WO2006057104A1

WO2006057104A1 - 半導体装置および電力増幅器

Info

Publication number: WO2006057104A1
Application number: PCT/JP2005/017827
Authority: WO
Inventors: Mitsuo Ariie; Yasutaka Sugimoto
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2004-11-29
Filing date: 2005-09-28
Publication date: 2006-06-01
Also published as: DE112005002800B4; DE112005002800T5

Abstract

　入力端子ＲＦinと出力端子ＲＦoutとの間に複数個の増幅回路２を並列接続して半導体装置１を構成する。また、増幅回路２は、ＨＢＴ３と、入力端子ＲＦinとＨＢＴ３のベースＢとの間に接続された発振安定回路４と、バイアス端子ＢinとＨＢＴ３のベースＢとの間に接続されたバラスト抵抗５とによって構成する。また、発振安定回路４は、抵抗６とコンデンサ７とを並列接続することによって構成する。これにより、バラスト抵抗５を用いてＨＢＴ３の熱暴走を防止できると共に、発振安定回路４を用いて低周波側も含めて発振の安定性を高めることができる。

Description

明細書

半導体装置および電力増幅器

技術分野

[0001] 本発明は、例えば無線通信機の高周波回路等に用いて好適な半導体装置および該半導体装置を用いて構成される電力増幅器に関する。

背景技術

[0002] 一般に、従来技術による半導体装置として、高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続したものが知られている (例えば、特許文献 1〜4参照)。このような従来技術では、例えば増幅回路をバイポーラトランジスタを用いて構成している。このとき、該バイポーラトランジスタは、そのコレクタを出力端子に接続すると共に、ェミッタをグランド端子に接続し、ベースに入力される高周波信号を電力増幅する構成となっていた。また、従来技術では、バイポーラトランジスタの熱暴走を抑圧するために、ベースに対してバラスト抵抗を接続してヽた。

[0003] このとき、特許文献 1, 2には、高周波信号とバイアス電圧とを別々にバイポーラトランジスタのベースに入力すると共に、バイアス電圧側の経路の途中にバラスト抵抗を接続した構成が開示されている。この場合、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されているから、高周波信号の利得が減少することがなくなる。

[0004] 一方、特許文献 3には、バラスト抵抗を介して高周波信号とバイアス電圧とを一緒に供給すると共に、バラスト抵抗にコンデンサを並列接続した構成が開示されている。これにより、特許文献 3の従来技術では、使用周波数帯の高周波信号に対して利得が低下するのを緩和して、る。

[0005] また、特許文献 4には、高周波信号とバイアス電圧とを別々にバイポーラトランジスタのベースに入力し、バイアス電圧側の経路の途中にバラスト抵抗を接続するのに加え、入力端子とバイアス端子 (バイアス電圧用の端子）との間にバイパス用のコンデンサを接続した構成が開示されている。この場合、バイパス用のコンデンサを用いて、ベース電流の交流成分の一部をバラスト抵抗に対してバイパスさせ、高周波信号の歪みを低減している。 [0006] 特許文献 1：米国特許第 5629648号明細書

特許文献 2：特開 2001— 196865号公報

特許文献 3：米国特許第 5321279号明細書

特許文献 4：特開 2003— 324325号公報

[0007] ところで、従来技術では、ノラスト抵抗を装荷することによってバイポーラトランジスタの熱的安定性は確保することができるものの、発振に対する安定性は考慮されていない。一方、バイポーラトランジスタ等の半導体素子はそれ自体で安定性が取れていることはなぐ広い周波数領域で不安定な状態にある。また、半導体素子の利得は低い周波数ほど高くなるため、低周波領域で異常発振が生じ易い傾向がある。

[0008] これに対し、特許文献 1に記載された半導体装置では、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されている。このため、バラスト抵抗自体は発振の安定性に寄与しておらず、低周波側の広い帯域でノイポーラトランジスタが不安定な状態になっている。

[0009] また、特許文献 2に記載された半導体装置では、高周波信号の経路の途中に第 1 の抵抗を接続すると共に、バイアス電圧の経路の途中に第 1の抵抗と直列に第 2の抵抗を接続する構成となっている。この場合、第 1,第 2の抵抗がバラスト抵抗として作用すると共に、第 1の抵抗によってバイポーラトランジスタの異常発振を抑制し、安定性を向上させることができる。しかし、特許文献 2では、使用周波数 (高周波)での安定性は考慮されて、るものの、使用周波数よりも低周波側の帯域に対する検討はされておらず、第 1の抵抗の抵抗値は例えば第 2の抵抗の抵抗値に対して 1Z10程度の値となっている。このため、例えば高周波信号の使用周波数が 5GHzのときに 1 GHz以下の低周波領域ではバイポーラトランジスタが不安定になる。

