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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenzschaltung für eine Verwendung beispielsweise in Drahtloskommunikationsvorrichtungen und einen Leistungsverstärker mit derselben aufgebaut ist.
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Es sind herkömmliche Hochfrequenzschaltungen bzw. Halbleiterbauelemente allgemein bekannt, bei denen eine Mehrzahl von Verstärkerschaltungen, die Hochfrequenzsignale verstärken, zwischen einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss parallel geschaltet sind (siehe beispielsweise
US 5,629,648 A ,
JP 2001-196865 A ,
US 5,321,279 A und
JP 2003-324325 A ). Bei derartigen herkömmlichen Techniken ist jede der Verstärkerschaltungen beispielsweise mit einem Bipolartransistor aufgebaut. In diesem Fall weist der Bipolartransistor eine Struktur auf, bei der der Kollektor mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, der Emitter mit einem Masseanschluss verbunden ist und Hochfrequenzsignale, die zu der Basis eingegeben werden, verstärkt werden. In der herkömmlichen Technik ist zudem ein Ballastwiderstand mit der Basis verbunden, um ein Thermoweglaufen des Bipolartransistors zu unterdrücken.
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In diesem Fall sind in der
US 5,629,648 A und in der
JP 2001-196865 A Strukturen offenbart, bei denen Hochfrequenzsignale und eine Vorspannungsspannung getrennt zu der Basis eines Bipolartransistors eingegeben werden und ein Ballastwiderstand mit einem Weg an der Vorspannungsspannungsseite verbunden ist. In diesem Fall ist der Gewinn der Hochfrequenzsignale nicht reduziert, da ein Ballastwiderstand mit einem Weg für Hochfrequenzsignale parallel geschaltet ist.
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In der
US 5,321,279 A ist jedoch eine Struktur offenbart, bei der Hochfrequenzsignale und eine Vorspannungsspannung zusammen über einen Ballastwiderstand zugeführt werden und ein Kondensator mit dem Ballastwiderstand parallel geschaltet ist. Bei der herkömmlichen Technik in der
US 5,321,279 A wird somit eine Verringerung bei dem Gewinn von Hochfrequenzsignalen in einem in Gebrauch befindlichen Frequenzband gemildert.
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Zudem ist in der
JP 2003-324325 A eine Struktur offenbart, bei der Hochfrequenzsignale und eine Vorspannungsspannung getrennt zu der Basis eines Bipolartransistors eingegeben werden, ein Ballastwiderstand mit einem Weg an der Vorspannungsspannungsseite verbunden ist, und zusätzlich ein Umgehungskondensator zwischen einen Ausgangsanschluss und einen Vorspannungsanschluss (einen Anschluss für eine Vorspannungsspannung) geschaltet ist. In diesem Fall wird eine Verzerrung von Hochfrequenzsignalen durch ein Bewirken reduziert, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms den Ballastwiderstand unter Verwendung des Umgehungskondensators umgeht.
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In der herkömmlichen Technik wird, obwohl die thermische Stabilität eines Bipolartransistors durch ein Platzieren eines Ballastwiderstands erreicht werden kann, die Stabilität gegenüber einer Oszillation nicht betrachtet. Ein Halbleiterelement, wie beispielsweise ein Bipolartransistor, stabilisiert sich jedoch nicht selbst und ist in einem breiten Bereich von Frequenzen instabil. Je niedriger die Frequenz, desto höher zudem der Gewinn eines Halbleiterelements. Somit neigt eine anomale Oszillation dazu, bei niedrigen Frequenzen aufzutreten.
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Bei dem Halbleiterbauelement, das in der
US 5,629,648 A beschrieben ist, ist ein Ballastwiderstand mit einem Weg für Hochfrequenzsignale parallel geschaltet. Somit trägt ein Ballastwiderstand nicht zu der Stabilität gegenüber einer Oszillation bei und ein Bipolartransistor ist in einem breiten Bereich niedriger Frequenzen instabil.
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Bei dem Halbleiterbauelement, das in der
JP 2001-196865 A beschrieben ist, ist ein erster Widerstand mit einem Weg für Hochfrequenzsignale verbunden und ist ein zweiter Widerstand mit dem ersten Widerstand an einem Weg für eine Vorspannungsspannung in Reihe geschaltet. In diesem Fall wirken der erste und der zweite Widerstand als Ballastwiderstände und eine anomale Oszillation eines Bipolartransistors wird durch den ersten Widerstand unterdrückt, so dass die Stabilität verbessert werden kann. In der
JP 2001-196865 A wird jedoch, obwohl die Stabilität bei in Gebrauch befindlichen Frequenzen (hohen Frequenzen) betrachtet wird, ein Band von Frequenzen, die niedriger als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, nicht betrachtet. Der Widerstandswert des ersten Widerstands beträgt beispielsweise ein Zehntel des Widerstandswerts des zweiten Widerstands. Wenn somit die in Gebrauch befindliche Frequenz von Hochfrequenzsignalen 5 GHz beträgt, ist ein Bipolartransistor bei niedrigen Frequenzen von 1 GHz oder weniger instabil.
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Wenn jedoch der Widerstandswert des ersten Widerstands erhöht ist, erhöht sich ein Spannungsabfall durch den Basisstrom, so dass eine Erhöhung bei dem Strom unterdrückt wird. Wenn beispielsweise ein Halbleiterbauelement als ein Leistungsverstärker verwendet wird, wird eine notwendige Ausgangsleistung durch eine Erhöhung bei dem Strom erhalten, der bei einer Erhöhung der Eingangsleistung vorkommt. Es besteht ein Problem dahingehend, dass, wenn der Widerstandswert des ersten Widerstands übermäßig erhöht ist, eine Erhöhung bei der Ausgangsleistung durch eine Unterdrückung einer Erhöhung bei dem Strom unterdrückt wird. Auf ähnliche Weise tritt eine derartige Unterdrückung einer Erhöhung bei der Ausgangsleistung auf, wenn ein Kondensator mit dem ersten Widerstand parallel geschaltet ist.
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Zudem weist das Halbleiterbauelement, das in der
US 5,321,279 A beschrieben ist, eine Struktur auf, bei der ein Kondensator mit einem Ballastwiderstand parallel geschaltet ist und Hochfrequenzsignale und eine Vorspannungsspannung gemeinsam zugeführt werden. Da jedoch ein Ballastwiderstand vorgesehen ist, um die thermische Stabilität zu erreichen, kann eine Stabilität gegenüber einer Oszillation bei niedrigen Frequenzen mit einem Widerstandswert des Ballastwiderstands, der notwendig ist, um die thermische Stabilität zu erreichen, nicht ausreichend erreicht werden. Wenn jedoch der Widerstandswert des Ballastwiderstands erhöht ist, besteht ein Problem, wie bei dem Fall in der
JP 2001-196865 A , dahingehend, dass ein Spannungsabfall durch den Basisstrom sich übermäßig erhöht, so dass eine Erhöhung bei der Ausgangsleistung unterdrückt wird.
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Ferner weist das Halbleiterbauelement, das in der
JP 2003-324325 A beschrieben ist, eine Struktur auf, bei der ein Kondensator zwischen einen Eingangsanschluss und einen Vorspannungsanschluss geschaltet ist, um eine Verzerrung von Hochfrequenzsignalen zu reduzieren. Da jedoch die Impedanz des Kondensators von der Frequenz abhängt, besteht ein Problem dahingehend, dass die Verzerrung nicht in einem breiten Band reduziert werden kann. Zudem ist bei dem Halbleiterbauelement, das in der
JP 2003-324325 A beschrieben ist, ein Ballastwiderstand mit einem Weg für Hochfrequenzsignale parallel geschaltet, wie in dem Fall in der
US 5,629,648 A . Somit besteht ein Problem dahingehend, dass ein Bipolartransistor in einem breiten Band niedriger Frequenzen instabil ist.
