DE3439126A1

DE3439126A1 - Nichtlineare digitale emphasisschaltung

Info

Publication number: DE3439126A1
Application number: DE19843439126
Authority: DE
Inventors: Masaaki Tokio/Tokyo Arai; Takayuki Sasaki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-10-25
Filing date: 1984-10-25
Publication date: 1985-05-02
Anticipated expiration: 2004-10-26
Also published as: NL193890B; JPS6093682A; DE3439126C2; NL193890C; CA1225739A; JPH0563863B2; NL8403249A; GB2150784B; GB8425786D0; GB2150784A; US4668988A

Description

Be Schreibung Nichtlineare digitale Emphasisschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine nichtlineare digitale Emphasis- bzw. Anhebungsschaltung, die bei einer Videosignal-Aufzeichnungsschaltung angewandt wird, bei der es sich beispielsweise um eine digitale Schaltung eines Videobandrecorders handelt.

Bei einem konventionellen Videobandrecorder ist eine nichtlineare Preemphasisschaltung vor einem FM-Modulator vorgesehen, der zur Frequenzmodulation eines Videosignals dient. Die nichtlineare Preemphasisschaltung hebt den Anhebungs- bzw. Emphasiswert im Bereich eines niedrigen Pegels an, in welchem die Störung bemerkbar ist, und sie senkt den Anhebungs- bzw. Emphasiswert im Bereich eines hohen Pegels, bei dem die Störung nicht bemerkbar ist, und zwar im Falle der Anhebung der hochfrequenten Komponente des Videosignals. Eine konventionelle nichtlineare Preemphasisschaltung umfaßt eine Preemphasisschaltung mit einer Induktivität L, einer Kapazität C und einem Widerstand R sowie einen Begrenzer, in welchem zwei Dioden antiparallel miteinander verbunden sind.

Eine konventionelle analoge Emphasis- bzw. Anhebungsschaltung weist jedoch folgende Nachteile auf. Zum ersten tritt ein Fehler der Preemphasischarakteristik infolge einer Veränderung in den Werten der Schaltungs-

elemente auf, und ferner tritt eine Änderung in der Preemphasischarakteristik infolge einer zeitlichen Veränderung der Schaltungselemente auf, so daß es erforderlich ist, die Preemphasischarakteristik bzw. -kennlinie einzustellen. Da L- und C-Anteile bzw. Schaltungsteile verwendet werden und da die oben erwähnte Einstellung erforderlich ist, wird zum zweiten das Schaltungsausmaß groß, weshalb es unmöglich wird, die betreffende Schaltung als integrierte Schaltung auszubilden.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine nichtlineare digitale Preemphasisschaltung zu schaffen, die ohne weiteres als integrierte Schaltungsanordnung ausgeführt werden kann, ohne daß ein Fehler und eine Änderung der Preemphasischarakteristik hervorgerufen werden.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.

Die Erfindung betrifft eine nichtlineare digitale Preemphasisschaltung, welche die hochfrequente Komponente in Übereinstimmung mit der Amplitude eines digitalen Videosignals nichtlinear anhebt. Ein Merkmal der Erfindung besteht darin, daß sie folgende Einrichtungen umfaßt: Ein digitales Filter zur Anhebung der hochfrequenten Komponente bzw. Hochfrequenzkomponente des digitalen Videosignals und einen Speieher, in den eine Datenumsetztabelle für die nichtlineare Komprimierung der Amplitude des digitalen Videosignals eingeschrieben ist und dem das digitale Videosignal als Adresseneingangssignal zugeführt wird.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung mit den ihr anhaftenden Merkmalen und Vorteilen nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Aufzeichnung und Wiedergabe eines Farbvideosignals, bei der die vorliegende Erfindung angewandt werden kann. Fig. 2 zeigt in einem Blockdiagramm eine Ausführungsform gemäß der Erfindung.

Fig. 3 zeigt Diagramme, die zur Erläuterung einer Ausführungsform gemäß der Erfindung herangezogen werden.

Fig. 4 veranschaulicht in einem Blockdiagramm ein Beispiel eines digitalen Hochpaßfilters.

Fig. 5 veranschaulicht in einem Blockdiagramm ein Beispiel einer digitalen Kompressionsschaltung. Fig. 6 und 7 zeigen ein schematisches Diagramm bzw. ein Blockdiagramm, wobei auf diese Diagramme im Zuge der Erläuterung der digitalen Kompressionsschaltung Bezug genommen wird.

Fig. 8 veranschaulicht in einem Blockdiagramm eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung.

Fig. 9 und 10 zeigen einen Kurvenverlauf zur Veranschaulichung der Charakteristik eines digitalen Hochpaßfilters, welches bei einer weiteren Ausführungsform gemäß der Erfindung verwendet wird, bzw. ein Blockdiagramm des betreffenden Hochpaßfilters.

