DE3126341A1 - Nichtlineare anhebungsschaltung - Google Patents
Nichtlineare anhebungsschaltungInfo
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Description
« *3 mm
HITACHI, LTD., Tokyo, Japan
Nichtlineare Anhebungsschaltung
Die Erfindung betrifft eine nichtlineare Anhebungsschaltung für Heim-Videogeräte, die zur Aufnahme und Wiedergabe
auf Magnetband geeignet sind (im folgenden kurz als Videorecorder bzw VTR bezeichnet) zur Verbesserung
des Signal-Rausch-Ve'rhältnisses.
Da bei zum privaten Gebrauch vorgesehenen Videorecordern eine möglichst lange Aufzeichnungsdauer auf
einem einzigen Magnetband verlangt wird, sind viele zum Heimgebrauch vorgesehenen Videorecorder so gebaut,
daß sie neben dem normalen Aufnahmebetrieb auch im Langzeitbetrieb
aufzeichnen können, bei dem eine verringerte Spurbreite verwendet wird.
81-(A5554-O2)-SP-Bk
Aufgrund der verringerten Spurbreite ist jedoch das Signal-Rausch-Verhältnis im Langzeit-Aufnahmebetrieb
gegenüber dem normalen Aufnahmebetrieb schlechter. Ein üblicher Ausweg zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses
ist die sog nichtlineare Anhebung, bei der das Ausmaß der Anhebung im Langzeit-Aufnahmebetrieb
vom Pegel des Eingangssignals abhängig ist, während im normalen Aufnahmebetrieb eine gleichbleibende
Anhebung vorgenommen wird.
Herkömmliche Anhebungsschaltungen umfassen, wie im folgenden anhand der Zeichnung erläutert ist, Bauteile,
die an der eigentlichen Festlegung des Frequenzgangs der Schaltung beteiligt sind und die daher sehr
genaue Kennwerte aufweisen müssen, so daß eine schaltungsmäßige Anordnung solcher Bauteile für die Herstellung
der Schaltung als integrierte Schaltung ungeeignet ist. Nichtlineare Anhebungsschaltungen nach dem
Stand der Technik weisen ferner eine Schalteinrichtung auf, die dazu dient, im normalen Aufnahmebetrieb die
nichtlineare Anhebungsschaltung zu überbrücken, um ein nicht angehobenes Signal zu erhalten; derartige
Schalteinrichtungen sind jedoch kompliziert aufgebaut, wie im folgenden erläutert ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine nichtlineare Anhebungsschaltung anzugeben, deren Aufbau
die Herstellung in IC-Form erlaubt und eine kleine Anzahl von Anschlüssen und peripheren Bauteilen aufweist,
und die ferner hinsichtlich der Frequenzcharakteristik relativ leicht auszulegen ist und eine einfach aufgebaute
Schalteinrichtung aufweist.
Die Aufgabe wird anspruchsgemäß gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Ein wesentliches Merkmal der Erfindung ist, daß das Eingangssignal zu einem Hochpaß-Filter geleitet wird, das
Ausgangssignal dieses Filters in einer Kompressorschaltung mit variabler Verstärkung verarbeitet wird, die bei
Abnahme bzw Zunahme des Pegels des Eingangssignals zunimmt bzw abnimmt, und das Ausgangssignal der Kompressorschaltung
und das Eingangssignal in einer Addierschaltung addiert werden, so daß je nach dem Pegel des Eingangssignals
die gewünschte Anhebungscharakteristik erhalten wird.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist, daß der Schaltungsabschnitt, der bei der Festlegung des Frequenzgangs
oder der Frequenzcharakteristik mitwirkt, keine nichtlinearen Elemente enthält.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1: ein Schaltbild einer herkömmlichen nichtlinearen Anhebungsschaltung;
Fig. 2 und 3: Diagramme zur Erläuterung der Wir·*--
kungsweise der Schaltung von Fig. 1; *
Fig. 4: ein Blockschaltbild des schematischen Aufbaus einer nichtlinearen Anhebungsschaltung
gemäß der Erfindung;
Fig. 5 bis 8: Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 4
und
Fig.9 bis 11: Schaltbilder von praktischen Ausführungsbeispielen
der Erfindung.
Zum besseren Verständnis der Erfindung werden zunächst anhand der Fig. 1 bis 3 die oben erwähnten Nachteile
des Stands der Technik näher erläutert.
Fig. 1 zeigt beispielhaft eine typische nichtlineare Anhebungsschaltung nach dem Stand der Technik mit einem
Eingangsanschluß 1 und einem Ausgangsanschluß 2. Die Basis eines Verstärker-Transistors Q1 ist über einen Kopplungskondensator
C. mit dem Eingangsanschluß verbunden. An der Basis dieses Transistors liegt eine Vorspannung,
da die Basis an die Verbindungsstelle von zwei Widerständen R1 und-R„ angeschlossen ist, die zwischen einer
Spannungsquelle V und Erde in Serie geschaltet sind.
CC
Der Transistor Q1 ist mit seinem Kollektor an einen Widerstand
R- als Last und mit seinem Emitter an einen Widerstand R. angeschlossen. Parallel zum Widerstand R3
liegt eine Reihenschaltung, die aus zwei antiparallel geschalteten Dioden D1 und D2 und aus dem in Reihe geschalteten
Widerstand R, und dem Kondensator C-. besteht. Parallel zum Widerstand" R. liegt eine Reihenschaltung
aus einem Widerstand Rg und einem Kondensator C2. Die
Widerstände Rc und R, und die Kondensatoren C0 und C_
sind die wesentlichen Bauelemente zur Festlegung des Frequenzgangs bzw der Frequenzcharakteristik der Anhebungsschaltung.