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Die
DE 600 29 227 T2 beschreibt eine Verstärkerschaltung mit einer Mehrzahl von Transistorzellen, wobei zwischen jede Transistorzelle und einen Schaltungseingang ein Filter aus einer RC-Parallelschaltung angeordnet ist.
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Die
DE 103 33 553 A1 beschreibt eine integrierte Leistungsverstärkerschaltung, die eine Vielzahl von Transistoren, jeweils mit einer Basis; eine Vielzahl von Ballastwiderständen entsprechend der Vielzahl von Transistoren, wobei jeder Ballastwiderstand einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss aufweist, wobei der erste Anschluss verbunden ist mit der Basis des entsprechenden Transistors; einen DC-Knoten, mit welchem die zweiten Anschlüsse der Vielzahl von Ballastwiderständen verbunden sind; und einen HF-Knoten zum Aufnehmen eines HF-Eingangssignals umfasst.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Hochfrequenzschaltung und einen Leistungsverstärker zu schaffen, bei denen ein Thermoweglaufen eines Bipolartransistors verhindert werden kann und eine Stabilität gegenüber einer Oszillation selbst bei niedrigen Frequenzen verbessert werden kann.
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Diese Aufgabe wird durch eine Hochfrequenzschaltung gemäß Anspruch 1 und einen Leistungsverstärker gemäß Anspruch 4 gelöst.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung weist, da die Oszillationsstabilisationsschaltung zwischen dem Eingangsanschluss und der Basis des Bipolartransistors vorgesehen ist, die Oszillationsstabilisationsschaltung eine Widerstandskomponente für Niederfrequenzsignale auf, die von dem Eingangsanschluss eingegeben werden, und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Da somit die Oszillationsstabilisationsschaltung als ein Widerstand für Signale wirkt, die Frequenzen aufweisen, die niedriger als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, kann eine Oszillation von Niederfrequenzsignalen unterdrückt werden, so dass die Stabilität, verbessert werden kann. Da jedoch die Oszillationsstabilisationsschaltung für Signale kurzgeschlossen ist, die Frequenzen aufweisen, die höher als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, können Hochfrequenzsignale zu der Basis des Bipolartransistors ohne einen Verlust eingegeben werden und verstärkt werden.
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Zudem ist der Ballastwiderstand zwischen dem Vorspannungsanschluss für den Bipolartransistor und der Basis des Bipolartransistors vorgesehen. Selbst wenn durch ein Erwärmen des Bipolartransistors oder dergleichen bewirkt wird, dass ein Überstrom in die Basis fließt, kann somit ein Spannungsabfall, der dem Überstrom entspricht, unter Verwendung der Ballastschaltung erzeugt werden, so dass ein Thermoweglaufen des Bipolartransistors unterdrückt werden kann.
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Selbst wenn somit durch ein Erwärmen des Bipolartransistors oder dergleichen bewirkt wird, dass ein Überstrom in die Basis fließt, kann ein Spannungsabfall, der dem Überstrom entspricht, unter Verwendung des Ballastwiderstands erzeugt werden, so dass ein Thermoweglaufen des Bipolartransistors unterdrückt werden kann.
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Zudem wird eine Anordnung übernommen, bei der die Oszillationsstabilisationsschaltung und die Ballastschaltung parallel vorgesehen sind, so dass die Oszillationsstabilisationsschaltung und die Ballastschaltung unabhängig mit der Basis des Bipolartransistors verbunden sind. Somit beeinflussen die Oszillationsstabilisationsschaltung und die Ballastschaltung einander nicht, so dass die Oszillationsstabilisationsschaltung und die Ballastschaltung getrennt entworfen sein können. Selbst wenn somit sowohl die Unterdrückung eines Thermoweglaufens als auch die Stabilität gegenüber einer Oszillation erreicht sind, tritt kein übermäßiger Spannungsabfall durch die Ballastschaltung auf wie bei der herkömmlichen Technik, so dass der minimale Spannungsabfall, der notwendig ist, um ein Thermoweglaufen zu verhindern, erzeugt werden kann. Folglich kann ein unnötiger Spannungsabfall verhindert werden, so dass eine höhere Ausgangsleistung erhalten werden kann.
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Ferner ist ein Verzerrungsreduzierungswiderstand, der eine Verzerrung von Hochfrequenzsignalen auf einer Seite des Ausgangsanschlusses reduziert, zwischen den Eingangsanschluss und den Vorspannungsanschluss geschaltet.
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Der Verzerrungsreduzierungswiderstand ermöglicht, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms den Ballastwiderstand umgeht und zwischen der Basis des Bipolartransistors und dem Vorspannungsanschluss fließt. Somit kann der Kollektorstrom erhöht werden, wenn die Leistung eines Eingangssignals sich erhöht, und kann eine Verzerrung von Hochfrequenzsignalen reduziert werden. Zudem hängt die Impedanz des Verzerrungsreduzierungswiderstands nicht wesentlich von der Frequenz ab und somit kann der Verzerrungsreduzierungswiderstand bewirken, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms über ein breites Band umgeht, so dass eine Verzerrung von Hochfrequenzsignalen über einem breiten Band reduziert werden kann.
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Vorzugsweise umfasst bei der vorliegenden Erfindung die Oszillationsstabilisationsschaltung eine RC-Parallelschaltung, bei der ein Widerstand und ein Kondensator parallel geschaltet sind.
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Da eine derartige Anordnung übernommen wird, ist der Kondensator in der RC-Parallelschaltung für Niederfrequenzsignale unterbrochen und ist der Kondensator in der RC-Parallelschaltung für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Somit durchlaufen Niederfrequenzsignale den Widerstand und durchlaufen Hochfrequenzsignale den Kondensator. Folglich weist die RC-Parallelschaltung eine Widerstandskomponente für Niederfrequenzsignale auf und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Folglich weist die RC-Parallelschaltung eine Widerstandskomponente für Signale auf, die Frequenzen aufweisen, die niedriger als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, so dass eine Oszillation von Niederfrequenzsignalen unterdrückt werden kann, wodurch die Stabilität verbessert wird. Jedoch ist die RC-Parallelschaltung für Signale kurzgeschlossen, die Frequenzen aufweisen, die höher als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, so dass Hochfrequenzsignale zu der Basis des Bipolartransistors ohne einen Verlust eingegeben werden können. Zudem durchlaufen bei der RC-Parallelschaltung Niederfrequenzsignale den Widerstand und durchlaufen Hochfrequenzsignale den Kondensator. Somit kann beispielsweise die Stabilität gegenüber einer Oszillation ansprechend auf den Widerstandswert des Widerstands eingestellt werden und können Frequenzen von Signalen, für die der Kondensator kurzgeschlossen ist, ansprechend auf die Kapazität des Kondensators eingestellt werden.
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Bei der vorliegenden Erfindung kann der Bipolartransistor einen Heteroübergang-Bipolartransistor umfassen.
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Somit können Hochfrequenzsignale verstärkt werden, während eine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung, ein niedriger Leistungsverbrauch und dergleichen erreicht werden. Somit kann die Hochfrequenzschaltung bzw. das Halbleiterbauelement beispielsweise auf Drahtloskommunikationsvorrichtungen angewandt werden.
