Circuit électronique comprenant un phasemètre
L'invention a pour objet un circuit électronique comprenant un phasemètre.
La détection et la mesure rapides de différences de phase entre des signaux électriques trouvent une large application dans la technique électronique et par exemple dans les dispositifs radiogoniométriques et les fréquencemètres. Dans certaines applications, il est désirable de mesurer rapidement des différences de phase entre une succession d'impulsions de signal brèves et sans relation entre elles, telles que des impulsions radar, distribuées dans une large gamme de fréquence, les mesures étant pratiquement indépendantes de l'intensité des signaux. Malheu reusement, dans l'état actuel de la technique, des appareils relativement complexes sont nécessaires pour détecter et mesurer de façon précise des différences de phase entre de brusques surintensités de signaux à hyperfréquence, dont la durée n'est que de quelques microsecondes.
En outre, les phasemètres actuellement connus ne sont capables de fonctionner que sur des gammes très fortement limitées de différences de phase (par exemple inférieures à + 60 ) et exigent une égalité d'amplitude entre les deux signaux à comparer.
En conséquence, l'invention se propose de remédier à ces inconvénients.
A cet effet, le circuit électronique comprenant un phasemètre destiné à mesurer la différence de phase relative entre deux signaux électriques de fré- quence connue, l'un de ces signaux étant appliqué à une première borne d'entrée et l'autre étant simul tanément appliqué à une seconde borne d'entrée, est caractérisé en ce que le phasemètre comprend un système d'asservissement en boucle fermée comprenant lui-même des premier et second dispositifs dé- phaseurs variables dont les déphasages sont réglables en fonction de l'amplitude d'une tension de commande appliquée, l'entrée du premier dispositif dé- phaseur étant couplée à la première borne d'entrée de signal,
l'entrée du second dispositif déphaseur étant couplée à la seconde borne d'entrée de signal, les dispositifs déphaseurs variables étant réglables de façon qu'ils assurent des déphasages identiques pour des signaux d'entrée en phase, à une fréquence prédéterminée ; des organes combinateurs de phase comportant des. première et seconde bornes d'entrée et des première et seconde bornes de sortie, capables d'engendrer, aux bornes de sortie, des combinaisons vectorielles différentes de signaux en quadrature de phase appliqués à leurs première et seconde borne d'entrée, la première borne d'entrée des organes combinateurs de phase étant couplée à la sortie du premier dispositif déphaseur, la seconde borne d'en- trée des organes combinateurs de phase étant couplée à la sortie du second dispositif déphaseur ;
une première diode détectrice couplée à la première borne de sortie des organes combinateurs de phase ; une seconde diode détectrice couplée à la seconde borne d'entrée des moyens combinateurs de phase ; un circuit additionnant algébriquement et comportant des première et seconde bornes d'entrée et capable de produire un signal de sortie électrique en fonction des amplitudes des signaux appliqués à ses bornes d'entrée, la première borne d'entrée de ce circuit additionneur étant couplée à la sortie de la pre mière diode détectrice, la seconde borne d'entrée du circuit additionneur étant couplée à la sortie de la seconde diode détectrice, et le signal de sortie du circuit additionneur constituant une tension de commande,
des organes permettant d'appliquer de façon différentielle la tension de commande constituée par le signal de sortie du circuit additionneur aux premier et second dispositifs déphaseurs variables pour commander les déphasages de ceux-ci de manière à amener le système d'asservissement à une position d'équilibre ou de zéro, et des organes de couplage de sortie, dans le système d'asservissement, pour engendrer un signal de sortie électrique directement proportionnel à la tension de commande et à la différence de phase relative entre les signaux d'entrée appliqués.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, deux formes d'exécution du circuit électronique comprenant un phasemètre :
Sur ce dessin :
La fig. 1 est une vue schématique, partiellement symbolique d'un système d'asservissement en boucle fermée, constituant ledit phasemètre ;
la fig. 2 est une vue schématique montrant un montage vidéo pouvant être utilisé dans le système d'asservissement en boucle fermée de la fig. 1 ;
la fig. 3 est une vue schématique partiellement symbolique d'une première forme d'exécution constituée par un radiogoniomètre utilisant le système d'asservissement en boucle fermée de la fig. 1, et
la fig. 4 est une vue schématique partiellement symbolique d'une deuxième forme d'exécution constituée par un fréquencemètre dans lequel est incorporé le système d'asservissement en boucle fermée de la fig. 1.