[0010] 一方、第 1の抵抗の抵抗値を大きくした場合には、ベース電流による電圧降下が大きくなり、電流増加が抑圧される。このとき、例えば半導体装置を電力増幅器に用いたときには、入力電力の増加に伴う電流増加によって必要な出力電力を得るものである。これに対し、第 1の抵抗の抵抗値を大きくし過ぎると、電流増加の抑圧によって出力電力の増カロも抑圧されるという問題もある。このような出力電力の増加抑圧は、第 1の抵抗にコンデンサを並列接続した場合も同様に生じる。 [0011] さらに、特許文献 3に記載された半導体装置では、バラスト抵抗にコンデンサを並列接続し、高周波信号とバイアス電圧とを一緒に供給する構成となっている。しかし、ノスト抵抗は熱的安定ィ匕を図るために設けられているから、熱的安定ィ匕に必要なバラスト抵抗の抵抗値では低周波領域での発振に対する安定性を十分に取ることができない。一方、バラスト抵抗の抵抗値を大きくした場合には、特許文献 2の場合と同様に、ベース電流での電圧降下が大きくなり過ぎて、出力電力の増加が抑圧されるという問題がある。

[0012] また、特許文献 4に記載された半導体装置では、入力端子とバイアス端子との間にコンデンサを接続し、高周波信号の歪みを低減する構成となっている。しかし、コンデンサのインピーダンスが周波数依存性を持っため、広帯域に歪みを低減することができないという問題がある。また、特許文献 4に記載された半導体装置でも、特許文献 1の場合と同様に、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されている。このため、低周波側の広い帯域でバイポーラトランジスタが不安定な状態になるという問題がある。

発明の開示

[0013] 本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止できると共に、低周波領域も含めて発振に対する安定性を向上させることができる半導体装置および電力増幅器を提供することにある

[0014] (1) .上述した課題を解決するために、本発明は、高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続してなる半導体装置において、前記増幅回路は、コレクタが前記出力端子に接続されたバイポーラトランジスタと、前記入力端子と該バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる発振安定回路と、一端側力 Sバイアス端子に接続されると共に他端側が該発振安定回路と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され前記バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するバラスト回路とによって構成したことを特徴としている。

[0015] 本発明によれば、入力端子とバイポーラトランジスタのベースとの間には発振安定回路を設けたから、発振安定回路は、入力端子力入力される低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる。このため、発振安定回路は使用周波数よりも低周波側の信号に対しては抵抗として作用するから、低周波信号の発振を抑制することができ、安定性を向上することができる。一方、発振安定回路は使用周波数よりも高周波側の信号に対しては短絡状態となるから、高周波信号を損失のない状態でバイポーラトランジスタのベースに入力でき、電力増幅することができる。

[0016] また、バイポーラトランジスタのバイアス端子とバイポーラトランジスタのベースとの間にはバラスト回路を設けたから、バイポーラトランジスタ等の加熱によってベースに対して過電流が流れるときでも、バラスト回路を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止することができる。

[0017] さらに、発振安定回路とバラスト回路とを並列に設け、バイポーラトランジスタのベースに対して発振安定回路とバラスト回路とをそれぞれ独立して接続する構成としたから、発振安定回路とバラスト回路とが相互に影響することがなぐ別個独立して設計することができる。このため、熱暴走の防止と発振の安定化との両方を確保したときでも、従来技術のようにバラスト回路によって過大な電圧降下が生じることがなぐ熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせることができる。この結果、不要な電圧降下をなくすことができ、高出力な出力電力を得ることができる。

[0018] (2) .この場合、本発明では、前記発振安定回路は、抵抗とコンデンサとが並列接続された RC並列回路によって構成してヽる。

[0019] このように構成したことにより、低周波信号に対して RC並列回路のコンデンサは遮断状態となり、高周波信号に対して RC並列回路のコンデンサは短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗を通過し、高周波信号はコンデンサを通過するから、 RC 並列回路は、低周波信号に対して抵抗状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。この結果、 RC並列回路は、使用周波数よりも低周波側の信号に対しては、抵抗状態となって、低周波信号の発振を抑制して安定性を向上することができる。一方、 RC並列回路は、使用周波数よりも高周波側の信号に対しては、短絡状態となって、高周波信号を損失のない状態でバイポーラトランジスタのベースに入力することができる。また、 RC並列回路では、低周波信号は抵抗を通過し、高周波信号はコンデンサを通過するから、例えば抵抗の抵抗値に応じて発振の安定性を調整することができ、コンデンサの容量に応じて短絡状態となる信号の周波数を調整することができる。

[0020] (3) .本発明では、前記バラスト回路は、前記バイアス端子と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続されたバラスト抵抗によって構成するのが好ましい。

[0021] これにより、ノ《イポーラトランジスタ等の加熱によってベースに対して過電流が流れるときでも、バラスト抵抗を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、ノイポーラトランジスタの熱暴走を防止することができる。

[0022] (4) .本発明では、前記ノイポーラトランジスタは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタによって構成してもよい。

[0023] これにより、高速化、低消費電力化等を図りつつ、高周波信号の電力増幅を行うことができ、例えば無線通信装置に適用することができる。

[0024] (5) .本発明では、前記入力端子とバイアス端子との間には、前記出力端子側の高周波信号の歪みを低減するための低歪化抵抗を接続している。

[0025] このとき、低歪化抵抗は、ベース電流の交流成分の一部がバラスト抵抗をバイパスしてバイポーラトランジスタのベースとバイアス端子との間で流れるのを許容する。このため、入力信号の電力の増加に応じてコレクタ電流を増加させることができ、高周波信号の歪みを低減することができる。また、低歪化抵抗はインピーダンスの周波数依存性が殆どないため、ベース電流の交流成分の一部を広帯域に亘つてバイパスさせることができる。このため、高周波信号の歪みを広帯域に亘つて低減することができる。

