CH625053A5 - - Google Patents

Description

La présente invention concerne un dispositif de réduction du bruit de mesure angulaire dans un radar.

Les procédés de mesures angulaires dans un radar sont encore appelés écartométrie ou procédés monopulse et sont basés sur la comparaison de deux ou plusieurs diagrammes d'antenne différents. pointés sur la même cible. Il peut y avoir une ou plusieurs mesures, par exemple, en site et en gisement.

Les mesures angulaires sont matérialisées par la production d'un signal électrique dont l'amplitude ou la valeur d'une tension positive ou négative est représentative de la mesure. Les mesures angulaires sont affectées du bruit provenant des mouvements de la cible par s rapport au radar. Ce bruit limite les performances des systèmes radar et notamment des systèmes de poursuite automatique.

Le filtrage des bruits de mesure angulaire peut être réalisé au moyen de simples filtres linéaires ou non linéaires. Le filtrage linéaire a l'inconvénient d'introduire des retards sur les mesures. Ces io retards sont alors des causes d'erreurs dynamiques sur la mesure de position relative de la ou des cibles détectées. Des tentatives de filtrage non linéaire n'ont apporté que des améliorations insuffisantes.

Le dispositif suivant l'invention a pour but de réduire ce bruit dans de grandes proportions. Il est basé sur une meilleure connais-15 sance des phénomènes de scintillations des cibles, appelées encore retrodiffusion des cibles.

Un système radar comportant des moyens de mesure angulaire ou d'écart angulaire possède au moins deux diagrammes d'antenne à la réception. Ils sont exploités dans au moins deux voies de :o réception désignées couramment par la voie somme délivrant un signal somme S et la voie différence délivrant un signal différence A (ou 2 signaux AS et AG si les mesures sont faites en site et en gisement). Les moyens d'élaboration des mesures angulaires effectuent généralement le quotient des signaux A et 2. Ce quotient est 25 une mesure de l'angle de dépointage de la cible détectée, par rapport à l'axe des deux diagrammes d'antenne.

Suivant l'invention, le dispositif est caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de sélection des mesures angulaires et des moyens de commande des moyens de sélection à des instants où la 3o probabilité d'erreurs sur ces mesures est inférieure à une valeur donnée, à partir d'au moins la valeur du signal somme. Les moyens de sélection sont par exemple des moyens de commutation commandés par des moyens de mesure de la probabilité d'erreurs. Ces moyens de mesure peuvent être réalisés de deux manières distinctes. 35 Suivant un premier mode de réalisation, des moyens de détection des maxima des signaux somme S seuls commandent les moyens de sélection. Suivant un deuxième mode de réalisation, une troisième voie de réception, dite voie écartométrie en quadrature est couplée aux moyens de réception du radar et des moyens de comparaison 40 des signaux de la voie somme et de la voie écartométrie en quadrature délivrent un signal de commande pour les moyens de sélection.

Un avantage principal de la présente invention réside dans le fait que les mesures angulaires dont la probabilité d'erreurs est 45 supérieure à un certain seuil sont automatiquement éliminées. Une information angulaire continue peut alors être restituée en ajoutant, en aval des moyens de sélection, un dispositif connu de mise en mémoire des mesures entre les sélections successives. Le dispositif de réduction de bruit s'adapte automatiquement à la vitesse de 50 fluctuation de la cible. Il fournit ainsi des mesures précises quel que soit le comportement de la cible (trajet rectiligne ou manœuvres, vue en bout ou de travers).

Suivant le mode de réalisation utilisant la voie supplémentaire dite écartométrie en quadrature, il est possible de faire un compromis 55 entre le débit des mesures et leur précision en agissant sur la valeur d'un seuil. Le seuil peut être commandé manuellement ou automatiquement en fonction des divers paramètres disponibles dans le radar comme, par exemple, l'erreur d'asservissement d'une boucle de poursuite automatique, ou la distance radar de la cible.

