DE3436646A1

DE3436646A1 - Signalgenerator mit einem digitalen speicher

Info

Publication number: DE3436646A1
Application number: DE19843436646
Authority: DE
Inventors: Masaaki Tokio/Tokyo Arai
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-10-07
Filing date: 1984-10-05
Publication date: 1985-05-02
Also published as: CA1269751A; JP2785821B2; GB8424312D0; NL8403061A; GB2148061B; JPS6080384A; GB2148061A; US4701871A

Description

Signalgenerator mit einem digitalen Speicher

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Signalgenerator, der einen digitalen Speicher benutzt, welcher Signalgenerator auf digitale Weise ein Signal erzeugen kann, das eine Periodizität, beispielsweise die einer Sinuswelle, aufweist.

In einem Speicher, beispielsweise einem Nur-Lesespeicher ROM, ist eine Anzahl von Abtastdaten aus einer Periode einer Sinusschwingung gespeichert, und durch Ändern der Adresse des ROM Schritt für Schritt bei einem vorbestimmten Intervall kann ein digitales Sinuswellensignal erzeugt werden. Die maximale Anzahl der Adressen des ROM in dieser Art eines digitalen Signalgenerators ist durch die Anzahl der Bits des Adresseneingangssignals sowie^die Frequenz des Ausgangssignals und die Taktfrequenz bestimmt und wird im allgemeinen nicht (2ⁿ-l). Aufgrund dieser Tatsache besteht ein Problem dahingehend, daß der Aufbau des Adressengenerators kompliziert ist.

Bei einem anderen Aufbau eines derartigen Signalgenerators ist ein Teil der Daten einer Periode einer Sinusschwingung in einem ROM gespeichert, und die Daten, die die negative Polarität haben, werden durch Invertieren der Polarität der aus dem ROM ausgelesenen Daten gebildet. Dabei werden sowohl Änderungen des Signalanstiegs als auch des Signalabfalls durch Invertieren des Adreßsignals durchgeführt. Mit einem solchen Aufbau kann die Kapazität des ROM klein gehalten werden. In diesem Fall muß allerdings - es sei denn, die Anzahl von Adressen des ROM ist 2ⁿ - eine komplizierte Schaltung gebildet werden, und zwar was den Wert des Adreßsignals, die Steuersignale zum Steuern der Inversion der Polarität der Daten, die ausgelesen wurden, und das Steuern

-A-

des Anstiegs und des Abfalls des Adreßsignals betrifft, was dazu führt, daß die Arbeitsgeschwindigkeit niedrig wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Signalgenerator zu schaffen, der einen digitalen Speicher verwendet, in dem die Anzahl von Adressen des Speichers zum Speichern von Daten eines digitalen Signals, das eine Periodizität, beispielsweise die einer Sinuswelle, einer Cosinuswelle oder dergl. hat, 2 ist, wodurch der Aufbau einer dazu notwendigen Adressenerzeugungsschaltung vereinfacht wird. Desweiteren liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Signalgenerator zu schaffen, der einen digitalen Speicher verwendet, in welchem ein Teil der Daten einer Periode des digitalen Signals, welches eine Periodizität hat, gesteuert werden kann, wordurch ermöglicht wird, die notwendige Kapazität für den Speicher klein zu halten. Eine weitere Aufgabe für die vorliegende Erfindung besteht darin, einen Signalgenerator zu schaffen, der einen digitalen Speicher verwendet, in welchem die Signale zum Steuern des Auslesens von Daten aus dem Speicher oder der Inversion der Polarität der Adressen durch eine Schaltung mit einem einfachen Aufbau gebildet werden können, wenn ein Teil der Daten einer Periode gespeichert ist, und der bei einer hohen Arbeitsgeschwindigkeit betrieben werden kann.

Zur Lösung der vorstehenden Aufgabe wird ein Signalgenerator der eingangs genannten Art vorgeschlagen, der einen digitalen Speicher zum Erzeugen eines digitalen Signals, dessen Wert sich periodisch ändert, verwendet, welcher Speicher 2ⁿ Adressen hat, unter denen jeweils Daten einer Periode des digitalen Signals gespeichert sind, eine Schaltungsanordnung zum Multiplizieren eines digitalen Steuereingangssignals, das einen veränderbaren Wert hat, mit einem vorbestimmten Koeffizienten sowie einen Integrator zum Integrieren des Steuereingangssignals, das mit dem Koeffizienten multipliziert worden ist, jeweils bei Vorliegen eines vorbestimmten

Taktsignals, um ein Adreßsignal für den Speicher zu erzeugen, welches Adreßsignal sich Schritt für Schritt über eine vorbestimmte Anzahl von Intervallen ändert, die mit dem digitalen Steuereingangssignal korrespondieren, aufweist. 5

Außerdem wird zur Lösung der Aufgabe ein Signalgenerator der eingangs genannten Art vorgeschlagen, der einen digitalen Speicher zum Erzeugen eines digitalen Signals, dessen Wert sich periodisch ändert, verwendet und durch einen Speicher, der 2ⁿ Adressen hat, unter welchen jeweils ein Teil der Daten einer Periode des digitalen Signals gespeichert ist, eine Adressenerzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Adreßsignals für den Speicher, wobei ein digitales Steuereingangssignal, das einen veränderbaren Wert hat, der Adressenerzeugungsschaltung zugeführt wird und sich das Adreßsignal Schritt für Schritt über eine vorbestimmte Anzahl von Intervallen ändert, die mit dem digitalen Steuereingangssignal korrespondieren, eine Erfassungsschaltung zum Erzeugen eines Erfassungssignals dann, wenn ein Wert des Adreßsignals, das durch die Adressenerzeugungsschaltung erzeugt wird, 2ⁿ oder größer wird, sowie eine Inversionssteuerschaltung zum Invertieren der Polarität zumindest eines der Adreßsignale für den Speicher und des aus dem Speicher ausgelesenen Signals in Abhängigkeit von dem Erfassungssignal gekennzeichnet ist.

Die oben genannten und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der im folgenden anhand von Figuren im einzelnen gegebenen Beschreibung ersichtlich.

Fig. IA u. Fig. IB zeigen Blockschaltbilder eines Beispiels für eine Einrichtung zum Aufzeichnen und Wiedergeben eines Farb-Videosignals, auf die die vorliegende Erfindung anwendbar ist.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiel

-6-für die vorliegende Erfindung.

Fig. 3, Fig. 4A u. Fig. 4B zeigen schematische Diagramme, die zur Erläuterung der Wirkungsweise eines Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung benutzt werden.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung. 10

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild, das einen Teil eines weiteren Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung darstellt.

Fig. 7, Fig. 8A ...Fig. 8C u. Fig. 9 zeigen schematische Diagramme, die zur Erläuterung der Wirkungsweise eines weiteren Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung benutzt werden.

Fig. 10 zeigt ein schematisches Diagramm, das zur Erläuterung eines weiteren Ausführungsbeispiels für die vorliegende Erfindung benutzt wird.

Fig. 1 zeigt die vollständige Anordnung einer Aufzeichnungs/Wiedergabeeinrichtung für Farb-Videosignale, auf die die vorliegende Erfindung anwendbar ist. Diese Farb-Videosignal-Aufzeichnungs/Wiedergabeeinrichtung zeichnet ein Farb-Standbildsignal eines Bildes oder eines Feldes als eine oder zwei kreisförmige Spuren T auf einem magnetischen Blattmaterial-Informationsträger S durch einen feststehenden Magnetkopf, wie bei 1 gezeigt, auf. Ein solcher magnetischer Blattmaterial-Informationsträger ist in Form einer Kassette in eine feste Hülle (nicht gezeigt) eingeschlossen und wird durch einen Motor M gedreht. Auf einem solchen Blattmaterial-Informationsträger können vollständige Zehnerblöcke ausgebildet werden. Diese Kassette hat kleine Abmessungen und kann als ein Aufzeichnungsmedium für eine Standbild-Video-

kamera benutzt werden.

Fig. 1 zeigt eine SignalVerarbeitungsanordnung, die benutzt wird, wenn ein Farb-Videosignal aufgezeichnet und wiedergegeben wird. Die Signalverarbeitung wird im folgenden kurz anhand von Fig. 1 erläutert.

Das gezeigte Beipiel kann ein beliebiges zusammengesetztes Farb-Videosignal des NTSC-Systems und Teilfarb-Videosignale, die aus drei primären Farbsignalen bestehen, aufzeichnen. Das zusammengesetzte Farb-Videosignal ist das wiedergegebene Hauptausgangssignal, während die Teilfarb-Videosignale zum Zwecke der Überwachung (Monitoring) ausgegeben werden. Ein Signal, das auf einem magnetischen Blattmaterial-Informationsträger S aufgezeichnet wird, besteht aus einem frequenzmodulierten Leuchtdichtesignal Y und einem frequenzmodulierten sequentiellen Zeilen-Farbdifferenzsignal. Beispielsweise ist eine Mittenfrequenz f_y des Leuchtdichtesignals Y_FM auf eine vorbestimmte Frequenz innerhalb eines Bereiches von 6 bis 7.5 MHz eingestellt, eine frequenmodulJerte Mittenfrequenz f_D des Rot-Farbdifferenzsignals R-Y

ist beispielsweise auf 1.2 MHz eingestellt, und eine FM-modulierte Mittenfrequenz f-, des Blau-Farbdifferenzsignals

ti

B-Y ist beispielsweise auf 1.3 MHz eingestellt. Diese beiden Farbdifferenzsignale sind zeilensequentiell geordnet, so daß sie abwechselnd bei jedem 1 H (eine Horizontalperiode) auftreten. Diese Zeilensequenz-Umsetzung ermöglicht, das Band des Aufzeichnungssignals schmal zu machen. Die jeweiligen Mittenfrequenzen der beiden Farbdifferenzsignale sind gegeneinander versetzt, um eine Farbsequenz der Zeilensequenz zu kennzeichnen.

Außerdem wird die Signalverarbeitung im wesentlichen digital durchgeführt, was ermöglicht, daß der Betrieb stabil ist und eine integrierte Schaltungsanordnung leicht zu realisieren ist. Desweiteren werden ein A/D-Wandler, der an der Eingangsseite des Signalverarbeitungsabschnitts vorgesehen ist,

und ein D/A-Wandler, der an der Ausgangsseite davon vorgesehen ist, gemeinsam sowohl für eine Aufzeichnungsschaltung als auch für eine Wiedergabeschaltung benutzt. Ferner ist ein D/A-Wandler zum Bilden von Teilfarb-Videosignalen für Überwachungszwecke (Monitoring) vorgesehen.

Eine Signalverarbeitungsanordnung zum Aufzeichnen und Wiedergeben wird im folgenden im einzelnen anhand von Fig. 1 beschrieben.

Gemäß Fig. 1 wird ein NTSC-Farb-Videosignal an eine Eingangsklemme 2 gelegt, und es werden drei primäre Farbsignale R, G bzw. B von einer Farb-Videokamera, einem Mikrocomputer oder dergl. an Eingangsklemmen 3, 4 u. 5 gelegt. Außerdem wird ein zusammengesetztes Synchronisierungsignal SYNC, das mit den Teilfarb-Videosignalen korrespondiert, die aus diesen drei primären Farbsignalen bestehen, an eine Eingangsklemme 6 gelegt.

Die drei primären Farbsignale werden einer Matrixschaltung 7 zugeführt und in das Leuchtdichtesignal Y, das Rot-Farbdifferenzsignal R-Y und das Blau-Farbdifferenzsignal B-Y umgesetzt. Die beiden Farbdifferenzsignale, die von der Matrixschaltung 7 ausgegeben werden, werden Eingangsklemmen einer Schalteinrichtung 8 zugeführt und abwechselnd an einer Ausgangsklemme davon bei jedem 1 H in Abhängigkeit von einem Schaltimpuls an einer Klemme 9 entnommen. Diese Schalteinrichtung 8 erzeugt ein zeilensequentielles Farbdifferenzsignal LSC. Gemäß Fig. 1 wird das Leuchtdichtesignal ohne Rücksicht auf eine Differenz zwischen dem analogen Signal und dem digitalen Signal sowie auf eine Differenz zwischen dem Aufzeichnungssignal und dem wiedergegebenen Signal durch Y repräsentiert, das Rot-Farbdifferenzsignal und das Blau-Farbdifferenz signal sind durch R-Y u. B-Y gekennzeichnet, das zusammengesetzte Farb-Videosignal wird durch NTSC repräsentiert, das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal ist durch LSC ausgedrückt, und die jeweiligen Komponenten der

drei primären Farbsignale sind durch R, G u. B gekennzeichnet.

Die Bezugszeichen 11 bis 17 bezeichnen jeweils Aufzeichnungs/Wiedergabe-Umschalter. Jeder dieser Umschalter 11 bis 17 hat einen Aufzeichnungsseitenanschluß (angedeutet durch einen schwarzen Punkt) und einen Wiedergabeseitenanschluß (gekennzeichnet durch einen weißen Kreis). In Fig. 1 sind die Umschalter 11 ... 17 in deren Schaltstellungen für das Aufzeichnen dargestellt. Ein Schalter 28 wird in Abhängigkeit von dem zusammengesetzten Eingangssignal und dem Teileingangssignal umgeschaltet. Das zusammengesetzte Farb-Videosignal an der Eingangsklemme 2 wird einem Eingangsanschluß 19 des Schalters 18 zugeführt. Das Leuchtdichtesignal Y aus der Matrixschaltung 7 wird an einen Eingangsanschluß 20 des Schalters 18 gelegt. Ein Signal, das durch den Schalter 18 ausgewählt wird, wird über den Aufzeichnungs/Wiedergabe-Umschalter 11 an einen A/D-Wandler 31 gelegt. Das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal LSC aus der Schalteinrichtung 8 wird über den Aufzeichnungs/Wiedergabe-Umschalter 12 einem A/D-Wandler 32 zugeführt.

Dem A/D-Wandler 31 wird von einem Taktgenerator 33 ein Abtasttakt mit einer Frequenz von 4f (f : Farb-Hilfsträ-

SC SC

ger-Frequenz) zugeführt. Außerdem wird dem A/D-Wandler 32 von dem Taktgenerator 33 ein Abtasttakt mit der Frequenz 4f über einen 1/2-Frequenzteiler 34 zugeführt. Als Ausgangssignale der A/D-Wandler 31 u. 32 werden jeweils digitale Daten gewonnen, wobei eine Abtastprobe jeweils aus acht Bits besteht. Der Taktgenerator 33 erzeugt den Abtasttakt so, daß dessen Frequenz und dessen Phase mit dem Eingangssignal abgestimmt bzw. synchronisiert sind. Der Taktgenerator 33 wird aus einem Digitaldecoder 35 mit Steuerdaten versorgt. Da die Farbdifferenzsignale Frequenzbänder haben, die schmäler als das Frequenzband des Leuchtdichtesignals sind, können sie bei einer Abtastfrequenz von 2f aus der analo-

S C

gen Form in die digitale Form umgesetzt werden, ohne daß

dadurch irgendein Problem entsteht.

Die Ausgangsdaten des A/D-Wandlers 31 werden dem Digitaldecoder 35 über den Aufzeichnungsseitenanschluß des Umschalters 23 zugeführt. Der Digitaldecoder 35 führt folgende Funktionen durch: Datenverarbeitung, um das zusammengesetzte Farb-Videosignal in ein Leuchtdichtesignal und ein Träger-Farbdifferenzsignal aufzuteilen; Datenverarbeitung, um ein Steuersignal für den Tatktgenerator 33 aus einem Burst-Signal zu erzeugen, das in dem Träger-Farbdifferenzsignal enthalten ist; Datenverarbeitung, um das Träger-Farbdifferenzsignal digital zu demodulieren; Datenverarbeitung, um die beiden Farbdifferenzsignale als die demodulierten Ausgangssignale in das zeilensequentielle Farbdiffernezsignal LSC umzusetzen.

Das Leuchtdichtesignal Y aus dem Digitaldecoder 35 wird einer digitalen Vorverzerrungsschaltung 41 zugeführt. Das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal LSC aus dem Digitaldecoder 35 weist eine Abtastrate von 2f auf und wird einem

S C

Eingangsanschluß 37 eines Schalters 36 zugeführt. Das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal LSC aus dem A/D-Wandler 32 wird über den Umschalter 14 an einen anderen Eingangsanschluß 38 des Schalters 36 gelegt. Das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal, das über den Schalter 36 übertragen wird, wird einem Addierer 39 zugeführt.

