DE2828793A1 - Verfahren und vorrichtung zur bestimmung der frequenz einer signalkomponente in einem zusammengesetzten signal - Google Patents

Description

DR.-ING. DIPL.-tNG. M. SC. DlPL-PHVS. DR. DIPw.-PHYS.

HÖGER - STELLRECHT - GRIESSBACH - HAECKER

PATENTANWÄLTE IN STUTTGART

A 42 929 b Anmelder: Bolt Beranek and Newman Inc.

u - 163 Cambridge, Mass.. 02138

26.Juni 1978 USA

Beschreibung

Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Frequenz einer Signalkomponente in einem zusammengesetzten Signal

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung der Frequenz einer Signalkomponente in einem zusammengesetzten Signal.

Dabei bezieht sich die vorliegende Erfindung vor allen Dingen auf die Frequenzmessung von relativ kohärenten Komponenten in zusammengesetzten Eingangssignalen, bei denen die interessierende Komponente eine kleinere Grosse hat als die Komponenten des Rauschens in dem zusammengesetzten Eingangssignal und bei denen das interessierende Signal Phasenumkehrungen und Phasenschwankungen aufweist.

Es ist bereits eine grosse Anzahl von Systemen bekannt, um aus einem zusammengesetzten Signal ein interessierendes Signal herauszuholen, welches in einem Untergrundrauschen untergeht, das grössere Amplitude hat als das interessierende Signal selbst, Zur Lösung dieser Aufgabe hat man bisher selektive und adaptive Filtertechniken verwendet und in zunehmendem Maße phasensynchronisierte Schleifen verschiedener Art. Solche phasensynchronisierte Schleifen (phase-locked loops) haben sich insbesondere dann als günstig herausgestellt, wenn man die Frequenz einer interessierenden Komponente in einem zusammengesetzten Signal bestimmen will. Bei phasensynchronisierten Schleifen kann die Verstärkung der Auffindschleife (tracking loop) und die Bandbreite leicht eingestellt werden, so dass

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man sich an die besondere Situation gut anpassen kann. Wenn das System einmal auf die gewünschte Komponente synchronisiert ist, dann ist die Ausfilterung unerwünschter Signalkomponenten recht gut, da das interessierende Signal kohärent nachgewiesen ist. Der lokale Oszillator, der den Nachweisprozess steuert, ist also mit der gewünschten EingangsSignalkomponente phasenmässig gekoppelt.

Diese Phasensynchronisierschleifen haben jedoch gewisse Beschränkungen. Ihre Arbeitsweise kann relativ leicht durch Phasenumkehrungen und Phasenschwankungen der gewünschten Komponente des Eingangssignals gestört werden. Ausserdem kann es vorkommen, dass ein solches System das Signal von vornherein nicht auffindet, so dass eine Synchronisierung gar nicht möglich ist. Konventionelle Techniken, die die Phasensynchronisierung benutzen, sind typischerweise auf relativ schmale Fangbereiche beschränkt, da die Signal-Rausch-Filterfähigkeit mit der Ausweitung des Fangbereiches proportional abnimmt.

Es gibt jedoch eine Reihe von Fällen, in denen man die Frequenz von Komponenten in einem zusammengesetzten Eingangssignal bestimmen möchte, die gelegentlichen Phasenumkehrungen oder starken Phasenschwankungen unterliegen. Beispielsweise wurde der Signalprozessor der vorliegenden Erfindung entwickelt für die Verwendung in einer Luftgeschwindigkeitsmessvorrichtung vom Typ der optischen Faltung (optical convolution). Dieses Instrument benutzt ein optisches Gittersystern, um die Geschwindigkeit zu messen, mit welcher Wirbel von einem beheizten Element in einem Windstrom mitgenommen werden. Dieses optische

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Instrument selbst ist ausführlicher in dem. Report Nr. AFFDL-TR-76-132 mit dem Titel Development of a Prototype Optical Convolution Airspeed Sensor beschrieben, welcher im Rahmen eines Forschungsauftrages der US-Regierung (F33615-76-C-3051 United States Airforce) erstellt worden ist. Signalbearbeitungsanwendungen dieser Art findet man auch bei verschiedenen Laser-Doppler-Geschwindigkeitsmessern, obwohl die Signale bei diesen Geräten in einem wesentlich höheren Frequenzbereich liegen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, mit welchen zunächst festgestellt werden kann, ob in einem zusammengesetzten Signal ein kohärentes Signal enthalten ist, und mit denen weiterhin die Frequenz des kohärenten Signales auch dann noch bestimmt werden kann, wenn das Signal Phasenumkehrungen und Phasenschwankungen unterworfen ist.

Diese Aufgabe wird gemäss der Erfindung durch ein Verfahren gelöst, welches gekennzeichnet ist durch die folgenden Schritte;

Man erzeugt aus dem Eingangssignal ein binäres Signal, dessen 0-1-Übergänge den Nullstellen des analogen Eingangssignals entsprechen, und wählt mindestens zwei dieser binären Signale, die zu unterschiedlichen, durch ein Zeitintervall getrennten Zeitpunkten eintreffen, aus und korreliert diese miteinander, so dass man ein Koinzidenzsignal erhält, man mittelt über eine Vielzahl von Koinzidenzsignalen, man wählt die Zeitintervalle

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zwischen den korrelierten Binäreingangssignalen so, dass der Mittelwert der Koinzidenzsignale Null wird, und man bestimmt die Länge dieser Zeitintervalle, die ein Maß für die Periode der untersuchten Signalkomponente darstellt.

Zur Durchführung dieses Verfahrens wird erfindungsgemäss eine Vorrichtung vorgeschlagen, die gekennzeichnet ist durch die folgenden Merkmale:

Eine Schaltung zur Umwandlung des analogen Eingangssignals in ein Binäreingangssignal, dessen 0-1-übergänge den Nullstellen des analogen Eingangssignales entsprechen,

ein Schieberegister, dessen Schiebefrequenz einstellbar ist,

eine Schaltung zum Einlesen der Binäreingangssignale in das Schieberegister zur Speicherung zeitlich nacheinander eintreffender Binäreingangssignale,

eine Korralationsschaltung zur Bildung eines Koinzidenzsignales aus zu verschiedenen Zeiten eintreffenden Binäreingangssignalen,

eine Mittelungsschaltung zur Erzeugung eines Steuersignales durch Mittelung über die Koinzidenzsignale,

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und ein Oszillator mit steuerbarer Frequenz zur Einstellung der Schiebefrequenz des Schieberegisters, dessen Frequenz durch das durch die Mittelung über die Koinzidenz gebildete Steuersignal einstellbar ist, so dass dadurch der Zeitabstand zwischen aufeinanderfolgenden Binäreingangssignalen im Schieberegister bestimmt wird, wobei das Steuersignal die Frequenz des Oszillators und damit die Zeitabstände zwischen aufeinanderfolgenden Binäreingangssignalen am Schieberegister derart beeinflusst, dass diese einer Nullstelle der Autokorrelationsfunktion entsprechen, wodurch sich die Schiebefrequenz automatisch so einregelt, dass sie der Frequenz einer kohärenten Komponente im zusammenge-. setzten Eingangssignal entspricht.

Die elektronischen Bestandteile der erfindungsgemässen Vorrichtung weisen eine gewisse Ähnlichkeit mit verschiedenen Typen von Phasensynchronisierungsschleifen und mit verschiedenen Kreuzkorrelationssystemen auf, welche mit zwei Eingangssignalen arbeiten und beispielsweise Verwendung gefunden haben bei der Bestimmung der Geschwindigkeit eines Medienflusses durch Kreuzkorrelierung von stromaufwärts und stromabwärts bestimmten Signalen.

Systeme mit Phasensynchronisierschleifen sind in den US-Patenten 3,351,868, 3,602,834, 3,878,473, 3,361 985 und 3,840,821 beschrieben. Besonders interessant ist dabei das Patent 3,351,868, da eine Reihe von Bauteilen verwendet werden, die denen der vorliegenden Erfindung ähnlich sind. Beispiele für

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Korrelationssysteme geben die US-Patente 3,819,919, 3,760,355, 3,483,549 und 3,777,133. Im Patent 3,819,919 v/erden wieder eine Reihe von Komponenten beschrieben, die denen der vorliegenden Erfindung ähnlich sind. Bei den verschiedenen Kreuzkorrelierungsmethoden zur Messung der Geschwindigkeit eines Medienflusses werden die mit unterschiedlicher Taktzeit arbeitenden Schieberegister typischerweise so justiert, dass die Taktfrequenz mit der effektiven Zeit in Übereinstimmung gebracht wird, die der Flüssigkeitsstrom zum Durchlaufen des Weges von einem Signalaufnehmer zum nächsten benötigt. Die Ausgangsfunktion des Korrelators nimmt mit variierender Verzögerung daher eine typische glockenförmige Gestalt an. Dem steht im Rahmen der vorliegenden Erfindung die typische Autokorrelationsfunktion entgegen, die mehrere Nulldurchgänge und Umkehrstellen aufweist, wenn man die Autokorrelationsfunktion eines Eingangssignales ohne Gleichspannungskomponenten untersucht.

Wie bereits dargelegt, arbeitet das erfindungsgemässe Frequenzmeßsystem, indem es ein Steuersignal erzeugt, dessen Wert zu jedem Zeitpunkt dem Wert der Autokorrelationsfunktion des Eingangssignals für eine bestimmte Zeitverzögerung entspricht. Der Wert der Zeitverzögerung wird dann automatisch so justiert, dass sich ein gewünschter Durchschnittswert des von der Autokorrelationsfunktion abhängigen Steuersignals ergibt.