[0026] (6) .本発明では、前記複数個の増幅回路は、互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成するのが好ましい。

[0027] これにより、半導体基板に形成したバイポーラトランジスタ、コンデンサ、抵抗を用いて増幅回路を構成でき、高周波信号を電力増幅するための MMIC (Monolithic Micr owave Integrated Circuit)を形成することができる。

[0028] (7) .本発明による半導体装置を用いて電力増幅器を構成してもよい。 [0029] これにより、全ての周波数に亘つて発振の安定ィヒを図りつつ、熱暴走を防止できるのに加え、高出力の出力電力を得ることができる。

図面の簡単な説明

[0030] [図 1]図 1は第 1の実施の形態による半導体装置を示す回路図である。

[図 2]図 2は図 1中の半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。

[図 3]図 3は図 2中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。

[図 4]図 4は図 2中の半導体装置の入力電力に対する出力電力および消費電流を示す特性線図である。

[図 5]図 5は図 2中の半導体装置の入力電力に対する電力利得および消費電流を示す特性線図である。

[図 6]図 6は第 1の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。

[図 7]図 7は図 6中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。

[図 8]図 8は第 2の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。

[図 9]図 9は図 8中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。

[図 10]図 10は第 3の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。

[図 11]図 11は図 10中の半導体装置でバラスト抵抗を 300 Ωに設定した場合の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である

[図 12]図 12は図 10中の半導体装置でバラスト抵抗を 1500 Ωに設定した場合の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。 [図 13]図 13は図 10中の半導体装置でバラスト抵抗を 300 Ω、 1500 Ωに設定した場合の入力電力に対する出力電力および消費電流を示す特性線図である。

[図 14]図 14は図 10中の半導体装置でバラスト抵抗を 300 Ω、 1500 Ωに設定した場合の入力電力に対する電力利得および消費電流を示す特性線図である。

[図 15]図 15は第 2の実施の形態による半導体装置を示す回路図である。

[図 16]図 16は図 15中の半導体装置の AM— PM特性を示す特性線図である。

[図 17]図 17は第 4の比較例による半導体装置を示す回路図である。

[図 18]図 18は図 17中の半導体装置の AM— PM特性を示す特性線図である。

[図 19]図 19は第 3の実施の形態による半導体装置を用いた電力増幅器を示す平面図である。

符号の説明

[0031] 1 半導体装置

2 増幅回路

3 ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT)

4 発振安定回路

5 バラスト抵抗

6 抵抗

7 コンデンサ

21 低歪化抵抗

41 半導体基板

RFin 入力端子

RFout 出力端子

Bin バイアス端子

GND グランド端子

発明を実施するための最良の形態

[0032] 以下、本発明の好ましい実施の形態による半導体装置を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

[0033] まず、図 1は第 1の実施の形態による半導体装置を示している。図において、半導体装置 1は、後述する増幅回路 2 (単位セル)を入力端子 RFinと出力端子 RFoutとの間に複数個並列接続することによって構成されている。

[0034] 高周波信号 RFの電力増幅を行う増幅回路 2は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ 3 (以下、 HBT3という）と、入力端子 RFinと HBT3のベース Bとの間に接続された発振安定回路 4と、一端側がバイアス端子 Binに接続されると共に他端側が発振安定回路 4と HBT3のベース Bとの間に接続されたバラスト回路としてのバラスト抵抗 5とによつて構成されている。

[0035] そして、複数の増幅回路 2は、その HBT3のコレクタ C同士が接続されると共に、ェミッタ E同士が接続されている。そして、コレクタ Cは出力端子 RFoutに接続され、エミッタ Eはグランド端子 GNDに接続されている。また、複数の増幅回路 2は、その発振安定回路 4の入力側がいずれも入力端子 RFinに接続されると共に、バラスト抵抗 5の入力側がいずれもノィァス端子 Binに接続されている。これにより、複数の増幅回路 2 は、入力端子 RFinと出力端子 RFoutとの間に並列接続されている。

[0036] また、バラスト抵抗 5は、バイアス電圧を印加するためのバイアス端子 Binと HBT3のベース Bとの間に接続されている。このため、 HBT3の加熱によってバイアス端子 Bin 力ベース Bに向けて過電流が流れるときでも、バラスト抵抗 5を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、 HBT3の熱暴走を防止することができる。このとき、バラスト抵抗 5の抵抗値は、熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせる値に設定されている。

[0037] また、発振安定回路 4は、抵抗 6とコンデンサ 7とを並列接続した高域通過フィルタをなす RC並列回路によって構成され、コンデンサ 7は、低周波信号に対して遮断状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗 6を通過し、高周波信号はコンデンサ 7を通過する。従って、発振安定回路 4は、低周波信号に対して抵抗状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。そして、コンデンサ 7の容量は、所望の高周波信号の使用周波数が通過帯域となるような値に設定されている。一方、抵抗 6の抵抗値は、発振安定回路 4の遮断帯域で HBT3の発振を防止できる値に設定されて、る。