Si l'on se réfère maintenant de façon plus détaillée à la fig. 1, on voit qu'elle représente un schéma symbolique d'un phasemètre à système d'asservissement en boucle fermée, ce dispositif étant désigné dans son ensemble par la référence générale 10 et étant représenté contenu dans un rectangle en trait interrompu. Le système d'asservissement 10 comporte deux bornes d'entrée de signaux, désignées par les références 11 et 12, qui permettent l'application au système des signaux électriques entre lequels des différences de phase doivent être mesurées. Les signaux appliqués à la borne d'entrée 11 sont transmis à un premier dispositif déphaseur 20 par un conducteur électrique 13. Les signaux appliqués à la borne d'entrée 12 sont transmis à un second dispositif déphaseur 30 par un conducteur électrique 14.
Dans la forme d'exécution que l'on est en train de décrire, les dispositifs déphaseurs sont des amplificateurs à tubes à ondes progressives, tubes qui seront désignés ci-après par l'abréviation TOP. Les TOP sont bien connus dans cette technique et ils sont disponibles dans le commerce, dans des modèles pouvant fonctionner à des fréquences d'environ 250 Mc à environ 18 000 Me. Les TOP sont actuellement préférés en raison de certaines caractéristiques désirables : 1) Commande pratiquement instantanée du dépha-
sage interne en réponse à des variations d'une
tension d'hélice ; 2) caractéristiques de déphasage linéaires ; 3) largeur de bande d'un octave ; et 4) retard variable de la commande du déphasage.
La combinaison des caractéristiques énumérées ci-dessus assure un plus vaste champ d'application possible au phasemètre que l'on est en train de dé- crire. Toutefois, il doit être bien entendu que, pour certaines applications, d'autres types de dispositifs déphaseurs tels que, par exemple des dispositifs dé- phaseurs à ferrite conviendraient également. Pour chaque application particulière, les types d'appareils déphaseurs convenant à l'application envisagée apparaîtront aisément aux spécialistes.
Le signal de sortie du TOP 20 est transmis à une borne d'entrée 41 d'une jonction différentielle 40 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 16, d'un organe ajusteur de phase 17 et d'un conducteur électrique 18. L'organe ajusteur de phase 17 permet un équilibrage des signaux de sortie des TOP 20 et 30 en réponse à des signaux d'entrée en phase. Bien que le mode de réalisation représenté utilise un variateur mécanique comme organe ajusteur de phase 17, d'autres dispositifs actuellement connus convie- nent également. Le signal de sortie du TOP 30 est appliqué à une borne d'entrée 42 de la jonction différentielle 40 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 19.
La jonction différentielle 40 comporte deux bornes d'entrée 43 et 44. Les caractéristiques de la jonction différentielle 40 sont telles qu'en réponse à l'application d'un signal à la borne d'entrée 42, la phase du signal de sortie apparaissant sur la borne 44 est retardée de 900 par rapport a celle du signal de sortie apparaissant sur la borne 43 ; d'une manière analogue, en réponse à l'application d'un signal à la borne d'entrée 41, la phase du signal de sortie apparaissant sur la borne 43 est retardée de 90o par rapport à celle apparaissant sur la borne 44, ce qui fournit la combinaison désirée en quadrature de phase des signaux appliqués aux bornes d'entrée 41 et 42.
Les jonctions différentielles sont bien connues dans cette technique et, par conséquent, elles ne seront pas décrites en détail ici ; on précisera seulement que, dans la jonction différentielle 40, il n'est prévu aucun couplage mutuel direct des bornes d'entrée 41 et 42, ce qui permet d'isoler les bornes d'entrée l'une de l'autre, tout en permettant d'appliquer des signaux à partir des deux bornes d'entrée à chacune des bornes de sortie. Par suite, les signaux d'entrée sont combinés indépendamment de façon vectorielle en quadrature de phase aux sorties de la jonction différentielle 40, aucune interaction appréciable ne se produisant entre les signaux appliqués aux deux bornes d'entrée 41 et 42 de ladite jonction.
L'un des signaux de sortie différentiels est applique de la borne de sortie 43 à la borne d'anode d'une diode détectrice vidéo 51, par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 52. L'autre signal de sortie différentiel est transmis de la borne de sortie 44 à la borne de cathode d'une diode détectrice vidéo 53 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 54. Pour assurer un fonctionnement efficace aux hyperfréquences, les conducteurs électriques 13, 14, 16, 18, 19, 52 et 54 sont de préférence constitués par des tronçons de guide d'ondes ou de câble coaxial.
La diode 51 engendre une impulsion de sortie vidéo positive sur sa borne, impulsion qui correspond à l'enveloppe d'une impulsion de signal haute fré- quence appliquée à son anode, tandis que la diode 53 détecte l'enveloppe d'une impulsion de sortie haute fréquence appliquée et engendre une impulsion vidéo négative sur sa borne d'anode. Les diodes à cristal sont actuellement préférées pour l'utilisation aux hyperfréquenaes comme détecteurs vidéo 51 et 53.
La borne de cathode de la diode 51 est connectée à l'une des entrées d'un circuit additionneur 60 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 56.
La borne d'anode de la diode 53 est connectée à une autre entrée de l'additionneur 60 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 57. Des impulsions vidéo positives provenant de la diode 51 sont additionnées, dans le circuit additionneur 60, à des impulsions vidéo négatives appliquées simultanément et provenant de la diode 53. On voit donc que l'orientation des diodes 51 et 53 forme, en combinaison avec le circuit additionneur 60, l'équivalent d'un circuit soustracteur, ce qui permet de réaliser un montage plus simple que dans un circuit soustracteur classi- que à chacune des entrées duquel sont appliquées des impulsions de même polarité.
L'amplitude de l'impulsion vidéo appliquée à l'additionneur 60 à partir de la diode 51 est identique à l'amplitude de l'impulsion vidéo appliquée à l'additionneur 60 à partir de la diode 53, lorsque les signaux d'entrée sont en phase ; par conséquent, 1'additionneur 60 ne fournit aucun signal de sortie lorsque les signaux d'entrée sont en phase. Par contre, chaque fois qu'il y a une différence de phase entre les signaux appliqués aux bornes d'entrée 11 et 12, les amplitudes des impulsions vidéo provenant des diodes 51 et 53 diffèrent, 1'une ou l'autre d'entre elles fournissant les impulsions de la plus grande amplitude, selon que le signal appliqué à l'une des bornes d'entrée est en avance ou on retard de phase par rapport au signal appliqué à l'autre borne d'entrée.
Par conséquent, le signal de sortie du circuit additionneur 60 est polarisé en fonction des relations de phase, avance ou retard, entre les signaux d'entrée.
Le signal de sortie de 17addi, tionneur 60 est appliqué à un amplificateur vidéo 70 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 71. L'amplificateur vidéo 70 présente une largeur de bande de l'ordre d'envi- ron 50 mégacycles et un gain suffisant pour assurer une gamme désirée d'amplitude de la tension commandée. Le signal de sortie de l'amplificateur vidéo constitue la tension de commande désirée, désignée ici par V.
