトランジスタの飽和領域の電圧の上昇による効率の劣化や利得の低下などの不都合は発生せず特性が向上する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access―符号分割多重接続―）変調方式などのように、変調波信号の包絡線が大きく変化するような信号を取り扱う場合に問題が生じる。すなわち、バラスト抵抗が大きいとヘテロ接合バイポーラトランジスタの真性のベース・エミッタ間に印加される電圧に包絡線の周波数成分が重畳されてキャリア周波数成分と混変調を起こし、歪みを劣化させてしまう。
【００１６】
図１４にディジタル変調方式の信号を入力したバイポーラトランジスタのコレクタ電流を模式的に示す。ディジタル変調方式では、高周波電流の振幅も時間に依存して変化している。図１３に示された第２の従来例による高周波電力増幅器の回路においては、高周波電流はベースバラスト抵抗７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄには流れないが、図１４に示すような、低周波数成分である変調信号の包絡線成分はバラスト抵抗７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄを流れている。このため、バラスト抵抗が大きいヘテロ接合バイポーラトランジスタの真性のベース・エミッタ間に印加される電圧が包絡線の周波数成分により変調されてしまうことになる。
【００１７】
この結果、バイポーラトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベース端子において、元々の変調信号と包絡線信号の２つの信号が混変調を起こして歪みを劣化させてしまっていた。したがって、歪み成分の抑制という観点からは、バラスト抵抗をむやみに大きくすることができず、近年、需要の高まってきているディジタル変調向けの増幅器に適用できるような増幅器を構成することができないという問題があった。
【００１８】
本発明は上記問題を解決するために、バラスト抵抗値が小さくても電流分布の均一性に優れると共に、ディジタル変調波を入力しても歪みの劣化が小さい高効率低歪みの増幅器を構成することができるバイポーラトランジスタを提供することを第１の目的としている。
【００１９】
また、図１３に示す第２の従来のバイポーラトランジスタ回路は、トランジスタ回路１０のコレクタの負荷変動により大きなコレクタ電流が流れると、バイアス回路２のトランジスタ１１に流れる電流が大きくなり、トランジスタ１１が破壊されてしまう危険性を有するという問題は、図１０に示した第１の従来例によるバイポーラトランジスタ回路と何ら変わらない。
【００２０】
この問題を解決するために、本発明は、高出力トランジスタの外部負荷が変動してもバイアス回路のトランジスタが破壊されないような増幅器の構成を提供することを第２の目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の基本構成に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器は、少なくとも２個以上のブロックを備えるバイポーラトランジスタを用い多高周波電力増幅器であって、前記ブロックの各々が、ベースバイアス電位を発生させるバイアス発生回路と、高周波電力用の容量素子と、を有すると共に、前記バイアス発生回路は、前記ベースバイアスの基準電位を低インピーダンスに変換する回路と、高周波を阻止するために前記バイポーラトランジスタのベース端子との間に設けられた抵抗と、を備え、これらの回路素子が半導体基板上にモノリシックに集積化されていることを特徴としている。
【００２２】
上記構成を有するバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器において、前記ブロックの各々に設けられた前記バイアス発生回路の電流供給能力は、前記ブロックの高周波トランジスタが過剰な電流による破壊に至らないレベルに設定されていても良い。
【００２３】
また、上記基本構成を有するバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器において、前記バイアス発生回路は、ベースバイアスの基準電位がベースに接続され直流電源がコレクタに接続された第２のバイポーラトランジスタと、高周波を阻止するために前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタと前記バイポーラトランジスタのベース端子との間に設けられた抵抗と、を備え、前記ベースバイアスの基準電位は定電流バイアスしたダイオード回路の電位により生成されるようにしても良い。
【００２４】
上記の構成において、前記ベースバイアスの基準電位を生成する定電流バイアスしたダイオード回路は、前記バイアス発生回路の各々に付属して設けられ、前記ブロックの各々に対して温度補償されたベースバイアス電位が供給されるようにしても良い。
【００２５】
上記構成において、前記高周波入力用の容量素子は、前記バイポーラトランジスタのベース端子と前記抵抗との接続点に接続されたメタル・インシュレータ・メタル容量素子を含むようにしても良い。
【００２６】
上記構成において、前記メタル・インシュレータ・メタル容量素子は、高周波電力源に接続されていても良い。
【００２７】
上記基本構成に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器において、前記ブロックの各々にエミッタフォロワ回路よりなる前記バイアス発生回路を有し、このエミッタフォロワ回路のベース入力にベースバイアスの基準電位が与えられていても良い。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施形態においては、本発明をＩｎＧａＰ／ＧａＡｓのヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いた２ＧＨｚ帯の電力増幅器に適用した場合を例にして説明する。また、比較のために従来のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の例も併せて説明する。