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Bei der vorliegenden Erfindung ist es bevorzugt, dass die Mehrzahl von Verstärkerschaltungen, die parallel geschaltet sind, auf einem Halbleitersubstrat monolithisch gebildet sind.
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Somit kann jede der Verstärkerschaltungen mit dem Bipolartransistor, dem Kondensator und dem Widerstand aufgebaut sein, die an dem Halbleitersubstrat gebildet sind, so dass eine monolithische integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC = Monolithic Microwave Integrated Circuit) gebildet werden kann, die Hochfrequenzsignale verstärkt.
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Mit dem Halbleiterbauelement gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Leistungsverstärker aufgebaut werden.
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Während somit die Stabilität gegenüber einer Oszillation bei allen Frequenzen erreicht wird, kann ein Thermoweglaufen verhindert werden und kann eine hohe Ausgangsleistung erhalten werden.
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1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Hochfrequenzschaltung bzw. ein Halbleiterbauelement gemäß einem ersten Beispiel zeigt.
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2 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Zustand zeigt, bei dem das in 1 gezeigte Halbleiterbauelement mit einer Signalquelle und einer Last verbunden ist.
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3 ist ein Charakteristikdiagramm, das Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors, des maximalen stabilen Leistungsgewinns und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns des in 2 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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4 ist ein Charakteristikdiagramm, das die Ausgangsleistung und den Stromverbrauch mit Bezug auf die Eingangsleistung des in 2 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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5 ist ein Charakteristikdiagramm, das den Leistungsgewinn und den Stromverbrauch mit Bezug auf die Eingangsleistung des in 2 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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6 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Zustand zeigt, bei dem ein Halbleiterbauelement eines ersten Vergleichsbeispiels mit einer Signalquelle und einer Last verbunden ist.
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7 ist ein Charakteristikdiagramm, das Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors, des maximalen stabilen Leistungsgewinns und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns des in 6 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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8 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Zustand zeit, bei dem ein Halbleiterbauelement eines zweiten Vergleichsbeispiels mit einer Signalquelle und einer Last verbunden ist.
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9 ist ein Charakteristikdiagramm, das Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors, des maximalen stabilen Leistungsgewinns und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns des in 8 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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10 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Zustand zeit, bei dem ein Halbleiterbauelement eines dritten Vergleichsbeispiels mit einer Signalquelle und einer Last verbunden ist.
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11 ist ein Charakteristikdiagramm, das Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors, des maximalen stabilen Leistungsgewinns und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns in einem Fall zeigt, bei dem ein Ballastwiderstand auf 300 Ω gesetzt ist, bei dem in 10 gezeigten Halbleiterbauelement.
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12 ist ein Charakteristikdiagramm, das Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors, des maximalen stabilen Leistungsgewinns und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns in einem Fall zeigt, bei dem ein Ballastwiderstand auf 1500 Ω gesetzt ist, bei dem in 10 gezeigten Halbleiterbauelement.
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13 ist ein Charakteristikdiagramm, das die Ausgangsleistung und den Stromverbrauch in Bezug zu der Eingangsleistung in einem Fall zeigt, bei dem der Ballastwiderstand auf 300 Ω und 1500 Ω gesetzt ist, bei dem in 10 gezeigten Halbleiterbauelement.
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14 ist ein Charakteristikdiagramm, das den Leistungsgewinn und den Stromverbrauch mit Bezug auf die Eingangsleistung bei einem Fall zeigt, bei dem der Ballastwiderstand auf 300 Ω und 1500 Ω gesetzt ist, bei dem in 10 gezeigten Halbleiterbauelement.
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15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Hochfrequenzschaltung bzw. ein Halbleiterbauelement gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel zeigt.
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16 ist ein Charakteristikdiagramm, das AM-PM-Charakteristika des in 15 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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17 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Halbleiterbauelement eines vierten Vergleichsbeispiels zeigt.
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18 ist ein Charakteristikdiagramm, das AM-PM-Charakteristika des in 17 gezeigten Halbleiterbauelements zeigt.
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19 ist eine Draufsicht, die einen Leistungsverstärker zeigt, bei dem ein Halbleiterbauelement gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel verwendet wird.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Halbleiterbauelement
- 2
- Verstärkerschaltung
- 3
- Heteroübergang-Bipolartransistor (HBT)
- 4
- Oszillationsstabilisationsschaltung
- 5
- Ballastwiderstand
- 6
- Widerstand
- 7
- Kondensator
- 21
- Verzerrungsreduzierungswiderstand
- 41
- Halbleitersubstrat
- RFin
- Eingangsanschluss
- RFout
- Ausgangsanschluss
- Bin
- Vorspannungsanschluss
- GND
- Masseanschluss
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Halbleiterbauelemente bzw. Hochfrequenzschaltungen gemäß bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden nun mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen detailliert beschrieben.
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1 zeigt ein Halbleiterbauelement gemäß einem ersten Beispiel. In der Zeichnung umfasst ein Halbleiterbauelement 1 eine Mehrzahl von Verstärkerschaltungen 2 (Einheitszellen), unten beschrieben, die zwischen einen Eingangsanschluss RFin und einen Ausgangsanschluss RFout parallel geschaltet sind.
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Die Verstärkerschaltungen 2, die ein Hochfrequenzsignal RF (HF) verstärken, umfassen jeweils einen Heteroübergang-Bipolartransistor 3 (hierin im Folgenden ein HBT 3 genannt) eine Oszillationsstabilisationsschaltung 4, die zwischen den Eingangsanschluss RFin und eine Basis B des HBT 3 geschaltet ist, und einen Ballastwiderstand 5, der als eine Ballastschaltung wirkt, von dem ein Ende mit einem Vorspannungsanschluss Bin verbunden ist, wobei das andere Ende zwischen die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 die Basis B des HBT 3 geschaltet ist.
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Bei der Mehrzahl der Verstärkerschaltungen 2 sind Kollektoren C der HBTs 3 miteinander verbunden und sind Emitter E miteinander verbunden. Die Kollektoren C sind mit dem Ausgangsanschluss RFout verbunden und die Emitter E sind mit einem Masseanschluss GND verbunden. Bei der Mehrzahl der Verstärkerschaltungen 2 sind zudem alle Eingangsseiten der Oszillationsstabilisationsschaltungen 4 mit dem Eingangsanschluss RFin verbunden und sind alle Eingangsseiten der Ballastwiderstände 5 mit dem Vorspannungsanschluss Bin verbunden. Bei dieser Anordnung ist die Mehrzahl der Verstärkerschaltungen 2 zwischen den Eingangsanschluss RFin und den Ausgangsanschluss RFout parallel geschaltet.
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Zudem ist der Ballastwiderstand 5 zwischen den Vorspannungsanschluss Bin zum Anlegen einer Vorspannungsspannung und die Basis B des HBT 3 geschaltet. Selbst wenn somit durch ein Erwärmen des HBT 3 bewirkt wird, dass ein Überstrom von dem Vorspannungsanschluss Bin zu der Basis B fließt, kann ein Spannungsabfall, der dem Überstrom entspricht, unter Verwendung des Ballastwiderstands 5 erzeugt werden, so dass ein Thermoweglaufen des HBT 3 unterdrückt werden kann. In diesem Fall ist der Widerstandswert des Ballastwiderstands 5 auf einen Wert gesetzt, derart, dass der minimale Spannungsabfall, der notwendig ist, um ein Thermoweglaufen zu unterdrücken, erzeugt wird.
