DE3523787A1 - Digitaler phasen/frequenz-detektor - Google Patents
Digitaler phasen/frequenz-detektorInfo
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
- H03D13/004—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means the logic means delivering pulses at more than one terminal, e.g. up and down pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
UECK & BETTEN
Patentanwälte Dipl.-Ing. H.-Peter Lieck
3 523787 European Patent Attorneys Dipl.-ing. Jürgen Betten
Maximiliansplatz D-8000 München -Sf 089-22 08
Telex 5 216 741 list d Technolaw* Telegramm Electropat
1^ Digitaler Phasen/Frequenz-Detektor
Die Erfindung betrifft Schaltungen zum Vergleichen der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen zwei digitalen Eingangssignalen
und bezieht sich insbesondere auf ein Verfahren und eine Schaltung, mit denen in einem digitalen
Phasen/Frequenz-Detektor die Erfassung der Phase und Frequenz in einer phasenstarren Schleife verbessert werden
kann. Hierzu wird das tatsächliche, maximale, mittlere Ausgangssignal des Detektors erhöht, wenn die
Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen größer ist als eine Periode.
Schaltungsanordnungen, mit denen der Unterschied in Phase und Frequenz zwischen zwei digitalen Eingangssignalen
festgestellt wird, sind für die Signalanalyse allgemein nützlich und besonders wichtig für digitale Kommunikation
und Frequenzsynthese. Beispielsweise wird in einer digitalen, phasenstarren Schleife ein Eingangssignal einem
Phasendetektor zum Vergleich mit einem Referenzsignal zugeführt. Dann wird ein Fehlersignal, welches eine Funktion
der momentanen Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Eingangssignalen darstellt, gefiltert und einem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zur Steuerung zugeführt. Das Ausgangssignal des VCO, welches das Ausgangssignal
der phasenstarren Schleife darstellt, wird als Bezugssignal für den Phasendetektor benutzt, um einen
Zusammenschluß von Phase/Frequenz des VCO und Phase/
Frequenz des Eingangssignals zu bewirken. Es gibt Fälle, in denen phasenstarre Schleifen zur Demodulation von
Signalen benutzt werden, wie von Gardner, Floyd M. in "Phase Lock Techniques", 2. Auflage, 1979, John Wiley &
Sons, in Kapitel 9 beschrieben. In anderen Anwendungsfällen dienen phasenstarre Schleifen der Modulation von
Signalen (siehe Kapitel 9 von Gardner) oder zur Frequenzsynthese, wie in US-PS 4 360 788 der Anmelderin beschrieben.
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In jedem Fall weist ein herkömmlicher digitaler Phasen/ Frequenz-Detektor ein Paar Flipflops oder sonstige bistabile
Vorrichtungen auf, die miteinander und mit einem logischen Verknüpfungsglied in einer Rückkopplungsschaltung
verbunden sind. Die logischen Zustände der beiden Flipflops werden nicht nur von den beiden digitalen Eingangssignalen
bestimmt, deren Unterschied in Frequenz und Phase festgestellt werden soll, sondern auch vom Rückkopplungsgatter.
Wenn die Flipflops anfangs rückgestellt sind, liegt an den Datenanschlüssen der beiden eine
logische "1" an, während die Taktanschlüsse jeweils mit den beiden digitalen Eingangssignalen verbunden sind. Der
Ausgang jedes Flipflops wird beim Feststellen eines posi-' tiven Übergangs seines Eingangssignals auf eine logische
"1" gestellt. Wenn also das Eingangssignal am ersten Flipflop den ersten positiven Übergang hat, wird das
erste Flipflop auf eine logische "1" gestellt und anschließend das zweite Flipflop auf eine logische "1",
wenn sein Eingangssignal einen positiven Übergang hat. Jedoch werden beide Flipflops, unmittelbar nach dem
Stellen des zweiten Flipflops von dem logischen Verknüpfungsglied zurückgestellt, welches auf die Ausgangssignale
der beiden Flipflops anspricht, und beide bleiben dann rückgestellt, bis das eine oder andere Flipflop
einen positiven Signalübergang an seinem Eingang feststellt.
Die Ausgangssignale der beiden Flipflops sind folglich
O J L -6-
Rechteckwellensignale, deren Tastverhältnis dem Unterschied in Phase und Frequenz zwischen den beiden Eingangssignalen
entspricht. Wenn das erste Signal dem zweiten Signal voreilt, entwickelt nur das erste Flipflop
ein Rechteckwellensignal, dessen Tastverhältnis dem Ausmaß dem Phasen/Frequenz-Voreilung zwischen den beiden
Eingangssignalen entspricht. Führt das zweite Eingangssignal, so wird nur am zweiten Flipflop ein Rechteckwellensignal
entwickelt, dessen Tastverhältnis dem Ausmaß der Phasenvoreilung des zweiten Eingangssignals gegenüber
dem ersten entspricht. Die beiden Rechteckwellensignale werden in einer Differenzierschaltung kombiniert und die
Resultierende integriert, um ein um Null zentriertes Sägezahnsignal zu erhalten, mit anderen Worten ein Sägezahnsignal,
welches die eine Polarität hat, wenn das erste Eingangssignal voreilt und die andere Polarität,
wenn das zweite Eingangssignal führend ist. Die Amplitude des Sägezahnsignals entspricht der Phasen/Frequenz-Differenz
zwischen den beiden digitalen Eingangssignalen und hat eine feste Periode von 360°. Bei dem monotonen Anstieg
der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen ist das Ausgangssignal des Detektors
eine Sägezahnsignalreihe, die eine Anzahl von Sägezahnperioden enthält, die der Anzahl voller Perioden der
Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den beiden digitalen Eingangssignalen entspricht.
Das Ausgangssignal des Detektors entspricht nach dem Filtern zum Zusammenschluß zwischen dem Ausgangssignal
des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Eingangssignal der Hälfte des Spitzenwertes des Sägezahnsignals.
Hierdurch wird die Schnellnachführungsgeschwindigkeit des Detektors ernsthaft eingeschränkt und die Zeit verlängert,
die nötig ist, um das Bezugssignal oder Referenzsignal in den aktiven Bereich (innerhalb einer vollen
Periode eines Eingangssignals) des Detektors zurückzuführen, um das Zusammenkoppeln der Phasen zu erreichen.
Da außerdem das Filtern in der phasenstarren Schleife zum
Ί ? 7 ρ
ORIGINAL fNSPECTED
* Reduzieren unerwünschter Störsignale eine Phasenverschiebung
in die Schleife einführt, wird an die Schleife eine Vorspannung entsprechend der Phasenverschiebung angelegt,
um die Modulationsverzerrung zu verringern. In der Praxis ist als Vorspannung in einem Normalfrequenzgenerator mit
Frequenzsynthese der in US-PS 4 360 788 offenbarten Art 401 des Spitzenausgangswertes des Detektors nötig. Da das
maximale, mittlere Ausgangssignal des Detektors nur 501 des Sägezahnspitzenwertes entspricht, reicht der Spielraum
von 10? zwischen Vorspannung und maximalem Durchschnittswert nicht aus, und folglich hat die phasenstarre
Schleife die Tendenz, einen falschen Zusammenschluß hervorzurufen. Diese und weitere nachteilige Wirkungen der
beim Filtern in einer phasenstarren Schleife hervorgerufenen Phasenverschiebung sind in Abschnitt 8.1 des
genannten Buches von Gardner erläutert.
Es besteht also die Notwendigkeit, den genannten falschen Zusammenschluß und weiteren Schwierigkeiten zu vermeiden,
die die Wechselwirkung zwischen dem Schleifenfilter und
der geringen Spanne zwischen Vorspannung und maximalem durchschnittlichem Ausgangssignal im Phasendetektor einer
digitalen phasenstarren Schleife hervorrufen, und zwar durch Erhöhen des maximalen mittleren Ausgangssignals des
Detektors. Ferner ist es nötig, die Erfassungsgeschwindigkeit einer digitalen, phasenstarren Schleife dadurch
zu verringern, daß das maximale durchschnittliche Ausgangssignal ihres Phasendetektors erhöht wird, wenn
das Eingangssignal nicht mit dem Bezugssignal zusammengeschlossen
ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Schaltung zum Erhöhen des maximalen, mittleren Ausgangssignals
eines digitalen Phasen/Frequenz-Detektors und eine digitale phasenstarre Schleife zu schaffen, bei der
die Signalerfassungszeit durch die Erhöhung des maximalen mittleren Ausgangssignals ihres Phasen/Frequenz-Detektors
verringert ist.
ORiG;i\AL fi^SF ECTED
•Λ Γ" '·\ -N r- n P7
JJ.:,. / ö /
-S-
Mit dem Verfahren und der Schaltung gemäß der Erfindung zum Erhöhen des maximalen mittleren Ausgangssignals eines
digitalen Phasen/Frequenz-Detektors soll das Ausgangssignal des Detektors mit einem Spitzenwert zusammengeschaltet
werden, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen dem Eingangs- und Referenzsignal größer ist als ein
vorherbestimmter Wert.
Ferner soll ein herkömmlicher digitaler Phasen/Frequenz-Detektor derjenigen Art, die als Funktion der Phasen/
Frequenz-Differenz zwischen den digitalen Eingangs- und Referenzsignalen ein sich wiederholendes Sägezahnsignal
erzeugt, verbessert werden durch Ankoppeln des Detektorausgangssignals an den Sägezahnsignalspitzenwert, wenn
die Phasen/Frequenz-Differenz größer ist als eine Periode.
Zur Lösung der der Erfindung zugrundeliegenden Aufgabe wird ein Spitzenankoppeln des Ausgangssignals eines herkömmlichen
digitalen Phasen/Frequenz-Detektors, welcher ein sich wiederholendes Sägezahnsignal als Funktion der
Phasen/Frequenz-Differenz zwischen digitalen Eingangsund Bezugssignalen erzeugt, vorgenommen. Das Verfahren
gemäß der Erfindung sieht vor, Eingangs- und Referenzsignale an die jeweiligen Eingänge eines Paares bistabiler
Schaltungsvorrichtungen, z.B. Flipflops anzulegen, die ein in einen Rückkopplungskreis zu den Schaltungselementen eingeschlossenes logisches Verknüpfungsglied
aufweisen. Die Ausgangssignale der beiden Schaltungsvorrichtungen bilden Rechteckwellensignale, deren Tastverhältnisse
von der momentanen Phasendifferenz zwischen dem Eingangs- und Referenzsignal sowie davon abhängt, welches
der beiden Signale führt. Die beiden Signale werden subtrahiert und integriert, um ein sich wiederholendes
Sägezahnsignal zu erhalten, dessen Neigung und Polarität den Tastverhältnissen der von den beiden bistabilen Vorrichtungen
erzeugten Rechteckwellensignale entspricht. Der durchschnittliche maximale Ausgang des sich wieder-
ORiGiNAL (M5PECTED
* holenden Sägezahnsignals entspricht der Hälfte der Sägezahnspitze.
Um das maximale durchschnittliche Ausgangssignal wirksam zu verdoppeln, werden die Ausgänge der
bistabilen Vorrichtungen zusammengeschlossen oder aneinandergekoppelt, damit das Rechteckwellensignal, welches
die eine oder andere der bistabilen Vorrichtungen, je nach dem ob das Eingangs- oder Referenzsignal voreilt,
erzeugt wird, ein Tastverhältnis von 100! hat, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz eine Periode übersteigt. Damit
ist das Sägezahnsignal an seinen Spitzenwert angekoppelt
oder mit diesem zusammengeschlossen, was die Größe des Detektorsignals verdoppelt, um die phasenstarre Schleife
zur Erfassung zu bewegen.
Schaltungsanordnungen, die den herkömmlichen digitalen Frequenz/Phasen-Detektor aufweisen, enthalten Einrichtungen
zum Empfang von Eingangs- und Referenzsignalen und Einrichtungen zum Erzeugen von Rechteckwellensignalen,
deren Tastverhältnis der Phasen/Frequenz-Differenz zwisehen den Eingangs- und Referenzsignalen entspricht,
wobei das Tastverhältnis sich mit jeder Periode der Phasen/Frequenz-Differenz wiederholt. Die Verbesserung weist
eine Einrichtung auf, die den Ausgang der die Rechteckwellensignale erzeugenden Einrichtung so einrastet, daß
ein Maximum erreicht wird, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Eingangs- und Referenzsignalen
größer ist als die festgelegte Periode.
Im einzelnen bildet gemäß der Erfindung der Phasen/Frequenz-Detektor
den Detektor einer phasenstarren Schleife mit einem Filter und einem spannungsgesteuerten Oszillator
zusätzlich zu dem Detektor. Dabei wird das Ausgangssignal des Oszillators als Referenzsignal an den Phasendetektor
angelegt. Die Rechteckwellensignale erzeugende Einrichtung weist vorzugsweise bistabile Schaltungsvorrichtungen,
insbesondere Flipflops des D-Typs auf, und die feste Periode ist eine volle Periode bzw. 360° der
Phasen/Frequenz-Differenz.
^ q9~7Qi
-ΙΟΙ Ferner weist gemäß der Erfindung die Rasteinrichtung ein
Paar zusätzlicher Flipflops auf, die in den Schaltkreis mit den die Rechteckwellensignale erzeugende Flipflops
und mit einem zusätzlichen Paar logischer Gatter geschaltet sind, um das Ausgangssignal des einen oder anderen
der die Rechteckwellensignale erzeugenden Flipflops, je nach dem ob das Eingangssignal oder das Bezugssignal
führt, einzurasten, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz größer ist als eine Periode.
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Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels
näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen digitalen, phasenstarren Schleife, in welcher der Frequenz/Phasen-Detektor
gemäß der Erfindung verwendbar ist;
Fig. 2 ein Schaltdiagramm eines herkömmlichen digitalen Phasen/Frequenz-Detektors, in welchem die Erfindung
anwendbar ist;
Fig. 3(1) bis 3(5) Signalformen zur Erläuterung des Betriebs des herkömmlichen digitalen Phasen/Frequenz-Detektors
gemäß Fig. 2;
Fig. 4 eine Darstellung der Ausgangssignalcharakteristik des herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detektors
gemäß Fig. 2;
Fig. 5 die gewünschte Kurve des digitalen Phasen/Frequenz-Detektors
gemäß der Erfindung; Fig. 6 ein Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 7(1) bis 7(7) Signalformen zur Erläuterung des Zusammenschaltens
oder Einrastens der Ausgangs-Signale bei dem in Fig. 6 gezeigten Ausführungsbeispiel .
Mit der Erfindung soll die Erfassungszeit verkürzt und
ORIGINAL INSPECTED
^ ^ ? O 7 p
das falsche Zusammenschließen oder Einrasten in einer
digitalen phasenstarren Schleife der in US-PS 4 360 788 offenbarten und in einem Normalfrequenzgenerator mit
Frequenzsynthese des Modells 6060A der Firma JohnFluke Mfg. Co.IncT,Everett,WA verwendeten Art vermieden werden. Die
Verbesserung erfolgt durch Einrasten des Ausgangssignals des digitalen Phasen/Frequenz-Detektors auf einem konstanten
maximalen Wert, wenn der vom Detektor gemessene Fehler in Phase und Frequenz größer ist als eine Periode,
wie im einzelnen noch näher erläutert wird.
Die herkömmliche phasenstarre Schleife 10 weist, wie Fig. 1 zeigt, einen Phasendetektor 12 auf, auf den sich die
Erfindung bezieht, sowie einen Filter 14 und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 16, der in eine Vorwärtsschleife
geschaltet ist. Der Phasendetektor 12 hat einen Eingang, an welchem ein Eingangssignal F. empfangen
wird, sowie einen zweiten Eingang, an welchem ein Referenzsignal F anliegt, und er erzeugt ein Signal entsprechend
dem Unterschied in Phase und Frequenz zwischen diesen beiden Eingangssignalen. Das Detektorsignal wird
vom Filter 14 gefiltert oder geglättet und als Steuereingang an den VCO 16 angelegt. Das Ausgangssignal des VCO
16 wird durch einen programmierbaren Frequenzteiler 18 als Referenzsignal F an den Phasendetektor 12 zurückgeleitet.
Wie im einzelnen in US-PS 4 360 788 beschrieben, wird das vom VCO 16 erzeugte Signal so gesteuert,
daß seine Frequenz je nach der Programmierung des Frequenzteilers 18 ein ehrfaches oder ein Untermehrfaches
des Eingangssignals F. ist, und daß seine Phase, je nach der im Phasendetektor 12 vorgesehenen Verschiebungsvorspannung,
ein vorherbestimmtes Verhältnis zur Phase des Eingangssignals hat.
Obwohl ein besonders wichtiger Anwendungsfall des Phasendetektors
gemäß der Erfindung eine phasenstarre Schleife wie die in Fig. 1 gezeigte ist, hat doch der Phasendetektor
zahlreiche weitere wichtige Verwendungsmöglichkeiten
ORSGIMAL ^E-ECTED
bei der Verarbeitung und Messung von Signalen.
Besonders nützlich ist die Erfindung aber in einer phasenstarren Schleife der im schon genannten Modell
6060A zur Frequenzsynthese verwendeten Art, denn das wesentlich erhöhte maximale mittlere Ausgangssignal des
Detektors im Vergleich zum Stand der Technik ist von Bedeutung, um die vom Filter 14 und weiteren Bauelementen
der Schleife aufgedrückte Wechselwirkung zwischen der Phasenverschiebung und einer relativ kleinen Spanne auszuschalten,
die zwischen der Verlagerungsphase und dem maximalen durchschnittlichen Ausgangssignal des herkömmlichen
Phasendetektors besteht.
Das relativ niedrige maximale durchschnittliche Ausgangssignal des herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detektors, dem
gegenüber die Erfindung eine Verbesserung darstellt, muß zunächst voll verstanden werden, ehe die Erfindung richtig
eingeschätzt werden kann. Wie Fig. 2 zeigt, weist ein herkömmlicher Detektor ein Paar Flipflops 20, 22 auf, bei
denen es sich zum Zweck der Erläuterung um Flipflops des D-Typs handelt. In einem Flipflop des D-Typs wird ein am
D-Anschluß anliegendes Signal eines bestimmten logischen Niveaus an den Q-Ausgangsanschluß weitergeleitet, wenn am
Taktanschluß ein steigender Taktimpuls auftritt. Ferner hat jedes Flipflop 20, 22 des D-Typs auch einen Q-Ausgangsanschluß,
an welchem das logische Komplement zum Q-Ausgangsanschluß erzeugt wird, sowie einen Rückstellanschluß
R, der in Abhängigkeit vom Anliegen eines Signals logisch "0" oder vom L-Niveau den Q-Ausgangsanschluß auf
logisch "0" zurückstellt. Zum Zweck der Erläuterung wird davon ausgegangen, daß die Flipflops 20, 22 aufgrund
positiver Logik arbeiten, d.h. eine logische "1" wird als hohe Spannung oder Η-Niveau und eine logische "0" als
niedrige Spannung oder L-Niveau festgelegt.
Mit den Q-Ausgangsanschlüssen der Flipflops 20, 22 sind
zwei Eingänge eines NAND-Gatters 24 verbunden, dessen
ORIGINAL HSJSPECTED
Ausgangsanschluß mit den Rückstellanschlüssen R der beiden Flipflops verbunden ist. Eine logische "1" liegt
am D-Eingangsanschluß jedes der Flipflops 20, 22 an, während ein erstes Signal V (Eingangssignal) bzw. ein
zweites Signal R (Referenzsignal) an den beiden Taktanschlüssen anliegt. Das Signal V kann dem Eingangssignal
F. und das Signal R dem Referenzsignal F in Fig. 1 entsprechen,
obwohl die beiden Signale V und R willkürlich sein können. Ferner kann das Signal R ein Bezugssignal
von fester Frequenz und Phase sein, obwohl die beiden Signale V, R im allgemeinen Fall digitale oder Rechteckwellensignale
mit variablen und unterschiedlichen Frequenzen und Phasen sind.
Die Q-Ausgangsanschlüsse der Flipflops 20, 22, die auch
als Ausgangsleitungen 26, 28 bezeichnet sind, führen zu wahlweise vorgesehenen Filtern 30, 32, um Ausgangssignale
U, L zu erzeugen, welche dann einer Subtraktions- oder Differenzierschaltung 34 zugeführt werden. Das Ausgangssignal
der Differenzierschaltung 34 wird üblicherweise in eine Integrierschaltung 36 gemittelt oder geglättet. Wenn
der Phasendetektor 12 in eine phasenstarre Schleife eingeschlossen ist, nimmt der übliche Filter einer phasenstarren
Schleife, z.B. der Filter 14 in Fig. 1 die Integration des Ausgangssignals vor.
Als Überblick des Phasendetektors 12 wird der Q-Ausgangsanschluß jedes Flipflops 20, 22 in Abhängigkeit vom positiven
Übergang seines Eingangstaktes, veranlaßt entweder durch das Signal V oder das Signal R auf eine logische
"1" gestellt. Wenn jedoch beide Flipflops 20, 22 so eingestellt werden, liefert der Ausgang des NAND-Gatters 24
ein Signal von logischem "0"-Niveau an die Rückstellanschlüsse R jedes Flipflops, wodurch beide Q-Ausgangsan-Schlüsse
auf die logische "0" zurückgestellt werden. So wird in Abhängigkeit davon, welches der eingegebenen
Signale V oder R den zuerst ankommenden positiven Übergang hat, das eine oder andere Flipflop 20 oder 22 ge-
richtet. Beide Flipflops worden -U nickgerichtet, wenn der
positive Übergang des zweiten der eingegebenen SignaLe V, R empfangen wird. So erzeugen die beiden Flipflops 20, 22
Rechteckwellensignale, deren Tastverhältnisse dem Unterschied in Phase und Frequenz zwischen den beiden Eingangssignalen
entsprechen. Wenn das Signal V dem Signal R voreilt, dominiert das Flipflop 20 und erzeugt ein Rechteckwellensignal,
während das Flipflop 22 dies nicht tut. Wenn umgekehrt das Signal R führt, dominiert das Flipflop
1^ 22 und erzeugt ein Rechteckwellensignal, während vom
Flipflop 20 keines erzeugt wird.
Die Arbeitsweise des Phasendetektors 12 und sein Zusammenhang mit der Erfindung soll anhand von Fig. 3, die
1^ typische t innerhalb des Phasendetektors erzeugte Signalformen
zeigt, sowie anhand von Fig. 4 näher erläutert werden, welche die Ausgangssignalform zeigt.
In den Fig. 3(1) und 3(2) sind die Signale V und R in Anlage an den Taktanschlüssen der Flipflops 20 und 22
dargestellt. Diese beiden Eingangssignale haben verschiedene Frequenzen und können verschiedene Tastverhältnisse
haben, obwohl die Tastverhältnisse hier unbedeutend sind, da jedes Flipflop 20, 22 auf die führende Kante anspricht.
In Fig. 3(3) und 3(4) sind Ausgangssignalformen der in den Ausgangsleitungen 26 und 28 anstehenden Signale
dargestellt.
Angenommen beide Flipflops 20, 22 werden zunächst durch den ersten positiven Obergang 38 des Signals V zurückgerichtet,
wodurch die Q-Ausgangsanschlüsse beider Flipflops 20 und 22 eine logische "0" aufweisen, wie in Fig.
3(3) und 3(4) bei 40 und 42 gezeigt. Der nächste positive Übergang des eingegebenen Signals R bei 44 in Fig. 3(2)
bewirkt, daß der Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 22 eine logische "1" aufweist, wie bei 46 in Fig. 3(4) gezeigt.
Wenn der nächste positive Übergang des eingegebenen Signals V bei 48 in Fig. 3(1) auftritt, beginnt der Q-
ORiGINAL INSPECTED
!! 1 Il
Ausgangsanschluß des Flipflops 20 bei einer logischen "1 gerichtet zu werden, und das NAND-Gatter 24 spricht
nahezu sofort an, um beide Flipflops zurückzustellen oder zurückzurichten, wobei der Q-Ausgangsanschluß des Flipflops
22 auf eine logische "0" zurückgeht, wie bei 50 in Fig. 3(4) gezeigt.
Es liegt auf der Hand, daß diese zyklischen Ereignisse sich beim Auftreten des positiven Übergangs des eingege-
!0 benen Signals R bei 52 und des eingegebenen Signals V bei
54 wiederholen und daß sie erneut beim Auftreten der positiven Übergänge der Signale R und V bei 56 und 58
erfolgen. Während dieser Zeitspanne erzeugt das Flipflop 22, welches das dominierende ist, ein Rechteckwellensignal,
dessen Tastverhältnis mit abnehmender Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den beiden Signalen R und V abnimmt.
Am Ausgang des anderen Flipflops 20 steht eine logische "0" an.
Nach dem Auftreten des positiven Übergangs im Signal V bei 60 ist jedoch die Frequenz der am Taktanschluß des
Flipflops 20 anliegenden Impulse so, daß zwei Impulse vorhanden sind, von denen einer einen positiven Übergang
bei 58 und der nächste eine positiven Übergang bei 60 hat, ehe ein positiver Übergang 62 im nächsten Impuls des
Signals R auftritt. Die Wirkung des zweiten aufeinanderfolgenden Impulses bei 60 besteht darin, daß nunmehr am
Ausgang des Flipflops 22 eine logische "1" ansteht, da beide Flipflops 20, 22 zuvor vor dem positiven Übergang
60 des Impulses zurückgestellt wurden. Anschließend wird durch den positiven Übergang des eingegebenen Signals R
bei 62 der Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 20 zurückgestellt. Die Folge wird fortgesetzt, wobei das Flipflop 20
wirksam und das Flipflop 22 unwirksam ist, wie in Fig.
3(3) und 3(4) gezeigt. Schließlich durchläuft die Folge
einen neuen Zyklus, wenn sich der Phasen- und Frequenzunterschied zwischen den beiden eingegebenen Signalen V
und R ändert, wobei eines der Flipflops immer wirksam ist
ORSQiNAL \K* Γ£~ΤΗ)
3 3 2 c / 8 "
und ein Rechteckwellensignal erzeugt, dessen Tastverhältnis der Phasen/Frequenz-Differenz entspricht, während das
andere Flipflop unwirksam ist. Welches der beiden Flipflops 20, 22 jeweils wirksam ist, hängt davon ab, welches
der eingegebenen Signale V, R das führende ist.
Wie schon erwähnt, werden die Ausgangsleitungen 26, 28 der Flipflops 20, 22 durch wahlweise vorgesehene
Tiefpaßfilter, nämlich die Filter 30, 32 zur Differenzierschaltung
34 geleitet, deren Ausgangssignal von der Integrierschaltung 36 gemittelt oder geglättet wird.
Das von der Integrierschaltung 36 geglättete Differenzsignal ist ein Sägezahnsignal gemäß Fig. 3(5), welches
einen Nulldurchgang hat, wenn die Dominanz zwischen den Flipflops 20 und 22 gewechselt wird, wie es in dem von
Fig. 3(1) bis 3(4) gezeigten Bereich geschieht, und es wiederholt sich mit einer Periode eines vollen Zyklus
(27t) der Phase/Frequenz, wie in Fig. 4 gezeigt. Wenn die beiden eingegebenen Signale V und R innerhalb eines
einzigen positiven oder negativen Zyklus der gegenseitigen Synchronisation liegen oder "zusammengekoppelt" oder
"eingerastet" sind, wird von der Detektorcharakteristik gesagt, daß sie im aktiven Bereich liegt, wie Fig. 4
zeigt. Wenn die beiden Eingangssignale außerhalb des aktiven Bereichs liegen, erzeugt der Phasendetektor 12
ein Sägezahnsignal, dessen maximaler Durchschnittswert (siehe gestrichelte Linie in Fig. 4) eine Größe hat, die
der Hälfte des Spitzenwertes des Sägezahns entspricht, und eine Polarität, die davon abhängt, welches der beiden
Signale voreilt.
Da der maximale Durchschnittswert des Sägezahnsignals nur der Hälfte des Spitzenwertes entspricht, ist die Größe
des Detektorsignals beschränkt, wenn die beiden Eingangssignale in Phase und Frequenz ziemlich weit voneinander
liegen. Und das Problem wird noch durch die geringe Spanne zwischen der Versetzungsphase und dem maximalen
ORiGiNAL INSPECTED
-1 Ί-
Ι durchschnittlichen Ausgangswert erschwert, wie schon erwähnt.
Mit der Erfindung wird der herkömmliche digitale Phasen/
Frequenz-Detektor verbessert, indem das maximale durchschnittliche Ausgangssignal auf den Spitzenwert des ausgegebenen
Sägezahnsignals erhöht wird, wie in Fig. 5 gezeigt, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den
beiden Eingangssignalen außerhalb des aktiven Bereichs liegt. Der Phasendetektor 12 des herkömmlichen digitalen
Phasen/Frequenz-Detektors ist, wie in Fig. 6 gezeigt, vom Rest der Schaltung durch eine gestrichelte Linie
separiert. Eine Schaltung zum Einrasten des Ausgangssignals des Phasendetektors 12 auf einen Maximalwert entsprechend
dem Spitzenwert des Sägezahnsignals gemäß Fig. 4 weist ein zusätzliches Paar Flipflops 64 und 66 des D-Typs
und ein Paar NOR-Gatter 68, 70 auf. Das Gatter 68 ist mit den Flipflops 64 und 20 in einen Kreis geschaltet,
während das Gatter 70 mit den Flipflops 22 und 66 in einen Kreis geschaltet ist. Invertierende Eingangsanschlüsse
des Gatters 68 sind mit den Q-Ausgangsanschlüssen der Flipflops 64 und 20 verbunden und der Ausgang des
Gatters ist mit dem D-Anschluß des Flipflops 64 verbunden. Entsprechend sind invertierende Eingangsanschlüsse
des Gatters 70 mit den Q-Ausgangsanschlüssen der Flipflops 22 und 66 und der Ausgang des Gatters mit dem D-Anschluß
des Flipflops 66 verbunden. Der Rückstellanschluß R des Flipflops 64 ist mit dem Q-Anschluß des
Flipflops 22 und der Rückstellanschluß R des Flipflops 22 3Q mit dem Q-Anschluß des Flipflops 20 verbunden.
Zunächst sei angenommen, daß die eingegebenen Signale V und R eine Frequenz/Phasen-Differenz haben, die in den
aktiven, in Fig. 4 gezeigten Bereich fällt. An die Taktgg
anschlüsse der Flipflops 20 und 22 angelegte positive Übergänge wechseln sich ab, so daß das eine oder andere
der Flipflops dominiert, je nach dem welches der Signale V, R das führende ist. Wenn die das Einrasten bewirkenden
-IS-
Flipflops 64 und 66 anfangs zurückgerichtet werden, liegt zunächst an jedem ihrer Q-Ausgänge eine logische "1" an,
und die Gatter 68 und 70 sind aufgesteuert und lassen die Ausgangssignale der Flipflops 20 und 22 durch. Die Ausgangssignale
der beiden Flipflops 20 und 22 haben also den in Fig. 3(3) und 3(4) gezeigten Zustand und werden
• nicht im einzelnen erläutert. Die Ausgangssignale der
Flipflops 64 und 65 sind allerdings so eingerastet, daß die Gatter 68 oder 70 unwirksam werden, wenn die Phasen/
Frequenz-Differenz zwischen den Eingangssignalen über den aktiven Bereich gemäß Fig. 4 hinausläuft.
Das Gatter 68 ist unwirksam, wenn das Flipflop 20 dominiert und außerhalb des aktiven Bereichs liegt, wodurch
ein Ausgangssignal C des Gatters und folglich das Ausgangssignal U auf einem Maximalwert einrastet, und das
Gatter 70 ist unwirksam, wenn das Flipflop 22 dominiert und außerhalb des aktiven Bereichs liegt, wodurch das
Ausgangssignal L auf einem Maximalwert einrastet. Das Flipflop 64 nimmt wahr, daß das Flipflop 20 dominiert und
außerhalb des aktiven Bereichs liegt, indem es auf zwei aufeinanderfolgende positive Obergänge des eingegebenen
Signals V innerhalb zweier aufeinanderfolgender positiver Übergänge des anderen eingegebenen Signals R anspricht.
So stellt das Flipflop 64 fest, daß der Unterschied in Frequenz und Phase zwischen den beiden eingegebenen Signalen
V und R größer ist als eine Periode und sperrt dementsprechend den Ausgang, d.h. es macht das Gatter 68
unwirksam.
Die Arbeitsweise der Vorrichtung ist in Fig. 7(1) bis 7(7) gezeigt. In den Fig. 7(1) und 7(7) sind die eingegebenen
Signale V bzw. R gezeigt. Der Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 64 ist in Fig. 7(2) mit "a" bezeichnet,
der Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 20 ist in Fig. 7(3) mit "b" bezeichnet, der Ausgang des Gatters 68 ist in
Fig. 7(4) mit "c" bezeichnet, und in Fig. 7(5) ist das Rückstellsignal "d" am Flipflop 20 gezeigt. Das Rück-
ORIGiNAL ^SPECTED
Stellsignal am Flipflop 64 ist in Fig. 7(6) mit "e" bezeichnet.
Aus Gründen der Einfachheit soll im einzelnen nur auf den die obere Hälfte in Fig. 6 betreffenden Vorgang eingegangen
werden. Die Arbeitsweise der unteren Hälfte der Schaltung ist ähnlich. Es wird davon ausgegangen, daß die
Flipflops 20, 22 beide anfangs vom Ausgangssignal der Gatter 24 und 76 in Form des Signals "d" gemäß Fig. 7(5)
zurückgestellt sind, und daß auch die Flipflops 64, 66 zunächst zurückgerichtet sind. An den Q-Ausgangsanschlüssen
aller vier Flipflops steht folglich eine logische "1" an. Aus Gründen der Einfachheit sind in Fig. 7(2) und
7(3) lediglich die Q-Ausgangsanschlüsse der Flipflops 64, 20 gezeigt. Das Ausgangssignal C des Gatters 68 ist infolgedessen
ebenso wie der D-Eingangsanschluß des Flipflops 64 eine logische "0". Beim ersten positiven Übergang
des eingegebenen Signals V bei 72 in Fig. 7(1) wird der Q-Ausgangsanschluß "b" des Flipflops 20 auf eine logische
"0" bei 74 in Fig. 7(3) umgeschaltet. Das Ausgangssignal C des Gatters 68 wird auf eine logische "1"
umgeschaltet, wie bei 75 in Fig. 7(4) gezeigt, und eine logische "1" wird an den D-Eingangsanschluß des Flipflops
64 angelegt.
Ehe ein positiver Übergang des Signals R in Fig. 7(7) auftritt, erfolgt ein zweiter positiver Übergang des
Signals V, wie bei 77 in Fig. 7(1) gezeigt. Dies ist der Zustand, der angibt, daß die Phasen/Frequenz-Differenz
QQ zwischen den Signalen R und V außerhalb des aktiven
Bereichs liegt. Der Q-Ausgangsanschluß "b" des Flipflops 20 bleibt bei seiner logischen "0", und der Q-Ausgangsanschluß
des Flipflops 64 bei 78 in Fig. 7(2) schaltet auf eine logische "0" um. Nunmehr ist das Ausgangssignal
gg C des Gatters 68 "eingerastet". Das Ausgangssignal C und
das entsprechende Signal U ist unabhängig vom Zustand des Q-Ausgangsanschlusses "b" des Flipflops 20 eine logische
"1". Mit anderen Worten, der Zustand des vom Gatter
ORIGiK1AL tf^ÜCTr
gelieferten Signals C wird durch anschließendes Rückstellen
des Flipflops 20 durch das Gatter 24 nicht beeinflußt (siehe gestrichelten Bereich in Fig. 7(3)). Während
also das Flipflop 20 ein Rechteckwellensignal von veränderlichem Tastverhältnis erzeugt, welches integriert
wird, um ein sich wiederholendes Sägezahnsignal gemäß Fig. 4 zu erzeugen, während die Phasen/Frequenz-Differenz
zwischen den eingegebenen Signalen R, V über eine Periode hinausläuft, ist das Ausgangssignal V der Integrierschaltung
36 an die Spitze des Sägezahnsignals geklammert wie in Fig. 5 gezeigt.
Das Gatter 68 bleibt unwirksam, bis die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Signalen R, V in den aktiven Bereich
zurückkehrt, d.h. bis die Differenz geringer ist als eine Periode. Dies wird durch eine logische "0" als
Signal am Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 22 gekennzeichnet, wie in Fig. 7(6) bei 79 gezeigt, was andeutet,
daß das eingegebene Signal R nicht mehr langer hinter dem Signal V herläuft. Das Signal der logischen
"0", welches am Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 22 entsteht, wird über eine Leitung 80 entsprechend gefiltert
durch ein Tiefpaßfilter R-C an den Rückstellanschluß R
des Flipflops 64 angelegt. Hierdurch wird das Flipflop 64 zurückgestellt und das Gatter 68 wirksam gemacht, um das
Ausgangssignal vom Q-Ausgangsanschluß des Flipflops 20 an die Differenzierschaltung 34 weiterzugeben.
ORiQfNAL fNSPECTED
Leerseite
Claims (8)
1. Phasen/Frequenz-Detektor zum Feststellen von Unterschieden in der Phase und Frequenz zwischen einem
Eingangssignal und einem Referenzsignal,
--. gekennzeichnet durch eine Schalteinrichtung,
die Rechteckwellensignale erzeugt, deren Tastverhältnis einem Phasen- und Frequenzunterschied zwischen dem Eingangs-
und Referenzsignal entspricht und sich mit jeder Periode des Phasen- und Frequenzunterschiedes wiederholt,
und durch eine Schalteinrichtung, die das Tastverhältnis auf ein maximales Tastverhältnis einrastet, wenn der
Phasen- und Frequenzunterschied größer ist als eine Periode.
2. Phasen/Frequenz-Detektor nach Anspruch 1, 25
dadurch gekennzeichnet, daß eine Integrierschaltung
(36) die Rechteckwellensignale integriert und ein Sägezahnsignal erzeugt, dessen Neigung dem Tastverhältnis
der Rechteckwellensignale entspricht, und daß ein
Ausgangssignal der Rast- bzw. Halteschaltung auf dem
30
Spitzenwert des Sägezahnsignals konstant ist.
3. Phasen/Frequenz-Detektor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal
eine konstante Frequenz und Phase hat.
4. Phasen/Frequenz-Detektor nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die das Rechteckwellensignal
erzeugende Schalteinrichtung Flip-Flops (20, 22) aufweist.
5. Phasen/Frequenz-Detektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsund Referenzsignal an den Eingangsanschluß einer ersten
bzw. zweiten bistabilen Schaltvorrichtung anlegbar ist, die mit einer festen Spannungsquelle verbunden sind, daß
ein logisches Verknüpfungsglied vorgesehen ist, und daß die erste und zweite bistabile Schaltvorrichtung Ausgangsanschlüsse
hat, die jeweils mit den Eingängen des logischen Verknüpfungsgliedes verbunden sind, sowie zusätzliche
Eingangsanschlüsse, die auf ein Ausgangssignal des logischen Verknüpfungsgliedes ansprechen, und daß die
bistabilen Schaltvorrichtungen ein Rechteckwellensignal erzeugen, dessen Tastverhältnis dem Phasen- und Frequenzunterschied
zwischen dem Eingangs- und Referenzsignal entspricht und sich mit jeder Periode des Phasen- und
Frequenzunterschiedes wiederholt, und daß die Ausgangssignale der ersten und zweiten bistabilen Schaltvorrichtung
mittels einer Integrierschaltung (36) zu einem Sägezahnsignal integrierbar sind, und daß die Ausgangssignale
der ersten und zweiten bistabilen Schaltvorrichtung mittels einer Schalteinrichtung einrastbar sind, wenn der
Phasen- und Frequenzunterschied größer ist als eine Periode.
6. Phasen/Frequenz-Detektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß das Rechteckwellensignal
von der ersten und zweiten auf das Eingangsbzw. Referenzsignal ansprechenden, bistabilen Schaltvor-
3g richtung erzeugbar ist, wobei die Integrierschaltung (36)
ein Ausgangssignal der bistabilen Schaltvorrichtungen zur Erzeugung des Sägezahnsignals verarbeitet, und daß die
Rast- bzw. Halteschaltung das Ausgangssignal der bistabi-
len Schaltvorrichtungen auf ein maximales Tastverhältnis
einrastet, wenn der Phasen- und Frequenzunterschied größer ist als eine Periode.
7. Digitale phasenstarre Schleife mit einem digitalen Phasen/Frequenz-Detektor nach einem der Ansprüche 1
bis 6, der aus einem Eingangssignal und einem Referenzsignal ein Fehlersignal als Funktion des Phasen- und Frequenzunterschiedes
zwischen Eingangs- und Referenzsignal erzeugt,
dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal
durch einen Filter (14) leitbar ist, der ein gefiltertes Fehlersignal zur Verfügung stellt, und daß auf das
gefilterte Fehlersignal ein Oszillator (VC016) anspricht, der ein Ausgangssignal erzeugt, welches als Referenzsignal
an den Phasendetektor anlegbar ist, und daß die Rastbzw. Halteschaltung ein konstantes Ausgangssignal erzeugt,
welches den Spitzenwert des Sägezahnsignals hat, wenn der Phasen- und Frequenzunterschied größer ist als
eine Periode.
8. Verfahren zum Vergleichen der Frequenz und Phase eines Eingangssignals mit der Frequenz und Phase eines
Referenzsignals mittels eines Phasen/Frequenz-Detektors nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Erhöhung des maximalen mittleren Ausgangssignals des Phasen/Frequenz-Detektors
das Ausgangssignal der bistabilen Schaltvorrichtungen auf ein maximales Tastverhältnis eingerastet
wird, wenn der Phasen und Frequenzunterschied größer ist als eine Periode.
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ID=24523494
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| DE (1) | DE3523787A1 (de) |
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|---|---|---|---|
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| 8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: LIECK, H., DIPL.-ING., PAT.-ANW., 8000 MUENCHEN |
|
| D2 | Grant after examination | ||
| 8364 | No opposition during term of opposition | ||
| 8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |