DE2828171A1

DE2828171A1 - Anordnung zur verringerung des winkelmessrauschens in einer radaranlage

Info

Publication number: DE2828171A1
Application number: DE19782828171
Authority: DE
Inventors: Roland Carre
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1977-06-27
Filing date: 1978-06-27
Publication date: 1979-01-04
Also published as: FR2396311A1; US4220953A; SE7807220L; NL7806877A; GB2002195B; GB2002195A; DE2828171C2; CH625053A5; IT7850061A0; FR2396311B1; SE440153B; IT1105330B

Description

	Patentanwälte	Dipl.-lng. G. Leiser
Dipl.-lng. E. Prinz	Dipl.-Chem. Dr. G. Hauser
	Ernsbergerstrasse 19 8 München 60	27.
THOMSON - CSF 173» Bd. Haussmann 75008 Paris / Frankreich

27. Juni 1978

Unser Zeichen; T 5125

Anordnung zur Verringerung des Winkelmeßrauschens in einer

Radaranlage

Die Erfindung betrifft Anordnungen zur Verringerung des Winkelmeßrauschens in einer Radaranlage sowie mit einer solchen Anordnung ausgerüstete Radaranlagen.

Die Wxnkelmeßverfahren in einer Radaranlage werden auch als Winkelabstandsmeßverfahren oder Monopulsverfahren bezeichnet und sie basieren auf dem Vergleich von zwei oder mehr als zwei verschiedenen Antennendiagrammen, die auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Es können dabei eine oder mehrere Messungen vorgenommen werden, beispielsweise nach der Höhe und nach dem Seitenwinkel.

Die Winkelmessungen werden durch die Erzeugung eines elektrischen Signals materialisiert, von welchem die Amplitude oder der Wert einer positiven oder negativen Spannung den Meßwert darstellt. Die Winkelmessungen werden durch Rauschen

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beeinflußt, das von den Bewegungen des Ziels gegenüber der Radaranlage herrührt. Dieses Rauschen begrenzt die Leistungsfähigkeit der Radaranlagen und insbesondere der automatischen Zielverfolgungsanlagen.

Die Filterung des Winkelmeßrauschens kann mit Hilfe von einfachen linearen oder nichtlinearen Filtern erfolgen. Die lineare Filterung hat den Nachteil, daß sie Verzögerungen in den Messungen hervorruft. Diese Verzögerungen sind dann die Ursache von dynamischen Fehlern bei der Messung der Relativposition des erfaßten Ziels oder der erfaßten Ziele. Versuche mit der nichtlinearen Filterung haben nur unzulängliche Verbesserungen gebracht.

Die Anordnung nach der Erfindung gestattet, dieses Rauschen in großem Maße zu verringern. Sie basiert auf einer besseren Kenntnis der Szintillationserscheinungen der Ziele, die auch als "Rückstreuung" der Ziele bezeichnet werden.

Eine Radaranlage mit Einrichtungen zur Winkelmessung oder Winkelabstandsmessung besitzt wenigstens zwei Antennendiagramme für den Empfang. Sie werden in wenigstens zwei Empfangskanälen ausgewertet, die gewöhnlich als Summenkanal, der ein Summensignal Σ liefert und als Differenzkanal, der ein Differenzsignal Δ (oder zwei Signale ÄS und AG, wenh die Messungen nach der Höhe und nach dem Seitenwinkel ausgeführt werden)liefert bezeichnet werden.Die Einrichtungenzur Bildung der Winkelmeßwerte bilden im allgemein den Quotienten der Signale Δ und Σ. Dieser Quotient ist ein Maß für den Fehlrichtwinkel des erfaßten Ziels gegenüber der Achse der beiden Antennendiagramme.

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Gemäß der Erfindung sind Einrichtungen zur Auswahl der Winkelmeßwerte mit der Einrichtung zur Bildung der Meßwerte gekoppelt und sie werden in Zeitpunkten angesteuert, in welchen die Wahrscheinlichkeit von Fehlern dieser Meßwerte gering oder sehr gering ist. Die Auswahleinrichtungen sind beispielsweise Umschalteinrichtungen, die durch Einrichtungen zur Messung der Wahrscheinlichkeit von Fehlern gesteuert werden. Diese Meßeinrichtungen können auf zweierlei Weise realisiert werden. In einer ersten Ausführungsform steuern Einrichtungen zur Erfassung der Maxima der Summensignale Σ allein die Auswahleinrichtungen. In einer zweiten Ausführungsform ist ein dritter Empfangskanal zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung mit den Empfangseinrichtungen der Radaranlage gekoppelt und Einrichtungen zum Vergleichen der Signale des Summenkanals und des Kanals zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsim ersignal für die Auswahleinrichtungen.

90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung liefern ein Steu-

Ein Hauptvorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß die Winkelmessungen, deren Fehlerwahrscheinlichkeit größer als ein gewisser Schwellenwert ist, automatisch unterdrückt werden. Eine kontinuierliche Winkelinformation kann dann wiederhergestellt werden, indem den Auswahleinrichtungen eine bekannte Einrichtung zur Speicherung der Meßwerte zwischen den aufeinanderfolgenden Auswahlvorgängen nachgeschaltet wird. Die Anordnung zur Verringerung des Rauschens paßt sich automatisch der Schwankungsgeschwindigkeit des Ziels an. Sie liefert deshalb genaue Meßwerte unabhängig von dem Verhalten des Ziels (geradlinige Bahn oder Manöver, vom Ende her oder schräg betrachtet) .

In der Ausführungsform, in welcher der zusätzliche Kanal zur

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um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung benutzt wird, ist es möglich, einen Kompromiß, zwischen der Menge der Meßwerte und ihrer Genauigkeit zu treffen, indem auf die Größe eines Schwellenwertes eingewirkt wird. Der Schwellenwert kann manuell oder automatisch in Abhängigkeit von den verschiedenen Parametern gesteuert werden, die in der Radaranlage verfügbar sind, wie beispielsweise dem Regelfehler einer Schleife zur automatischen Zielverfolgung oder dem Abstand der Radaranlage von dem Ziel.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erstes Beispiel eines Empfängers, der

einen Summenkanal, einen Kanal zur normalen Winkelabstandsmessung und einen Kanal zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung enthält,

Fig. 2 ein zweites Beispiel eines Empfängers, der

ebenfalls diese drei Kanäle enthält,

Fig. 3 ein Beispiel der Zeitfunktionen Σ , ε und

ες,

Fig. 4 eine erste Ausführungsform der Anordnung

nach der Erfindung zur Rauschverringerung,

Fig. 5 eine zweite Ausfuhrungsform der Anordnung

nach der Erfindung zur Rauschverringerung,

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Fig. 6 ein Beispiel einer analogen Ausführung

von Tiefpaßfiltern,

Fig. 7 ein Beispiel einer digitalen Ausführung

von Tiefpaßfiltern,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel einer Auswahl

schaltung gemäß der ersten Ausführungsform, und

Fig. 9 ein Ausführungsbeispiel einer Auswahlschal

tung gemäß der zweiten Ausführungsform.

Eine Radaranlage, die mit einer Winkelabstandsmessung arbeitet, d.h. mit einer Winkelmessung, die den Fehlrichtwinkel zwischen der Achse ihrer Antenne und der Richtung eines Ziels ergibt, besitzt zwei Antennendiagramme für den Empfang. Diese beiden Diagramme werden durch eine Antenne erzeugt, bei der es sich beispielsweise um eine Monopulsantenne handelt. Der Empfänger enthält dann zwei Empfangskanäle, von denen gewöhnlich der eine als Summenkanal bezeichnet wird, der ein Summensignal Σ liefert, und der andere als Differenzkanal, der ein Differenzsignal Δ liefert. Die beiden Empfangskanäle sind mit Einrichtungen zur Erzeugung der Winkelmeßwerte verbunden, welch letztere in dem übrigen Teil der Anlage in beliebiger Weise ohne Beziehung mit der Erfindung ausgewertet werden. Der Fall einer Radaranlage, die nur einen einzigen Winkelabstandsmeßwert liefert, wird zur Vereinfachung als Beispiel genommen. Selbstverständlich gilt die Erfindung auch für Radaranlagen, die mehrere Winkelmessungen vornehmen.