D'autres détails et avantages de l'invention ressortiront de la description qui suit illustrée par les figures qui représentent:

la fig. 1, un premier exemple de récepteur comportant les trois voies somme, écartométrie normale et écartométrie en quadrature; la fig. 2, un deuxième exemple de récepteur comportant égale-h? ment ces trois voies;

la fig. 3, un exemple des fonctions du temps S, e et eq;

la fig. 4, une première version du dispositif de réduction de bruit selon l'invention;

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la fig. 5, les moyens de comparaison de la seconde version du dispositif de réduction de bruit selon l'invention;

la fig. 6, un exemple de réalisation analogique des filtres passe-bas;

la fig. 7, un exemple de réalisation numérique des filtres passe-bas;

la fig. 8, un exemple de réalisation du circuit de sélection selon la première version et,

la fig. 9, un exemple de réalisation du circuit de sélection selon la seconde version.

Un radar muni d'une mesure d'écartométrie, c'est-à-dire d'une mesure angulaire donnant l'angle de dépointage entre l'axe de son antenne et la direction d'une cible, possède deux diagrammes d'antenne à la réception. Ces deux diagrammes sont produits par une antenne du type monopulse par exemple. Le récepteur comporte alors deux voies de réception, désignées couramment, l'une par voie somme, délivrant un signal somme S et l'autre par voie différence, délivrant un signal différence A. Les deux voies de réception sont connectées à des moyens d'élaboration des mesures angulaires, lesquelles mesures sont exploitées dans le reste du système d'une manière quelconque sans rapport avec la présente invention. Le cas d'un radar ne délivrant qu'une seule mesure d'écartométrie est pris comme exemple pour simplifier. Naturellement l'invention peut être utilisée aussi avec des radars effectuant plusieurs mesures angulaires.

L'élaboration des mesures angulaires effectue le quotient des signaux A et S. En fait, pour obtenir le signe de l'angle de dépointage, les moyens de mesure effectuent l'opération suivante:

A

e= ~~cos(02 0A) (relation 1)

où s est la mesure angulaire avec son signe,

| A | est le module du signal différence,

| S | est le module du signal somme,

0S et 0A sont les phases respectives des signaux somme S et différence A.

Cette opération peut être réalisée de plusieurs façons connues. Deux exemples typiques sont représentés sur les fig. 1 et 2.

Sur la fig. 1, une antenne 1, du type monpulse par exemple,

délivre des signaux représentatifs de deux diagrammes de rayonnement sur les voies somme 2 et différence 3. Des circuits de changement de fréquence 4 et 5 amènent les signaux somme S et différence A vers deux amplificateurs à gain variable 6 et 7, ayant des entrées de commande de gain 8 et 9 respectivement. Les gains des amplificateurs sont commandés par une boucle de commande automatique de gain (CAG) à partir du signal somme S. Cette boucle comprend de la sortie de l'amplificateur 6 à l'entrée de commande de gain 8, successivement, un circuit détecteur 12, un soustracteur 13 recevant un signal de référence depuis une borne 14 et un amplificateur de boucle 10. Le signal somme S, pris à la sortie de l'amplificateur 10 est rendu disponible à une borne 15.

Le signal angulaire s est obtenu à la sortie d'un détecteur amplitude phase 16 alimenté par les amplificateurs 6 et 7, et est disponible à une borne 17.

Enfin le signal écartométrie en quadature eq est obtenu, en ajoutant aux circuits précédents, un second détecteur amplitude phase 19 alimenté par le signal différence A à la sortie de l'amplificateur 7 d'une part, et par le signal somme S depuis l'amplificateur 6, par l'intermédiaire d'un déphaseur de 90e 18. Il est disponible à une borne 20.

La fig. 2 montre un exemple de réalisation d'un récepteur d'écartométrie instantanée utilisant des amplificateurs-limiteurs.

L'antenne 1 délivrant les signaux somme et différence sur deux voies 2 et 3, abstraction faite des circuits de changement de fréquence, est connectée à deux circuits de combinaison, l'un 31, formant S+jA et l'autre, 32, formant 2— jA. Ces signaux sont appliqués à deux amplificateurs limiteurs 33 et 34 respectivement dont les sorties sont couplées à un détecteur amplitude-phase 37 qui délivre l'information angulaiie (angle de dépointage) e accessible à une borne 38.

Le signal somme 2 est restitué en sortie d'un circuit de combinaison 35 (borne 36) qui effectue la demi-somme des signaux délivrés par 31 et 32.