Nunmehr werden die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung im einzelnen erläutert.

Fig. 1 zeigt eine Gesamtanordnung eines für die Aufzeichnung bzw. Wiedergabe eines Farbvideοsignals dienenden Aufzeichnungs- und Wiedergabegerätes, bei dem die Erfindung angewandt werden kann. Dieses Farbvideosignal- Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät zeichnet ein Farbstandbildsignal eines Vollbildes (oder eines Halbbildes) in Form einer oder zweier kreisförmiger Spuren T auf einer Magnetscheibe S mittels

-ο-Ι eines feststehenden Magnetkopfes auf, der mit 1 angedeutet ist. Die Magnetschicht ist in einem Hartüberzug (nicht dargestellt) enthalten,und sie wird von einen Motor M gedreht. Eine ganze Anzahl von kreisförmigen Spuren kann auf einer Magnetschicht gebildet sein. Diese Magnetschichtkassette weist eine geringe Größe auf, und sie kann als Aufzeichnungsträger für eine Standbild-Videokamera verwendet werden.

Fig. 1 zeigt eine Signalverarbeitungsanordnung für den Fall, daß ein Farbvideosignal aufgezeichnet und wiedergegeben wird. Die Signalverarbeitung wird nachstehend unter'Bezugnahme auf Fig. 1 kurz erläutert werden.

Bei dieser Ausführungsform kann irgendein Farbvideosignalgemisch des NTSC-Systems aufgezeichnet werden; die Farbvideosignalkomponente umfaßt dabei drei Primärfarbsignale. Das Farbvideosignalgemisch ist das hauptsächlich wiedergegebene Ausgangssignal, während die Komponenten-Farbvideo signale zur Überwachung ausgegeben werden. Ein Signal, welches auf einer Magnetschicht S aufgezeichnet ist, umfaßt ein frequenzmoduliertes Leuchtdichte- bzw. Luminanzsignal Y™ und ein frequenzmoduliertes zeilensequentiell auftretendes Farbart- bzw. Chrominanzsignal„ Eine Mittenfrequenz fy des Signals Yp»» ist beispielsweise auf eine bestimmte Frequenz innerhalb eines Bereiches von 6 bis 7,5 MHz festgelegt. Eine frequenzmodulierte Mittenfrequenz f^ des Rot-Farbdifferenzsignals R-Y ist auf beispielsweise 1,2 MHz festgelegt, und eine frequenzmodulierte Mittenfrequenz f_ß des Blau-Farbdifferenzsignals B-Y ist beispielsweise auf 1,3 MHz festgelegt. Diese beiden Farbdifferenzsignale treten zeilensequentiell auf, so daß sie abwechselnd miteinander alle 1 H (eine Zeilenperiode) auftreten. Diese Zeilensequenz-Umwandlung ermöglicht, ein Band des Aufzeichnungssignals zu

verringern bzw. schmaler zu machen. Die entsprechenden Mittenfrequenzen der beiden Farbdifferenzsignale sind voneinander versetzt, um eine Farbsequenz der Zeilensequenz zu kennzeichnen.

Darüber hinaus wird die Signalverarbeitung im wesentlichen digital vorgenommen, womit eine Stabilisierung der Arbeitsweise ermöglicht ist. Außerdem kann eine integrierte Schaltungsanordnung ohne weiteres realisiert werden. Ferner ist ein Analog-Digital- bzw. A/D-Wandler auf der Eingangsseite des Signalverarbeitungsabschnitts vorgesehen, und ein Digital-Analog- bzw. D/A-Wandler ist auf der Ausgangsseite des betreffenden Signalverarbeitungsabschnitts vorgesehen. Diese Wandler werden gemeinsam sowohl für eine Aufzeichnungsschaltung als auch für eine Wiedergabeschaltung benutzt. Der D/A-Wandler ist ferner vorgesehen, um die Komponenten-Farbvideosignale für die Überwachung bereitzustellen.

Eine Signalverarbeitungsanordnung für die Aufzeichnung und für die Wiedergabe wird unter Bezugnahme auf Fig.1 weiter ins einzelne gehend beschrieben. Gemäß Fig. 1 wird ein NTSC-Farbvideosignal einem Eingangsanschluß 2 zugeführt. Drei Primärfärbsignale R,G und B werden Eingangsanschlüssen 3»4 bzw. 5 von einer Farbvideokamera, einem Mikrocomputer oder dergleichen zugeführt. Ein Synchronisiersignalgemisch SYN.C, welches den die drei Primärbarbsignale umfassenden Komponenten-Farbvideosignalen entspricht, wird einem Eingangsanschluß 6 zugeführt.