Die Dioden D1 und Dn sind elektrisch
mit der Reihenschaltung aus dem Widerstand Rfi und dem
Kondensator C3 verbunden und wirken mit diesen so zusammen,
daß eine nichtlineare Anhebung erzielt wird.
Im folgenden wird die Wirkungsweise der Anhebungsschaltung kurz beschrieben.
Zunächst wird die Emitter-Impedaz Z des Transistors
Q1 berechnet, für die gilt
Z = R4 (1+ J
E 1 + JwC2 (R4 + R5)
wobei co die Kreisfrequenz bedeutet.
Wenn das Eingangssignal auf die Basis des Transistors Q1 gebracht wird, ergibt sich folgende Frequenzabhängigkeit
des Emitterstroms i :
L = 1 + JwC2 (R4 + R5)
ZE R4 (1 + jwC2R5)
Die Kennlinie des Emitterstroms i ist in Fig. graphisch dargestellt, wobei zu entnehmen ist, daß der
Emitterstrom ie im tieferen Frequenzbereich bei einer
Kreisfrequenz cjg , die als
S1 C2 (R4 + R5)
definiert ist, um 3dB erhöht ist.
(2)
J i Z b J 4 I
Der Wert i do des Emitterstroms i im höheren e e
Frequenzbereich, bei dem die Impedanz des Kondensators C„ vernachlässigbar ist, ergibt sich zu
~> *4 + R5 (3).
co R4-R5
Dementsprechend verringert sich bei der Kreisfrequenz
co_2, für die gilt
der Emitterstrom um 3dB gegenüber seinem Wert i oo ·
Andererseits ergibt sich die Kollektor-Impedanz Z„
des Transistors Q1 zu
R3 {1 + JQ)C3 (R6 + RP)}_ . , . (5) f
ZC χ + Jt1)C3 (R3 + R6 + rd)
wobei Co die Kreisfrequenz und
R_ den Leitungswiderstand der Dioden D1 und D„
in Durchlaßrichtung (dh im leitenden Zustand)·, bedeuten.
Wenn die beiden Dioden D1 und D„ leitend sind und ihr
Leitungswiderstand in Durchlaßrichtung bei hinreichend großem Eingangssignal am Eingangsanschluß 1 als Null angenommen
wird, gilt die Beziehung
Z = R3 (1 + JO)C3Rg)
C " 1 + Jo1C3 (R3 + R6)
C " 1 + Jo1C3 (R3 + R6)
Wenn bei genügend hohem Eingangssignal RD = 0 ist>
nimmt die Kollektor-Impedanz Z_ bei einer Kreisfrequenz u)g,, die als
C3 (R3 + R6)
J)
definiert ist, gegenüber ihrem Wert im tieferen Frequenzbereich
um 3dB ab.
Weiterhin gilt für den Wert ZW der Kollektor-Impedanz
im höheren Frequenzbereich, wenn bei genügend hohem Eingangssignal RD = 0 ist,
^ R3 R6-R3
+ R6
Die Kollektor-Impedanz ist um 3dB größer als der bei einer Kreisfrequenz cj„. auftretende Wert Z . Für
S4 C3 R6
Die Gesamtcharakteristik der nichtlinearen Anhebungsschaltung von Fig. 1 wird durch das Produkt aus Gleichung (1),
die der Charakteristik des Emitterstroms i entspricht, und Gleichung (5), die der Charakteristik der Kollektor-
J I Zb
Impedanz ZQ entspricht, dargestellt. So ergibt sich am
Ausgangsanschluß 2^, wenn man Gleichung (6) zur Beschreibung
der Charakteristik der Kollektor-Impedanz Z verwendet, dh, wenn der Pegel des Eingangssignals genügend
hoch ist und R0 als Null angesetzt wird, eine
Ausgangsspannung v„ von
ti
VH Äi, a + jCÜ°2 (R4 + R5)} · R3 (1 *
VH Äi, a + jCÜ°2 (R4 + R5)} · R3 (1 *
R4 (1 + JuC2Rs) {1 + JuC3 (R3 + Rß) }
Wenn C2R5=C3R5 und C3(R4+R5) = C3(R3+Rg) ist, dh, wenn
^82 = °° S4 und WS1 =CüS3 ist <wobei diese Bedingungen
bei der Schaltungsauslegung zu allgemeinen Zwecken gültig sind, gilt
wobei die Ausgangsspannung VR eine flache Kennlinie aufweist,
die frequenzunabhängig ist.
Im folgenden wird der Fall behandelt, in dem bei nicht
ausreichend hohem Pegel des EingangsSignaIs R0 nicht gleich
Full ist. Die Kollektor-Impedanz ZQ des Transistors Q erniedrigt
sich bei einer Kreisfrequenz Cjoacr die definiert
DJ
ist als
(10),
"s5 C3 (R3 + Rg +
gegenüber ihrem Wert im tieferen Frequenzbereich um 3dB.
Die Kollektor-Impedanz Zn ist für den höheren Frequenzbereich
gegeben durch
Z - R3 (R-6 + RP)
c R3 + R6 + Rd
Bei einer Kreisfrequenz <xw liegt die Kollektorimpedanz
3dB über dem Wert Z «> ; für Oi gilt
■ = 1
(11) .
"1So C3 (R6 + Rd)
Für die mit V„ bezeichnete Gesamtcharakteristik
im höheren Frequenzbereich ergibt sich entsprechend für RD = 0 ein Wert V Oo , für den gilt
R5 . R3 (Re + Rp) .....-(12),
R4 R5 R3 + R6 + Rd
R4 + R5
da der Emitter strom i ^0 aa -—Ξ———i— und die Kollektor-
" R4 κς
Impedanz 3
R (R + R)
Im niedrigeren Frequenzbereich nimmt die Gesamtcharakteristik V den Wert VMQ an, für den gilt:
VM0 ^TT * R3
(13),
da der Emitterstrom i n*^ =— und die Kollektor-Impedanz
eu κ.
Z^ = R3 sind.
I C U O 4 I
Wenn das auf den· Eingangsanschluß 1 gebrachte Eingangssignal klein ist, die Dioden D1 und D_ nicht leitend
sind, also R =co ist, ist zum einen der Emitterstrom
i durch Gleichung (1) und zum anderen die Kollektor-Impedanz durch Z_T = R_ gegeben, so daß für die Gesamtcharakteristik
VT die Beziehung
v ^ α + J"C2 (R4 + R5)>
. ρ (14J
L R4 (1 + JCR) 3
gilt, die eine Frequenzabhängigkeit beschreibt, die durch
den Emitterstrom i des Transistors Q1 bestimmt ist.
Wie oben beschrieben, hängt die durch das Produkt aus Gleichung (1) und Gleichung (5) definierte Gesamtcharakteristik
vom Leitungswiderstand R der Dioden D1
und D„ ab; dies bedeutet, daß sich der Pegel des Eingangssignals,
wie aus den Gleichungen (1), (5), {9'), (13) und (14) hervorgeht, und der Frequenzgang wie in
Fig. 3 verhalten, indem sie sich bei Abnahme des Pegels des Eingangssignals von einem flachen, der Gleichung (9)
entsprechenden Kurvenverlauf (a) bis zu dem durch die Werte von C-, R. und R5 bestimmten Kurvenverlauf (c)
ändern, der Gleichung (14) entspricht. Dazwischen liegt der Kurvenverlauf (b), der dem Produkt von Gleichung (1)
und Gleichung (5) entspricht.
Auf diese Weise besitzt die in Fig. 1 dargestellte Schaltung eine nichtlineare Anhebungskennlinie und kann
beim Einsatz in Heim-Videorecordern das Signal-Rausch-Verhältnis im Langzeit-Aufnahmebetrieb erheblich verbessern.
Bei der oben erläuterten herkömmlichen nichtlinearen Anhebungsschaltung ist die Auslegung zum Teil, so bei der
Festlegung der in Fig. 3 gezeigten Übergangsfrequenzen COcι unc^ (λ)«.,-» einfach, jedoch teilweise auch sehr schwierig,
nämlich bei der Festlegung der Abhängigkeit des Pegels des Eingangssignals von der Frequenz für alle Kurvenverläufe
zwischen (a) und (c) von Fig. 3, zum Beispiel für den Kurvenverlauf (b), da alle dazwischenliegenden
Kurvenverläufe von RD abhängen.
Es war daher unvermeidlich, Konstanten für die dazwischenliegenden Kurvenverlaufe empirisch festzulegen.
Der zur Festlegung der Frequenzcharakteristik dienende Teil der Schaltung enthält ferner nichtlineare Bauelemente
wie die Dioden D1 und D^, die für die Entstehung
von Verzerrungen durch Oberwellen verantwortlich sind, wobei sich insbesondere der Pegel der Oberwellen entsprechend
der Zunahme des Pegels des Eingangssignals erhöht und der so erhöhte Pegel der Oberwellen direkt
mit dem Ausgang der Schaltung gekoppelt ist, was die Bildqualität ungünstig beeinflußt.
In Fig. 1 ist ferner eine Schalteinrichtung dargestellt,
die strichpunktiert eingerahmt ist. Diese Schalteinrichtung macht während des normalen Aufnahmebetriebs
die nichtlineare Anhebung unwirksam; sie enthält einen Transistor Q1', der einen Teil des am Eingangsanschluß 1
anliegenden Eingangssignals erhält und verstärkt. Ferner ist ein Paar Transistoren Q1 und Q „ vorgesehen, deren
Emitter und Kollektoren miteinander verbunden sind, wobei
J I L O J
die beiden miteinander verbundenen Kollektoren an eine Spannungsquelle V angeschlossen und die beiden miteinander
verbundenen Emitter über einen Emitterwiderstand R0,- geerdet sind. Die Basis des Transistors Q0,-steht
mit dem Kollektor des Transistors Qc1 in Verbindung
und empfängt von dort dessen angehobenes Ausgangssignal. Die Basis des Transistors Q0,.. ist an die
Verbindung der in Reihe geschalteten Widerstände R0, χ
und Rg2 angeschlossen und erhält von dort ein Schaltsignal.
Weiterhin empfängt die Basis des Transistors Q0,.. das Ausgangssignal des Transistors Q1 1. Das Transisto
renpaar Q051 und Qg2 wirkt in der Weise als Schalter,
daß jeder der beiden Transistoren Qg1 und Q052 dann, wenn
an seiner Basis eine höhere Spannung als an der Basis des anderen Transistors liegt, leitend und dann, wenn
an seiner Basis eine niedrigere Spannung als an der Basis des anderen Transistors liegt, nichtleitend wird.