La tension V se présente sous la forme d'impulsions vidéo tirées des impulsions de signal haute fréquence appliquées aux bornes d'entrée 11 et 12, chaque impulsion de sortie étant d'une polarité ou de l'autre selon que le signal appliqué à l'une des bornes d'entrée est en avance ou en retard de phase par rapport au signal appliqué à l'autre borne d'entrée et la hauteur des impulsions de sortie étant déterminée par la différence de phase AX, entre les signaux appliqués aux bornes d'entrée.
La boucle d'asservissement est fermée en appliquant la tension de commande V en réaction, depuis la sortie de l'amplificateur vidéo 70, par l'intermé- diaire d'un conducteur électrique 81 et d'un diviseur de phase 80, aux dispositifs déphaseurs 20 et 30, le diviseur de phase 80 étant connecté de manière à commander les déphasages des TOP 20 et 30 en sens inverses en appliquant un signal positif à l'hélice de l'un des TOP et un signal négatif à l'hélice de l'autre. Dans le mode de réalisation re- présenté, le diviseur de phase 80 se présente sous la forme d'un amplificateur déphaseur, un amplificateur déphaseur étant actuellement préféré étant donné qu'il constitue un type d'inverseur de phase à autocompensation.
L'une des sorties du diviseur de phase 81 est connectée à la borne d'hélice 21 du TOP 20 par un conducteur électrique 82, I'autre sortie de l'analyseur de phase 80 étant connectée à la borne d'hélice 31 du TOP 30 par un conducteur électrique 83. Les deux sorties du diviseur 80 sont couplées à une borne de tension d'alimentation d'hélice 84 par un conducteur électrique 85. La borne positive d'une source de potentiel continu Eo est connectée à la borne 84 pour appliquer la tension d'hélice néces- saire aux TOP 20 et 30. La borne négative de la source de courant continu Eo est mise à la masse.
Pour faciliter les explications, on considérera que l'amplificateur déphaseur constituant le diviseur de phase 80 assure un gain égal à l'unité. Grâce à son action d'inversion de phase l'amplificateur déphaseur divise chaque impulsion V en deux et superpose une impulsion d'amplitude V/2 à la tension d'hélice continue, la tension appliquée à l'hélice du TOP 20 étant Eo + V/2 tandis que la tension appliquée à l'hélice du TOP 30 est Eo-V/2, pendant la durée d'une impulsion de signal positive V.
La relation entre une impulsion de tension de commande V et la différence de phase A 0 entre les signaux provoquant la génération de l'impulsion V est obtenue comme suit : soient A020 = déphasage dans le TOP 20
A030 = déphasage dans le TOP 30
A = différence de phase des signaux entre
les bornes 11 et 12
V = amplitude de la tension de commande
/= fréquence du signal
fo = fréquence à laquelle les TOP 20 et
30 sont équilibrés pour des signaux
d'entrée en phase par l'organe ajus
teur de phase 17
K20 = pente de la caractéristique déphasage/
tension d'hélice du TOP 20 à la fré-
quence fo
et Kso = pente de la caractéristique déphasage/
tension d'hélice du TOP 30 à la <RTI
ID=4.2> fré- quence f,,.
Le déphasage dans le TOP 20 est donné par le calcul suivant :
On a:
?Ï20 = V/2 K20 f/f0
De mÛme:
V/
D'où :
D'ou :
D'où : ou AO = V f (K.,"-f-Kio] (1)
2 f0
On voit d'apr¯s l'Úquation (1) que la tension de commande V est directement proportionnelle à la différence de phase AX entre les signaux, pour des signaux de fréquence connue. Ainsi le branchement d'un voltmètre en vue du contrôle de la tension de commande V fournit la lecture désirée de l'information relative à la phase. Une borne de sortie 86 est prévue en vue du branchement d'un voltmètre approprié, la borne 86 étant couplée à un point approprié du circuit de sortie de l'analyseur de phase 80 par un conducteur électrique 87, comme il sera exposé plus loin de façon plus détaillée.