Dem Addierer 39 wird über eine Klemme 40 ein Signal ID zugeführt. Dieses Signal ID hat abhängig von der Zeile des Rot-Farbdifferenzsignals R-Y und der Zeile des Blau-Farbdifferenzsignals B-Y unterschiedliche Werte. Aufgrund dieses Signals ID werden die Frequenzen der beiden Farbdifferenzsignale dann, wenn keine Frequenzmodulation durchgeführt wird, unterschiedlich gemacht. Ein Ausgangssignal des Addierers 39 wird einer Vorverzerrungsschaltung 42 zugeführt. Die jeweiligen Ausgangssignale der Vorverzerrungsschaltungen 41 u. 42 werden digitalen FM-Modulatoren 43 u. 44 zugeführt,

iond die modulierten Ausgangssignale Y_ u. (R-Y)„„/(B-Y)__Μ dieser Modulatoren werden mittels eines als Mischer arbeitenden Addierers 45 gemischt.

Ein Ausgangssignal des Addierers 45 wird über den Aufzeichnungsseitenanschluß des Umschalters 15 an einen D/A-Wandler 46 gelegt. Dem D/A-Wandler 46 wird ein analoges Aufzeichnungssignal entnommen. Dieses Aufzeichnungεsignal wird dem Magnetkopf 1 über den Aufzeichnungsseitenanschluß des Umschalters 16, einen Aufzeichnungsverstärker 47 und den Aufzeichnungsseitenanschluß des Umschalters 17 zugeführt. Das Aufzeichnungssignal wird durch diesen Magnetkopf 1 auf dem magnetischen Blattmaterial-Informationsträger S aufgezeichnet .

Das Signal, das von dem magnetischen Blattmaterial-Informationsträger durch den Magnetkopf 1 wiedergegeben wird, wird über einen Wiedergabeverstärker 51 an ein Hochpaßfilter 52 und ein Tiefpaßfilter 53 gelegt.

Das frequenzmcdulierte Leuchtdichtesignal Y„..wird von dem

r JVl

Hochpaßfilter 52 ausgegeben, während das FM-modulierte zeilensequentielle Farbdiffenrenzsignal von dem Tiefpaßfilter 53 ausgegeben wird. Die Ausgangssignale des Hochpaßfilters 52 und des Tiefpaßfilters 53 werden jeweils einem analogen FM-Demodulator 54 bzw. 55 zugeführt, und deren demodulierten Ausgangssignale werden jeweils einer Entzerrungsschaltung bzw. einer Entzerrungsschaltung 57 zugeführt.

Das Leuchtdichtesignal Y, das von der Entzerrungsschaltung 56 ausgegeben wird, wird dem A/D-Wandler 31 über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters 11 zugeführt und durch den A/D-Wandler 31 in ein digitales Signal umgesetzt. Das zeilensequentielle Farbdifferenzsignal LSC, das von der Entzerrungsschaltung 57 ausgegeben wird, wird dem A/D-Wandler 32 über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters zugeführt und durch den A/D-Wandler 32 in ein digitales

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Signal umgesetzt. Das digitale Leuchtdichtesignal aus dem A/D-Wandler 31 wird über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters 13 einer Verzögerungsschaltung 61 zugeführt. Das digitale, zeilensequentielle Farbdifferenzsignal aus dem A/D-Wandler 32 wird über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters 14 einer Simultanschaltung 62 zugeführt.

Die Simultanschaltung 62 ist auf eine Weise aufgebaut, daß die beiden zeilensequentiellen Farbdifferenzsignale einer Reihenschaltung von zwei lH-Verzögerungsschaltungen zugeführt werden, und ein Eingangssignal und ein Ausgangssignal der Reihenschaltung dieser 1H-Verzögerungsschaltungen werden addiert, dieses Additionsausgangssignal wird auf die Hälfte heruntergeteilt und von einer ersten und einer dritten Ausgangsklemme ausgegeben, und eine zweite und eine vierte Ausgangsklemme werden von einem Verbindungspunkt der 1H-Verzögerungsschaltungen abgeleitet. Ein Zwischenwert des Farbdifferenzsignals einer der ersten und dritten Zeilen unter den drei aufeinanderfolgenden Zeilen wird über die erste und die dritte Ausgangsklemme der Simultanschaltung ausgegeben. Andererseits werden die anderen Farbdifferenzsignale der zweiten Zeile über die zweite und die vierte Ausgangsklemme ausgegeben. Daher kann das simultane Rot-Farbdifferenzsignal R-Y durch eine Schalteinrichtung aufgeteilt werden, um eine von der ersten und der zweiten Ausgangsklemme auszuwählen. Das simultane Blau-Farbdifferenzsignal B-Y kann durch eine Schalteinrichtung aufgeteilt werden, um eine von der dritten und der vierten Ausgängsklemme auszuwählen.