【００２９】
従来の電力増幅器は、１ｍｍ×２ｍｍのチップ内にそれぞれが４×３０μｍのサイズの３２本のエミッタフィンガーを、図１０に示すように配置して、線形出力３０ｄＢｍＷを得ている。ここで、符号１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄは８本のエミッタフィンガーを並列接続したトランジスタを示している。図示の位置に、ダイオードバイアス回路からなるバイアス回路２を配置して、４つのトランジスタブロック１ａないし１ｄのそれぞれのベースに、直流電位を供給した。抵抗３は高周波遮断用に設けられている。高周波信号は、ＭＩＭ容量４を介して４つのトランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベースに接続されている。
【００３０】
一方、本発明の第１実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器は、図１に示されるように構成されている。すなわち４つの出力トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのそれぞれのベース毎に、個別のダイオードバイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄがそれぞれのブロックに近接して配置されている。具体的には、バイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのそれぞれを構成するインピーダンス変換用の第２のバイポーラトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄが、高周波阻止用の抵抗３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄをそれぞれ介して、出力トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベース側に接続されており、各々のトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのそれぞれのベースにバイアス電位が供給されている。
【００３１】
バイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのそれぞれを構成するインピーダンス変換用の第２のバイポーラトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのベースには、定電流バイアスされたダイオード回路６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄよりそれぞれ構成される基準電圧生成回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄにより生成されたベースバイアスの基準電圧が供給されている。インピーダンス変換用の第２のバイポーラトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのエミッタと、高周波阻止用の抵抗３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄとのそれぞれの接続点と接地との間には、抵抗９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄがそれぞれ設けられており、例えば１つのバイアス回路２ａは、第２のバイポーラトランジスタ１１ａと、高周波阻止用の抵抗３ａと、抵抗９ａとにより構成されている。
【００３２】
バイポーラトランジスタの特性は、温度依存性が強く、特に定電圧バイアスすると出力電流が環境温度により大きく変動してしまうという問題がある。一方、上述したように、包絡線成分の変化が大きいディジタル変調信号を低歪みで増幅するためには、ベース電位を一定に保つことが重要である。バイアス回路２におけるダイオードバイアス回路は、ダイオード接続したトランジスタ６に一定の電流を供給し、このダイオードのベース電位をインピーダンス変換して出力トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベースへと供給している。
【００３３】
環境温度の変化は、ダイオード接続したトランジスタ６により検出されてバイアスポイントのコレクタ電流が変化しないように補正される。ダイオードの電位はエミッタフォロワにより低インピーダンスで高出力トランジスタに供給されているので、変調信号の包絡線の変化によるベース電位の変動は強く抑制されている。このような結果により、ディジタル変調方式にはダイオードバイアス回路やカレントミラー回路が適しているものと考えられている。
【００３４】
このダイオードバイアス回路の性質をさらに引き出すために、ＩＣのパターンを工夫した例が図１１に示されている。図１１に示されるパターンレイアウトにおける各符号は図１０に示された各構成要素に振られた符号と同一である。図１１に示すパターンの例では、ダイオードバイアス回路の温度検出用のダイオード接続されたトランジスタ６が、１つのブロックの高出力トランジスタ１ａの近傍に配置されていることが特徴である。
【００３５】