Wenn an die Basis des Transistors Q1 bei normalem Aufnahmebetrieb
ein Schaltsignal derart angelegt wird, daß die Spannung an der Basis des Transistors Q31 größer
ist als an der Basis des Transistors Qq2* werden die
Transistoren Q31 bzw Q32 leitend bzw nichtleitend. Dabei
wird das auf den Eingangsanschluß 1 gebrachte Eingangssignal vom Transistor Q1' verstärkt und das verstärkte
Signal dann ohne Anhebung durch den Transistor Q0i zum Ausgangsanschluß 2'. gebracht. Andererseits liegt
bei nicht vorhandenem Schaltsignal im Langzeit-Aufnahmebetrieb die Basis des Transistors Q0,1 auf Erdpotential
und hat damit eine niedrigere Basisspannung als der Transistor Q32, so daß die Transistoren Q . bzw Q32
nichtleitend bzw leitend werden. Als Ergebnis wird durch den Transistor Qq2 das einer nichtlinearen Anhe-
bung unterworfene Ausgangssignal des Transistors Q1 auf
den Ausgangsanschluß 2' gebracht.
Aus der obigen Erläuterung geht hervor, daß der für die selektive Unterdrückung der nichtlinearen Anhebung
im normalen Aufnahmebetrieb benötigte Schaltkreis kompliziert ist.
In diesem Zusammenhang ist wichtig, daß die Widerstände R1- und R, und die Kondensatoren C0 und C_ zur
ob. Zi
Festlegung der Frequenzcharakteristik sehr genau bemessen sein müssen. Diese Bauelemente müssen daher
außerhalb einer integrierten Schaltung vorgesehen werden, was zu einer erhöhten Anzahl von Anschlüssen und
peripheren Teilen der Schaltung führt. Dieser Nachteil wird durch den komplizierten Aufbau der Schalteinrichtung
noch verschärft, womit ein Aufbau als integrierte Schaltung noch ungünstiger ist.
Das Prinzip der Erfindung kann am besten anhand von Fig. 4 verstanden werden, in der eine Ausführungsform der Erfindung in einem Blockschaltbild dargestellt
ist; das Blockschaltbild umfaßt einen Eingangsanschluß 1 für das Eingangssignal, einen Ausgangsanschluß 2 für das
Ausgangssignal, ein Hochpaß-Filter 3, eine Kompressorschaltung 4 und eine Addierschaltung 5. Das mit einem
Eingangssignal gespeiste Hochpaß-Filter 3 erzeugt ein Ausgangssignal, das zur Kompressorschaltung 4 gelangt.
Die Addierschaltung 5 überlagert dem auf den Eingangsanschluß 1 gebrachten Eingangssginal das Ausgangssignal
der Kompressorschaltung 4 und erzeugt damit ein angeho-5
benes Ausgangssignal.
O I /LU O
Fig. 5 zeigt den Frequenzgang des Hochpaß-Filters 3; Fig. 6 zeigt das Verhältnis von Ausgangssignalpegel zu
Eingangssignalpegel in Abhängigkeit vom Pegel des Eingangssignals für die Kompressorschaltung 4. Wie Fig. 6
zu entnehmen ist, führt bei der Kompressorschaltung 4
eine Erhöhung bzw Erniedrigung des Eingangssignalpegels (Amplitude) zu einer Erniedrigung bzw Erhöhung des Verhältnisses
von Ausgangssignalpegel zu Eingangssignalpegel, dh der Verstärkung. Oberhalb eines bestimmten
Eingangssignalpegels besitzt die Kompressorschaltung 4
konstante Verstärkung. Die Gesamtcharakteristik, die
sich aus der in Fig. 5 gezeigten Kennlinie des Hochpaß-Filters 3 und der in Fig. 6 gezeigten Kennlinie der
Kompressorschaltung 4 zusammensetzt, ist in Fig. 7 dargestellt. Die Kurven C1, b.. bzw a.. in Fig. 7 entsprechen
niedrigen, mittleren bzw großen Eingangssignalpegeln. Das Ausgangssignal der Kompressorschaltung 4 wird ferner
auf einen geeigneten Wert abgeschwächt und dann der Addierschaltung 5 zur Addition mit dem ursprünglichen
Eingangssignal zugeführt. Am Ausgangsanschluß 2 tritt dann die in Fig. 8 dargestellte Frequenzcharakteristik
auf. Die Kurven c2, b_ bzw a2 entsprechen niedrigen,
mittleren bzw großen Eingangssignalpegeln.
Aus der in Fig. 8 dargestellten Kennlinie ist zu entnehmen, daß die in Fig. 4 gezeigte Schaltung eine
nichtlineare Anhebungscharakteristik aufweist.
Fig. 9 zeigt eine Ausfuhrungsform der Erfindung,
die sich zur Herstellung in Form einer integrierten Schaltung eignet. In dieser Abbildung sind ein Eingangs-
anschluß, ein Ausgangsanschluß, ein Hochpaß-Filter,
eine Kompressorschaltung und eine Addierschaltung wie in Fig. 4 miteinander verbunden, wobei gleiche
Bauteile mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind.