Die drei Primärfarbsignale werden einer Matrixschaltung 7 zugeführt und in das Luminanzsignal Y, das Rot-Farbdifferenzsignal R-Y und in das Blau-Farbdifferenzsignal B-Y umgesetzt. Die beiden von der Matrixschaltung 7 abgegebenen Farbdifferenzsignale

werden den Eingangsanschlüssen eines Schaltkreises 8 zugeführt; sie werden abwechselnd von einem Ausgangsanschluß dieses Schaltkreises mit bzw. bei jeder Zeilenperiode 1H abgegeben, und zwar auf einen Umschaltimpuls von einem Anschluß 9 her. Der Schaltkreis 8 erzeugt ein zeilensequentielles Chrominanzsignal LSC. Gemäß Fig. 1 ist unabhängig von einer Differenz zwischen dem analogen Signal und dem digitalen Signal und außerdem unabhängig von einer Differenz zwischen dem Aufzeichnungssignal und dem wiedergegebenen Signal das Luminanzsignal Y bezeichnet, und das Rot-Farbdifferenzsignal sowie das Blau-Farbdifferenzsignal sind mit R-Y bzw. B-Y bezeichnet. Das Farbvideosignalgemisch wird entsprechend der NTSC-Norm dargestellt, und das zeilensequentielle Chrominanzsignal ist mit LSC bezeichnet. Die entsprechenden Komponenten der drei Primärfarbsignale sind mit R, G bzw. mit B bezeichnet.

Mit 11 bis 17 sind Aufzeichnungs-ZWiedergabe-Umschalter bezeichnet. Jeder dieser Schalter 11 bis 17 weist einen aufzeichnungsseitigen Anschluß (durch einen schwarzen Punkt angedeutet) und einen wiedergabeseitigen Anschluß (durch einen weißen Kreis angedeutet) auf. In Fig. 1 sind die Schalter 11 bis 17 in einem Schaltzustand gezeigt, in welchem der Verbindungszustand bei der Aufzeichnung veranschaulicht ist. Ein Schalter 18 wird in Abhängigkeit von dem eingangsseitigen Signalgemisch und dem Komponenten-Eingangssignal umgeschaltet. Das Farbvideosignalgemisch von dem Eingangsanschluß 2 wird einem Eingangsanschluß des Schalters 18 zugeführt. Das Luminanzsignal Y von der Matrixschaltung 7 wird einem Eingangsanschluß 20 des Schalters 18 zugeführt. Ein durch den Schalter ausgewähltes Signal wird einem Analog-Digital- bzw. A/D-Wandler 31 über den Aufzeichnungs-ZWiedergabe-

Umschalter 11 zugeführt. Das zeilensequentielle Chrominanzsignal LSC von dem Schaltkreis 8 her wird über einen Analog-Digital- bzw. A/D-Wandler 32 und den Aufzeichnungs-ZWiedergabe-Umschalter 12 abgegeben.

se

Ein Abtasttaktsignal mit einer Frequenz von 4f (f : Farbhilfsträgerfrequenz) wird von einem Takt-

SO

generator 33 her an den A/D-Wandler 31 abgegeben. Ein Abtasttaktsignal mit der Frequenz von 4f wird von dem Taktgenerator 33 ferner über einen 1/2-Frequenzteiler 34 an den A/D-Wandler 32 abgegeben. Von den A/D-Wandlern 31,32 werden digitale Daten, in denen eine Abtastprobe acht Bits umfaßt, als Ausgangssignale erhalten. Der Taktgenerator 33 erzeugt das Abtasttaktsignal, dessen Frequenz und Phase mit dem Eingangssignal synchronisiert sind. Ein Steuerdatensignal von einem digitalen Farbdecoder 35 wird dem Taktgenerator 33 zugeführt. Da die Farbdifferenzsignale Frequenzbänder aufweisen, die schmaler sind ^als das Frequenzband des Luminanzsignals, können sie einer Analog-Digital-Umsetzung mit einer Abtastfrequenz von 2f__ unterzogen werden, ohne daß dadurch irgendein Problem hervorgerufen wird.

Das Ausgangs-Datensignal des A/D-Wandlers 31 wird über den aufzeichnungsseitigen Anschluß des Schalters 13 dem digitalen Farbdecoder 35 zugeführt. Der digitale Farbdecoder 35 führt folgende Funktionen aus: Die Verarbeitung zur Auftrennung des Farbvideosignalgemisches in ein Luminanzsignal und in ein Trägerchrominanzsignal; die Verarbeitung zur Erzeugung eines Steuersignals für den Taktgenerator 33 aus einem in dem Trägerchrominanzsignal enthaltenen Burstsignal; die Verarbeitung zur digitalen Demodulation des Trägerchrominanzsignals; und die Verarbeitung zur Umsetzung der beiden Chrominanzsignale

als demodulierte Ausgangssignale zu dem zeilensequentiellen Chrominanzsignal LSC.