Pour obtenir le signal d'écartométrie en quadrature eq, il faut ajouter à la structure précédente deux circuits de combinaison 41 et 42 couplés aux voies somme et différence 2 et 3 pour délivrer les signaux 2+A et S—A, et deux amplificateurs limiteurs 43 et 44 pour appliquer ces signaux à un détecteur amplitude-phase 45 qui délivre eq à une borne 46.

La mesure effectuée serait parfaite si la cible détectée par le radar était ponctuelle.

En réalité plusieurs points de la cible réfléchissent les ondes en direction du radar. Ces points situés à des distances différentes produisent des échos qui se superposent dans la cellule de résolution du radar avec des déphasages relatifs provenant des différences de distances. Ce phénomène est la cause d'erreurs dans la mesure de e. Ces erreurs sont fluctuantes à cause des mouvements de la cible. Ce phénomène est connu sous l'appellation anglo-saxonne de glint.

En fait, une cible complexe telle qu'un avion ou un missile, peut être assimilée à quelques points principaux réfléchissants prépondérants, auxquels se superposent des réflexions diffuses à bas niveau. L'étude des fluctuations d'amplitude du signal somme a permis de montrer que les erreurs de mesure angulaire sont en relation étroite avec ces fluctuations. De même l'étude des fluctuations du signal eq d'écartométrie en quadrature a montré que les erreurs de mesure sont aussi relatives à ces fluctuations.

Le signal eq est obtenu par l'opération:

A

sq= —^7- sin(0£0A) (relation 2)

et ne contient pas la mesure de dépointage de la cible. Sa valeur efficace est liée à l'envergure angulaire de la cible.

Le dispositif suivant l'invention met à profit les fluctuations du signal S pour en déduire la probabilité d'erreurs sur s et décider de conserver ou d'éliminer les mesures de e.

Deux versions sont possibles.

Dans une première version, la sélection des mesures angulaires s est basée sur la seule observation du signal somme S.

Dans une deuxième version, une sélection plus complète est basée sur l'observation des signaux S et eq.

Le signal eq est élaboré suivant l'un ou l'autre des exemples représentés sur les fig. 1 et 2 ou de toute autre manière, pourvu qu'il satisfasse à la relation (2).

La logique de sélection des mesures s doit être basée sur les principes suivants:

— les mesures ont une forte probabilité d'être bonnes lorsque l'amplitude de S passe par un maximum local;

— les mesures ont une forte probabilité d'être mauvaises lorsque l'amplitude de S passe par un minimum local;

— les mesures sont soit très bonnes, soit très mauvaises au voisinage d'un passage par zéro du signal eq.

La fig. 3 représente un exemple des fonctions du temps S, e et eq pour une cible donnée ayant une certaine envergure, en supposant l'antenne pointée sur la cible. Les mesures correctes de e doivent donc être situées au voisinage de 0 et, en tout cas, comprises entre les limites de la zone de largeur E représentative de l'envergure de la cible.

La courbe S représente l'amplitude des signaux détectés dans la voie somme. La courbe e représente les mesures angulaires obtenues et la courbe eq représente ce que donne la voie supplémentaire écartométrie en quadrature.

Il est possible de montrer d'ailleurs, que si l'antenne est dépointée par rapport à la direction de la cible, un décalage se produit sur la voie écart e qui mesure le dépointage, mais la voie eq s

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reste inchangée, indépendante du dépointage. C'est ce qui fait tout l'intérêt de l'observation de cette voie pour qualifier les mesures effectuées.

La bonne correspondance entre les relations qui servent de base au dispositif suivant l'invention est remarquable.

Les bonnes mesures se situent au voisinage des maxima du signal 2 (instants tj, t3, t4). Elles coïncident avec des passages par zéro du signal eq.

Cependant les très mauvaises mesures (instants t2 et ts)

coïncident aussi avec des passages à zéro du signal eq. Il n'est donc pas possible d'utiliser la voie écartométrie en quadrature comme seul critère. Un lever de doute est nécessaire qui peut être obtenu à partir de l'observation de la voie somme S.

La fig. 4 représente une première version du dispositif de réduction suivant l'invention. La sélection est basée uniquement sur l'examen de la voie 2. Les deux signaux 2 et e appliqués aux deux bornes d'entrée 50 et 60 sont transmis à deux filtres passe-bas 100 et 106 respectivement pour les débarrasser des composantes de fréquence indésirables (bruit thermique, fluctuations rapides de la cible provenant des pièces en mouvement). La sélection des mesures s'opère au voisinage des maxima du signal 2 avec une ouverture à temps fixe. Elle est commandée par le changement des signes de la dérivée du signal 2. La fig. 4 représente également un exemple de la forme des signaux à la sortie des différents circuits. La dérivée des signaux 2 filtrés est obtenue par un circuit différentiateur 101. Ce circuit est suivi par un circuit détecteur de signes 102 qui transforme le signal dérivé de 2 en un signal rectangulaire. Un circuit détecteur de front 103 suivi d'un circuit de mise en forme 104 détecte les fronts descendants, par exemple, du signal de sortie du détecteur 102 et délivre des impulsions calibrées pour la commande d'un circuit de sélection 105. Ce circuit est constitué par exemple d'un interrupteur analogique qui reçoit à une borne 107 le signal e filtré, à une borne 106 le signal de commande de sélection et délivre le signal e traité à une borne 110.

La fig. 5 représente une partie d'un exemple de réalisation du dispositif suivant l'invention selon une deuxième version dans laquelle la sélection est basée sur l'examen simultané du signal 2 et du signal de la voie auxiliaire eq écartométrie en quadrature.

Comme pour la figure précédente, des exemples de la forme des signaux sont donnés en regard de chaque sortie des circuits. Les trois signaux 2, eq et e sont appliqués à trois filtres passe-bas identiques 200, 210 et 220 respectivement. La sélection s'opère de part et d'autre des maxima du signal 2 avec une ouverture de sélection à temps variable. Le signal somme filtré est d'abord appliqué à un circuit de double différenciation 201. Il permet de délimiter approximativement les parties concaves et convexes du signal 2 pour ne retenir que les mesures situées au voisinage des maxima. Le signal de sortie du circuit 201 est appliqué ensuite à un circuit détecteur des signes 202 qui délivre des signaux rectangulaires à un circuit logique ET 203. Le signal eq filtré 210 est soumis à un double redressement dans un circuit 206 puis est comparé à un seuil pour ne retenir que les mesures donnant lieu à des écarts eq inférieurs au seuil. Le seuil appliqué à une borne 207 peut être fixe ou ajustable. Il commande alors l'ouverture variable d'acceptation des mesures. Les signaux de sortie du comparateur 205 sont inversés dans un circuit 204 et appliqués à une deuxième entrée du circuit ET 203. Les signaux délivrés par le circuit ET 203 servent à commander (borne 223) le circuit de sélection 221 qui reçoit par une borne 222 les signaux eq filtrés et délivre les signaux traités à une borne 225.

Dans les deux versions (fig. 4 et 5) une information continue à la sortie du circuit de sélection peut être restituée au moyen d'un circuit additionnel de mise en mémoire qui maintient constante la valeur d'e traitée de sélection à la suivante. Une telle mise en mémoire est représentée par les traits pointillés entre les signaux sélectionnés à la sortie 225 de la fig. 5.

La première version (fig. 4) nécessite seulement l'observation du signal somme 2, signal représentatif de l'amplitude des signaux détectés.

La réalisation du dispositif suivant la fig. 5 nécessite une voie auxiliaire d'écartométrie en quadrature comme représenté par exemple sur les fig. 1 et 2. Cette voie réalise l'opération:

sq=

A 2

x sin (02 0A)

Dans les deux versions présentées, la fonction de sélection s'adapte automatiquement à la vitesse des impulsions de la cible,

elle fournit ainsi des mesures précises d'écartométrie quel que soit le io comportement de la cible.

Dans la deuxième version (fig. 5) la possibilité de réglage du seuil (borne 207) permet de faire un compromis entre le débit des mesures (proportionnel à la durée d'ouverture du circuit de sélection) et leur précision. Le seuil peut être commandé manuellement ou automati-'5 quement, par exemple, en fonction de l'erreur d'asservissement d'une boucle de poursuite destinée à rallier le plus rapidement possible la direction de la cible en acceptant des erreurs qui sont sans importance dans cette phase de la poursuite, et ainsi réduire les erreurs lorsque la cible est bien poursuivie.