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Zudem umfasst die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine RC-Parallelschaltung, die ein Hochpassfilter bildet, bei dem ein Widerstand 6 und ein Kondensator 7 parallel geschaltet sind. Der Kondensator 7 ist für Niederfrequenzsignale unterbrochen und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Somit durchlaufen Niederfrequenzsignale den Widerstand 6 und durchlaufen Hochfrequenzsignale den Kondensator 7. Folglich weist die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine Widerstandskomponente für Niederfrequenzsignale auf und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Dann ist die Kapazität des Kondensators 7 auf einen Wert gesetzt, derart, dass die Frequenzen von erwünschten Hochfrequenzsignalen in Gebrauch einem Durchlassband entsprechen. Der Widerstandswert des Widerstands 6 jedoch ist auf einen Wert gesetzt, derart, dass eine Oszillation des HBT 3 in einem Grenzband der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 verhindert werden kann.
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Das Halbleiterbauelement 1 gemäß diesem Beispiel weist die zuvor erwähnte Struktur auf. Der Betrieb des Halbleiterbauelements 1 wird nun beschrieben.
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Der Masseanschluss GND ist zuerst mit Masse verbunden und eine vorbestimmte Vorspannungsspannung ist an den Vorspannungsanschluss Bin angelegt. Somit ist die Vorspannungsspannung über die Ballastwiderstände 5 an die Basen B der HBTs 3 angelegt, so dass die HBTs 3 aktiviert werden. In diesem Zustand werden Hochfrequenzsignale, die Frequenzen von beispielsweise mehreren Gigahertz bis mehreren zig Gigahertz aufweisen, in Gebrauch zu dem Eingangsanschluss RFin eingegeben. Somit verstärkt die Mehrzahl der Parallel-HBTs 3, die mit dem Eingangsanschluss RFin verbunden sind, die Hochfrequenzsignale ansprechend auf eine Leistung, die den Basen B zugeführt wird, und gibt die Hochfrequenzsignale von dem Ausgangsanschluss RFout aus. Folglich summiert der Ausgangsanschluss RFout die Hochfrequenzsignale, die durch die Mehrzahl der Verstärkerschaltungen 2 verstärkt werden, und gibt dieselben aus. Somit können Hochfrequenzsignale mit hoher Leistung abhängig von der Anzahl der Verstärkerschaltungen 2 erhalten werden.
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Wenn bewirkt wird, dass ein Überstrom in die Basis B durch ein Erwärmen des HBT 3 fließt, wird ein Spannungsabfall, der dem Überstrom entspricht, durch den Ballastwiderstand 5 erzeugt, der zwischen den Vorspannungsanschluss Bin und die Basis B des HBT 3 geschaltet ist. Folglich verringert sich die Spannung der Basis B. Somit kann der Strom des HBT 3 verringert werden, wodurch ein Thermoweglaufen des HBT 3 verhindert wird.
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Die Stabilität gegenüber einer Oszillation des Halbleiterbauelements 1 wird nun mit Bezug auf 2 bis 14 betrachtet.
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Bei einem ersten Vergleichsbeispiel, das in 6 gezeigt ist, ist ein Kopplungskondensator 11 zwischen die Basis B des HBT 3 in jeder der Verstärkerschaltungen 2 und den Eingangsanschluss RFin geschaltet und ist ein Ballastwiderstand 12 zwischen die Basis B und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet. In diesem Fall wurden hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 des ersten Vergleichsbeispiels Frequenzcharakteristika eines Stabilitätsfaktors K, der ein Index ist, der eine Stabilität gegenüber einer Oszillation einer Schaltung angibt, und Frequenzcharakteristika des maximalen stabilen Leistungsgewinns MSG (Maximum Stable power Gain) und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns MAG (Maximum Available power Gain) durch eine Simulation untersucht. 7 zeigt die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation umfasst das Halbleiterbauelement 1 zehn Stück der Verstärkerschaltung 2, ist die Kapazität des Kondensators 11 auf einen Wert gesetzt, beispielsweise 0,5 pF, derart, dass erwünschte Hochfrequenzsignale durchlaufen können, und ist der Widerstandswert des Ballastwiderstands 12 auf einen Wert gesetzt, beispielsweise 300 Ω, derart, dass ein Thermoweglaufen verhindert werden kann. Zudem beträgt eine Kollektorspannung Vc, die eine Treiberspannung ist, 3 V und beträgt ein Kollektorstrom Ic 50,24 mA. Zudem sind eine Signalquellenimpedanz Zs und eine Lastimpedanz ZL an einer Seite einer Signalquelle S (einer Eingangsseite) bzw. einer Seite einer Last L (einer Ausgangsseite) vorgesehen. Ein Kondensator C0, der einen Gleichstrom blockiert, ist mit der Seite der Signalquelle S verbunden und der Kondensator C0 und ein RF-Drosselinduktor L0 sind mit der Seite der Last L verbunden.
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Wie es durch die Ergebnisse in 7 gezeigt ist, ist bei dem ersten Vergleichsbeispiel der Stabilitätsfaktor K kleiner Eins (K < 1) in einem breiten Band niedriger Frequenzen von beispielsweise Gleichstrom bis 13 GHz und der HBT 3 ist instabil. Der Grund dafür besteht darin, dass, da der Ballastwiderstand 12 mit einem Weg für Hochfrequenzsignale parallel geschaltet ist, der Ballastwiderstand 12 nicht zu der Stabilität gegenüber einer Oszillation beiträgt. Je niedriger jedoch die Frequenz, desto höher der maximale stabile Leistungsgewinn MSG. Bei dem ersten Vergleichsbeispiel ist somit der HBT 3 geeignet, zu schwingen, selbst falls ein schwaches Niederfrequenzsignal eingegeben wird. Folglich ist der HBT 3 höchst instabil. Infolge dessen besteht ein Problem dahingehend, dass der maximale erhältliche Leistungsgewinn MAG lediglich für Hochfrequenzsignale von 13 GHz oder mehr erhalten wird.
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Bei einem zweiten Vergleichsbeispiel, das in 8 gezeigt ist, sind dann ein Kondensator 13 und ein erster Widerstand 14 an einem Weg für Hochfrequenzsignale in Reihe geschaltet und ist ein zweiter Widerstand 15 mit dem ersten Widerstand 14 an einem Weg für eine Vorspannungsspannung in Reihe geschaltet. Hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 des zweiten Vergleichsbeispiels wurden bei diesem Fall Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors K, des maximalen stabilen Leistungsgewinns MSG und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns MAG durch eine Simulation untersucht. 9 zeigt die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation umfasst das Halbleiterbauelement 1 zehn Stück der Verstärkerschaltung 2, wie bei dem ersten Vergleichsbeispiel. Die Kapazität des Kondensators 13 beträgt beispielsweise 0,5 pF, der Widerstandswert des ersten Widerstands 14 beträgt beispielsweise 300 Ω und der Widerstandswert des zweiten Widerstands 15 beträgt beispielsweise 10 Ω. Zudem beträgt eine Treiberspannung (die Kollektorspannung Vc) 3 V und beträgt der Kollektorstrom Ic 50,06 mA. Zudem sind die Signalquellenimpedanz Zs, die Lastimpedanz ZL, der Kondensator C0 und der Induktor L0 mit der Seite der Signalquelle S (der Eingangsseite) und der Seite der Last L (der Ausgangsseite) verbunden, wie bei dem ersten Vergleichsbeispiel.