Wie aus Fig. 9 hervorgeht, gelangt das Eingangssignal über den Eingangsanschluß 1 und einen Kopplungskondensator C1 zur Verbindungsstelle des Emitters eines
Klemmschaltungs-Transistors Q2 mit der Basis eines
Puffer-Transistors Q3. Das Hochpaß-Filter 3 enthält eine Serienschaltung aus den Widerständen Rg und Rg
und einem Kondensator C4. Die Kompressorschaltung 4 enthält die Transistoren Q4 und Qx-, die einen Differenzverstärker
bilden, und eine Serienschaltung, die die Kollektoren dieser beiden Transistoren verbindet und
aus dem Widerstand R14 und den als Diode geschalteten
Transistoren Qc und Q-, besteht. Die Transistoren Qc
und Q7 sind antiparallel geschaltet. Zwischen dem Kollektor des Transistors Q4 und der Spannungsquelle
V liegt ein Widerstand R1o; zwischen dem Kollektor
cc ^ 12
des Transistors Q1. und der Spannungsquelle V ist
O CC
ein Widerstand R13 vorgesehen. Der Emitter des Transistors
Qß und der Kollektor und die Basis des Transistors Q7
sind gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors Q4 verbunden. Basis und Kollektor des Transistors Q,
und der Emitter des Transistors Q7 sind gemeinsam mit
einem Ende des Widerstands R14 verbunden, dessen
anderes Ende mit dem Kollektor des Transistors Q5
verbunden ist. Die Emitter der Transistoren Q4 bzw Q1. sind beide über die Widerstände R1n bzw R11 an eine
Konstantstromquelle I2 angeschlossen. Die Basis des
Transistors Q4 ist mit einem Ende eines Widerstands R7
verbunden, dessen anderes Ende mit dem Emitter des
<-< I i. U vj *t I
Puffer-Transistors Q3 verbunden ist, dessen Ausgang
am Emitter abgenommen wird. Die Basis des Transistors Q1. ist an die Verbindung zwischen dem Widerstand R„
und dem Kondensator C. angeschlossen. Das andere Ende des Widerstands R„ ist an den
Transistors Q- angeschlossen.
Transistors Q- angeschlossen.
des Widerstands R„ ist an den Emitter des Puffer-
Die Addierschaltung 5 enthält einen Transistor Qg,
dessen Basis an den Kollektor des Transistors Q1-, dessen
Kollektor an die Spannungsquelle V und dessen Emitter an eine Stromquelle I_ und an das eine Ende
eines Widerstands R. j. angeschlossen ist. Weiterhin
enthält die Addierschaltung einen Transistor Q„, dessen Basis über den Kopplungskondensator C1 mit dem Eingangsanschluß
1, dessen Kollektor mit der Spannungsquelle V und dessen Emitter mit einem Ende des Widercc
stands R._ verbunden ist. Die anderen Enden der Widerstände
R1 ς und R1 , sind beide mit dem Ausgangsanschluß
2 verbunden. Zwischen einem Ende des Widerstands R.,
und Erde ist ein Widerstand R17 geschaltet. Eine weitere
Stromquelle I1 ist mit dem Emitter des Puffer-Transistors
Q_ verbunden. An der Basis des Klemmschaltungs-Transistors
Q2 liegt eine Vorspannung E1. Die Schaltung weist ferner
einen externen Anschluß 6 auf. Alle Bauelemente der Fig. 9 außer dem Kopplungskondensator C1, dem Kondensator
C., dem Hochpaß-Filter 3 und dem Widerstand R„, die außerhalb der Anordnung miteinander verschaltet
werden, können in integrierter Bauweise ausgeführt werden.
Die Wirkungsweise der obigen Schaltung wird im folgenden erläutert.
Ein über den Eingangsanschluß 1 empfanenes Videosignal wird über dem Kondensator C1 auf den Emitter
des Klemmschaltungs-Transistors Q2 und auf die Basen der Puffer-Transistoren Q-. und Q„ gebracht; die Synchronisations-Spitzenspannung
wird bei E1-V^p2 festgehalten,
wobei VR„2 die Basis/Emitter-Spannung des Transistors Q„
ist.
Das Signal vom Emitter des Puffer-Transistors Q_
wird über den Widerstand R_ auf die Basis des Transistors Q. und über den Widerstand RR auf die
Basis des Transistors Q5 gebracht. Da die Basis des
Transistors Q1. über den Kondensator C. und den
Widerstand Rq geerdet ist, weist das an der Basis
des Transistors Q5 anliegende Eingangssignal eine
Tiefpaßfiltercharakteristik auf, die durch die Widerstände
R„ und Rg und den Kondensator C4 festgelegt ist.
Andererseits weist das am Differenzverstärker, der aus den Transistoren Q4 und Q,- besteht, anliegende Eingangssignal
die in Fig. 5 dargestellte Hochpaßfiltercharakteristik auf. Hierbei ist besonders hervorzuheben,
daß das Hochpaß-Filter 3 eine durch die Größe C4 (Rg + Rg) bestimmte Zeitkonstante aufweist
und daher die Hochpaßfiltercharakteristik nicht wesentlich vom Pegel des Eingangssignals bzw gegenüber Änderungen
des Pegels des Eingangssignals unempfindlich ist.
im
Anders ausgedrückt sind/Hochpaß-Filter 3 Bauelemente, deren Schaltkreis-Konstanten vom Eingangssignalpegel abhängen, vermieden, was ein unkompliziertes Schaltungsdesign ermöglicht.
Anders ausgedrückt sind/Hochpaß-Filter 3 Bauelemente, deren Schaltkreis-Konstanten vom Eingangssignalpegel abhängen, vermieden, was ein unkompliziertes Schaltungsdesign ermöglicht.
Andererseits gilt für die Kollektor-Impedanz Zr,
des Differenzverstärkers (Q4, Q5) unter der Annahme,
daß der dynamische Widerstand der Transistoren Q, und Q7 in der Diodenschaltung gleich RD und R12 = R13 ist,
(Rp + R14)
M (Rp + R14)
1Z 2
1Z 2
Für große Signalhöhen ist RQ ^R...; daher gilt
Rl 2 +^
+-^14.
(16).