Das Luminanzsignal Y von dem digitalen Farbdecoder 35 her wird einer digitalen Preemphasisschaltung 41 zugeführt. Das zeilensequentielle Chrominanzsignal LSC von dem digitalen Farbdecoder 35 her tritt mit einer Abtastrate von 2f auf; es wird einem Eingangsan-Schluß 37 eines Schalters 36 zugeführt. Das zeilensequentielle Chrominanzsignal LSC wird von dem A/D-Vandler 32 über den Schalter 14 dem anderen Eingangsanschluß 38 des Schalters 36 zugeführt. Das über den Schaltkreis 36 übertragene zeilensequentielle Chrominanzsignal wird einem Addierer 39 zugeführt.

Ein ID-Datensignal wird von einem Anschluß 40 her dem Addierer 39 zugeführt. Dieses ID-Datensignal v/eist verschiedene Werte auf, Und zwar in Abhängigkeit von der Zeile des Rot-Farbdifferenzsignals R-Y und der Zeile des Blau-Farbdifferenzsignals B-Y. Aufgrund des Auftretens dieses ID-Datensignals werden die Frequenzen der beiden Farbdifferenzsignale für den Fall, daß die Frequenzmodulation nicht vorgenommen ist, verschieden gemacht. Ein Ausgangssignal des Addierers 39 wird einer digitalen Preemphasisschaltung 42 zugeführt. Entsprechende Ausgangssignale der Preemphasisschaltungen 41 und 42 werden an digitale FM-Modulatoren 43 und 44 abgegeben, und die modulierten Ausgangssignale dieser Modulatoren werden mittels eines Mischers 45 gemischt.

Ein Ausgangssignal des Mischers 45 wird über den aufzeichnungsseitigen Anschluß des Schalters 15 einem Digital-Analog- bzw. D/A-Wandler 46 zugeführt. Ein analoges Aufzeichnungssignal wird von dem D/A-Wandler 46 abgenommen. Dieses Aufzeichnungssignal wird

über den aufzeichnungsseitigen Anschluß des Schalters 16, einen Aufzeichnungsverstärker 47 und den aufzeichnungsseitigen Anschluß des Schalters 17 an den Magnetkopf 1 abgegeben. Mit Hilfe dieses Magnetkopfes 1 wird das Aufzeichnungssignal auf der Magnetscheibe S aufgezeichnet.

Das von der Magnetscheibe bzw. Magnetschicht S mittels des Magnetkopfes 1 wiedergegebene Signal wird über einen Wiedergabeverstärker 51 einem Hochpaßfilter 52 und einem Tiefpaßfilter 53 zugeführt.

Das frequenzmodulierte Luminanzsignal wird von dem Hochpaßfilter 52 abgegeben, und das frequenzmodulierte zeilensequentiell auftretende Chrominanzsignal wird von dem Tiefpaßfilter 53 abgegeben. Die Ausgangssignale des Hochpaßfilters 52 und des Tiefpaßfilters 53 werden an analoge FM-Demodulatoren 54 bzw. 55 abgegeben, deren demodulierte Ausgangssignale an Deemphasis schaltungen 56 bzw. 57 abgegeben werden.

Das von der Deemphasis- bzw. Absenkschaltung 51 abgegebene Luminanz signal Y wird über den wiedergabeseitigen Anschluß des Schalters 11 an den A/D-Wandler 31 abgegeben und durch diesen in ein digitales Signal umgesetzt. Das von der Deemphasisschaltung abgegebene zeilensequentielle Chrominanzsignal LSC wird über den wiedergabeseitigen Anschluß des Schalters 12 an den A/D-Wandler 32 abgegeben und in diesem in ein digitales Signal umgesetzt. Das digitale Luminanzsignal wird von dem A/D-Wandler 31 her über den wiedergabeseitigen Anschluß des Schalters 13 an eine Verzögerungsschaltung 61 abgegeben. Das digitale zeilensequentielle Chrominanzsignal von dem A/D-Vandler 32 wird über den wiedergabeseitigen Anschluß des

Schalters 14 an eine Simultanschaltung 62 abgegeben.

Diese Simultanschaltung 62 ist so ausgebildet bzw. aufgebaut, daß die beiden zeilensequentiell auftretenden Farbdifferenzsignale einer Reihenverbindung zweier IH-Verzögerungsschaltungen zugeführt werden, wobei ein Eingangssignal und ein Ausgangssignal der betreffenden Reiheriverbindung dieser 1H-Verzögerungsschaltungen addiert werden. Dieses addierte Ausgangssignal wird durch zwei geteilt und von ersten und dritten Ausgangsanschlüssen abgegeben; zweite und vierte Ausgangsanschlüsse stammen von dem Verbindungspunkt der 1H-Verzögerungsschaltungen her. Ein Mittelwert des Farbdifferenzsignals einer Zeile der ersten

!5 und dritten Zeilen von drei aufeinanderfolgenden Zeilen wird vom ersten bzw. dritten Ausgangsanschluß der Simultanschaltung 62 abgegeben. Andererseits wird das andere Farbdifferenzsignal der zweiten Zeile von den zweiten und vierten Ausgangsanschlüssen abgegeben.