20 Les techniques de réalisation du dispositif suivant l'invention dépendent du type de radar auquel il est associé. Dans certaines applications, il est préférable d'utiliser les techniques analogiques. Dans un radar de tir prévu pour poursuivre plusieurs cibles en temps partagé par exemple, une réalisation numérique est préférable. Les 25 filtres passe-bas (100,106 fig. 4 et 200,210, 220 fig. 5) sont identiques dans les deux versions du dispositif. Pour ne pas créer de problèmes de stabilité de l'asservissement de l'antenne dans une poursuite angulaire, une coupure de 6dB par octave est choisie.

La fig. 6 donne un exemple de réalisation analogique de filtre 30 passe-bas. Il comprend entre une borne d'entrée 300 et une borne de sortie 307 d'abord un premier réseau passe-bas RC (résistance 301, capacité 302) puis un amplificateur soustracteur 36 ayant une entrée additive de gain ( + 2) reliée directement à la sortie du filtre RC et une entrée soustractive de gain unitaire reliée également à la sortie 35 du filtre RC d'entrée mais par l'intermédiaire d'un amplificateur-séparateur (gain unitaire 303) et un autre filtre RC passe-bas (résistance 304, capacité 305).

La fonction de transfert obtenue est:

40

1 + 2jur ou t = RC.

1 + 2jur — gj2t2 Si BS est la largeur de bande du spectre de la cible on aura:

45 2^BS

Par exemple, pour un petit avion et un radar de longueur d'onde X=3 cm, on aura:

BS=10Hz t= 16 millisecondes.

50 La fig. 7 représente un exemple de réalisation des filtres passe-bas suivant des techniques numériques.

Les signaux sont appliqués à une entrée 400, amplifiés (avec un coefficient de gain a dans un dispositif 401) et transmis à un additionneur 402, qui reçoit par une deuxième entrée un signal de 55 boucle provenant de sa sortie à travers un circuit de retard T 407 et un circuit amplificateur de coefficient de gain g= 1 — %. La sortie de l'additionneur 402 est couplée à l'entrée d'un additionneur 404 à travers un circuit amplificateur de gain %. La deuxième entrée de l'additionneur 404 est couplée à sa sortie par l'intermédiaire d'un w circuit retardateur 406 de retard T en série avec un amplificateur 405 de gain G = 1 — a.

Un circuit soustracteur 409 est connecté aux sorties des additionneurs 402 et 404 et délivre les signaux filtrés à une borne 410. Dans un radar à impulsions les retards T sont égaux à la période

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de récurrence. Dans ce cas:

d'où x =

= 2 BST.

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A la sortie de ce filtrage la cadence d'échantillonnage dans les circuits numériques peut être réduite en choississant un sous-multiple de T. Par exemple, avec une bande BS = 10 Hz, d'où t= 16 millisecondes, on peut ne conserver qu'un échantillon sur 16 pour la suite du traitement. s

La fig. 8 représente un détail de réalisation dans le cas de la première version des circuits de sélection des signaux e d'écartométrie. Le signal 2 provenant du filtre 100 est transmis par une porte 121 commandée par une horloge 120 à des moyens de différenciation et de détection de signe. Ceux-ci comportent une mémoire 122 io recevant les signaux transmis par la porte 121 et une bascule 123 connectée à l'entrée et à la sortie de la mémoire 122. Chaque échantillon du signal 2 est ainsi comparé à l'échantillon précédent par la bascule 123. L'échantillon précédent est recueilli à la sortie de la mémoire 122. Son retard est égal à la période de l'échantillonnage is de l'horloge 121. La mémoire 122 peut être réalisée à l'aide d'un registre à transfert de charges. Le renversement de la bascule 123, à la suite d'un passage du signal S par un maximum est détecté par un circuit RC passe-haut comprenant par exemple, une capacité 124 et une résistance 125 et déclenche un circuit de commande 126 de la 20 porte de sélection 127.