Als Folge einer Abnahme des Eingangssignalpegels
nähert sich der Wert für Z„, dem Wert der sich aus Gleichung (15) ergibt. Bei weiter abfallendem Eingangssignalpegel
werden die als Diode geschalteten Transistoren Qß und Q7 ausgeschaltet, und es gilt:
2Cl = R12
Die Kompressorschaltung 4 kann somit durch Verwendung der oben abgeleiteten Charakteristik für Z_ die
in Fig. 6 dargestellte Kennlinie besitzen. Weiter ist festzustellen, daß alle Bauelemente zur Festlegung von
Z_,- Leitungskonstanten besitzen, die im wesentlichen
frequenzunabhängig bzw gegenüber Frequenzänderungen unempfindlich sind, wie aus der obigen Erläuterung hervorgeht
und daher die Verstärkung der Kompressorschal-
-tung 4 ebenfalls keine wesentliche Frequenzabhängigkeit aufweist.
Das Ausgangssignal der Kompressorschaltung 4 wird über den Puffer-Transistor 0- auf die Addierschaltung 5
gebracht und zu dem vom Puffer-Transistor Q_ kommenden
Original-Videosignal in einem vorgegebenen Verhältnis (Additionsverhältnis) addiert. Dieses Verhältnis wird
durch die Größe der Widerstände R1c und R1, bestimmt
IP I D
und als Spannungs-Überlagerungsverhältnis V1R1 κ:ν R1-ausgedrückt.
Dabei bedeuten v. den Originalsignalpegel und ν den Signalpegel am Ausgang der Kompressorschaltung.
So muß zB ein Überlagerungsverhältnis von 1:1 eingestellt werden, um bei einer Abschwächung des Eingangssignalpegels
von ungefähr 2OdB eine Anhebung um 6dB zu erreichen. Dementsprechend muß das Verhältnis R1 ,-/R1,-gleich
10:1 sein, um im höheren Frequenzbereich eine Anhebung um 6dB zu erreichen, wenn' der Eingangsignalpegel
um 2OdB abnimmt; wenn das Ausgangssignal der Kompressorschaltung 1 V ist und OdB des Eingangs-
p-p
signals 1 V , entspricht. Andererseits bleibt der
p-p
Ausgangssignalpegel ν der Kompressorschaltung ebenfalls fast unverändert, wenn der Pegel des Eingangssignals OdB
ist und genügend groß ist. Dabei wird die Höhe des Ausgangssignals, das von der Kompressorschaltung auf
die Addierschaltung gebracht wird, vernachlässigbar klein im Vergleich zu der Höhe v. des Eingangssignals,
womit die Anhebung im wesentlichen entfällt. Als Ergebnis ergibt sich die in Fig. 8 gezeigte Kennlinie am Ausgangsanschluß
2, woraus hervorgeht, daß eine nichtlineare Anhebungsschaltung vorliegt.
Da externe Anschlüsse nur für den Eingangsanschluß
O I L· Ü J
den Ausgangsanschluß 2 und den Außenanschluß 6 zur Verbindung mit der RC-Reihenschaltung im Hochpaß-Filter
3 benötigt werden und die Anzahl peripherer Bauelemente verringert ist, kann die in Fig. 9 dargestellte
Ausführungsform der Erfindung als integrierte Schaltung
hergestellt werden.
Fig. 10 zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung,
die sich von der in Fig. 9 nur durch ein wesentlich anders aufgebautes Hochpaß-Filter 3 unterscheidet.
Im einzelnen ist hierbei ein Kondensator 24 und ein Widerstand 29 zwischen dem Eingangsanschluß 1 und
der Basis des Transistors Q. in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung auf der Seite des Kondensators
mit dem Eingangsanschluß 1 und auf der Seite des Widerstands über einen Außenanschluß 6 mit der Basis des
Transistors Q4 verbunden ist. Ein am Eingangsanschluß 1
empfangenes Eingangssignal gelangt zum einen über den Kondensator 24, den Widerstand 29 und den Außenanschluß
6 zur Basis des in der Kompressorschaltung 4 enthaltenen
Transistors Q4, dessen Basis ferner über den Widerstand
R27 mit dem Emitter des Transistors Q, verbunden ist.
Bei dieser Ausführungsform ist festzustellen, daß
bei der Verbindung zwischen dem Widerstand R„8 und der
Basis des Transistors Qn. keine Verzweigung vorliegt. Der
Kondensator C24 und die Widerstände R»g und R»7 bilden
das Hochpaß-Filter 3 mit einer Zeitkonstante von C^4MR77 + Rpq) · Zum anderen wird das Eingangssignal über
den Kondensator C1 auf die Basis des Transistors Q„
gebracht und in der Addierschaltung 5 zum Ausgangssignal der Kompressorschaltung 4 addiert. An der
Basis des Puffer-Transistors Q_ liegt eine Vorspannung
E„.
Wenn die Zeitkonstante des Hochpaß-Filters gleich wie bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 9 gewählt
wird, besitzt das in Fig. 10 dargestellte Ausführungsbeispiel die gleiche Frequenzkenn]inie.