Le voltmètre est branché de manière à mesurer la tension entre la borne 86 et la masse. Un oscilloscope à rayon cathodique assure un contrôle visuel constant des impulsions de tension de commande apparaissant sur la borne 84.
Selon une variante, la borne 84 peut être couplée à la tête magnétique d'un enregistreur à bande et l'on peut alors effectuer un enregistrement des impulsions de la tension de commande en vue de leur reproduction ultérieure.
En raison de la réponse extrêmement rapide, et des caractéristiques de déphasage linéaires des TOP utilisés comme dispositifs déphaseurs, la boucle d'asservissement est rapidement mise en position d'équi- libre ou de zéro en réponse à des différences de phase entre les signaux appliqués aux bornes d'entrée 11 et 12. La durée de réponse du système d'asservissement, dans le mode de réalisation représenté, est de l'ordre de 0, 03 microseconde, ce qui permet une mise en position d'équilibre ou de zéro au cours d'impulsions de signal d'une durée de l'ordre de 0, 1 microseconde.
En raison de la réponse extrême- ment rapide de la boucle d'asservissement, il pourrait se produire un léger dépassement des flancs avant raides des impulsions de la tension de commande ; toutefois il est entendu que la tension V cor respond à la valeur de régime permanent des impulsions de la tension de commande, valeur qui est atteinte de façon presque instantanée.
On va maintenant décrire brièvement la fig. 2 qui représente le schéma d'un montage vidéo qui est utilisé pour la boucle d'asservissement de la fig.
1. Le circuit additionneur 60 est constitué par des ré sistances 61, 62, 63, 64 et 65, et par l'enroulement primaire 66 d'un transformateur d'impulsions vidéo 67. La résistance 61 est connectée entre la borne de cathode de la diode 51 et le conducteur électrique 71.
La résistance 62 est connectée entre la borne d'anode de la diode 53 et le conducteur électrique 71. La résistance 65 est connectée entre le conducteur électrique 71 et la masse. La résistance 63 est connectée entre la cathode de la diode 51 et la masse et la résistance 64 est connectée entre l'anode de la diode 53 et la masse. L'enroulement primaire 66 du transformateur d'impulsions 67 est connecté entre la borne de cathode de la diode 51 et la borne d'anode de la diode 53. Les résistances 61-65 forment un réseau de sommation, les valeurs ohmiques des résistances 61 et 62 étant égales et représentant environ un dixième à un centième de la valeur ohmique de la résistance 65 et dix à cent fois la valeur ohmique des résistances 63 et 64.
Les résistances 63 et 64 sont de même valeur ohmique et t constituent la résistance de charge correcte des détecteurs à cristal 51 et 53. L'une des extrémités de l'enroulement secondaire 66 du transformateur 65 est mise à la masse et l'autre extrémité dudit enroulement est connectée à une borne 67. La borne 67 est prévue pour permettre d'y connecter un dispositif sensible à la tension, pour contrôler l'im- pulsion vidéo dans le circuit additionneur 60. Ce contrôle permet à l'opérateur du phasemètre d'établir un seuil et de déterminer immédiatement si le rapport signal/bruit est correct, tout en établissant une discrimination contre la mesure de signaux d'entrée en phase et une intensité de signal qui simplement ne convient pas.
L'amplificateur vidéo est constitué par cinq étages amplificateurs vidéo à tubes à vide utilisant un couplage par résistances à tous les étages. Le diviseur de phase 80 est un montage amplificateur déphaseur utilisant des penthodes montés en parallèle pour fournir la puissance de sortie nécessaire. Un transformateur d'impulsions 88 est prévu pour permettre la mesure de l'amplitude, V, des impulsions vidéo, à la sortie de l'amplificateur déphaseur, 1'enroulement primaire étant connecté entre les anodes des tubes de l'amplificateur déphaseur, comme représenté.