La fig. 9 représente un détail de réalisation des moyens de sélection dans le cadre de la deuxième version. Les signaux S sont échantillonnés par une porte 231 commandée par une horloge 230. Les échantillons de S sont traversés dans une mémoire double 232 25 et 233 effectuant deux retards égaux de la période T d'échantillonnage. Un circuit additionneur 234 est connecté à l'entrée et à la sortie de la mémoire double. Un circuit amplificateur 235 de gain 2

est connecté au milieu de la mémoire double. Une bascule 236

«

compare un échantillon intermédiaire affecté du gain 2 à la sortie de l'amplificateur 235 à la somme des échantillons précédant et suivant à la sortie de l'additionneur 234. La détection d'une zone convexe (proximité d'un maxima) par la bascule 236 autorise la sélection d'informations par un signal appliqué à un circuit ET 237 qui commande une porte de sélection 241 du signal s filtré. Le circuit ET 237 reçoit par ailleurs un signal de décision provenant de l'observation du signal auxiliaire eq. Ce signal est obtenu, à partir du signal eq filtré provenant du filtre 210, au moyen d'un circuit redresseur double 238 et d'un comparateur à seuil ajustable 239 (entrée de seuil 240). Le comparateur 239 peut être réalisé au moyen d'une bascule qui donne un signal d'autorisation au circuit ET 237 lorsque le signal redressé eq est inférieur au seuil 240.

Le dispositif selon l'invention peut s'appliquer à tous les radars de poursuite qui utilisent une mesure d'écartométrie angulaire. La première version qui ne nécessite par l'adjonction d'une voie supplémentaire peut être utilisée sans difficulté sur des radars existants. La deuxième version nécessite l'adjonction de circuits supplémentaires (voir fig. 1 et 2).

Bien que décrivant un radar ne comportant que deux voies 2 et A à la réception, il est bien évident que la présente invention peut être utilisée avec des radars comportant plus de deux voies de réception, notamment ceux comportant une voie somme et 2 voies différences.

R

5 feuilles dessins

Claims (8)

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1. Dispositif de réduction du bruit de mesure angulaire dans un radar comportant au moins deux voies de réception délivrant respectivement un signal somme (S) et au moins un signal différence (A) et des moyens d'élaboration d'un signal de mesures angulaires (s) à partir des signaux somme et différence, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de sélection (105,221) des mesures angulaires (s) et des moyens de commande des moyens de sélection à des instants où la probabilité d'erreurs sur les mesures est inférieure à une valeur déterminée, à partir d'au moins la valeur du signal somme (S).

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commande comportent des moyens de détection des maxima du signal somme (£).

2

REVENDICATIONS

3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commande comportent des moyens d'élaboration d'un signal auxiliaire (eq) dit d'écartométrie en quadrature à partir des signaux somme et différence et des moyens de comparaison des signaux somme et auxiliaire.

4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens d'élaboration du signal auxiliaire (eq) comportent un détecteur amplitude-phase ( 19) recevant les signaux somme et différence des moyens d'élaboration du signal angulaire (e), l'un directement et l'autre par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur (18) de 90 .

5. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens d'élaboration du signal auxiliaire (sq), comportent des moyens de combinaison (41,42) des signaux somme et différence pour obtenir un premier signal constitué par la somme des signaux somme et différence et un deuxième signal constitué par la différence entre les signaux somme et différence, et un circuit détecteur amplitude-phase (45) recevant les premier et deuxième signaux par l'intermédiaire d'amplificateurs-iimiteurs (43,44) pour délivrer le signal auxiliaire.

6. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de commande des moyens de sélection comportent successivement et en série, un filtre passe-bas (100) pour recevoir le signal somme, un circuit différentiateur ( 101 ), un circuit détecteur de signe (102), un circuit détecteur de front (103), et un circuit de mise en forme (104) qui délivre des impulsions de commande de sélection calibrées en durée.

7. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de comparaison des signaux somme et auxiliaire comportent un circuit logique ET (203) pour délivrer un signal de commande de sélection aux moyens de sélection (221 ), un premier filtre passe-bas (200) pour recevoir et filtrer le signal somme, un deuxième filtre passe-bas (210) pour recevoir et filtrer le signal auxiliaire, un circuit (201 ) de double différentiation et un circuit détecteur de signe (202) connectés en série entre le premier filtre (200) et une entrée du circuit ET (203) et un circuit de redressement (206). un circuit comparateur à seuil (205) et un circuit inverseur (204) connectés en série entre le deuxième filtre (210) et l'autre entrée du circuit ET (203).

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le seuil du circuit comparateur (205) est variable.