ディジタル変調方式の携帯電話などでは、電池寿命を延ばすために高効率な動作が期待されるＢ級またはＡＢ級増幅器が用いられている。Ｂ級またはＡＢ級増幅器においては、Ａ級増幅器と異なり出力電力によって素子の消費電力が変化している。このため、高出力トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの素子温度も出力レベルに応じて変化してしまう。
【００３６】
したがって、一定のバイアス電圧を高出力トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄに与えていると、出力レベルが増加して素子温度が上昇することにより、効率が劣化してしまうことになる。図３にはこのときの状態が図示されている。すなわち、素子温度が低いときには素子の入出力特性は、符号１０１で示されるようになっており、Ｂ級またはＡＢ級にバイアスポイント１０４を設定していても素子温度が高くなると入出力特性は符号１０２のように変化し、バイアスポイントがＡ級側にずれて符号１０５のようになり、電力効率が劣化してしまうことになる。
【００３７】
そこで、図１１のパターンレイアウトに示すように、温度センスダイオード６を高出力トランジスタ１ａの近傍に配置すると、素子温度の変化に応じてバイアスポイントを補正することが可能となる。すなわち、高出力トランジスタの素子温度が上昇すると温度センスダイオード６の素子温度も上昇し、高出力トランジスタに供給されるバイアス電圧を低下させることができる。このため、出力レベルによらずにＢ級またはＡＢ級に近いポイントにバイアス点が設定されることになり、高効率な増幅器を構成することができる。
【００３８】
しかしながら、図１０および図１１に示す従来のバイポーラトランジスタにおいては、素子の中心側に設けられているトランジスタブロックの方が周辺側に設けられているトランジスタブロックよりも温度上昇が大きいために、周辺部のトランジスタブロックよりも中心部のトランジスタブロックの方に流れる電流の方が大きい傾向があった。
【００３９】
図１２には、図１０および図１１に示される従来のバイポーラトランジスタの各トランジスタブロックに流れる電流分布が、エミッタフィンガー当たりのエミッタ抵抗をパラメータとして示されている。１つのフィンガー当たりのエミッタ抵抗が３．５Ωの場合には、電流のばらつきは１５％であったが、１フィンガー当たり２Ωにまで小さくするとバラスト抵抗としての働きが弱まって、電流のばらつきは３０％と倍増してしまっていた。
【００４０】
さらに、図１１に示すような回路パターンについての工夫を行なっても、バイアスポイントの補正は高出力トランジスタの一部の素子温度を基準にして行なうために、予想するほどには特性の向上は大きくなかった。すなわち、図１１に示すように、高出力トランジスタの周辺部のブロック１ａの近傍に温度センスダイオード６を配置した場合には、出力レベルが増加して素子温度が上昇すると、高出力トランジスタの中心部のブロック１ｂ，１ｃに対しては、バイアスポイントがＢ級またはＡＢ級からＡ級側にずれてしまい、電力効率が劣化する。
【００４１】
一方、図１１とは異なり、温度センスダイオード６を高出力トランジスタの中心部側のブロック１ｂの近傍に配置すると、出力レベルが増して素子温度が上昇したときに高出力トランジスタの周辺部のブロック１ａ，１ｄに対してはバイアスポイントがＣ級側にずれてしまい歪み特性が劣化してしまっていた。
【００４２】
一方、図１に示す本発明の第１実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器によれば、各トランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのブロック毎にバイアス電圧が温度補償として与えられているので、各トランジスタ間の電流の均一性が向上した。図３には、本発明の実施形態に係る構造によるトランジスタ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの各ブロックに流れる電流分布が、１つのエミッタフィンガー当たりのエミッタ抵抗をパラメータとして示されている。エミッタフィンガー１つ当たりのエミッタ抵抗が３．５Ωでは電流分布のばらつきは４％と大きく改善された。また、エミッタ抵抗を２Ωに小さくしても、電流分布のばらつきは７％の範囲に収めることができた。
【００４３】
図２には、本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器のパターンレイアウトの一実施例が示されている。各トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ毎に、ダイオードバイアス回路としてのインピーダンス変換回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが設けられ、その中のインピーダンス変換部分としてのトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄと、さらにダイオード部分としての温度センスダイオード６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄが各トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの近傍に配置されている。このような構成により、各トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ間に素子温度のばらつきが生じても、各トランジスタブロックはＢ級またはＡＢ級にバイアスポイントが固定されて電力効率が向上することになる。
【００４４】