[0038] 本実施の形態による半導体装置 1は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。

[0039] まず、グランド端子 GNDをグランドに接続すると共に、バイアス端子 Binに所定のバィァス電圧を印加する。これにより、バイアス電圧はバラスト抵抗 5を介して HBT3のベース Bに印加され、 HBT3は駆動状態となる。この状態で、入力端子 RFinに例えば数 GHz〜数十 GHz程度の使用周波数の高周波信号を入力する。これにより、入力端子 RFinに並列接続された複数の HBT3は、ベース Bに供給された電力に応じて高周波信号をそれぞれ電力増幅し、出力端子 RFoutから出力する。この結果、出力端子 RFoutは、複数の増幅回路 2によって電力増幅された高周波信号を合計して出力する。このため、増幅回路 2の個数に応じて高出力の高周波信号を得ることができる。

[0040] また、 HBT3の加熱によってベース Bに対して過電流が流れるときでも、ノィァス端子 Binと HBT3のベース Bとの間に接続されたバラスト抵抗 5によって過電流に応じた電圧降下が生じる。この結果、ベース Bの電圧が低下するから、 HBT3の電流を低下させることができ、 HBT3の熱暴走を防止することができる。

[0041] 次に、半導体装置 1の発振に対する安定性について、図 2ないし図 14を参照しつつ検討する。

[0042] まず、図 6に示す第 1の比較例では、増幅回路 2の HBT3のベース Bと入力端子 RF inとの間にはカツプリング用のコンデンサ 11が接続され、ベース Bとバイアス端子 Bin との間にはバラスト抵抗 12が接続される構成となっている。このとき、第 1の比較例の半導体装置 1について、回路の発振に対する安定性を表す指標である安定係数 K の周波数特性および最大安定電力利得 MSG、最大有能電力利得 MAGの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 7に示す。

[0043] なお、このシミュレーションでは、半導体装置 1は 10個の増幅回路 2を有し、コンデンサ 11の容量は所望の高周波信号が通過可能な値として例えば 0. 5pFとし、バラスト抵抗 12の抵抗値は熱暴走の防止が可能な値として例えば 300 Ωとした。また、駆動電圧となるコレクタ電圧 Vcは 3V、コレクタ電流 Icは 50. 24mAとした。さらに、信号源 S側 (入力側）と負荷 L側（出力側）とにはそれぞれ信号源インピーダンス Zs、負荷インピーダンス ZLを備えると共に、信号源 S側には直流分を遮断するためのコンデンサ COを接続し、負荷 L側には該コンデンサ COに加えて、 RFチョーク用にインダクタ L 0が接続されるものとした。

[0044] 図 7の結果より、第 1の比較例では、例えば直流から 13GHzまでの低周波側の広い帯域で安定係数 Kが 1よりも小さく (Kく 1)、 HBT3が不安定な状態になっている。この理由は、バラスト抵抗 12が高周波信号の経路に対して並列に接続されているため、バラスト抵抗 12自体は発振の安定性に寄与していないからである。一方、最大安定電力利得 MSGは低周波数領域ほど利得が大きくなつている。このため、第 1の比較例では、僅かな低周波信号が入力されたときでも、 HBT3が発振し易ぐ HBT3 が非常に不安定な傾向にある。この結果、最大有能電力利得 MAGは、 13GHz以上の高周波信号に対してだけしか得られないという問題がある。

[0045] 次に、図 8に示す第 2の比較例では、高周波信号の経路の途中にはコンデンサ 13 と第 1の抵抗 14とを直列接続すると共に、ノィァス電圧の経路の途中には第 1の抵抗 14と直列に第 2の抵抗 15を接続する構成となっている。このとき、第 2の比較例による半導体装置 1について、安定係数 K、最大安定電力利得 MSGおよび最大有能電力利得 MAGの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 9に示す。

[0046] なお、このシミュレーションでも、第 1の比較例と同様に、半導体装置 1は 10個の増幅回路 2を有し、コンデンサ 13の容量は例えば 0. 5pFとし、第 1の抵抗 14の抵抗値は例えば 300 Ωとし、第 2の抵抗 15の抵抗値は例えば 10 Ωとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧 Vc)は 3V、コレクタ電流 Icは 50. 06mAとした。さらに、信号源 S側（入力側）と負荷 L側（出力側）とにはそれぞれ第 1の比較例と同様に、信号源インピーダンス Zs、負荷インピーダンス ZL、コンデンサ C0、インダクタ L0が接続されるものとした

[0047] 図 9の結果より、第 2の比較例では、第 1の抵抗 14によってバイポーラトランジスタの異常発振が抑制されるから、第 1の比較例よりも安定性は向上する。しかし、依然として直流力も 4GHz程度までの低周波帯域で安定係数 Kが 1よりも小さく (Kく 1)、 HB T3が不安定な状態になっている。このため、最大有能電力利得 MAGは、 4GHz以上の高周波信号に対してだけしか得られな、。 [0048] 一方、第 1の抵抗 14の抵抗値を大きくした場合には、ベース電流による電圧降下が大きくなり、電流増加が抑圧される。このとき、第 1の抵抗 14は高周波信号の経路の途中に設けられているから、高周波信号による電流増カロも抑圧してしまい、出力電力の増カロも抑圧されると、う問題がある。

[0049] 次に、図 10に示す第 3の比較例では、バラスト抵抗 16にコンデンサ 17を並列接続し、高周波信号とバイアス電圧とを一緒の経路で供給する構成となっている。このとき、第 3の比較例による半導体装置 1について、安定係数 K、最大安定電力利得 MSG および最大有能電力利得 MAGの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 11に示す。