Das erfindungsgemässe Frequenzbestimmungssystem ist dafür geeignet, aus einem zusammengesetzten Eingangssignal, das mehrere

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Komponenten enthält, beispielsweise Rauschen, das gewünschte kohärente Signal herauszusuchen und dessen Frequenz zu bestimmen. Dazu wird das Eingangssignal zunächst abgeschnitten, so dass man ein im wesentlichen binäres Eingangssignal erhält, das in ein seriell einlesbares, parallel auslesbares Schieberegister eingelesen wird. Die Einlese- und Schiebefrequenz ist einstellbar, so dass die Zeitverzögerung zwischen dem in den einzelnen Stufen des Schieberegisters gespeicherten Binäreingangssignal eine Funktion der Tastfrequenz ist. Zum Korrelieren des Eingangssignals mit einer verzögerten Version können beispielsweise exclusive OR-Gatter verwendet werden, die ein Koinzidenzsignal erzeugen, das der Autokorrelationsfunktion des Eingangssignals für einen bestimmten Wert der Zeitverzögerung entspricht. Dieses Koinzidenzsignal wird anschliessend gefiltert, um einen mittleren Korrelationswert zu erhalten. Zur Steuerung der Einlese-Schiebefrequenz des Schieberegisters ist ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen, der von dem Mittelwert des Korrelationssignales gesteuert wird, d.h. dieser Mittelwert variiert die Einlese- und Schiebefrequenz und damit die Verzögerungszeit zwischen den eingelesenen Binäreingangssignalen. Dieses Steuersignal wird im Ralimen der Erfindung nun so angewandt, dass sich eine Verzögerungszeit einstellt, die einem Nulldurchgang der Autokorrelationsfunktion des Eingangssignales entspricht. Dadurch wird die Frequenz des Oszillators automatisch auf einen Wert eingestellt, der der Frequenz der kohärenten Komponente im Eingangssignal zugeordnet werden kann. Bemerkenswert ist dabei, dass das erfindungsgemässe Verfahren und die entsprechende Vorrichtung relativ unempfindlich gegenüber der Phase der

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gemessenen Komponente des zusammengesetzten Eingangssignales sind.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche und in diesen niedergelegt.

Die nachfolgende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung dient im Zusammenhang mit der Zeichnung der näheren Erläuterung. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Autokorrelationsfunktion eines zusammengesetzten Eingangssignals, welches eine Sinuswelle und weisses Rauschen enthält;

Fig. 2 ein Blockschema eines einfachen Frequenzmeßsystems gemäss der Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemässen Frequenzmeßsystems und

Fig. 4 ein abgewandeltes Frequenzmeßsystem mit einer Anzeige des Signalrauschverhältnisses.

In der folgenden Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile.

Da das erfindungsgemässe Frequenzmeßsystem einige Eigenschaften

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der Autokorrelationsfunktion des zusammengesetzten Eingangssignals verwendet, ist es nützlich, vor der Erklärung des erfindungsgemässen Systems zunächst die Eigenschaften dieser Funktion zu erläutern. Die ausgezogene Linie in Fig. 1 stellt die Autokorrelationsfunktion eines zusammengesetzten Eingangssignals dar, welches sowohl sinusförmige Komponenten enthält, die die eigentlichen interessierenden Signale darstellen, als auch im wesentlichen weisses Rauschen. Die Ordinate der Kurve stellt die normalisierte Amplitude der Autokorrelationsfunktion dar, wobei der höchste Wert 1 ist, während die Abszisse den variablen Zeitabstand i darstellt, unter dem die beiden Werte desselben Eingangssignals bestimmt werden, aus denen der Korrelationsgrad errechnet wird.

Die Autokorrelationsfunktion der sinusförmigen Komponente ist natürlich eine Kosinusfunktion, während die Komponenten des weissen Rauschens zu einer am Nullpunkt zentrierten Spitze führen, deren Ausläufer für wachsende Zeitabstände asymptotisch gegen Null gehen. Bekanntlich kann man aus der Berechnung der Autokorrelationsfunktion eines unbekannten Eingangssignals, d.h. aus der Bestimmung des Korrelationsgrades zwischen dem Eingangssignal und einer um verschiedene Zeitabstände verzögerten Version desselben Signals, erhebliche Informationen über den spektralen Gehalt erhalten. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung-ist jedoch wesentlich, dass sinusförmige Bestandteile in einem zusammengesetzten Eingangssignal zu Nullstellen der Autokorrelationsfunktion führen, während weisses Rauschen, d.h. vollkommen statistisches Rauschen, keine Nullstellen in der Autokorrelationsfunktion erzeugt. Das ist natürlich eine

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Vereinfachung, jedoch versteht man die Betriebsweise des erfindungsgemässen Systems anhand dieses Prinzips besser. Anstatt die vollständigen Autokorrelationsfunktionen zu berechnen/ stellt das erfindungsgemässe System nur die Nullstellen der Autokorrelationsfunktion fest und hält diese fest. Dies erfolgt mittels einer Rückkopplungssteuerung, welche die Verzögerungszeit in geeigneter Weise steuert,