L'une des extrémités de l'enroulement secondaire du transformateur d'impulsions 88 est mise à la masse, tandis que l'autre extrémité dudit enroulement est connectée à la borne de sortie 86 par le conducteur électrique 87. Le transformateur d'impulsions 88 comporte un rapport de nombre de spires de 1/1 de manière à rétablir l'amplitude V des impulsions aux bornes de l'enroulement secondaire, étant donné que des impulsions d'une amplitude de V/2 et de polarités opposées sont appliquées respectivement aux deux extrémités de son enroulement primaire. Le montage décrit ci-dessus de l'additionneur 60, de l'amplificateur vidéo 70 et de l'analyseur de phase 80 est de conception simple.
Pour donner un exemple de la grande adaptabilité du phasemètre à système d'asservissement en boucle fermée 10 de la fig. 1, on a représenté sur la fig. 3 une première forme d'exécution constituée par un ra diogoniomètre à hypedréquence. Le phasemètre de la fig. 1 est directement adaptable pour l'usage radiogo niométrique par simple branchement sur un système d'antennes. Dans le mode de réalisation de la fig. 3, on a représenté un système à deux antennes, les antennes étant respectivement désignées par les références numériques 111 et 112. L'antenne 111 est connectée à la borne d'entrée 11 du phasemètre 10 par un conducteur électrique d'entrée 113. L'antenne 112 est connectée à la borne d'entrée 12 du phasemètre 10 par un conducteur électrique d'entrée 114.
Pour donner un exemple spécifique de l'utilisation du dispositif dans un radiogoniomètre, on supposera que les antennes 111 et 112 sont disposées à une distance d et qu'un front d'onde de signal incident de fréquence f indiqué par la ligne en trait interrompu 116, arrive suivant un angle a par rapport à l'ensem- ble d'antennes, comme représenté. Le front d'onde 116 vient frapper l'antenne 112 avant de parvenir sur l'antenne 111, avec une avance dont la grandeur est en rel, ation avec la distan, ce. Par suite, un signal est appliqué à la borne 12 du phasemètre 10 légèrement avant l'application du signal à la borne d'entrée 11 de celui-ci.
La différence de phase présente avec et a la relation suivante :
EMI5.1
D'où :
EMI5.2
où c = vitesse de la lumière.
Les signaux d'entrée sont amplifiés par les TOP 30 et 20 et appliqués à la jonction différentielle 40 où ils sont combinés de façon vectorielle en quadrature de phase. La tension apparaissant sur la borne de sortie 44 de la jonction différentielle 40 diffère alors de celle qui apparaît sur la borne de sortie 43, en raison de la différence de phase entre les signaux résultant du retard de l'application du signal à la borne d'entrée 41 par rapport au signal appliqué à la borne d'entrée 42. En conséquence, les amplitudes des impulsions de tension apparaissant aux sorties des diodes détectrices 51 et 53 diffèrent également dans une mesure correspondante.
La différence entre ces impulsions constitue l'impulsion de tension de commande résultante qui est transmise à la borne de sortie 79 et au diviseur de phase 80, en vue d'être appliquée aux hélices des TOP 30 et 20 pour commander leurs caractéristiques de déphasage de la manière décrite ci-dessus. On remarquera que, dans cette application radiogoniométrique, chaque mesure est effectuée entre des. signaux tirés d'une unique onde électromagnétique arrivant aux bornes d'entrée à des instants légèrement différents ; ainsi, il n'y a aucune différence de fréquence entre les signaux comparés à un instant donné quelconque.
Bien que le dispositif soit réglé à l'origine à la position d'équi- libre ou de zéro, si les signaux d'entrée sont en phase, à une fréquence fox par l'organe ajusteur de phase 17, la direction d'ondes électromagnétiques d'autres fréquences peut également être déterminée sans autre réglage manuel du système, étant donné que le déphasage correspondant t à un angle d'arrivée donné est directement proportionnel à la fréquence et qu'il en est de même des déphasages compensateurs des TOP pour une tension de commande donnée. Ainsi, aucune variation de la tension de commande n'est nécessaire en présence de changements de fréquence, pour un angle d'arrivée donné.