[0050] なお、このシミュレーションでも、第 1の比較例と同様に、半導体装置 1は 10個の増幅回路 2を有し、バラスト抵抗 16の抵抗値は例えば 300 Ωとし、コンデンサ 17の容量は例えば 0. 55pFとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧 Vc)は 3V、コレクタ電流 Icは 50. 24mAとした。さらに、信号源 S側 (入力側）と負荷 L側（出力側）とにはそれぞれ第 1の比較例と同様に、信号源インピーダンス Zs、負荷インピーダンス ZL、コンデンサ C0、インダクタ L0が接続されるものとした。

[0051] 図 11の結果より、第 3の比較例では、バラスト抵抗 16がコンデンサ 17と並列接続された状態で高周波信号の経路の途中に設けられているから、バラスト抵抗 16によつて HBT3の低周波側の異常発振を抑制することができ、第 1の比較例よりも安定性が向上する。しかし、第 3の比較例でも、バラスト抵抗 16は熱暴走を防止できる程度の値 (例えば 300 Ω )に設定されているから、低周波側の安定性の確保が不十分となつている。このため、数百 MHzよりも低周波側では安定係数 Kが 1よりも小さく（Kく 1) 、 HBT3が不安定な状態となっている。従って、最大有能電力利得 MAGは、数百 M Hz以上の高周波信号に対してだけしか得られない。

[0052] 一方、第 3の比較例による半導体装置 1に対して、バラスト抵抗 16の抵抗値を例えば 1500 Ωとした場合について、安定係数 K、最大安定電力利得 MSGおよび最大有能電力利得 MAGの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 12に示す。なお、このシミュレーションでは、コンデンサ 17の容量は例えば 0. 25pF とし、駆動電圧（コレクタ電圧 Vc)は 3 V、コレクタ電流 Icは 50. 61mAとし、他の条件はバラスト抵抗 16の抵抗値を例えば 300 Ωとした場合と同じものとした。

[0053] 図 12の結果より、バラスト抵抗 16の抵抗値を例えば 1500 Ωとした場合には、数百 MHz以下の低周波側でも、安定係数 Kが 1よりも大きくなり（K> 1)、ほぼ全ての周波数帯域に亘つて発振の安定性も改善されることが分力る。

[0054] しかし、半導体装置 1を電力増幅器に用いる場合には、発振の安定性を確保するのに加えて、入力電力に対する出力電力および電力利得も大きくする必要がある。そこで、次に、第 3の比較例による半導体装置 1でバラスト抵抗 16の抵抗値を 300 Ω および 1500 Ωとした場合について、入力電力に対する出力電力、電力利得および消費電流をシミュレーションを用いて検討した。その結果を図 13および図 14に示す

[0055] なお、このシミュレーションでは、高周波信号の周波数は 5GHzとし、負荷インピーダンス ZLは（9. 73+j7. 24) Ωとした。また、信号源インピーダンス Zsは、バラスト抵抗 16とコンデンサ 17とを含む HBT3の入力インピーダンスと共役となるような値とした。このため、バラスト抵抗 16が 300 Ωのときは信号源インピーダンス Zsは（1. 13+j7 . 5) Ωとし、バラスト抵抗 16が 1500 Ωのときは信号源インピーダンス Zsは（1. 25+j 14. 27) Ωとした。

[0056] 図 13および図 14の結果より、第 3の比較例による半導体装置 1では、バラスト抵抗 16の抵抗値を 300 Ω力も 1500 Ωに変更すると、入力電力に伴う電流増加が抑制されて、出力電力および電力利得がいずれも低下している。この結果、バラスト抵抗 16 の抵抗値を 1500 Ωに設定した場合には、低周波側の発振に対する安定性は向上されるものの、出力電力、電力利得が低下して所望の出力が得られないことが分かる。

[0057] これら第 1〜第 3の比較例と対比するために、本実施の形態による半導体装置 1について、安定係数 K、最大安定電力利得 MSGおよび最大有能電力利得 MAGの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 3に示す。

[0058] なお、このシミュレーションでも、半導体装置 1は 10個の増幅回路 2を有するものとした。また、ノスト抵抗 5の抵抗値は例えば 300 Ωとし、発振安定回路 4の抵抗 6の抵抗値は 1500 Ω、コンデンサ 7の容量は例えば 0. 25pFとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧 Vc)は 3V、コレクタ電流 Icは 50. 24mAとした。さらに、信号源 S側（入力側）と負荷 L側（出力側）とにはそれぞれ第 1の比較例と同様に、信号源インピーダンス Zs、負荷インピーダンス ZL、コンデンサ C0、インダクタ L0が接続されるものとした。

[0059] 図 3の結果より、本実施の形態による半導体装置 1では、数百 MHz以下の低周波側でも、安定係数 Kが 1よりも大きくなり (K> 1)、ほぼ全ての周波数帯域に亘つて発振の安定性も改善されることが分かる。この理由は、高周波信号の経路の途中に抵抗 6とコンデンサ 7とが並列接続された発振安定回路 4を接続したから、低周波信号は抵抗 6を通過して電圧降下するためである。このとき、抵抗 6の抵抗値は、バラスト抵抗 5の抵抗値に比べて大きくし、最大安定電力利得 MSGの大きな低周波側でも十分な電圧降下が生じる値に設定した。このため、例えば数百 MHz以下の低周波信号に対しても発振を抑制することができることが分力る。