さらに、付随的な効果として回路における破壊耐性の向上が認められた。多数のエミッタフィンガーを並列に接続したバイポーラトランジスタに過度の高周波電力が入力されると、１本のフィンガーに全ての電力が集中してしまういわゆる電流集中が発生する。電流集中が発生したエミッタフィンガーの温度は非常に高くなり、多くの場合、素子破壊に至ることがある。図１０に示したような第１の従来例による高周波電力増幅器の回路においては、ＤＣバイアスは全て１点に束ねられ、その後各フィンガーに分配されている。
【００４５】
このため、バイアス回路は全てのフィンガーにベース電流を充分に供給できる能力を備えている。したがって、高出力トランジスタのフィンガー間で電流集中が発生した場合、電流集中が発生した１本のフィンガーに充分なベース電流が供給されてしまい全ての高周波電力が１つのフィンガーに集中してしまうために容易に破壊されてしまうことになる。
【００４６】
図１３に示す第２の従来例による回路においては、高周波電力としての例えばＲＦ（Radio Frequency―無線周波数―）阻止用の抵抗７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが各トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄまたは各フィンガーに直列に接続されてバラスト抵抗の役割を兼ねているので、電流集中が起きる閾値は向上している。しかし、一旦電流集中が発生すると、バイアス回路２は図１０の場合と同様に電流集中を起こした１本のフィンガーに大きなベース電流を供給できるので、破壊に至ることになる。
【００４７】
一方、本発明の実施形態による高周波電力増幅器によれば、バイアス回路は複数設けられているので、各々のバイアス回路への電流供給能力は従来の回路に比べて分割数の分だけ小さくなる。このため、電流集中が生じるような極端なバイアス条件にさらされても、電流集中が発生したフィンガーに供給されるベース電流は破壊に至る程には大きくならないように設定することができる。
【００４８】
図４には、本発明の第１実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の特性図が示されている。この図４は第１の従来による回路の特性を説明した図１２に対応するものであり、図４によればバラスト抵抗が２．０Ωの場合でも３．５Ωの場合に比べてそれほどの劣化は見られず、好ましい結果を得ることができた。
【００４９】
また、図５に示す表には、図１および図２にそれぞれ示したバイポーラトランジスタの２ＧＨｚの広帯域ＣＤＭＡ信号に対する効率が示されている。図１０および図１１に構成が示され、図１２に特性が示された第２の従来例によるバイポーラトランジスタにおいては、フィンガー１つ当たりのエミッタ抵抗を３．５Ωから２Ωに下げると、電流分布が不均一になるため効率が３５％から２７％に大きく劣化した。
【００５０】
一方、本発明の実施形態に係るバイポーラトランジスタによれば、フィンガー１つ当たりのエミッタ抵抗を３．５Ωから２Ωに下げても、図４に示すように、電流分布の均一性が保たれるので、効率の劣化は生じない。むしろ、飽和電圧の低下と伝達コンダクタンスの上詰まりがなくなるので、効率は向上した。図５の表にも示すように、フィンガー１つ当たりのエミッタ抵抗が３．５Ωのときには３８％であるが、２Ωの場合には４３％に改善されている。
【００５１】
次に、バイアス回路２のトランジスタ１１の電流について従来例と比較しながら本発明の実施形態を検討してみる。上述した図１０に示す第１の従来例では、通常の負荷条件では電源電圧３．６Ｖで線形出力３０ｄＢｍＷを得ている。このとき、トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの電流利得は１００程度であったので、トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのベース電流は合計で４．５ｍＡ程度である。実際には、定常状態のバイアス電流が１．５ｍＡ程度であったので、トランジスタ１１に流れる電流は６ｍＡであった。
【００５２】
携帯電話等への応用では、出力アンテナの状態により電力増幅器の負荷インピーダンスが大きく変化することがある。負荷インピーダンスを小さくすると、トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのコレクタ電流が増加して２０００ｍＡ以上に達した。このとき、トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの電流利得は５０に低下し、バイアス回路２のトランジスタ１１の電流は４０ｍＡ以上にもなった。このため、トランジスタ１１は熱暴走を起こして破壊されてしまい、図１０に示された第１の従来例による回路では高周波電力増幅器として動作不能になった。この破壊のメカニズムは、第２の従来例による図１３の回路においても同様に発生した。
【００５３】
一方、図１に示された本発明の第１実施形態においては、トランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの外部コレクタ負荷が変動することによりコレクタ電流が２０００ｍＡ以上に達したときに、バイアス回路が分割されて各々のトランジスタブロック毎に個別のバイアス回路が設けられているので、トランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄに流れる電流は１０ｍＡにとどまり、バイアス回路の破壊は生じなかった。
【００５４】