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Bei der Bildung der Winkelmeßwerte wird der Quotient der Signale Δ und Σ gebildet. Zum Ermitteln des Vorzeichens des Fehlrichtwinkels führen nämlich die Meßeinrichtungen folgende Operation aus:

ε =

COS (0--0λ) (Ό

wobei ε der Winkelmeßwert mit seinem Vorzeichen ist, |Δ| der Absolutbetrag des Differenzsignals, |Σ| der Absolutbetrag des Summensignals J2fj£ die Phase des Summensignals Σ , und 0A die Phase des Differenzsignals Δ

Für die Ausführung dieser Operation gibt es mehrere bekannte Möglichkeiten. Zwei typische Beispiele sind in den Fig. 1 und 2 dargestellt.

In Fig. 1 liefert eine Antenne 1, beispielsweise eine Monopulsantenne, Signale, welche zwei Strahlungsdiagramme in dem Summenkanal 2 und dem Differenzkanal 3 darstellen. Frequenzumsetzungsschaltungen 4 und 5 leiten das Summensignal Σ und das Differenzsignal Δ zu zwei Verstärkern 6 bzw. 7 mit veränderlicher Verstärkung, die Verstärkungssteuereingänge 8 bzw. 9 haben. Die Verstärkungen der Verstärker werden durch eine Schleife zur automatischen Verstärkungsregelung aufgrund des Summensignals Σ gesteuert. Diese Schleife enthält von dem Ausgang des Verstärkers 6 bis zu dem Verstärkungssteuereingang 8 hintereinander eine Detektorschaltung 12, eine Subtrahierschaltung 13, die ein Referenzsignal von einer Klemme 14 empfängt, und einen Schleifenverstärker 10. Das Summensignal Σ , das an dem Ausgang des Verstärkers 10 abgenommen wird, ist an

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einer Klemme 15 verfügbar.

Das Winkelsignal ε wird am Ausgang eines Amplituden-Phasen-Demodulatois 16, der durch die Verstärker 6 und 7 versorgt wird, erhalten und ist an einer Klemme 17 verfügbar.

Schließlich wird das Signal ες aus der um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung erhalten, indem den vorgenannten Schaltungen ein zweiter Amplituden-Phasen-Demodulator 19 hinzugefügt wird, dem einerseits das Differenzsignal Δ aus dem Verstärker 7 und andererseits das Summensignal Σ aus dem Verstärker 6 über einen 90°-Phasenschieber 18 zugeführt wird. Es ist an einer Klemme 20 verfügbar.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Empfängers zur Augenblickswinkelabstandsmessung, bei welchem Begrenzungsverstärker benutzt werden.

Die Antenne 1 , die das Summensignal und das Differenzsignal auf zwei Kanälen 2 und 3» abgesehen von den Frequenzumsetzungsschaltungen, liefert, ist mit zwei Verknüpfungsschaltungen 31 und 32 verbunden, die Σ +jA bzw. Σ- jA bilden. Diese Signale werden an zwei Begrenzungsverstärker 33 bzw. 34 angelegt, deren Ausgänge mit einem Amplituden-Phasen-Demodulators 37 verbunden sind, der die Winkelinformation (Fehlrichtwinkel) ε liefert, welche an einer Klemme 38 verfügbar ist.

Das Summensignal 25Γ wird am Ausgang einer Verknüpfungsschaltung 35 (Klemme 36) wiederhergestellt, die die Halbsumme der durch die Verknüpfungsschaltungen 31 und 32 gelieferten Signale bildet.

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Zum Gewinnen des Signals ες aus der um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung müssen zu der vorstehend beschriebenen Anordnung zwei Verknüpfungsschaltungen 41 und 42 hinzugefügt werden, die mit dem Summenlcanal 2 bzw. dem Differenzkanal 3 verbunden sind und die Signale Σ + Δ bzw. Σ - Δ liefern, und zwei Begrenzungsverstärker 43 und 44, die diese Signale an einen Amplituden-Phasen-Detektor 45 anlegen, der an einer Klemme 46 das Signal cq liefert.

Die ausgeführte Messung wäre vollkommen, wenn das durch die Radaranlage erfaßte Ziel punktförmig wäre.

In Wirklichkeit reflektieren mehrere Punkte des Zieles die Wellen in Richtung der Radaranlage. Diese Punkte, die sich in unterschiedlichen Entfernungen befinden, erzeugen Echos, welche sich in der Auflösungszelle der Radaranlage mit Relativphasenverschiebungen, die von den Entfernungsdifferenzen herrühren, einander überlagern. Diese Erscheinung ist die Ursache von Fehlern bei der Messung des Signals ε . Diese Fehler sind wegen der Bewegungen des Zieles schwankend. Diese Erscheinung wird als Winkelfluktuation (engl.:glint) bezeichnet.