Le fait que le radiogoniomètre est indépendant de la fré- quence sera mieux compris en remarquant que : A < =
En remplaçant AO par sa valeur dans l'équation (1), on obtient : -, = [Ko +Kgo]
c 2 fez
D'où :
Vc vc [K20 + K3 ()]
Ainsi donc, la détermination de t est indépen- dante de la fréquence et l'angle d'arrivée a est alors donnÚ par:
α = cos-1?
d et l'on a donc :
EMI5.3
On voit donc que le type de commande de phase à retard variable qui caractérise les TOP permet d'effectuer une mesure des angles d'arrivée de signaux, cette mesure étant indépendante de la fréquence.
On considérera maintenant la fig. 4 qui représente une seconde forme d'exécution du circuit, constituant un fréquencemètre pour hyperfréquence. Dans cette forme d'exécution, un signal d'entrée est frac tionné dans un diviseur d'énergie en deux signaux.
L'un de ces signaux est appliqué directement au phasemètre tandis que l'autre est transmis à une ligne à retard, qu'il traverse avant d'être appliqué au phasemètre. Une borne d'entrée de signaux 121 est prévue ; elle est destinée à être connectée à une source d'impulsions de signal dont la fréquence doit être mesurée. La borne d'entrée 121 est connectée électriquement à la seconde borne d'entrée 122 d'un diviseur d'énergie se présentant sous la forme d'une jonction différentielle 123, par un conducteur électrique 124. La première borne d'entrée 125 de la jonction différentielle 123 se termine sur son impé- dance caractéristique Ro pour éviter des réflexions indésirables entre les bornes de sortie 127 et 128 de la jonction différentielle.
La borne de sortie 128 de la jonction différentielle 123 est connectée à la borne d'entrée 12 du phasemètre 10 par un conducteur électrique 131. La borne de sortie 127 de la jonction différentielle 123 est couplée à la borne d'entrée 11 du phasemètre 10 par l'intermédiaire d'un conducteur électrique 132, d'une ligne à retard 133 et d'un conducteur électrique 134. Les caractéristiques de la ligne à retard 133 sont telles qu'un retard de phase (qui inclut le retard différentiel introduit par la jonction différentielle 123) d'un nombre entier de demi-longueurs d'onde soit introduit, à la fréquence moyenne f, de la gamme de fréquence dans laquelle on désire mesurer la fréquence.
On a constaté qu'un déphasage de 450 à travers la ligne à retard 133, à la fréquence moyenne (conjointement au déphasage de 90¯ de la jonction différentielle 123 utilisée comme diviseur d'énergie) assure une utilisation maximum de la sensibilité du phasemètre 10 tout en évitant des lectures ambiguës sur une gamme de fréquence de 2/1 (,, = 2,).
L'organe ajusteur de phase 17 est réglé à la fré- quence moyenne f", avec des signaux d'entrée en phase, pour assurer des déphasages égaux à travers les TOP 20 et 30, comme le montre la tension de commande de sortie nulle sur la borne 86. Lorsqu'une impulsion de signal à la fréquence moyenne / est appliquée à la borne d'entrée 121, elle est fractionnée en deux signaux par la jonction différentielle de division de l'énergie 123, l'un de ces signaux apparaissant à la borne de sortie 128 et l'autre à la borne de sortie 127. Le signal apparaissant à la borne de sortie 128 est appliqué à la borne d'entrée 12 du phasemètre 10 et au TOP 30 de celui-ci.
Le signal apparaissant à la borne d'entrée 127 de la jonction différentielle 123 est en avance de 900 sur le signal apparaissant simultanément sur la borne 128, mais il est retardé, dans la ligne à retard 133, de 4500 électriques avant d'être appliqué à la borne d'entrée 11 du phasemètre 10 et au TOP 20 de celui-ci. En conséquence, l'application d'une impulsion de signal de fréquence f,, à la borne d'entrée 121 a pour effet la création d'une différence de phase de 3600 électriques entre le signal appliqué au TOP 20 et le signal appliqué au TOP 30.