Es ist eine ID-Erfassungsschaltung 63 vorgesehen, die es den Schalteinrichtungen dieser Simultanschaltung 62 gestattet, die Operationen exakt durchzuführen. Die ID-Erfassungsschaltung 63 erfaßt die ID-Daten, die aufgrund eines Auf-Zeichnungsvorgangs addiert wurden, und legt eine Phase eines Impulses fest, um die Schalteinrichtungen in Abhängigkeit von den erfaßten ID-Daten in die richtige Phasenlage zu

bringen. Die beiden Farbdifferenzsignale, die von der Simultanschaltung 62 ausgegeben werden, werden Interpolatorschaltungen 64 u. 65 zugeführt. Jede dieser Interpolatorschaltungen 64 u. 65 interpoliert beispielsweise einen Zwischenwert oder Mittelwert von zwei Signalen vor und hinter einem Fehlersignal zwischen diesen Signalen. Die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y, aus denen die Abtastraten zu 4f umgesetzt wurden, werden von diesen Interpolatorschaltungen 64 u. 65 gewonnen. Diese Umsetzung der Abtastrate ist nötwendig, um diese Abtastraten identisch mit der Abtastrate des digitalen Leuchtdichtesignals einzustellen.

Die digitalen Färbdifferenzsignale, die jeweils von den Interpolatorschaltungen 64 u. 65 ausgegeben werden, werden einer Farbwert-Korrekturschaltung (oder einer Farbwert-Steuereinrichtung) 66 zugeführt. Diese Farbwert-Steuereinrichtung 66 ändert die Werte der beiden Färbdifferenzsignale, wodurch die Phase, d. h. der Farbwert, aus dem beide der Farbdifferenzsignale synthetisiert wurden, justiert wird.

Die Farbdifferenzsignale, die von dieser Farbwert-Steuereinrichtung 66 ausgegeben werden, und das Leuchtdichtesignal, das von der Verzögerungsschaltung 61 ausgegeben wird, werden einer digitalen Matrixschaltung 67 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 61 weist die gleiche Verzögerung wie die Verzögerungen der Farbdifferenzsignale auf, die in den Signalleitungen von der Simultanschaltung 62 zu den Eingängen der Matrixschaltung 67 verursacht werden.

Die drei primären digitalen Farbsignale, die von der Matrixschaltung 67 ausgegeben werden, werden einer Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 zugeführt. Die Daten für die Korrektur werden der Farbwert-Steuerschaltung 66 und der Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 von einer Steuereinrichtung 69 zugeführt, die einen Mikroprozessor und einen Speicher enthält. Die korrigierenden Daten werden durch Steuersignale an einer Klemme 70 bestimmt. Diese Steuersignale werden durch Betätigen von Tasten und Kippschaltern

durch eine Bedienungsperson gebildet, während sie Farbwert und Farbtemperatur eines Monitorbildes überwacht.

Die drei primären digitalen Farbsignale, die von der Farbtemperatur-Korrekturschaltung 68 ausgegeben werden, werden einer digitalen Matrixschaltung 71 sowie D/A-Wandlern 72, u. 74 zugeführt. Die analogen Teilfarb-Videosignale R, G u. B werden von betreffenden Ausgangsklemmen 75, 76 u. 77 der D/A-Wandler 72, 73 u. 74 abgegeben. Obgleich dies nicht gezeigt ist, werden diese Teilfarb-Videosignale Eingangsklemmen eines Farb-Monitorbildempfängers zugeführt.

Das digitale Leuchtdichtesignal und die beiden Farbdifferenzsignale, von denen die Korrektur für den Farbwert und die Farbtemperatur durchgeführt wurde, werden von Ausgängen der digitalen Matrixschaltung 71 zugeführt. Die Ausgangssignale der Matrixschaltung 71 werden einem Farbcodierer 78 zugeführt. Zusammen mit dem Farbcodierer 78 ist eine Sychnron- und Farbsynchronsignal-Kennzeichnungsimpuls-Erzeugungsschaltung 79 zum Erzeugen eines Synchronisierungssignals SYNC und eines Farbsynchronsignal-Kennzeichnungsimpulses BFP vorgesehen. Das digitale zusammengesetzte NTSC-Farb-Videosignal wird an einem Ausgang des Farbcodierers 78 ausgegeben und dem D/A-Wandler 46 über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters 15 zugeführt. Das wiedergegebene Signal in Form des analogen zusammengesetzten Farb-Videosignals wird von dem Ausgang des D/A-Wandlers 46 über den Wiedergabeseitenanschluß des Umschalters 16 an eine Ausgangsklemme 80 abgegeben.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich - wie eingangs erläutert - auf einen Signalgenerator, der einen digitalen Speicher verwendet und auf den zuvorgenannten Taktgenerator 33 oder die digitalen FM-Modulatoren 43 u. 44 angewendet wird.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel für die vorlie-

gende Erfindung im einzelnen beschrieben.

In Fig. 2 bezeichnet das Bezugszeichen 81 einen Nur-Lesespeicher ROM. Diesem ROM 81 wird ein Adreßeingangssignal von einem Integrator 82 zugeführt. Ein konstantes Eingangssignal a wird durch einen Koeffizientenmultiplizierer 84 übertragen, so daß ein konstantes Eingangssignal ak gewonnen wird. Dieses konstante Eingangssignal ak wird dem Integrator 82 zugeführt. Der Nur-Lesespeicher ROM 81 hat 2 Adressen, unter denen Daten einer Periode eines Sinusschwingungssignals gespeichert sind. Im allgemeinen haben die Anzahl A von Adressen eines ROM und das konstante Eingangssignal a vorbestimmte Werte abhängig von der Frequenz der Sinusschwingung, die erzeugt wird, und der Abtastfrequenz, und die Anzahl A der Adressen des ROM ist nicht immer 2ⁿ. Daher ist der Koeffizientenmultiplizierer 84 vorgesehen, um das Ausgangssignal mit derselben Frequenz wie der des Ausgangssignals zu bilden, das durch einen ROM gebildet wird, welcher Adressen der Anzahl A hat, und zwar durch Verwendung des ROM 81, der 2ⁿ Adressen hat. Daher wird ein Koeffizient

2ⁿ k des Koeffizientenmultiplizierers 84 zu (k = —) bestimmt.