Ein komplexes Ziel, wie ein Flugzeug oder ein Geschoß, kann nämlich einigen überwiegenden reflektierenden Hauptpunkten gleichgesetzt werden, denen sich diffuse Reflexionen niedrigen Pegels überlagern. Die Untersuchung der Amplitudenschwankungen des Summensignals gestattet zu zeigen, daß die Winkelmeßfehler in enger Beziehung zu diesen Schwankungen stehen. Ebenso hat die Untersuchung der Schwankungen des Signals eq aus der um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung gezeigt, daß die Meßfehler ebenfalls in Beziehung zu

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diesen Schwankungen stehen.

Das Signal cq wird durch folgende Operation erhalten

eq =

sin (0_T - 0_A ) (2)

und enthält nicht den Fehlrichtmeßwert des Zieles. Sein wirksamer Wert ist mit der Winkelbreite des Zieles verknüpft .

Die Anordnung nach der Erfindung nutzt die Schwankungen der Signale Σ und ες aus, um daraus die Wahrscheinlichkeit von Fehlern des Winkelsignals ε abzuleiten und zu entscheiden, ob die Meßwerte des Winkelsignals ε zu bewahren oder zu eliminieren sind.

Zwei Versionen sind möglich.

In einer ersten Version basiert die Auswahl der Winkelmeßwerte ε allein auf der Beobachtung des Summensignals Σ

In einer zweiten Version basiert eine vollständigere Auswahl auf der Beobachtung der Signale Σ und ες.

Das Signal ες wird gemäß dem einen oder dem anderen der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Beispiele oder in irgendeiner anderen Weise gebildet, vorausgesetzt, daß sie die Gleichung (2) erfüllt.

Die Auswahllogik der Meßwerte ε muß auf folgenden Prinzipien basieren:

- die Meßwerte haben eine hohe Wahrscheinlichkeit, gut zu sein, wenn die Amplitude des Summensignals Σ durch ein örtliches Maximum geht;

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- die Meßwerte haben eine hohe Wahrscheinlichkeit, schlecht zu sein, wenn die Amplitude des Summensignals Σ durch ein örtliches Minimum geht; und

- die Meßwerte sind in der Nähe eines Nulldurchgangs des Signals ες entweder sehr gut oder sehr schlecht.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel der Zeitfunktionen JT, cund ες für ein gegebenes Ziel, das eine gewisse Breite hat, wobei angenommen ist, daß die Antenne auf das Ziel gerichtet ist. Die korrekten Meßwerte des Signals ε müssen daher in der Nähe des Nullpunkts 0 und in jedem Fall zwischen den Grenzen der Zone der Breite E, die die Breite des Zieles darstellt, liegen.

Die Kurve ΣΙ zeigt die Amplitude der erfaßten Signale in dem Summenkanal. Die Kurve e zeigt die erhaltenen Winkelmeßwerte und die Kurve ες zeigt das, was der zusätzliche Kanal zur um 90 phasenverschobenen Winkelabstandsmessung abgibt.

Es ist im übrigen möglich zu zeigen, daß, wenn die Antenne gegenüber der Richtung des Zieles fehlgerichtet ist, in dem Kanal für den Abstand ε , der den Fehlrichtwinkel mißt, eine Verschiebung auftritt, während der Kanal für ες unverändert bleibt, unabhängig von dem Fehlrichtwinkel. Das macht den ganzen Vorteil der Beobachtung dieses Kanals zum Qualifizieren der durchgeführten Messungen aus.

Die gute Übereinstimmung zwischen den Relationen, die als Basis für die Anordnung nach der Erfindung dienen, ist beachtlich.

Die guten Meßwerte befinden sich in der Nähe der Maxima des Signals Σ (Zeitpunkte t.. , t„, t.). Sie fallen mit den NuIl-

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durchgängen des Signals ες zusammen.

Die sehr schlechten Meßwerte (Zeitpunkte t_g und t^) fallen jedoch auch mit den Nulldurchgängen des Signals ες zusammen. Es ist daher nicht möglich, den Kanal zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung als einziges Kriterium zu verwenden. Eine Zweifelszerstreuung ist erforderlich, die aus der Beobachtung des Summenkanals Σ erhalten wird.