En traversant le phasemètre 10, les signaux sont détectés et amplifiés de la manière décrite ci-dessus pour engendrer une impulsion de tension de commande d'amplitude prédéterminée. L'amplitude de l'impulsion de commande apparaissant sur la borne de sortie 86 est en relation avec la fréquence comme indiqué par le calcul ci-après :
La différence entre les déphasages à travers les deux voies est donnée par la relation :
EMI6.1
où n est un nombre entier positif, et où le premier terme entre crochets comprend le déphasage à travers la ligne à retard 133, tandis que le second terme entre crochets comprend le déphasage à travers la jonction différentielle 123 divisant l'Únergie.
En fonction de la différence de phase dans les déphaseurs la solution générale de l'équation (4) de vient :
EMI6.2
Dans le cas particulier où les déphaseurs sont du type à retard variable, comme avec des TOP, on peut remplacer le terme (Ao-Ao) dans l'équa- tion (5) par une expression dans laquelle entre en jeu la tension de commande V tirée de l'équation (1).
Si l'on effectue cette substitution, l'équation (5) devient alors :
f = f0/ 1-V/2?n + ? (K20 + K30) (6)
En raison de la gamme de fonctionnement caracéristique du phasemètre 10, la différence des dé- phasages à travers les deux voies du fréquencemètre de la fig. 4 ne peut pas varier de plus de 180 sur la gamme de fréquences de fonctionnement, ce qui limite la longueur de la ligne à retard 133, qui fournit la partie sensible à la fréquence de la différence de phase.
La valeur maximum du déphasage dans la ligne à retard ,"est déterminée par les relations suivantes:
fmax/f0 Ï0-Ï0 ?? ou ? fmaxÏ0/? + Ï0
Ï0-fmin/fo Ï0 ? ? ou f0 ? fminÏ0/Ï0 - ?
Donc :
fmin Ï0/Ï0 - ? ? f0 ? fmax Ï0/Ï0 + ? D'où :
fmax (t} < fmin
Fmax/fmin -1 (7)
Une étude des relations ci-dessus montre que le déphasage dans la ligne à retard à la fréquence moyenne f,, peut avoir une valeur de 450¯ sans provoquer d'ambiguïté sur une largeur de bande de 2/1, étant donné que le déphasage et la fréquence sont en relation directe.
En appliquant un signal de fréquence/ (/étant différent de fo et compris dans la gamme de frÚquence du système) le signal appliqué à la borne d'entrée 11 du phasemètre 10 n'est plus retardé de 4500 par rapport au signal appliqué à la borne d'entrée 12. Le retard du signal à travers la ligne à retard 133 varie plutôt, alors, en proportion directe du rapport entre la fréquence appliquée f et la fré- quence moyenne fox comme on peut le voir en étudiant l'équation (4).
Dans ces conditions, une superposition des impulsions de sortie de la tension de commande à la tension d'hélice dans les TOP 20 et 30 peut encore être utilisée pour amener le système d'asservissement à une position d'équilibre ou de zéro. En outre, étant donné que la relation entre la fréquence des signaux appliqués et l'amplitude des impulsions de sortie de la tension de commande est une équation du premier degré, comme le montre l'équation (6), le voltmètre branché sur la borne de sortie 86 peut être étalonné en unités de fréquence.
On voit qu'on a décrit ci-dessus un phasemètre perfectionné comportant un système d'asservissement en boucle fermée tendant à établir une position d'équilibre ou de zéro, ce système d'asservissement présentant une réponse extrêmement rapide, ce qui permet son fonctionnement en réponse à des impulsions uniques d'une valeur inférieure à la microseconde. On a également décrit deux formes d'exécu- tion du circuit comprenant ce phasemètre : un radiogoniomètre à hyperfréquence et un fréquencemètre à hyperfréquence.