Deshalb kann das gleichzeitig vorhandene Rot-Farbdifferenzsignal R-Y mit Hilfe eines Schaltkreises abgetrennt werden, um einen der ersten und zweiten AusgangsanscLlüsse auszuwählen. Das gleichzeitig auftretende Blau-Farbdifferenzsignal B-Y kann mittels eines Schaltkreises abgetrennt werden, mit dem einer der dritten und vierten Ausgangsanschlüsse ausgewählt wird.

Eine ID-Detektorschaltung 63 ist vorgesehen, um den Schaltkreisen der Simultanschaltung 62 zu ermöglichen, die Operationen auszuführen. Die ID-Detektorschaltung 63 ermittelt die ID-Daten, die auf die Aufzeichnung hin bzw. bei der Aufzeichnung hinzugefügt werden und die eine Phase eines Impulses festlegen, mit dessen Hilfe die Schaltkreise in die richtige Phasenlage gesteuert werden, wenn die betreffenden

ID-Daten ermittelt werden. Die beiden von der Simultanschaltung 62 abgegebenen Farbdifferenzsignale werden an Interpolatoren 64 bzw. 65 abgegeben. Jeder dieser Interpolatoren 64,65 interpoliert beispielsweise einen Mittelwert bezüglich zweier Datensignale vor und hinter einem zwischen diesen Datensignalen auftretenden Fehlerdatensignal. Die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y, deren Abtastraten auf 4f„ umgesetzt worden sind, werden von den Interpolatoren 64 bzw. 65 erhalten. Diese Umsetzung der Abtastrate ist notwendig, damit diese Abtastraten mit der Abtastrate des digitalen Luminanzsignals identisch sind.

Die von den Interpolatoren 64 bzw. 65 abgegebenen digitalen Farbdifferenzsignale werden einer Farbwertbzw. Farbkorrekturschaltung (oder einer Farbwert-Steuereinrichtung) 66 zugeführt. Diese Farbwert-Steuereinrichtung 66 ändert die Werte der beiden Farbdifferenzsignale, wodurch die Phase eingestellt wird, d.h., daß der Farbwert des Chrominanzsignals beider Signale synthetisiert würde. Die von dieser Farbwert-Steuereinrichtung 66 abgegebene Farbdifferenzsignale und das von der Verzögerungsschaltung 61 abgegebene Luminanzsignal werden einer digitalen Matrixschaltung 67 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 61 weist denselben Verzögerungswert auf wie die Verzögerungen der Farbdifferenzsignale, die Verzögerungen in den Signalleitungen von der Simultanschaltung 62 zu den Eingängen der Matrixschaltung 67 erfahren haben.

Die drei von der Matrixschaltung 67 abgegebenen digitalen Primärfarbsignale werden einer Farbtemperatur-Korrektur schaltung 68 zugeführt. Die Daten für die Korrektur werden der Farbwert-Steuereinrichtung 66 und der Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 von einer Steuereinrichtung 69 zugeführt, die einen Mikro-

— Ί /Ι

prozessor und einen Speicher umfaßt. Die Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 und die Farbwert-Steuereinrichtung 69 können durch Steuern der Werte der Daten gesteuert werden. Deshalb kann die Erzeugung der Daten für diese Steuerungen von der Steuereinrichtung 69 her vorgenommen werden, indem eine digitale Schaltungstechnologie angewandt wird, die weitgehend einer konventionellen Technologie entspricht bzw. dieser ähnlich ist. Die Korrekturdaten werden durch Steuersignale von einem Anschluß 70 her festgelegt bzw. bestimmt. Diese Steuersignale werden durch die Betätigung von Tasten und Hebeln durch die Bedienperson gebildet, während ein Farbwert und eine Farbtemperatur eines Uberwachungs- bzw. Monitorbildes überwacht werden.

Die drei von der Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 abgegebenen digitalen Primärfarbsignale werden einer digitalen Matrixschaltung 71 und D/A-Wandlern 72,73 und 74 zugeführt. Die analogen Komponenten-Farbvideosignale R,G und B werden von entsprechenden Anschlüssen 75,76 bzw. 77 der D/A-Wandler 72,73 bzw. 74 abgegeben. Obwohl nicht dargestellt, sei angemerkt, daß diese Komponenten-Farbvideosignale den Eingangsan-Schlüssen eines Farb-Monitorbildempfängers zugeführt werden.

Das digitale Luminanzsignal und die beiden digitalen Farbdifferenzsignale, bezüglich welcher die Korrektur hinsichtlich des Farbwertes und der Farbtemperatur durchgeführt worden ist, werden von Ausgängen der digitalen Matrixschaltung 71 abgegeben. Die Ausgangssignale der Matrixschaltung 71 werden einem Farbcodierer 78 zugeführt. In Verbindung mit dem Farbcodierer 78 sind eine Synchron- und Burstkennzeichen-Erzeugungsschaltung 79 zu nennen, mit deren Hilfe

ein Synchronisiersignal SYNC bzw. ein Burst-Kennzeichenimpuls BFP erzeugt wird. Das digitale NTSC-Farbvideosignalgemisch wird von einem Ausgang des Farbcodierers 78 abgegeben und über den wiedergabeseitigen Anschluß des Schalters 15 dem D/A-Vandler zugeführt. Das in Form des analogen Farbvideosignalgemisches vorliegende wiedergegebene Signal wird vom Ausgang des D/A-Wandlers 46 über den wiedergabeseitigen Anschluß des Schalters 16 an einem Ausgangsanschluß 80 abgegeben.

Die vorliegende Erfindung kann auf die zuvor betrachteten digitalen Preemphasisschaltungen 41 und 42 angewandt werden. Im folgenden wird eine Ausführungsform der Erfindung im einzelnen beschrieben.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer nichtlinearen digitalen Preemphasisschaltung, bei der die vorliegende Erfindung angewandt ist. Dabei wird beispieIsweise ein digitales Videosignal eines Zweierkomplementcodes, bei dem eine Abtastprobe aus acht Bits besteht, einem digitalen Hochpaßfilter 81 zugeführt. Das Ausgangssignal des digitalen Hcohpaßfilters 81 wird einer digitalen Kompressionsschaltung 82 zugeführt. Die Ausgangsdaten der digitalen Kompressionsschaltung 82 und das digitale Eingangs-Videosignal werden einem Addierer 83 zugeführt. Das ausgangsseitige Digitalsignal wird von dem Addierer 83 abgegeben.

Wie in Fig. 3A veranschaulicht, weist das digitale Hochpaßfilter 81 eine solche Frequenzcharakterstik bzw. Kennlinie auf, daß die Verstärkung mit zunehmender Frequenz ansteigt. Andererseits weist, wie dies in Fig. 3B veranschaulicht ist, die digitale Kompressionsschaltung 82 eine solche nichtlineare Koinpressionskennlinie auf, daß sie die Ausgangsdaten mit derselben

-Ιοί Amplitude erzeugt, mit der die Eingangsdaten auftreten, wenn die Amplitude der Eingangsdaten klein ist; sie erzeugt indessen Ausgangsdaten mit einer kleineren Amplitude als sie die Eingangsdaten aufweisen, wenn die Amplitude der Eingangsdaten hoch ist. Demgemäß weist die nichtlineare Preemphasisschaltung gemäß Fig. 2, wie dies in Fig. JC veranschaulicht ist, eine solche Kennlinie auf, daß der Preemphasisbetrag ein Maximum in dem Bereich hat, in welchem die Amplitude des digitalen Eingangs-Videοsignals klein ist, und der Preemphasiswert nimmt mit zunehmender Signalamplitude ab.

Das digitale Hochpaßfilter 81 ist das digitale Filter, welches an die Stelle des Analog-Hochpaßfilters tritt, das einen gewünschten Frequenzgang hat, indem eine bilineare Transformationsmethode angewandt wird (bei der es sich um eine der Methoden zur Entwicklung eines digitalen Filters handelt). So kann beispielsweise das digitale Filter mit der in Fig. 4 gezeigten Anordnung verwendet werden. Die Fig. 4 zeigt dabei der Einfachheit halber das digitale Filter für den Fall, daß die Eingangsdaten aus einem Bit bestehen. Das digitale Hochpaßfilter 81 umfaßt einen Addierer 84, dem die Eingangsdaten an einem Eingang zugeführt werden, eine Verzögerungsschaltung 85, deren verzögertes Ausgangssignal - welches durch Verzögern des Ausgangssignals des Addierers 84 um eine Abtastperiode (von z.B. 70 ns) erhalten worden ist bzw. wird - dem anderen Eingang des Addierers 84 über einen Koeffizientenmultiplizierer 86 zugeführt wird, und eine Subtrahiereinrichtung 87, der das Ausgangssignal des Addierers 84 und das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 85 zugeführt werden. Ein gewünschter Frequenzgang wird in Abhängigkeit von einem Koeffizienten erhalten, der dem Koeffizientenmultiplizierer 86 zugeführt wirdo

Ein Beispiel der digitalen Kompressionsschaltung 82 ist in Fig. 5 veranschaulicht. In Fig. 5 ist mit 88 ein Festwertspeicher ROM bezeichnet, in den eine Datenumsetztabelle eingeschrieben ist, die dem Teil der eine positive Polarität aufweisenden Datenkompressionskennlinie entspricht. Das digitale Eingangs-Videosignal wird direkt an den ROM-Speicher 88 oder über einen Polaritätsinverter 89 invertiert als Adresseneingangssignal abgegeben. Das aus dem ROM-Speicher ausgelesene Ausgangssignal wird entweder direkt oder über einen Polaritäts-Inverter 90 abgegeben.