[0060] また、本実施の形態による半導体装置 1について、入力電力に対する出力電力、電力利得および消費電流をシミュレーションを用いて検討した。その結果を図 4および図 5に示す。

[0061] なお、このシミュレーションでは、高周波信号の周波数は 5GHzとし、負荷インピーダンス ZLは（9. 73+j7. 24) Ωとした。また、信号源インピーダンス Zsは、バラスト抵抗 16とコンデンサ 17とを含む HBT3の入力インピーダンスと共役となるような値として (1. 13+jl4. 55) Ωとした。

[0062] 図 4および図 5の結果より、本実施の形態による半導体装置 1では、第 3の比較例でノ《ラスト抵抗 16の抵抗値を 300 Ωに設定した場合とほぼ同様な出力電力および電力利得が得られることが分かる。

[0063] 力べして、本実施の形態では、入力端子 RFinと HBT3のベース Bとの間には発振安定回路 4を設けたから、発振安定回路 4は、入力端子 RFinから入力される低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる。このため、発振安定回路 4は使用周波数 (例えば数 GHz)よりも低周波側の信号に対しては抵抗として作用するから、低周波信号の発振を抑制することができ、安定性を向上することができる。一方、発振安定回路 4は使用周波数よりも高周波側の信号に対しては短絡状態となるから、高周波信号を損失のない状態で HBT3のベース Bに入力でき、電力増幅することができる。 [0064] また、バイアス端子 Binと HBT3のベース Bとの間にはバラスト抵抗 5を設けた。このため、 HBT3の加熱によってベース Bに対して過電流が流れるときでも、バラスト抵抗 5を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、 HBT3の熱暴走を防止することができる。

[0065] さらに、発振安定回路 4とバラスト抵抗 5とを並列に設け、 HBT3のベース Bに対して発振安定回路 4とバラスト抵抗 5とをそれぞれ独立して接続する構成とした。これにより、発振安定回路 4とバラスト抵抗 5とが相互に影響することがなぐ別個独立して設計することができる。このため、熱暴走の防止と発振の安定化との両方を確保したときでも、ノスト抵抗 5によって過大な電圧降下が生じることがなぐ熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせることができる。この結果、不要な電圧降下をなくすことができ、高出力な出力電力を得ることができる。

[0066] 特に、本実施の形態では、発振安定回路 4を抵抗 6とコンデンサ 7とが並列接続された RC並列回路によって構成したから、低周波信号に対してコンデンサ 7は遮断状態となり、高周波信号に対してコンデンサ 7は短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗 6を通過し、高周波信号はコンデンサ 7を通過するから、発振安定回路 4を、低周波信号に対して抵抗状態にし、高周波信号に対して短絡状態にすることができる。この結果、発振安定回路 4は、使用周波数よりも低周波側の信号に対しては、抵抗状態となって、低周波信号の発振を抑制して安定性を向上することができる。一方、発振安定回路 4は、使用周波数よりも高周波側の信号に対しては、短絡状態となつて、高周波信号を損失のない状態で HBT3のベース Bに入力することができる。また、発振安定回路 4では、低周波信号は抵抗 6を通過し、高周波信号はコンデンサ 7を通過するから、抵抗 6の抵抗値に応じて発振の安定性を調整することができ、コンデンサ 7の容量に応じて短絡状態となる信号の周波数を調整することができる。

[0067] さらに、 HBT3を用いて半導体装置 1を構成したから、高速化、低消費電力化等を図りつつ、高周波信号の電力増幅を行うことができ、例えば無線通信装置に適用することがでさる。

[0068] 次に、図 15は本発明の第 2の実施の形態による半導体装置を用いた電力増幅器（電力増幅モジュール)を示している。そして、本実施の形態の特徴は、入力端子とバィァス端子との間に低歪化抵抗を接続したことにある。なお、本実施の形態では、前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

[0069] 図 15に示す電力増幅器においては、入力端子 RFinとバイアス端子 Binとの間に低歪化抵抗 21が接続されている。該低歪化抵抗 21は、インピーダンスの周波数依存性が殆どない抵抗素子を用いて構成されている。そして、低歪化抵抗 21の抵抗値は、ベース電流の交流成分の一部がバラスト抵抗 5をバイパスして HBT3のベース Bとノィァス端子 Binとの間で流れるのを許容する値に設定されている。

[0070] なお、低歪化抵抗 21は、バラスト抵抗 5 (例えば 300 Ω )に比べて比較的小さい値（例えば 50 Ω )に設定される。このとき、発振安定回路 4の抵抗 6は、バラスト抵抗 5よりも数倍 (例えば 2倍以上）大きぐバラスト抵抗 5に比べて十分に大きい値 (例えば 100 0 Ω )に設定される。このため、低歪化抵抗 21を通じてベース電流の直流成分が流れる量は少なぐバイアス条件は殆ど変化しない。また、発振安定回路 4の抵抗 6による電圧降下が大きいため、低歪化抵抗 21を通るベース電流によって熱暴走が生じることもない。