Fig. 2 stellt ein relativ einfaches System dar, welches den ersten Nullpunkt der Autokorrelationsfunktion, also einen übergang vom Positiven ins Negative, aufsucht und festhält. Das Eingangssignal wird zunächst einem sogenannten Weissfilter ( whitening filter) zugeführt, dessen Funktion darin liegt, für eine im wesentlichen gleichförmige spektrale Verteilung der Rauschkomponenten zu sorgen. Wie sich weiter unten deutlich ergibt, kann ein Übergewicht an niederfrequentem Rauschen, also eine "Rosafärbung" (pinkening) des Rauschspektrums, die Betriebsweise des Systems beeinflussen, da durch diese niederfrequenten Rauschkomponenten Messfehler auftreten können. Das spektral justierte Signal wird dann einem Begrenzer 13 zugeführt, dessen Ausgangssignal eine gekappte oder im wesentlichen binäre Version des Eingangssignals ist, bei dem die

0-1-übergänge des binären Signals im wesentlichen den Nulldurchgängen des analogen Eingangssignal des Begrenzers 13 entsprechen.

Das binäre Eingangssignal wird dem Eingang eines seriell einlesbaren, parallel auslesbaren Schieberegisters 15 zugeführt. In der Zeichnung ist ein Schieberegister mit einer Länge von

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vier bits dargestellt, jedoch ist diese Länge nicht besonders kritisch, solange die Einlesefrequenz wesentlich höher ist als das Doppelte der höchsten Messfrequenz. In diesem Ausführungsbeispiel v/erden die Signale aus der ersten und der dritten bit-Position des Schieberegisters zur Herstellung der Korrelationsfunktion verwendet, wobei das eine Signal eine verzögerte Funktion des anderen ist. Die Verzögerungszeit ist dabei eine Funktion der Einleserate des Schieberegisters und der Anzahl der Schieberegisterpositionen, die die zwei Signale trennt. Das Schieberegister 15 wird durch ein variables Frequenzsignal getastet, welches von einem spannungsgesteuerten Oszillator 17 erzeugt v/ird.

Der Vergleich oder die Korrelation der beiden Signale wird durch ein exclusives OR-Gatter 19 durchgeführt, welches tatsächlich als eine Ein-bit mal Ein-bit-Multipliziereinheit arbeitet. Das Ausgangssignal des exclusiven OR-Gatters kann man als ein Koinzidenzsignal bezeichnen. In gleicher Weise könnte auch ein exclusives NOR-Gatter verwendet werden, d.h. ein Gatter, dessen Wahrheitstabelle der des exclusiven OR-Gatters komplementär ist. Auch andere Typen von logischen Gattern können verwendet werden und zu einem richtigen Ergebnis führen, beispielsweise ein AND-Gatter, jedoch kann die Wirkungsweise schlechter sein, da auch andere logische Zustande als die reinen Koinzidenzen zum Ausgangssignal beitragen können. Wie im folgenden ausführlich erläutert ,entspricht das Durchschnittssignal dieser Koinzidenzsignale dem Wert der Autokorrelationsfunktion des Eingangssignals für einen bestimmten Wert der Zeitverzögerung, der zwischen den beiden Signalen gegeben ist,

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die an das exclusive OR-Gatter angelegt werden. Eine Mittelung über ein bestimmtes Zeitintervall wird durch eine Integrierschaltung 21 erreicht. Man erhält damit ein Analogsignal, welches man als Durchschnittskorrelationssignal bezeichnen kann. Dieses Signal wird als Steuargrösse dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt.

Die analoge, von der Integrierschaltung 21 gelieferte Steuerspannung wird dem spannungsgesteuerten Oszillator in der Weise zugeführt, dass der Zeitabstand zwischen den beiden dem exclusiven OR-Gatter zugeführten Eingangssignale automatisch auf einen Wert justiert wird, der dem ersten positiv-negativen Hulldurchgang der Autokorrelationsfunktion entspricht. Wenn man annimmt, dass die Zeitkonstante der Integrierschaltung richtig gewählt ist, dann erhält man eine stabile Rückkopnlungsschieifa, die die Einleserate des Schieberegisters so steuert, dass dia Verzögerungszeit t einen Wert einnimmt, der der ersten Hullsteile der Autokorrelationsfunktion entspricht.

Da die zwei dem exclusiven OR-Gatter zugeführten Eingangssignale im Schieberegister zwei bits voneinander entfernt sind und da der Zeitabstand, der der ersten Nullstelle der Autokorrelationsfunktion entspricht, einer Viertelperiode der sinusfürmigon Eingangsfrequenz entspricht, erkennt man, dass die Betriebsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators, die in diesem beschriebenen Ausführungsbeispiel die gewünschte Zeitverzögerung erzeugt, achtmal so gross ist *.;ie die Frequenz des Eingangssignals. Diese Betriebsfrequenz des spannungsgasteuertisn Oszillators ist damit ein Maß für die Frequenz des ELngangs-

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signals, wenn eine Synchronisierung einmal erreicht ist. Hier ist jedoch auf einen wichtigen Unterschied hinzuweisen: Obwohl die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators mit der Eingangsfrequenz korreliert ist, ist sie nicht phasensynchronisiert mit dieser. Wenn beispielsweise in dem System ein Restgleichstromanteil auftritt, dann ist die Arbeitsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators kein genau ganzzahliges Vielfaches des Eingangssignals. Das ist anders als beim Betrieb einer phasensynchronisierten (phase locked) Rückkopplung, bei v/elcher die Entsprechung zwischen Oszillatorbetriebsfrequenz und Eingangssignalfrequenz notwendigerweise ganzzahlig ist, wenn überhaupt eine Synchronisierung vorliegt.

Die Theorie der Betriebsweise wird im folgenden mathematisch erläutert. Die "arc-sine"-Beziehung ist bekannt. Die Autokorrelationsfunktion R ('T) einer gekappten oder begrenzten

Funktion ist mit der normalisierten Autokorrelationsfunktion der Originalfunktion R (Ύ) durch die folgende Beziehung verbunden

^Ro CV ) =1 ^{arc sin R}

Die Autokorrelationsfunktion der begrenzten Funktion steht also in einer einfachen Beziehung mit der Originalfunktion und ist wesentlich einfacher zu berechnen. Ein-bit-Schieberegister können zur Erzeugung der Zeitverzögerung und einfache logische Gatter zur Ausführung der Multiplikation verwendet v/erden.

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Um die Frequenz einer einzigen Eingangssignalkomponente zu messen, ist es nicht notwendig, die gesamte Autokorrelationsfunktion zu berechnen. Zwei Punkte können eine ausreichende Information abgeben, wenn sie lokalisiert und aufgefunden werden können.

Wenn man weiterhin berücksichtigt, dass R (T) ⁼ ° ist, wenn R (T) =0 und der Wert der Zeitverzögerung für die Nullstellen der Autokorrelationsfunktion durch das Kappen oder Abschneiden des Signals unverändert bleibt, dann kann man die Nullstellen des gekappten Signals bestimmen und die Frequenz genau messen.

Im folgenden wird ein sinusförmiges Signal mit einem Rauschspektrum der Form

N + S ( cc - uJ_)

1 + (co /ui _n) ²

betrachtet, bei welchem _to und <-<; die Bandbreite des Rauschens bzw. die Frequenz des Signals darstellen. Die Autokorrelation des Signales wird dann durch den folgenden Ausdruck gegeben

N exp (--V_n') ) + S cos (uo "T") .

XX S

Es wird nun die erste Nullstelle von cos ( ia) V) gesucht. In der Praxis wird jedoch die Nullstelle der oben angegebenen Korrelationsfunktion bestimmt. Die Abweichung wird durch den folgenden Ausdruck gegeben

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•Ύ
Für

	T	dann	2
ergibt	sich	ir
	ωη
	^r

§ + 2,66.

Bei einem Signal-Rauschverhältnis von 0 dB muss also die Rauschbandbreite mindestens 2,66-mal der Signalfrequenz entsprechen.

Es ist darauf hinzuweisen, dass diese Theorie davon abhängt, daß das Rauschen "weiss" ist. Wenn das Rauschen eine grosse niederfrequente Komponente aufweist, oder "rötlich gefärbt" ist, dann wird der Ausläufer der Korrelationsfunktion vergrössert, und die Genauigkeit des Systems nimmt ab. Aus diesem Grunde sollte das weisse Rauschen vorher "geweisst" werden, indem man die niederfrequenten Komponenten schwächt, bevor das Signal in die Analysevorrichtung eintritt.

Die Autokorrelationsfunktion des weissen Rauschens in dem zusammengesetzten Eingangssignal hat die Form einer Spitze im Bereich der Nullverzögerung, welche schnell abklingende Ausläufer hat. Trotzdem ergeben sich noch Anteile zur Autokorrelationsfunktion des zusammengesetzten Signals bei Verzögerungswerten, die der !lullstelle der Autokorrelationsfunktion des sinusförmigen Eingangssignals allein entsprechen.

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Mit anderen Worten erhält man eine Restgleichspannungskompouenfce, und wie bereits erwähnt wurde, kann diese Restgleichspannurigskomponente in der Autokorrelationsfunktion einen Messfühler hervorrufen ebenso wie bei jeglicher anderer Gleichkomnonente. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 v/erden zwei Vierte der Autokorrelationsfunktion des zusammengesetzten liingangssignals erzeugt und beide werden als Eingangssignale für die Steuerrückkopplung verwendet. Einer der Werte entspricht der ersten Positiv-lIegativ-Kulls teile, wie in Ausführurigsbeispiel der Fig. 2. Der zweite Wert entspricht der nächsten Nullscolle der Autokorrelationsfunktion der sinusförmigen Komponente, wobei dies ein Elegativ-Positivübergang ist. Wie sich aus dem Diagramm der Fig. 1 ergibt, ist die entsprechende Zeitverzögerung des zweiten Wertes 3-niil so gross wie die Zeitverzögerung, die der ersten Mullsteile entspricht. Die Verwendung von ζ v/ei Eingangssignalen mit entgegengesetzten Vorzeichen erhöht die Genauigkeit, einmal dadurch, dass die Rückkopplung verstärkt wird, und zum anderen dadurch, dass gleichförmige Abweichungen ausgeglichen werden, wobei es unwesentlich ist, ob diese gleichförmigen Abweichungen durch Anteile des weissen Rauschens odor durch Gleichspannungsabweichungen in den verschiedenen Schaltungselementen selbst erzeugt werden. In der Darstellung dar Fig. 3 nind dia Schaltungselemente, die in Form von integrierten Elementen erhältlich sind, mit ihren im Hanlei allgemein anerkannten Tynenbezeichnunjen gekennzeichnet. Auch die Annchlussbezeichnungen sind entsprechend der im Handel üblichen Pm::is ancregeben. Andere Komponentenwert-e sind entsprechend angegeben. Der LM211 ist ein Komparator,