In Fig. 11 ist eine weitere 1 usführungsform dargestellt,
die außer einer zusätzlichen Schalteinrichtung 7 zum Ein- bzw Ausschalten der nichtlinearen Anhebung
für den Langzeit- bzw den normalen Aufnahmebetrieb und einem Eingangsanschluß 8 für das Schaltsignal
gleich wie die in Fig. 9 dargestellte Schaltung ist. Die Schalteinrichtung 7 ist dabei äußerst vereinfacht
aufgebaut mit einem Schalttransistor Q1 , dessen Kollektor
mit einem Widerstand Rq, dessen Emitter mit Erde und dessen Basis mit einem Widerstand R18 verbunden
sind. Der Kollektor des Transistors Q10 ist ferner
über den Widerstand Rg und den Kondensator C. mit einem
Außenanschluß 6 verbunden. Ein Schaltsignal, das am Eingangsanschluß 8 empfangen wird, gelangt.über den
Widerstand R18 zur Basis des Transistors Q10- Während
des Langzeit-Aufnahmebetriebs wird eine Gleichspannung an den Eingangsanschluß 8 gelegt, die ausreicht, um
den Transistor leitend zu machen. In diesem Fall ist die anhand von Fig. 9 beschriebene nichtlineare Anhebung
wirksam, da die Kollektorimpedanz des Transistors Q1 gegenüber dem Widerstand Rq sehr klein ist und daher
der Widerstand Rg praktisch auf Erdpotential liegt.
Während des normalen Aufnahmebetriebs wird andererseits der Eingangsanschluß 8 für das Schaltsignal auf
Erdpotential gebracht. In diesem Fall ist die Kollektor-Impedanz des Transistors Q10 gegenüber dem Widerstand
R_ sehr groß, weshalb der Kollektor als offen anzusehen ist. Die Basen der Transistoren Q. und Qn.,
die den Differenzverstärker bilden, werden infolgedessen mit identischen Signalen versorgt, so daß am
Kollektor des Differenzverstärkers kein Signal erscheint. Da kein Additionssignal der Kompressorschaltung
4 vorliegt, erfolgt keine nichtlineare Anhebung, und das unveränderte Originalsignal liegt als solches
am Ausgangsanschluß 2 vor.
Die in Fig. 10 dargestellte Schalteinrichtung 27 besitzt im wesentlichen gleichen Aufbau wie die entsprechende
Anordnung in Fig. 11. Die Schalteinrichtung
von Fig. 10 enthält einen Transistor Q20' dessen Kollektor
über einen Kondensator C30 mit einem Widerstand 29
verbunden und dessen Emitter geerdet ist, wobei ein Widerstand 38, zwischen der Basis des Transistors Q2
und dem Eingangsanschluß 8 für das Schaltsignal liegt. Wenn der Transistor Qyn durch das Schaltsignal leitend
gemacht wird, wird die Verbindung zwischen dem Widerstand R?q des Hochpaß-Filters 3 und dem Transistor
Q. der Kompressorschaltung 4 wechselstrommäßig geerdet, wodurch das Ausgangssignal der Koirtpressorschaltung auf
Null zurückgeht. Wenn der Transistor Q20 andererseits
nichtleitend ist, ist die Schalteinrichtung 27 elektrisch vom Hochpaß-Filter 3 isoliert, wodurch die Anhebung
wirksam wird.
Wie oben beschrieben, wird bei der vorliegenden
Erfindung die Frequenzcharakteristik nur durch die Zeitkonstante des Hochpaß-Filters, das nur passive
Bauelemente enthält, die keine nichtlinearen Bauteile sind und das Überlagerungsverhältnis der
Addierschaltung bestimmt, wodurch gegenüber dem Stand der Technik eine einfache Schaltkreisauslegung
ermöglicht wird. Weiterhin wird, wenn der Eingangssignalpegel groß ist, das Additionsverhältnis
des Ausgangssignals der Kompressorschaltung, das vor allem harmonische Verzerrungen aufweist, verringert
und demzufolge der Oberwellenpegel im Ausgangssignal minimiert, womit die Verschlechterung der Bildqualität
auf ein Minimum zurückgedrängt werden kann.
Die erfindungsgemäße nichtlineare Anhebungsschaltung eignet sich ferner für die Herstellung in Form einer
integrierten Schaltung, wobei die Anzahl der Anschlüsse und der peripheren Bauteile verringert ist.
Leerseite
Claims (4)
- Ansprüche- ein Hoehpaß-Filter (3), das das Eingangssignal empfängt,- eine mit dem Ausgangssignal des Hochpaß-Filters (3) gespeiste Kompressorschaltung (4), deren Übertragungsverhältnis in Abhängigkeit vom Ausgang des Hochpaß-Filters (3) variabel ist/ wobei das Übertragungsverhältnis bei ansteigendem Ausgangssignal des Hochpaß-Filters (3) kleiner und bei fallendem Ausgangssignal größer wird,und- eine mit dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal der Kompressorschaltung (4) versorgte Addierschaltung (5), die diese Signale zur Erzeugung eines angehobenen Ausgangssignals in einem bestimmten Verhältnis addiert.81- (A5554-O2)-SF-BkJ IZbJ4 I
- 2. Anhebungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochpaß-Filter (3) einen Frequenzgang aufweist, der gegenüber Änderungen des Pegels des Eingangssignals praktisch unempfindlich ist, und die Kompressorschaltung (4) ein Übertragungsverhältnis besitzt, das gegenüber Frequenzänderungen des Ausgangssignals des Hochpaß-Filters (3) praktisch unempfindlich ist.
- 3. Anhebungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompressorschaltung (4) einen Differenzverstärker mit einem ersten und einem zweiten Transistor (Q4JQs) und eine zwischen den Kollektoren der Transistoren geschaltete Serienschaltung aus einem Widerstand (R-m) und antiparallel geschalteten Diodenbauteilen (Q6 ,Q-) aufweist und das Hochpaß-Filter (3) eine elektrisch mit einem der Transistoren verbundene Filterschaltung enthält.
- 4. Anhebungsschaltung nach einem der Ansprüche 1-3, ferner gekennzeichnet durch elektrisch mit dem Hochpaßfilter verbundene Schalteinrichtung (7 ) zur Abschaltung des Hochpaßfilters ( 3 ) .