[0071] 本実施の形態による半導体装置 1は上述の如き構成を有するもので、高周波信号 RFに対する電力増幅の動作については第 1の実施の形態と同じである。

[0072] 一方、第 2の実施の形態では、第 1の実施の形態と異なり、入力端子 RFinとバイァス端子 Binとの間に低歪化抵抗 21を接続している。そこで、次に、低歪化抵抗 21による高周波信号 RFの歪み低減の効果について、図 16ないし図 18を参照しつつ検討する。

[0073] まず、図 17に示す第 4の比較例では、増幅回路 2の HBT3のベース Bと入力端子 R Finとの間にはカツプリング用のコンデンサ 31が接続され、ベース Bとバイアス端子 Bi nとの間にはバラスト抵抗 32が接続される構成となっている。また、入力端子 RFinとバィァス端子 Binとの間には、ベース電流の交流成分をバイパスするためのバイパス用のコンデンサ 33が接続されている。このとき、第 4の比較例の半導体装置 1について、高周波信号 RFの入力電力（Amplitude)と出力信号の位相 (Phase)との関係を示す AM - PM特性をシミュレーションを用、て調べた。その結果を図 18に示す。 [0074] なお、図 18中の AM— PM特性では、最低レベル（例えば、 20dBm)の入力信号 (入力端子 RFin側の高周波信号 RF)を入力したときに、出力される出力信号（出力端子 RFout側の高周波信号 RF)の位相を基準 (位相 0° )としている。そして、図 1 8中の AM— PM特性は、入力信号の位相を変えないでレベル (入力電力）のみを上げていった場合に、基準の位相に対して出力信号の位相がどのように変化するかを示している。

[0075] また、このシミュレーションでは、カップリング用のコンデンサ 31の容量は例えば 0.

44pFとし、バラスト抵抗 32の抵抗値は例えば 300 Ωとし、バイパス用のコンデンサ 3 3の容量は例えば 0. 17pFとした。さらに、高周波信号 RFは、例えば 5. 4GHzを中心として ±0. 5GHzの信号帯域を有するものとした。

[0076] 図 18の結果より、第 4の比較例では、 5dBmの入力信号を入力したときには、ノィパス用のコンデンサ 33によって、信号帯域の中心周波数 f2 (f2 = 5. 4GHz)の出力信号は、位相が 0° 付近に維持される。

[0077] しかし、第 4の比較例では、例えば信号帯域の下限周波数 fl (fl =4. 9GHz)の出力信号は、位相が 0. 8° 程度となると共に、信号帯域の上限周波数 f3 (f3 = 5. 9G Hz)の出力信号は、位相が 0. 4° 程度となる。即ち、下限周波数 flの出力信号と上限周波数 f3の出力信号のいずれの信号にも歪みが生じる。この理由は、バイパス用のコンデンサ 33は、周波数が高くなるに従ってインピーダンスが小さくなり、コンデンサ 33を通過するバイパス経路に周波数依存性があるからである。このため、第 4の比較例では、信号帯域の下限周波数 Πと上限周波数 f3との間では、 1. 2° 程度の位相差が生じ、信号帯域の全域に亘つて歪みを低減することができな、と、う問題がある。

[0078] なお、図 18中の AM— PM特性では、入力電力が約 lOdBm以上で位相が大きく変化する。これは、 HBT3が飽和している領域であり、良い AM— PM特性を必要とする用途では利用されない領域となる。この点は、後述する図 16中の AM— PM特 '性でも同様である。

[0079] この第 4の比較例と対比するために、第 2の実施の形態による半導体装置 1について、 AM— PM特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図 16に示す。 [0080] なお、図 16中の AM— PM特性でも、図 18中の AM— PM特性と同様に、最低レベル (例えば、— 20dBm)の入力信号を入力したときに、出力される出力信号の位相を基準 (位相 0° )としている。また、このシミュレーションでは、バラスト抵抗 5の抵抗値は例えば 300 Ωとし、発振安定回路 4の抵抗 6の抵抗値は 1000 Ω、コンデンサ 7の容量は例えば 0. 44pFとした。また、低歪化抵抗 21の抵抗値は例えば 50 Ωとした。

[0081] 図 16の結果より、第 2の実施の形態による半導体装置 1では、 5dBmの入力信号を入力したときに、信号帯域の中心周波数 f2 (f2 = 5. 4GHz)の出力信号は、位相が 0 . 3° 程度の小さい値になる。この理由は、第 4の比較例によるコンデンサ 33と同様に、低歪化抵抗 21が、ベース電流の交流成分の一部をバラスト抵抗 5に対してバイパスさせる力である。

[0082] 一方、下限周波数 fl (f 1 =4. 9GHz)の出力信号は、位相が 0. 7° 程度となると共に、信号帯域の上限周波数 f3 (f3 = 5. 9GHz)の出力信号は、位相が 0° 程度となる。即ち、信号帯域の下限周波数 Πと上限周波数 f3との間では、位相差が 0. 7° 程度まで小さくなり、第 4の比較例に比べて例えば半分程度まで小さくなることが分かる。この理由は、第 4の比較例によるコンデンサ 33とは異なり、低歪化抵抗 21はインピーダンスの周波数依存性が殆どないため、ベース電流の交流成分の一部を広帯域に亘つてバイパスさせることができ、コレクタ電流の抑圧を低減できるからである。