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der ein zusammengesetztes Eingangssignal rechteckförmig macht oder begrenzt. °i^e Gleichspannungskomponenten und die sehr niederfrequenten Komponenten des Eingangssignals werden durch einen 0,15 uF Eingangskondensator unterdrückt. Das CD4015A ist ein seriell einlesbares, parallel auslesbares Acht-bit-Schieberegister. Das beschnittene Eingangssignal wird dem Serieneingang des Registers zugeführt. Das integrierte Schaltelement CD4O3OA weist zwei exclusive OR-Gatter auf, welche beide Ein-bit mal Ein-bit-Multiplikationen ausführen, um das entsprechende Koinzidenzsignal· zu bilden. Der Ausgang einer Stufe des Schieberegisters ist mit dem Eingang von jedem dieser Gatter verbunden. Der Ausgang der dritten Stufe des Schieberegisters wird als zweiter Eingang mit einem der Gatter verbunden, während der Ausgang der sechsten Stufe des Schieberegisters mit dem anderen Eingang des zweiten Gatters verbunden ist.

Der integrierte Verstärker LM2O8 ist in der üblichen Weise als Differenzintegrator geschaltet. Das der kürzeren Verzögerungszeit entsprechende Koinzidenzsignal wird dem positiven Eingang des Integrators zugeführt, während das der längeren Verzögerungszeit entsprechende Koinzidenzsignal dem Umkehreingang zugeführt wird. Die kapazitive Rückkopplung vom Ausgang des Verstärkers wird auch dem Umkehreingang zugeführt, um die Integration zu erhalten, wie dies für den Fachmann ohne weiteres klar ist.

Das integrierte Schaltelement CD4O4 6A ist für die Verwendung in Phasensynchronisierschleifen gedacht und umfasst einen

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Oszillator mit variabler Frequenz, der in diesem besonderen Ausführungsbeispiel das einzige Teil des integrierten Schaltelementes ist, das verwendet wird. Das Ausgangssignal des Integrators wird als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt. Die Oszillatorausgangsfrequenz wird dem Zeiteingang des Schieberegisters CD4O15A zugeführt.

Da das der kürzeren Zeitverzögerung zugeordnete Koinzidenzsignal einem Positiv-Negativ-Nullübergang der Autokorrelationsfunktion entspricht, während das der längeren Verzögerung zugeordnete Koinzidenzsignal einem Negativ-Positiv-Nullübergang entspricht, und da die Koinzidenzsignale Eingängen des Differenzintegrators mit verschiedenem Vorzeichen zugeführt werden, ergibt sich, dass diese Signale zusammen die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators korrigieren, so dass die Verzögerungszeiten auf Werten gehalten werden, die den Nullstellen tatsächlich entsprechen.

In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Verzögerungszeit, die der ersten Nullstelle entspricht, durch zwei Stufen des Schieberegisters gebildet, während die längere, 3-mal solange Zeitverzögerung durch sechs Stufen des Schieberegisters gebildet wird. Es wird darauf hingewiesen, dass ebenso wie im vorher beschriebenen Ausführungsbeispiel auch andere Verzögerungszahlen verwendet werden können, indem man die Oszillatorfrequenz entsprechend einstellt, beispielsweise drei Stufen und neun Stufen oder eine Stufe und drei Stufen, wenn man annimmt, dass dieselben Nullpunkte verwendet v/erden. Wenn auch der erste und der zweite Nullpunkt der Autokorre-

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lationsfunktion vermutlich die günstigsten Nullpunkte sind, können auch andere Nullpunkte verwendet v/erden, wenn man geeignete Massnahmen ergreift, um Zweideutigkeiten in der Messung auszuschliessen.

Wie bereits erwähnt, wurde dieses besondere Ausführungsbeispiel als Signalprozessor bei einer mit optischer Faltung {optical convolution) arbeitendem Luftgeschwindigkeitsmess-'vorrichtung verwendet. Dabei war das erfindungsgemässe System in der Lage, eine sinusförmige Komponente in dem Eingangssignal auch dann noch aufzufinden und deren Frequenz zu messen, wenn die Signalfrequenz in· einem Bereich von 100:1 variierte und wenn das Signalrauschverhältnis etwa -10 db war. Man erhielt eine Genauigkeit der Ablesung von 1 %, obwohl das Eingangssignal Phasenumkehrungen und Phasenschwankungen beachtlicher Amplitude aufwies. Wie dem Fachmann bekannt ist, können konventionelle Phasensynchronisierrückkopplungstechniken nicht über einen so breiten Frequenzbereich angewendet werden und ausserdem noch so wenig auf Phasenverzerrungen ansprechen.

Falls es wünschenswert sein sollte, kann der erfindungsgemässe Signalprozessor ein weiteres Ausgangssignal liefern, um die Anwesenheit eines Signals anzuzeigen, dessen Frequenz gemessen wird. Ein in dieser Weise abgewandeltes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 4 dargestellt. Das wesentliche Frequenzmessystem ist weitgehend gleich wie das in Fig. 3 dargestellte. In der Schaltung der Fig. 4 ist jedoch das Schieberegister auf zehn Stufen erweitert worden und die Ausgänge der fünften und der

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neunten Stufe sind jeweils mit einem Eingang von NAND-Gattern 41 bzw. 43 verbunden. Das Ausgangssignal der ersten Stufe des Schieberegisters wird den anderen Eingängen der beiden NAND-Gatter zugeführt. Die Ausgangssignale der NAND-Gatter 41 und 43 v/erden dem nicht-invertierenden und dem invertierenden Eingang eines zweiten Differenzintegrators zugeführt, der allgemein mit dem Bezugszeichen 45 bezeichnet ist.

Wenn der Frequenzmessteil der Schaltung arbeitet, dann entsprechen die Autokorrelationswerte, die man durch Kombination der Signale der ersten und dritten Stufe und der Signale der ersten und sechsten Stufe erhält, den Nullstellen, die in der Fig. 1 mit t_. und 3 t_Q angegeben sind. Man erkennt, dass bei dem Betrieb die Autokorrelationswerte, die sich durch Kombination des Signals der fünften Stufe mit dem Signal der ersten Stufe und durch Kombination des Signals der neunten Stufe mit dem Signal der ersten Stufe ergeben, den Spitzen entsprechen, die in Fig. 1 mit 2 t und 4 t_n gekennzeichnet sind. Es handelt sich hierbei um Maxima der Autokorrelationsfunktion einer relativ konstanten Frequenzkomponente in dem zusammengesetzten Eingangssignal.

Infolge der anfänglichen Beschneidung des Eingangssignals ist das Ausgangssignal des Differenzintegrators 45 weniger ein Maß der Amplitude der nachgewiesenen Signalkomponente als vielmehr ein Maß für das Signalrauschverhältnis. Die Anwesenheit eines solchen Signals zeigt jedoch an, dass das System sich auf die angezeigte Signalkomponente synchronisiert hat.

Die vorstehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der

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Erfindung dient nur der Erläuterung der Erfindung und soll daher nicht als Beschränkung des Erfindungsgegenstandes angesehen werden. Tatsächlich sind eine Reihe von Abwandlungen und Modifikationen möglich";"'ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.

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   26.Juni 1978 02138, - USA

   Patentansprüche :

   1./ Verfahren zur Bestimmung der Frequenz einer Signalkomponente in einem zusammengesetzten Signal, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

   Man erzeugt aus dem Eingangssignal ein binäres Signal, dessen 0-1-Obergänge den Nullstellen des analogen Eingangssignals entsprechen,

   man wählt mindestens zwei dieser binären Signale, die zu unterschiedlichen, durch ein Zeitintervall getrennten Zeitpunkten eintreffen, aus und korreliert diese miteinander, so dass man ein Koinzidenzcsignal erhält,

   man mittelt über eine Vielzahl von Koinzidenzsignalen_r

   man wählt die Zeitintervalle zwischen den kor r euer ten Binärsignalen so, dass der Mittelwert der Koinzidenzsignale Null wird,

   und man bestimmt die Länge dieser Zeitintervalle, die ein Maß für die Periode der untersuchten Signalkomponente darstellt.

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man Koinzidenzsignale aus mehreren Paaren von Binärsignalen bildet, die zeitlich verschieden weit ausein-

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   anderliegen, and dass man vor der Mittelung die Differenz der Koinzidenzsignale bildet.

   3. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche,, dadurch gekennzeichnet, dass man zusätzlich aus Binärsignalen, deren zeitlicher Abstand ein geradzahliges Vielfaches des Zeitintervalls zwischen den zur Frequenzbestimmung benutzten Binärsignalen ist, ein weiteres Koinzidenzsignal bildet, über mehrere Koinzidenzsignale mitteit und den sich ergebenden Mittelwert als Anzeige für das Vorliegen kohärenter Komponenten in dem zusammengesetzten Eingangssignal benutzt.

   4. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale!

   Eine Schaltung (13} zum umwandlung des analogen Eingangssignals in ein Binäreingangssignal, dessen 0-1-fibergänge den Nullstellen des analogen Eingangssignales entsprechen,

   ein Schieberegister (15}, dessen Schiebefrequenz einstellbar ist,

   eine Schaltung zum Einlesen der Binäreingangssignale in das Schieberegister (15) zur Speicherung zeitlich nacheinander eintreffender Binäreingangssignale,

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   eine Korrelationsschaltung (19) zur Bildung eines Koinzidenzsignales aus zu verschiedenen Zeiten eintreffenden Binäreingangssignalen,

   eine Mittelungsschaltung (21) zur Erzeugung eines Steuersignales durch Mittelung über die Koinzidenzsignale, und

   ein Oszillator (17) mit steuerbarer Frequenz zur Einstellung der Schiebefrequenz des Schieberegisters (15), dessen Frequenz durch das durch die Mittelung über die Koinzidenz gebildete Steuersignal einstellbar ist, so dass dadurch der Zeitabstand zwischen aufeinanderfolgenden Binäreingangssignalen im Schieberegister (15) bestimmt wird, wobei das Steuersignal die Frequenz des Oszillators (17) und damit die Zeitabstände zwischen aufeinanderfolgenden Binäreingangssignalen am Schieberegister (15) derart beeinflusst, dass diese einer Nullstelle der Autokorrelationsfunktion entsprechen, wodurch sich die Schiebefrequenz automatisch so einregelt, dass sie der Frequenz einer kohärenten Komponente im zusammengesetzten Eingangssignal entspricht.

   5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Umwandlung des analogen Eingangssignales in ein Binäreingangssignal eine Begrenzerschaltung (13) ist.

   6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzerschaltung (13) einen Komparator enthält.

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   7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Schieberegister (15) seriell einlesbar und parallel auslesbar ist.

   8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsschaltung ein
   logisches Exclusiv-OR-Gatter (19) umfasst.

   9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelungsschaltung (21) ein aktives Integrierfilter umfasst.

   10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelungsschaltung (21) einen Integrator umfasst.

   11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Korrelierung von zwei zeitlich nacheinander eintreffenden Binäreingangssignalen zwei Stufen des Schieberegisters (15) mit den beiden Eingängen der Korrekationsschaltung (19) verbunden sind.

   12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Stufen des Schieberegisters (15) durch eine Stufe voneinander getrennt sind.

   13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die mit der Korrelationsschaltung (19) verbundenen Stufen des Schieberegisters (15) dessen erste und dritte Stufe sind.

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   14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche; 4 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine zweite Korrelationsschaltung vorgesehen ist, welche ebenfalls mit zwei zeitlich voneinander getrennte Binäreingangssignale speichernden Stufen des Schieberegisters C15)i verbunden ist_r wohei der zeitliche Abstand der mit der ersten Korrelationsschaltung (19) verbundenen Stufe einen Positiv-Negativ-Übergang,, der zeitliche Abstand der mit der zweiten Korrelationsschaltung verbundenen Stufe einen Negativ-Positiv—übergang der Äutokorreiationsfrequenz entspricht,, und dass die von den beiden Kor relations schaltungen erzeugten Koinzidenzsignale einer Differenzintegratorschaltung derart zuführbar sind, dass ein durch Mittelung der Differenzen der Koinzidenzsignale gebildetes Steuersignal entsteht,

   15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,, dass die der zweiten Korreiationsschaltung zugeordneten Stufen zeitlich dreimal soweit auseinanderliegen wie die der ersten Korrelationsschaltung £19) zugeordneten«

   16* Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der ersten Korrelationsschaltung (19)) die erste und-die dritte, der zweiten Korrelationsschaltung die erste und die siebente Stufe des. Schieberegisters CtSJ zugeordnet ist.

   17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine zusätzliche Korreiationsschaltung (41) vorgesehen ist, der zwei Stufen des

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   Schieberegisters ti51 zugeordnet sind, deren zeitlicher Abstand einem positiven oder negativen Maximalwert der Autokorrelatlonsfunktlan entspricht, und dass dieser eine Mittelungsschaltung (45); nachgeordnet ist,, die ein Koinzidenzsignal erzeugt, welches ein Maß für das Vorliegen eines kohärenten Signals In dem zusammengesetzten Eingangssignal ist«

   IS. Vorrichtung nach Anspruch 17,, dadurch gekennzeichnet, dass neben der zusätzlichen Korrelationsschaltung eine weitere Korrelationsschaltung (43Ϊ vorgesehen ist, der Stufen des Schieberegisters Cl5} zugeordnet sind, deren zeltlicher Abstand einem Maximalwert der Autokorrelatlonsfunktlan mit umgekehrtem Vorzeichen entspricht, und dass die Mittelungsschaltung (45); eine Differenz-Integrator schaltung ist.

   119« Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der ersten Korrelatiansschaitung (19): die erste und die dritte Stufe, der zweiten Korrelationsschaltung die erste und die siebente Stufe _r der zusätzlichen Korrelationsschaltung (41} die erste und die fünfte Stufe und der weiteren Korrelationsschaltung (43) die erste und die neunte Stufe des Schieberegisters (15) zugeordnet sind»

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