Fig. 4 zeigt eine erste Version der Rauschverringerungsanordnung nach der Erfindung. Die Auswahl basiert einzig und allein auf der Überprüfung des Summenkanals Σ . Die beiden Signale

Σ und ε , die an die beiden Eingangsklemmen 50 und 60 angelegt werden, werden zu zwei Tiefpaßfiltern 100 bzw. 106 übertragen, um sie von unerwünschten Frequenzkomponenten (thermisches Rauschen, schnelle Schwankungen des Ziels, die von bewegten Teilen herrühren) zu befreien. Die Auswahl der Meßwerte erfolgt in der Nähe der Maxima des Signals Σ mit einer Öffnung mit fester Zeit. Sie wird durch die Änderung der Vorzeichen der Ableitung des Signals Σ gesteuert. Fig. 4 zeigt außerdem ein Beispiel für die Form der Signale am Ausgang der verschiedenen Schaltungen. Die Ableitung der gefilterten Signale Σ wird durch eine Differenzierschaltung 101 gebildet. Dieser Schaltung ist eine Vorzeichendetektorschaltung 102 nachgeschaltet, welche die Ableitung des Signals Σ in ein Rechtecksignal umwandelt. Eine Flankendetektorschaltung 103, der eine Formgebungsschaltung 104 nachgeschaltet ist, erfaßt, beispielsweise, die abfallenden Flanken des Ausgangssignals des Detektors 102 und liefert kalibrierte Impulse für die Steuerung einer Auswahlschaltung 105. Diese Schaltung besteht beispielsweise aus einem Analogschalter, der an einer Klemme 107 das gefilterte Signal ε und an einer Klemme 106 das Aus-

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wahlsteuersignal empfängt und an einer Klemme 110 das verarbeitete Signal ε abgibt.

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Anordnung nach der Erfindung in .einer zweiten Version, in der die Auswahl auf der gleichzeitigen Überprüfung des Signals Σ und des Signals _E des Hilfskanals zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung basiert. Es sind, wie in Fig. 4, Beispiele für die Form der Signale an jedem Ausgang der Schaltungen angegeben. Die drei Signale Σ, , ε und ε q werden an drei gleiche Tiefpaßfilter 200 bzw. 210 bzw. 220 angelegt. Die Auswahl erfolgt beiderseits der Maxima des Signals Σ mit einer Auswahlöffnung mit veränderlicher Zeit. Das gefilterte Summensignal wird nach und nach an eine Doppeldifferenzierschaltung 201 angelegt. Sie gestattet, die konkaven und konvexen Teile des Signals X approximativ zu begrenzen, um nur diejenigen Meßwerte zurückzubehalten, die sich in der Nähe der Maxima befinden. Das Ausgangssignal der Schaltung 201 wird dann an eine Vorzeichendetektorschaltung 202 angelegt, die Rechtecksignale an eine UND-Schaltung 203 anlegt. Das gefilterte Signal tq aus dem Tiefpaßfilter 210 erfährt eine Zweiweggleichrichtung in einer Schaltung 206 und wird dann mit einem Schwellenwert verglichen, um nur diejenigen Meßwerte zurückzubehalten, die Winkelabstände εq ergeben, welche unter dem Schwellenwert liegen. Der Schwellenwert, der einer Klemme 207 zugeführt wird, kann fest oder einstellbar sein. Er steuert dann die veränderliche Öffnung der Akzeptierung der Meßwerte. Die Ausgangssignale des Vergleichers 205 werden in einer Schaltung 204 invertiert und an einen zweiten Eingang der UND-Schaltung 203 angelegt. Die von der UND-Schaltung 203 abgegebenen Signale dienen zum Steuern (Klemme 223) der Auswahlschaltung 221, die über eine Klemme 222 die gefilterten Sig—

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nale eq empfängt und an einer Klemme 225 die verarbeiteten Signale abgibt.

In den beiden Versionen gemäß den Fig. 4 und 5 kann eine kontinuierliche Information am Ausgang der Auswahlschaltung mit Hilfe einer zusätzlichen Speicherschaltung wiederhergestellt werden, die den verarbeiteten Wert von ε von einer Auswahl zur nächsten konstant hält. Eine solche Speicherung ist durch die gestrichelten Linien zwischen den ausgewählten Signalen am Ausgang 225 in Fig. 5 dargestellt.

Die erste'Version (Fig. 4) erfordert allein die Beobachtung des Signals Σ. . Dieses kann durch jedes andere Signal ersetzt werden, das die Amplitude der erfaßten Signale darstellt. Es handelt sich beispielsweise um die Spannung zur automatischen Steuerung der Verstärkung (Klemme 15 in Fig. 1) oder aber um das Ausgangssignal eines Empfängers, der für die Erfassung von Signalen vorgesehen ist.

Die Ausführung der Anordnung gemäß Fig. 5 erfordert einen Hilfskanal zur um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung, wie er beispielsweise in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist. Dieser Kanal führt folgende Operation aus:

eq =

sin

In den beiden dargestellten Versionen paßt sich die Auswahlfunktion automatisch der Geschwindigkeit der Impulse des Zieles an und ergibt so genaue Winkelabstandsmeßwerte, ungeachtet des Verhaltens des Zieles.

In der zweiten Version (Fig. 5) gestattet die Möglichkeit der Einstellung des Schwellenwertes an der Klemme 207, einen Kom-

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promiß zwischen der Menge der Meßwerte (die zu der Öffnungsdauer der Auswahlschaltung proportional ist) und ihrer Genauigkeit zu treffen. Der Schwellenwert kann manuell oder automatisch gesteuert werden, beispielsweise in Abhängigkeit von dem Regelfehler einer Zielverfolgungsschleife, die die Aufgabe hat, die Richtung des Zieles so schnell wie möglich wiederzugewinnen, indem Fehler akzeptiert werden, die in dieser Phase der Zielverfolgung ohne Bedeutung sind, um so die Fehler zu verringern, wenn das Ziel richtig verfolgt wird.

Die Technik der Ausführung der Anordnung nach der Erfindung hängt von der Radaranlage ab, welcher sie zugeordnet ist. In gewissen Anwendungsfällen ist es vorzuziehen, die Analogtechnik zu verwenden. In einem Feuerleitradar, das beispielsweise zum Verfolgen von mehreren Zielen in Zeitteilung vorgesehen ist, ist eine Digitalausführung vorzuziehen. Die Tiefpaßfilter 100, 106 in Fig. 4 und 200, 210, 220 in Fig. 5 sind in beiden Versionen der Anordnung gleich. Damit keine Stabilitätsprobleme bei der Folgeregelung der Antenne bei einer Winkelnachführung hervorgerufen werden, wird ein Grenzwert von 6 dB pro Oktave gewählt.

Fig. 6 zeigt ein Analogausführungsbeispiel des Tiefpaßfilters. Es enthält zwischen einer Eingangsklemme 300 und einer Ausgangsklemme 307 zuerst ein erstes RC-Tiefpaßglied (widerstand 301 und Kapazität 302), dann einen Subtrahierverstärker 36, der einen additiven Verstärkungseingang (Verstärkung +2) hat, welcher direkt mit dem Ausgang des RC-Filters verbunden ist, und einen subtraktiven Verstärkungseingang (Verstärkung 1 ), der ebenfalls mit dem Ausgang des RC-Eingangsfilters verbunden ist, aber über einen Trennverstärker 303 (Verstärkung 1),

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und schließlich ein weiteres RC-Tiefpaßfilter (Widerstand 304 und Kapazität 305).

Die erhaltene Übertragungsfunktion ist

1 + 2 j ω τ (wobei gilt τ = rc)

1 + 2 jiJT - ω² τ²

Wenn BS die Bandbreite des Spektrums des Zieles ist, gilt:

τ =

2 T BS

Beispielsweise gilt für ein kleines Flugzeug und eine Radaranlage mit der Wellenlänge λ = 3 cm:

BS = 10 Hz τ = 16 ms

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Tiefpaßfilter in Digitaltechnik.

Die Signale werden an einem Eingang 400 angelegt, in einem Verstärker 40? verstärkt (mit einem Verstärkungsfaktor α ) und zu einer Addierschaltung 402 übertragen, die über einen zweiten Eingang ein Schleifensignal empfängt, das von ihrem Ausgang über eine Verzögerungsschaltung 407 (mit der Verzögerung T) und einen Verstärker 408, dessen Verstärkungsfaktor g = 1 - α ist, kommt. Der Ausgang der Addierschaltung 402 ist mit dem Eingang einer Addierschaltung 404 über einen Verstärker 403 mit dem Verstärkungsfaktor α verbunden. Der zweite Eingang der Addierschaltung 404 ist mit ihrem Ausgang über eine Verzögerungsschaltung 406 (Verzögerung T) in Reihe mit einem Verstärker 405, der einen Verstärkungsfaktor G = 1 -α hat, verbunden.

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Eine Subtrahierschaltung 409 ist mit den Ausgängen der Addierschaltungen 402 und 404 verbunden und gibt die gefilterten Signale an einer Klemme 410 ab.

In einer Impulsradaranlage sind die Verzögerungen T gleich

der Sendeperiode. In diesem Fall gilt τ - — , wobei gilt:

τ ^α

α = — = 2 BST. Am Ausgang nach dieser Filterung kann die Abtasttaktfrequenz in den Digitalschaltungen verringert werden, indem ein Teilvielfaches von T gewählt wird. Beispielsweise kann mit einer Bandbreite BS = 10 Hz, wobei τ = 16 ms ist, nur jeder sechzehnte Abtastwert für die Folge der Verarbeitung bewahrt werden.

Fig. 8 zeigt eine Ausführungseinzelheit in dem Fall der ersten Version der Schaltungen zur Auswahl der Winkelabstandsmeßsignale ε . Das aus dem Filter 100 stammende Signal Σ wird von einer Torschaltung 121, die durch einen Taktgeber 120 gesteuert wird, zu Diffenzier- und Vorzeichenerfassungseinrichtungen übertragen. Diese Einrichtungen enthalten einen Speicher 122, der die von der Torschaltung 121 durchgelassenen Signale empfängt, und eine Kippschaltung 123, die mit dem Eingang und dem Ausgang des Speichers 122 verbunden ist. Jeder Abtastwert des Signals Σ wird so mit dem vorhergehenden Abtastwert durch die Kippschaltung 123 verglichen. Der vorhergehende Abtastwert wird an dem Ausgang des Speichers abgenommen. Seine Verzögerung ist gleich der Abtastperiode des Taktgebers 120. Der Speicher 122 kann aus einem Ladungsverschieberegister aufgebaut sein. Das Kippen der Kippschaltung 1 23 nach einem Durchgang des Signals Σ durch ein Maximum wird durch eine RC-Hochpaßsehaitung, die beispielsweise eine Kapazität 124 und einen Widerstand 125 enthält, erfaßt und löst eine Schaltung 126 zur Ansteuerung einer Auswahltorschal-

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tung 127 aus.

Fig. 9 zeigt eine Ausführungseinzelheit der Auswahleinrichtungen im Rahmen der zweiten Version. Die Signale JT werden durch eine Torschaltung 231 abgetastet, die durch einen Taktgeber 230 gesteuert wird. Die Abtastwerte des Signals Σ werden durch einen doppelten Speicher 232, 233 hindurchgeleitet, wodurch zwei Verzögerungen hervorgerufen werden, die gleich der Abtastperiode T sind. Eine Addierschaltung 234 ist mit dem Eingang und mit dem Ausgang des doppelten Speichers verbunden. Ein Verstärker 235 mit der Verstärkung 2 ist mit dem Mittelpunkt des doppelten Speichers verbunden. Eine Kippschaltung 236 vergleicht einen Zwischenabtastwert, der am Ausgang des Verstärkers 235 mit der Verstärkung 2 verstärkt ist, mit der Summe der vorhergehenden und der nächsten Abtastprobe an dem Ausgang der Addierschaltung 234. Die Erfassung einer konvexen Zone (Nähe eines Maximus) durch die Kippschaltung 236 gibt die. Auswahl von Informationen durch ein Signal frei, das an eine UND-Schaltung 237 angelegt wird, welche eine Auswahltorschaltung 241 für das gefilterte Signal ε steuert. Die UND-Schaltung 237 empfängt darüberhinaus ein Entscheidungssignal, das aus der Beobachtung des Hilfssignals eq stammt. Dieses Signal wird aus dem gefilterten Signal eq, das aus dem Filter 210 stammt, mit Hilfe einer Zweiweggleichrichterschaltung 238 und eines Vergleichers mit einstellbarem Schwellenwert (Schwellenwerteingang 240) erhalten. Der Vergleicher 239 kann aus einer Kippschaltung bestehen, die ein Freigabesignal an die UND-Schaltung 237 abgibt, wenn das gleichgerichtete Signal tq kleiner als der Schwellenwert an dem Schwellenwerteingang 240 ist.

Die Anordnung nach der Erfindung kann bei allen Zielverfol-

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gungsradaranlagen angewandt werden, die mit einer Winkelabstandsmessung arbeiten. Die erste Version, die nicht das Hinzufügen eines zusätzlichen Kanals erfordert, kann ohne Schwierigkeit in vorhandenen Radaranlagen benutzt werden. Die zweite Version erfordert das Hinzufügen von zusätzlichen Schaltungen (vgl. Fig. 1 und 2).

Es ist zwar eine Radaranlage mit nur zwei Kanälen Σ. und Δ für den Empfang beschrieben worden, es ist jedoch klar, daß die Erfindung auch bei Radaranlagen anwendbar ist, die mehr als zwei Empfangskanäle enthalten, insbesondere solche mit einem Summenkanal und zwei Differenzkanälen.

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Claims

Patentanwälte173f Bd. HaussmannDipl.-lng.Dipl.-lng.Dipl.-Chem.75008 Paris / FrankreichG. LeiserE. PrinzDr. G. HauserErnsbergerstrasse 198 München 6027. Juni 1978THOMSON - CSF Unser Zeichen: T 3125 Patentansprüche :

1. I Anordnung zur Verringerung des Winkelmeßrauschens in

einer Radaranlage mit wenigstens zwei Empfangskanälen, die ein Summensignal Σ und wenigstens ein Differenzsignal Δ
liefern, und mit Einrichtungen zum Bilden eines Winkelmeßwertsignals ε aus den Signalen Σ und Δ , gekennzeichnet durch Einrichtungen zum Auswählen der Winkelmeßwerte ε und durch Einrichtungen zum Ansteuern der Auswahleinrichtungen in Zeitpunkten, in welchen die Wahrscheinlichkeit von Fehlern der Meßwerte kleiner als ein bestimmter Wert ist, aufgrund wenigstens des Wertes des Signales Σ .

2. Anordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtungen Einrichtungen zur Erfassung der
Maxima der Summensignale Σ enthalten.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtungen Einrichtungen zur Bildung eines Hilfssignals cq einer um 90° phasenverschobenen Winkelabstandsmessung aus den Signalen Σ und Δ und Einrichtungen zum Vergleichen der Signale Σ und eq enthalten.

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4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Bilden des Hilfssignals eq einen Amplituden-Phasen-Demodulator ("19, Fig.'i) enthalten, der die Signale Σ und Ader Einrichtungen zum Bilden des Winkelsignals ε (6 und 9) direkt bzw. über einen 90°-Phasenschieber (18) empfängt.

5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Bilden des Hilfssignals eq Einrichtungen zum Verknüpfen des Summensignals Σ und des Differenzsignals Δ zum Bilden der Signale Σ'+ Δ(41> Fig. 2) und Σ - Δ (42) und eine Amplituden-Phasen-Demodulatorschaltung (46)
enthalten, die die Signale Σ + Aund Σ-ΔϊΛθγ Begrenzungsverstärker (43, 44) empfängt, um das Signal eq abzugeben.

6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Steuern der Auswahl nacheinander in
Reihe ein Tiefpaßfilter (100, Fig. 4) zum Empfangen der Signale Σ , eine Differenzierschaltung (1O1), eine Vorzeichendetektorschaltung (1O2), eine Flankendetektorschaltung (103) und eine Formgebungsschaltung (104), die in der Dauer kalibrierte Auswahlsteuerimpulse liefert, enthalten.

7. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Vergleichen der Signale Σ und eq eine UND-Schaltung (203, Fig. 5) enthalten, die ein Auswahlsteuersignal an die Auswahleinrichtungen (221) abgibt, ein Tiefpaßfilter (200) zum Empfangen und Filtern der Signale Σ , ein Tiefpaßfilter (210) zum Empfangen und Filtern der Signale tq, eine Schaltung (201) zur zweifachen Differenzierung und eine Vorzeichendetektorschaltung (202), die in Reihe zwischen das Filter (200) und einen Eingang der UND-Schaltung

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(203) geschaltet sind, und eine Gleichrichterschaltung (206), einen Vergleicher (205) mit einem Schwellenwert und eine Inverterschaltung (204), die in Reihe zwischen das Filter (210) und den anderen Eingang der UND-Schaltung (203) geschaltet sind.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert des Vergleichers (205) veränderlich ist.

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