[0083] 力べして、本実施の形態でも第 1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、入力端子 RFinとバイアス端子 Binとの間には低歪化抵抗 21を接続したから、広帯域に亘つて高周波信号 RFの歪みを低減することができる。これにより、信号帯域全体に亘つて高周波信号 RFを歪みの少ない状態で増幅することができる。

[0084] 次に、図 19は本発明の第 3の実施の形態による半導体装置を用いた電力増幅器（電力増幅モジュール)を示している。そして、本実施の形態の特徴は、複数個の増幅回路を互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成したことにある。なお、本実施の形態では、前記第 1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。 [0085] 半導体装置 1を構成する半導体基板 41は、ガリウム砒素 (GaAs)等の半導体材料を用いて形成され、その表面には、 HBT3、発振安定回路 4およびバラスト抵抗 5からなる増幅回路 2が例えば 4個並列接続された状態で形成されている。

[0086] このとき、バラスト抵抗 5および発振安定回路 4の抵抗 6は、半導体基板 41上に Ni Cr等の抵抗体によって形成されている。また、コンデンサ 7は、例えば金属導体膜の間に絶縁膜を挟んだ MIM (MetaHnsulator- Metal)コンデンサによって構成され、抵抗 6に並列接続されている。さらに、 HBT3は半導体基板 41上に形成され、そのべース Bには、バラスト抵抗 5、抵抗 6およびコンデンサ 7がそれぞれ接続されている。そして、発振安定回路 4は、半導体基板 41の表面に設けられた電極パターンを通じて高周波信号の入力端子 RFinに接続されている。また、バラスト抵抗 5は、入力端子 R Fin側の電極パターンに対して絶縁膜 (図示せず)を用いて絶縁された状態で半導体基板 41の表面に設けられた電極パターンを用いてバイアス端子 Binに接続されている。さらに、 HBT3のェミッタ Eは HBT3を覆って設けられたグランド電極を用いてダランド端子 GNDに接続され、 HBT3のコレクタ Cは電極パターンを用いて高周波信号の出力端子 RFoutに接続されている。これにより、半導体装置 1は半導体基板 41にモノリシックに形成されている。

[0087] 力べして、本実施の形態でも第 1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、増幅回路 2を HBT3、発振安定回路 4およびバラスト抵抗 5を用いて構成すると共に、複数個の増幅回路 2を互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成している。このため、例えば特許文献 2, 3に比べて、バラスト抵抗 5を増加させるだけでよぐ半導体基板 41の使用面積はほぼ同程度にすることができ、従来技術と同程度の生産性で高い発振安定性と高出力が可能な電力増幅器を形成することができる。

[0088] また、複数個の増幅回路 2を互いに並列接続された状態で半導体基板 41にモノリシックに形成したから、半導体基板 41に形成した HBT3、ノィァス抵抗 5、抵抗 6、コンデンサ 7を用いて増幅回路 2を構成でき、高周波信号を電力増幅するための MMI Cを形成することがでさる。

[0089] さらに、発振安定回路 4、バラスト抵抗 5からなる半導体装置 1を用いて電力増幅器を構成したから、全ての周波数に亘つて発振の安定ィ匕を図りつつ、熱暴走を防止できるのに加え、高出力の出力電力を得ることができる。

[0090] なお、前記第 3の実施の形態では、第 1の実施の形態による半導体装置 1を半導体基板 41にモノリシックに形成するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば第 2の実施の形態による半導体装置を半導体基板にモノリシックに形成する構成としてもよい。

[0091] また、前記各実施の形態では、ノイポーラトランジスタとしてへテロ接合バイポーラトランジスタ (HBT3)を用いる構成とした。しかし、本発明これに限らず、例えばへテロ接合バイポーラトランジスタ以外のバイポーラトランジスタを用いる構成としてもょ、。

[0092] さらに、前記各実施の形態では、増幅回路 2を 10個または 4個並列接続した場合を例に挙げて説明したが、増幅回路 2は複数個（2個以上)を並列接続すればよいものである。

Claims

請求の範囲

[1] 高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続してなる半導体装置において、

前記増幅回路は、コレクタが前記出力端子に接続されたバイポーラトランジスタと、前記入力端子と該ノ《イポーラトランジスタのベースとの間に接続され低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる発振安定回路と、一端側がノィァス端子に接続されると共に他端側が該発振安定回路と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され前記バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するバラスト回路とによって構成したことを特徴とする半導体装置。

[2] 前記発振安定回路は、抵抗とコンデンサとが並列接続された RC並列回路によって構成してなる請求項 1に記載の半導体装置。

[3] 前記バラスト回路は、前記バイアス端子と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続されたバラスト抵抗によって構成してなる請求項 1に記載の半導体装置。

[4] 前記ノイポーラトランジスタは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタによって構成してなる請求項 1に記載の半導体装置。

[5] 前記入力端子とバイアス端子との間には、前記出力端子側の高周波信号の歪みを低減するための低歪化抵抗を接続してなる請求項 1に記載の半導体装置。

[6] 前記複数個の増幅回路は、互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成してなる請求項 1に記載の半導体装置。

[7] 前記請求項 1ないし 6のうちいずれかに記載の半導体装置を用いた電力増幅器。