Das bedeutet, daß der digitale Signalgenerator, der diesen ROM verwendet, ein Signal der Frequenz (~j£~"f_s) bezogen auf die Anzahl A von Adressen, das konstante Eingangssignal a sowie die Abtastfrequenz f , wie dies weitere unten erläu-

tert wird, ausgibt. Es sei nun angenommen, daß (A = 2 ) ist. In dem Falle des Erzeugens eines Signals derselben Frequenz muß die Bedingung

(i . t_B - § -V

erfüllt sein, wobei in diesem Fall "b" ein konstantes Ein-

2ⁿ gangssignal ist. Daher ist durch Einstellen (k =-»-) die Be-Ziehung (b . f = ak . f ) erfüllt.

S S

Zur Vereinfachung der Beschreibung sei angenommen, daß η = ist und daß der ROM 81 (2ⁿ = 32) Adressen hat. Wie in Fig.

gezeigt, sind die digitalen Daten, die mit den Amplituden korrespondieren, welche durch Teilen einer Periode einer Sinuswelle in 32 gleiche Teile gewonnen werden, unter den Adressen des ROM 81 gespeichert. Diese digitalen Daten sind ein Code, der "2" als eine Komplementärzahl verwendet und aus fünf Bits besteht. In Fig. 3 sind die Daten, die in dem ROM 81 gespeichert sind, durch eine analoge Wellenform ausgedrückt. Außerdem besteht das Adreßsignal des ROM 81 aus fünf Bits, die "2" als Komplementärzahl verwenden. Die Daten der positiven Halbwelle unter diesen Daten sind sequentiell unter den Adressen 0 bis 16 gespeichert, während die Daten der negativen Halbwelle sequentiell unter den Adressen -15 bis 0 gespeichert sind.

An den Integrator 82 wird ein Abtasttakt Sp von einer Klemme 83 her gelegt. Wenn angenommen wird, daß das konstante Eingangssignal, das von dem Koeffizientenmultiplizierer 84 ausgegeben wird (b = ak) ist, erzeugt der Integrator 82 als eine Adresse ein Ausgangssignal, das von 0 bis b, 2b, 3b usf. Schritt für Schritt auf der Grundlage der Einheit "b= ansteigt, wannimmer der Abtastimpuls zugeführt wird. Es sei nun angenommen, daß (b = l) ist. Das Ausgangssignal aus dem Integrator 82 wird dann von O bis 1,2, ... Schritt für Schritt erhöht, und wenn es zu (0 1 1 1 1) wird, d. h. +15, und dann der nächste Abtastimpuls zugeführt wird, wird es zu -16, d. h. (10 0 0 0), umgesetzt. Dann verringert es sich sequentiell zu -15, -14, -13, ... -1, d. h. (11111), und wird schließlich zu (0 0 0 0 0). Daher werden, wenn angenommen wird, daß die Abtastfrequenz f ist und b = 1

f ^s ist, Sinuswellendaten der Frequenz von ( . ) von dem ROM 81 erzeugt.

Fig. 4A zeigt eine Adresse, die von dem Integrator 82 erzeugt wird, wenn (b = 5) ist. Diese Adresse ändert sich Schritt für Schritt bei einer Abtastperiode von T (1/f ).

I"* S

Daher werden die Daten, die durch weiße Punkte in Fig. 3 angedeutet sind, sequentiell aus dem ROM 81 ausgelesen. In

Fig. 4B werden, wie dies durch eine ausgezogene Linie 85 angedeutet ist, die Sinuswellendaten, die eine Frequenz von (—f ) haben, welche sich Schritt für Schritt ändert, ausgelesen. Die Frequenz der Sinuswellendaten aus dem ROM 81 kann durch Ändern des konstanten Eingangssignals b (= ak), das dem Integrator 82 zugeführt wird, geändert werden. Andererseits werden, wenn (b = 4) ist, Daten, die durch schwarze Punkte in Fig. 3 gekennzeichnet sind, sequentiell ausgelesen, so daß die Sinuswellendaten, die die Frequenz von ( —- f_s ) haben, erzeugt werden, wie dies durch eine unterbrochene Linie 86 in Fig. 4B angedeμtet ist.

Daher macht es die vorliegende Erfindung möglich, einen digitalen, in der Frequenz veränderbaren Oszillator aufzubauen. Das digital frequenzmodulierte Ausgangssignal kann an dem Ausgang des ROM 81 durch Zuführen eines Leuchtdichtesignals oder eines zeilensequentiellen Farbdifferenzsignals eines digitalen Farb-Videosignals anstelle des konstanten Eingangssignals a abgenommen werden.

Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung für den Fall, daß die Speicherkapazität des ROM 81 in dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel auf 1/4 reduziert ist. Die Ausgangsdaten von dem Integrator 82 werden dem ROM 81 über einen Polaritätsinverter 87 zugeführt. Die aus dem ROM 81 ausgelesenen Daten werden als Ausgangssignaldaten über einen Polatitätsinverter 88 abgenommen. Die Anzahl von Adressen des ROM 81 ist auf 2ⁿ festgelegt, und die Adresse, die ein Code ist, der aus (m + l) Bits besteht, wobei "2" als eine Komplementärzahl verwendet wird, wird von dem Polaritätsinverter 87 zugeführt. Um die Beschreibung für diese Ausführungsbeispiel von dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel zu unterscheiden, wird die Erläuterung des folgenden weiteren Ausführungsbeispiel durch Festlegen der Anzahl der Adressen auf 2^m gegeben. Der Polaritätsinverter 87 wird durch das höchstwertige Bit χ des Ausgangssignals gesteuert, das aus (m + 1) Bits des Integrators 82 besteht.

Der Polaritätsinverter 88 wird durch ein Steuersignal Pi gesteuert, das durch Frequenzteilung des höchstwertigen Bit x_Q durch ein Flipflop 89 gewonnen wird.

Zum Zwecke der Vereinfachung sei angenommen, daß die Anzahl

der Adressen des ROM 81 2 beträgt und daß der Polaritätsinverter 87 wie in Fig. 6 gezeigt aufgebaut ist. Wenn die Ausgangssignaldaten des Integrators 82 aus vier Bits χ , χ , x_? u. x„ bestehen, wird jedes dieser Bits jeweils einer Eingangsklemme eines Exklusiv-ODER-Gliedes 90, 91, 92 bzw. 93 zugeführt. Das höchstwertige Bit χ wird gemeinsam an die anderen Eingangsklemmen der Exklusiv-ODER-Glieder 90 bis 93 gelegt. Die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Glieder 90 bis 93 werden einem Addierer 94 zugeführt, und das höchstwertige Bit x„ wird als einziges Bit auf das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Gliedes 93 addiert. Ausgangssignale y_Q, y- , y₂ u. y₃ entsprechend vier Bits des Addierers 94 haben Polaritäten, die den invertierten Polaritäten der Eingangssignale entsprechen. Der Polaritätsinverter 88 ist außerdem ähnlich wie der Polaritätsinverter 87 aufgebaut.

In dem ROM 81 sind beispielsweise die Sinuswellendaten von 0 bis +1 gespeichert. Wenn (m = 3) ist, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, sind die Daten, die acht verschiedene Werte innerhalb des Breiches für die Amplitude von 0 bis +1 repräsentieren, unter den acht Adressen gespeichert. Fig. 8A zeigt ein Beispiel der Adresse, die dem ROM 81 von dem Polaritätsinverter 87 zugeführt wird. Fig. 8 zeigt die Änderung in der Adresse, wenn das konstante Eingangssignal b (= ak), das an den Integrator 82 geführt wird, "1" ist.

Das Ausgangssignal des Integrators 82 erhöht sich von 0 bis 1, 2, ... bei jeder Abtastperiode T , für die dem Integrator 82 ein Signal zugeführt wird, und wenn das Ausgangssignal +7, d. h. (Olli), wird, wird - wie dies durch eine unterbrochene Linie ρ in Fig. 8A angedeutet ist - das

Ausgangssignal des Integrators 82 zu -7, d. h. (1 0 0 1), invertiert, und danach wird es auf -6, -5, -4, ... erhöht. Es wird dann zu -1, d. h. (1 1 1 1) und schließlich zu 0 (0000). Daher ändert sich das höchstwertige Bit x„ der Ausgangsdaten des Integrators 82 wie in Fig. 8B gezeigt. Die Polaritäten der Ausgangsdaten des Integrators 82 werden durch den Polaritätsinverter 87 in dem Intervall invertiert, in dem das höchstwertige Bit χ "1" ist. Die Polaritäten der Ausgangsdaten des Integrators 82 werden dagegen nicht in dem Intervall invertiert, in dem das höchstwertige Bit x_Q "0" ist. Daher wiederholt die Adresse, die von dem Polaritätsinverter 87 ausgegeben wird, abwechselnd den Anstieg und den Abfall, wie dies durch eine ausgezogene Linie q in Fig. 8A gekennzeichnet ist.

Das höchstwertige Bit χ , das in Fig. 8B gezeigt ist, wird dem Flipflop 89 zugeführt, so daß das Steuersignal Pi, das in Fig. 8C gezeigt ist, gebildet wird. Die Polarität der aus dem ROM 81 ausgelesenen Daten wird durch den Polaritätsinverter 88 in dem Intervall invertiert, in dem das Steuersignal Pi "1" ist.

Als Beispiel sei angenommen, daß das konstante Eingangssignal b (= ak), das dem Integrator 82 eingegeben wird, den Wert "3" hat. Die Daten werden dabei sequentiell aus dem ROM 81 in Übereinstimmung mit der Reihenfolge S₁, S_?, S„, S-, S₅, Sg ..., wie durch weiße Punkte in Fig. 7 angedeutet, ausgelesen. Die Sinuswellendaten, die sich wie in Fig. 9 gezeigt ändern, werden dem Polaritätsinverter 88 entnommen.

Die Pfeile der gefalteten Strichanordnung in Fig. 7 repräsentieren die Sequenz (S₁ ... S_) des Auslesens der Daten

1 ο

aus dem ROM 81. Wenn die Abtasttaktfrequenz f ist, ist die Freqenz der Sinuswelle durch (·=-=■ f ) auszudrücken. Daher kann das frequenzmodulierte Ausgangssignal durch Zuführen des Leuchtdichtesignals oder des zeilensequentiellen Farbdifferenzsignals als die Eingangssignaldaten gewonnen werden, die dem Koeffizientenmultiplizierer 84 zugeführt wer-

den.