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Wie es durch die Ergebnisse in 9 gezeigt ist, ist bei dem zweiten Vergleichsbeispiel die Stabilität gegenüber dieser bei dem ersten Vergleichsbeispiel verbessert, da eine anomale Oszillation eines Bipolartransistors durch den ersten Widerstand 14 unterdrückt ist. Der Stabilitätsfaktor K ist jedoch immer noch kleiner Eins (K < 1) in einem Band niedriger Frequenzen von Gleichstrom bis etwa 4 GHz und der HBT 3 ist instabil. Somit wird der maximale erhältliche Leistungsgewinn MAG lediglich für Hochfrequenzsignale von 4 GHz oder mehr erhalten.
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Wenn jedoch der Widerstandswert des ersten Widerstands 14 erhöht ist, erhöht sich ein Spannungsabfall durch den Basisstrom, so dass eine Erhöhung bei dem Strom unterdrückt wird. Bei diesem Fall wird, da der erste Widerstand 14 an dem Weg für Hochfrequenzsignale vorgesehen ist, eine Erhöhung bei dem Strom durch Hochfrequenzsignale ebenfalls unterdrückt. Somit besteht ein Problem dahingehend, dass eine Erhöhung bei der Ausgangsleistung ebenfalls unterdrückt wird.
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Bei einem dritten Vergleichsbeispiel, das in 10 gezeigt ist, ist dann ein Ballastwiderstand 16 mit einem Kondensator 17 parallel geschaltet und werden Hochfrequenzsignale und eine Vorspannungsspannung durch den gleichen Weg zugeführt. In diesem Fall wurden hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 des dritten Vergleichsbeispiels Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors K, des maximalen stabilen Leistungsgewinns MSG und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns MAG durch eine Simulation untersucht. 11 zeigt die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation umfasst das Halbleiterbauelement 1 zehn Stück der Verstärkerschaltung 2, wie bei dem ersten Vergleichsbeispiel. Der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 beträgt beispielsweise 300 Ω und die Kapazität des Kondensators 17 beträgt beispielsweise 0,55 pF. Zudem beträgt eine Treiberspannung (die Kollektorspannung Vc) 3 V und beträgt der Kollektorstrom Ic 50,24 mA. Zudem sind die Signalquellenimpedanz Zs, die Lastimpedanz ZL, der Kondensator C0 und der Induktor L0 mit der Seite der Signalquelle S (der Eingangsseite) und der Seite der Last L (der Ausgangseite) verbunden, wie bei dem ersten Vergleichsbeispiel.
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Wie es durch die Ergebnisse in 11 gezeigt ist, kann bei dem dritten Vergleichsbeispiel, da der Ballastwiderstand 16, der mit dem Kondensator 17 parallel geschaltet ist, an dem Weg für Hochfrequenzsignale vorgesehen ist, eine anomale Oszillation des HBT 3 bei niedrigen Frequenzen durch den Ballastwiderstand 16 unterdrückt werden. Somit ist die Stabilität gegenüber dieser bei dem ersten Vergleichsbeispiel verbessert. Selbst bei dem dritten Vergleichsbeispiel jedoch wird die Stabilität bei niedrigen Frequenzen nicht in ausreichender Weise erreicht, da der Ballastwiderstand 16 auf einen Wert (beispielsweise 300 Ω) gesetzt ist, derart, dass ein Thermoweglaufen verhindert werden kann. Somit ist der Stabilitätsfaktor K kleiner Eins (K < 1) bei Frequenzen von weniger als mehreren hundert Megahertz und der HBT 3 ist instabil. Somit wird der maximale erhältliche Leistungsgewinn MAG lediglich für Hochfrequenzsignale von mehreren hundert Megahertz oder mehr erhalten.
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Bei einem Fall, bei dem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 bei dem Halbleiterbauelement des dritten Vergleichsbeispiels beispielsweise auf 1500 Ω gesetzt ist, wurden Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors K, des maximalen stabilen Leistungsgewinns MSG und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns MAG durch eine Simulation untersucht. 12 zeigt die Ergebnisse. Bei dieser Simulation beträgt die Kapazität des Kondensators 17 beispielsweise 0,25 pF, beträgt eine Treiberspannung (die Kollektorspannung Vc) 3 V und beträgt der Kollektorstrom Ic 50,61 mA. Die anderen Bedingungen sind die gleichen wie diese bei dem Fall, bei dem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 beispielsweise 300 Ω beträgt.
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Wie es durch die Ergebnisse in 12 gezeigt ist, überschreitet bei dem Fall, bei dem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 beispielsweise auf 1500 Ω gesetzt ist, der Stabilitätsfaktor K Eins (K > 1) sogar bei Frequenzen von mehreren hundert Megahertz oder weniger, so dass die Stabilität gegenüber einer Oszillation über im Wesentlichen das gesamte Frequenzband verbessert ist.
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Wenn jedoch das Halbleiterbauelement 1 bei einem Leistungsverstärker verwendet wird, müssen zusätzlich zu einem Erreichen der Stabilität gegenüber einer Oszillation die Ausgangsleistung und der Leistungsgewinn mit Bezug auf die Eingangsleistung erhöht werden. In einem Fall, bei dem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 auf 300 Ω und 1500 Ω bei dem Halbleiterbauelement 1 des dritten Vergleichsbeispiels gesetzt ist, wurden somit die Ausgangsleistung, der Leistungsgewinn und der Stromverbrauch mit Bezug auf die Eingangsleistung durch eine Simulation untersucht. 13 und 14 zeigen die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation beträgt die Frequenz von Hochfrequenzsignalen 5 GHz und beträgt die Lastimpedanz ZL (9,73 + j7,24) Ω. Zudem ist die Signalquellenimpedanz Zs auf einen Wert gesetzt, der ein Kehrwert der Eingangsimpedanz des HBT 3 ist, der den Ballastwiderstand 16 und den Kondensator 17 umfasst. Somit ist die Signalquellenimpedanz Zs auf (1,13 + j7,5) Ω gesetzt, wenn der Ballastwiderstand 16 300 Ω beträgt und die Signalquellenimpedanz Zs auf (1,25 + j14,27) Ω gesetzt ist, wenn der Ballastwiderstand 16 1500 Ω beträgt.
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Wie es durch die Ergebnisse in 13 und 14 gezeigt ist, wird bei dem Halbleiterbauelement 1 des dritten Vergleichsbeispiels, wenn der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 von 300 Ω auf 1500 Ω verändert ist, eine Erhöhung bei dem Strom aufgrund der Eingangsleistung unterdrückt und verringern sich sowohl die Ausgangsleistung als auch der Leistungsgewinn. Folglich wird herausgefunden, dass, wenn der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 auf 1500 Ω gesetzt ist, obwohl die Stabilität gegenüber einer Oszillation bei niedrigen Frequenzen verbessert ist, die Ausgangsleistung und der Leistungsgewinn sich verringern, so dass eine erwünschte Ausgabe nicht erhalten werden kann.
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Für einen Vergleich mit dem ersten bis dritten Vergleichsbeispiel wurden hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 gemäß diesem Beispiel Frequenzcharakteristika des Stabilitätsfaktors K, des maximalen stabilen Leistungsgewinns MSG und des maximalen erhältlichen Leistungsgewinns MAG durch eine Simulation untersucht. 3 zeigt die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation umfasst das Halbleiterbauelement 1 zehn Stück der Verstärkerschaltung 2. Zudem beträgt der Widerstandswert des Ballastwiderstands 5 beispielsweise 300 Ω, beträgt der Widerstandswert des Widerstands 6 in der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 1500 Ω und beträgt die Kapazität des Kondensators 7 beispielsweise 0,25 pF. Zudem beträgt eine Treiberspannung (die Kollektorspannung Vc) 3 V und beträgt der Kollektorstrom Ic 50,24 mA. Zudem sind die Signalquellenimpedanz Zs, die Lastimpedanz ZL, der Kondensator C0 und der Induktor L0 mit der Seite der Signalquelle S (der Eingangsseite) und der Seite der Last L (der Ausgangsseite) verbunden, wie bei dem ersten Vergleichsbeispiel.
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Wie es durch die Ergebnisse in 3 gezeigt ist, überschreitet bei dem Halbleiterbauelement 1 gemäß diesem Beispiel der Stabilitätsfaktor K Eins (K > 1) sogar bei Frequenzen von mehreren 100 Megahertz oder weniger, so dass die Stabilität gegenüber einer Oszillation über im Wesentlichen dem gesamten Frequenzband verbessert ist. Der Grund dafür besteht darin, dass, da die Oszillationsstabilisationsschaltung 4, bei der der Widerstand 6 und der Kondensator 7 parallel geschaltet sind, an dem Weg für Hochfrequenzsignale verbunden ist, Niederfrequenzsignale den Widerstand 6 durchlaufen, so dass ein Spannungsabfall auftritt. In diesem Fall ist der Widerstandswert des Widerstands 6 auf einen Wert gesetzt, der höher als der Widerstandswert des Ballastwiderstands 5 ist, derart, dass ein ausreichender Spannungsabfall selbst bei niedrigen Frequenzen auftritt, bei denen der maximale stabile Leistungsgewinn MSG hoch ist. Somit kann eine Oszillation sogar für Niederfrequenzsignale von beispielsweise mehreren hundert Megahertz oder weniger unterdrückt werden.
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Hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 gemäß diesem Beispiel wurden ferner die Ausgangsleistung, der Leistungsgewinn und der Stromverbrauch mit Bezug auf die Eingangsleistung durch eine Simulation untersucht. 4 und 5 zeigen die Ergebnisse.
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Bei dieser Simulation beträgt die Frequenz von Hochfrequenzsignalen 5 GHz und beträgt die Lastimpedanz ZL (9,73 + j7,24) Ω. Zudem ist die Signalquellenimpedanz Zs auf einen Wert von (1,13 + j14,55) 0 gesetzt, der ein Kehrwert der Eingangsimpedanz des HBT 3 ist, der den Ballastwiderstand 6 und den Kondensator 7 umfasst.
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Wie es durch die Ergebnisse in 4 und 5 gezeigt ist, kann bei dem Halbleiterbauelement 1 gemäß diesem Beispiel im Wesentlichen die gleiche Ausgangsleistung und der gleiche Leistungsgewinn wie bei dem Fall erhalten werden, bei dem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 16 bei dem dritten Vergleichsbeispiel auf 300 Ω gesetzt ist.
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Da somit bei diesem Beispiel die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 zwischen dem Eingangsanschluss RFin und der Basis B des HBT 3 vorgesehen ist, weist die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine Widerstandskomponente für Niederfrequenzsignale auf, die von dem Eingangsanschluss RFin eingegeben werden, und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Da somit die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 als ein Widerstand für Signale wirkt, die Frequenzen aufweisen, die niedriger als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind (beispielsweise mehrere Gigahertz), kann eine Oszillation von Niederfrequenzsignalen unterdrückt werden, so dass die Stabilität verbessert werden kann. Da jedoch die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 für Signale kurzgeschlossen ist, die Frequenzen aufweisen, die höher als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, können Hochfrequenzsignale zu der Basis B des HBT 3 ohne einen Verlust eingegeben werden und verstärkt werden.
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Zudem ist der Ballastwiderstand 5 zwischen dem Vorspannungsanschluss Bin und der Basis B des HBT 3 vorgesehen. Selbst wenn somit durch ein Erwärmen des HBT 3 bewirkt wird, dass ein Überstrom in die Basis B fließt, kann ein Spannungsabfall, der dem Überstrom entspricht, unter Verwendung des Ballastwiderstand 5 erzeugt werden, so dass ein Thermoweglaufen des HBT 3 unterdrückt werden kann.
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Zudem wird eine Anordnung übernommen, bei der die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und der Ballastwiderstand 5 parallel vorgesehen sind, so dass die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und der Ballastwiderstand 4 unabhängig mit der Basis B des HBT 3 verbunden sind. Bei dieser Anordnung beeinflussen die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und der Ballastwiderstand 5 einander nicht, so dass die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und der Ballastwiderstand 5 getrennt entworfen sein können. Selbst wenn somit sowohl die Unterdrückung eines Thermoweglaufens als auch die Stabilität gegenüber einer Oszillation erreicht sind, tritt kein übermäßiger Spannungsabfall durch den Ballastwiderstand 5 auf, so dass der minimale Spannungsabfall, der notwendig ist, um ein Thermoweglaufen zu verhindern, erzeugt werden kann. Folglich kann ein unnötiger Spannungsabfall verhindert werden, so dass eine hohe Ausgangsleistung erhalten werden kann.
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Bei diesem Beispiel ist, da die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine RC-Parallelschaltung umfasst, bei der der Widerstand 6 und der Kondensator 7 parallel geschaltet sind, insbesondere der Kondensator 7 für Niederfrequenzsignale unterbrochen und ist für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen. Somit durchlaufen Niederfrequenzsignale den Widerstand 6 und durchlaufen Hochfrequenzsignale den Kondensator 7. Folglich kann die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine Widerstandskomponente für Niederfrequenzsignale aufweisen und kann für Hochfrequenzsignale kurzgeschlossen sein. Folglich weist die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 eine Widerstandskomponente für Signale auf, die Frequenzen aufweisen, die niedriger als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, so dass eine Oszillation von Niederfrequenzsignalen unterdrückt werden kann, wodurch die Stabilität verbessert wird. Die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 ist jedoch für Signale kurzgeschlossen, die Frequenzen aufweisen, die höher als die in Gebrauch befindlichen Frequenzen sind, so dass Hochfrequenzsignale zu der Basis B des HBT 3 ohne einen Verlust eingegeben werden können. Bei der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 durchlaufen zudem Niederfrequenzsignale den Widerstand 6 und durchlaufen Hochfrequenzsignale den Kondensator 7. Somit kann eine Stabilität gegenüber einer Oszillation ansprechend auf den Widerstandswert des Widerstands 6 eingestellt werden und Frequenzen von Signalen, für die der Kondensator 7 kurzgeschlossen ist, können ansprechend auf die Kapazität des Kondensators 7 eingestellt werden.
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Da zudem das Halbleiterbauelement 1 mit dem HBT 3 aufgebaut ist, können Hochfrequenzsignale verstärkt werden, während eine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung, ein niedriger Leistungsverbrauch und dergleichen erreicht werden. Somit kann das Halbleiterbauelement 1 beispielsweise auf Drahtloskommunikationsvorrichtungen angewandt werden.
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15 zeigt als nächstes einen Leistungsverstärker (ein Leistungsverstärkermodul), bei dem ein Halbleiterbauelement gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Dieses Ausführungsbeispiel ist dadurch gekennzeichnet, dass ein Verzerrungsreduzierungswiderstand zwischen einen Eingangsanschluss und einen Vorspannungsanschluss geschaltet ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die gleichen Bezugszeichen wie bei dem zuvor erwähnten ersten Beispiel entsprechenden Komponenten zugewiesen und die Beschreibung ist weggelassen.
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Bei dem in 15 gezeigten Leistungsverstärker ist ein Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 zwischen den Eingangsanschluss RFin und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet. Der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 umfasst ein Widerstandselement, dessen Impedanz nicht wesentlich von der Frequenz abhängt. Dann wird der Widerstandswert des Verzerrungsreduzierungswiderstands 21 auf einen Wert gesetzt, derart, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms den Ballastwiderstand 5 umgehen und zwischen der Basis B des HBT 3 und dem Vorspannungsanschluss Bin fließen darf.
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Der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 ist auf einen relativ niedrigen Wert (beispielsweise 50 Ω) gesetzt, verglichen mit dem Ballastwiderstand 5 (beispielsweise 300 Ω). In diesem Fall ist der Widerstand 6 in der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 auf einen Wert (beispielsweise 1000 Ω) gesetzt, der mehrere Male (beispielsweise zwei Mal oder mehr) so hoch wie der des Ballastwiderstands 5 ist und in Bezug zu dem Ballastwiderstand 5 ausreichend groß ist. Somit ist der Betrag der Gleichstromkomponente des Basisstroms, die durch den Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 fließt, gering und ändern sich die Vorspannungsbedingungen nicht wesentlich. Da zudem ein Spannungsabfall durch den Widerstand 6 in der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 groß ist, tritt kein Thermoweglaufen aufgrund des Basisstroms auf, der durch den Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 fließt.
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Das Halbleiterbauelement 1 gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist die zuvor erwähnte Struktur auf, und der Betrieb eines Verstärkens des Hochfrequenzsignals RF ist der gleiche wie dieser bei dem ersten Beispiel.
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Ungleich dem ersten Beispiel jedoch ist bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 zwischen den Eingangsanschluss RFin und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet. Somit wird nun die Wirkung einer Reduzierung bei einer Verzerrung des Hochfrequenzsignals RF durch den Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 mit Bezug auf 16 bis 18 betrachtet.
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Bei einem vierten Vergleichsbeispiel, das in 17 gezeigt ist, ist ein Kopplungskondensator 31 zwischen die Basis B des HBT 3 in jeder der Verstärkerschaltungen 2 und den Eingangsanschluss RFin geschaltet und ist ein Ballastwiderstand 32 zwischen die Basis B und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet. Zudem ist ein Umgehungskondensator 33 zum Bewirken, dass die Wechselstromkomponente des Basisstroms umgeht, zwischen den Eingangsanschluss RFin und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet. Hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 des vierten Vergleichsbeispiels wurden in diesem Fall AM-PM-Charakteristika, die die Beziehung zwischen der Eingangsleistung (Amplitude) des Hochfrequenzsignals RF und der Phase des Ausgangssignals darstellen, durch eine Simulation untersucht. 18 zeigt die Ergebnisse.
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Bei AM-PM-Charakteristika, die in 18 gezeigt sind, ist die Phase eines Ausgangssignals (des Hochfrequenzsignals RF an der Seite des Ausgangsanschlusses RFout), das ausgegeben wird, wenn ein Eingangssignal (das Hochfrequenzsignal RF an der Seite des Eingangsanschlusses RFin) bei dem minimalen Pegel (beispielsweise –20 dBm) eingegeben wird, die Referenz (Phase von 0 Grad). Dann zeigen AM-PM-Charakteristika, die in 18 gezeigt sind, wie die Phase des Ausgangssignals sich mit Bezug auf die Referenzphase ändert, wenn lediglich der Pegel (die Eingangsleistung) des Eingangssignals erhöht wird, ohne die Phase des Eingangssignals zu verändern.
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Bei dieser Simulation beträgt die Kapazität des Kopplungskondensators 31 beispielsweise 0,44 pF, beträgt der Widerstandswert des Ballastwiderstands 32 beispielsweise 300 Ω und beträgt die Kapazität des Umgehungskondensators 33 beispielsweise 0,17 pF. Zudem weist das Hochfrequenzsignal RF ein Signalband von beispielsweise ±0,5 GHz auf, wobei die Mitte desselben 5,4 GHz beträgt.
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Wie es durch die Ergebnisse in 18 gezeigt ist, wird bei dem vierten Vergleichsbeispiel, wenn ein Eingangssignal von 5 dBm eingegeben wird, die Phase eines Ausgangssignals einer Mittenfrequenz f2 (f2 = 5,4 GHz) des Signalbands durch den Umgehungskondensator 33 um 0 Grad herum gehalten.
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Bei dem vierten Vergleichsbeispiel jedoch beträgt beispielsweise die Phase eines Ausgangssignals einer Untergrenzenfrequenz f1 (f1 = 4,9 GHz) des Signalbands etwa 0,8 Grad und beträgt die Phase eines Ausgangssignals einer Obergrenzenfrequenz f3 (f3 = 5,9 GHz) des Signalsbands etwa –0,4 Grad. Das heißt, eine Verzerrung tritt sowohl bei dem Ausgangssignal der Untergrenzenfrequenz f1 als auch dem Ausgangssignal der Obergrenzenfrequenz f3 auf. Der Grund dafür besteht darin, dass, je höher die Frequenz ist, die Impedanz des Umgehungswiderstands 33 umso geringer ist, und ein Umgehungsweg, der sich durch den Kondensator 33 hindurch erstreckt, von der Frequenz abhangt. Somit tritt bei dem vierten Vergleichsbeispiel eine Phasendifferenz von etwa 1,2 Grad zwischen der Untergrenzenfrequenz f1 und der Obergrenzenfrequenz f3 des Signalbands auf, so dass ein Problem dahingehend besteht, dass eine Verzerrung nicht über das gesamte Signalband reduziert werden kann.
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Bei AM-PM-Charakteristika, die in 18 gezeigt sind, ändert sich die Phase stark, wenn die Eingangsleistung gleich etwa 10 dBm oder mehr ist. Dies ist ein Bereich, in dem der HBT 3 gesättigt ist, und der Bereich wird nicht für Anwendungen verwendet, bei denen zufriedenstellende AM-PM-Charakteristika benötigt werden. Dies ist auch auf AM-PM-Charakteristika anwendbar, die unten in 16 beschrieben sind.
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Zum Vergleich mit dem vierten Vergleichsbeispiel wurden hinsichtlich des Halbleiterbauelements 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel AM-PM-Charakteristika durch eine Simulation untersucht. 16 zeigt die Ergebnisse.
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Bei AM-PM-Charakteristika, die in 16 gezeigt sind, ist die Phase eines Ausgangssignals, das ausgegeben wird, wenn ein Eingangssignal bei dem minimalen Pegel (beispielsweise –20 dBm) eingegeben wird, die Referenz (Phase von 0 Grad), wie bei den AM-PM-Charakteristika, die in 18 gezeigt sind. Bei dieser Simulation beträgt außerdem der Widerstandswert des Ballastwiderstands 5 beispielsweise 300 Ω, beträgt der Widerstandswert des Widerstands 6 in der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 1000 Ω, beträgt die Kapazität des Kondensators 7 beispielsweise 0,44 pF. Zudem beträgt der Widerstandswert des Verzerrungsreduzierungswiderstands 21 beispielsweise 50 Ω.
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Wie es durch die Ergebnisse in 16 gezeigt ist, ist bei dem Halbleiterbauelement 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, wenn ein Eingangssignal von 5 dBm eingegeben wird, die Phase eines Ausgangssignals der Mittenfrequenz f2 (f2 = 5,4 GHz) des Signalbands ein kleiner Wert von etwa 0,3 Grad. Der Grund dafür besteht darin, dass der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 bewirkt, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms den Ballastwiderstand 5 umgeht, wie bei dem Kondensator 33 bei dem vierten Vergleichsbeispiel.
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Die Phase eines Ausgangssignals der Untergrenzenfrequenz f1 (f1 = 4,9 GHz) beträgt jedoch etwa 0,7 Grad und die Phase eines Ausgangssignals der Obergrenzenfrequenz f3 (f3 = 5,9 GHz) des Signalbands beträgt etwa 0 Grad. Das heißt, die Phasendifferenz zwischen der Untergrenzenfrequenz f1 und der Obergrenzenfrequenz f3 des Signalbands ist auf etwa 0,7 Grad verringert und beträgt beispielsweise etwa die Hälfte von dieser bei dem vierten Vergleichsbeispiel. Der Grund dafür besteht darin, dass ungleich dem Kondensator 33 bei dem vierten Vergleichsbeispiel die Impedanz des Verzerrungsreduzierungswiderstands 21 nicht wesentlich von der Frequenz abhängt und somit der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 bewirken kann, dass ein Teil der Wechselstromkomponente des Basisstroms über ein breites Band umgehen kann, so dass eine Unterdrückung des Kollektorstroms gemildert werden kann.
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Bei diesem Ausführungsbeispiel können somit Operationen und Wirkungen ähnlich diesen bei dem ersten Beispiel erhalten werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann insbesondere eine Verzerrung des Hochfrequenzsignals RF über ein breites Band reduziert werden, da der Verzerrungsreduzierungswiderstand 21 zwischen den Eingangsanschluss RFin und den Vorspannungsanschluss Bin geschaltet ist. Somit kann das Hochfrequenzsignal RF mit einer geringen Verzerrung über dem gesamten Signalband verstärkt werden.
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Als nächstes zeigt 19 einen Leistungsverstärker (ein Leistungsverstärkermodul), bei dem ein Halbleiterbauelement gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Dieses Ausführungsbeispiel ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl von Verstärkerschaltungen, die parallel geschaltet sind, monolithisch auf einem Halbleitersubstrat gebildet sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die gleichen Bezugszeichen wie bei dem zuvor erwähnten ersten Beispiel entsprechenden Komponenten zugewiesen und die Beschreibung ist weggelassen.
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Ein Halbleitersubstrat 41, das das Halbleiterbauelement 1 bildet, ist aus einem Halbleitermaterial gebildet, wie beispielsweise Galliumarsenid (GaAs). Zum Beispiel sind vier Stück der Verstärkerschaltung 2, die den HBT 3, die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und den Ballastwiderstand 5 umfasst, parallel geschaltet und auf einer Oberfläche des Halbleitersubstrats 41 gebildet.
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In diesem Fall umfassen der Ballastwiderstand 5 und der Widerstand 6 in der Oszillationsstabilisationsschaltung 4 jeweils ein Widerstandselement aus beispielsweise NiCr und sind an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet. Zudem umfasst der Kondensator 7 beispielsweise einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator (MIM-Kondensator), bei dem ein isolierender Film zwischen metallischen leitfähigen Filmen angeordnet ist und mit dem Widerstand 6 parallel geschaltet ist. Zudem ist der HBT 3 an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet und der Ballastwiderstand 5, der Widerstand 6 und der Kondensator 7 sind mit der Basis B des HBT 3 verbunden. Die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 ist mit dem Eingangsanschluss RFin für Hochfrequenzsignale über eine Elektrodenstruktur verbunden, die an der Oberfläche des Halbleitersubstrats 41 vorgesehen ist. Der Ballastwiderstand 5 ist von der Elektrodenstruktur auf der Seite des Eingangsanschlusses RFin unter Verwendung eines isolierenden Films (nicht gezeigt) isoliert und ist über eine Elektrodenstruktur, die an der Oberfläche des Halbleitersubstrats 41 vorgesehen ist, mit dem Vorspannungsanschluss Bin verbunden. Der Emitter E des HBT 3 ist zudem mit dem Masseanschluss GND über eine Masseelektrode verbunden, die vorgesehen ist, um den HBT 3 zu bedecken, und der Kollektor C des HBT 3 ist mit dem Ausgangsanschluss RFout für Hochfrequenzsignale über eine Elektrodenstruktur verbunden. Bei dieser Anordnung ist das Halbleiterbauelement 1 monolithisch an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet.
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Bei diesem Ausführungsbeispiel können somit Operationen und Wirkungen ähnlich diesen bei dem ersten Beispiel erhalten werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist insbesondere jede der Verstärkerschaltungen
2 mit dem HBT
3, der Oszillationsstabilisationsschaltung
4 und dem Ballastwiderstand
5 aufgebaut und ist die Mehrzahl der Verstärkerschaltungen
2, die parallel geschaltet sind, monolithisch an dem Halbleitersubstrat gebildet. Im Vergleich zu der
JP 2001-196865 A und der
US 5,321,279 A beispielsweise muss somit lediglich der Ballastwiderstand
5 hinzugefügt werden, so dass der Bereich, der an dem Halbleitersubstrat
41 verwendet werden soll, im Wesentlichen der gleiche sein kann wie dieser in der
JP 2001-196865 A und der
US 5,321,279 A . Somit kann ein Hochleistungsverstärker mit hoher Stabilität gegenüber einer Oszillation mit im Wesentlichen der gleichen Produktivität wie bei der herkömmlichen Technik gebildet werden.
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Da zudem die Mehrzahl der Verstärkerschaltungen 2, die parallel geschaltet sind, monolithisch an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet ist, kann jede der Verstärkerschaltungen 2 mit dem HBT 3, dem Ballastwiderstand 5, dem Widerstand 6 und dem Kondensator 7 aufgebaut sein, die an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet sind, so dass eine MMIC gebildet werden kann, die Hochfrequenzsignale verstärkt.
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Zudem ist der Leistungsverstärker mit dem Halbleiterbauelement 1 aufgebaut, das die Oszillationsstabilisationsschaltung 4 und den Ballastwiderstand 5 umfasst. Während somit die Stabilität gegenüber einer Oszillation bei allen Frequenzen erreicht wird, kann ein Thermoweglaufen verhindert werden und kann eine hohe Ausgangsleistung erhalten werden.
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Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel ist das Halbleiterbauelement 1 gemäß dem ersten Beispiel monolithisch an dem Halbleitersubstrat 41 gebildet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf dieses Ausführungsbeispiel begrenzt und das Halbleiterbauelement gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel kann beispielsweise monolithisch an einem Halbleitersubstrat gebildet sein.
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Bei den zuvor erwähnten Ausführungsbeispielen wird ferner ein Heteroübergang-Bipolartransistor (der HBT 3) als ein Bipolartransistor verwendet. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Ausführungsbeispiele begrenzt und es kann beispielsweise ein anderer Bipolartransistor als ein Heteroübergang-Bipolartransistor verwendet werden.
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Bei den zuvor erwähnten Ausführungsbeispielen sind zudem Fälle beschrieben, bei denen zehn oder vier Stück der Verstärkerschaltung 2 parallel geschaltet sind. Es müssen jedoch nur eine Mehrzahl (mehr als ein Stück) der Halbleiterschaltung 2 parallel geschaltet sein.