図６は、本発明の第２実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示している。図１の第１実施形態に係る高周波増幅器におけるダイオードバイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのインピーダンス変換用のトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのベースには、個別の基準電圧生成回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃ、１２ｄにより生成されたベースバイアスの基準電圧が供給されていたが、図６に示す第２実施形態においては、ベースバイアス用の基準電圧を共通の基準電圧生成回路１２により生成して各トランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのベースに供給している。基準電圧生成回路１２は、定電流バイアスされたダイオード回路６を備えている。
【００５５】
図６に示す構成によれば、１つのベースバイアスの基準電位を生成するダイオード回路６よりなる基準電圧生成回路１２により決定されたバイアス電圧を複数のダイオードバイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのインピーダンス変換用のトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのそれぞれのベースに供給し、このインピーダンス変換用のトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄから高周波電力増幅を行なうトランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの各々にそれぞれベースバイアス電圧を供給している。
【００５６】
図７は、図６に示される高周波電力増幅器のパターンレイアウトを示す平面図であり、図７の各構成部には図６の回路図に設けられた各構成部に付された符号と同一の符号が付されている。したがって、図６と図７の両図における同一符号は同一構成要素を示すものとして重複説明を省略する。このような図６および図７に示された第２実施形態に係る高周波電力増幅器によっても、図１および図２に示した第１実施形態による高周波電力増幅器と同様に、従来技術に比べてバイアス回路の破壊耐性を大きく改善することができる。
【００５７】
すなわち、高周波電力増幅器を構成するトランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄのコレクタ負荷が変動してコレクタ電流が大きくなり、ベース電流が増加してもバイアス回路のインピーダンス変換を行なうトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄは、個々のトランジスタブロック１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ毎に分割されているので、電流集中は発生せず破壊耐性が向上する。
【００５８】
なお、図６に示す第２実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器においては、インピーダンス変換回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄをトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄと、そのエミッタ側にそれぞれ接続された抵抗と、により構成するものとして説明したが、本発明はこれに限定されず、トランジスタのエミッタ側に抵抗を設けないようにしても良い。
【００５９】
図８は、本発明の第３実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示す回路図である。図８において、バイアス回路２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄは、それぞれエミッタフォロワ構成によるインピーダンス変換用のトランジスタ１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄのみによって構成されている。本発明は、図８に示す第３実施形態の回路のように構成することも可能であり、このような構成によってもコレクタ負荷の変動によりコレクタ電流が大きくなりベース電流が増加しても電流集中が発生せず、破壊耐性が向上するという効果を有する。また、この第３実施形態に係る高周波電力増幅器も、図９に示すようなパターンレイアウトにより構成することができる。図９の平面図においても、図８と同一符号を付された構成要素は、図８の回路図における構成要素に対応している。
【００６０】
なお、上述したこの明細書の第１ないし第３実施形態においては、何れも高出力高周波電力増幅を行なうトランジスタブロックの数を４つとして説明したが、本発明はこれに限定されず、ｎ個（ｎ≧２）のトランジスタブロックを有する高周波電力増幅器に適用できることは勿論である。
【００６１】
また、バイアス回路の実施形態としてはダイオード回路で発生した基準電位をインピーダンス変換して高周波トランジスタに供給する方式を例示したが、ダイオード回路で発生した基準電位とインピーダンス変換した出力電位の間に負帰還ループを設ける、いわゆるカレントミラー回路を採用しても上述した構成の実施形態における効果と同様の効果を得ることができ、本発明による課題を解決することができる。
【００６２】
【発明の効果】
バラスト抵抗値を小さくしても電流分布の均一性に優れたバイポーラトランジスタを提供することができ、高周波電力増幅器等に適用した場合に、包絡線の変化が大きいディジタル変調波が入力されても歪みの劣化が小さく、高効率で低歪みな増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の回路を示す回路図。
【図２】本発明の第１実施形態に係る高周波電力増幅器の実施例としてのパターンレイアウトを示す平面図。
【図３】比較の対象としての従来の高周波電力増幅器の素子温度の変化の影響を説明する図
【図４】本発明の第１実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器の特性を示す特性図。
【図５】２ＧＨｚの広帯域ＣＤＭＡ信号に対する効率を本発明の第１実施形態と従来例を比較した表を示す説明図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示す回路図。
【図７】本発明の第２実施形態に係る高周波電力増幅器の実施例としてのパターンレイアウトを示す平面図。
【図８】本発明の第３実施形態に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示す回路図。
【図９】本発明の第３実施形態に係る高周波電力増幅器の実施例としてのパターンレイアウトを示す平面図。
【図１０】従来の第１例に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示す回路図。
【図１１】図１０に示される従来の高周波増幅器のパターンレイアウトを示す説明図。
【図１２】図１０の高周波電力増幅器におけるバイポーラトランジスタの特性を比較のために示す特性図。
【図１３】従来の第２例に係るバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器を示す回路図。
【図１４】従来の高周波電力増幅器におけるバイポーラトランジスタのコレクタ電流と包絡線成分とを模式的示す特性図。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ バイポーラトランジスタ（ブロック）
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ ベースバイアス回路
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ 高周波阻止用抵抗
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ ＭＩＭ容量素子
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ バラスト抵抗
６，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ 定電流バイアスされたダイオード回路
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ インピーダンス変換用のトランジスタ
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ 基準電圧生成回路

Claims (7)

1. 少なくとも２個以上のブロックを備えるバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器であって、
   前記ブロックの各々が、ベースバイアス電位を発生させるバイアス発生回路と、高周波電力用の容量素子と、を有し、
   前記バイアス発生回路は、前記ベースバイアスの基準電位を低インピーダンスに変換する回路と、高周波を阻止するために前記バイポーラトランジスタのベース端子との間に設けられた抵抗と、を備え、
   これらの回路素子が半導体基板上にモノリシックに集積化されていることを特徴とするバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
2. 前記ブロックの各々に設けられた前記バイアス発生回路の電流供給能力は、前記ブロックの高周波トランジスタが過剰な電流による破壊に至らないレベルに設定されていることを特徴とする請求項１に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
3. 前記バイアス発生回路は、ベースバイアスの基準電位がベースに接続された直流電源がコレクタに接続された第２のバイポーラトランジスタと、高周波を阻止するために前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタと前記バイポーラトランジスタのベース端子との間に設けられた抵抗と、を備え、前記ベースバイアスの基準電位は定電流バイアスしたダイオード回路の電位により生成されていることを特徴とする請求項１に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
4. 前記ベースバイアスの基準電位を生成する定電流バイアスしたダイオード回路は、前記バイアス発生回路の各々に付属して設けられ、前記ブロックの各々に対して温度補償されたベースバイアス電位が供給されていることを特徴とする請求項３に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
5. 前記高周波入力用の容量素子は、前記バイポーラトランジスタのベース端子と前記抵抗との接続点に接続されたメタル・インシュレータ・メタル容量素子を含むことを特徴とする請求項３に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
6. 前記メタル・インシュレータ・メタル容量素子は、高周波電力源に接続されていることを特徴とする請求項５に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。
7. 前記ブロックの各々にエミッタフォロワ回路よりなる前記バイアス発生回路を有し、このエミッタフォロワ回路のベース入力にベースバイアスの基準電位が与えられていることを特徴とする請求項１に記載のバイポーラトランジスタを用いた高周波電力増幅器。

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