Im Unterschied zu dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel können, wie in Fig. IO gezeigt, die Daten der positiven Halbwelle der Sinuswellendaten in dem ROM gespeichert sein. In diesem Fall beträgt die Speicherkapazität des ROM 81 die Hälfte derjenigen des ersten Ausführungsbeispiels und ist doppelt so groß wie die des zweiten Ausführungsbeispiels. Außerdem können die Daten sowohl der negativen Polarität als auch der positiven Polarität in dem ROM gespeichert sein. Außerdem kann die Erfindung außer auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Sinusschwingung auch auf eine solche zur Erzeugung eines anderen periodischen digitalen Datensignals, beispielsweise einer Cosinusschwin-

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gung, einr sin -Schwingung, einer cos -Schwingung usw. angewendet werden. Desweiteren kann ein RAM als Speicher benutzt werden, und es können vorbestimmte Daten, die durch einen Mikroprozessor verarbeitet werden, in diesen RAM eingeschrieben werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Digitalsignalgenerator, der eine Funktion ähnlich der eines analogen VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) hat, durch einen Speicher mit einer kleinen Kapazität realisiert und derart aufgebaut werden, daß er kaum von Temperaturschwankungen und Alterungsfaktoren beeinflußt werden kann, stabil ist und zur Herstellung als integrierter Schaltkreis IC geeignet ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann, da die Anzahl der Adressen des Speichers 2ⁿ beträgt, der Aufbau des Integrators für das Erzeugen der Adressen dieses Speichers vereinfacht werden. Darüber hinaus ist es entsprechend der vorliegenden Erfindung möglich, auf einfache Weise ein Signal zum Steuern der Inversion der Polarität des Ausgangsignals des Integrators oder der Inversion der Polarität der aus dem Speicher ausgelesenen Daten zu bilden. Im Unterschied zu der vorliegenden Erfindung ist - es sei denn, die Anzahl der

Adressen des Speichers ist 2ⁿ - ein Komparator zum Erfassen des Umstandes, daß die Ausgangssignaldaten des Integrators einen vorbestimmten Wert erreichen, notwendig, was die Schaltungsanordnung kompliziert macht und außerdem bewirkt, daß die Arbeitsgeschwindigkeit niedrig ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung entstehen derartige Probleme nicht. Vielmehr ist es möglich, die Verarbeitung der Daten mit einer hohen Abtastrate, beispielsweise der für ein digitales Videosignal notwendigen, durchzuführen.

Obgleich die vorliegende Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele gezeigt und beschrieben worden ist, können zahlreiche Änderungen und Modifikationen, die für den Fachmann nahegelegt sind, ausgeführt werden, ohne daß dazu der allgemeine Erfindungsgedanke oder der Schutzumfang für die vorliegende Erfindung verlassen werden müßte.

Claims

Ansprüche:

1. Signalgenerator, der einen digitalen Speicher zum Erzeugen eines digitalen Signals, dessen Wert sich periodisch ändert, verwendet, gekennzeichnet durch

einen Speicher (81), der 2 Adressen hat, unter welchen jeweils Daten einer Periode des digitalen Signals gespeichert sind,

eine Schaltungsanordnung (84) zum Multiplizieren eines digitalen Steuereingangssignals (a) , das einen veränderbaren Wert hat, mit einem vorbestimmten Koeffizienten (k) und

einen Integrator (82) zum Integrieren des Steuereingangssignals (a), das mit dem Koeffizienten (k) multipliziert worden ist, jeweils bei Vorliegen eines vorbestimmten Taktsignals (S ), um ein Adreßsignal für den Speicher (81) zu erzeugen, welches Adreßsignal sich Schritt für Schritt über eine vorbestimmte Anzahl von Intervallen ändert, die

-2-mit dem digitalen Steuereingangssignal (a) korrespondieren.

2. Signalgenerator, der einen digitalen Speicher zum Erzeugen eines digitalen Signals, dessen Wert sich periodisch ändert, verwendet, gekennzeichnet durch

einen Speicher (81), der 2 Adressen hat, unter welchen jeweils ein Teil der Daten einer Periode des digitalen Signals gespeichert ist,

eine Adressenerzeugungsschaltung (84, 82, 87) zum Erzeugen eines Adreßsignals für den Speicher (81), wobei ein digitales Steuereingangssignal (a), das einen veränderbaren Wert hat, der Adressenerzeugungsschaltung (84, 82, 87) zugeführt wird und sich das Adreßsignal Schritt für Schritt über eine vorbestimmte Anzahl von Intervallen ändert, die mit dem digitalen Steuereingangssignal (a) korrespondieren,

eine Erfassungsschaltung (89) zum Erzeugen eines Erfassungssignals (Pi) dann, wenn ein Wert des Adreßsignals, das durch die Adressenerzeugungsschaltung (84, 82, 87) erzeugt wird, 2 oder größer wird, und

eine Inversionssteuerschaltung (90 ... 94) zum Invertieren der Polarität zumindest eines der Adreßsignale für den Speicher (81) und des aus dem Speicher (81) ausgelesenen Signals in Abhängigkeit von dem Erfassungssignal (Pi).

3. Signalgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß als Steuereingangssignal (a) ein Videosignal zugeführt wird, das einen veränderbaren Wert hat, und daß ein Frequenzmodulationssignal an dem Ausgang des Speichers (81) gewonnen wird.

4. Signalgenerator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Daten, die mit einer Periode korrespondieren, die 1/4 von der des digitalen Signals, das einen sich periodisch veränderbaren Wert hat, beträgt, unter jeder der 2 Adressen gespeichert sind.