Das digitale Eingangs-Videosignal ist ein Zweierkomplement-Codesignal. Im Falle des 8-Bit-Codesignals kann man 255 Arten von Werten innerhalb eines Bereiches von (-127^Ov+ 127) erhalten. Wie in Fig. 6 gezeigt, ist der Teil P der positiven Polarität der Datenkompressionskennlinie (siehe Fig. 2B) unter den Adressen 0 bis 127 in den ROM-Speicher 88 eingeschrieben.

Die in dem Bereich von 0 bis 127 des digitalen Eingangs-Videosignals enthaltenen positiven Werte werden direkt dem ROM-Speicher 88 als dessen Adresseneingangssignale zugeführt, ohne daß dabei eine Invertierung der Polarität erfolgt. Zur gleichen Zeit werden die aus dem ROM-Speicher 88 ausgelesenen Ausgangssignale direkt als Ausgangssignale ohne eine Polaritätsinvertierung abgegeben bzw. abgeholt. Demgegenüber werden die in dem Bereich von -1 bis -127 des digitalen Eingangs-Videοsignals enthaltenen negativen Werte P¹ dem ROM-Speicher 88 als dessen Adresseneingangssignale nach erfolgter Polaritätsinvertierung durch den Polaritäts-Inverter 89 zugeführt. Die aus dem ROM-Speicher 88 ausgelesenen Ausgangssignale werden als Ausgangssignale nach erfolgter Polaritäts-

Invertierung mittels des Polaritätsinverters 90 abgeholt (in diesem Falle bezeichnet P¹ die virtuellen ROM-Daten). Die Polaritätsinvertierung wird gesteuert, indem das höchstwertige Bit MSB (als Vorzeichenbit bezeichnet) des digitalen Eingangs-Videosignals benutzt wird.

Neben den betrachteten Elementen sind in Fig. 5 Umschalter SW1 und SW2 gezeigt, mit denen ausgewählt wird, ob das Videosignal direkt oder über die Inverter 89,90 übertragen wird.

In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines Polaritätsinverters 89 gezeigt. Unter der Annahme, daß eine Abtastprobe des digitalen Eingangssignals aus X_Q, X₁, X₂ .... Xy Bits besteht (wobei X_Q das höchstwertige Bit und Xy das niederwertigste Bit ist), sind sieben Exklusiv-ODER-Glieder vorgesehen, denen das höchstwertige Bit Xq zugeführt wird; die sieben niederwertigen Bits X₁, X₂ ... Xy werden diesen Exklusiv-ODER-Gliedern zugeführt. Das höchstwertige Bit X_Q wird mittels eines Addierers 91 zum Ausgangssignal desjenigen Exklusiv-ODER-Gliedes hinzuaddiert, dem unter den Exklusiv-ODER-Gliedern das niederwertigste Bit Xy zugeführt ist. Die sieben Bits Y₁, Y₂ ... Yy des Ausgangssignals des Addierers 91 sind die Bits, die zu den positiven Bits invertiert wurden, wenn das höchstwertige Bit eine "1" ist, nämlich das Eingangssignal negativ ist; die betreffenden Bits sind indessen dieselben Bits wie jene des Eingangssignals, wenn das höchstwertige Bit eine "0" ist, also das Eingangssignal positiv ist. Obwohl nicht dargestellt, weist der Polaritätsinverter 90, dem das von dem ROM-Speicher 88 her ausgelesene Ausgangssignal zugeführt wird, eine entsprechende bzw. ähnliche Anordnung auf wie in Fig. 7 gezeigt.

Die Speicherkapazität kann dadurch auf die Hälfte reduziert werden, daß die Datenumsetztabelle einer Polarität in dem ROM-Speicher 88 gespeichert wird. Darüber hinaus kann anstelle des ROM-Speichers 88 eine andere Anordnung angenommen werden, gemäß der ein RAM-Speicher mit wahlfreiem Zugriff, also ein Schreib-Lese-Speicher verwendet wird. Die Datenumsetztabelle wird dabei mittels eines Mikroprozessors oder dgl. berechnet und in diesen RAM-Speicher eingeschrieben.

In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer nichtlinearen digitalen Preemphasisschaltung gezeigt, bei der die Erfindung angewandt ist. Im Unterschied zu der in Fig. 2 dargestellten Anordnung weist dieses Ausführungsbeispiel eine Datenübertragungsleitung auf.

Dabei wird das digitale Eingangs-Videosignal als Ausgangssignal über ein digitales Hochpaßfilter 92 und eine digitale Kompressionsschaltung 93 abgenommen. Die digitale Kompressionsschaltung 93 führt keine Kompression im Bereich eines niedrigen Pegels aus, sondern sie führt vielmehr die Kompression des Eingangspegels bei einem höheren Pegel aus, und zwar in entsprechender Weise wie die zuvor betrachtete digitale Kompressionsschaltung 82. Andererseits weist, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist, das digitale Hochpaßfilter 92 einen solchen Frequenzgang auf, daß die Verstärkung in einem Bereich a bis zu der ersten Frequenz konstant ist und in einem Bereich b von einer Frequenz aus, die höher ist als die betreffende erste Frequenz, bis zu einer zweiten Frequenz ansteigt, woraufhin die Verstärkung in einem oberhalb dieser zweiten Frequenz liegenden Bereich c wieder konstant ist.

Mit Hilfe der in Fig. 8 dargestellten Anordnung kann somit die Charakteristik (Fig. 3C) realisiert werden,

die ähnlich jener der zuvor betrachteten nichtlinearen Preemphasisschaltung ist. Als digitales Hochpaßfilter 92 mit dem aus Fig. 9 ersichtlichen Frequenzgang kann ein Filter verwendet werden, welches einen Aufbau hat, wie er in Fig. 10 veranschaulicht ist. In Fig. 10 ist der Einfachheit halber das Filter für den Fall gezeigt, daß die Eingangsdaten aus einem Bit bestehen. Das digitale Hochpaßfilter 92 umfaßt einen Addierer 94, dem die Eingangsdaten als ein Eingangssignal zugeführt werden. Ferner ist eine Verzögerungsschaltung 95 vorgesehen, welche das Ausgangssignal des Addierers 94 um eine Abtastperiode verzögert und das verzögerte Ausgangs signal über einen Koeffizienten_jnultiplizierer 96 dem anderen Eingang des Addierers 94 zuführt. Schließ-

!5 licht ist eine Subtrahiereinrichtung 99 vorgesehen, der die Daten, nämlich das über einen Koeffizientenmultiplizierer 97 übertragene Ausgangssignal des Addierers 94, und die Daten, nämlich das über einen Koeffizientenmultiplizierer 98 übertragene Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 95» zugeführt werden. Ein gewünschter Frequenzgang kann in Abhängigkeit von den Koeffizienten erzielt werden, die den Koeffizientenmultiplizierern 96,97 und 98 zugeführt werden. Obwohl die nichtlineare Preemphasis bei den Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden ist, kann das Konzept der Erfindung im übrigen auch auf eine Dehnungs- bzw. Expansionsschaltung einer digitalen Deemphasis- bzw. Absenkschaltung angewandt werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine nichtlineare Preemphasisschaltung durch lediglich eine digitale Schaltung gebildet werden; es ist möglich, eine nichtlineare Preemphasisschaltung zu realisieren, in der kein Fehler, keine zeitliche Änderung und keine Teraperaturänderung der Kennlinie hervorgerufen werden und in der keine Einstellung bezüglich der Kennlinie

-21-

erforderlich ist, womit sich die erfindungsgemäße Schaltung von einer konventionellen Schaltung unterscheidet, welche analoge Schaltungselemente, wie L-, R- und C-Slemente, etc. verwendet. Die vorliegende Erfindung ist damit für die Schaffung einer integrierten Schaltung geeignet.

Claims

7-35 Kitashinagawa 6-chome

Shinagawa-ku

Tokyo, Japan

Patentansprüche

10

15

(V) Nichtlineare digitale Emphasisschaltung zur nichtlinearen Anhebung der hochfrequenten Komponente eines digitalen Videosignals in Übereinstimmung mit der Amplitude des betreffenden digitalen Videosignals, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitales Filter (81) vorgesehen ist, welches die hochfrequente Komponente des genannten digitalen Videosignals anhebt,

und dai3 ein Speicher (88) vorgesehen ist, in den eine Datenumwandlungstabelle zur nichtlinearen Komprimierung der Amplitude des digitalen Videosignals eingeschrieben ist und dem das digitale Videosignal als Adresseneingangssignal zugeführt wird.
2. Emphasisschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Datenumwandlungstabelle eine Kompressionscharakteristik des digitalen Videosignals mit einer der positiven

und negativen Polaritäten aufweist und daß ferner ein Polaritätsinverter (89,90) vorgesehen ist, der die entsprechenden Polaritäten des Adresseneingangssignals des Speichers (88) bzw. des aus dem Speicher (88) ausgelesenen Ausgangssignals in Übereinstimmung mit der Polarität des digitalen Videosignals invertiert.
3. Emphasisschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Polaritäts-Invertierungsoperation auf eine Ermittlung der positiven oder negativen Polarität des höchstwertigen Bits des eingangsseitig auftretenden digitalen Videosignals hin gesteuert wird.