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9052880A JPS5717241A (en) | 1980-07-04 | 1980-07-04 | Dynamic emphasis circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3126341A1 true DE3126341A1 (de) | 1982-03-18 |
DE3126341C2 DE3126341C2 (de) | 1984-06-28 |
Family
ID=14000916
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3126341A Expired DE3126341C2 (de) | 1980-07-04 | 1981-07-03 | Nichtlineare Anhebungsschaltung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4451746A (de) |
JP (1) | JPS5717241A (de) |
DE (1) | DE3126341C2 (de) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3307014A1 (de) * | 1983-02-28 | 1984-08-30 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltung zur verbesserung der bildschaerfe bei einem videorecorder |
DE3439126A1 (de) * | 1983-10-25 | 1985-05-02 | Sony Corp., Tokio/Tokyo | Nichtlineare digitale emphasisschaltung |
DE10114818A1 (de) * | 2001-03-26 | 2002-09-26 | Micronas Munich Gmbh | Adaptives Verfahren und Vorrichtung zur Bearbeitung eines zur Bildung eines Fernsehbildes dienenden Luminanzsignals |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5915903U (ja) * | 1982-07-21 | 1984-01-31 | 河口湖精密株式会社 | デジタル測長器 |
JPS6030285A (ja) * | 1983-07-29 | 1985-02-15 | Victor Co Of Japan Ltd | 映像信号記録再生装置 |
DE3410944C1 (de) * | 1984-03-24 | 1985-05-09 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh, 8225 Traunreut | Gekapselte Meßeinrichtung |
US4586760A (en) * | 1984-06-01 | 1986-05-06 | Bausch & Lomb Incorporated | Measuring scale casing and mounting spar |
KR910000368B1 (ko) * | 1984-09-12 | 1991-01-24 | 마쯔시다덴기산교 가부시기가이샤 | 비선형 신호처리장치 |
US4739514A (en) * | 1986-12-22 | 1988-04-19 | Bose Corporation | Automatic dynamic equalizing |
US5097336A (en) * | 1987-09-22 | 1992-03-17 | Canon Kabushiki Kaisha | Signal processing apparatus |
JP2831996B2 (ja) * | 1987-09-22 | 1998-12-02 | キヤノン株式会社 | 信号記録装置 |
US5126846A (en) * | 1988-08-08 | 1992-06-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Non-linear amplifier and non-linear emphasis/deemphasis circuit using the same |
JP2937328B2 (ja) * | 1988-08-08 | 1999-08-23 | 株式会社東芝 | 非線形エンファシス・ディエンファシス回路 |
JPH0468923A (ja) * | 1990-07-09 | 1992-03-04 | Sony Corp | ノンリニアプリエンファシス・デエンファシスシステム |
US5334886A (en) * | 1992-11-13 | 1994-08-02 | International Business Machines Corporation | Direct-coupled PNP transistor pull-up ECL circuits and direct-coupled complementary push-pull ECL circuits |
US7016509B1 (en) | 2000-09-08 | 2006-03-21 | Harman International Industries, Inc. | System and method for varying low audio frequencies inversely with audio signal level |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2401816A1 (de) * | 1973-01-23 | 1974-07-25 | Dolby Laboratories Inc | Schaltungsanordnung zur stoergeraeuschverminderung |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1046753A (en) * | 1964-07-17 | 1966-10-26 | Standard Telephones Cables Ltd | Improvements in or relating to non-linear networks |
CA955532A (en) * | 1971-04-16 | 1974-10-01 | Masao Tomita | Automatic noise reduction system |
US3980964A (en) * | 1974-05-20 | 1976-09-14 | Grodinsky Robert M | Noise reduction circuit |
JPS5164309A (de) * | 1974-07-19 | 1976-06-03 | Tokyo Shibaura Electric Co | |
JPS5942494B2 (ja) * | 1975-11-28 | 1984-10-15 | 株式会社東芝 | ノイズリダクシヨンソウチ |
US4200889A (en) * | 1976-12-27 | 1980-04-29 | Basf Aktiengesellschaft | Complementary pre-emphasis and de-emphasis circuits for a video signal transfer channel |
-
1980
- 1980-07-04 JP JP9052880A patent/JPS5717241A/ja active Granted
-
1981
- 1981-07-02 US US06/279,811 patent/US4451746A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-07-03 DE DE3126341A patent/DE3126341C2/de not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2401816A1 (de) * | 1973-01-23 | 1974-07-25 | Dolby Laboratories Inc | Schaltungsanordnung zur stoergeraeuschverminderung |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3307014A1 (de) * | 1983-02-28 | 1984-08-30 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltung zur verbesserung der bildschaerfe bei einem videorecorder |
DE3439126A1 (de) * | 1983-10-25 | 1985-05-02 | Sony Corp., Tokio/Tokyo | Nichtlineare digitale emphasisschaltung |
NL8403249A (nl) * | 1983-10-25 | 1985-05-17 | Sony Corp | Niet-lineaire, digitale accentueringsschakeling. |
DE10114818A1 (de) * | 2001-03-26 | 2002-09-26 | Micronas Munich Gmbh | Adaptives Verfahren und Vorrichtung zur Bearbeitung eines zur Bildung eines Fernsehbildes dienenden Luminanzsignals |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3126341C2 (de) | 1984-06-28 |
JPH0132566B2 (de) | 1989-07-06 |
US4451746A (en) | 1984-05-29 |
JPS5717241A (en) | 1982-01-28 |
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DE3712778C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8363 | Opposition against the patent | ||
8365 | Fully valid after opposition proceedings | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |