DE2759870C2

DE2759870C2 - Anordnung zur Erzeugung einer vollen Farbbildsequenz einer Farbvideoinformation

Info

Publication number: DE2759870C2
Application number: DE2759870A
Authority: DE
Inventors: Joachim P. Diermann; Thomas W. Palo Alto Calif. Ritchey jun.
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1976-10-29
Filing date: 1977-10-28
Publication date: 1983-10-20
Also published as: JPH0242889A; JPH0440915B2; DE2759866C2; JPH0242888A; FR2453571B1; FR2371838A1; JPH0242890A; HK26286A; JPH0440913B2; JPS5356004A; DE2759871C2; HK26486A; FR2453572A1; DE2759869C2; BE860257A; HK26186A; DE2759872C2; FR2453571A1; DE2759868C2; DE2759867C2

Description

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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung einer vollen Fabbildsequenz einer Farbvideoinformation nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. ■ ■

Eine derartige Anordnung ist generell in Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten und speziell in Geräten zur Aufzeichnung und Wiedergabe von Fernsehsignalen unter Ausnutzung digitaler Techniken verwendbar.

Die laufenden technologischen Fortschritte haben zu vielfältigen Änderungen in Geräten geführt, welche in Fernseh-Sendestationen zur Anwendung kommen. Eine der bedeutenderen Änderungen ist darin zu sehen, daß fotografische Techniken zugunsten von magnetischen Medien an vielen Stellen von kommerziellen Fernseh-Sendestationen aufgegeben wurden. Beispielsweise kommen gesendete Spielfilme oft nicht mehr von einem Filmstreifen, sondern von einem Magnetband. Auch gehen Nachrichtenabteilungen von Fernseh-Sendestationen in überwiegendem Maße zu Video-Bandaufzeichnungssystemen über; zur sichtbaren Darstellung neuer Nachrichten werden Filmkameras mehr und mehr zurückgedrängt Darüber hinaus werden oft bewegliche Übertragungsstationen ausgenutzt, welche Informationen entweder direkt von ihrem Standort aus senden oder zu einer Station übertragen können, von der die Information entweder life gesendet oder auf einem Videoband aufgezeichnet, redigiert und zu einem späteren Zeitpunkt gesendet werden kann. Einer der vielen Vorteile eines derartigen Verfahrens ist in der einfachen Handhabung, der Flexibilität und der Verarbeitungsgeschwindigkeit im Vergleich zu einem fotografischen Film zu sehen. Diese Vorteile sind mit der Möglichkeit gekoppelt, das Magnetband erneut verwenden zu können, wenn die auf ihm aufgezeichnete Information nicht länger benötigt wird.

Eine der letzten verbliebenen Domänen des Films in heutigen kommerziellen Fernseh-Sendestationen ist die Bildprojektion unter Verwendung von Filmtransparenten mit 35 mm. Diese Bildprojektion dient zur Gewinnung von stehenden Fernsehbildern, welche beispielsweise für Programmhinweise, Werbung und Nachrichten verwendet werden. Generell wird die vorgenannte Möglichkeit überall dort ausgenutzt, wo im Betrieb ein stehendes Bild notwendig ist. Der Aufwand für solche Bildprojektionen wird aus der Tatsache ersichtlich, daß eine mittlere kommerzielle Fernseh-Sendestation einen Gesamtbestand in der Größenordnung von etwa 2000 bis 5000 Diapositiven mit 35 mm führt Die Aufrechterhaltung eines derartigen Gesamtbestandes bedingt einen großen Arbeitsaufwand, der die Einführung neuer Diapositive, die Aussortierung schlechter Diapositive und die dauernde Führung einer genauen listenmäßigen Zusammenstellung erforderlich macht damit Diapositive im Bedarfsfall in einfacher Weise zugänglich sind. Sollen Programmsequenzen aus derartigen Diapositiven zusammengestellt werden, so müssen die einzelnen Diapositive von Hand zum Projektionsgerät getragen, gereinigt und manuell eingesetzt werden. Allein beim Reinigungsvorgang können beispielsweise Staubpartikel und Kratzer auch bei sorgfältiger Handhabung nicht zufriedenstellende Ergebnisse zeitigen. Darüber hinaus müssen die Diapositive nach ihrer Verwendung für Sendezwecke entnommen und zu ihrem Lagerplatz zurückgebracht werden. Der gesamte Vorgang des Zusammenstellen, der Verwendung für Sendezwecke und der Rückführung der Diapositive bedingt wegen der damit verbundenen manuellen Tätigkeit einen großen Arbeitsaufwand. Der Projektionsvorgang ist in vielen modernen Sendestationen in hohem Maße veraltert und mit einem vollautomatischen Stationsbetrieb grundsätzlich nicht vereinbar.

Aus der US-PS 39 09 839 ist eine Zeitbasiskorrektur-Schaltungsanordnung mit ausreichender Speicherkapazität zur Speicherung entweder lediglich einer Zeile oder eine Halbbildes einer Information bekanntgeworden, welche synchron mit einem Eingangsvideosignal in den Speicher getaktet und synchron mit einem Referenzsignal aus dem Speicher getaktet wird. Trotz

der Synchronisation des aus dem Speicher getakteten Signals mit einer Stationsreferenz treten jedoch Zittererscheinungen im Videobild dennoch auf. Dies ergibt sich daraus, daß bei der Überführung eines analogen Fernseh-lnformationssignals durch Tastung in ein digitales Informationssignal die Tastung in benachbarten Fernsehzeilen um eine Halbperiode der Horizontalzeilenfrequenz verzögert wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt in diesem Zusammenhang die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, welche die Realisierung einer vollen NTSC-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern einer Farbvideoinformation in der Weise ermöglicht, daß ein zitterfreies Videobild dargestellt werden kann, wenn weniger als eine volle Farbcodesequenz mit vier Halbbildern der aufgezeichneten Information wiedergegeben wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspmchs 1 gelöst

Generell gesprochen macht die erfindungsgemäße Anordnung im Gegensatz zu Projektionsgeräten oder der Verwendung von undurchsichtigem graphischem Material als Quelle zur Erzeugung von stehenden Videobildern eine Aufzeichnung und Wiedergabe von stehenden Bildern möglich, wobei die Videoinformation in Form von stehenden Bildern auf magnetischen Medien gespeichert wird. In der erfindungsgemäßen Anordnung werden generell computergesteuerte Standard-Scheibenantriebseinheiten (die jedoch in gewisse« Aspekten modifiziert sind) mit magnetischen Speichermedien verwendet, wodurch die mit der Projektion von Diapositiven verbundenen Probleme vermieden werden. Da die stehenden Bilder auf magnetischen Medien aufgezeichnet werden, treten Probleme der mechanischen Beeinträchtigung, beispielsweise durch Staubpartikel oder durch Kratzer nicht auf. Da die aufgezeichnete Information weiterhin leicht zugänglich ist, kann das gleiche stehende Bild durch Bedienungspersonen an verschiedenen Stellen praktisch gleichzeitig benutzt werden.

Mit der erfindungsgemäßen Anordnung können stehende Farbvideobilder auf Scheibenstapeln einer Scheibenantriebseinrichtung aufgezeichnet und von diesen wiedergegeben werden und es kann eine volle NTSC-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern, d. h., ein Farbbild erzeugt werden, wobei lediglich ein Bild in Form einer Fernsignalsequenz mit zwei Halbbildern der aufgezeichneten Information ausgenutzt wird. Während der Aufzeichnung wird das analoge Farb-Videoinformationssignal mit einer der dreifachen Frequenz des unmodulierten Hilfsträger gleichen Tastfrequenz getastet, und es werden die Tastwerte in eine Vielzahl von digitalen Datenfolgen überführt, welche weiterverarbeitet und aufgezeichnet werden. Lediglich zwei Halbbilder der NTSC-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern eines stehenden Farbvideobildes werden aufgezeichnet, Die Horizontal-Synchron-Impulse des analogen Videoinformationssignals werden abgetrennt und es wird ein neu definiertes digitales Synchronisationswort auf jeder zweiten Zeile im Horizontalintervall eingefügt. Die Synchronisationsworte werden synchron mit der Farbhilfsträgerfrequenz des Färb-Videoinformationssignals eingefügt. &5

Bei Wiedergabe wird das aufgezeichnete Bild mit zwei Halbbildern der digitalisierten Farbvideoinformation wenigstens zweimal wiedergegeben, um die Erzeugung eines vollen NTSC-Farbbüdes mit vier Halbbildern zu ermöglichen. Soll das in den aufgezeichneten beiden Halbbildern enthaltene Videobild beispielsweise auf einem Videomonitor angezeigt werden, so werden die beiden Halbbilder während des Intervalls, in dem das stehende Bild angezeigt wird, wiederholt wiedergegeben. Während der zweiten und danach jeder zweiten Wiedergabe der aufgezeichneten beiden Halbbilder wird das Synchronisationswort effektiv um eine halbe Periode des dreifachen Hilfsträgersignals fehlplaziert Dies geschieht aufgrund der Phasenumkehr des Farbhilfsträgers (und notwendigerweise der dreifachen Hilfsträger-Signalkomponente der digitalen Videoinformation) des ersten Halbbildes während dessen zweiter Wiedergabe relativ zu der richtigen Farbhilfsträgerphase für eine NTSC-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern und aufgrund der Verwendung eines phasenkontinuierlichen Taktsignals zur zeitlichen Festlegung der Verarbeitung der wiederholt wiedergegebenen Sequenz von zwei Halbbildern. Ein visuelles Zittern bzw. eine Horizontalbewegung des wiedergegebenen Bildes ergibt sich aus der Fehlpositionierung des Horizontal-Synchronwortes in jedem zweiten Bild relativ zum Hilfsträger. Mittels der erfindungsgemäßen Anordnung wird die zweite Wiedergabe der beiden Halbbilder identifiziert und eine Fehlpositionierung so justiert, daß aas Zittern eliminiert wird.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 eine perspektivische Ansicht eines erfindungsgemäßen Gerätes mit einem geräteeigenen Eingabegerät und zwei Scheibenantriebseinheiten, aus der das Gesamterscheinungsbild des Gerätes ersichtlich ist;

Fig.2 eine vergrößerte perspektivische Ansicht eines repräsentativen Fern-Eingabegerätes, das durch eine Bedienungsperson zur Steuerung der Funktionen des erfindungsgemäßen Gerätes benutzbar ist;

F i g. 3 eine vergrößerte Draufsicht des Tastaturfeldes des geräteeigenen Eingabegerätes gemäß Fig. 1, woraus insbesondere die durch eine Bedienungsperson betätigbaren verschiedenen Tasten und Knöpfe ersichtlich sind;

F i g. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Erläuterung der generellen Funktionen des gesamten erfindungsgemäßen Gerätes;

F i g. 5A einen Teil eines typischen Fernsehsignals zur Erläuterung von dessen Vertikalintervall;

F i g. 5B einen Teil eines Farbfernsehsignals, aus dem insbesondere der Horizontal-Synchronimpuls und das Farbsynchronsignal ersichtlich sind;

Fig.6 ein Blockschaltbild zur Erläuterung der grundsätzlichen Wirkungsweise des Signalflußweges durch das Gerät während einer Aufzeichnungsoperation;

F i g. 7 ein Blockschaltbild zur grundsätzlichen Erläuterung des Signalflußweges durch das Gerät während einer Wiedergabeoperation;

F i g. 8A und 8B ein Blockschaltbild des Signalsystems für das erfindungsgemäße Gerät einschließlich der Regelverbindungen zwischen den verschiedenen Blökken;

F i g. 8C ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Tastung eines Fernsehsignals sowie der Phasenzusammenhänge an verschiedenen Stellen des Signalsystems;

F i g. 9 ein Blockschaltbild einer Videoeinganesschal-

tung (mit einer Bezugssignal-Eingangsschaltung gleichartig), welche einen Teil des Signalsystems nach F i g. 8A bildet;

Fig. 1OA ein Blockschaltbild einer Referenzlogikschaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F ig.9A bildet;

Fig. 1OB ein Zeittaktdiagramm für einen PAL-Fehlerkennzeichengenerator in der Referenzlogikschaltung gemäß Fig. 1OA;

Fig. HA ein Schaltbild eines Referenztaktgenerators, welcher einen Teil des Signalsystems gemäß F i g. 8A bildet;

F i g. 11B ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise von Teilen des Referenztaktgenerators gemäßFig. HA; !5

Fig. HC ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise von Teilen des Referenztaktgenerators gemäßFig. HA;

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Codier- und Synchronworteinsetz-Schaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F i g. 8A bildet;

Fig. 13A ein Blockschaltbild einer Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F i g. 8A bildet;

Fig. 13B und 13C jeweils ein Zeittaktdiagramm für die Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung gemäß Fig.l3A;

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer Datentransferschaltung, welche einen Teil des Signalsystems gemäß F i g. 8A bildet;

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Chromaabtrenn- und Verarbeitungsschaltung im Signalsystem nach F i g. 8A, in welcher der Chromainverterteil durch ein digitales Transversalfilter mit ungerader Symmetrie gebildet wird;

Fig. 16 ein detailliertes Blockschaltbild des Chromainverterteils der in Fig. 15 als Blockschaltbild dargestellten Schaltung;

Fig. 17 und 18 jeweils ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Chromaabtrenn- und Verarbeitungsschaltung des Signalsystems gemäß Fig.8A;

Fig. 19 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform einer Schaltung zur Rückbildung von vier Halbbildern von Farbfernsehsignalen aus einem einzigen gespeicherten Halbbild;

F i g. 20 ein Blockschaltbild einer Video-Wiedergabeausgangsschaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F i g. 8A bildet;

Fig.21 ein Blockschaltbild einer Digital-Analogkonverier- und Farbsynchron- und SynchrGnsignai-Einsetzschaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F ig.8A bildet;

Fig.22 ein Blockschaltbild einer Wiedergabeschaltung, welche die Entzerrerschaltung des Signalsystems enthält;

Fig.23 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Entzerrerschaltung gemäß F i g. 22;

Fig.24 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Entzerrerschaltung gemäß F i g. 22;

F i g. 25 ein Diagramm der Wiedergabecharakteristik einer konventionellen Kombination aus Wiedergabekopf und Vorverstärker;

Fig.26 ein Diagramm einer Entzerrerkurve der Entzerrerschaltung nach F i g. 22 zur Kompensation der Kurve gemäß F i g. 25;

F i g. 27 ein Blockschaltbild einer Phasen-Servoregelschaltung für Scheibenantriebseinheiten des Gerätes;

F i g. 28A und 28B ein Schaltbild der Aufzeichnungs-Wiedergaberegelschaltung für Scheibenantriebseinheiten des Gerätes;

F i g. 29A und 29B ein Schaltbild einer Aufzeichnungs-Zeittaktschaltung für Scheibenantriebseinheiten des Gerätes;

Fig.30 ein Schaltbild eines Zeittaktgenerators für Scheibenantriebseinheiten des Gerätes;

Fig.31A und 31B ein Schaltbild einer Fehlerprüfschaltung für Scheibenantriebseinheiten des Gerätes;

Fig.32A und 32B ein Schaltbild der Phasenregelschleife der Schaltung-gemäß dem Blockschaltbild nach F ig. 27;

F i g. 33A bis 33D ein Schaltbild der Eingangsschaltung des Signalsystems gemäß dem Blockschaltbild nach F i g. 9;

F i g. 34A bis 34D ein Schaltbild der Referenzlogikschaltung des Signalsystems gemäß dem Blockschaltbild nach F ig. 10;

Fig.35A bis 35D ein Schaltbild des Referenztaktgenerators des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F ig. 11A;

Fig.36A bis 36D ein Schaltbild der Codier- und Synchronwort-Einsetzschaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F i g. 12;

F i g. 36E ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Datencodierungschaltung nach Fig.36Abis36D;

Fig.37A bis 37D insgesamt ein Schaltbild des Datendecoders und der Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung des Signalsystems gemäß Blockschakbild nach F ig. 13;

Fig.37E ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung gemäß Fig.37A und 37B;

F i g. 38A bis 38C insgesamt ein Blockschaltbild der Chromabtrenn-Teilschaltung des Chromateils des Signalsystems gemäß F i g. 15;

Fig.39A und 39B insgesamt ein Schaltbild der Chromainverterschaltung für die Ausführungsform des Chromateils gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 16 sowie die dafür vorgesehene Zeittaktsteuerung;

Fig.39C ein Blockschaltbild des Zeittakt-Steuerteils der Chromainverterschaltung des Signalsystems gemäß Fig.38Abis38D;

F i g. 39D ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Zeittaktsteuerung des Chromainverters gemäß F i g. 39C;

Fig.39E und 39F insgesamt ein Schaltbild der Chromainverterschaltung für den Chromateil gemäß Aasfühnasgsiorm nach dem Blockschaltbild gemäß F i g. 18 sowie die dafür vorgesehene Zeittaktsteuerung;

Fig.4OA und 4OB insgesamt ein Schaltbild der Chroma-Bandpaßfilterschaltung des Chromateils des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F i g. 15;

Fig.41A und 41B zusammen ein Schaltbild der Video-Wiedergabeausgangsschaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F i g. 20;

Fig.42A bis 42D insgesamt ein Schaltbild der Digital-Analogkonverter und Farbsynchron- und Synchroneinsetzschaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F i g. 21;

Fig.43A und 43B insgesamt ein Schaltbild der Entzerrerschaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach F i g. 22;

Fig.44A und 44B insgesamt ein Schaltbild des Vorverstärkers in der Wiedergabeschaltung gemäß Blockschaltbild nach F i g. 22;

F i g. 45A und 45B insgesamt ein Schaltbild des Treiberteils der Schaltung gemäß Blockschaltbild nach Fig.27;und

F i g. 46A und 46B ein Schaltbild der Daten-Schnittstellenschaltung des Gerätes.

Generell umfaßt ein Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät 70 gemäß den F i g. 1 bis 3 zwei Gestelle 71 und 72, welche die zugehörigen elektrischen Schaltungen sowie die Anzeige- und Regel-Hardware enthalten. Die letztgenannten Komponenten sind insbesondere im oberen Teil des Gestells 72 dargestellt. Das Gerät besitzt weiterhin ein Paar von Scheibenantriebseinheiten 73, welche neben dem rechten Gestell 72 angeordnet sind, wobei jede Scheibenantriebseinheit 73 einen Scheibenstapel 75 trägt Neben den beiden in F i g. 1 speziell dargestellten Scheibenantriebseinheiten können dem Gerät weitere Scheibenantnebseinheiten zugeordnet werden, um seine direkte Speicherkapazität zu erhöhen. Andererseits kann auch lediglich eine einzige Scheibenantriebseinheit verwendet werden. Wie aus den folgenden Darlegungen jedoch noch hervorgeht, kann eine einzige Scheibenantriebseinheit verwendet werden. Die Betriebssteuerung des Gerätes kann von Bedienungspersonen über mehrere Fern-Eingabegeräte, wie beispielsweise ein Fem-Eingabegerät 76 nach F i g. 2 oder über ein im Gestell 72 vorgesehenes geräteeigenes Eingabegerät 78 durchgeführt werden. Im Gestell 72 können weiterhin ein Videomonitor 79 sowie ein Vektor- und ein »A«-Oszilloskop 80 vorgesehen sein. Oberhalb des geräteeigenen Eingabegerätes 78 sind Phasensteuerschalter 81 vorgesehen.

Das Gerät wird durch eine Bedienungsperson entweder über das geräteeigene Eingabegerät 78 oder ein Fern-Eingabegerät 76 gesteuert, welche jeweils Ziffern- und Funktions-Knöpfe und -Tasten sowie ein Anzeigefeld 82 für zweiunddreißig Zeichen aufweisen. Mit diesen Anzeigefeld ist die Auslesung von Information, welche zur Durchführung der funktioneilen Operationen im Betrieb notwendig ist sowie die Anzeige der Information möglich, weiche die Identität bestimmter adressierter stehender Bilder und anderer Informationen betrifft Das in Fig.2 dargestellte Fem-Eingabegerät 76 ist repräsentativ für alle Fern-Eingabegeräte, wobei zur Steuerung des Gerätes 70 bis zu sieben Fern-Eingabegeräte vorgesehen werden können. Das in F i g. 1 generell mit 83 bezeichnete Tastaturfeld des geräteeigenen Eingabegerätes ist in Fig.3 in einer vergrößerten Teilansicht dargestellt Dieses Tastaturfeld ist funktionsmäßig umfassender als die Tastaturfelder der Fern-Eingabegeräte, welche weniger Funktionstasten besitzen. Wie im folgenden noch genauer erläutert wird, enthält das Tastaturfeld eine größere Tastenmatrix 84 sowie eine kleinere Matrix von Funktionstasten 85 auf der linken Seite des Tastaturfeldes. Weiterhin kann ein durch einen Drehknopf betätigter Schalter 86 vorgesehen werden, mit dem eine Umschaltung zwischen Normal- und Löschbetrieb möglich ist Damit ist eine Sicherheit gegen die Möglichkeit eines fehlerhaften oder unbefugten Löschens aktiv genutzter stehender Bilder möglich.

Gemäß dem stark vereinfachten Blockschaltbild nach F i g. 4 nimmt das Gerät ein Video-Eingangssignal auf, das durch eine Aufzeichnungs-Signalverarbeitungsschaltung 88 verarbeitet und sodann in eine Aufzeichnungs-Signalschnittstelle 89 eingespeist wird, welche das Signal in alle Scheibenantnebseinheiten 73 einspeist Eine in jeweils einer bestimmten Scheibenantriebseinheit 73 vorgesehene Gatterschaltung wird wirksam geschaltet, um das Signal auf einer vorgegebenen Scheibenantriebseinheit aufzuzeichnen. Zur Aufzeichnung des von der Aufzeichnungs-Signalschnittstelle 89 gelieferten Signals können auch mehr als eine s Scheibenantriebseinheit 73 gleichzeitig ausgewählt werden. An Stelle der Signalschnittstelle und der zugehörigen Gatterschaltung können auch Schalterkreise vorgesehen werden, um das von der Aufzeichnungs-Signalstelle 89 gelieferte Signal lediglich auf eine

ίο bestimmte Scheibenantriebseinheit mit Scheibenstapeln 75 zu koppeln, auf denen das Signal aufgezeichnet wird. Bei Wiedergabe wird ein von einer der Scheibenantnebseinheiten kommendes Signal in einen Wiedeigabe-Schaltkreis 90 eingespeist, welches es auf einen von mehreren Wiedergabekanälen 91 koppeln, welche jeweils einen Videoausgangskanal bilden. Zur Regelung des Gesamtbetriebs der verschiedenen Komponenten des Gerätes ist mit der Aufzeichnungs-Signalverarbeitungsschaltung, der Aufzeichnungs-Signalverzweigungsschaltung und den Antriebseinheiten sowie den Fern-Eingabegeräten und dem geräteeigenen Eingabegerät ein Computer-Regelsystem 92 gekoppelt Wie im folgenden noch genauer erläutert wird, kann eine Bedienungsperson eine bestimmte Scheibe auswählen, auf der ein Bild gespeichert werden soll, vorausgesetzt, der Scheibenstapel ist angeschlossen, d. h. mit anderen Worten, er ist in eine der Scheibenantriebseinheiten 73 eingelegt. In diesem Zusammenhang ist festzustellen, daß das Gerät Scheibenstapel und nicht Scheibenantriebseinheiten adressiert Der Grund dafür liegt darin, daß das Gerät zur Identifizierung von bis zu 64 getrennten Scheibenstapeln dient, von denen gleichzeitig nur lediglich einer in eine Scheibenantriebseinheit eingebracht werden kann. Besitzt das Gerät zwei Scheibenantnebseinheiten, so können gleichzeitig lediglich nur zwei Scheibcnstapel angeschlossen sein. Die Bedienungsperson kann ein Tastaturfeld 83 eines Eingabegerätes benutzen, um unter Mitwirkung des Computersystems die Adresse eines Scheibenstapels einzugeben, auf dem ein Bild aufgezeichnet werden soll, wobei die Scheibenantriebseinheit, in welche der ausgewählte Stapel eingebracht ist, den Aufzeichnungsvorgang auf dem gewählten angeschlossenen Scheibenstapel durchführen kann. In entsprechender Weise kann eine Bedienungsperson ein Bild vom Scheibenstapel in einer Antriebseinheiten wiedergegeben und den Wiedergabekanal festlegen, durch den das Bild laufen soll.
Das Gerät besitzt vier Hauptbetriebsarten, nämlich

1. Aufzeichnung/Löschen,

2. Abspielen oder Wiedergabe,

3. Sequenzzusammensetzung und

4. Sequenzwiedergabe.

Zunächst werden der Aufzeichnungs- und Wiedergabebetrieb anhand der Fig.6 und 7 beschrieben, welche vereinfachte Blockschaltbilder der Signalflußwege bei Aufzeichnung bzw. bei Wiedergabe im Zusammenwirken mit einer der Scheibenantriebseinheiten 73 zeigen.

Gemäß dem Aufzeichnungs-Signalfluß-Blockschaltbild nach F i g. 6 wird das zusammengesetzte Videoeingangssignal in eine Eingangsschaltung 93 eingespeist, in der dieses Signal geklemmt wird und die Synchron- und Hilfsträgerkomponenten abgetrennt werden. In der Eingangsschaltung werden auch die Synchron- und Hilfsträgersignale zur späteren Verwendung bei Wiedergabe zurückgewonnen. Die zurückgewonnenen Synchron- und Hilfsträgersignale werden in einen

Taktgenerator 94 eingespeist, welcher Bezugssignale zur Ansteuerung nachfolgender Komponenten erzeugt. Das geklemmte analoge Videosignal mit der Farbsynchronkomponente wird in einen Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist, welcher ein Ausgangssignal mit einer Tastfrequenz von 10,7 χ 10⁶ Tastungen pro Sekunde erzeugt, wobei jede Tastung acht Informationsbits umfaßt Das digitale Videosignal liegt in einem NRZ-Code vor, d. h. es handelt sich um einen Binärcode, der durch eine Eins als hoher Pegel und eine Null als äquivalenter tiefer Pegel definiert ist Das digitalisierte Videosignal erscheint auf acht parallelen Leitungen mit einem Bit pro Leitung und wird in eine Codier- und Synchronworteingabeschaltung 96 eingespeist, welche es in einen speziellen Aufzeichnungscode überführt Dieser Code wird im folgenden als Miller-Code oder quadratischer Miller-Code bezeichnet Dieser Code eignet sich besonders für eine digitale Magnetaufzeichnung, da in ihm der Gleichspannungsgehalt eines Datenstroms minimal ist Die Schaltung gibt weiterhin in jeder zweiten Fernsehzeile in Bezug auf einen bestimmten Phasenwinkel des durch die Farbsynchronkomponente repräsentierten Farbhilfsträgers ein Synchronwort ein. Dieses Synchronwort dient als Bezug für die Korrektur von Zeitbasis- und Schräglauffehlern, welche bei Wiedergabe in den acht parallelen Datenbits auftreten, die zur Festlegung des durch jede Tastung repräsentierten Wertes kombiniert werden müssen. Die digitale Videoinformation in den acht parallelen Leitungen wird sodann in eine Aufzeichnungsverstärkerschaltung 153 und in einen Kopfschalterkreis 97 eingespeist, welcher der ausgewählten Scheibenantriebseinheit 93 zugeordnet ist und zwischen zwei Gruppen von acht Aufzeichnungsköpfen zur Aufzeichnung des digitalisierten Videosignals durch die Scheibenantriebseinheit umschaltet. Die Scheibenantriebseinheit ist so servogeregelt, daß ihre Wellendrehzahl auf das Vertikal-Synchronsignal bezogen ist wobei die Scheibendrehzahl 3600 Umdrehungen pro Minute beträgt Durch Festlegung der Wellendrehzahl auf das Vertikal-Synchronsignal zeichnet das Gerät pro Umdrehung des Scheibenstapels ein Fernsehhalbbild und gleichzeitig acht Datenfolgen auf acht Scheibenflächen auf. Nach der verständigen Aufzeichnung eines Halbbildes werden die Aufzeichnungsverstärkerschaltung 153 und der Kopfschalterkreis 97 so angesteuert, daß ein weiterer Satz von Köpfen zur gleichzeitigen Aufzeichnung des zweiten Halbbildes auf einem weiteren Satz von acht Scheibenflächen aktiviert wird, so daß ein Fernsehbild, dh, zwei verschachtelte Halbbilder, durch 16 Köpfe bei zwei Umdrehungen der Scheibenantriebseinheit aufgezeichnet werden kann. Jeder Scheibenstapel auf einer Scheibenantriebseinheit enthält vorzugsweise 815 Zylinder, von denen jeder 19 Aufzeichnungsflächen besitzt und daher 815 digitale Fernsehbilder speichern kann. Für jede der 19 Scheibenaufzeichnungsflächen eines Scheibenstapels ist ein Schreib-Lesekopf vorgesehen, wobei alle Köpfe vertikal ausgerichtet auf einem gemeinsamen Träger montiert sind, dessen Stellung durch einen Linearmotor geregelt wird. Es ist in diesem Zusammenhang zu bemerken, daß ein Zylinder derart definiert ist, daß er alle Aufzeichnungsflächen umfaßt, welche auf dem gleichen Radius eines Scheibenstapels angeordnet sind. An Stelle des Begriffes Zylinder wird jedoch im vorliegenden Zusammenhang vorzugsweise der Begriff Spur verwendet, worunter zu verstehen ist daß eine solche Spur alle Aufzeichnunssflächen auf einem gleichen Radius, d.h. alle Flächen eines Zylinders umfaßt Daher bezieht sich der Begriff adressierte Spur zur Aufzeichnung oder Wiedergabe eines Bildes auf die 19 einzelnen Flächen auf dem in diesem Radius vorhandenen Zylinder. Von den 19 zur Aufzeichnung zur Verfügung stehenden Flächen dient eine zur Aufzeichnung der Adressen- und anderer Identifizierungsinformation und nicht zur Aufzeichnung von aktiver Videoinformation. Diese Fläche wird speziell als »Datenspur« bezeichnet. Zwei der 19 Flächen stehen zur Aufzeichnung eines Paritätsbits zur Verfügung, während 16 Flächen zur Aufzeichnung des Bildes der Videodaten zur Verfügung stehen. Dieser Sachverhalt wird im folgenden noch genauer erläutert Ebenso läuft einer der Köpfe, welcher als Servokopf bezeichnet wird, auf der zwanzigsten Scheibenstapelfläche, welche lediglich durch den Stapelhersteller voraufgezeichnete Servospurinformation enthält. Die Servospuren dienen zur Durchführung zweier Funktionen. Erstens läuft die Kopfspur folgend auf einen Suchbefehl durch Servostufen, welche zur Festlegung der Augenblicksstellung der Köpfe gezählt werden. Nach Abschluß einer Suchphase erzeugt der Servokopf ein Fehlersignal, das zur Regelung der Linearmotorstellung dient, um den Kopfträger auf der geeigneten Servospur zentriert zu halten. Bei Verwendung eines derartigen Rückkopplungssystems ist es möglich, eine radiale Packungsdichte von etwa 400 Spuren pro Zoll oder insgesamt 815 Spuren pro Scheibenstapel zu realisieren.

Da das in Rede stehende Gerät wegen der Frequenzgrenzen von Scheibenstapelspeichern keine analogen Videosignale aufzeichnet wird das Videosignal für die Aufzeichnung digitalisiert Da dieses digitalisierte Signal aufgezeichnet wird, ist das Signai-Rauschverhältnis des Systems primär durch das Quantisierungsrauschen und nicht durch das Rauschen der Aufzeichnungsmedien und der Vorverstärker bestimmt wie dies bei konventionellen Video-Bandaufzeichnungsgeräten der Fall ist Das in Rede stehende Gerät gewährleistet ein Signal-Rauschverhältnis von etwa 58 dB. wobei Effekte, wie beispielsweise Moire- und Rest-Zeitbasisfehler nicht vorhanden sind, so daß der digitale statische Fehler der Speicherkanäle typischerweise klein genug ist um mögliche Übertragungsfehler virtuell unsichtbar zu machen.

Durch Aufzeichnung einer digitalen Datenfolge mit einer Folgefrequenz von 10,7 Megabit pro Sekunde auf jeder der acht Scheibenflächen ist die lineare Packungsdichte des Gerätes etwa gleich 6000 Bit pro Zoll, was um

so 60% über der Packungsdichte bei konventionellen Scheibenantriebseinheiten in der Datenverarbeitung liegt

Bei Wiedergabe lesen gemäß Fig.7 die Köpfe die digitale Videoinformation von acht Flächen pro Halbbild aus, wobei die aufgezeichnete codierte digitale Videoinformation pro Kanal aus zwei jedes Bild darstellenden Halbbildern gewonnen wird. Das wiedergegebene Signal wird in eine Wiedergabeverstärkerschaltung 155 und den Kopfschalterkreis 97, welche der ausgewählten Scheibenantriebseinheit 73 zugeordnet sind, eingespeist, wobei die Datenfolgen der durch die acht Datenbitleitungen geführten digitalen Videoinformation verstärkt und in eine Entzerrer- und Datendetektorschaltung 99 eingespeist werden. Durch den Entzerrerteil dieser Schaltung werden Phasen- und Amplitudenverzerrungen im Signal aufgrund von Bandbegrenzungseffekten der Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozesse kompensiert, wobei sichergestellt

wird, daß die Nulldurchgänge des wiedergegebenen Signals definiert genau festgelegt sind. Nach der Entzerrung werden die codierten Signale auf jeder Datenbitleitung des Kanals in im folgenden noch zu beschreibender Weise für die Übertragung zur Wiedergabeschaltung des Signalsystems über jeweils ein verdrilltes Leitungspaar verarbeitet Die verarbeiteten codierten Signale liegen pro Kanal in Form eines Impulses für jeden Nulldurchgang bzw. für jede Signalzustandsänderung des codierten Kanalsignals vor. ι ο Die verdrillten Leitungspaare für die acht Datenbits der digitalen Videoinformation führen die verarbeiteten codierten Kanalsignale auf eine Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 eines oder mehrerer der Wiedergabekanäle 91 des Gerätes. Die Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 überführt die empfangenen Signale in das Kanalcodeformat zurück, decodiert das Signal in die NRZ-Digitalform und führt eine Zeitbasiskorrektur des digitalen Signals in bezug auf ein Stations-Bezugssignal durch, um Zeitverschiebungsfehler zwischen den Datenbitleitungen (gewöhnlich als Schräglauffehler bezeichnet) und Zeittaktverzerrungen in den durch die Datenbitleitungen geführten Datenfolgen zu eliminieren. Um die Verarbeitung der wiedergegebenen Signale zu erleichtern, werden zur Zeittaktung der Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 und den folgenden Schaltungen phasenkontinuierliche Taktsignale verwendet Damit wird an sich verhindert, daß der Zeitbasiskorrekturteil der Schaltung 100 das Synchronwort bei abwechselnden Wiedergaben des Bildes richtig einstellt Der Zeitbasiskorrektur-Teil der Schaltung 100 dient also zur Korrektur der acht Bits im Sinne einer einzigen Tastung sowie zur Eliminierung von Zeitverzerrungen in den einzelnen Datenbitleitungen relativ zum Stations-Bezugssignal. Die sogenannte Fehleinstellung des Synchronwortes würde zu einer Horizontalverschiebung des Bildes bei abwechselnden Wiedergaben und zu einem sichtbaren Flimmern führen. Es ist zu erwähnen, daß jeder Wiedergabekanal 91 eine Entzerrer- und Datendetektorschaltung 100 enthält und daß in jedem Wiedergabekanal eine Folge von acht Datenbits durch eine getrennte Entzerrer- und Datendetektor-Schaltung läuft Das Ausgangssignal der Schaltung 100 wird sodann in eine Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeist welche die Chromainformation abtrennt und das Signal zur Rekonstruktion einer NTSC-Sequenz mit vier Halbbildern selektiv invertiert und rekombiniert Dieses rückgebildete Digitalsignal wird in die Schaltung 127, welche die Fehleinstellung des Synchronwortes bei so abwechselnden Wiedergaben der beiden aufgezeichneten Halbbilder der Videoinformation justiert, und sodann in einen Digital-Analogkonverter 102 eingespeist welcher ein analoges Videosignal liefert Zur Erzeugung eines zusammengesetzten analogen Videoausgangssignals des Wiedergabekanals 91 werden sodann durch einen Verarbeitungsverstärker 103 neue Synchron- und Farbsynchronsignale addiert

Gegenüber der obigen Erläuterung der Signalflußwege sowohl für Aufzeichnungs- als auch für Wiedergabeoperationen ist das Signalverarbeitungssystem für das zusammengesetzte Fernsehsignal weit komplexer, als dies die Signalflußschaltungen nach den F i g. 6 und 7 zeigen. Das Videosignalsystem wird im folgenden anhand der Blockschaltbilder nach den F i g. 8A und 8B genauer beschrieben. Soweit möglich, werden für sich entsprechende Funktionen die bereits oben gewählten Bezugszeichnen ebenfalls verwendet Die Blockschaltbilder nach den F i g. 8A und 8B enthalten auch mehr Leitungen zur Darstellung des Videodatenflusses durch das Signalsystem sowie weitere Verbindungsleitungen, welche zur Steuerung des Zeittaktes und der Synchronisation der durch die verschiedenen Blöcke gegebenen Schaltung notwendig sind. Die entsprechenden Eingangs- und Ausgangsleitungen für die verschiedenen Blöcke in den F i g. 8A und 8B, welche zum Computerregelsystem 92 führen, sind dabei durch einen Stern gekennzeichnet

Das erfindungsgemäße Gerät wird hier in Verbindung mit dem NTSC-System beschrieben, bei dem ein Fernsehbild 525 Zeilen besitzt und die Horizontal-Synchronimpulse mit einer Folgefrequenz von etwa 15,734 Hz auftreten, d. h. die Periode zwischen aufeinanderfolgenden Horizontal-Synchronimpulscn beträgt etwa 63,5 Mikrosekunden. Weiterhin beträgt die Vertikal-Austastfrequenz im NTSC-System 60 Hz, wobei die Chrominanzinformation einem Hilfsträger mit einer Frequenz von etwa 3,58 MHz auf moduliert ist Wegen des Zusammenhangs der Farbhilfsträgerphase mit dem Horizontalsynchronsignal haben NTSC-Farbsignale eine Sequenz mit vier Teilbildern, die gewöhnlich als ein Farbbild bezeichnet wird. Die Hilfsträgerfrequenz von 3,58 MHz wird im folgenden auch einfach mit SC bezeichnet, womit die einfache Hilfsträgerfrequenz gemeint ist wobei andere gewöhnlich notwendige Taktfrequenzen im Gerät entsprechend mit '/2 SQ 3 SC und 6 SCbezeichnet werden. Die dreifache Hilfsträgerfrequenz (3 SC) tritt oft deshalb auf, weil während der Tastung des analogen zusammengesetzten Fernsehsignals zu seiner Digitalisierung eine Tastfrequenz gleich der dreifachen Hilfsträgerfrequenz, d. h. eine Frequenz von 10,7 MHz verwendet wird. Das zusammengesetzte Videosignal eines NTSC-Systems ist in den F i g. 5A und 5B dargestellt

Vor einer ins einzelne gehenden Beschreibung des Blockschaltbildes nach F i g. 8A sollen einige grundsätzliche Ausführungen zur Gesamtfunktion des dargestellten Signalsystem gemacht werden. Das in die Videoeingangsschaltung 93.4 eingespeiste Videoeingangssignal ist zunächst ein Analogsignal, das zur Weiterverarbeitung in den Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist wird. Das Ausgangssignal dieses Konverters enthält die Videoinformation in digitalem Format wobei die digitalisierten Daten weiter verarbeitet und in einem digitalen Format auf einem Scheibenstapel aufgezeichnet werden. In dieser Form wird das Signal auch vom Scheibenstapel wiedergegeben, hinsichtlich der Zeitbasis korrigiert und eine Abtrennung der Chromakomponente durchgeführt, wobei die Verarbeitung in digitaler Technik erfolgt Die Rückführung in ein Analogsignal erfolgt so lange nicht bis die abschließenden Signalverarbeitungsschritte durchgeführt sind, -wobei dann der Digital-Analogkonverter sowie Schaltungen 102, 103 zur Einfügung von Synchronsignalen und Farbsynchronsignalen das analoge zusammengesetzte Videoausgangssignal liefern.

Im Analog-Digitalkonverter 95 wird das analoge zusammengesetzte Videosignal dreimal pro Hilfsträger-Grundperiode, d. h. mit einer Tastfrequenz von 3 SC (10,7 MHz) getastet wobei jeder Tastwert digital in ein 8-Bit-Digitalwort quantisiert wird Ein Tast-Taktsignal mit einer dreifachen Frequenz oder jedem ungeraden Vielfachen der NTSC-Hilfsträgerfrequenz ist notwendigerweise ein ungerades Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz. Ist ein derartiges Tast-Taktsignal von Zeile zu Zeile phasenstetie. so ändert sich

seine Phase am Beginn aufeinanderfolgender Zeilen. Werden derartige, von Zeüe zn Zeile phasenstetige Tast-Taktsignaie verwenuet, so wird die Augenblicksampütude des Analogsignals während aufeinanderfolgender Zeilen relativ zum Beginn der aufeinanderfolgenden Zeilen in unterschiedlichen Zeitpunkten getastet Aus diesem Grunde sind die quantisierten Tastwerte von Zeile zu Zeile vertikal verschoben. Eine vertikale Ausrichtung der Tastwerte von Zeile zu Zeile ist erwünscht, um die Verwendung eines digitalen Kammfilters zu erleichtern, das zur Gewinnung einer abgetrennten Chrominanzkomponente eines Fernsehsignals dadurch dient, daß quantisierte Tastwerte von drei aufeinanderfolgenden Zeilen eines Fernsehhalbbildes (nur ungerade oder nur gerade Halbbilder) miteinander kombiniert werden. Diese drei aufeinanderfolgenden Zeilen können mit Γ (für den oberen Bildrand), M (für die Bildmitte) und B (für den unteren Bildrand) bezeichnet werden, wobei folgende Beziehungen gelten:

(Chrominanz) C= M- Ui(T+ B)
(Luminanz) Y=M + '/2 (T + B)

Werden die Tastungen des NTSC-Fernsehsignals mit einem geraden Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz durchgeführt, so ist die Kammfiltertechnik ideal, da die Phase des Tast-Taktsignals sich nicht von Zeile zu Zeile ändert Die digitalen Codewörter bzw. die quantisierten Tastwerte beschreiben dann die Augenblicksamplituden jeder Zeile des Analogsignals in gleichen Zeitpunkten relativ zum Beginn jeder Zeile, wobei alle Tastwerte in aufeinanderfolgenden Zeilen vertikal vom oberen Bildrand über die Bildmitte zum unteren Bildrand ausgerichtet sind.

Das Fehlen einer vertikalen Ausrichtung der Tastwerte aufeinanderfolgender Zeilen bei Verwendung eines von Zeile zu Zeile phasenseitigen Tast-Taktsignals mit einer Frequenz von 3 SC kann anhand des Signaldiagramms nach Fig.8C (1) erläutert werden, indem mehrere Perioden des Hilfsträgers in einer Fernsehzeile 1 dargestellt sind, welche durch den positiven Sprung eines Tast-Taktsignals mit einer Frequenz von 3 SC (F ig.8C (3)) getastet werden. Der positive Sprung ist durch einen Pfeil mit einem »Ax< im Tastpunkt gekennzeichnet. Die Tastpunkte des Hilfsträgers für die Fernsehzeile 1 sind ebenfalls durch das »Λ« gekennzeichnet (Fig.8C (I)). In jeder Periode des Hilfsträgers sind drei Tastpunkte vorhanden. Während einer Fernsehzeile 2, d. h. während der nächstfolgenden Zeile hat der Hilfsträger gemäß Fig.8C (2) und entsprechend auch das Tast-Taktsignal mit der Frequenz 3 SC gegenläufige Phase (F i g. 8C (4)) relativ zur Phase in der Zeile Ϊ (Fig.8C (1), 8C (3)), so daß die Tastwerte während der Fernsehzeile 2 in durch X gekennzeichneten Punkten des Hilfsträgers (Fig.8C (2)) bei positiven Sprüngen auftreten. Die durch X gekennzeichneten Tastwerte sind von der Zeile 1 zur Zeile 2 in bezug auf die Hilfsträger-Grundfrequenz um 60° verschoben, wodurch die Wirkungsweise des Kammfilters nachteilig beeinflußt wird, indem die Augenblicksamplitude des Analogsignals gemäß den oben angegebenen Gleichungen zur richtigen Gewinnung der Chrominanzinformation ausgenutzt wird. Es ist also festzustellen, daß alle Tastwerte in ungeraden Zeilen und alle Tastwerte in geraden Zeilen vertikal zueinander ausgerichtet sind, wobei jedoch die Tastwerte in geraden Zeilen relativ zu den Tastwerten in ungeraden Zeilen um 60° in bezug auf die Hilfsträger-Grundfrequenz verschoben sind.

Um dieses durch die Tastung mit einem ungeraden Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz, d.h. mit der Frequenz von 3 SC im erfindungsgemäßen Gerät zu vermeiden, werden die vertikalen Ausrichtungen der Tastwerte in allen Zeilen durch Änderung der Phase des Tast-Taktsignals in jeder zweiten Zeile erreicht In den in F i g. 8C dargestellten Beispielen zeigt F i g. 8C (5) das Tast-Taktsignal mit der Frequenz 3 SC für die Fernsehzeile 2, dessen Phase gegenüber dem Tast-Taktsignal für die Fernsehzeile 2 gemäß Fig.8C (4) invertiert ist Durch Tastung auf positiven Sprüngen in den mit »£λ< bezeichneten Tastpunkten ergeben sich Tastpunkte »Ott auf dem Hilfsträger für die Zeile 2 gemäß Fig.8C (2). Damit sind die Tastpunkte im Hilfsträger für die Fernsehzeile 1 (»Λ«) relativ zu den Tastpunkten (»O«) vertikal zueinander ausgerichtet Dies ergibt sich durch die Tastung mit geänderter Phase des Tast-Taktsignals gemäß Fig.8C (5) an stelle der Tastung mit dem Signal nach F i g. 8C (4). Diese Technik wird gewöhnlich als PAL-Codierung (Phase Alternate Line-Codierung) bezeichnet Im folgenden wird diese Abkürzung oder auch der Begriff Phasenumkehrung bzw. Phasenumkehr verwendet

Zwar wird ί η erfindungsgemäßen Gerät eine Kammfiltertechnik mit einer Tastfrequenz von 3 SC bzw. 10,7 MHz verwendet, so daß eine PAL-Tast-Taktung erforderlich ist Die Phasenumkehr entfällt jedoch, wenn eine Tastfrequenz von 4 SCverwendet wird. Eine solche Tastfrequenz von 4 SC kann für den Fall im erfindungsgemäßen Gerät vorgesehen werden, daß die Frequenzcharakteristik der Aufzeichnungsmedien, d. h. der Scheibenstapel auf den Scheibenantriebseinheiten für einen Betrieb mit einer Frequenz von 4 SC bzw. 143 MHz ausreicht In dieser Hinsicht ist weiterhin anzumerken, daß Standard-Scheibenantriebseinheiten in der Datenverarbeitung üblicherweise im Bereich von etwa 6>/2 Megabit arbeiten und daß die Aufzeichnung mit einer Folgefrequenz von 10,7 Megabit eine ausreichende Erhöhung der Packungsdichte der Scheibenstapel selbst gewährleisten.

Die Verwendung einer Phasenumkehr gemäß F i g. 8C hat einen weiteren wichtigen Gesichtspunkt im Betrieb des erfindungsgemäßen Gerätes zur Folge. Durch Änderung der Phase des Tast-Taktsignals in jeder folgenden Zeile tritt notwendigerweise eine Phasendiskontinuität in bezug auf den Hilfsträger auf. Es ist jedoch während der Kanalcodierung des Signals für die nachfolgende Aufzeichnung zweckmäßiger, die digital quantisierten Tastwerte in bezug auf einen kontinuierlichen Phasentakt zu codieren, so daß keine Phasendiskontinuitäten von Zeile zu Zeile vorhanden sind. Aus diesem Grunde werden die PAL-Daten am Ausgang des Analog-Digitalkonverters 95 aus dem Kanalcodierer 96 mit einem Takt ausgetaktet, der von Zeile zu Zeile eine kontinuierliche (d. h. keine Diskontinuitäten aufweisende) 3-SC-Phase besitzt Durch Taktung des Codierers mit einem von Zeile zu Zeile phasenkontinuierlichen Taktsignal werden die Daten jedoch in jeder zweiten Zeile um eine halbe Periode der dreifachen Hilfsträgerfrequenz zeitlich verschoben, was die von Zeile zu Zeile zeitlich ausgerichtete Tastung aufgrund der Tastung mit einem PAL-Takt stört Da die Chromaverarbeitungsschaltung bei Wiedergabe die Tastwerte der Daten in vertikal ausgerichteter Folge von Zeile zu Zeile benötigt (das ist der Grund dafür, warum ein PAL-Tast-Taktsignal im Analog-Digitalkonverter zur Anwendung kommt), ist es notwendig, die Daten vom kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-

t5

Takt rückzutakten, so daß die Tastzeitstörung eliminiert wird und das Chromaverarbeitungs-Kammfilter die Daten ohne Fehler verarbeiten kann. Der Analog-Digitalkonverter 95 tastet das Analogsignal unter Verwendung eines PAL-Taktes mit Ptresendiskontinuitäten von Zeile zu Zeile. Für die Aufzeichnung codiert der Kanalcodierer 96 die PAL-Daten mit einem von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentakt, was bei Wiedergabe und Nachdecodierung eine Rücktagung der NRZ-Information in einen PAL-Takt zur Verwendung in der Chromaverarbeitungsschaltung notwendig macht Diese Rücktaktung wird jedoch im Transferbetrieb nicht durchgeführt, wenn die auf einem Scheibenspeicher gespeicherten Daten wiedergegeben und zur Aufzeichnung auf einen weiteren Scheibenspeicher transferiert werden. In diesen Fällen bleibt der von Zeile zu Zeile kontinuierliche Phasentakt der wiedergegebenen Videodaten erhalten, wobei die Daten ohne Störung des Datentaktes erneut aufgezeichnet werden.

Die vorstehenden Darlegungen werden im folgenden anhand von F i g. 8C erläutert, worin die PAL-Daten für Zeilen 1 und 2 in F i g. 8C (6) bzw. 8C (7) dargestellt sind. Die Bits Ai bis Ei sind aufeinanderfolgende Bitzellen, welche die in Zeile 1 mit X bezeichneten Augenblickstastwerte des Analog-Videosignals gemäß Fig.8C (1) repräsentieren. Jede Bitzelle dauert dabei für einen vollen Taktzyklus des 3-SC-Taktes gemäß Fig.8C (3) an. Entsprechend repräsentieren die Bitzellen A 2 bis E2 der Zeile 2 Daten, welche den Tastwerten »O« in F i g. 8C (2) unter Ausnutzung des PAL-Tast-Taktsignals entsprechen, das für die Fernsehzeile 2 in F i g. 8C (5) dargestellt ist. Für die Taktung der PAL-Daten mit einem von Zeile zu Zeile kontinuierlichen 3-SC-Phasentakt sind unter den Bitzellen gemäß F i g. 8C (6) und 8C (7) die Taktpunkte des von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentaktes durch Pfeile dargestellt, wobei dieser Takt die verschobenen Bitzellen gemäß der Relation nach F i g. 8C (8) und 8C (9) erzeugt. Der Beginn jeder Büzelle liegt im Taktzeitpunkt, wobei der Pegel der Zelle im Bitzellenintervall kontinuierlich ist, so daß die Bitzellen ihre Identität während der Taktung behalten.

Um die Daten aus dem von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt rückzutakten, so daß die Bitzellen (Tastwerte) im gewollten Sinne vertikal zueinander ausgerichtet sind (A 2 ist vertikal zu Ai ausgerichtet, 52 ist vertikal zu Bi ausgerichtet usw.), muß die Rücktaktung aus dem kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt korrekt durchgeführt werden, damit keine Fehlausrichtung der Bitzellen auftritt. Daher muß die Rücktaktung komplementär erfolgen, d. h. eine Bitzelle, welche bei der Rücktaktung von PAL auf kontinuierliche Phase im rechten Teil getaktet wurde, muß zur Gewährleistung einer richtigen Wiedergabe bei der Rücktaktung von kontinuierlicher Phase auf PAL im linken Teil getaktet werden. Bei von Zeile zu Zeile kontinuierlich in der Phase getakteten Daten gemäß F i g. 8C (9) geben daher ausgezogen dargestellte Pfeile die richtige komplementäre Taktung für die beiden Fernsehzeilen wieder, wobei die Rücktaktung der Daten in den PAL-Takt mit vertikal zueinander ausgerichteten Zellen A 1 und A 2 gemäß F1 g. 8C (10) und F i g. 8C (1) erfolgt. Rechtsgetaktete Bitzellen, welche von PAL auf kontinuierliche Phase rückgetaktet werden, werden gegensinnig linksgetaktet, was sich aus der Betrachtung der Bitzellen (beispielsweise der Bitzelle A i) mit ihren zugehörigen Taktpfeilen gemäß F i g. 8C (6) und 8C (8) ergibt. Wird die komplementäre Taktung nicht durchgeführt, so sind die Bitzellen aicht richtig zueinander ausgerichtet, wie dies durch gestrichelt dargestellte Pfeile gemäß F i g. 8C (8) und F i g. 8C (9) angedeutet ist Damit entsteht der in den Fig.8C (12) und SC (13) dargestellte Zusammenhang. Die Rücktaktung entweder von PAL auf kontinuierliche Phase oder von kontinuierlicher Phase auf PAL wird an verschisdenen Stellen des Systems durchgeführt, was im folgenden noch genauer erläutert wird.

ίο Es ist festzuhalten, daß das NTSC-Fernsehsignal keinen speziellen definierten Zusammenhang zwischen dem in jeder Zeile auftretenden Horizontal-Synchron· impuls und dem Phasenwinkel des Hilfsträgersignals besitzt Lediglich die Phase des Hilfsträgers ändert sich von Zeile zu Zeile um 180°. Mit anderen Worten kann sich also der Phasenwinkels des Hilfsträgersignals relativ zum Horizontal-Synchronsignal von Videoquelle zu Videoquelle ändern, so daß das Horizontal-Synchronsignal im Gerät zur Regelung nicht geeignet ist Im hier in Rede stehenden Gerät wird daher der Hilfsträger des Eingangssignals, wie er durch die Farbsynchronsignal-Komponente repräsentiert ist, als grundlegender Zeittaktbezug für das System verwendet, wobei ein neues auf das Horizontal-Synchronsignal bezogenes Signal definiert wird, das an Stelle des Horizontal-Synchronsignals für Zeittaktzwecke benutzt wird. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal wird so gewählt, daß es eine Frequenz gleich der halben Nenn-Horizontalzeilenfrequenz besitzt, weil es eine ganze Zahl von Perioden der Hilfsträgerfrequenz, d. h. zwei vollständige Horizontalzeilen der Hilfsträgerfrequenz oder 455 Perioden repräsentiert Darüber hinaus besitzt das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal eine definierte Beziehung zum Hilfsträger,

d. h. es ist in bezug auf den Phasenwinkel des Hilfsträgers synchronisiert Im Aufzeichnungsteil des Signalsystems wird in jede zweite Fernsehzeile des Videosignals ein Synchronwort in das Videosignal an einer Stelle eingesetzt, welche etwa der Stelle des Horizontal-Synchronimpulses entspricht, wobei eine Phasenkohärenz in bezug auf einen bestimmten Phasenwinkel des aus der Farbsynchronsignal-Komponente des Videosignals erzeugten Hilfsträgers gewährleistet ist. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal liegt am Beginn jedes Bildes und wird für die Dauer des Bildes aufrechterhalten, um im Videosignal ein auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenes Signal zu gewährleisten, das genau auf die Phase des Hilfsträgers des Bild-Videosignals bezogen

so ist. Für den Wiedergabeteil des Signalssystems wird ein mit H/2 bezeichnetes auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenes Signal erzeugt, das kohärent mit einem bestimmten Phasenwinkel des Eingangs-Bezugshilfsträgers ist, wobei Phasenwinkel durch die Phasenregelung im Wiedergabesystem wählbar ist.

Das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal H/2 dient als grundlegendes Bezugs-Zeittaktsignal für das System bei Wiedergabeoperationen.

Durch Verwendung des auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signals als Bezugs-Horizontal-Synchronsignal für das System wird die Signalverarbeitung für Aufzeichnung, Wiedergabe und andere Operationen des Systems erleichert, weil ein fester Zeitzusammenhang zwischen dem Hilfsträger des Videosignals und dem auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signal gewährleistet ist.

Durch Verwendung von internen Bezugs-Horizontal- und Hilfsträgersignalen, die relativ zum Bezugs-

Bezugs-Synchronsignal der Ferasehstation zeitlich variabel sind, wird darüber hinaus eine Zeittaktregelung möglich, aufgrund derer das Fernsehsignal im richtigen Zeitpunkt nach den üblichen Ausbreitungsverzögerungen an einer entfernt liegenden Stelle ankommen kann.

Gemäß den Blockschaltbildern nach den F i g. 8A und 8B wird das analoge Videoeingangssignal in den Eingang einer Videoeingangsschaltung 93Λ eingespeist, in der es verschiedenen Verarbeitungsoperationen unterworfen wird, bevor es in den Analog-Digitalkon- to verter 95 eingespeist wird. Speziell erfolgt in der Videoeingangsschaltung 93/1 eine Verstärkung des analogen Videosignals, eine Neueinstellung des Gleichspannungspegels, eine Abtrennung der im Videosignal enthaltenen Synchronkomponenten zur Erzeugung von Zeittaktsignalen für das Signalsystem, eine Feststellung des Spitzenweites des Horizontal-SynchronimpuSses und eine nachfolgende Begrenzung des Horizontal-Synchronimpulses. Darüber hinaus wird der Horizontal-Synchronimpuls durch eine Präzisionssynchronstufe abgetrennt, um einen regenerierten Synchronimpuls erzeugen zu können. Die Schaltung erzeugt weiterhin ein regeneriertes Hilfsträgersignal, das vom Farbsynchronsignal im Eingangsvideosignal oder bei Fehlen des Farbsynchronsignals vom ///2-Bezugssignal, das aus dem Eingangs-Horizontal-Synchronimpuls erzeugt wird, abgeleitet wird.

Es ist zu bemerken, daß die Videoeingangsschaltung 93A sowie eine Bezugssignal-Eingangsschaltung 93S im unteren linken Teil des Blockschaltbildes nach F i g. 8A gleichartige Funktionen durchführen, wobei die Videoeingangsschaltung primär für den Signalaufzeichnungsteil des Signalsystems und die Bezugssignal-Eingangs-. schaltung primär für den Wiedergabeteil des Signalsystems vorgesehen ist. Aus Zweckmäßigkeitsgründen bei der Herstellung und Wartung werden daher identische Schaltungen verwendet Allerdings nehmen die Eingangsschaltungen nur diejenigen Eingangssignale auf, welche zur Durchführung der entsprechenden Funktionen erforderlich sind. Obwohl beide Schaltungen gleiche Signale erzeugen, werden nicht alle Signale von jeder Schaltung verwendet. Das Bezugseingangssignal für die Bezugssignal-Eingangsschaltung wird durch das Stations- Bezugs-Schwarzsignal gebildet, das alle Komponenten eines Farbfernsehsignals mit Ausnahme des aktiven Videoteils enthält, der auf Schwarzniveau liegt. Daher sind im Eingangssignal für die Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 ebenso wie im Eingangssignal für die Videoeingangsschaltung 93Λ das Farbsynchronsignal, das Horizontal-Synchronsignal und entsprechende so Signale enthalten. Darüber hinaus ist in der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93ß ein //-Phasenlage-Justierkreis vorgesehen, welcher //-Lageregelsignale beispielsweise von einer Wählscheibe oder dem Phasensteuerschalter 81 zur Justierung der //-Phasenlage des regenerierten //-Synchronsignals für den Wiedergabeteil des Signalsystems aufnimmt.

Ein Teil der Ausgangssignale der Eingangsschaltungen 93Λ und 93B werden in Referenz-Logikschaltungen 125/4 und 125ß eingespeist, welche der entsprechenden Eingangsschaltung zugeordnet sind. Die Referenz-Logikschaltung 125Λ verarbeitet während des Aufzeichnungsbetriebes Signale von der Videoeingangsschaltung 93Λ, vom Analog-Digitalkonverter 95 sowie vom Computerregelsystem 92 und erzeugt über Präzisionsschaltungen mit phasenstarrer Schleife eine Anzahl von Aufzeichnungs-Taktsignalen mit Frequenzen von 6 SC, 3 SC und '/2 5C sowie ein PAl.-Fehlerkennzeichensi gnaL Aus dem PAL-Fehlerkennzeichensignal und dem 3-SC-Signal wird in der Referenzlogikschaltung 125Λ ein 3-SC-PAL-Tast-Taktsignal erzeugt, dessen Phase für jede Zeile des Videosignals durch das PAL-Fehlerkennzeichensignal eingestellt wird, das eine Frequenz von H/2 besitzt Das PAL-Fehlerkennzeichensignal ändert seinen Wert mit dieser Frequenz. Diese Änderung erfolgt asymmetrisch, d.h. die beiden Werte des PAL-Fehlerkennzeichensignals besitzen ungleiche Zeitintervalle. Die Asymmetrie ist so gewählt daß die Tast-Taktphase für den Farbsynchronsignalteil des Videosignals mit der Phase des Hilfsträger^ konstant ist und das lediglich der Teil der Fernsehzeile danach eine Tastphase besitzt, welche in aufeinanderfolgenden Zeilen geändert wird. Dieses PAL-Taktsignal wird auf den Analog-Digitalkonverter 95 gekoppelt und stellt das Tast-Taktsignal zur Erzeugung der Tastwerte mit einer Frequenz von 3 SCbzw. 10,7 MHz dar.

Die Referenzlogiksehaltung 1252? erzeugt aus Signalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B und dem Computerregelsystem 92 ein Taktbezugssignal mit einer Frequenz des Hilfsträgers (SC) sowie verschiedene andere Zdttakt-Regelsignale. Diese Signale werden in anderen Betriebsarten des Gerätes (Nichtaufzeichnung von Videoeingangssignalen) verwendet

Bei Aufzeichnungs- und Wiedergabebetrieb erzeugen die Referenzlogikschaltungen weiterhin Servo-Synchronsignale für die Scheibenantriebseinheiten, um diese in der richtigen Phase zu betreiben.

Abgesehen von der Aufzeichnung von Videoeingangssignalen erzeugt ein Referenztaktgenerator 98 bei Wiedergabe und bei anderen Betriebsarten verschiedene Taktsignale sowie zusätzliche Zeittakt-Regelsignale, welche für die verschiedenen Teile des Signalsystems in diesen Betriebsarten erforderlich sind. Der Referenztaktgenerator erzeugt aus Eingangssignalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93ß von der Referenzlogikschaltung 125ß(Wiedergabeteil des Signalsystems) und einem von einer Bedienungsperson betätigbaren Steuerschalter Taktsignale mit Frequenzen von 6 SC, 3 SC, SC und '/2 SC sowie verschiedene andere Zeittakt-Regelsignale. Die Referenzlogikschaltungen 125/4 und 125B sowie der Referenztaktgenerator 98 bilden zusammen den Taktgenerator 94 gemäß F i g. 6, welcher die Zeittakt-Regelsignale für das System liefert.

Das geklemmte analoge Videoeingangsrignal, aus dem auch das Horizontal-Synchronsignal abgetrennt ist wird vom Ausgang der Videoeingangsschaltung in den Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist, welcher es in ein binär codiertes Signal mit acht Bit in PAL-NRZ-Format überführt Dieses codierte Signal wird sodann in einen Codierschalter 126 eingespeist Der Analog-Digitalkonverter 95 wird im Detail nicht beschrieben, da es sich um einen bekannten Typ handelt der beispielsweise in einem von der Anmelderin vertriebenen Gerät mit der Typenbezeichnung TBC-800 enthalten ist Schaltbilder für den Analog-Digitalkonverter 95 sind beispielsweise einem Katalog mit der Nr. 7896382-02 vom Oktober 1975 entnehmbar. Speziell ist ein solcher Analog-Digitalkonverter beispielsweise dem Schaltbild Nr. 1374256 auf Seite 3-31/32 und dem Schaltbild Nr. 1374259 auf Seite 3-37/38 des Katalogs entnehmbar.

Der das Ausgangssignal des Analog-Digitalkonverters aufnehmende Codierschalter 126 enthält Schalterkreise, welche entweder die digitalisierten Videodaten mit acht Bit vom Konverter oder von einer Datentransferschaltung 129 aufnehmen. Die Datentransferschaltung 129 ermöglicht einen Transfer der Videoinforma-

tion von einer Scheibenantriebseinheit zu einer anderen Scheibenantriebseinheit. In Transferbetrieb wird die digitalisierte Information aus der Scheibenantriebseinheit ausgelesen, in digitales NRZ-Format decodiert, in der Zeitbasis korrigiert und sodann auf den Codierschalter gegeben, welcher die Quellen für die digitalisierte Videoinformation für den Codierer 96 auswählen kann. Da die auf den Scheibenantriebseinheiten 73 aufgezeichneten codierten Daten mit einem Takt kontinuierlicher Phase getaktet sind, sind die von der Datentransferschaltung 129 aufgenommenen NRZ-Daten ebenso in bezug auf den Takt kontinuierlicher Phase getaktet Gewöhnlich erhält die Datentransferschaltung 129 ein PAL-Fehlerkennzeichensignal, das zur RQcktaktung der digitialen NRZ-Daien in bezug auf ein PAL-Taktsignal is dient, so daß die in die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeisten Daten im richtigen PAl -Format vorliegen. Während des Transferbetriebes ist diese Rflcktaktung nicht erforderlich. D?r Codierschalter 126 enthält einen Kreis zur Unterbrechung der Kopplung des PAL-Fehlerkennzeichensignals auf die Datentransferschaltung 129, wodurch die Rücktaktung der NRZ-Daten in bezug auf den PAL-Takt während des Datentransferbetriebs verhindert wird.

Der Codierschalter 126 wird durch das Computerregelsystem 92 gesteuert, um die Videodaten entweder aus dem Videoeingang oder dem Datentransferweg zu takten. Er schaltet weiterhin zwischen den Video- und Bezugszeittaktsignalen mit 6 SC und '/2 SC um, da die Bezugs-Zeittaktsignale während des Datentransferbetriebs und die Video-Zeittaktsignale während des Aufzeichnungsbetriebs verwendet werden. Der Codierschalter dient weiterhin zur Erzeugung eines Signals, das ein Blinkkreuz im TV-Bild erzeugt, welches eine visuelle Anzeige dafür ist, daß die Bildstelle oder eine Adresse für ein Bild frei und damit für eine Aufzeichnung verfügbar sind. Darüber hinaus erzeugt der Codierschalter Signale zur Durchführung von Untersuchungsfunktionen. Der Codierschalter 126 koppelt 8 Bit-Digitalvideodaten vom Analog-Digitalkonverter 93 und die vom Eingangsvideosignal abgeleiteten Daten auf dem Codierer 96.

Die acht Bitdaten vom Codierschalter 126 werden sodann in den Codierer 96 eingespeist, welcher zunächst ein Paritätsbit erzeugt und die PAL-Daten in ein quadratisches Miller-Kanalcodeformat codiert, wobei es sich um einen selbsttaktenden, gleichstromfreien NRZ-Code handelt Während in den Codierer PAL-Daten eingespeist werden, handelt es sich beim Ausgangssignal des Codierers um eine 9-Bit-Datenfolge (bei eingefügtem Paritätsbit), welche in bezug auf die Frequenz 3 SC Phasenkontinuität besitzt Kontinuierlich phasengetaktete Daten sind leichter zu verarbeiten, was insbesondere für Decodiervorgänge gilt. Ir einem gleichspannungsfreien Code sind keinerlei Gleichspannungskomponenten enthalten, welche aufgrund der Dominanz eines logischen Zustandes über eine Zeitperiode auftreten könnten, wodurch die Daten im Wiedergabeprozeß gestört werden könnten.

In Informationskanälen begrenzter Bandbreite, welehe keine Gleichspannung übertragen, erfahren binäre Signale Verzerrungen im Nulldurchgang, welche durch lineare Kompensationsnetzwerke nicht eliminiert werden können. Diese Verzerrungen werden gewöhnlich als Basiszeilenabweichung bezeichnet und reduzieren das effektive Signal-Rauschverhältnis, wobei die Nulldurchgänge der Signale modifiziert und damit die Bitgenauigkeit der decodierten Signale nachteilig beeinflußt werdea Ein gebräuchliches Übertragungsformat bzw. ein Kanaldatencode, der in Aufzeichnüngs- und Wiedergabesystemen verwendet wird, ist in der US-Patentschrift 31 08261 beschrieben. Im Miller-Code werden logische Einsen durch Signalsprünge an einer bestimmten Stelle, d. h. in der Zellenmitte und logische Nullen durch Signalsprünge an einer bestimmten früheren Stelle, d. h. im Bereich der "Vorderflanke der Bitzelle, repräsentiert Im Miller-Code werden Sprünge am Beginn eines Intervalls für ein 1-Bit folgend auf ein einen Sprung in seinem Zentrum enthaltendes Intervall unterdrückt Asymmetrien des nach diesen Regeln erzeugten Signals können zu einer Gleichspannungskomponente im codierten Signal führen, wobei der sogenannte quadratische »Miller-Code«, der im Gerät gemäii vorliegender Erfindung zur Anwendung kommt, den Gleichspannungsgehalt des originalen Miller-Codes effektiv eliminiert, ohne daß entweder ein großer Speicher oder eine Folgefrequenzänderuiig in der Codierung und Decodierung erforderlich sind.

Der Codierer 96 erzeugt weiterhin ein eindeutiges Synchronwort in Form einer siebenstelligen Binärzahl und fügt dieses Synchronwort in jede zweite Zeile an einer genauen Stelle ein, welche durch die Taktsignale mit einer Frequenz von 6 SC und '/2 SC bestimmt sind. Im Aufzeichnungsbetrieb werden die aus den Synchronkomponenten des Videoeingangssignals durch die Referenzlogikschaltung 125/1 erzeugten Taktsignale durch den Codierschalter 126 in den Codierer % eingespeist, wodurch das Synchronwort entsteht, das an einer Stelle eingefügt wird, welche etwa derjenigen Stelle entspricht, an welcher der Horizontal-Synchronimpuls des Videosignals vorher vorhanden war. In anderen Betriebsarten werden die Taktsignale mit einer Frequenz von 6 SC und '/2 SC durch Zusammenwirken der Referenzlogikschaltung 125ßund des Referenztaktgenerators 98 aus den Synchronkomponenten des Stationsbezugs-Schwarzvideosignals erzeugt. Der Codierer tastet das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Synchronwort in jeder zweiten Fernsehzeile in die Datenfolge im richtigen Zeitpunkt relativ zur regenerierten Hilfsträgerphase ein.

Vor der Aufzeichnung wird auch die auf die Datenspur der Scheibenantriebseinheiten 73 aufgezeichnete Datenspurinformation codiert Die Datenspurinformation wird durch das Computerregelsystem 92 geliefert

Gemäß F i g. 8B werden die zehn Datenfolgen der am Ausgang des Codierers % auftretenden codierten Digitaldaten in eine elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 eingespeist, welche lediglich eine Signaltrenn- und Pufferschaltung darstellt. Diese Schaltung koppelt die codierten Daten auf die drei Scheibenantriebseinheiten 73 zu deren Aufzeichnung auf einem Datenstapel 75. Jede Scheibenantriebseinheit enthält eine Datenschnittstellenschaltung 151 für diese Scheibenantriebseinheit, welche die Daten von der elektronischen Daten-Schnittstellenschaltung 89 aufnimmt und sie über einen Aufzeichnungsverstärker 153 und einen Kopfschalter 97 zur Aufzeichnung auf einen zugehörigen Scheibenstapel 75 leitet Die Schnittstellenschaltung 151 nimmt weiterhin wiedergegebene Daten über den Kopfschalter 97 und einen Wiedergabeverstärker 155 auf und leitet sie zu einem Datenauswahlschalter 128. Darüber hinaus nimmt die Daten-Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit ein Multiplex-Servobezugssignal von der elektronischen Daten-Schnittstellenschaltung 98 auf und überträgt es zu einem

Zeittaktgenerator (Fig.30) der Scheibenantriebs-Regelschaltung. Dieses Signal wird durch das Computerregelsystem 92 entweder von der Referenzlogikschaltung 125A oder 125S abgenommen. Im Zeittaktgenerator dient das Multiplex-Servobezugssignal zu einer derartigen zeitlichen Taktung der Scheibenantriebseinheit, daß Aufzeichnungs- und Wiedergabeoperationen sowie die Drehzahl des Scheibenstapels 75 in der Scheibenantriebseinheit 73 mit einem geeigneten System-Zeittakt-Bezugssignal synchronisiert sind.

Die Scheibenantriebs-Regelschaltung führt voraufgezeichnete Zeittakt- und Daten-Zeittaktsignale über die Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit auf die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 zurück. Bei der hier in Rede stehenden speziellen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gerätes werden lediglich zwei Halbbilder der NTSC-Farbfernsehsignal-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern aufgezeichnet, wobei die beiden Halbbilder in getrennten Umdrehungen des Scheibenstapels 75 aufgezeichnet werden. Unmittelbar vor der Aufzeichnung der beiden Halbbilder der Videodaten wird das voraufgezeichnete Zeittaktsignal erzeugt und in die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 eingespeist Diese Schnittstellenschaltung überträgt das voraufgezeichnete Zeittaktsignal auf den Codierer 96, um ein Intervall zu erzeugen, das zwei der Farbe Schwarz äquivalente Halbbilddaten repräsentiert, wobei dieses Intervall digital durch logische Nullen definiert ist Diese Daten werden über die Schnittstellenschaltungen zurückgeführt, um auf dem Scheibenstapel in einer Spurstelle aufgezeichnet zu werden, welche für die Aufzeichnung von Videodaten und von deren Datenspurinformation ausgewählt wurde. Die Aufzeichnung der genannten Schwarzdaten erfolgt während zweier Umdrehungen des Scheibenstapels 75 unmittelbar vor den zwei Umdrehungen, während der die beiden Halbbilder der Videodaten aufgezeichnet werden. Damit ist die Spurstelle für die folgende Überspielung von Videodaten und Datenspurinformation vorbereitet Da die Überspielung von vorher aufgezeichneten Digitaldaten mit neuen Digitaldaten zur Unkenntlichmachung der vorher aufgezeichneten Digitaldaten durchgeführt werden kann, wobei ein aufgezeichnetes Signal ausreichender Qualität für eine Wiedergabe mit annehmbarem Signal-Rauschverhältnis gewährleistet ist, kann der Voraufzeichnungszyklus entfallen, so daß die Aufzeichnung der beiden Halbbilder von Videodaten und der zugehörigen Datenspurinformation in lediglich zwei Umdrehungen des Scheibenstapels 75 erfolgen kann.

Das Daien-Zeittaktsigna! wird auf die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 zurückgeführt, um die Erzeugung und die Aufzeichnung der Datenspurinformation in das zweite bzw. letzte Halbbild der beiden Halbbilder von Videodaten zu takten. Das Signal ist ein Impuls, welcher nach dem Vertikal-Synchronimpuls der zwei Halbbilder der Videodaten beginnt und am Ende des zweiten Halbbildes endet Während dieses Intervalls wird die Datenspurinformation auf der Datenspur des Scheibenstapels 75 aufgezeichnet Die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 koppelt das rückgeführte Daten-Zeittaktsignal auf das Computerregelsystem 92, um das Datenspur-Aufzeichnungsintervall des Systems zu identifizieren. Das Computerregelsystem 92 führt infolgedessen die Aufzeichnung der Datenspurinformation betreffende Funktionen aus, wobei es sich u.a. darum handelt die Datenspurinformation der Aufzeichnung von Videodaten *uf einer bestimmten Spur des ausgewählten Datenstapels zuzuordnen. Der Codierer 96 nimmt die Datenspurinformation auf und verarbeitet sie im beschriebenen Sinne zur Übertragung auf die Scheibenantriebseinheit 73 sowie zur gleichzeitis gen Aufzeichnung mit dem letzten Halbbild der Videodaten.

Die Aufzeichnungs- und Wiedergabeverstärker 153 und 155, der Kopfschalter 97 sowie die Scheibenantriebs-Regelschaltung des Gerätes sind einander so

to zugeordnet, daß der Wiedergabeverstärker 155 und der Kopfschalter 97 zur Datenwiedergabe vom zugehörigen Scheibenstapel 75 zu allen Zeiten außer bei Durchführung eines Aufzeichnungsvorganges wirksam geschaltet sind. Außer während eines Aufzeichnungs-

!5 Vorgangs werden wiedergegebene Daten immer von der Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit empfangen, welche die wiedergegebenen Daten ihrerseits auf den Datenaus wählschalter 128 koppelt Bei Aufzeichnung wird ein Aufzeichnungsbe fehl von der Scheibenantriebs-Regelschaltung auf die Aufzeichnungs- und Wiedergabeverstärker 153 und 155 gekoppelt, um den Aufzeichnungsverstärker 153 wirksam zu schalten und den Wiedergabeverstärker 155 zu sperren. Die Scheibenantriebs-Regelschaltung liefert weiterhin bei Aufzeichnungsoperationen ein Kopfschaltsignal von 30 Hz für den Kopfschalter 97, wodurch dieser die Datenfolgen während des ersten Halbbildes der beiden aufeinanderfolgenden aufzuzeichnenden Halbbilddaten auf einen Satz von Köpfen und während des zweiten Halbbildes auf den zweiten Satz von Köpfen koppelt Dieses Kopfschaltsignal mit 30 Hz ist kontinuierlich verfügbar und dient bei Wiedergabeoperationen zur Steuerung des Kopfschalters 97, um den Wiedergabeverstärker 155 zur Wiedergabe von zwei Halbbildern eines gewünschten Videodatensignals zwischen den zwei Kopfsätzen umzuschalten.

Bei Wiedergabeoperationen erzeugen die Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B sowie die Referenzlogikschaltung 125 ß gemäß Fig.8A die regenerierte Hilfsträgerfrequenz zur Einspeisung in den Referenztaktgenerator 98, dessen Ausgangssignale mit Frequenzen von 6 SC, '/2 SQ H/2 und weitere Zeittaktsignale, die grundlegende Zeittaktsignale für Wiedergabeoperationen bilden. Die Takt- und Zeittaktsignale einschließ- lieh des ///2-Referenzsignals werden zur Erleichterung der Verarbeitung der wiedergegebenen Videosignale auf den Referenz-Farbhilfsträger synchronisiert Das f//2-Referenzsignal ist in bezug auf eine spezielle Phase des Referenz-Farbhilfsträgers in der ersten Zeile

so abwechselnder Halbbilder des Referenz-Schwarz-Videosignals definiert Die Ausgangssignale des Referenztaktgenerators werden in die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100, die Datentransferschaltung 129, die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 sowie eine Austasteinsetz- und Bitsperr-Schaltung 127 eingespeist, welche das Ausgangssignal einfügt eine selektive Bitsperrung durchführt und ein ausgewähltes Bild-Videosignal als Ausgangssignal für die Signalsysteme liefert wenn die Köpfe, welche einer an den Wiedergabekanal angekoppelten Scheibenantriebseinheit zugeordnet sind, zwischen den Spurstellen bewegt werden. Die digitale Information mit acht Bit wird sodann in den Digital-Analogkonverter 102 und den Verarbeitungsverstärker 103 eingespeist welcher Syn chronsignale und das Farbsynchronsignal einsetzt Die obengenannte Fehleinstellung des Synchronwortes wird in der Schaltung 127 vor dem Digital-Analogkonverter 102 durch Einfügung einer korrigierenden Verzögerung

im' Signalweg bei abwechselnden Wiedergaben der Videosignale mit zwei Halbbildern korrigiert. Der Referenztaktgenerator 98 identifiziert, welche Wiedergabe der Videosignalsequenz mit zwei Halbbildern die Verzögerung erfordert, und zwar durch Untersuchung des Bildindexsignals, eines Farbbildfrequenz-Signals und des Horizontaltreibersignals (alle von der Referenzlogikschaltung t25B) sowie des Referenz-Farbhilfsträgersignals. Der Generator 98 erzeugt dabei ein Bildverzögerungs-Schaltsignai, das zur Steuerung der Einfügung der Korrekturverzögerung auf die Schaltung

127 gekoppelt wird. Bei Transfer- und Untersuchungsvorgängen liefert der Referenztaktgenerator 98 die grundlegenden Zeittaktsignale für den Codierer 96 über den Codierschalter 126.

Bei Wiedergabe wird die von einem Scheibcnstapel wiedergegebene parallele Datenfolge mit 10 Bit, weiche Videodaten mit 8 Bit, das Paritätsbit und Datenspurinformation umfaßt, durch Schaltungen gemäß den F i g. 22 bis 26, 43 und 44 verstärkt, entzerrt und erfaßt und sodann über die Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit in den Datenauswahlschalter

128 eingespeist welcher die Ausgangssignale der drei Scheibenantriebseinheiten auf einen oder mehrere von drei Kanälen koppeln kann. Der Datenauswahlschalter kann also die Information von der Scheibenantriebseinheit Nr. 1 in den Kanal A oder in zwei Kanäle schalten, während gleichzeitig eine Datenfolge von einer anderen Scheibenantriebseinheit in einen anderen Kanal geschaltet wird. Während Information von zwei Scheibenantriebseinheiten nicht gleichzeitig in einen einzigen Kanal geschaltet werden kann, ist das Umgekehrte jedoch möglich. Der Datenauswahlschalter 128 enthält konventionelle Schalterkreise, welche hier im einzelnen nicht beschrieben werden.

Die erfaßten Datenfolgen mit 9 Bit an Videodaten und einem Paritätsdatum werden sodann vom Datenauswahlschalter 128 in neun einzelne Datendecoder und Zeitbasis-Korrekturstufen in der Schaltung 100 eingespeist, welche die Daten decodiert und sodann die neun Datenfolgen unabhängig voneinander in bezug auf ein gebräuchliches W/2-Bezugssignal in der Zeitbasis korrigiert wobei das letztgenannte Signal in bezug auf die Phase des regenerierten Bezugs-Hilfsträgers festgelegt ist um Zeittaktfehler in den neun Datenfolgen zu eliminieren. Dabei werden alle Synchronwörter so zueinander ausgerichtet daß jedes parallele Byte mit 9 Bit die richtigen 9-Bit-Daten enthält Die Datenspurinformation wird durch den Datenauswahlschalter lediglich auf den Decodierteil der Schaltung 100 geführt wobei die decodierte Datenspurinformation auf die v^a \j IW gCivGppCit wiru. a^!c AjCiiisSSiSivorrCfiiUr wiTu unter Verwendung eines kontinuierlichen Phasentaktes durchgeführt Die Daten werden allerdings durch die Datentransferschaltung 129 in bezug auf einen PAL-Takt rückgetaktet d.h. die Phase des Signals wird in jeder Horizontalzeile durch Rücktaktung so geändert, daß die von der Datentransferschaltung kommende Datenfolge ein wahres PAL-Signal ist Die Datentransferschaltung 129 führt weiterhin eine Paritätsprüfung der von den Scheibenantriebseinheiten kommenden Daten durch. Dies erfolgt durch Fehlerüberdeckung von individuell auftretenden Byte-Fehlern mittels Substituierung durch das gleichartigste, vorher auftretende Byte an Stelle des Byte, das als Fehler festgestellt wurde. Bei dem substituierten Byte handelt es sich um das dritte vorangehende Byte, das gleich dem frühesten Tastwert ist welcher phasenbezogen auf den Hilfsträger gewon nen wurde.

Das Ausgangssignal der Datentransferschaltung wird für den Fall in die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeist, wenn die Videoinformation visuell dargestellt werden soll. Dabei erfolgt keine Aufzeichnung auf eine andere Scheibenantriebseinheit (Transfer). Für einen Transfer werden die Daten von der Datentransferschaltung 129 auf den Codierschalter 126 gekoppelt. Die Kammfilter- und Chromainverterschal tung 101 trennt unter Verwendung einer Kammfilter technik die Chromainformation von der Luminanzinformation ab und invertiert die Chromainformation in jedem zweiten Bild zur Bildung eines zusammengesetzten NTSC-Signals mit vier Halbbildern, das sodann in

is die Wiedergabeausgangsschaltung 127 eingespeist wird, ϊη dieser Schaltung werden während der Austastperiode ein Bezugs-Schwarzpegel und während des Intervalls zwischen der Wiedergabe aufeinanderfolgender Bilder Graupegelsignale eingefügt. Im Bedarfsfall führt diese Schaltung auch Bitsperrungen durch. Durch diese Bitsperrung werden alle Bits oder bestimmte Bits eines 8-Bit-FernsehsignaIs durch Unterdrückung der Datenbitfolge gesperrt, wodurch im resultierenden Fernsehsignal besondere visuelle Effekte, wie beispielsweise verstärkte Farbtöne, Geisterbilder und ähnliches erreichbar sind. Das Ausgangssignal der Schaltung 127 wird sodann in den Digital-Analogkonverter 102 eingespeist. Dieser Digital-Analogkonverter erhält Taktsignale von der Schaltung 127 und überführt die

Daten in ihre analoge Form, wobei gleichzeitig Synchron- und Farbsynchronkomponenten des Signals

eingesetzt werden, um ein volles zusammengesetztes analoges Fernsehsignal zu erzeugen.

Im Vorstehenden wurde das Signalsystem des

erfindungsgemäßen Gerätes in seiner Gesamtfunktion generell beschrieben. Spezielle Beschreibungen der Blöcke nach den F i g. 8A und 8B werden im folgenden entweder anhand getrennter Blockschaltbilder oder anhand von detaillierten Schaltbildern gegeben. Für die Blockschaltbilder zur Erläuterung der Einzelblöcke nach den Fig.8A und 8B werden jeweils auch detaillierte Einzelschaltbilder angegeben.

Die Video-Eingangsschaltung 93/4 und die Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B, welche in F i g. 8A generell angegeben sind, sind gleichartig aufgebaut, wobei sie jedoch unterschiedliche Eingangssignale aufnehmen und alle verfügbaren Ausgangssignale nicht verwendet werden. Bei Aufzeichnungsoperationen wird das aufzuzeichnende zusammengesetzte Video-Eingangssignal in

so die Video-Eingangsschaltung 93/4 eingespeist, welche zur Erzeugung eines regenerierten Hilfsträgersignals sowie verschiedener auf die Folgefrequenz der Vertikal- und Horizontal-Synchronimpulse bezogener Signale dient Diese Signale werden im Gerät zur Durchführung von Aufzeichnungsoperationen ausgenutzt Die Video-Eingangsschaltung liefert weiterhin ein verstärktes und gefiltertes Videosignal zur Einspeisung in den Analog-Digitalkonverter 95. Bei Wiedergabeoperationen wird ein Bezugs-Schwarz-Videosignal in die Bezugssignal- Eingangsschaltung 93.8 eingespeist, welche gleichartige Signale für die Durchführung von Wiedergabeoperationen liefert

Gemäß dem Blockschaltbild für die Video-Eingangsschaltung und die Bezugssignal-Eingangsschaltung nach Fig.9 wird das Videosignal auf einer Leitung 200 in einen Videoverstärker 201 eingespeist, welcher das Signal verstärkt und die Gleichspannungskomponente über eine Klemmstufe 202 rückbildet Die Klemmstufe

202 tastet das Ausgangssignal des Verstärkers auf einer Leitung 203 und erzeugt eine Gleichspannungskomponente auf einer Leitung 204, welche auf den Verstärker 201 zurückgeführt ist Das geklemmte Videosignal auf der Leitung 203 wird sodann durch ein Tiefpaßfilter 205 geleitet, dessen Ausgangssignal auf einer Leitung 206 in einen Video-Regelverstärker 207 eingespeist wird. Dieser Verstärker 207 ist mit einem weiteren Videoverstärker 208 gekoppelt, wobei durch eine zweite Klemmstufe 209 sichergestellt wird, daß der Austastpegel des Signals Bezugspotential (Massepegel) besitzt. Dies erfolgt durch Einspeisung eines Gleichspannungs-Regelsignals über eine Leitung 210 in den Videoverstärker 208. Das Ausgangssignal des Videoverstärkers 208 wird über eine Leitung 211 und eine Leitung 218 in den Tasteingang der Klemmstufe 209 eingespeist Die Leitung 211 führt weiterhin auf eine getastete Synchronsignal-Begrenzerstufe 212 sowie auf eine Präzisions-Synchronsignal-Trennstufe 213. In der Videoeingangsschaltung 93Λ wird weiterhin ein Fern-Verstärkungsregelsignal auf einer Leitung 215 in eine Vergleichsstufe 216 eingespeist, um den Regelverstärker 207 von einer anderen Stelle aus zu regeln. Das Ausgangssignal eines Synchron-Spitzendetektors 214, das noch eine Welligkeit enthalten kann, wird in einen Eingang der Präzisions-Synchronsignaltrennstufe 213 eingespeist dessen anderer Eingang über die Leitung 218 an den Ausgang des Videoverstärkers 208 angekoppelt ist Die beiden Eingangssignale der Präzisions-Synchronsignal-Trennstufe 213 können noch eine Welligkeit aufweisen, wobei die Einspeisung so erfolgt daß die Trennstufe ein welligkeitsfreies Synchronsignal auf einer Leitung 220 erzeugt die auf verschiedene Synchronstufen 221 sowie einen Eingang eines Horizontal-Synchronphasendetektors 222 geführt ist Die Leitung 218 ist vom Ausgang des Videoverstärkers 208 weiterhin auf eine weniger genaue Synchronsignal-Trennstufe 219 geführt, welche ein weniger genaues Synchronsignal liefert Dieses Signal wird in einen Tastimpulsgenerator 223 eingespeist dessen Ausgang über eine Leitung 224 sowohl an die Klemmstufen 202 und 209 sowie den Synchron-Spitzendetektor 214 angekoppelt ist. Wenn ein Horizontal-Synchronsignal festgestellt und abgetrennt wird, so liefert der Tastimpulsgenerator 223 ein Tastsignal, das die Klemmstufen sowie den Synchron-Spitzendetektor im richtigen Zeitpunkt während des Horizontal-Austastintervalls schließt Die Klemmstufe 209 wird während der Farbsynchronsignal-Zeit nicht in einer willkürlichen Periode, sondern für eine ganzzahlige Zahl von Perioden geschlossen, so daß der Austastpegel des Videosignals durch eine Integrationstechnik genau gewonnen werden kann. Diese Funktion wird im folgenden genauer beschrieben. Das Farbsynchronsignal tritt auf einer Leitung 225 auf, welche auf eine Farbsynchronsignal-Begrenzerstufe 226 geführt ist Diese Stufe 226 ist ihrerseits mit einem Verstärker 227 gekoppelt welcher komplementäre Ausgangssignale aus dem begrenzten Eingangs-Farbsynchronsignal liefert Der Ausgang der Begrenzerstufe 226 ist mit einem Farbsynchronsignal-Detektor 228 gekoppelt, von dem ein Ausgang über eine Leitung 229 auf einen Präzisions-Tastgenerator 230 und ein weiterer Ausgang über eine Leitung 260 auf einen Phasendetektor 231 gekoppelt ist Wird das Vorhandensein eines Farbsynchronsignals festgestellt, so liefert der Präzisions-Tastgenerator 230 ein Präzisions-Farbsynchron-Tastsignal, das den Verstärker 227 wirksam schaltet, womit die mittleren drei Perioden des Farbsynchronsignals auf den Phasendetektor 231 gekoppelt werden. Der Phasendetektor liefert infolgedessen ein Fehlersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator 232, das ein Maß für die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal dieses Oszillators und der Phase der vom Verstärker 227 gelieferten Farbsynchronsignal-Perioden ist Der Phasendetektor steuert damit den Oszillator 232, um länger andauernde Änderungen in der Phase

ίο der drei Perioden des Farbsynchronsignals zu korrigieren, welche in jeder Zeile als Hilfsträger-Bezug ausgenutzt werden. Das Ausgangssignal des Oszillators 232 wird über einen Puffer 234 auf eine Leitung 233 gekoppelt Das Ausgangssignal des Oszillator ist ein kontinuierliches regeneriertes Hilfsträgersignal der Frequenz SC (3,58 MHz), das in der Phase auf das vorhandene Farbhilfsträgersignal bezogen ist Stellt jedoch der Farbsynchronsignal-Detektor 228 kein Farbsynchronsignal fest, so vergleicht der Phasendetektor 231 die Phase eines W/2-Signals mit dem regenerierten Hilfsträger-Ausgangssignal des Oszillators 232, wobei das /-//2-Signal über einen Synchrongenerator 235 durch einen Oszillator 236 erzeugt wird, der durch den Horizontal-Synchronphasendetektor 222 angesteuert wird. Dieses kontinuierlich regenerierte Hilfsträgersignal wird auf die Referenzlogikschaltung 125Λ gekoppelt und zur Erzeugung eines 3-SC-PAL-Taktes für den Analog-Digitalkonverter 95 zur Digitalisierung des Videosignals benutzt

In der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93S ist eine generell mit 237 bezeichnete Horizontal-Phasenlageregelung vorgesehen, welche zur Justierung der Horizontallage des regenerierten Synchronsignals dient Beispielsweise über eine dem Referenztaktgenerator 98 zugeordnete, von einer Bedienungsperson betätigbare Wählscheibe wird eine 8-Bit-Binärzahl in Haltestufen 238 geladen, um einen Zähler 239 voreinzustellen, welcher durch ein vom Oszillator 236 kommendes Taktsignal mit 400 Hz getaktet wird. Wenn der Zähler seinen Zählendwert erreicht triggiert er einen Sägezahngenerator 240 mit einem Ausgang 241, welcher auf einen zweiten Eingang des Horizontal-Synchronphasendetektors 222 geführt ist Durch Einstellung der Haltestufen können in der Rückkoppelungsschleife auf der Leitung 241 bis zu plus oder minus 20 Mikrosekunden eingestellt werden, wobei die Phase des regenerierten Synchronsignals zur Horizontaleinstellung des Bildes bei Wiedergabe justiert werden kann. Da eine Verzögerung in der Rückkopplungsschleife bedeutet daß das regenerierte Synchronsignal vorverschoben wird, kann die Horizontallageregelung das Bild zur Kompensation von Übertragungsverzögerungen eines Signals über Kabel in einer Fernsehstation entsprechend vorverschoben werden. Wie im folgenden anhand einer detaillierten Beschreibung des Referenztaktgenerators 98 erläutert wird, arbeitet diese Horizontal-Phasenlageregelung mit einer Hilfsträger-Phasenregelung zusammen, wodurch die Verzögerung in kleinen Inkrementen geregelt werden kann. Bei der in Rede stehenden Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gerätes handelt es sich dabei um Werte von etwa ±0,8 Nanosekunden. Das Ausgangssignal des Oszillators 236 steuert den für Fernsehsignalverarbeitung konventionell ausgebildeten Synchrongenerator 235 im Sinne der Erzeugung verschiedener auf die Vertikal- und die Horizontal-Synchronsignal-Folgefrequenz bezogener Signale gemäß F i g. 9. Diese auf die Synchronsignal-Folgefrequenz bezogenen Signale werden in

bezug auf die Phase des genau regenerierten Horizontal-Synchronsignals vom Phasendetektor 222 erzeugt, so daß sie immer auf die Phase des Eingangssignals bezogen sind.

Ein wichtiger Gesichtspunkt der Schaltung nach Fig.9 besteht darin, daß das Horizontal-Synchronsignal des Videosignals genau auf die Hälfte seines Wertes begrenzt und der Wert des Austastsignals genau auf Bezugspotential (Masse) geklemmt wird. Der regenerierte Hilftsträger ist auf die Phase des Farbsynchronsignals bezogen, wobei ein Präzisions-Horizontal-Synchronsignal durch die Präzisions-Synchronsignal-Trennstufe gewonnen wird. Dieses Signal dient im Synchrongenerator 235 zur Erzeugung eines Rücksetzimpulses (Bildindeximpuls mit 30 Hz) zur Rücksetzung einer im folgenden zu beschreibenden Zeilenidentifikations- bzw. Synchronwort-Einsetzschaltung. Da die Klemmstufe 209 einen mittleren Nullpegel des Videosignals während der Farbsynchronsignal-Zeit unter Verwendung eines Klemmimpulses feststellt, welcher genau für eine ganze Zahl von Perioden des Farbsynchronsignals andauert, ist keine Tiefpaßfilterung des Videosignals und Ausschaltung des Farbsynchronsignals vor dem Klemmvorgang erforderlich. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß die resultierende Integration des Farbsynchronsignals gleich Null ist, und daß durch die Integration eines Signals, das keine vollständigen Perioden des Farbsynchronsignals enthält, keine H/l- Welligkeit erzeugt wird.

Das Blockschaltbild nach Fig.9 beschreibt die funktionell Wirkungsweise der Eingangsschaltungen. Spezielle Schaltungen zur Durchführung dieser Funktionen sind in den F i g. 33A bis 33D dargestellt, welche insgesamt ein vollständiges Schaltbild der Video-Eingangsschaltungen darstellen.

Hinsichtlich der Wirkungsweise der Klemmstufe 209 (siehe F i g. 33D) steht die Spannung am Ausgang des Verstärkers 208 auf den Leitungen 211 und 218, von denen die letztere auf die Basis eines Emitterfolgertransistors 244 geführt ist, an dem eine Spannung abfällt Unter Gleichgewichtsbedingungen liegt das Austastniveau des Videosignals auf der Leitung 218 auf Bezugspotential (Masse). Dieses Signal wird aufgrund des Spannungsabfalls am Emitterfolger 244 um 0,7 Volt ins Negative verschoben. Ein Anpassungs-Emitterfolgertransistor 245, dessen Emitter über eine Leitung 247 an den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 246 angekoppelt ist, verschiebt ebenso wie der Transistor 244 das Vergleichsniveau (Masse) ins Negative. Der Emitter des Transistors 244 ist an den nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 246 angekoppelt, wenn ein Übertragungsgatter bzw. ein Schalter 248 während einer ganzen Zahl von Perioden des Farbsynchronsignals durch ein Signal auf der Leitung 224 geschlossen wird, das durch den in Fig.33D dargestellten Tastimpulsgenerator 223 erzeugt wird. Während der Farbsynchronsignal-Zeit ist der Schalter 248 geschlossen, wodurch ein Kondensator 249 auf den Mittelwert des Farbsynchronsignals aufgeladen wird. Der Schalter wird für eine ganze Zahl von Perioden des Hilfsträgers geschlossen. Damit entfällt die Notwendigkeit einer Tiefpaßfilterung des Videosignals, um das Farbsynchronsignal vor dem Klemmvorgang auszuschalten, was in bekannter Weise zur Eliminierung der ///2-Modulation des Klemmniveaus erfolgt Die Aufladung des Kondensators 249 gibt exakt den Mittelwert des Farbsynchronsignals wieder, wobei das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 246 ein Fehlersignal darstellt, das über eine Leitung 251, einen Transistor 252 und die Leitung 210, welche an den Emitter des Transistors 252 angekoppelt ist, auf den Videoverstärker 208 gekoppelt wird. Das Austastniveau des Signals auf der Leitung 211 wird daher aufgrund der hohen Gleichspannungsverstärkung des Differenzverstärkers 246 etwa auf Bezugspotential (Masse) gehalten. Die Wirkungsweise der in den F i g. 33A und 33B dargestellten Klemmstufe 202 entspricht der Wirkungs weise der Klemmstufe 209.

Gemäß Fig.33C wird das Farbsynchronsignal bei Schließen des Schalters 248 in den Kondensator 249 getastet und in die Leitung 225 eingespeist welche vom linken Teil der Schaltung nach Fig.33C auf die Schaltung nach Fig.33A geführt und mit dem Emitter eines Transistors 254 gekoppelt ist, so daß das Farbsynchronsignal von dessen Kollektor über eine Leitung 255 auf den Farbsynchronsignal-Begrenzer 226 geführt wird. Ist das Farbsynchronsignal vorhanden, so liefert der Präzisions-Tastgenerator 230 ein begrenztes Farbsynchronsignal auf der Leitung 229, das den Präzisions-Tastgenerator 230 taktet. Dieser Tastgenerator ist als Zähler ausgebildet, welcher Perioden des begrenzten Farbsynchronsignals zählt und während der mittleren drei Perioden von 9 bis 11 Perioden des Farbsynchronsignal-Intervalls ein Präzisions-Farbsynchronsignal-Tastsignal erzeugt das über eine Leitung 256 auf den Verstärker 227 gekoppelt wird, um diesen wirksam zu schalten. Abgesehen von den drei mittleren Perioden des Farbsynchronsignals wird der Verstärker 227 durch das Ausgangssignal des Farbsynchronsignal-Detektors 228 gesperrt Ist das Farbsynchronsignal vorhanden, so liefert ein Diodendetektor 257 und ein nachfolgender Haltekreis 258 des Detektors 228 einen negativeren Wert auf einer Leitung 260, welche zu einem Schalttransistor 259 (F i g. 33B des Phasendetektors 231 führt Bei vorhandenem Farbsynchronsignal wird der Schalttransistor 259 gesperrt und ein weiterer Schalttransistor 261 des Detektors 231 durchgeschaltet Ist der Transistor 261 durchgeschaltet so werden die drei Perioden des Farbsynchronsignals vom Verstärker 227 über eine Treiberstufe 277 auf einen Transformator 262 des Detektors 231 gekoppelt Die Treiberstufe ist an eine Phasenvergleichsstufe 231a gekoppelt um die Phase des Farbsynchronsignals mit der Phase des Ausgangssignals des Oszillators 232 von 3,58 MHz (SC) zu vergleichen, wobei das letztgenannte Signal auf der Leitung 233 steht Stellt der Detektor 228 kein Farbsynchronsignal fest so wird der Transistor 259

so durchgeschaltet wodurch das ///2-Signal auf den anderen Eingang der Treiberstufe 277 gekoppelt wird, welcher ebenfalls an den Transformator 262 angeschaltet ist wobei dann die Phase des Oszillator-Ausgangssignals auf der Leitung 233 mit der Phase des ///2-Signals verglichen wird.

Der Schaltungsteil zur Abtrennung des Horizontal-Synchronsignals gemäß F i g. 33C umfaßt die Abnahme des Synchronsignals vom Verstärker 208 auf der Leitung 218 über ein Tiefpaßfilter 264, dessen Ausgangssignal auf die Basis eines Transistors 265 gekoppelt ist Der Emitter dieses Transistors 265 ist mit einem Übertragungsgatter bzw. einem Schalter 266 gekoppelt der während des Vorhandenseins des Synchronsignals über die Steuerleitung 224 geschlossen wird. Der Wert des Synchronsignals wird über die Aufladung eines Kondensators 267 (F i g. 33D) festgestellt welcher auf einen Verstärker 268 mit der Verstärkung 1 gekoppelt ist, wobei der halbe Gleich-

spannungspegel der Spitze des Synchronsignals zusammen mit dem vollen Wert der im Signal vorhandenen Welligkeit über die Leittjg 215 auf einen Eingang der Synchrontrennstufe 213 gekoppelt wird, deren anderer Eingang über eine vom Emitterfolgertransistor 265 kommende Leitung 269 gespeist wird.

in der Ausführungsform der Eingangsschaltung 93/4 und 93 B nach den F i g. 33A bis 33D ist die Trennstufe 2i3 eine Vergleichsstufe. Das Ausgangssignal auf der Leitung 220 ist daher ein abgetrenntes Synchronsignal, dessen Zeittakt durch die Welligkeit auf dem Videosignal nicht beeinflußt wird, da diese Welligkeit an beiden Eingängen der Vergleichsstufe 213 auftritt und wegen des Gleichtaktbetriebs am Ausgang nicht mehr erscheint Das auf der Leitung 220 erzeugte Synchronstgnal stellt ein Präzisionssynchronsignal dar, das in anderen Teilen des Signalsystems zur Erzeugung von auf die Horizontalzeilen bezogenen Synchronsignalen dient, die in bezug auf eine bestimmte Phase des Hilfsträgersignals festgelegt sind. Diese Signale dienen im Signalsystem als Zeittakt-Bezugssignale zur Verarbeitung der Videosignale. Das im System verwendete auf die Horizontalzeilen bezogene Synchronsignal besitzt eine Folgefrequenz von '/2 H, da für jeweils zwei Horizontalzeilen (227,5x2=455) eine ganze Zahl von Hilfsträger-Perioden vorhanden ist Dieser Sachverhalt ist für die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Gerätes von Bedeutung, wie im folgenden noch genauer erläutert wird.

Ein weniger genaues abgetrenntes Synchronsignal wird weiterhin dadurch erzeugt, daß das Synchronsignal vom Tiefpaßfilter 264 über eine Leitung 270 auf die weniger genaue Synchronsignal-Trennstufe 219 geführt wird, deren Ausgangssignal über eine Leitung 271 auf den Tastimpulsgenerator 223 geführt wird, welcher einen als Synchrondetektor 276 wirkenden monostabilen Multivibrator enthält Ein generell mit 272 bezeichneter oberer Schaltungsteil erzeugt ein Tastsignal für den Schalter 266, um diesen während des Vorhandenseins des Synchronsignals zu schließen, *ο während ein Kreis 273 ein Schwarzschulter-Tastsignal erzeugt und ein Kreis 274 ein Farbsynchron-Tastsignal in bezug auf die SC-Phase neu definiert Hinsichtlich des Generators 223 ist zu bemerken, daß der Synchrondetektor 276 bei nicht vorhandenem Synchronsignal, das dann auch nicht auf der von dem weniger genauen Synchronsignal-Detektor 219 abgehenden Leitung 271 auftritt, sowohl den Schalter 248 in der Klemmstufe 209 über den Kreis 274 als auch einen entsprechenden Schalter 275 in der Klemmstufe 202 schließt, so daß alle Klemmstufen auf eine Gleichspannungs-Rückkopplungschleife und nicht auf eine offene Schleife arbeiten. Ist das Synchronsignal nicht vorhanden, so liegt der Pegel auf der Leitung 224 hoch, bis das Synchronsignal erneut auftritt und festgestellt wird. Für den Fall, daß der Präzisionstastgenerator 230 nicht die notwendige Zahl von Farbsynchronsignalperioden erhält, um ihn nach der Auslösung seines Zählzyklus auf seinen Endwert zu tasten, ist als Sicherheitsmaßnahme vorgesehen, daß der Detektor 276 über den Kreis 274 durchgeschaltet wird, um das Farbsynchron-Tastsignal auf den Präzisionstastgeneraior 230 zu koppeln, wodurch der Zählzyklus beendet wird und das Präzisions-Farbsynchron-Tastsignal geliefert wird. Damit ist sichergestellt, daß der Präzisionstastgenerator ^6S 230 immer richtig auf jedes Eingangs-Farbsynchronsignal anspricht.

Um ein Bildindexsignal im Codierschalter 126 zu

gewährleisten, das in der Phase genau auf das Vertikal-Synchronsignal des Eingangsvideosignals bezogen ist, werden das Ausgangssignal der Präzisions-Synchronsignal-Trennstufe 213 und ein Ausgangssigna] eines Vertikal-Synchrondetektors 278 (F i g. 33B) auf ein NOR-Gatter 279 (Fig.33D) gekoppelt, welches das gewünschte Bildindexsignal liefert

Die Referenzlogikschaitungen 125Λ und 1252? gemäß dem Blockschaltbild nach Fi g. 8A empfangen verschiedene Signale von den Eingangsschaltungen 93Λ bzw. 932?, welche auf die Horizontal- und Vertikal-Synchronsignale, den regenerierten Hilfsträger und weitere entsprechende Signale bezogen sind, und erzeugen eine Anzahl von Takt- und Zeittakt-Regelsignalen für das erfindungsgemäße Gerät Weiterhin liefert das Computerregelsystem 92 Regelsignale sowohl für die Logikschaltung 125Λ als auch für die Logikschaltung 1255, welche zur Erzeugung von Servo-Synchronsignalen dienen. Diese Signale regeln die Funktionsphasen der Scheibenantriebseinheiten in den verschiedenen Betriebsarten, beispielsweise bei Aufzeichnung, Wiedergabe, Transfer und weiteren durch das Gerät ausgeführten Operationen. Die Referenzlogikschaitungen sind doppelt vorhande % so daß eine solche Schaltung für die Videoeingangsschaltung 93Λ und eine weitere für die Bezugssignal-Eingangsschaltung 932? vorgesehen ist, wobei die Funktion der Referenzlogikschaitungen während der genannten verschiedenen Operationen des Gerätes etwas unterschiedlich abläuft Da die Logikschaltungen X25A und 1252? unterschiedliche Funktionen ausführen, erhalten sie unterschiedliche Eingangssignale, woei alle verfügbaren Ausgangssignale nicht ausgenutzt werden.

Die Wirkungsweise der Referenzlogikschaitungen wird im folgenden an Hand eines Blockschaltbildes mich Fig. 1OA näher erläutert Eine etwa durch die Mitte dieses Blockschaltbildes horizontal verlaufende gestrichelte Linie trennt unterschiedliche Funktionen. Der obere Teil der Schaltung wird lediglich bei Aufzeichnung ausgenutzt, während der untere Teil der Schaltung bei Aufzeichnung, Wiedergabe und anderen Operationen des Signalsystems ausgenutzt wird. Der obere Teil der Schaltung dient zur Erzeugung verschiedener phasenstarrer Taktsignale für Aufzeichnungsvorgänge unter Ausnutzung des regenerierten Hilfsträger, der im oben beschriebenen Sinne von der Videoeingangsschaltung 93i4 aus dem Farbsynchronsignal erzeugt wird. Die Schaltung erzeugt auch ein unsymmetrische: PAL-Feh· lerkennzeichensignal mit einer Frequenz von H/2, das aus den oben genannten Gründen zur Phasenumkehr des Tast-Taktsignals im Analog-Digitalkonverter in aufeinanderfolgenden Horizontalzeilen ausgenutzt wird. Dieses PAL-Fehlerkennzeichensignal steht auch als Ausgangssignal der Referenzlogikschaltung iZIE zur Verfügung, um in anderen Teilen des Signalsystems primär in den zur Verarbeitung der Wiedergabesignale dienenden Teilen verwendet zu werden. Die Schaltung erzeugt weiterhin ein Treiber-Synchronsignal zur Ansteuerung der Servoregelung der Scheibenantriebsmotoren, wobei es sich um einen Satz von drei Impulsen mit einer Folgefrequenz von 15 Hz handelt, der zusammen mit dem Horizontal-Synchronsignal zur Ansteuerung der Servoregelung mehrfach ausgenutzt wird. Weitere Zeittakt-Steuersignale werden in im folgenden noch genauer zu beschreibender Weise durch die Referenzlogikschaltung 1252? erzeugt.

Im oberen Teil der Schaltung nach F i g. 1OA wird das Hilfsträgersignal (SQentweder von der Videoeingangs-

schaltung 93Λ für die Referenzlogikschaltung 125Λ oder von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 932? für die Referenzlogikschaltung 1252} auf einer Leitung 300 eingespeist und auf eine Phasenvergleichsstufe 302 geführt, deren Ausgangssignal naf einer Leitung 303 in einen Summationsknoten 304 eingespeist wird, dessen zweites Eingangssignal über eine Leitung 305 von einem Integrator 306 geliefert wird. Ein digitaler Präzisions-Farbsynchron-Phasendecoder 307 nimmt die digitalisierten Videodaten vom Ausgang des Analog-Digital- konverters 95 über eine Leitung 308 auf und stellt fest, ob die Tastwerte mit der richtigen Phase des Farbsynchronsignals gewonnen werden. Dieser Decoder erzeugt ein Plus- oder Minus-Fehlersignal für den Integrator 306 auf einer Leitung 309, wodurch die Phase des Test-Taktsignals so justiert wird, daß das Videosignal immer richtig getastet ist Das Ausgangssignal des Summationsknotens 304 wird Ober eine Leitung 310 auf eine Schleifenverstärker- und -filterstufe 311 geführt, welche über eine Leitung 313 auf einen spannungsgesteuerten Oszillator 312 gekoppelt ist Die Leitung 313 ist weiterhin auf eine von zwei Treiberstufen 314 für Störanzeigelampen geführt Das Ausgangssignal des Oszillators 312 tritt auf einer Leitung 315 mit einer Frequenz von 6 SC auf und wird auf einen durch 6 teilenden Zähler 316 sowie einen durch 2 teilenden Zähler 317 geführt, wobei auf einer Leitung 318 ein PAL-Taktausgangssignal mit einer Frequenz von 3 SC erzeugt wird. Der durch 6 teilende Zähler liefert auf einer Leitung 319 ein Ausgangssignal mit einer Frequenz SC, das in einen durch 2 teilenden Zähler 320 sowie in den anderen Eingang der Phasenvergleichsstufe 302 eingespeist wird. Das Ausgangssignal des durch 2 teilenden Zählers 320 ist ein Signal mit der Frequenz '/2 5C auf einer Leitung 321, welche auf einen Impulsformer 322 geführt ist, um den durch 2 teilenden Zähler 317 in jeder zweiten Zeile zu setzen und rückzusetzen. Die Steuerung erfolgt über eine Leitung 323 mit einer Frequenz von H/2, wobei dieses Signal durch einen PAL-Fehlerkennzeichengenerator 324 geliefert wird, was im folgenden noch genauer erläutert wird.

Die Wirkungsweise des oberen Teils der Schaltung dient zur Erzeugung eines Signals mit der Frequenz 6 SC am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 312, das so genau geregelt ist, daß die im Analog-Digitalkonverter 95 durchgeführte Tastung zu allen Zeiten genau mit der gleichen Phase des Farbsynchronsignals erfolgt. Dies ist unter Berücksichtigung der Tatsache wichtig, daß die Phase des getasteten Videosignals so letztendlich die durch das Gerät erzeugte Farbe festlegt. Der Phasenkomparator 312, dessen einer Eingang über die Leitung 319 mit dem geteilten Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 312 beaufschlagt wird, bildet eine phasenstarre Schleife, welche die Phase des Ausgangssignals relativ genau auf die Phase des auf der Leitung 300 stehenden Video- oder Bezugs-Synchronsignals festlegt, das in den anderen Eingang der Phasenvergleichsstufe 302 eingespeist wird. Das geteilte Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 312 erzeugt über die phasenstarre Schleife ein Signal mit der Frequenz SC, das generell innerhalb etwa 10° liegt. Das digitalisierte Video-Ausgangssignal vom Analog-Digitalkonverter 95 wird allerdings auch über die Leitung 308 in den digitalen Präzisions-Farbsynchron-Phasendetektor 307 eingespeist, welcher durch das Präzisions-Farbsynchron-Tastsignal auf einer Leitung 307 wirksam geschaltet wird, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das während des Farbsynchronintervalls des Videosignals entsteht Dieses Fehlersignal wird durch den Integrator 306 integriert, um einen in den Summationsknoten 304 einzuspeisenden Mittelwert zu erzeugen. Damit wird der Spannuugswert am Ausgang der Schleifenverstärker- und Fdterstufe 311, welcher den spannungsgesteuerten Oszillator 312 steuert, so justiert, daß Änderungen in den Tastzeiten des Videosignals, welche durch die durch den Decoder 307 gelieferten Farbsynchron-Tastwerte repräsentiert werden, korrigiert werden. Die Farbsynchron-Tastwerte repräsentieren die gleichen Werte für alle Zeilen, wem· keine Änderung in den Tastzeiten auftritt Durch Überwachung der am Ausgang des Analog-Digitalkonverters 95 auftretenden getasteten Daten kann genau festgelegt werden, ob die Tastwerte mit der richtigen Phase gewonnen wurden. Auf diese Weise liefert das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Leitung 315, das in den durch 2 teilenden Zähler 317 eingespeist wird, ein PAL-Taktsignal der Frequenz 3 SC auf der Leitung 318, durch das der Analog-Digitalkonverter 95 so gesteuert wird, um die Tastung in der richtigen Phase zu halten. Der digitale Präzisions-Farbsynchron-Phasendecoder 307 korrigiert Fehler, welche aufgrund einer Temperaturdrift und ähnlichem entstehen und in der Größenordnung von 5° bis 10° liegen. In dieser Hinsicht stellt die Phase des Video- (oder Bezugs-) Hilfsträger-Synchronsignals auf der Leitung 300 die grundlegende Festlegung für den spannungsgesteuerten Oszillator 312 dar, wobei die Präzisionskorrektur auf der Leitung 305 in der Referenzlogikschaltung 1252? die Phase um einige Grad, d. h, bis zu etwa 20° ändert

Im unteren Teil des Blockschaltbildes nach Fig. 1OA erzeugt der PAL-Fehlerkennzeichengenerator 324 ein PAL-Fehlerkennzeichensignal mit der Frequenz H/2 zur Umschaltung eines Schalters 325, welcher Impulse mit der Frequenz '/2 SC in den Setz- oder Rücksetzeingang des durch 2 teilenden Zählers 317 einspeist, der das PAL-Taktsignal auf der Leitung 318 liefert Das PAL-Fehlerkennzeichensignal ändert seinen Zustand in jeder Zeile, wie im folgenden anhand von Fig. 1OB erläutert wird. Das PAL-Fehlerkennzeichensignal ist unsymmetrisch, so daß die Phase des PAL-Taktsignals mit der Frequenz 3 SC während des Synchronintervalls des Videosignals niemals umgekehrt wird, während sie während der aktiven Videosignalphase in jeder zweiten Zeile umgekehrt wird. Im wesentlichen ergibt sich daraus, daß lediglich der Teil der Zeile nach dem Farbsynchronsignal mit einem Taktsignal getastet wird, dessen Phase in jeder zweiten Zeile umgekehrt wird, d.h. es handelt sich dabei um ein unsymmetrisches Signal. Wie Fig. 1OA zeigt nimmt der PAL-Fehlerkennzeichengenerator 324 Eingangssignale von der Videoeingangsschaltung 93/4 oder der Bezugssignal-Eingangsschaltung 932? auf, wobei es sich um ein W-Treibersignal auf einer Leitung 326, einen Bildindeximpuls auf einer Leitung 327 und ein Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal auf einer Leitung 328 handelt Das Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal verhindert, daß der PAL-Fehlerkennzeichengenerator ein PAL-Fehlerkennzeichensignal auf der Leitung 323 erzeugt bis das Farbsynchronsignal aufgetreten ist, da die Tastphase des Farbsynchronsignals für die Funktion des Farbsynchron-Phasendetektors 307 im oberen Teil der F i g. 1OA nicht geändert werden muß. Der PAL-Fehlerkennzeichengenerator erzeugt weiterhin auf einer Leitung 324a einen Transfer-Rücksetzimpuls mit der Frequenz Hßli

für den Ccdierschalter 126, welcher bei Datentransferoperationen benutzt wird, um ein Signal zu erzeugen, das im Codierer 96 zur Rücksetzung des Synchronwort-Einsetzkreises dient

Das //-Treibersignal und das Bildindexsignal werden in einen Treiber-Servosynchrongenerator 330 eingespeist, dessen Ausgang Ober eine Leitung 332 an einen Treibersynchronschalter 331 angekoppelt ist Dieser Treibersynchronschalter 331 liefert die grundlegenden Treibersynchronsignale auf der Leitung 334 für die Scheibenantriebseinheiten 73, wobei er über eine Steuerleitung 333 vom Computerregelsystem 92 gesteuert wird.

Die Synchronsignale sind für alle Operationen notwendig, in denen die Information zwischen einem Scheibenstapel 75 und dem Signalsystem transferiert wird Das Computerregelsystem 92 stellt fest, ob eine Aufzeichnungs- oder eine Wiedergabeoperation erwünscht ist Die Synchroninformation liegt auf den zu den Scheibenantriebseinheiten führenden Leitungen 334 in Form eines Multiplex-Synchronsignals vor, das einen Satz von drei aufeinanderfolgenden breiten Impulsen mit einer Satzfolgefrequenz von 15 Hz zur Indizierung des ersten aufgezeichneten oder wiedergegebenen Halbbildes sowie Horizontal-Synchronimpulse (mit //-Folgefrequenz) enthält und zur Regelung des Spindelservomotors dient Zur Regelung des Servoantriebs sowie zur Erzeugung von Regelsignalen bei Wiedergabeoperationen durch den Referenztaktgenerator werden weiterhin farbbildbezogene Synchronsi- gnale erzeugt Diese Signale werden von einem Farbbildgenerator 301 erzeugt der den Bildindeximpuls mit einer Frequenz von 30 Hz über eine Leitung 327 aufnimmt und ihn zur Erzeugung eines Farbbildsignals mit 15 Hz durch 2 teilt Dieses Farbbildsignal wird über eine Leitung 329 zu den Scheibenantriebseinheiten 73 sowie zum Referenztaktgenerator 98 geschickt

Eine spezielle Schaltung zur Durchführung der Operationen des Blockschaltbildes nach Fig. 1OA ist in den F i g. 34A bis 34D dargestellt, welche zusammen ein Schaltbild der Referenzlogikschaltungen zeigt Da die Wirkungsweise der in diesen Figuren dargestellten Schaltung generell in der Weise abläuft, wie sie im Vorstehenden anhand von Fig.34A erläutert wurde, wird diese Schaltung nicht im einzelnen beschrieben. Hinsichtlich des im oberen Teil der F i g. 34A dargestellten digitalen Präzisions-Farbsynchron-Phasendetektors 307 ist jedoch zu bemerken, daß das digitalisierte Hilfsträger- bzw. Farbsynchronsignal in Form von 8 Bit vom Ausgang des Analog-Digitalkonverters 95 über Leitungen 308 eingegeben wird, welche an arithmetische Logikstufen 335 angekoppelt sind, die ihrerseits mit Schieberegistern 336 gekoppelt sind. Diese Schieberegister 336 werden durch eine generell mit 337 bezeichnete Logik getaktet, welche durch das Präzisions-Farbsynchron-Tastsignal auf der Leitung 307Λ aktiviert werden und zusammen mit den arithmetischen Logikstufen 335 die zur Festlegung des Vcrzeichens der Phase des digitalisierten Farbsynchronsignals auf der Leitung 309 notwendigen arithmetischen Schritte durchführen. Der Fehler von Tastwerten wird dadurch festgestellt, daß die Quadraturkomponente der Tastwerte untersucht wird, welche gleich Null ist wenn die Tastwerte in der richtigen Phase- des Hilfsträger-Farbsynchronsignals gewonnen wurden. Speziell ist die Quadraturkomponente proportional zur Funktion X\ -'/2 (X2 + X3), worin Tastwerte Xl, A^-2 und X3 um 120° auseinanderliegen. Die Logik 337 führt diejenige Sequenz aus, welche die arithmetischen Stufen 335 und Schieberegister zur Durchführung der arithmetischen Berechnung wirksam schalten, die entweder ein Plus- oder ein Minus-Signal auf der Leitung 309 erzeugt, wodurch ein Fehler in der Phase der tatsächlichen Tastwerte angezeigt wird.

Die Schaltung nach F i g. 34A enthält weiterhin einen Kreis 324 zur Erzeugung des PAL-Fehlerkennzeichensignals auf der Leitung 323, wobei das //-Treibersignal durch einen Inverter 342 invertiert und über eine Leitung 338 in den Takteingang eines Flip-Flops 339 eingespeist wird, das auf einer Ausgangsleitung 340 ein durch 2 geteiltes Signal erzeugt Dieses Signal wird in den Eingang eines zweiten Flip-Flops 341 eingespeist das durch das Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal auf der Leitung 328 getaktet wird. Die Leitung 340 sowie die Ausgangsleitung 344 des Flip-Flops 341 führen auf ein NAND-Gatter 343. Die Wirkungsweise des PAL-Fehlerkennzeichengenerators 324 wird im folgenden anhand der Signaldiagramme nach Fig. 1OB erläutert Dabei zeigt Fig. 1OB (1) das //-Treibersignal (Leitung 326), Fig. 1OB (2) das Signal auf der Leitung 340, Fig. 1OB (3) das Signal auf der Leitung 344, Fig. 1OB (4) das Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal auf der Leitung 328 und Fig. 1OB (5) das Ausgangssignal des N AND-Gatters auf der Leitung 345. Das PAL-Febierkennzeichensignal auf der Leitung 323 ist aufgrund der Wirkung des Inverters 346 das invertierte Signal auf der Leitung 345. Das PAL-Fehlerkennzeichensignal tritt mit einer Frequenz von H/2 auf, wobei Fig. 1OB (5) zeigt daß es sich dabei um ein unsymmetrisches Signal handelt weil das auf der Leitung 344 erscheinende und in das NAND-Gatter 343 eingespeiste Ausgangssignal des Flip-Flops 341 in bezug auf das Signal des ersten Flip-Flops 339 verzögert ist. Dies rührt daher, daß das Flip-Flop 341 nicht durch das W-Treibersignal, sondern durch das Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal getaktet wird.

Der Referenztaktgenerator 98 erzeugt die grundlegenden Zeittaktsignale für das Gerät bei Wiedergabe-, Datentransfer-, Untersuchungs- und anderen Operationen, während derer Videoeingangssignale nicht aufgezeichnet werden, und benutzt als Eingangs-Zeitbezug das regenerierte SC-Signal (3,58 MHz), das durch die Eingangsschaltung 93ß erzeugt und durch die Referenzlogikschaltung 125ß geschickt wird. Im Referenztaktgenerator ist eine Phasenverschiebungsmöglichkeit vorgesehen, um die Phase des gesamten Systems zu schieben, wobei eine phasenstarre Schleife sowie zugehörige Zähler und Logikkreise vorgesehen sind, um die Zeittaktsignale mit der gewünschten Systemphase zu erzeugen. Weiterhin erzeugt er Regelsignale für die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 sowie die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101. Weiterhin identifiziert der Referenztaktgenerator 98 erfindungsgemäß abwechselnde Wiedergaben des aufgezeichneten Bildes aus zwei Halbbildern und liefert ein Bildverzögerungs-Schaltsignal für die Schaltung 127 zur Vermeidung eines Zitterns des angezeigten Ausgangsvideosignals, das sonst wegen der Verwendung eines mit dem Referenz-Farbhilfsträgersignals synchronisierten, auf der Horizontal-Synchronsignal bezogenen Zeittaktsignals zur Steuerung der Verarbeitung der wiedergegebenen Videoinformation auftreten würde.

Die Wirkungsweise des Referenztaktgenerators 98 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach Fig. 11A näher erläutert. Die obere Hälfte dieser Schaltung erzeugt verschiedene Zeitbasissignale ein-

schließlich mehrerer Taktsignale, während die untere Hälfte unter Ausnutzung von Bezugs-Synchroninformation, beispielsweise der Farbbild-Synchroninformation von der Referenzlogikschaltung 125S sowie von Bildindex- und Horizontal-Treibersignalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B die Regelsignale für die Kammfilter- und Chroniainvertei-schaltung 101 und die Schaltung 127 erzeugt Speziell wird das Signal SCüber eine Leitung 340' in den Referenztaktgenerator 98 eingespeist, woraus dieser Taktsignale der Frequenzen '/2 SQ SC, 3 SC und 6 SC sowie verschiedene impulsförmige Korrekturzeitbasissignale erzeugt, wie dies auf der rechten Seite von Fig. 11A angegeben ist Der Referenztaktgenerator 98 enthält einen Schaltungsteil, der durch eine Bedienungsperson, beispielsweise mittels einer Wählscheibe 349 ansteuerbar ist, so daß die Phase der Ausgangssignale relativ zur Phase des regenerierten SC-Signals am Eingang dadurch justiert werden kann, daß verschiedene Phasenverschiebungsbeträge in die Schaltung eingeführt und damit die Systemphase bei Wiedergabe eingestellt werden kann. Unter Ausnutzung des in der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B eingeführten Horizontal-Synchron-Lageregelsignals sowie des SC-Phasenregelsignals kann eine Bedienungsperson die in den Wiedergabe-Signalkanal eingeführte Verzögerung in einem weiten Bereich in kleinen Inkrementell festlegen und steuern. Zur Steuerung der Phase des SC-Signals wird das regenerierte Signal SC am Eingang auf der Leitung 340 mittels eines durch 2 teilenden Teilers 343' geteilt, dessen Ausgangssignal auf einer Leitung 344' an zwei Steller weitergeführt wird. Dabei handelt es sich einmal um einen Programmierbaren Zähler 345' und weiterhin um einen durch 2 teilenden Teiler 346', welcher über eine Leitung 347 an eine Phasenvergleichsstufe 348 angekoppelt ist Durch die Wählscheibe 349 wird eine BCD-Zahl mit 10 Bit mit einem Bereich von 0 bis 399 in den programmierbaren Zähler 345' eingegeben, wodurch die Phase d?s Hilfsträger in einem Bereich von 0° bis 339° in Inkrementen von Γ variierbar ist Das Ausgangssignal des programmierbaren Zählers, bei dem es sich um ein periodisches Signal handelt, dessen Impulsperiode in Inkrementen von genau V720 seiner Grundperiode durch die Wählscheibe 349 variierbar ist, wird in einen Stromschalter 351a eingespeist, welcher den Strom von einer Stromquelle 351 zweier angepaßter Stromquellen 351 und 353 moduliert Dieser modulierte Strom wird in ein Tiefpaßfilter 354a eingespeist, das eine zur Impulsperiode des Signals auf der Leitung 354 proportionale Gleichspannung liefert Ein Kreis mit identischer Gleichspannungscharakterisiik, welcher die weitere angepaßte Stromquelle 353, einen Stromschalter 353a und ein Tiefpaßfilter 355a enthält erzeugt auf einer Leitung 355 eine Gleichspannung, welche proportional zur Impulsperiode des Ausgangssignals der Phasenvergleichsstufe 348 ist. Die Spannungen auf den Leitungen 354 und 355 werden in einen Differenzverstärker 356 eingespeist, dessen Ausgangssignal über eine Leitung 357 in den Steuereingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 358 eingespeist wird, welcher auf einer Nennfrequenz von 6SC schwingt Eine Anzahl von Teilerstufen 360 (Teilerfaktor 6), 363 (Teilerfaktor 2) und 365 (Teilerfaktor 2) arbeitet sequentiell auf das Ausgangssignal des Oszillators 358, wodurch auf einer Leitung 342' ein Signal mit einer Nennfrequenz von Ά SC erzeugt wird, das in den zweiten Eingang der Phasenvergleichsstufe 348 eingespeist wird, so daß die Impulsperiode des Signals am Ausgang der Phasenvergleichsstufe mit dem Phasenwinkel zwischen den Eingangssignalen variiert Bei stationären Verhältnissen wird die Impulsperiode des Signals auf der Leitung 352 aufgrund der genauen Anpassung der Stromquellen 351 und 353 und der Gleichspannungsimpedanzen der Filter 354a und 3546 in einem sehr kleinen Fehlerbereich gleich derjenigen des Signals auf der Leitung 350 gemach t.

Eine Änderung der Impulsperiode des Signals am Ausgang der Phasenvergleichsstufe 348 von '/720 der Grundperiode erfordert eine Phasenänderung von 0,25° zwischen den Eingangssignalen, welche eine Frequenz yon ¹U SC besitzen. Dies macht wiederum eine Änderung von 1° zwischen den Leitungen 340' und 361 erforderlich, auf denen die Frequenz ist Durch Änderung des Wertes um 1 durch die Nummernscheibe 349 wird also eine Phasenänderung von 1° des SC-Signals auf der Leitung 361 erzeugt Der Gesamtbereich der Phasenvergleichsstufe 348 (180° bei ¹A SC) entspricht 720° bei 1 SC Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist die Wählscheibe auf 399° begrenzt wodurch jedoch ein ausreichend großer Bereich von Möglichkeiten in bezug auf die notwendigen 360° sichergestellt ist

Der spannungsgesteuerte Oszillator 358 liefert auf seiner Ausgangsleitung 341' das phasenkon'.inuierliche Taktsignal mit einer Frequenz von € SC sowie im Zusammenwirken mit der Teilerkette 359,360 und 363 phasenkontinuierliche Taktsignale mit Frequenzen von 3 SC, SCund 1/2 SCan den in Fig. 11A dargestellten Ausgängen. Die Teiler liefern weiterhin Taktsignale mit Frequenzen von 3 SC und SC für eine Logikschaltung 362, welche für die Zeitbasiskorrekturschaltung 5 65 Regelsignale in Form eines phasenkontinuierlichen Schreib/Lesetaktes mit der Frequenz SC eines Schreib-Steuertaktes, eines Demultiplextaktes und eines Multiplextaktes. Die Schaltbilder nach den F i g. 35A bis 35D sowie das Signaldiagramm nach F i g. 11B erläutern die Wirkungsweise einer Ausführungsform der Logikschaltung 362 zur Erzeugung von phasenkontinuierlichen Zeitbasis-Korrekturtaktsignalen mit den erforderlichen zeitlichen Zusammenhängen.

Im unteren Teil der Schaltung des Blockschaltbildes nach Fig. UA wird ein auf das Horizontal-Synchronsignal bezogenes Signal der Frequenz HI2 erzeugt, das synchron mit dem phasenkontinuierlichen Signal 3 SC ist das durch den oberen Teil der Schaltung erzeugt wird. Damit wird ein Signal in der ersten auf abwechselnde Referenz-Vertikalsynchronsignale folgenden Horizontalzeile erzeugt Wie sie sich im folgenden aus der Beschreibung einer Rücktaktungsschaltung 367, welche das H/2-Signal in bezug auf das SC-Signal festlegt, erfordert die Aufrechterhaltung des ///2-Signals synchronisiert in bezug auf den Referenzhilfsträger und die Einstellung dieses Signals, daß es in der ersten Zeile des ersten Halbbildes jeder Referenz-Sequenz von zwei Halbbildern auftritt (was der Einfügung des Synchronwortes in das Videosignal entspricht), eine Bildfolgefrequenz, Phaseninversion des die Rücktaktungsschaltung 367 steuernden Taktsignals mit Hilfsträgerfrequenz, um das H/2-Signal in bezug auf die Phase des SC-Signals neu zu definieren. Durch die nachfolgende Rücktaktung des neu definierten ///2-Signals in bezug auf das phasenkontinuierliche 3-SC-Taktsignal <n der Schaltung 367 wird eine Bild-Bildbewegung von 46 Nanosekunden (halbe Periode des Signals 3 SC) des ///2-Signals relativ zum Bezugs-Horizontal-Synchronsignal erzeugt Die Verwendung des neu definierten W/2-Signals in der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565

zur Korrektur eines wiederholt wiedergegebenen Videosignals überführt die Bild-Bildbewegung von 46 Nanosekunden zum Videosignalausgang. Diese Bewegung entsteht, weil das rückgetaktete und neu definierte ///2-Signal relativ zur richtigen Referenz-Horizontal-Synchronlage in jedem zweiten wiedergegebenen Bild fehlpositioniert ist, wodurch bewirkt wird, daß die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 das Synchronwort in jedem zweiten Bild um einen entsprechenden Betrag von einer halben Periode des 3-SC-Signals fehlpositioniert Wie sich aus der folgenden Beschreibung des Synchronwort-Einsetzschaltungsteils des Codierers 96 (Fig. 13) ergibt, wird das Synchronwort mit der Frequenz H/2 in jedes zweite Bild des Videosignals an einer Stelle eingesetzt, welche um eine halbe Periode des SC-Signals gegen die Stelle verschoben ist, welche dem Bezugs-Horizontal-Synchronsignal entspricht. Dies ergibt sich daraus, daß die Synchronwort-Einsetzschaltung bei jedem Bild rückgesetzt und das Synchronwort in die erste Zeile jedes Bildes eingefügt wird, wobei festzuhalten ist, daß die erste Zeile aufeinanderfolgender Bilder ein gegenphasiges SC-Signal enthält. Die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 eliminiert diese Versetzung mit Ausnahme der vorgenannten halben Periode des 3-SC-Signals. Ein Bildverzögerungsdetektor 368 des Referenztaktgenerators 98 erzeugt ein Bildverzögerungs-Schaltsignal zur Verwendung in der Schaltung 127 zur Korrektur einer derartigen Bewegung. Es ist weiterhin nicht wünschenswert, daß ein positiver Sprung des nicht neu definierten ///2-Signals genau mit einem Sprung des Hilfsträger in der Rücktaktungschaltung 367 zusammenfällt, v. eil dann ein zeitlich mehrdeutiges neu definiertes ///2-Signal für die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 erzeugt wird, was zu Fehlern in der Zeitbasis-Korrektur führt

Um ein in bezug auf die Phase des phasenjustierten, phasenkontinuierlich erzeugten Hilfsträgersignals neu definiertes ///2-Signal zu erzeugen, wird das vom Teiler 360 gelieferte SC-Signal auf einen Eingang eines Phaseninverters 399 gekoppelt welcher durch ein Exklusiv-ODER-Gatter gebildet wird. Der weitere Eingang des Phaseninverters ist über NAND-Gatter 397 an eine Eingangsleitung 396a gekoppelt über die ein durch die ReferenzHgikschaltung 125ß (Fig. 10A) impulsförmiges Farbbildsignal von 15 Hz eingegeben wird. Der Pegel des impulsförmigen Farbbildsignals am Eingang des Phaseninverters 393 legt die Phase des SC-Signals am Ausgang des Inverters fest wobei ein hoher Pegel invertiert und ein tiefer Pegel nicht invertiert wird. Die Inversion der Phase des SC-Signals ist notwendig, da ein mit dem Hcrizcr.tal-Syp.chror.signal phasenkohärentes ///2-Signal erforderlich ist (Im aufgezeichneten Videosignal wird für alle Bilder des Videosignals in den gleichen Zeilen ein Synchronwort eingesetzt wobei es sich beim vorliegenden Gerät um die ungeradzahligen Zeilen der ein NTSC-Fernsehsignal bildenden 525 Zeilen handelt) Ohne Umkehr der Phase des SC-Signals würde sich die Phase des neu definierten ///2-Signals mit einer Frequenz von 15 Hz in bezug auf das Horizontal-Synchronsignal um eine halbe Periode des SC-Signals ändern. Ein derartiges ///2-Signal eignet sich nicht als Bezug für die Verarbeitung von wiedergegebenen Videosignalen bei Wiedergabeoperationen. Das SC-Signal am Ausgang des Phaseninverters 393 wird in die Rücktaktungsschaltung 397 eingespeist und zusammen mit dem Bezugs-Horizontal-Treibersignal auf einer Leitung 396 und dem Bildindexsignal auf einer Leitung 395 zur Erzeugung des in bezug auf die Phase des SC-Signals definierten ///2-Signals verwendet Die Rücktaktungsschaltung 367 enthält eine Logik, durch die sichergestellt wird, daß ein zeitlich mehrdeutiges ///2-Signal erzeugt wird, das in bezug auf die Phase des SC-Signals definiert ist

Das Ausgangssignal der Rücktaktungsschaltung 367 wird in den Bildverzögerungsdetektor 368 eingespeist welcher auf einer Leitung 369 das Bildverzögerungs-Schaltsignal liefert das das erste oder zweite Abspielen eines wiedergegebenen Bildes festlegt Dieses Bild ist aus zwei Fernseh-Halbbildern oder einem Vollbild zusammengesetzt so daß die Taktschaltung für die Schaltung 127 erkennt ob ein zusätzlich um eine halbe Periode versetzter 3-SC-Signaltakt zur Korrektur der oben erwähnten Bild-Bildbewegung des ///-2-Signals von 46 Nanosekunden erforderlich ist.

Das durch die Rücktastungsschaltung 367 erzeugte neudefinierte ///2-Signal erscheint als impulsförmiges Signal auf einer Leitung 368, welche über Gatter 370 und 371 auf eine Leitung 372 getaktet wird, um als Bezugssignal in die grundlegende Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 eingespeist zu werden. Dabei wird auf einer Leitung 373 ein Steuersignal eingespeist das aus den Regelsignalen vom Computerregelsystem 92 über den Codierschalter 126 (Fig.8A) geliefert wird. Bei Wiedergabeoperationen erscheint auf der Leitung 373 ein Signal mit hohem Pegel, wobei das Wiedergabe-///2-Signal auf der Leitung 386 die UN D-Gatterschaltung 370 durchschaltet und damit auf der Leitung 372 erscheint

Bei anderen Operationen beispielsweise bei rein elektronischen Operationen und Transferoperationen, bei denen Videosignale in einem Wiedergabekanal verarbeitet werden, wird das durch die Rücktaktungsschaltung 367 erzeugte ///2-Signal nicht ausgenutzt Bei rein elektronischen Operationen ist eine kontinuierliche Zeitbasiskorrektur nicht erforderlich, da das Videosignal keinem Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozeß unterworfen wird. Zur Abschaltung der Phasenumkehrung des SC-Signals wird daher der aus den Regeisignalen des Computerregelsystems 92 durch den Codierschalter 126 erzeugte E/E- oder />-5-Befehl über eine Leitung 398 in den Referenztaktgenerator 98 eingespeist welcher dem ausgewählten Wiedergabekanal zugeordnet ist Die Phasenumkehrung wird über einen NAND-Gatterschaltkreis 397 abgeschaltet welcher ein Signal mit tiefem Pegel für den zweiten Eingang des Phaseninverters 393 liefert Weiterhin wird der E/E- oder P-Ä-Befehl auf einen Logikschaltkreis 399 gekoppelt welcher ein korrigiertes ΕΈ-Abschaltsignal liefert, durch das ermöglicht wird_ä daß die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 für etwa 10 Zeilen am Beginn jedes Farbbildes arbeiten kann und damit die richtige Zeitbasiskorrektur für jedes Farbbild bzw. alle 15 Hz erzeugt Die Zeitbasiskorrektur ist erforderlich, weil der Synchronwortgenerator während des Synchronwort-Einsetzprozesses für ü/f-Operationen bei allen zwei Halbbildern, d. h. bei jedem Bild rückgesetzt wird. Dies führt zu einer Diskontinuität von einer halben Periode des SC-Signals in der Lage des Synchronwortes für jedes zweite Bild bzw. für jeweils 15 Hz.

Bei Durchführung einer Transferoperation durch einen Wiedergabekanal wird in die Leitung 373 des dem Wiedergabekanal zugeordneten Referenztaktgenerators 98 ein Signal mit tiefem Pegel eingespeist Damit kann die UND-Gatterschaltung 374 ein Transfer-///2-Signal auf einer Leitung 375 in ein ODER-Gatter 371 einspeisen, welches das Transfer-///2-Signal auf die

Ausgangsleitung 372 koppelt. Dieses Transfer-///2-Signal wird vom Synchronwort-Einsetzteil des Codierers 96 abgeleitet. Ein Ausgangsimpuls des Codierers 96, welcher koinzident mit dem Synchronwort oder der Zeilenidentifikation ist, dient als Zeitbasiskorrektur-Bezugssignal. Dieser Impuls wird über eine Leitung 376 in eine Schieberegister-Verzögerungsstufe 377 eingespeist, weiche ihn in die richtige Lage bringt. Das Transfer-///2-Signal wird so positioniert, daß das während einer Transferoperation in den Decoder 96 eingegebene digitalisierte Videosignal eine richtig identifizierte Lage für das Einsetzen eines neuen Synchronworts besitzt Eine spezielle Schaltung zur Durchführung der Operationen des Blockschaltbildes nach F i g. 11A ist in den F i g. 35A bis 35D dargestellt. Die Wirkungsweise dieser speziellen Schaltung wird im einzelnen nicht beschrieben, da sie die bereits anhand von F i g. 11A beschriebenen Operationen ausführt. Für die Erzeugung des ///2-Signals, das ohne Mehrdeutigkeiten in bezug auf das SC-Signal neu definiert ist, enthält die Rücktaktungsschaltung 367 einen ///2-Signalgenerator 378 mit einem durch zwei teilenden Zähler und einem darauf folgenden Impulsformer, welche durch ein flankengetriggertes Flip-Flop bzw. ein darauf folgendes selbstrücksetzendes Flip-Flop gebildet werden. Der Zähler nimmt an seinem Takteingang //-Treibersignale von der Eingangsleitung 396 auf und liefert an seinem Ausgang ein ///2-Signal. Dieses ///2-Signal wird durch den Impulsformer des ///2-Generators bei jedem positiven Sprung in eine Folge von negativen Impulsen überführt. Das Bildindexsignal mit 30 Hz stellt den Zähler des Generators 378 am Beginn des ersten Halbbildes jedes Bildes zurück, so daß die Phase des ///2-Signals im Zeitpunkt der ersten Zeile des ersten Halbbildes jedes Bildes die gleiche ist

Das durch den Phaseninverter 393 gelieferte SC-Signal wird weiterhin durch einen Impulsformer 393a in eine Folge von negativen Impulsen überführt Ein Impulskoinzidenzdetektor 378a, der durch ein auf tiefe Pegel ansprechendes UND-Gatter und ein folgendes D-Flip-Flop gebildet wird, stellt eine Koinzidenz der auf Sprünge des SC-Signals bezogenen Impulse des Impulsformers 393a und der auf Sprünge des ///2-Signals bezogenen Impulse von einer Zeitauswahlschaltung 379 als Funktion jedes negativen Impulses fest, der durch den Impulsformer des Generators 378 geliefert wird. Liegt ein positiver Sprung des durch den Generator 378 gelieferten ///2-Signals zeitlich zu nah an einem positiven Sprung des SC-Signals, so überlappen sich die vorgenannten Impulse im Koinzidenzdetektor 378a zeitlich, was zu einem Kippen des D-Flip-Flops des Detektors führt Durch Kippen des Flip-Flops wird der Pegel am Eingang eines Exklusiv-ODER-Gatters 379a in der Zeitauswahlschaltung 379 geändert, wodurch diese zwischen ihrem invertierenden und nicht-invertierenden Betrieb umgeschaltet wird. Die Zeitauswahlschaltung 379 erhält ein selbstrückstellendes flankengetriggertes Flip-Flop 3796, dessen Takteingang an den Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 379a angekoppelt ist Durch selektives Invertieren bzw, Nichtinvertieren der durch den ///2-Signalgenerator 378 gelieferten negativen Impulse wird die positive Flanke des impulsförmigen Ausgangssignals des Exklusiv-ODER-Gatters relativ zum 5C-Signal geschoben. Die Zeitauswahlschaltung 379 arbeitet mit dem Koinzidenzdetektor 378a zusammen, um die positive Flanke des Ausgangsimpulses des Exklusiv-ODER-Gatters 379a so einzustellen, daß sich immer eine Neudefinition des H/2-Sigaais ohne Mehrdeutigkeiten ergibt.

Die Neudefinierung des ///2-Signals erfolgt durch Rücktakten des flankengetriggerten Flip-Flops 376a, dessen Rücksetzeingang an einen Ausgang der Zeitauswahlschaltung 379 und dessen Takteingang an den Phaseninverter 393 zur Aufnahme des SC-Signals angekoppelt ist Jeder auf einen Sprung des ///2-Signals bezogene Impuls setzt das Flip-Flop 367a zurück, wobei der unmittelbar folgende positive Sprung des SC-Signals am Takteingang den Schaltzustand dieses Flip-Flops ändert, wodurch der neu definierte ///2-Sprung erzeugt wird. Ein folgendes Flip-Flop 3676 koppelt das neu definierte ///2-Signal auf eine Verzögerungsschaltung 391, die durch einen Zähler und ein darauf folgendes Schieberegister gebildet wird, weiche das zeitlich richtig liegende ///2-Signal auf der Leitung 380 in den Bildverzögerungsdetektor 368 einspeist Das neu definierte ///2-Signal am Ausgang des Flip-Flops 3676 dient zur Rücksetzung der Verzögerungsschaltung 391, während ein SC-Signal auf einer Leitung 392, das in bezug auf das für die Rücktaktungsschaltung 367 verwendete Signal gegenphasig ist die Verzögerungsschaltung taktet, um das neu definierte ///2-Signal für den Detektor 368 zu erzeugen.

Das auf der Leitung 369 nach F i g. 35D auftretende Bildverzögerungs-Schaltsignal, dessen Pegel sich bei jedem zweiten Bild ändert, dient in der Video-Wiedergabeausgangsschaltung 127 zur Justierung der Fehleinstellung abwechselndes Bildes um eine halbe Periode des 3-SC-Signals im oben genannten Sinne. Die Wirkungsweise dieses Teils der Schaltung wird im folgenden anhand von Fig. HC erläutert Das Signal auf der Leitung 380 ist ein impulsförmiges Signal der Frequenz H/2, das in bezug auf die Phase des regenerierten SC-Signals ohne Mehrdeutigkeiten neu definiert wurde. Das regenerierte SC-Signal wird seinerseits in jedem zweiten Bild invertiert, um sicherzustellen, daß das neu definierte ///2-Signal stationär in bezug auf das //-Synchron-Bezugssignal ist Dieser neu definierte ///2-ImpuIs wird durch ein phasenkontinuierliches 3-SC-Signal auf der Leitung 394 in das Schieberegister 381 eingetaktet und erscheint auf der ersten Ausgangsleitung 385 verzögert und auf das 3-SC-Signal synchronisiert Da der kontinuierliche 3-SC-Phasen takt ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Bildfrequenz ist unterscheidet sich seine Phase in bezug auf das //-Synchron-Bezugssignal während des ersten Bildes um 180° von seiner Phase zur gleichen Zeit während des nächsten Bildes, so daß sie sich auch von Bild zu Bild in bezug auf den neu definierten ///2-Impuls um 180° unterscheidet Aufgrund dieser 180° Phasendifferenz schiebt der positive Sprung des 3-SC-Taktsignals eine halbe Periode von Bild zu Bild relativ zum neu definierten ///2-Impuls, wodurch der Takt des Schieberegisters 381 relativ zum Auftreten des stationären ///2-Impulses sich von Bild zu Bild um eine halbe Periode des 3-SC-Taktsignals ändert Um den Zusammenhang zwischen dem neu definierten ///2-Signal und dem phasenkontinuierlichen 3-SC-Taktsignal festzustellen, wird aus dem positiven Sprung des neu definierten ///2-Signals ein stationärer Impuls erzeugt und durch das D-Flip-Flop 368a zur Bestimmung der Phase des 3-SC-Taktsignals am Beginn jedes zweiten Bildes festzustellen und das phasenanzeigende Bildverzögerungs-Schaltsignal auf der Leitung 369 gemäß F i g. 1 IC zu erzeugea Speziell erzeugt die Impulsformerschaltung, welche durch einen Inverter 382, einen Widerstand 388, einen Kondensator 387 und ein NAND-Gatter 389

gebildet wird, aus der Vorderflanke des ///2-Impulses einen stationären Impuls auf der Leitung 380 am Eingang des Schieberegisters 381. Der stationäre Impuls besitzt ein Intervall von ³A einer Periode des 3-5C-Signals, wobei seine Vorderflanke (ebenso wie diejenige des H/2-Impulses) dem positiven Sprung des neu definierten ///2-Signals entspricht. Da das Schieberegister 381 durch das phasenkontinuierliche 3-SC-Taktsignal getaktet wird, erscheint der ///2-Impuls auf einer Ausgangsleitung 385 des Schieberegisters zu ι ο unterschiedlichen Zeiten relativ zum Auftreten auf der Eingangsleitung 380, was vom Phasenzusammenhang des neu definierten ///2-Signals und des 3-SC-Signals abhängt Wenn die Signale in Phase sind, so erscheint der ///2-Impuls auf der Leitung 385 eine Periode des 3-SC-Signals nach seinem Vorhandensein auf der Eingangsleitung 380.

Sind die Signale nicht in Phase, so erscheint der ///2-Impuls auf der Leitung 385 um eine halbe Periode des 3-SC-Signals früher. Der Signalpegel auf der Leitung 385 wird durch den positiven Sprung des stationären Impulses auf der Leitung 384 in das D-Flip-Flop 368a getastet, wobei der Impuls auf der Leitung 384 eine ³A Periode des 3-SC-Signals nach dem Auftreten des neu definierten ///2-Impulses am Eingang des Schieberegisters auftritt Das Ausgangssignal des Flip-Flops 368 auf der Leitung 369 zeigt an, ob der ///2-Impuls auf der Leitung 385 nach einer Verzögerung von ³Ia Periode vorhanden war, wodurch festgelegt wird, ob die Zeitverzögerung zwischen den positiven Signalsprangen auf den Leitungen 394 und 385 eine halbe Periode oder eine Periode des 3-SC-Signals ist. Dieses Signal auf der Leitung 369 führt seinerseits zur Schaltung 127, um eine Taktung der Videodaten beeinflussende Versetzung von einer halben Periode des 3-SC-Signals einzufügen, wodurch die oben genannte Bild-Bewegung von 46 Naosekunden des neu definierten ///2-Signals kompensiert wird.

Das auf der Leitung 356a in Fig.35D auftretende Bildverzögerungs-Schaltsignal ist ein seinen Pegel in -to jedem zweiten Bild änderndes Signal, das in der Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 zur Invertierung der im wiedergegebenen Videosignal enthaltenen Chrominanzkomponente bei abwechselnden Wiedergaben des Farbvideosignals mit zwei Halbbildern ausgenutzt wird. Das Wiedergabe-Fartrcynchronsignal wird durch die Datentransferschaltung 129 auf Ausgangsleitungen 361a geliefert und durch das Exklusiv-ODER-Gatter 362a in der Phase mit dem phasenkontinuierlichen SC-Signal verglichen. Das SC-Signal und das Wiedergabe-Farbsynchronsignal wechseln zwischen abwechselnden Wiedergaben des Farbvideosignals mit zwei Halbbildern zwischen den Zuständen in Phase und außer Phase ab, wodurch der Pegel am Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 362a mit der zum Zeitpunkt des Wiedergabe-Farbsynchronsignals auftretenden Änderung mit einer Frequenz von 15 Hz geändert wird. Das Bildphaseninverter-Schaltsignal wird durch Taktung des Ausgangssignals des Exklusiv-ODER-Gatters 362a durch ein Flip-Flop 363a mit dem richtigen Zeittakt bei jedem Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal getaktet Das Flip-Flop 364a nimmt an seinem Z>Eingang das durch die Bezugssignal-Eingangsschaltung 936 gelieferte Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal auf und wird durch das phasenkontinuierli- ehe SC-Signal getaktet, das durch den Teiler 360 in seinen Takteingang eingespeist wird. Jedesmal wenn ein Farbsynchron-Fehlerkennzeichensignal auf der Eingangsleitung 360a vorhanden ist, so liefert das Flip-Flop 364a einen Impuls zum Flip-Flop 363a, der in bezug auf die Phase des SC-Signals festgelegt ist. Dieser Impuls dient zur Taktung des Pegels am Eingang des Flip-Flops 363a auf dessen Ausgang. Da der Pegel am Eingang des Flip-Flops 363a sich mit abwechselnden Wiedergaben des Farbsynchronsignals mit zwei Halbbildern ändert, ändert sich auch der Pegel am Ausgang des Flip-Flops 363a mit abwechselnden Wiedergaben, um das Bildphaseninverter-Schaltsignal mit 15 Hz auf der Leitung 356a zu erzeugen, welches festlegt ob die Chrominanzkomponente in der Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 invertiert werden soll oder nicht

Der anhand des Blockschaltbildes nach Fig.8A beschriebene Codierschalter 126 ist mit dem Computerregelsystem 92 verbunden und führt beim Empfang der entsprechenden Befehlssignale eine prinzipielle Auswahlfunktion aus, wobei entweder bei Aufzeichnungsoperationen die Datenfolgen vom Analog-Digitalkonverter 95 oder bei Transferoperationen die von der Datentransferschaltung 129 kommenden Datenfolgen ausgewählt werden. Bei Transferoperationen wird das aufgezeichnete Bild von einer Scheibenantriebseinheit zu einer anderen übertragen, so daß die Videoinformation die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 nicht durchläuft Statt dessen wird sie auf den Codierschalter 126 geführt, um danach codiert und auf einer anderen Scheibenantriebseinheit aufgezeichnet zu werden. Der Codierschalter 126 schaltet auch zwischen den entsprechenden Taktsignalen, d. h. zwischen dem 6-SC- und '/2-SC-Signal um. Er schaltet die durch die Referenzlogikschaltung 125/4 erzeugten Taktsignale, welche verwendet werden, wenn die Videoinformation vom Analog-Digitalkonverter 95 aufgezeichnet wird. Bei Transferoperationen schaltet er die durch den Referenztaktgenerator 98 gelieferten 6-SC- und '/2-SC-Signale, welche als grundlegende Bezugstaktsignale während der Aufzeichnung des transferierten Videosignals verwendet werden. Diese Funktionen sind aus dem Blockschaltbild nach F i g. 8A ersichtlich. Zusätzlich zu den Schaltfunktionen der richtigen Bezugssignale führt der Codierschalter auch weitere Funktionen aus, was davon abhängt ob reguläre Aufzeichnungsoperationen oder Transferoperationen durchgeführt werden. Es sind dabei Schaltungen zur Erzeugung eines Blinkkreuz-Bildanzeigesignals vorhanden, von dem eine Diagonalzeile durch ein Halbbild und die andere Diagonalzeile durch das zweite Halbbild geliefert wird. Damit ist eine Anzeige möglich, daß die Spur gelöscht ist und zur Aufnahme eines Bildes an dieser speziellen Stelle zur Verfügung steht Der Codierschalter enthält weiterhin eine Schaltung, welche ein PAL-Schaitsignai erzeugt Dieses Signal beendet die Phasenumkehrung während des Transferprozesses, wobei es auf die Datentransferschaltung 129 übertragen wird, welche normalerweise die zur Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 geführten Signale in der Phase umkehrt Die Phasenumkehr durch die Transferschaltung wird gestoppt da während einer Transferoperation keine Ausrichtung der Tastwerte von Zeile zu Zeile erforderlich ist Der Codierechalter enthält weiterhin eine Schaltung zur Durchführung von Untersuchungsoperationen, welche selektiv eine sich wiederholende Frequenz von Dateninfonnationen sowie ein wahlfreies Wort zur Verwendung in einem derartigen Untersuchungsvorgang erzeugt Bei Wiedergabe koppelt der Codierschalter 126 die Ausgangssignale des Analog-Digitalkonverters 95 und die Zeittaktsignale von der

Videoeingangsschaltung 93/4 und der Referenzlogikschaltung auf den Codierer 96.

Der im Blockschaltbild nach Fig.8A dargestellte Codierer 96 des Videosignalsystems enthält Schaltungen, welche neben der Codierung der digitalisierten Daten der 8 Videodaten-Bitleitungen, des Paritätsbits und der Datenspursequenz zusätzliche Funktionen ausführt Bei einer dieser zusätzlichen Funktionen wird ein Paritätsgenerator zur Durchführung einer Paritätsprüfung verwendet, um festzulegen, daß die Daten auf allen 8 Datenbitleitungen richtig sind. Das Paritätsbit ist wahlfrei und erfordert eine zusätzliche Datenbitleitung, die im hier beschriebenen Gerät zur Verfügung steht Der Codierer 96 erzeugt auch das Synchronwort (auch das Zeilenidentifikation bezeichnet) und bewirkt dessen Einfügung. Dieses Synchronwort liegt in Form einer siebenstelligen Binärzahl vor, welche in abwechselnden Fernsehzeilen generell dort eingeführt wird, wo sich der Horizontal-Synchronimpuls vorher befunden hat Es sei hier noch einmal bemerkt, daß der Horizontal-Synchronimpuls durch die Videoeingangsschaltung 93 aus dem zusammengesetzten Videosignal abgetrennt wurde. Das Synchronwort wird in einem Bereich von einer SC-Periode der vorher durch den Horizontal-Synchronimpuls eingenommenen Stelle eingesetzt wobei der Codierer 96 das Synchronwort in jede der 8 Videodatenleitungen, die Paritätsbitleitung und die Datenspurleitung einsetzt, bevor die Codierung durchgeführt wird, so daß das Ausgangssignal des Codierers 96, das in die elektronische Schnittstellenschaltung 98 eingespeist wird, das Synchronwort in jeder der auf einem Scheibenstapel 95 aufgezeichneten zehn Datenfolgen enthält (Während rein elektronischer Operationen wird dieses Ausgangssignal in den Wiedergabekanal 91 eingegeben.)

Die Wirkungsweise des Codierers 96 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach Fig. 12 und den Schaltbildern nach den Fig.36A bis D beschrieben. NRZ-L-Daten vom Codierschalter 126 werden über eine Eingangsleitung 450 eingegeben und sind an einer Ausgangsleitung 451 abnehmbar, nachdem erstens eine Paritätsprüfung vorgenommen wurde, zweitens das Synchronwort in jede zweite (ungerade) Zeile eingesetzt wurde und drittens eine Codierung in ein Format durchgeführt wurde, das sich zur Aufzeichnung und Wiedergabe von digitaler Information in Verbindung mit einem der Scheibenstapel 75 eignet Die Eingangsdaten auf jeder Datenbitleitung werden auf einen Eingang eines Dateneingangs-UND-Gatters 452 gegeben, das mit einem Kanalcodierer 453 verbunden ist Dieser Kanalcodierer kann zwischen zwei Codierformaten umgeschaltet werden, welche im folgenden noch beschrieben werden. In den Schaltbildern nach den Fig.36A bis D sind identische Kanalcodierer für zwei Video-Datenbitleitungen in ihrer Gesamtheit dargestellt Unterhalb dieser in ihrer Gesamtheit dargestellten Codierer sind weitere identische Kanalcodierer für die anderen Videodatenleitungen, die Paritätsdatenleitung und die Datenspurleitung in gestrichelten Einfassungen dargestellt Ein Synchronwort-Eingangs-UND-Gatter 454 in in jeder der zehn Bitleitungen dient zur zeitlich richtigen Eintastung des Synchronwortes in den Codierer. Diese UND-Gatter dienen weiterhin zur Einfügung eines Testsignals in die zehn Bitleitungen, wobei dieses Testsignal im Bedarfsfall durch eine geeignete Testsignalquelle, beispielsweise einen digitalen Testrastergenerator über eine Leitung 450a (F i g. 36A und 36B) geliefert wird Ein erster Taktgenerator 455, der vom Codierschalter 126 Eingangssignale 6 SCund 1/2 SCerhält liefert in der dargestellten Weise Ausgangssignale SC und 3 SC Zwei der 3-SC-Ausgangssignale werden über Leitungen 472 und 473 in einen zweiten Taktgenerator 456 eingespeist, welcher zwei zeitlich gegeneinander versetzte 3-SC-TaktsignaIe auf zwei Leitungen 474 und 475 zur Taktung des Kanalcodierers 453 liefert Das Taktsignal auf der Leitung 475 ist ein Φ 1-Takt der um eine halbe Periode

ίο von 3 SC gegen das Taktsignal auf der Leitung 474 versetzt ist, welche einen 3>2-Takt darstellt Bei Aufzeichnungsoperationen werden diese zeitlich versetzten Taktsignale von den 6-5C- und V2-SC-Signalen mit kontinuierlicher Phase abgeleitet welche durch die

is Referenzlogikschaltung 125/4 erzeugt und über den Codierschalter 126 auf den Codierer 96 gegeben werden. Bei anderen Operationen, beispielsweise bei Aufzeichnung des Blinkkreuz-Löschsignals liefert der Referenztaktgenerator 98 diese Taktsignale. Diese Φ 1- und Φ 2-3-SC-TaktsignaIe dienen zur Ansteuerung des

Kanalcodierers 453 in dem Sinne, daß auf der Ausgangsleitung 451 ein kontinuierliches kanalcodiertes Digitalsignal ohne Phasendiskontinuitäten erzeugt wird. Der Taktgenerator 455 liefert auf einer Ausgangslei-

tung 471a ein SC-Taktsignal zur Ansteuerung eines durch 455 teilenden Teilers 457, welcher durch einen über eine Leitung 463 vom Codierschalter 126 gelieferten Rücksetzimpuls mit einer Frequenz von 30 Hz rücksetzbar ist Dieser Teiler 457 setzt ein Flip- Flop 458 über eine Startleitung 464 und setzt dieses Flip-Flop 458 über einen Impuls auf einer Stopleitung 465 zurück. Der Start- und der Stop-Impuls definieren ein Fenster, in dem ein vom Ausgang eines Synchronwort-Generators 459 geliefertes einziges siebenstelliges Binär-Synchronwort gleichzeitig in alle Datenbitleitungen eingefügt werden kann.

Während des Vertikalaustastintervalls wird ein Impuls auf eine monostabile Kippstufe 460 gegeben. Diese monostabile Kippstufe ist für eine Periode von etwa 10 Zeilen des Vertikalaustastintervalls aktiv, wobei der vom Codierschalter 126 über eine Leitung 466 gelieferte Vertikalaustastimpuls auf einen Eingang eines Gatters 461 (im vorliegenden Blockschaltbild ein NAND-Gatter) gegeben wird, dessen anderer Eingang mit dem Ausgangssignal des Fenster-Flip-Flops 458 gespeist wird. Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 461 wird auf den weiteren Eingang des UND-Gatters 454 sowie über einen Inverter 462 auch auf einen Eingang des UND-Gatters 452 gegeben.

Im Betrieb des Codierers 96 soll die Datenfolge für jedes Bit auf einen Eingang, beispielsweise die Eingangsleitung 450 gegeben werden, welche eine der 8 getrennten Dateneingangsleitungen repräsentiert, wobei diese Leitungen an jeweils einen Codierer 453 sowie die zugehörigen UND-Gatter 452 und 454 sowie den Inverter 462 angekoppelt sind. Für jedes Datenbit ist auch eine Datenausgangsleitung 451 vorhanden, so daß die Datenfolgen in richtiger Weise codiert werden können und das Synchronwort einsetzbar ist Da das Synchronwort sehr eng benachbart zur Stelle des vorher vorhandenen Horizontal-Synchronimpulses eingesetzt werden soll und da keine Störung mit den Daten der Datenfolge auftreten soll, v/erden die zu den Kanalcodierers 453 führenden Datenbitleitungen wäh rend des Einfügens des Synchronwortes in dem durch den Teiler 457 und das Flip-Flop 458 erzeugten Fenster durch die Dateneingangsgatter 452 abgeschaltet Speziell liefert der Teiler 457 einen Startimpuls zum Setzen

des Flip-Flops 458, wodurch sin Eingang jedes UND-Gatters 454 wirksam geschaltet wird, während gleichzeitig jedes UND-Gatter 452 gesperrt wird, wodurch die Dateneingabe über die Leitungen 430 blockiert wird. Zwölf Datenbitintervalle nach der Erzeugung des Startimpulses liefert der Teiler 457 einen Impuls für den Synchronwort-Generator 459 über eine Leitung 467, der dann ein siebenstelliges Binärwort erzeugt, das in den oberen Eingang aller UND-Gatter 454 eingespeist wird, die vorher schon wirksam geschaltet wurden. Diese UND-Gatter 454 geben das Synchronwort in die Kanalcodierer 453, in denen es in die Datenfolgen codiert wird. 29 Datenbits nach der Erzeugung des Synchronwortes liefert der Teiler 457 einen Stop-Impuls zur Rücksetzung des Flip-Flops 458, wodurch alle UND-Gatter 454 gesperrt und gleichzeitig alle UND-Gatter 452 wirksam geschaltet werden, so daß die Daten auf den Leitungen 450 in die Kanalcodierer eingespeist werden. Es sei bemerkt, daß die Daten kontinuierlich auf den Leitungen 450 anstehen und daß durch die Sperrung der UND-Gatter 452 lediglich ihre Weiterführung blockiert wird. Während des Einsetzens des Synchronwortes wird die Information also im gewissen Sinne gelöscht Da das Synchronwort jedoch an der Stelle des vorher vorhandenen Horizontal-Synchronimpulses eingefügt wird, geht keine aktive Videoinformation verloren.

Während des Vertikalaustastintervalls liefert die monostabile Kippstufe 460 ein Ausgangssignal für das NAND-Gatter 461, das für ein Intervall von etwa 10 Zeilen vorhanden ir-t. Damit werden die Dateneingangs-UN D-Gatter 452 während eines Intervalls von 10 Zeilen der Austastperiode gesperrt, so daß die Kanalcodierer während dieses Intervalls keine Information erhalten. Die einzigen Daten bzw. logischen »1«-Bits, welche während des Intervalls von 10 Zeilen des Vertikalaustastintervalls auf den Ausgangsleitungen 451 auftreten, sind diejenigen in den Synchronwörtern, welche wie oben bereits beschrieben in jeder zweiten Zeile auftreten und die Synchronwort-Gatter 454 durchlaufen. Damit ist sichergestellt, daß die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 bei Wiedergabe nicht auf ein willkürlich auftretendes Synchronwort-Bitmuster, sondern auf da* tatsächliche Synchronwort festgelegt wird. Ein willkürlich auftretendes Synchronwort-Bitmuster kann in der aktiven Videoinformation während des Datenflusses vorhanden sein.

Ein weiterer Aspekt der Wirkungsweise des Codierers 96 wird im folgenden anhand der F i g. 8A und 8B beschrieben. Die elektronische Daten-Schnittstelltnschaltung 89, die Datenschnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten und der Datenauswahlschalter 128 koppeln den Codierer 96, die Scheibenantriebseinheiten 73 sowie die Detodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100. Während einei Suchvorgangs, wenn die Köpfe in den Scheibenantriebseinheiten 73 zwischen den Spuren laufen, ist es wünschenswert, Störungen im Signalsystem zu vermeiden. Normalerweise liefert das Aufzeichnungssignalverarbeitungssystem 88 am Ausgang seines Codierers % auch digitalisierte Daten bei Abwesenheit eines Eingangsvideosignals. Dabei handelt es sich um Rauschinformation, wobei die digitale Signalverarbeitungselektronik des Gerätes jedoch nicht zwischen digitalisiertem Rauschen und digitalisierter Videoinformation unterscheiden kann. Dieser Sachverhalt wird ausgenutzt, wenn das Gerät eine Suchoperation durchführt Während der Suchoperation erzeugen die Wandlerköpfe Rauschsignale, welche mit dem normalerweise im Signalsystem vorhandenen Codeformat der Digitaldaten nicht konform sind. Können derartige Rauschsignale in den Wiedergabekanal 91 gelangen, so werden die phasenstarren Schleifen des Decodierers und der Zeitbasiskorrekturschaltung 100 gestört Um derartige Störungen zu vermeiden, wird die Datenschnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten (ebenso wie im rein elektronischen Betrieb) so geschaltet, daß das Ausgangssignal des Codierers 96 auf die Decodierund Zeitbasiskorrekturschaltung 100 zurückgeführt wird. Auf diese Weise erhält die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 codierte Digitalsignale, welche die entsprechenden phasenstarren Schleifen in dieser Schaltung 100 in ihrem normalen Betriebsbereich halten. Wenn die Köpfe der Scheibenantriebseinheiten 73 richtig positioniert sind und Wiedergabedaten in den Wiedergabekanal 91 liefern, so ist die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 darauf vorbereitet an ihrem Ausgang sofort die decodierten und in der Zeitbasis korrigierten Signale zu liefern.

Der Codierer 9fi dient weiterhin zur Erzeugung von Schwarzpegeldaten für die Verwendung im oben beschriebenen S^ne bei Aufzeichnung auf den Scheibenflächen während der ersten zwei Umdrehungen des Scheibenstapels 75 vor der Aufzeichnung der Videosignalinformation bei den nachfolgenden zwei Umdrehungen des Scheibenstapels. Eine von der Daten-Schnittstellenschaltung 89 abgehende Voraufzeichnungsleitung 470 (Fig.36A) wird durch die von der elektronischen Daten-Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten gelieferten Signale aktiviert wodurch ein NAND-Gatter 461 jede auf den Eingangsleitungen 450 vorhandene logische.»1« blockiert wodurch das Schwarzpegelsignal am Eingang des Kanalcodierers 453 erzeugt wird. Der Codierer % fügt das Synchronwort allerdings auch in das Schwarzpegelsignal ein.

Die NRZ-L-Daten auf den Datenbitleitungen 450 werden durch den Kanalcodierer 453 selektiv in einen von zwei gleichspannungsfreie, selbstgetaktete Kanalcodes codiert. Wie im folgenden noch beschrieben wird, wählt ein Codeauswahlschalter 480 mit zwei Schaltstellungen zwischen den beiden Kanalcodes aus. In beiden Codes wird die NRZ-L-Datenbitfolge auf einer Datenbitleitung in diskrete Bitzeiten unterteilt welche gewöhnlich als Datenbitzellen-Zeiten bezeichnet werden. Für den Kanalcode mit dem Auswahlschalter 480 in Stellung 1 führen die Coderegeln zu logischen ersten Bits, beispielsweise zu jeweils einer logischen »1«, die durch Signalsprünge an einer bestimmten Stelle in den entsprechenden Bitzellen, speziell in der Zellenmitte, repräsentiert sind, sowie zu logischen zweiten Bits bzw. zu jeweils einer logischen »0«, die durch Signalsprünge an einer bestimmten früheren Stelle in den entsprechenden Stellen, speziell am Beginn bzw. an der Vorderflanke jeder Bitzelle repräsentiert sind. Jeder am Beginn eines Bitintervalls auftretende Signalsprung, der auf ein einen Sprung in seiner Mitte enthaltendes Intervall folgt wird unterdrückt Dieser Code wird als Miller-Code bezeichnet

Bei dem Kanalcode mit dem Auswahlschalter in Stellung 2 kann die Eingangsdatenfolge in jeder Datenbitleitung als eine Kaskade von Sequenzen mit variabler Länge gemäß drei Typen betrachtet werden. Beim ersten Typ handelt es sich um Sequenzen der Form 1111—111 mit jeder Zahl von logischen Einsen ohne logische Nullen. Beim zweiten Typ handelt es sich um Sequenzen der Form 0111—1110 mit jeder

ungeraden Zahl aufeinanderfolgender Einsen bzw. ohne Einsen und einer Null in der ersten und der letzten Stelle. Beim dritten Typ handelt es sich um Sequenzen der Form 0111—111 mit einer geraden Zahl von aufeinanderfolgenden Einsen, Jenen eine Null vorausgeht Eine Sequenz ist lediglich dann vom dritten Typ, wenn das erste Bit der nächstfolgenden Sequenz eine Null ist. Sequenzen des ersten und zweiten Typs werden gemäß den Coderegem nach der US-Patentschrift 31 08 261 codiert. Eine Sequenz des dritten Typs wird nach den Regeln gemäß der US-Patentschrift 31 08 261 so codiert, daß alle Bits mit Ausnahme des letzten gleich einer logischen Eins sind, wobei für diese logische Eins der Sprung in einfacher Weise unterdrückt wird. Auf diese Weise erscheint eine Sequenz des dritten Typs für sich betrachtet als eine Sperrung des zweiten Typs, d. h. die letzte logische Eins erscheint als logische Null.

Per Definition folgt auf eine Sequenz des dritten Typs unmittelbar eine logische Null am Beginn der nächsten Sequenz. Eine Trennung einer Sequenz des dritten Typs von der folgenden logischen Null durch einen Sprung ist nicht möglich. Daher ist diese spezielle Codierung für Decodierungszwecke unterscheidungskräftig. Der Decodierer muß lediglich erkennen, daß eine logische Eins und eine logische Null ausgegeben werden müssen, wenn auf eine normal codierte logische Eins zwei Bitintervalle ohne Sprünge folgen. Andere Sprungsequenzen werden gemäß den Regeln des Miller-Codes decodiert

Der Codiervorgang für diesen Code macht es erforderlich, daß seit der letzten vorhergehenden Null, welche nicht das Endbit einer Sequenz des zweiten Typs war, eine Modulo-2-Zählung der Zahl der logischen Einsen im Ausgangssignal des Codierers aufrechterhalten bleibt. Ist die Zählung gleich 1 (ungerade Zahl von Einsen) und sind die nächsten beiden zu codierenden Bits eine Eins und eine Null in dieser Reihenfolge, so erscheinen keine Sprünge am Ausgang während der nächsten beiden Bitintervalle. 1st das nächstfolgende Bit eine weitere Null, so wird diese von ihrem Vorgänger in der üblichen Weise gemäß der Lehre der US-Patentschrift 31 08 261 durch einen Sprung getrennt. Dieser Code eignet sich zur Übertragung von Daten in binärer Form über einen Informationskanal, beispielsweise ein magnetisches Aufzeichnungs- und Wiedergabesystem, das keine Gleichspannungskomponenten übertragen kann. Die Information wird dabei in selbsttaktender Weise übertragen. Dieser Code wird als quadratischer Miller-Code bezeichnet.

Im Code macht es keinen Unterschied, welcher binäre Pegel als logische Eins und welcher binäre Pegel als logische Null betrachtet wird. Bei dem hier in Rede stehenden Sachverhalt werden die normalerweise durch Sprünge in der Zellenmitte markierten Pegel als logische Eins betrachtet, während die normalerweise durch Sprünge am Zellenrand markierten Pegel als logische Null betrachtet werden.

Die in den F i g. 36A bis 36D dargestellten Kanalcodierer 453 arbeiten nach den vorstehend erläuterten Coderegeln. Fig.36E zeigt ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des in einer Datenbitleitung 450 enthaltenen Kanalcodierers 453, bei der in der F i g. 36B dargestellten des Schalters 480.

Der Kanalcodierer wird im folgenden in Verbindung mit der in Fig.36B dargestellten Stellung des Codeauswahlschalters 480 zur Kanalcodierung einer der Datenbitfolgen beschrieben. Eine Erläuterung der Unterschiede in der Wirkungsweise des Codierers, wenn der Schalter 480 in der anderen Stellung steht, wird weiter unten gegeben.

Wie bereits ausgeführt, ist es für codierte Daten bei Stellung des Auswahlschalters 48C in Stellung 2 erforderlich, zwei aufeinanderfolgende zu codierende Datenbus zu untersuchen, wenn die Modulo-2-Zählung von vorher codierten logischen Einsen ungerade ist Zu diesem Zweck enthält jeder Kanalccdierer 453 ein Paar von in Serie geschalteten Eingangs-Flip-Flops 481 und

ίο 482, welche durch die positive Hinterflanke des Φ2-3-SC-Taktsignals (Fig.36E-(2)) auf der Leitung 474a getaktet werden, wobei die letztgenannte Leitung über einen Inverter 483 an die Leitung 474 angekoppelt ist Die beiden Eingangs-Flip-Flcps bewirken zwischen dem Eingang des Flip-Flops 481 und dem Ausgang des Flip-Flops 482 eine Verzögerung um 2 Bitzellen. Bei jeder positiven Hinterflanke des Φ 2-Taktes wird der vorhandene Datenpegel der Bitfolge am Eingang des Flip-Flops 481 auf dessen Ausgang duichgetaktet (Fig.36E-(3)), wobei der im Flip-Flop 481 enthaltene vorhergehende Datenpegel der Datenfolge vom Eingang des Flip-Flops 482 auf dessen Ausgang getaktet wird (Fig.36E-(2), (3) und (4)). Daher stellen die Ausgangssignale der Flip-Flops 481 und 482 die zu codierenden Datenbits zweier aufeinanderfolgender Bitzellen dar.

Die Ausgänge der Flip-Flops 481 und 482 sind auf die Eingänge von drei NAN D-Gattern 486, 487 und 488 geführt, um logischen Einsen und logischen Nullen in der Datenbitfolge entsprechende Impulse getrennt weiterzuleiten. Das NAND-Gatter 486 erhält drei Eingangssignale. Dabei handelt es sich um das Ausgangssignal des Flip-Flops 481, das Ausgangssignal des Flip-Flops 482 sowie die Φ 1-Taktimpulse (Fig.36E-(I) auf der

Leitung 475 die durch einen Inverter 484 von der Ausgangsleiiung 475a des Taktgenerators 456 geliefert werden.

Dieses NAND-Gatter wird wirksam geschaltet, um immer dann einen Ausgangsimpuls 489 (Fig.36E-(6))

bei Aufnahme eines Φ 1-Taktsignals zu liefern, wenn an den anderen Eingängen ein tiefer Pegel liegt Dies ist lediglich dann der Fall, wenn aufeinanderfolgend empfangene Datenbits logische Nullen sind. Das NAND-Gatter 486 liefert also auf eine logische Null bezogene Impulse, die durch Sprünge im codierten Format der Datenfolge am Ausgang des Kanalcodierers 453 markiert sind. Ein Null-Bit, das unmittelbar auf ein Eins-Bit folgt, kann das NAND-Gatter nicht durchlaufen, da das Flip-Flop 482 hoch liegt, wenn beispielsweise ein Φ 1-Taktimpuls 490 (Fig.36E-(I)) auftritt. Der Kanalcodierer 453 arbeitet also für aufeinanderfolgend auftretende Null-Datenbits, als wäre der Auswahlschalter 480 in der Stellung 1 gewesen.
Andererseits besitzt das NAND-Gatter 487 zwei Eingänge und wird für alle logischen Null-Datenbits bei Aufnahme eines Φ 1-Taktsignals zur Lieferung eines Ausgangsimpulses (Fig.45E—(5)) wirksam geschaltet. Da das Ausgangssignal des Flip-Flops 282 das NAND-Gatter 487 wirksam schaltet, werden eine Datenzelle nach dem Eintakten der Daten in den Kanalcodierer 453 auf die logische Null bezogene Impulse erzeugt

Das NAND-Gatter 488 besitzt drei Eingänge und wird bei Aufnahme eines Φ 2-Taktsignals für alle logischen Eins-Datenbits durch das invertierte Ausgangssignal des Flip-Flops 482 zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses (Fig.36E-(7)) wirksam geschaltet, wenn es nicht durch einen auf hohem Pegel liegenden

Bitunterdrückungsimpuls 491 (Fi g. 36E-(IO)) auf einer von einem Bi tun terdrückungs-N AN D-Gatter 493 kommenden Leitung 492 gesperrt wird. Das NAND-Gatter 488 erzeugt während des Intervalls des Φ 2-Taktsignals auf die logische Eins bezogene Impulse. Dies ist der Fall, bevor das Flip-Flop 482 durch die positive Hinterflanke des Φ 2-Taktsignals getaktet wird. Die auf die logische Eins bezogenen Impulse werden durch das NAND-Gatter 488 eine Datenzeile nach dem Eintakten der Daten in den Kanalcodierer 453 fiber das Flip-Flop 481 geliefert.

Ein zwei Eingänge besitzendes ODER-Gatter 494 nimmt die auf die logische Null bezogenen Impulse 489 (Fig.36E-(6)) auf, welche durch das NAND-Gatter 486 erzeugt werden. Weiterhin nimmt dieses ODER-Gatter die auf die logische Eins bezogenen Impulse 515 (Fig.36E-(7)) auf, welche durch das NAND-Gatter 488 geliefert werden. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 494, das auf der Ausgangsleitung 451 auftritt, ist daher eine Folge von Impulsen (F i g. 36E-(14)), welche gemäß den Coderegeln für den Kanalcodierer erzeugt werden. Die NAND-Gatter 486 und 488 dienen zusammen mit dem ODER-Gatter 494 also zur Codierung der ankommenden, durch die Rip-Flops 481 und 482 gespeicherten NRZ-L-Daten in das gewählte Kanalcodeformat Das NAND-Gatter 487 arbeitet mit einer im folgenden zu beschreibenden Bitunterdrükkungslogik zusammen, um die selektive Unterdrückung des auf das Eins-Datenbit bezogenen Sprungs in den kanalcodierten Daten zu steuern. Durch Sperrung der Bitunterdrückungslogik 500 aufgrund einer Umschaltung des Schalters 480 aus der in F i g. 45C dargestellten Stellung codieren die NAND-Gatter 486 und 488 die Daten gemäß den Miller-Regeln.

Zur Codierung der Datenbitfolge gemäß den Regeln des quadratischen Miller-Codes enthält die Bitunterdrückungslogik 500 zwei Modulo-2-Zähler 495 und 4% zur Zählung der codierten logischen Einsen und Nullen, wobei im Zusammenwirken mil Gatterschaltkreisen der Bitunterdrückungsbefehl auf der Leitung 492 erzeugt wird, der selektiv auf Eins-Bits bezogene Sprünge in den auf der Leitung 491 auftretenden kanalcodierten Daten unterdrückt. Der Modulo-2-Zähler 495 zählt die auf die logische Null bezogenen Impulse, welche durch das NAND-Gatter 487 auf meinen Takteingang gekoppelt werden. Die vom NAND-Gatter 488 gelieferten, auf die logische Eins bezogenen Impulse werden zur Zählung in den Takteingang des Modulo-2-Zählers 4% eingegeben. Der Zähler 495 erkennt den Beginn jeder Sequenz durch Kippen als Funktion von auf die logische Null bezogenen Impulsen jedesmal, wenn eine logische Null codiert wird, wobei er jedesmal freigegeben wird, wenn ein auf eine logische Eins bezogener Sprung unterdrückt wird. Wie aus den oben erläuterten Coderegeln zu entnehmen ist, kippt der Zähler 495 zweimal während einer Sequenz des zweiten Typs und niemals während einer Sequenz des ersten Typs, so daß er sich vor dem Beginn jeder Sequenz in seinem freigegebenen Zustand befindet. Die Bitunterdrückungslogik 500 muß das Ende einer Sequenz des dritten Typs erkennen. Der Modulo-2-Zähler 496 dient bei der Durchführung dieser Funktion zum Kippen als Funktion der auf die logische Eins bezogenen Impulse jedesmal, wenn eine logische Eins codiert wird, wobei er beim Codieren einer logischen Null als Funktion der auf die logische Null bezogenen impulse freigegeben wird. Die Signalzüge (8) und (9) nach F i g. 36E erläutern die entsprechenden ODerationen der Modulo-2-Zähler 495 und 496. wenn deren Ausgänge nicht in einer ODER-Verbindung 501 zusammengefaßt sind. Der Signalzug (13) nach F i g. 36E gibt die tatsächlichen Verhältnisse an der ODER-Verbindung 501 wieder. Aus den vorstehenden Erläuterungen ergibt sich, daß sich der Zähler 495 in seinem freigegebenen Zustand befindet, wenn sich der Zähler 496 nicht in seinem freigegebenen Zustand befindet Dabei ist das vorhandene zu codierende Bit eine logische Eins und das nächstfolgende Bit eine logische Null, wobei der Bitunterdrückungsbefehl durch das NAND-Gatter 493 auf der Leitung 492 geliefert wird, um das NAND-Gatter 488 zu sperren, wobei die Codierung des vorhandenen logischen Eins-Bits unterdrückt wird.

Im Zusammenhang mit den Gatterkreisen zur Steuerung der Freigabe, der beiden Modulo-2-Zähler 495 und 4% ist der Setzeingang des Zählers 496 an das NAND-Gatter 487 angekoppelt, so daß sein Ausgangssignal jedesmal dann hoch liegt, wenn ein auf die logische Null bezogener Impuls als Ausgangssignal vom NAND-Gatter 487 abgegeben wird. Der Setzeingang des Zählers 495 ist an den Ausgang eines NAND-Gatters 497 angekoppelt, so daß sein Ausgangssignal jedesmal dann hoch liegt, wenn ein auf die logische Eins bezogener Sprung in der Kanalcodierung der Datenbitfolge unterdrückt wird. Wie sich aus den folgenden Ausführungen noch ergibt, ist in die Ausgangskreise des Modulc-2-Zählers 495 und des NAND-Gatters 493 ein Paar von Kapazitäten 498 und 499 eingeschaltet, um den an der ODER-Verbindung 501 auftretenden logischen Setzpegel des Zählers 495 zu verzögern und den Bitunterdrückungsbefehl vom NAND-Gatter 488 zu entfernen.

Der Bitunterdrückungsbefehl wird durch das NAND-Gatter 493 erzeugt, welches das erste Bit aufeinanderfolgender zu codierender Datenbits, das in invertierter Form am Ausgang des Flip-Flops 482 vorliegt, das nächstfolgende Bit der zu codierenden aufeinanderfolgenden Datenbits, das am Ausgang des Flip-Flops 481 vorhanden ist, sowie die Zählerstände der Modulo-2-Zähler 495 und 496 untersucht Liegt einer der Zählerausgänge an der ODER-Verbindung 501 hoch, so wird das NAND-Gatter gesperrt Tritt jedoch der Beginn einer Sequenz des dritten Typs auf, so liegen beide Zähler 495 und 4% tief, so daß am Eingang des NAND-Gatters 493 ein es wirksam schaltendes Signal entsteht Sind die nächsten beiden zu codierenden Bits eine von einer logischen Null gefolgte logische Eins, so wird der Bitunterdrückungsbefehl 491 auf der Leitung 492 beim Auftreten des Φ 2-Taktimpulses 502 (Fig.36E-(2)) unmittelbar vor dem Φ 1-Taktimpuls 490 erzeugt, wodurch die Bildung des auf die logische Eins bezogenen Impulses über das NAND-Gatter 493 bewirkt wird. Tritt der Φ1-Taktimpuls 490 (Fig.36E—(2)) auf der Leitung 474 auf, wodurch das NAND-Gatter 488 einen auf die logische Eins bezogenen Impuls erzeugt, so wird das NAND-Gatter 488 durch den Bitunterdrückungsbefehl auf der Leitung 492 gesperrt, so daß der auf die logische Eins bezogene Impuls unterdrückt wird. Dies ist im Signalzug (14) nach Fig.36E durch gestrichelt dargestellte Impulse 512 angedeutet. Der Bitunterdrückungsbefehl wird beim Setzen des Zählers 495 beendet. Der Setzimpuls 505 (Fig.36E-(12)) wird durch das NAND-Gatter 497 als Funktion des Bitunterdrückungsbefehls 491 (Fig.36E-(IO)) auf der Leitung 510 und dem oben genannten Φ 1 -Taktimpuls 490 erzeugt, welcher um eine halbe Periode der Frequenz 3 SCnach dem Φ 2-Taktim-

puls oder um etwa 47 Nanosekunden später auftritt Um sicherzustellen, daß der Zähler 495 nicht gesetzt und der Bitunterdrückungsbefehl nicht entfernt wird, bis der Φ 1-Taktimpuls 490 beendet ist, sind die Verzögerungskapazitäten 438 und 499 vorgesehen, um die Rückkehr des Zählers 495 auf seinen hoch liegenden Setzpegel zu verzögern, wodurch das NAND-Gatter 493 gesperrt gehalten wird, und um die Rückkehr des NAND-Gatters 493 auf seinen tief liegenden Abschaltpegel zu verzögern, wodurch die Dauer des Bitunterdrückungsbefehls 49J ausgedehnt wird. Der Effekt dieser Verzögerung ist aus dem Verlauf von Signalkurven 508 und 509 in den Signalzügen (10) und (13) nach F i g. 36E ersichtlich.

Zur Abschaltung der Bitunterdrückungslogik 500 wird der Schalter 480 in die Stellung geschaltet, in der ein Signal mit hohem Pegel (Masse im Kanalcodierer 453 dieses Gerätes) auf der Setzleitung 510 für den Zähler 495 erzeugt wird. Dadurch wird der Zähler permanent in seinen Setzzustand gebracht, wodurch der Eingang des NAND-Gatters 493 von der ODER-Verbindung ein Abschaltsignal mit hohem Pegel erhält Daher können keine Bitunierdrückungsbefehle 491 erzeugt werden, so daß auch keine Bits unterdrückt werden.

Gewöhnlich enthalten selbsttaktende Datencodeformate Daten- und Taktinformation als speziell placierte Sprünge zwischen zwei Signalpegeln. Wenn derartige codierte Daten über einen Übertragungskanal übertragen werden, tritt wegen der nichtlinearen Charakteristik der meisten Übertragungskanäle eine gewisse Zeittaktverzerrung auf. Fällt diese Zeittaktverzerrung ins Gewicht, so können Fehler auftreten, weil der Decodierer die richtige Lage der übertragenen Sprünge nicht feststellen kann. Darüber hinaus kann die Zeittaktverzerrung bei großen Datendichten, wie sie bei dem hier in Rede stehenden Gerät vorkommen, zu unannehmbaren Fehlern in den übertragenen Daten führen. Dies ist insbesondere der Fall, wenn gegensinnig gerichtete Sprünge Daten- und Zeittaktinformation führen, wie dies bei den Codes für das vorliegende Gerät vorkommt Nichtlineare Übertragungskanäle ändern die positiven und negativen Sprünge in nichtlinearer Weise in bezug auf die Zeit Daher werden am Ende eines Übertragungskanals gewöhnlich pegelempfindliche Datendetektoren verwendet, um die übertragenen Daten so aufzuarbeiten, daß sie richtig positionierte Sprünge besitzen. Die positiven und negativen Sprünge werden dabei unterschiedlich positioniert Die unterschiedliche Positionierung tritt auf, weil ein positiver Sprung mit beträchtlicher Zeittaktverzerrung den zur Feststellung des Vorhandenseins von Sprüngen gewählten Pegel zu einem Zeitpunkt nach seiner nominalen Lage erreicht Dieser Pegel unterscheidet sich von demjenigen Pegel, welcher für einen entsprechend verzerrten negativen Sprung erforderlich ist

Um die Zuverlässigkeit der Übertragung der codierten Daten, in denen gegensinnig gerichtete Sprünge die Daten- und Taktinformation führen, zu verbessern, codiert jeder Kanalcodierer 453 die Datenbitfolge an seinem Eingang durch Erzeugung von Impulsen gemäß den Regeln des gewählten Codes an Sprungstellen des codierten Formates. In dem speziell für das vorliegende Gerät verwendeten Kanalcodierer werden auf die logische Eins bezogene Impulse 515 (Fig.36E-(7)) und (14) an den Datenzellengrenzen erzeugt um auf die logische Eins bezogene Sprünge zu definieren, welche in den codierten Daten auftreten. Auf die logische Null bezogene Impulse589 (Fig.36E-(6)) und (14) werden im Zentrum einer Datenzeile erzeugt, um auf die logische Null bezogene Sprünge zu definieren, welche in den codierten Oaten auftreten. Die sprungbezogenen Impulse werden durch den Taktgenerator 456 erzeugt, um genau definierte Flanken zu erhalten, wobei die Hinterflanke ausgewählt wird. Dieser zweite Taktgenerator 456 enthält zwei monostabile Kippstufen, welche durch die gegenphasigen, vom

ίο ersten Taktgenerator 455 über die Leitungen 472 und 473 gelieferten 3-SC-Taktsignale getaktet werden. Da die Vorderflanken der durch die monostabilen Kippstufen erzeugten positiven Impulse durch schnelles Umschalten der Kippstufen aus ihrem stabilen Zustand in ihren quasi-stabilen Zustand definiert sind (es sind keine ins Gewicht fallenden die Zeitkonstante bestimmenden Komponenten beteiligt), ist jede Vorderflanke mit allen anderen identisch und tritt in einem genauen Zeitpunkt folgend auf das Auftreten des positiven Sprungs des Taktsignals auf. Die beiden Kippstufen des zweiten Taktgenerators liefern daher Φ 1 - und Φ 2-Taktimpulsfolgen, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Impulsbreite von etwa 17 Nanosekunden besitzen, wobei die Vorderflanken der Impulsfolgen in bezug aufeinander und in bezug auf die Impulse der jeweils anderen Impulsfolge genau definiert sind. Wie oben bereits ausgeführt werden die Φ 1-Taktimpulse auf der Leitung 475 als Impulse durch das NAND-Gatter 488 getaktet, welche auf in den codierten Daten enthaltene logischen Einsen bezogen sind Die auf der Leitung 474 gelieferten Φ 2-Taktimpulse werden als sprungbezogene Impulse durch das NAND-Gatter 486 getaktet, wobei diese sprungbezogenen Impulse auf in den codierten Daten auftretende Nullen bezogen sind.

Da die NAND-Gatter 488 und 486 in Zeitpunkten wirksam geschaltet sind, in denen die Φ \- und Φ 2-Taktsignale zur Übertragung als sprungbezogene Impulse empfangen werden (Fig. 36E-(4), (7) und (14) für Eins-Bit-Impulse und Fig. 36E-(3), (4), (5), (6) und

(14) für Null-Bit-Impulse), werden ihre entsprechenden Vorderflanken durch die Übertragung über die NAND-Gatter nicht merklich beeinflußt. Da der Übertragungskanal, über den die Impulse übertragen werden, auf identische Impulsflanken gleich wirkt, gehen die genauen Lagen der sprungbezogenen positiven Impulsflanken und damit die Datensignalsprünge selbst aufgrund von Verzerrungen, welche die Impulse durch die Wirkung des Übertragungskanals erleiden können, nicht verloren.

Die codierten sprungbezogenen Impulse am Ausgang des Codierers % auf den Leitungen 451 werden durch die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 98 auf die Übertragungsleitung 152 übertragen, welche zu den den Scheibenantriebseinheiten 73 zugeordneten Daten-Schnittstellenschaltungen 151 für die Scheibenantriebseinheiten führt. Die Schnittstellenschaltung 89 enthält konventionelle logische Konverter, welche logische TTL-Pegel auf den Leitungen 451 in logische ECL-Pegel überführen. Damit werden Impulse mit komplementären Pegeln auf zwei Leitungen in der Weise erhalten, daß sie an verschiedenen Stellen des Gerätes verwendbar sind. Die Schnittstellenschaltung 151 der zur Aufzeichnung ausgewählten Scheibenantriebseinheit führt die Daten auf den Aufzeichnungsverstärker und den Kopf schalterkreis (Fig.44A und 44B) der ausgewählten Scheibenantriebseinheit. Ein in jeder Datenbitleitung enthaltenes, durch zwei teilendes JK-Flip-Flop 1070, welches die sprungbezogenen Impulse aufnimmt,

spricht auf die Vorderflanken der übertragenen Impulse an, um schnell zwischen seinen beiden stabilen Schaltzuständen umgeschaltet zu werden. Damit wird die übertragene Impulsform der codierten Daten zur Aufzeichnung in Form von Sprüngen zwischen zwei Signalzuständen in die Pegelsprungform überführt. Vor dieser Umformung durch das JK-Flip-Flop 1070 durchlaufen die übertragenen Impulse in jeder Datenbitleitung einen Differenzverstärker-Zeilenempfänger 2020' (Fig.46A) in der Daten-Schnittstellenschaltung für die Scheibenantriebseinheiten. Dabei handelt es sich um eine Stufe, wie sie anhand des Decoders 52S (Fig.37A) in der Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 beschrieben wurde. Die übertragenen impulse werden dabei nach dem Durchlauf durch die zugehörige Übertragungsleitung des Übertragungsleitungsbusses 152 (Fig.8B) mit genau definierten Vorderflanken regeneriert.

Die zehn Datenbitfolgen der codierten Daten, welche acht Video-Datenbitfolgen, eine Paritätsbitfolge (falls ein Paritätsbit vorhanden ist) und eine Datenspur-Bitfolge umfassen und über einen Übertragungsleitungsbus 154 zu einer Scheibenantriebseinheit (F i g. 8B) übertragen wurden, werden durch einen oder mehrere vom Datenauswahlschalter 128 ausgewählte Wiedergabekanäle 91 (Fig.4) aufgenommen. Am Eingang jedes Wiedergabekanals werden die zehn übertragenen Datenbitfolgen durch jeweils eine gesonderte Decodierund Zeitbasiskorrekturschaltung 100 aufgenommen, um eine Decodierung der codierten Daten in die NRZ-L-Form des digitalen Codes durchzuführen. Sodann wird eine Zeitbasiskorrektur der NRZ-L-Daien durchgeführt, um Zeitverschiebungsfehler in den empfangenen Datenfolgen in den Kanälen oder zwischen den Kanälen zu eliminieren. Solche Bitzeit-Verschiebungsfehler ergeben sich aus der Wirkung des Datenübertragungskanals auf die übertragenen Daten, wobei Symbolinterferenzen- und -reflektionen aufgrund von Impedanzdiskontinuitäten im Übertragungskanal auftreten. Dadurch wird der Zeittakt der im Kanal übertragenen Daten gestört. In einem Datenübertragungskanal eines Video-Aufzeichnungsgerätes ergeben sich Bitzeit-Verschiebungsfehler gewöhnlich aufgrund von Änderungen der Abmessungen des Aufzeichnungsmediums, welche ihrerseits durch Umweltbedingungen, durch Differenzen der Relativgeschwindigkeiten zwischen Kopf und Aufzeichnungsmedium bei Aufzeichnung und Wiedergabe und durch mechanische Unterschiede von Gerät zu Gerät, die sich aus geometrischen Differenzen zwischen den Köpfen und dem Aufzeichnungsmedium ergeben, hervorgerufen. Bei Videogeräten mit starren scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern, wie sie durch die Scheibenstapel 75 im vorliegenden Gerät gegeben sind, treten gewöhnlich keine großen Zeitverschiebungsfehler in den übertragenen Daten auf. Dies ist insbesondere bei Datendichten der Fall, wie sie bei analogen Aufzeichnungsgeräten mit scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern heute gebräuchlich sind. Die in derartigen Geräten verwendeten starren Aufzeichnungsträger sind hinsichtlich ihrer Abmessungen stabil, wobei Servomechanismen die Relativgeschwindigkeiten zwischen den Köpfen und den starren Aufzeichnungsmedien in ausreichenden Toleranzen halten können, so daß Zeitverschiebungsfehler klein gehalten werden. In bestimmten Anwendungsfällen von Aufzeichnungsgeräten mit scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern sind die Zeitverschiebungsfehler so klein, daß sie vernachlässigbar sind. In solchen Fällen ist eine Zeitbasiskorrektur nicht erforderlich.

Im vorliegenden Gerät mit Zeitbasiskorrektur-Schal· tung werden jedoch (mit geringfügigen Modifikationen' sehr zuverlässige Scheibenantriebseinheiten verwendet die speziell für Computer-Datenverarbeitung entwik kelt und hergestellt sind. Diese Computer-Scheibenan triebseinheiten halten jedoch die Relativgeschwindigkeiten zwischen Kopf und Scheibe nicht stabil genug um unzulässige Bitzeit-Verschiebungsfehler in der

ι ο Datenbitfolgen zu vermeiden, wenn derartige Scheibenantriebseinheiten im vorliegenden Gerät zur Verarbeitung von Videodaten verwendet werden. Das liegi daran, daß die Scheibenstapel-Spindel in der Antriebseinheit nicht servogeregelt ist, sondern durch einer

is gewöhnlichen Dreiphasen-Wechselstrommotor angetrieben wird, für den als Bezug eine relativ unstabile Netzspannung verwendet wird. Die Rotationsstellung des Scheibenstapels ist dabei relativ zu einem externen Bezug nicht regelbar. Die resultierenden Positionsfehlei und Bitzeit-Verschiebungsfehler sind insbesondere bei hohen Datenbitdichten beispielsweise im Bereich vor 10,7 MHz nachteilig. Derartige Frequenzen sind andererseits für Senderqualität der Videodaten erforderlich, um eine Reduzierung in der Qualität det Videoinformation auszuschalten. Um den Vorteil dei mechanischen Zuverlässigkeit existierender Computer-Scheibenantriebseinheiten auszunutzen, ist in dem hiet in Rede stehenden Gerät ein Positionsservosystem für den Wechselstrommotor sowie eine Zeitbasis-Korrekturschaltung vorgesehen, um unzulässige Zeitverschiebungsfehler in den Datenbitfolgen zu eliminieren. Dabei ist dann eine Änderung der zuverlässigen Auslegung det Computer-Scheibenantriebseinheiten nicht erforderlich Wie oben bereits beschrieben, werden die codierter Datenbitfolgen vor der Durchführung einer Zeitbasiskorrektur in ihre ursprüngliche NRZ-L-Digitalform zurückdecodiert. Zu diesem Zweck enthält die Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 gemäß der F i g. 37A und 37 B eine Kanaldecodierschaltung 525 mil einem Paar von Eingängen 526, welche an der Datenauswahlschalter 128 (Fig.8A und 8B) angekoppelt sind. Hier werden die codierten Daten eingespeist welche wie bereits beschrieben in Form von codierter sprungbezogenen Impulsen wie beispielsweise der Impulsen 515 und 489 gemäß F i g. 36E - (14) vorliegen Das Eingangspaar 526 ist an den Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 angekoppelt welcher so geschaltet ist, daß gleichsinniges Rauschen in dem Paai von komplementären sprungbezogenen Impulsen eliminiert wird, wobei diese Impulse nach Durchlauf durch den Datenauswahischaiter i25 (Fig.SB) über das im Übertragungsleitungsbus 154 enthaltene Übertragungsleitungspaar geliefert werden. Der Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 erzeugt weiterhin aus jedem übertragenen Paar von komplementären sprungbezogenen Impulsen einen einzigen sprungbezogener Impuls, so daß der regenerierte Impuls eine genau definierte Vorderflanke besitzt, welche gemäß der Coderegeln des für die ursprünglich codierten Video-NRZ-L-Daten gewählten Codes richtig positioniert ist Speziell liefert der Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 einen einzigen regenerierten Sprungimpuls dessen Vorder- und Hinterflanke entsteht, wenn die Pegel der Flanken der empfangenen komplementären Impulse gleich sind. Durch eine deratige Untersuchung der Flanken der übertragenen komplementären Impulse sind die Vorderflanken aller regenerierten Impulse gemäß den Coderegeln richtig positioniert, weil

gleichsinnige, d. h. positive und negative Vorderflanken jedes Paars von komplementären Impulsen zur Festlegung des Auftretens der Vorderflanke jedes regenerierten sprungbezogenen Impulses dienen. Weil der Übertragungskanal, durch den die sprungbezogenen Impulse zur Decodierschaltung 525 übertragen werden, identische Impulsflanken gleich beeinflußt, haben Zeitverzerrungen der Impulsflanken keinen Einfluß auf die Regeneration der sprungbezogenen Impulse.

Nach der Regeneration der sprungbezogenen Impulse werden diese über eine Leitung 528 zur Taktung einer monostabilen Kippstufe 529 benutzt, wobei diese Taktung bei jedem Auftreten eines regenerierten Impulses durch dessen definierte Vorderflanke erfolgt Die monostabile Kippstufe 529 wird schnell aus ihrem stabilen Schaltzustand in ihren quasi-stabilen Schaltzustand geschaltet, um die genau definierte Vorderflanke der sprungbezogenen Impulse zu definieren. Einer der Ausgänge der monostabilen Kippstufe 529 ist über eine Leitung 530a auf den Takteingang eines durch 2 teilenden Flip-Flops 531 geführt Beim Auftreten jedes regenerierten sprungbezogenen Impulses wird das Flip-Flop 531 schnell zwischen seinen zwei stabilen Schaltzuständen durch die Vorderflanken der regenerierten Impulse umgeschaltet wodurch die Impulsform der kanalcodierten Daten in die Pegelform überführt wird, um eine nachfolgende Decodierung der Daten in die ursprüngliche NRZ-L-Digitalform durchführen zu können. Dieser Sachverhalt wird im folgenden noch genauer beschrieben.

Die monostabile Kippstufe 529 liefert komplementäre Ausgangssignale der kanalcodierten Daten auf die Leitung 530a sowie eine Leitung 5300. Die komplementären Ausgangssignale werden auf einen 6-SC-Taktgenerator 532 gekoppelt welcher auf Ausgangsleitun- gen 533 und 534 komplementäre 6-SC-Taktsignale liefert die durch die Datendecodierschaltung 525 zur Decodierung der empfangenen Daten ausgenutzt werden. Der Taktgenerator enthält einen auf der Frequenz 6SC schwingenden spannungsgesteuerten Oszillator 537, welcher durch einen Phasendetektor 535 auf die Phase des in den kanalcodierten Daten enthaltenen Datentaktes festgelegt wird. Die komplementären sprungbezogenen Datenimpulse am Ausgang der monostabilen Kippstufe 529 auf den Leitungen 530a und 5306 werden auf den Eingang des Phasendetektors 535 gekoppelt dessen Ausgang über eine Leitung 536 an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 537 geführt ist Der Phasendetektor 535 untersucht die Phase des durch den Oszillator 537 gelieferten 6-SC-Taktsignals in bezug auf die empfangenen und regenerierten sprungbezogenen Datenimpuise und liefert ein Fehlerkorrektursignal zum Oszillator über eine Phasenfehler-Glättungskapazität 538. Eine Änderung der Phase der empfangenen Daten bewirkt über den Phasendetektor 535 eine Änderung des mittleren Spannungswertes an der Kapazität 538 um einen entsprechenden Betrag, wodurch die Phase des vom spannungsgesteuerten Oszillator 537 gelieferten 6-SC-Taktsignals auf den Takt in den kanalcodierten Daten justiert wird.

Der Phasenfeststellvorgang wird durch ein Paar von angepaßten Stromquellen 540 und 541 durchgeführt, die über jeweils eine Ausgangsleitung 542 bzw. 543 an die mit der Phasenfehler-Glättungskapazität 538 verbündene Leitung 536 angekoppelt sind. Bei Abwesenheit eines sprungbezogenen Datenimpulses liegt die von der monostabilen Kippstufe 529 abgehende Leitung 5306 hoch, wodurch die Stromquelle 541 wirksam geschaltet wird. Da die Basen von Transistoren eines einen Stromschalter 545 bildenden Differentialpaars am Ausgang der Stromquelle 541 an Masse liegen, teilt sich der durch die Stromquelle 541 gelieferte Strom in zwei gleiche, durch den Stromschalter 545 definierte Stromwege auf. Der Strom in dem Weg, der durch den an die Ausgangsleitung 543 gekoppelten Stromschalter 545 definiert ist, fließt in die Leitung 536, um die Phasenfehler-GIättungskapazität 538 auf einen Spannungswert zu ändern, welcher die Erzeugung eines 6-SC-Taktsignals mit Nennfrequenz und Nennphase durch den spannungsgesteuerten Oszillator 537 bewirkt wenn die Decodierschaltung 525 keine Datenfolge erhält. Es wird also auch bei Abwesenheit einer Datenbitfolge am Eingang der Decodierschaltung 525 ein 6-SC-Taktsignal mit Nennfrequenz erzeugt Dadurch wird die schnelle Synchronisation des Oszillators 537 auf den Datentakt erleichtert wenn eine Datenbitfolge empfangen wird, wobei die richtige Decodierung der kanalcodierten Daten erfolgt

Wird ein sprungbezogener Datenimpuls auf der Eingangsleitung 526 empfangen, so liefert die monostabile Kippstufe ein Signal mit hohem Pegel auf der Leitung 530a und ein Signal mit tiefem Pegel auf der Leitung 5306 in einen Intervall, das durch einen Zeitkonstantenkreis 529a festgelegt ist. In der vorliegenden Decodierschaltung beträgt dieses Intervall etwa 17 Nanosekunden. Das Signal mit tiefem Pegel auf der Leitung 5306 schaltet die Stromquelle 541 ab, wodurch die Aufladung der Phasenfehler-Glättungskapazität 538 über die Stromquelle 545 beendet wird. Das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung 530a schaltet jedoch die andere Stromquelle 540 wirksam, welche die Phasenfehler-Glättungskapazität 538 in Übereinstimmung mit den relativen Leitungsperioden zweier Hälften 544a und 5446 eines Stromschalters 544 auflädt der durch als Differentialpaar geschaltete Transistoren gebildet wird. Die die beiden Hälften 544a und 544b des Stromschalters bildenden Transistoren sind mit ihren Basen an den über die Leitung 533 gelieferten 6-SC-Takt angekoppelt Liegt der Takt auf tiefem Pegel, so wird der Transistor 544a abgeschaltet Der andere Transistor 5446 leitet jedoch, weil ein RC-Kreis 547 mit großer Zeitkonstante die Spannung an dessen Basis auf einem Mittelwert hält welcher positiver als der Wert des auf tiefem Pegel liegenden 6-SC-Taktes ist Daher fließt der gesamte durch die Stromquelle 540 gelieferte Strom durch den einen durchgeschalteten Transistor 5446 zur Ausgangsleitung 542 der Stromquelle 540.

Wenn der 6-SC-Takt einen hohen Pegel annimmt so wird die Basis des Transistors 544a positiver ais die Basis des Transistors 5446. Daher wird der Transistor 544a durchgeschaltet und der Transistor 5446 abgeschaltet Der Stromfluß zur Phasenfehler-Glättungskapazität 538 wird somit unterbrochen. Ist der von der Stromquelle 540 empfangene sprungbezogene Datenimpuls zeitlich zu dem durch den Stromschalter 544 gelieferten 6-SC-Takt so positioniert daß Sprünge vom tiefen zum hohen Pegel im 6-SC-Takt in der Mitte der sprungbezogenen Datenimpulse auftreten, so werden die Transistoren 544a und 5446 des Stromschalters für gleiche Intervalle durchgeschaltet wobei die Spannung an der Phasenfehler-Glättungskapazität 538 auf einem Mittelwert gehalten wird, der einem 6-SC-Takt mit richtiger Phase entspricht Jede Änderung in der Datenbitfrequenz der empfangenen kanalcodierten Datenbitfolge ändeit die Lage der sprungbezogenen

Impulse am Eingang der Stromquelle 540 relativ zu den Sprüngen vom tiefen zum hohen Pegel des 6-SC-Taktes am Eingang des Stromschalters 544. Ist dies der Fall, so wird einer der Transistoren der Stromquelle 544 während der Periode, in welcher die Stromquelle 544 (durch den sprungbezogenen Impuls) wirksam geschaltet ist, für ein längeres Intervall als der andere Transistor durchgeschaltet, wobei diese Durchschaltung eines der Transistoren für ein längeres Intervall davon abhängt, ob die Datenbitfrequenz zunimmt oder abnimmt. Dies bewirkt eine entsprechende Änderung des in die Phasenfehler-Glättungskapazität 538 fließenden Stroms und eine entsprechende korrigierende Änderung im mittleren Spannungswert an dieser Kapazität. Eine Änderung des Spannungswertes an der Kapazität bewirkt eine Änderung der Phase und der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 537, bis die sprungbezogenen Impulse in bezug auf die Änderung vom tiefen zum hohen Pegel in dem von der Stromquelle 540 gelieferten 6-SC-Takt zentriert sind. Ist die Änderung vom tiefen zum hohen Pegel im 6-SC-Takt in bezug auf die Dauer der sprungbezogenen Impulse zentriert, so liefern die beiden Hälften 544a und 5446 des Stromschalters einzeln für gleiche Intervalle Strom von der Stromquelle 540. Die mittlere Spannung an der Kapazität 538 wird daher auf dem Wert gehalten, welcher zur Festlegung der Freqwuenz und der Phase des 6-SC-Oszillators 537 auf die Datentaktfrequenz der empfangenen kanalcodierten Daten erforderlich ist

Führt der spannungsgesteuerte Oszillator 537 die Phasenfestlegung auf die empfangenen Daten nicht aus oder werden durch einen der Decoder in den in den 10-Bit-Leitungen eines Wiedergabekanals enthaltenen Zeitbasiskorrekturschaltungen 100 keine Daten empfangen, so wird auf einer zum Referenztaktgenerator 98 führenden Ausgangsleitung 550 ein Frequenzentriegelungssignal geliefert Alle Leitungen 550 von den 10 Decodern und Zeitbasiskorrekturschaltungen des Wiedergabekanals im Referenztaktgenerator 98 werden verodert, um für den Fall einen Frequenzentriegelungsbefehl über die Signalsystem-Schnittstellenschaltung 119 auf das Computerregelsystem 92 zu koppeln, daß im Wiedergabekanal ein oder mehrere Frequenzentriegelungssignale erzeugt werden. Das Computerregelsystem 92 spricht in der Weise auf den Frequenzentriegelungsbefehl an, daß es einen Video-Stummschaitbefehl zur Video-Wiedergabeausgangsschaltung (F i g. 41A und 41B) liefert, welcher die Aussendung von Daten zu der anfordernden Station blockiert Im Decodierer 525 wird das Frequenzentriegelungssignal durch Feststellen des Ausfalls des Decodierers bei der Erzeugung eines Datenbits für 16 Perioden des 6-SC-Signals erzeugt Das Frequenzentriegelungssignal wird durch einen durch 2 teilenden Kreise 546 geliefert, dessen Takteingang jedesmal dann einen Taktimpuls über die Leitung 548 erhält, wenn der Decodierer 525 für ein Intervall von 4 Perioden des 3-SC-Signals und damit von 8 Perioden des 6-SC-Signals kein Datenbit feststellt Erscheint ein zweiter Taktimpuls auf der Leitung 548, bevor der durch 2 teilende Kreis 546 durch das NAND-Gatter 549 zurückgesetzt wird, so liefert der durch 2 teilende Kreis 546 das Frequenzentriegelungssignal auf der Leitung 550. Das NAND-Gatter 549 setzt den durch 2 teilenden Kreis 546 jedesmal zurück, wenn eine Koinzidenz zwischen einem tiefen Pegel des durch den Oszillator 537 gelieferten 6-SC-Taktes und einem tiefen Pegel auf der Leitung 5306 auftritt, was der Fall ist, wenn ein sprungbezogener Datenimpuls am Eingang 526 des Decodierers empfangen wird.

Nachdem das durch 2 teilende Flip-Flop 531 die codierten Daten aus der sprungbezogenen Impulsform in die kanalcodierte NRZ-L-Form überführt hat, werden die Daten über die Leitung 531a auf ein Paar von Flip-Flops 551 und 552 (Fig.37B) am Eingang einer Decodierschaltung 525a gekoppelt Diese Decodierschaltung kann gemäß den beiden obengenannten Coderegeln codierte Daten decodieren. Fig.37E(I) zeigt die durch den Codierer 96 bei Stellung des Auswahlschalters 480 nach Fig.36C in Stellung 1 codierten Daten und Fig.37E(2) die codierten Daten bei Stellung des Auswahlschalters 480 in Stellung 2. Die Flip-Flops werden durchs 1- und Φ 2-3-SC-Taktsignale getaktet welche von dem durch den Oszillator 537 erzeugten 6-SC-Takt abgeleitet werden.

Der 6-SC-Takt auf der Leitung 534 wird auf einem Eingang von NAN D-Gattern 553a und 553b gekoppelt Der andere Eingang dieser NAND-Gatter erhält komplementäre S-SC-Rechtecksignale, welche durch ein durch 2 teilendes Flip-Flop 534a aus dem 6-SC-Takt auf der Leitung 534 erzeugt werden. Die NAND-Gatter werden wirksam geschaltet wenn ihre Eingänge tief liegen, um die positiven Φ 1-Taktimpulse (F i g. 37E-{4)) zur Taktung des Flip-Flops 552 und die positiven Φ2-Taktimpulse (Fig.37E-(3)) zur Taktung des Flip-Flops 551 zu liefern. Die Φ 1- und Φ 2-Taktimpulse sind zeitlich um eine halbe Periode des 3-SC-Signals gegeneinander verschoben. Daher ist der Zeitpunkt in dem der Pegel der codierten NRZ-L-Daten auf der Leitung 531a durch das Rip-Flop 551 getaktet wird, um eine halbe Periode des 3-SC-Signals gegen den Zeitpunkt verschoben, in dem der Pegel durch das Flip-Flop 552 getaktet wird (Fig.37E-(5) und (6)).

Beide Flip-Flops sind an die beiden Eingänge eines Exklusiv-ODER-Gatters 554a angekoppelt Dieses Exklusiv-ODER-Gatter dient zur Feststellung des Auftretens einer Änderung im Pegel der kanalcodierten NRZ-L-Daten am Eingang der Flip-Flops 551 und 552 zwischen den Zeitpunkten, in denen sie durch die gegeneinander versetzten Φ \- und Φ 2-Taktimpulse (Fig.37E-(7)) getaktet werden. Um festzustellen, ob die Änderung im Zustand am Eingang der Flip-Flops ein logisches Eins-Bit repräsentiert ist der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a auf einen Eingang eines NAND-Gatters 555 gekoppelt Der andere Eingang dieses NAND-Gatters erhält Φ 1-3-SC-Taktimpulse über einen Inverter 555a vom NAND-Gatter 553a. Repräsentiert die Änderung des Pegels am Eingang der Flip-Flops ein logisches Eins-Bit so liegt der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a beim Auftreten eines invertierten Φ 1-3-SC-Taktimpulses tief. Das NAND-Gatter 545 wird durchgeschaltet wodurch ein hoher Pegel an seinem Ausgang entsteht Um eine sichere Taktung des festgestellten logischen Eins-Bit-Impulses am Ausgang des NAND-Gatters 555 zu gewährleisten, ist an dessen Eingang ein Verzögerungskreis 556 angekoppelt welcher den invertierten Φ 1-Taktimpuls aufnimmt so daß der Ausgang des NAND-Gatters für ein Intervall auf hohem Pegel gehalten wird, das länger als der Φ 1-3-SC-Taktimpuls (Fig.37E-(8)) ist Damit wird es möglich, ein folgendes Flip-Flop 557 mit der positiven Hinterflanke des Φ 1-3-SC-Taktes zu takten, um das verzögerte Signal mit hohem Pegel vom NAND-Gatter 555 durchzuschalten (Fig.37E-(9)). Sind die Eingangsdaten gemäß den Coderegeln nach der US-Patentschrift 31 08 261 codiert, so stellt das Ausgangssignal des Flip-Flops 557 die decodierten

NRZ-L-Daten dar. Dies ist im Zeitdiagramm nach F i g. 37E durch gestrichelte Linien dargestellt In dem in den F i g. 37A und 37B dargestellten Decoder ist jedoch ein zusätzliches Flip-Flop 558 erforderlich, um Daten decodieren zu können, welche nach den Coderegeln codiert sind. Bei einer Codierung nach den Regeln des Miller-Codes verzögert dieses zusätzliche Flip-Flop 558 lediglich die decodierten Ausgangsdaten um eine Periode des 3-SC-Signals.

Wenn Daten gemäß den Coderegeln codiert werden, wenn spezielle auf ein logisches Eins-Bit bezogene Sprünge unterdrückt werden, so sind für ein Intervall, das größer als 1,5 Perioden des 3-SC-Signals ist, keine Datensprünge vorhanden. Dies wird durch einen Modulo-4-Zähler 559 festgestellt, dessen Takteingang durch ein NAND-Gatter 5530 gelieferte Φ O-Taktimpulse aufnimmt und dessen Rücksetzeingang an den Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a angekoppelt ist Das Exklusiv-ODER-Gatter 554a liefert einen Rücksetzimpuls, um den Zähler 559 jedesmal dann freizugeben, wenn ein Sprung in den codierten Daten auftritt (Fig.37E-(IO)). Der Ausgang des Modulo-4-Zählers 559 ist an einen Eingang eines UND-Gatters 560 angekoppelt das an seinem anderen Eingang Φ O-Taktimpulse aufnimmt Beide Eingänge liegen für eine halbe Periode des 3-SC-Signals tief, nachdem der Modulo-4-Zähler vier Φ 1-3-SC-Taktimpulse ohne Rücksetzung gezählt hat was dem Fehlen von Datensprüngen für ein Intervall von 2,5 Perioden des 3-SC-Signals entspricht (Fig.37E-(11), (12) und (13)). Damit wird gewöhnlich angezeigt daß in den codierten Daten ein logisches Eins-Bit unterdrückt ist Um sicherzustellen, daß keine Fehler in die Datenfolge eingeführt wurden, untersucht ein folgendes NAND-Gatter 561 ein Ausgangssignal des Flip-Flops 558 in dem Zeitpunkt in dem das UND-Gatter 560 das ein unterdrücktes logisches Eins-Bit repräsentierendes Signal mit tiefem Pegel liefert Liegt der Ausgang des Flip-Flops 558 tief, so ist damit verifiziert, daß ein logisches Eins-Bit unterdrückt wurde, wobei Ausgangsimpulse auf einer Leitung 562 geliefert werden (Fig.37E-(H)), welche mit dem Ausgang des Flip-Flops 557 verodert ist Der Kurvenzug (14) nach F i g. 37E repräsentiert den Zustand des NAND-Gatters 561, wenn dieses nicht mit dem Ausgang des Flip-Flops

557 verodert wäre. Ein zweiter vom NAND-Gatter 561 gelieferter Impuls 563 tritt im Zeitpunkt des Φ 1-3-SC-Taktimpulses auf und wird durch diesen in das Flip-Flop

558 getaktet Damit wird verhindert daß der Ausgang des Flip-Flops 558 auf einen tiefen Pegel zurückkehren kann, wodurch das unterdrückte logische Eins-Bit unterdrückt wurde, wobei ein Ausgangsimpuls auf einer Leitung 562 geliefert wird (F i g. 37E-(14)), welche über das NAND-Gatter 561 mit dem Ausgang des Flip-Flops 557 verodert ist Der Kurvenzug (14) nach Fig.37E repräsentiert den Zustand des NAND-Gatters 561, wenn dieses nicht mit dem Ausgang des Flip-Flops 557 verodert wäre. Ein zweiter vom NAND-Gatter 561 gelieferter Impuls 563 (Fig.37E-(14)) tritt im Zeitpunkt des Φ 1-3-SC-Taktimpulses auf und wird durch diesen in das Flip-Flop 558 getaktet Damit wird verhindert, daß der Ausgang des Flip-Flops 558 auf einen tiefen Pegel zurückkehren kann, wodurch das unterdrückte logische Eins-Bit in die decodierten NRZ-Daten auf einer Leitung 566 eingeführt wird (Fig.37E—(15)). In der Datenspur-Bitleitung werden die decodierten Daten über die Leitung 566 in das Computersteuersystem 92 eingespeist Der durch das Flip-Flop 543a auf der Leitung 574 gelieferte decodierte Datentakt sowie das von einer ersten Schieberegister- und Synchronwort-Detektorschaltung 572 gelieferte Synchronwort auf der Leitung 1D werden ebenfalls in die Datenspur-Schnittstellenschaltung eingegeben.

Ist die Phase des durch das Flip-Flop 543a gelieferten 3-SC-Decodiertaktes unrichtig, so wird eine monostabile Kippstufe 534b durch die Koinzidenz des 6-SC-Taktes auf der Leitung 534 und eines Impulses auf einer Leitung 564 wirksam geschaltet Dieser Impuls wird drei Perioden des 3-SC-Signals vor der ersten Feststellung der Zeilenidentifikation durch den Synchronwortdetektor-Teil der Schaltung 572 erzeugt Liegt der Pegel der decodierten Daten in diesem Zeitpunkt tief, so ist ein Fehler vorhanden. Ein Zähler 590 (Fig. 13A und 37C) nimmt den decodierten 3-SC-Datentakt auf und liefert in im folgenden noch zu beschreibender Weise einen ein vorverschobenes Zählende anzeigenden Impuls (vorverschobener EOC-Impuls) der Frequenz H/2 auf einer Leitung 591. Aufgrund des bekannten Datenbitmusters des Synchronwortintervalls, das gewöhnlich auftritt wenn der ein vorverschobenes Zählende anzeigende Impuls erzeugt wird, kann der decodierte Datenpegel im Schieberegisterteil der Schaltung 572 untersucht werden, um festzustellen, ob die Decodierung richtig erfolgt ist Eine Gatterschaltung 592 liefert einen Impuls auf der Leitung 564, wenn der untersuchte decodierte Datenpegel tief liegt wodurch die monostabile Kippstufe 5346 wirksam geschaltet wird, um für eine Periode des 6-SC-Signals ein Abschaltsignal in den Takteingang des Flip-Flops 534a einzuspeisen. Dies führt zu einer Verschiebung in den Phasen der Φ I- und Φ 2-Taktimpulse um eine halbe Periode des 3-SC-Signals, wodurch die richtige Phase zur richtigen Decodierung der kanalcodierten NRZ-L-Daten zu gewährleisten.

Bei Wiedergabeoperationen enthält jede Folge von decodierten NRZ-L-Daten auf der Ausgangsleitung 566 der Decodierschaltung 525 Zeitbasisfehler in Form von Bitzeit-Verschiebungsfehlern im oben beschriebenen Sinne. Darüber hinaus sind in den neun Datenbitfolgen, welche acht parallele Bits mit digitalisierter Videoinformation und falls vorhanden ein Paritätsbit führen, Fehler von Bitleitung zu Bitleitung bzw. Schräglauf-Zeitverschiebungsfehler vorhanden. Um diese Bitzeit-Verschiebungsfehler aus den NRZ-L-Daten zu eliminieren, ist für jede Datenbitfolge eine Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 vorgesehen, welche derartige Fehler dadurch korrigiert daß eine variable Verzögerung, welche von den NRZ-L-Daten durchlaufen wird,

so elektronisch justiert wird Jede Zeitbasis-Korrekturschaltung enthält Kreise, welche die empfangenen Daten so verarbeiten, daß die Daienbitfrequenzen in allen Videodaten- und Paritätsbit-Leitungen frequenz- und phasenkohärent in bezug auf das für den Wiedergabekanal 91 durch den Referenztaktgenerator 98 gelieferte 3-SC-Bezugssignal sind. Darüber hinaus richten die Zeitbasis-Korrekturschaltungen 565 auch die Datenbits in den Datenbitleitungen in bezug auf ein gemeinsames neu definiertes ///2-Bezaigssignal aus, das durch den Referenztaktgenerator 98 des Wiedergabekanals geliefert wird. Durch diese kombinierten Funktionen werden relative Zeitverschiebungsfehler zwischen den Datenbits in den neun Bitleitungen, Schräglauffehler sowie Bitzeit-Verschiebungsfehler in einer geschalteten Bitleitung eliminiert. Obwohl das neu definierte ///2-Signal mit einer speziellen Phase des SC-Signals synchronisiert ist und dadurch die Verarbeitung der wiedergegebenen Videodaten erläutert wird.

ist es jedoch in bezug auf das Referenz-Horizontal-Syncbronsignal nicht stationär. Aus diesem Grunde führt die Verwendung des ///2-Signals in der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 zu einer Fehlstellung des Synchronwortes in den Videodaten, die durch die Zeitbasiskorrekturschaltung bei abwechselnden Wiedergaben der Videodaten ausgegeben werden.

Die Wirkungsweise der in jeder Datenbitleitung enthaltenen Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach F i g. 13A und anhand der Signaldiagramme nach den Fig. 13B und C erläutert Spezielle Schaltungen zur Durchführung der Operationen der Zeitbasis-Korrekturschaltung sind in den Fig.37B, 37C und 37D dargestellt Die decodierten Daten in jeder Bitleitung, welche über die is Leitung 566 vom Decodierer 525 aufgenommen werden, werden unabhängig von den anderen acht Datenbitleitungen unter Verwendung eines allen Datenbitleitungen gemeinsamen, periodisch auftretenden Zeitbezugssignals korrigiert, das in der Frequenz und in der Phase auf ein bei der Codierung der Daten verwendetes höherfrequentes Taktsignal bezogen ist Bei dem hier in Rede stehenden Video-Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät werden auf Horizontalzeilen bezogene ///2-Signale, welche von den periodisch auftretenden Synchronsignalen abgeleitet werden, die ihrerseits im oben beschriebenen Sinne im Horizontal-Austastintervall synchron in jede Datenbitfolge eingefügt werden, in der Frequenz und in der Phase auf die höherfrequente Farbhilfsträgerkomponente (455 χ H/2) und das 3-SC-Datentaktsignal (1365 χ H/2) bezogen. Diese auf Horizontalzeilen bezogenen ///2-Signale stehen als periodisch auftretender Bezugszeittakt zur Verfügung.

Um die Zeitbasiskorrektur der wiedergegebenen decodierten Daten durchzuführen, werden die Daten in allen Datenbitleitungen durch Einspeisung in einen Phasenschieberkreis 567 auf ein gemeinsames 3-SC-Bezugstaktsignal zeitlich neu eingestellt. Bei der dargestellten Ausführungsform führt ein Mehrfachschieberegister 568 die Rücktaktung aus, wobei das Einschreiben von Daten in Adressen erfolgt, welche durch einen Schreibadressengenerator 569 festgelegt werden. Dieser Schreibadressengenerator 569 wird durch den decodierten 3-SC-Dat^ntakt getaktet, der vom Kanaldecodierer 525 über die Leitung 574 geliefert wird. Die Daten werden durch Steurung mittels eines Leseadressengenerators 570, der durch das 3-SC-Bezugstaktsignal auf der Leitung 571 vom Referenztaktgenerator 98 (Fig.8A) getaktet wird, aus dem Register 558 ausgelesen. Da alle Leseadressengeneratoren 570 des so Phaseneinsteilkreises in den neun Datenbitleitungen durch das gleiche 3-SC-Taktsignal getaktet werden, werden die Daten in allen Datenbitleitungen auf den stabilen 3-SC-Bezugstakt rückgetaktet, welcher für eine NTSC-Fernsehnorm eine Frequenz von 10,7 MHz besitzt.

Die Schreib- und Leseadressengeneratoren 569 und 570 werden aufgrund des in den zu korrigierenden Daten enthaltenen Synchronwortes durch eine erste Schieberegister- und Synchronwort-Detektorstufe 572 jedesmal dann auf ihre Startadressen gesetzt bzw. rückgesetzt, wenn ein Synchronwort in den empfangenen decodierten Daten festgestellt wird. Die Startschreibadresse tritt dabei um vier Adressen vor der Startleseadresse auf. Die decodierten Daten auf der Leitung 568 gelangen in ein in der Stufe 572 enthaltenes 7-Bit-Schieberegister und werden durch logische Schaltungen auf das Auftreten des 7-Bit-Synchronwortmusters untersucht welche den Synchronwort-Detektorteil der Stufe 572 bilden. Nach dem Durchlauf durch das Schieberegister werden die Daten in das Mehrfachschieberegister 568 getaktet Das Mehrfachschieberegister 568 besitzt eine Kapazität von 8 Bit und zunächst betätigt, um nach vier Perioden des 3-SC-Taktes folgend auf das Schreiben von Daten in der Adresse eine Adresse zu lesen. Da der Schreibadressengenerator 569 durch den 3-SC-Datentakt und der Leseadressengenerator 570 durch den 3-SC-Bezugstakt getaktet wird, ändern Datenbit-Verschiebungsfehler in dem empfangenen Daten den Zeitpunkt, in der eine Adresse eingeschrieben wurde, relativ zum Zeitpunkt, in dem die Adresse gelesen wird. Diese zeitliche Änderung zwischen dem Einschreiben von Daten in eine Adresse und dem Auslesen von Daten aus dieser Adresse führt zu einer neuen zeitlichen Festlegung der empfangenen Daten auf das stabile 3-SC-Bezugssignal. Darüber hinaus stellt der Phaseneinstellkreis 567 die empfangenen Daten auch richtig auf das stabile 3-SC-Bezugssignal zeitlich neu ein, wenn das Synchronwort durch die erste Synchronwort-Detektorstufe 572 nicht festgestellt wird. Dies gilt jedenfalls so lange, wie keine zu großen Zeitverschiebungsfehler auftreten, welche die Speicherkapazität des Registers 568 überschreiten. Selbst, wenn große Zeitverschiebungsfehler auftreten, besitzen die vom Phasenschieberkreis kommenden Videodaten die richtige Referenz 3 S, obwohl ihre Phasenlage nicht richtig ist.

Die Synchronwort-Detektorstufe 572 liefert ein erstes Eingangssignal für eine Gatterschaltung 592 (Fig.37C) jedesmal, wenn ein Synchronwort in den decodierten Daten festgestellt wird. Das 7-Bit-Schieberegister wird durch den decodierten Datentakt auf der Leitung 574 getaktet, um die über die Leitung 566 empfangenen decodierten Daten zur Prüfung durch die Logikschaltung einzugeben. Der Synchronwortdetektor 572 wird zur Feststellung des Synchronwortes durch einen Synchronwort-Schaltimpulsgenerator 600 wirksam geschaltet. Dieser Generator wird durch einen durch einen Takt auf der Leitung 574 getakteten, durch 1364 teilenden Zähler wirlcsam geschaltet und liefert einen die Feststellung eines Synchronwortes wirksam schaltenden Impuls auf eine Leitung 601 (Fig. 13B —(3)), welcher durch einen vorverschobenen EOC-Impuls (Fig. 13B-(2)) vom Zähler 590 auf der Leitung 591 drei Zählwerte vor dem erwarteten Auftreten eines Synchronwortes in der ersten Synchronwort-Detektorstufe 572 geliefert wird (Fig. 13B-(6)). Dieser vorverschobene EOC-Impuls wird auch über die Leitung 591 auf die Gatterschaltung 592 gekoppelt, die deshalb das Ausgangssignal des Schieberegisters überprüft, um den logischen Datenpegel und damit die Phase des decodierten Datentaktes festzulegen. Durch die Feststellung eines Synchronwortes durch die zweite Synchronwort-Detektorstufe 575 wird der Impuls auf der Leitung 601 beendet, bevor der Zähler 590 einen Zählwert von 15 erreicht Durch den Zählwert 15 im Zähler 590 wird der wirksam schaltende Impuls abgeschaltet, wenn durch die zweite Sxynchronwort-Detektorstufe 575 ein Synchronwort nicht festgestellt wird (F ig. 13B-(7)).

Ein Schieberegister 604 liefert den automatischen EOC-Rücksetzimpuls zum Zähler 590 über die Leitung 610 bei Auftreten der auf den vorverschobenen EOC-Rücksetzimpuls folgenden dritten 6-SC-Taktimpulses (Fig. 13C-(2) und (5)). Ein Schieberegister 604 sowie ein Impulsgenerator 605 ermöglichen, daß der die

Feststellung des Synchronwortes wirksam schaltende Impuls zeitlichen Änderungen des Auftretens aufeinanderfolgender Synchronwörter mit einem Betrag von ± einer Periode des 3-£C-Taktes folgen kann. Der Impulsgenerator 605 überprüft gleichzeitig drei Ausgangssignale des Schieberegisters 604 und erzeugt ein Steuersignal (F i g. 13B—(4)), das verhindert, daß der der Synchronwort-Freigabeimpuls den Zähler rücksetzt, wenn dieser innerhalb einer Taktzeit des Auftretens des vom Schieberegister 604 erzeugten automatischen EOC-Rücksetzimpulse auftritt Wenn der von einem Synchronwort abgeleitete Rücksetz-Steuerimpuls einen Zählwsrt vor dem EOC-Rücksetzimpuls auftritt, so wird der Zähler 590 nicht rückgesetzt (F i g. 13B -(4) und (S)). Wird der Rücksetz-Steuerimpuls einen Zählwert vor dem Auftreten des EOC-Rücksetzimpulses geliefert, so wird der Zähler 590 ebenfalls nicht wieder rückgesetzt (koinzident mit dem zweiten positiven Impuls des Steuersignals vom Impulsgenerator 605)l Wird ein Synchronwort im Intervall des Synchronwort-Steuerimpulses nicht festgestellt, so setzt der Zähler 590 sich selbst kontinuierlich über das Schieberegister 604 und die Leitung 610 zurück (Fig. 13B—(5)) und der Generator 600 arbeitet im Sinne eines Speichers, um festzuhalten, wann die Synchronwort-Steuerimpulse geliefert werden sollen, bis ein Synchronwort festgestellt wird. Solange keine Koinzidenz des erfaßten Synchronwortes mit dem positiven Tastsignal des Generators 605 vorhanden ist (Fig. 13B-(4)), so wird ein NAND-Gatter 612 wirksam geschaltet, um das Synchronwort für das Rücksetzen des Zählers 590 auf eine Leitung 613 :u bringen.

Das Vertikal-Austastsignal auf einer Leitung 606 (Fig. 13B-(I)) wird auf den Synchronwort-Steuerimpulsgenerator 600 gekoppelt, um diesen durch Sperren eines Gatters 611 für ein Intervall von 10 Horizontalzeilen wirksam zu schalten, die Kopplung der Zählstellung 15 des Zählers 590 auf den Generator 600 zu verhindern. Damit wird die Zeitbasiskorrektur-Schaltung wirksam geschaltet, um die Synchronwort-Detektorstufen 572 und 575 im Synchronwort-Zeitpunkt wirksam zu schalten und den Phaseneinstellkreis 567 sowie das Fehlergatter 582 richtig arbeiten zu lassen.

Die Daten werden aus dem Mehrfachschieberegister 568 ausgelesen, in dem der 3-SC-Bezugstakt in das Schieberegister der zweiten Schiebereigster- und Synchronwort-Detektorstufe 575 (Fig.37B) eingetaktet wird. Drei Ausgangsleitungen 576 dieses Schieberegisters sind an den Dateneingang eines Serien-Parallelkonverters 577 angekoppelt. Ein vom Referenztaktgenerator 98 über eine Leitung 578 gelieferter Multiplextakt mit der Frequenz SC taktet die Daten in Blöcken von drei Datenbi'.zellen aus dem Schieberegister der Stufe 575 für jede Periode des SC-Signals in den Konverter 577 ein. Der Inhalt des Serien-Parallelkonverters wird auf einen folgenden Schreib-Lesespeicher 579 übertragen. Drei Ausgangsleitung 580 des Konverters 577 sind auf den Eingang des Schreib-Lesespeichers 579 geführt. Die endgültige Zeitbasiskorrektur wird in diesem Schreib-Lesespeicher 579 durchgeführt, dessen Schreibadressengenerator 614 mit dem SC-Bezugssignal getaktet wird, wobei der Schreib-Lesespeicher am Eingang mit der Datenfrequenz SC arbeitet. Eine Leseadressengenerator- und Puffer/Subtraktionsschaltung 623 und 615 wird ebenfalls mit dem SC-Bezugssignal getaktet, um die Auslesung der Speicheradressen durchzuführen. Lese/Schreib-Signale und Schreibsteuersignale vom Referenztaktgenerator 98 nach den F i g. 35A bis D steuern das Lesen und Schreiben in den Adressen des Schreib-Lesespeichers, so daß ein Lesezyklus während eines Teils einer Hilfsträgerperiode auftritt und ein Schreibzyklus in einem anderen Teil der Synchronperiode (F i g. 11 B) auftritt

Der zu korrigierende Betrag des Zeitverschiebungsfehlers wird durch das Fehlergatter 582 festgelegt Bei Feststellung des Synchronwortes durch den zweiten Synchronwortdetektor 575 öffnet ein Signal auf der

to Leitung 608 das Fehlergatter und ermöglicht die Einspeisung von 3-SC-Taktimpulsen über die Leitung 571 durch den Referenztaktgenerator 98 in einem durch 3 teilenden Zähler 583 zu ermöglichen. Ein Ausgang dieses Zählers 583 ist auf den Lese-Fehleradreßgenerator 623 geführt, um Taktimpulse mit der Frequenz SC zum Generator zu liefern. Wird das H/2- Bezugssignal vom Referenztaktgenerator 98 auf der Leitung 581 empfangen, so wird das Fehlergatter 582 geschlossen, wodurch die Kopplung der 3-SC-Referenztaktimpulse

μ auf den Zähler 583 beendet wird. Daher werden die Taktimpulse mit der Frequenz SC nicht mehr weiter zum Lese-Fehleradreßgenerator 623 geliefert, wobei die zu dieser erzeugten Zahl die Zeitverschiebung zwischen dem Synchronwort des Videosignals und der ///2-Referenz in ganzen Zahlen von Perioden des SC-Signais darstellt Weiterhin wird als Funktion des Schließens des Fehlergatters 582 durch eine Verzögerungs- und Impulsformerstufe 621 ein verzögerter Impuls erzeugt. Der verzögerte Impuls wird auf den Lese-Fehleradreßgenerator 623 gekoppelt und puffert die Fehlerzählung im Lese-Fehleradressengenerator 623. Danach wird aus dem Sperrimpuls ein Rücksetzimpuls zum Rücksetzen des durch 3 teilenden Zählers 583 und des Lese-Fehleradressengenerators 623 erzeugt.

Der Zähler setzt die Leseadresse als Funktion der Zeitdifferenz zwischen dem ///2-Bezugssignal und dem durch die zweite Synchronwort-Detektorstufe 575 festgestellten Synchronwort gemessen in Perioden des durch 3 geteilten 3-SC-Signals. Der gemessene Wert von Zeittaktdifferenz auf eine Puffer- und Subtraktionsschaltung 624 wird gekoppelt und zur Erzeugung der richtigen Leseadresse von der Schreibadresse substrahiert Da die den Fehler repräsentierenden Taktsignale durch 3 geteilt sind, justiert der Schreib-Lesespeicher 579 Fehler in ganzen Zahlen von Hilfsträgerperioden. Ein 3-Bit-Schieberegister 617, eine Fehlerschaltstufe 618 sowie Gatter 619 bewirken eine Korrektur in Bruchteilen einer Periode des 3-SC-Signals von Restfehlern nach dem Durchlauf der Daten durch den Schreib-Lesespeicher 579. Ein Parallel-Serienkonverter 620 am Ausgang des Schreib-Lesespeichers 579 nimmt einen Demultiplextakt vom Referenztaktgenerator 98 auf und führt die Daten am Eingang des Schieberegisters 617 auf die Datentaktfrequenz von 3 SC zurück.

Fig. 13C zeigt eine typische durch den Phaseneinstellkreis 567 durchgeführte Korrektur mit nachfolgender Zeitbasiskorrektur durch den Schreib-Lesespeicher 579 und das Schieberegister 617. Das korrigierte Ausgangssignal der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 erscheint am Anschluß 622. Die Verwendung des H/2-Referenzsignals, das in bezug auf eine spezielle Phase des Hilfsträgers neu definiert ist, führt jedoch bei der Messung des Zeittaktverschiebungsfehlers durch das Fehlergatter 582 zu dem Flimmern mit 15 Hz und 42 Nanosekunden in dem durch die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 gelieferten Videosignal.

Das 9-Bit-Parallelausgangssignal der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 wird auf die Datentransferschal-

tung gekoppelt

Am Eingang empfangene Daten werden zum Ausgang getaktet, wobei ein 3-SC-PAL-Takt verwendet wird, um die Tastwerte in die gewünschten vertikal ausgerichteten Lagen zu bringen, welche im Analog-Digitalkonverter 95 durch den ursprünglichen Phasenumkehrvorgang während der Tastung erhalten wurden. Bei der Kanalcodierung des Signals wird die Ausrichtung aufgrund der Tatsache geändert, daß ein von Zeile zu Zeile phasenkontinuierücher 3-SC-Takt zur Kanalcodierung der NRZ-Daten verwendet wurde. Die von der Zeitbasiskorrektur-Schaltung 56S kommenden Daten sind daher in der gleichen Weise zueinander ausgerichtet, wie die codierten Daten am Ausgang des Codierers 96. Die Datentransferschaltung 129 führt daher eine is erneute Phasenumkehr der Daten durch, um die Tastwerte in der anhand der Fig.8C-(IO) und 8C—(11) erläuterten Weise erneut zueiander auszurichten.

Gemäß dem Blockschaltbild der Datentransferschaltung 129 nach F i g. 14 werden die durch die Decodierund Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 über 9 Bitleitungen, d. h. 8 Videoinformation enthaltende Bitleitungen und eine Paritätsleitung gelieferten, hinsichtlich der Zeitbasis korrigierten Daten in 9 Eingangsleitungen der Datentransferschaltung eingespeist Eine Leitung 625 in F i g. 14 repräsentiert die Leitung für das signifikanteste Bit, welche repräsentativ für die 9 Eingangsleitungen ist, welche für die einzelnen Bitfolgen vorgesehen sind. Die Daten werden unter Verwendung eines 3-SC-PAL-Taktsignals auf Leitungen 628 und 629 in ein Flip-Flop 626 und ein Flip-Flop 627 eingetastet Das PAL-Taktsignal wird durch einen PAL-Taktgenerator im unteren Teil des Blockschaltbildes aus einem 6-SC-Signal, einem '/2-SC-Signal und einem PAL-Fehlerkennzeichensignal gebildet Das 6-5C-Signal und das '/2-SC-Signal kommen dabei über Leitungen 630 und 631 vom Referenztaktgenerator 98, während das PAL-Fehlerkennzeichensignal von der Referenzlogikschaltung 125Z? über den Codierschalter 126 auf einer Leitung 632 geliefert wird. Das PAL-Fehlerkennzeichensignal wird über einen Inverter 633 und eine Leitung 634 in einen Eingang eines UND-Gatters 635 eingespeist Die Leitung 634 führt weiterhin auf einen zweiten Inverter 636, dessen Ausgang über eine Leitung 638 auf einen Eingang eines weiteren UND-Gatters 637 geführt ist Das </2-SC-Signal auf der Leitung 631 läuft durch einen Impulsformer 639 und taktet ein durch 2 teilendes Flip-Flop 640, das auf Ausgangsleitungen 641 und 642 3-SC-Ausgangssignale mit gegensinniger Phase liefert so Diese Signale werden auf die weiteren Eingänge der UND-Gatter 635 und 637 geführt Die Ausgänge der UND-Gatter sind mit einer Leitung 643 gekoppelt, welche auf einen komplementären dualen Ausgangspuffer 645 führt. Dieser Puffer 645 taktet die Flip-Flops 626 und 627. Das PAL-Fehlerkennzeichensignal auf der Leitung 632 ist ein Signal mit zwei Pegeln, welche sich mit einer W/2-Folgefrequenz ändern. Durch die Änderung des Pegels wird abwechselnd das UND-Gatter 635 gesperrt und das UND-Gatter 637 wirksam geschaltet, um eines der drei SC-Signale auf den Leitungen 641 und 642 auf die Ausgangsleitung 643 zu koppeln. Damit ändert das PAL-Fehlerkennzeichensignal im Effekt abwechselnd die Phase des 3-SC-Signals, das zur Taktung der Daten auf der Leitun? 625 durch die Flip-Flops 626 und 627 dient, so daß aufeinanderfolgende Horizontalzeilen der Videodaten mit 3-SC-Signalen gegensinniger Phase getaktet wurden. Damit werden die Videodatenbits aus dem kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt zeitlich zurückgeführt, se daß die vertikale Ausrichtung der Tastwerte aufeinanderfolgender Zeilen für die nachfolgende Chromaabtrennung und Weiterverarbeitung neu erzeugt wird. Wie oben bereits ausgeführt, werden die Videodatenbits bei Transferoperationen zeitlich nicht neu orientiert Um diese zeitliche Neuorientierung zu verhindern, blockiert der Codierschalter 126 die Kopplung des PAL-Fehlerkennzeichensignals von der Referenzlogikschaltung 125B auf die Datentransferschaltung 129, wobei statt dessen ein Signal mit tiefem Pegel auf die Leitung 632 gegeben wird. Damit erhält ein Eingang des UND-Gatters 635 ein dieses Gatter wirksam schaltendes Signal und ein Eingang des UND-Gatters 637 ein dieses Gatter sperrendes Signal, wobei ein von Zeile zu Zeile phasenkontinuierliches 3-SC-TaktsignaI über das UND-Gatter 635 auf die Leitung 643 geliefert wird.

Die Daten am Ausgang des Flip-Flops 627 werden über eine Leitung 648 auf ein UND-Gatter 647 gegeben, dessen Ausgangsleitung 649 an ein erstes Flip-Flop von drei Flip-Flops 651,652 und 653 angekoppelt ist Diese drei Flip-Flops schieben die seriellen Bits auf den Ausgang des letzten Flip-Flops, welcher auf eine Leitung 654 geführt ist Diese Leitung 654 liegt auch an einem Eingang eines weiteren UND-Gatters 655. Ein Paritäts-Fehlerdetektor 656 empfängt die Datenbits der 9 Bitfolgen in im folgenden noch zu beschreibender Weise, wobei zwei Ausgangsleitungen 657 und 658 auf das UND-Gatter 655 bzw. das UND-Gatter 647 geführt sind. Wird ein Fehler festgestellt, so wird das UND-Gatter 647 gesperrt, um das den Fehler enthaltende Bit zu blockieren, während das UND-Gatter 655 wirksam geschaltet wird, so daß die Ausgangsdaten auf der Leitung 654 durch das UND-Gatter 655 auf die Leitung 649 getaktet werden können. Damit wird das falsche Bit, bei dem es sich um das dritte vorangehende Bit in der Datenfolge handelt ersetzt wodurch der Fehler durch das Bit maskiert wird, das aus den obengenannten Gründen näherungsweise richtig ist

Fünf Bits, d.h. die Bits 2 bis 6 bzw. das nächste signifikanteste Bit bis zum sechsten signifikantesten Bit werden durch ein Widerstandsnetzwerk 659 mit abgestimmten Widerstandswerten geschickt um eine analoge Form der Digitalinformation zu erzeugen, welche eine Annäherung der digital codierten Analoginformation darstellt und zur Feststellung verwendet wird, ob die Chromphase invertiert werden muß. Das Ausgangssignal dieses Widerstandsnetzwerkes auf einer Leitung 660 wird auf den Referenztaktgenerator 98 geführt und mit der Phase des Farbsynchronsignals des Stations-Referenzvideosignals verglichen, um festzustellen, ob die Chromaphase invertiert werden muß. Die in der Datentransferschaltung 129 vorgenommene Digital-Analogwandlung wird so getaktet daß mit Ausnahme des Farbsynchronsignals alle Komponenten eliminiert werden, wodurch eine ungenaue, jedoch ausreichend präzise Bestimmung der Farbsynchronsignal-Phase zur Verwendung im Referenztaktgenerator 98 möglich ist

Ein Fernsehbild mit einem gestättigten Farbbereich, der an seiner Unterseite durch einen Bereich ohne Farbe begrenzt ist, definiert längs der horizontalen Grenze bzw. Farbkante einen vertikalen Farbsprung. Für drei aufeinanderfolgende Fernsehzeilen A, B und C eines Halbbildes, in dem die Zeilen im gesättigten Farbbereich unmittelbar oberhalb der Farbkante liegen,

erzeugt ein konventionelles Kammfilter die die Chrominanz repräsentierenden Vektoren gemäß dem Zusammenhang

-ΆΑ + 1/2 5- UaC

Der Farbhilfsträger eines NTSC-Fernsehsignals besitzt jedoch zwischen den abwechselnden Zeilen A, B und C eine Phasenverschiebung von 180°. Beispielsweise eine Invertierung von 180° der Zeilen A und C sowie eise nachfolgende Summation der Vektoren ι ο

+ 1/4 A + 1/2 B+WA C

führt zur Erzeugung eines vollen Crominanzvektors, der hier mit 1 B oder einfach + B bzeichnet, wird, wobei es sich um die Chrominanz in der Zeile B handelt Wenn dieser Chrominanzvektor +B von dem breitbandigen Signal (welches auch den Chrominanzvektor +B enthält) subtrahiert wird, so löschen sich die Chrominanzvektoren aus. Das Kammfilter hat damit eine vollständige Chrominanz- und Luminanztrennung durchgeführt, d. h. die gesamte Chrominanz befindet sich im Chroininanzkanal.

Liegen jedoch in einem zweiten Fall die Zeilen A und B im gesättigten Farbbereich, wobei die Zeile C im Bereich ohne Farbe liegt, so liefert die Zeile A einen Chrominanzvektor, welcher gleich B in negativer Richtung ist, und die Zeile B einen Vektor, welcher gleich B in positiver Richtung ist Die Zeile C liefert jedoch einen Null-Chrominanzvektor, da sie im Bereich ohne Farbe liegt Werden die Vektoren gemäß dem obigen Zusammenhang kombiniert, so wird -¹A des Vektors A invertiert und dem Wert +1/2 des Vektors B hinzuaddiert, so entsteht eine Summe von +³Za eines vollen Vektors B. Wird die Chrominanz +³A Avon dem breitbandigen Signal, d. h. von der Zeile B subtrahiert, so verbleibt ein Rest von +Ία des Chrominanzvektors im Luminanzkanal, während lediglich +³A des Chrominanzvektors in den Chrominanzkanal abgetrennt wird.

In einem dritten Fall liegt lediglich die Zeile A im gesättigten Farbbereich, während die Zeilen Bund Cim Bereich ohne Farbe liegen. Dieser dritte Fall entspricht dem vorstehend erläuterten zweiten Fall, wobei jedoch die Vorzeichen umgekehrt sind.

Der vorstehend erläuterte zweite (und dritte) Fall, bei dem die Zeile C(oder Sund C)im Bereich ohne Farbe liegt, ist nachteilig, wenn ein zusammengesetztes NTSC-Farbfernsehsignal aus einem einzigen gespeicherten Halbbild riickgebildet werden soll. In an sich bekannter Weise wird bei der Wiedergabe des zusammengesetzten Videosignals aus einem einzigen gespeicherten Halbbild in einem Halbbild die Chrominanz direkt zu der vorher abgetrennten Luminanz rückaddiert, während im zweiten Halbbild die Chrominanzkomponente zunächst invertiert und sodann zur Luminanzkomponente addiert wird. Im vorstehend erläuterten zweiten Fall, bei dem die Zeile C in einem Bereich ohne Farbe liegt, wird daher der +1/4-Chrominanzvektor im nicht-invertierten Halbbild, welcher aufgrund der unvollständigen Abtrennung im Luninanzkanal verbleibt, zum abgetrennten +³A-Chrominanz- vektor, der in den Chrominanzkanal abgetrennt wurde, addiert. Daher wird der volle Vektor B, d. h. das volle Chrominanzsignal zurückgewonnen, um für das nichtinvertierte Bild ein richtig rückgebildetes Farbfernsehsignal zu definieren. Bei der Rückbildung des zweiten Halbbildes des Farbvideosignals aus dem einzigen gespeicherten Halbbild wird jedoch die Chrominanzkomponente (+ ³A B) zunächst invertiert wodurch ein —³A-Chrominanzvektor entsteht so daß bei der nachfolgenden Addition zum +'/4-Vektor im Luminanzkanal für das invertierte Halbbild lediglich ein - Va-Chrominanzvektor entsteht Im nicht-invertierten Halbbild wird daher die Chrominanz mit voller Sättigung wiedergegeben, während im anderen invertierten Halbbild die Chrominanz mit der halben Sättigung wiedergegeben wird. Die -Farbsättigung, welche die Farbkante zwischen dem Bereich mit voller Farbe und dem Bereich ohne Farbe definiert, flimmert daher mit einer Folgefrequenz von 15 Hz zwischen halber Sättigung und voller Sättigung. Dieses sichtbare Flimmern ist bei der Wiedergabe des mit vier Halbbildern farbcodierten NTSC-Femsehsignals nachteilig.

Das Chrominanzabtrenn- und Verarbeitungssystem enthält verschiedene Ausführungsformen von digitalen Schaltungen, weiche den Inversionsprozeß digital in Kombination mit einem digitalen Kammfilter und einem digitalen Bandpaßfilter durchführen, wobei ein Chrominanzsignal erzeugt wird, das bei digitaler Rekombination zur Bildung des Zusammengesetzten NTSC-Farbfernsehsignals das nachteilige Flimmern mit einer Frequenz von 15 Hz in den vertikaJen Übergängen vollständig auslöscht oder mindestens so klein wie möglich hält

Im folgenden wird speziell die Verwendung einer PAL-Codierung mit der dreifachen Hilfsträgerfrequenz (10,7 MHz) in Verbindung mit einer PCM-Codierung des NTSC-Videosignals beschrieben. Es können jedoch auch andere Codierverfahren, Tastverfahren, Frequenzen usw. verwendet werden. Darüber hinaus sind die einzelnen Leitungen, welche die Eingänge und Ausgänge der Komponenten des Blockschaltbildes angeben, repräsentativ für Digitalwörter mit vorgegebenen Bitzahlen, wie dies im einzelnen in den F i g. 38,39 und 40 dargestellt ist.

Fig. 15 zeigt eine digitale Chrominanzabtrenn- und Verarbeitungsschaltung, in der ein PAL-PCM-Farbvideosignal mit einer Frequenz von 10,7 MHz über eine Eingangsleitung 700 in ein digitales Kammfilter 701 eingespeist wird. Dieses Kammfilter 701 ist für sich typisch für digitale Kammfilter, wie sie heute in verschiedenen Fernsehsignal-Verarbeitungssystemen verwendet werden. Im vorliegenden Zusammenhang dient es jedoch in Verbindung mit einer im folgenden noch zu beschreibenden speziellen Taktung zur Abtrennung der Chrominanzkomponente von dem digitalen breitbandigen Farbsignal. Die Ausgangssignale des Kammfilters 701 werden durch ein um eine Horizontalzeile verzögertes breitbandiges Signal auf einer Leitung 702 und durch ein abgetrenntes Chrominanzsignal (mit noch vorhandenen niederfrequenten Komponenten) auf einer Leitung 703a gebildet. Der Begriff »abgetrennt« definiert im vorliegenden Zusammenhang das in einen Chrominanzkanal geführte Chrominanzsignal, und zwar unabhängig davon, ob die Abtrennung vollständig oder im oben beschriebenen Sinne gemäß Fall 2 (und 3) unvollständig ist

Das abgetrennte Chrominanzsignal wird in ein Bandpaßfilter 704 eingespeist, das durch das Kammfilter bedingte Vertikalauflösungsfehler dadurch eliminiert daß lediglich das durch die Chrominanzinformation belegte Frequenzband durchgelassen wird. Dieses Bandpaßfilter 704 besitzt eine Mittenfrequenz von 3,58 MHz (NTSC-Hilfsträgerfrequenz) und eine Bandbreite von beispielsweise 1,5 MHz.

Das resultierende gefilterte Chrominanzsignal wird

über eine Leitung 7036 in einen Digitalkreis eingespeist, um seine Phase in abwechselnden Halbbildern mit Bildfrequenz zu invertieren. In der Schaltung nach F i g. 17 enthält der invertierende Kreis ein digitales Transversalfilter 705 mit ungerader Symmetrie, das im vorliegenden Zusammenhang als modifizierter digitaler »Hilbert«-Transformator bezeichnet werden kann. Es ist zu bemerker, daß das Transversalfilter 705 eine Form der Inversion durchführt. Die Funktion entspricht dabei grundsätzlich der bekannten Hilbert-Transformation. Es handelt sich jedoch um eine spezielle Ausführungsform eines Transversalfilters mit ungerader Symmetrie, wobei keine analoge, sondern eine digitale Inversion stattfindet. Das spezielle Transversalfilter hat die Eigenschaft, alle Frequenzen eines bestimmten Frequenzbereiches, hier speziell eines Frequenzbereiches von beispielsweise 2 bis 4MHz, um 90° in der Phase zu drehen.

Der Begriff Inversion bezeichnet im vorliegenden Zusammenhang eine Schaltung und ein Verfahren zur digitalen Aufbereitung der Chrominanzkomponente mit Bildfrequenz (oder Halbbildfrequenz, wenn ein Halbbild zur Rückbildung des in vier Halbbildern farbcodierten NTSC-Farbfernsehsignals dient) durch Phasenverschiebung, Phasendrehung, Phaseninvertierung oder anders- artige Behandlung der Phase. Weiterhin werden aufeinanderfolgende Wiedergaben entweder eines einzigen gespeicherten Halbbildes oder Bildes im vorliegenden Zusammenhang als »abwechselnd wiederholte Wiedergaben« bezeichnet

Das Chrominanzsignal wird weiterhin in einen negativen Eingang einer Additions- (Subtraktions)-Stufe 706 eingespeist Das um eine Horizontalzeile verzögerte breitbandige Videosignal auf der Leitung 702 wird in den positiven Eingang der Additionsstufe 706 eingespeist Das Transversalfilter 705 besitzt einen über eine Leitung 707 angesteuerten Steuereingang, über den die Aufbereitung der Chrominanzsignalphase festgelegt wird. Gemäß einer Ausführungsform kann das Transversalfilter beispielsweise die Chrominanzkomponente in bezug auf das Luminanzsignal in abwechselnd wiederholten Wiedergaben in der Phase um +90° und sodann um —90° drehen. Die Chrominanz- und Lumiiianzsignale werden sodann in einer digitalen Additioi.sstufe 708 addiert, um an einem Ausgang 728 das zusammengesetzte Farbfernsehsignal zu erzeugen.

Eine Steuerstufe 709 nimmt verschiedene Zeitbasis- und Takteingangssignale auf, welche beispielsweise auf den Gesamtzeittakt des Gerätes bezogen sind und daher von außen kommen. Dieser Steuerstufe 709 erzeugt spezielle Steuersignale für das Kammfilter 701 für den Steuereingang des Transversalfilters auf der Leitung 707, für das Bandpaßfilter 704, usw, wobei es sich u.a. um ein PAL-Taktsignal, ein Signal für eine Verzögerung um eine Horizontalzeile sowie 4 Phasen-Taktsignale handelt Die Steuerstufe 709 sowie die verschiedenen Eingänge und Ausgänge sind im einzelnen in den F i g. 38A, 38B, 39A, B und C dargestellt und werden hier im einzelnen nicht näher erläutert

Kurz gesagt kombiniert das Kammfilter 701 in der Schaltung nach Fig. 15 die drei obengenannten benachbarten Fernsehzeilen A, B und C Es enthält ein Paar von digitalen Verzögerungsleitungen 710 und 711 mit einer Verzögerung von jeweils einer Horizontalzei-Ie sowie ein Paar von Additionsstufen 712 und 713. Das PAL-Videosignal mit einer Frequenz von 10,7 MHz wird sowohl in die Verzögerungsleitung 710 als auch in die Additionsstufe 712 eingespeist. Das um eine Horizontalzeile verzögerte Signal wird in die um eine Horizontalzeile verzögerte Verzögerungsleitung 711 und in die Additionsstufe 713 eingespeist Das um zwei Horizontalzeilen verzögerte Signal wird in einen weiteren Eingang der Additionsstufe 712 eingespeist, dessen Ausgangssignal seinerseits in den negativen Eingang der Additionsstufe (Substraktionsstufe) 713 eingespeist wird.

Das digitale Kammfilter 701 sowie das digitale Bandpaßfilter 704 gemäß dem Blockschaltbild erzeugen (8 Bit) Digitalwörter entsprechend der abgetrennten Chrominanzkomponente sowie um eine Horizontalzeile verzögerte breitbandige Signale. Diese Filter sind in den Schaltbildern nach den F i g. 48A und B bzw. 5OA und 5OB genauer dargestellt

Das gefilterte Chrominanzsignal wird in der digitalen Additionsstufe 706 von dem um eine Horizontalzeile verzögerten breitbandigen Videosignal subtrahiert, wobei das resultierende gefilterte Luminanzsignal in die digitale Additionsstufe 708 eingespeist wird.

F i g. 16 zeigt das digitale Transversalfilter 705, in dem das digitale gefilterte Chrominanzsignal in eine Folge von um eine Tastperiode verzögernden Verzögerungsstufen 714a bis 714c sowie in den positiven Eingang einer Additionsstufe 7156 eingespeist wird. Der negative Eingang der Additionsstufe 7156 ist an den Ausgang der letzten Verzögerungsstufe 714c angekoppelt. Der positive und der negative Eingang einer Additionsstufe 715a sind an den Eingang bzw. den Ausgang der Verzögerungsstufe 7140 angekoppelt. Die Ausgänge der Additionsstufen 715a und 7156 sind über programmierbare Festwertspeicher 716a und 7166 an eine Additionsstufe 717 angekoppelt Diese Stufe 717 ist ihrerseits über eine Inverterstufe 718 auf die obenerwähnte Additionsstufe 708 gekoppelt, wobei das gefilterte Luminanzsignal von der Additionsstufe 706 ebenfalls auf die Additionsstufe 708 gekoppelt wird, um das zusammengesetzte Farbfernsehsignal zu erzeugen. Die Steuerleitung 707 ist an die Inverterstufe 718 angekoppelt

Das Transversalfilter 705 bildet Digitalkreise zur Aufbereitung der Phase des Chrominanzsignals in bezug auf das Luminanzsignal, d.h. zur Erzeugung der Digitaldarstellung der Phaseninversion der Chrominanzkomponente in abwechselnden Farbbildern. Zu diesem Zweck werden das um eine Horizontalzeile verzögerte breitbandige Signal und das Chrominanzsignal über die Leitungen 702 und 7036 in die Additionsstufe 706 eingespeist, wonach das resultierende Luminanzsignai in die Additionsstufe 708 eingespeist wird. Das Chrominanzsignal wird in jeder der Verzögerungsstufen 714a bis 714c um eine Tastperiode (beispielsweise 93 Nanosekunden) verzögert, wobei das unverzögerte Chrominanzsignal und das um drei Tastperioden verzögerte Chrominanzsigna] in die Additionsstufe 7156 eingespeist werden. Die um eine Tastperiode und um zwei Tastperioden verzögerten Chrominanzsignale werden in die Additionsstufe 715a eingespeist Die Verzögerungsstufen 714a bis 714c können durch eine einzige Stufe eines Schieberegisters gebildet werden. Die Additionsstufen 715a und 7156 liefern Signale für die programmierbaren Festwertspeicher 716a und 7166, welche eine Multiplikation der entsprechenden Signale mit dem Faktor 0,575 bzw. 0,096 in einer digitalen Annäherung gemäß einer konventionellen Faltungsoperation durchführen. Die resultierenden Signale werden dann durch die Additionsstufe 717

addiert, wobei das Summensignal in allen seinen Frequenzkomponenten in bezug auf das Luminanzsignal um 90° vorverschoben ist, um das obenerwähnte aufbereitete Chrominanzsignal zu definieren. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 717 wird über die Inverterstufe 718 in die Additionsstufe 708 eingespeist Während eines Bildes erhält die Inverterstufe 718 über die Steuerleitung 707 von der Steuerstufe 709 ein hoch liegendes Signal bzw. eine »1«, wodurch die (8) Bits des Ausgangswortes unverändert zur Additionsstufe 708 ι ο geführt werden. In abwechselnden Videofarbbildern liegt an der Steuerleitung 707 ein tiefliegendes (»0«) Invertierungssteuersignal (siehe F i g. 39). Daten werden in dieser Anordnung im Vorzeichen-Zweierkomplement-Negativsystem repräsentiert, indem negative Ziffern eine »1« in der Vorzeichenbitposition besitzen und die Größe das Zweierkomplement von deren Absolutwert ist Daher beläuft sich die Inversion auf eine Änderung des Vorzeichens und die Bildung des Zweierkomplements über das »O«-Invertierungssteuersignal auf der Leitung 707. Das aufbereitete Chrominanzsignal (das um + 90° gedreht ist) wird in einem Bild dem Luminanzsignal direkt hinzuaddiert und im anderen Bild invertiert und sodann dem Luminanzsignal hinzuaddiert um das zusammengesetzte Farbfernsehsignal am Ausgang 728 zu bilden. Andererseits kann das Chromasignal durch Umkehrung der Eingangssignale der Additionsstufen 715a und b zunächst in jedem Bild um -90° gedreht werden und sodann in einem Bild direkt addiert und im nächsten um 180° gedreht und dann addiert werden.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann das Transversalfilter 705 implementiert werden, wobei während eines Bildes die Phase des Chrominanzsignals um 90° vorverschoben und während des anderen Farbbildes um 90° verzögert wird, um im Effekt eine Inversion um 180° der Frequenzkomponenten zwischen den Bildern zu realisieren.

Die F i g. 38A bis C, 4OA bis B und 39A bis B zeigen detaillierte Ausführungsformen der Schaltungen nach den Fig. 15 und 16 mit dem digitalen Transversalfilter 705 mit ungerader Symmetrie. Die Fig.38A bis C zeigen eine Ausführungsform des digitalen Kammfilters 701 sowie einen Teil der Steuerstufe 709 nach Fig. 15. Die F i g. 4OA bis B zeigen eine Ausführungsform des digitalen Bandpaßfilters 704. Die F i g. 39A bis B zeigen eine Ausführungsform des digitalen Transversalfilters 705, der Additionsstufen 706 und 708 sowie die restlichen Kreise der Steuerstufe 709. In allen Figuren sind die Komponenten gemäß den Fig. 15 und 16 mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Gemäß Fig.38A wird das PAL-Videosignal von 10,7 MHz über den Eingang 700 in das digitale Kammfilter 701 eingespeist Am Ausgang 703a wird das abgetrennte Chrominanzsignal und am Ausgang 702 das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal geliefert (F i g. 38C). Die Eingangssignale an Eingängen 719 und 725 werden durch Steuersignale einer Gruppe A und einer Gruppe B sowie durch einen symmetrischen PAL-Takt gebildet welche im entsprechenden Teil der «> Steuerstufe 709 gemäß Fig.39B (siehe unten) erzeugt werden. Die Eingänge 719 und 725 sind an einen 4-Phasen-Taktgenerator 720 der Steuerstufe 709 gemäß Fig.38A angekoppelt Der Taktgenerator 720 bildet einen Teil der Zeittaktschaltungen zur Taktung der Schieberegister, welche die um eine Horizontalzeile verzögernden Verzögerungsleitungen 710 und 711 umfassen. Die Verzögerungsleitungen 710 und 711, die Additionsstufen 712 und 713 sowie die Leitungen 702 und 703a sind über Register 712a, 713a und 721 gekoppelt, welche die entsprechenden digitalen Signale der vorangehenden Schieberegister, Additionsstufen, usw. in konventioneller Weise temporär speichern. Die Leitung 703a bildet den Eingang für das digitale Bandpaßfilter 704 gemäß Fig.4OA bis B, während die Leitung 702 den Eingang für die Additionsstufe 706 gemäß F ig.39B bildet

Die Verzögerungsleitungen 710 und 711 enthalten weiterhin eine Folge von zweiphasigen Schieberegistern 750 und 751 mit einem 2-Phasentakt, wobei die Registerstufen in Gruppen 750Λ und 7505 der Verzögerungsleitung 710 und 75M und 7515 der Verzögerungsleitung 7i 1 angeordnet sind Schieberegister-Stufenauswahlkreise 752.4 und 752ß wählen Teile des Digitalwortes entsprechend den speziellen Taktphasen der Gruppen A und 5 für die Verzögerungsleitung 710 aus, während Schieberegister-Stufenauswahlkreise 753Λ und 7535 dies für die Verzögerungsleitung 711 ausführen. Breitbandsignal-Auswahlkreise 754 und 755 der Verzögerungsleitungen 710 und 711 liefern sodann eine Auswahl der Digitalwörter entsprechend den um eine Horizontalzeile und um zwei Horizontalzeilen verzögerten Breitbandsignalen.

Das breitbandige Videosignalwort wird aufgespalten und durch die 4 4 Phasen-Taktsignale in 4 Bitstufen der Schieberegister 750.4 und 7505 getaktet wobei die 4 Phasen-Taktsignale im Effekt 4 Phasen des symmetrischen PAL-Taktes sind. Der Stufenauswahlkreis 752,4 empfängt und lädt die Paare von 4 Bits als Funktion des PAL-Taktes abwechselnd von verschiedenen Stufenpaaren des Schieberegisters 750A. Der Stufenauswahlkreis 7525 führt die gleiche Funktion für die Stufen des Schieberegisters 7505 durch. Als Funktion der PAL-Taktsignale entladen die Stufenauswahlkreis 752A in einen (4 Bit) Breitbandsignal-Auswahlkreis 754, während die Stufenauswahlkreise 7525 in den anderen (4 Eit) Auswahlkreis 754 entladen. In vorgegebenen Zeitpunkten werden die Auswahlkreise der Gruppe B getaktet, wodurch die kombinierten Register der Gruppen A und B insgesamt 680 Bit pro Fernsehzeile liefern. Eine NTSC-Horizontal-Fernsehzeile, welche mit der dreifachen Hilfsträgerfrequenz getastet ist, enthält 682,5 Tastwerte. Wie im folgenden jedoch noch genauer beschrieben wird, werden die Taktsignale für die Schieberegister so erzeugt und in diese Register eingespeist, daß die Gesamtheit der Bits pro Fernsehzeile am Ausgang des Registers für jede Bitzeile gleich einer ganzen Zahl von Tastwerten sind. In den hier beschriebenen Ausführungsbeispieien werden 6SO Tastwerte pro Fernsehzeile durch die Register getaktet Die Taktung der Register ist so gewählt daß das gelöschte Intervall von 2,5 Tastintervallen während des Horizontal-Austastintervalls außerhalb des aktiven Videoinformationsteils der Femsehzeile liegt

Die Steuerstufen 720 gemäß Fig.38A, welche die 4-Phasen-Taktsignale für die Schieberegister 750A 7505 und 751A 7515 liefern und welche einen symmetrischen PAL-Takt aufnehmen, sind näher im Blockschaltbild und in den Signaldiagrammen der kombinierten Steuerstufe 709 gemäß den F i g. 39C bis D dargestellt wobei eine Ausführungsform durch die Schaltbilder nach den F i g. 38A und 39A bis B gegeben ist

Die F i g. 4OA bis B zeigen das Bandpaßfilter 704 mit der das ankommende abgetrennte Chrominanzsignal vom Kammfilter 701 führenden Leitung 703A gemäß

F i g. 38B. Das gefilterte Chrominanzsignal vom Bandpaßfilter 704 wird über die Leitung 7036 gemäß F i g. 4OB geliefert, welche die Eingangsleitung für das Transversalfilter 705 mit ungerader Symmetrie gemäß den Fig.39A bis B darstellt Unmittelbar vor der Leitung 7036 liegt eine Additions/Schaltstufe 756, in der die Schaltstufen über eine Leitung 757 durch ein Chromainvertersteuersignal getaktet werden. Bei der das Transversalfilter 705 enthaltenden Ausführungsform (F i g. 15,16,39) schaltet Chromainverter-Steuersi- gnal den Freigabeeingang der Schaltstufen nicht, wobei das in die Additions/Schaltstufe 756 eingespeiste Signal auf der Leitung 7036 erscheint Das PAL-Taktsignal auf der Leitung 725 koppelt die verschiedenen Inverter (Fig.40B) derart daß eine Vieizahi von Taktsignalen für die das Bandpaßfilter 704 bildenden Additions- und Schaltstufen erzeugt wird. Die Schaltstufen werden daher durch das PAL-Taktsignal getaktet um das digitale Ausgangssignal von den vorangehenden logischen Prozessorkomponenten (den Additionsstufen) zu den nachfolgenden logischen Prozessorkomponenten (ebenso Additionsstufen) zu liefern.

Die Additions/Schaltstufe 756 des Bandpaßfilters 704 liefert das gefilterte Chrominanzsignal.

Zur Durchführung des Kammfilterprozesses für die Abtrennung des Chrominanzsignals aus einem Breitbandsignal sind um eine Horizontalzeile verzögernde Verzögerungsleitungen erforderlich. Die Verzögerungsleitungen und damit das Kammfilter 701 müssen synchron mit dem Zeittakt des Gesamtsystem arbeiten, wobei dieser Zeittakt unter anderem durch das eingespeiste PAL-Fehlerkennzeichensignal gebildet wird. Wie bereits anhand des Videosignalsystems gemäß Fig.8A und der Referenzlogikschaltung 125ß gemäß Fig. 1OA im einzelnen erläutert wurde, ist das PAL-Fehlerkennzeichensignal ein ///2-Signal, das aus dem Horizontalsynchronsignal und einem das erste Halbbild von jeweils zwei Halbbildsequenzen eines Fernsehsignals anzuzeigenden Bildindexsignal erzeugt wird und unsymmetrisch, d.h. es besitzt eine Phase während des aktiven Videosignalteils einer Zeile und eine andere Phase während des Horizontalaustastintervalls .und dem aktiven Videosignal der nächsten Zeile auftritt Die Phase des PAL-Taktsignals ändert sich kohärent mit dem unsymmetrischen PAL-Fehlerkenn-Zeichensignal. Für die in Rede stehende Schaltung zur Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente ist jedoch ein symmetrisches PAL-Taktsignal vorgesehen, d. h. es handelt sich um ein Taktsignal, in dem unterschiedliche Phasen für die gleiche Zeitdauer so auftreten.

Ein Problem bei der Rückbildung des zusammengesetzten Farbfernsehsignals aus einem einzigen gespeicherten Farbhalbbild bzw. Farbbild ist darin begründet daß jede Zeile eines Halbbildes eine Dauer von 227,5 Perioden der Hilfsträgerfrequenz fsc besitzt Mit anderen Worten ist diese Dauer gleich einer ganzen Zahl von Perioden plus einer halben Periode der Hilfsträgerzeit Werden die um eine Horizontalzeile verzögernden Verzögerungsleitungen durch Schieberegister, wie beispielsweise die Schieberegister im Kammfilter 701 gebildet so besteht eine Bedingung darin, daß eine ganze Zahl von Tastwerten pro Fernsehzeile und damit eine Verzögerung um eine Horizontalzeile vorhanden ist

Erfindungsgemäß ist daher eine Steuerstufe 709 vorgesehen, welche unter anderem das symmetrische PAL-Taktsignal aus dem unsymmetrischen PAL-Fehlerkennzeichensignal des Gesamtgerätes erzeugt und welche während der Horizontal-Austastperiode eine ganze Zahl von Hilfsträgerperioden plus einer halben Hilfsträgerperiode löscht um in bezug auf die vorangehenden Tastwerte mit Zeilenfrequenz eine Phasenverschiebung von 180° zu bewirken. Das PAL-Taktsignal besitzt daher den richtigen Phasenzusammenhang in bezug auf die Hilfsträgerfrequenz, wie dies für die Rückbildung der für die Farbcodierung des Fernsehsignals notwendigen vier Halbbilder erforderlich ist, wobei auch der richtige Zeittaktzusammenhang mit dem Gesamtgerät gegeben ist

Fig.39C zeigt ein Blockschaltbild der digitalen Steuerstufe 709, deren schaltungsmäßige Ausgestaltung in den Fig.38A bis B und 39A bis B dargestellt ist F i g. 39D zeigt ein Signaldiagramm für Zeittaktsignale verschiedenen Punkten in der Schaltung sowohl nach F i g. 39C als auch nach den F i g. 38A bis B und 39A bis B. Eingangssignale aus dem Gesamtsystem umfassen das unsymmetrische PAL-Fehlerkennzeichensignal, eine sechsfache phasenkontinuierliche Hilfsträgerfrequenz (6 fsc), eine halbe phasenkontinuierliche Hilfsträgerfrequenz ('/2 /5c) und einen Bildindeximpuls auf entsprechenden Leitungen 758, 759, 760 und 761. Die Signale werden in einen generell mit 762 bezeichneten PAL-Taktgenerator eingespeist, welcher seinerseits an den 4-Phasen-Taktgenerator 720 als Teil der Steuerstufe 709 gemäß Fig.38A angekoppelt ist Der letztgenannte Taktgenerator liefert in im folgenden noch zu beschriebender Weise den 4-Phasentakt der Schieberegister 750A bis Bund 751/4 bis B.

Der PAL-Taktgenerator 762 empfängt das PAL-Fehlerkennzeichensignai über einen Eingang 758 und speist es in ein Exklusiv-ODER-Gatter 763 ein. Dieses Gatter ist an ein D-Flip-Flop 764 angekoppelt das auch den </2-/seTakt von einem Eingang 760 aufnimmt Das Exklusiv-ODER-Gatter 763 und das Flip-Flop 764 bilden einen getasteten Phasendetektor. An das Flip-Flop 764 ist ein D-Flip-Flop 765 angekoppelt das über eine Leitung 766 durch einen Korrekturimpuls entsprechend dem Steuersignal der Gruppe A (719) getaktet wird. Dieser Sachverhalt wird im folgenden noch genauer beschrieben. Ein JK-Flip-Flop 767 ist mit einem Anschluß K an das Flip-Flop 765 angekoppelt wobei das Flip-Flop 767 durch den 6-/se-Takt an einem Eingang 759 getaktet wird Das Flip-Flop 767 isi an ein UND-Gatter 768 sowie an den Freigabeanschluß des Flip-Flops 765 angekoppelt Die Flip-Flops 765 und 767 sowie das UND-Gatter 768 bilden zusammen eine getakte Phasenkorrekturschaltung. Das UND-Gatter 768, weiches ebenfalls den 6-/se-Takt aufnimmt ist an ein durch 2 teilendes JK-Flip-Flop 769 sowie an einen durch 1365 teilenden Zähler 770 angekoppelt Der den Bildindeximpuls über einen Eingang 76 aufnehmende Zähler 770 ist über einen Rücksetzimpulsgenerator 771 an das durch 2 teilende Flip-Flop 769 angekoppelt Wie Fig.39B zeigt wird der Bildindeximpuls über eine Flip-Flop-Stufe zunächst auf das invertierte 2-fsc-Signal rückgetaktet Der Zähler 770 ist weiterhin an einen Zähldecoder 772 angekoppelt welcher am Eingang 719 die Steuersignale der Gruppe A und der Gruppe B erzeugt Das Steuersignal der Gruppe A bildet den Korrekturimpuls auf der Leitung 766, welcher das Flip-Flop 765 taktet Das Ausgangssignal des durch 2 teilenden Flip-Flops 769 bildet den symmetrischen PAL-Takt, welcher auf einen zweiten Eingang des Exkhisiv-ODER-Gatters 763 zurückgeführt wird, wodurch im PAL-Taktgenerator 762 eine geschlossene

Schleife gebildet wird. Der PAL-Takt wird weiterhin über die Leitung 725 auf den 4-Phasen-Taktgenerator 720 gemäß den F i g. 38A bis B und 39C geführt, welcher wie dargestellt lediglich die 4-Phasen-Taktsignale der Gruppe A erzeugt.

Gemäß den F i g. 39C und 39D ist der Zähler 770 bei Einschaltung der Schaltung zur Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente nicht richtig gesetzt, so daß er über den rückgetakteten Bildindeximpuls rückgesetzt wird. Dieser Impuls besitzt eine Foigefrequenz von 30 Hz und erscheint in einem vorgegebenen Halbbild, in dem die Synchronimpulse mit dem Vertikalintervall zusammenfallen. Nach dem Rücksetzen beginnt der PAL-Taktgenerator mit der Erzeugng eines Anfangs-PAL-Taktes, welcher den wahren PAL-Takt bildet Während des aktiven Teiis einer Fernsehzeile muß der PAL-Takt jedoch in Phase mit dem PA L-Fehlerkennzeichensignal des Gerätes sein. Das heißt mit anderen Worten, daß die ansteigende Flanke des '/2-/scSignals mit der ansteigenden Flanke des PAL-Taktes zusammenfällt, wenn das PAL-Fehlerkennzeichensignal hoch liegt. Im anderen Falle gilt das Gegenteil. Der (Anfangs)-PAL-Takt, welcher den Signalverlauf gemäß F i g. 39D-(17) oder (18) besitzen kann, wird beim Einschalten zusammen mit dem PAL-Fehlerkennzeichensignal auf das Exklusiv-ODER-Gatter 763 zurückgeführt. Wenn das PAL-Fehlerkennzeichensignal hoch liegt, liegt der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters tief, wenn auch der PAL-Takt tief liegt Liegt das PAL-Fehlerkennzeichensignal tief, so liegt der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters tief, wenn der PAL-Takt hoch liegt

Damit wird der PAL-Takt zur Bildung des 3-fsc-Signals aus der PAL-Form zurückgebildet, wobei das 3-/scrSignal zusammen mit dem '/2-/"sc-Signal in das Flip-Flop 764 eingespeist wird. Dieses Flip-Flop 764 vergleicht das aus der PAL-Form zurückgebildete Signal und das '/2-/sc-Signal (Signaldiagramme gemäß F i g. 39D -(16), (17) und (18)). Nimmt das Flip-Flop 764 die Daten auf, so ist der PAL-Takt mit dem PAL-Fehlerkennzeichensignal nicht in Phase oder umgekehrt Damit führen das Exklusiv-ODER-Gatter und das Flip-Flop 764 die getaktete Phasenfeststellung durch.

Besitzt der PAL-Takt nicht die richtige Phase, so löscht die durch die Flip-Flops 765 und 767 sowie das UND-Gatter 768 gebildete getaktete Phasenkorrekturschaltung eine Periode des 6-/₅cTaktes, um die Phase um 180° zu verschieben und den PAL-Takt in die richtige Phasenlage relativ zum PAL-Fehlerkennzeichensignal zu bringen. Während des aktiven Teils der Fernsehzeiie, in dem bekannt ist, daß die Phase die gleiche ist, verzögert der Korrekturimpuls auf der Leitung 766 die Zeit, in der die Feststellung und die Korrektur durchgeführt wird. Da der Phasenumkehrvorgang der im Videosignal durchgeführten Tastung gemäß den obigen Ausführungen während des Horizontal-Intervalls nicht auftritt, kann die Feststellung der richtigen Phase des symmetrischen PAL-Taktes während des Horizontal-Intervalls nicht auftreten. Ist jedoch die richtige Phase des symmetrischen PAL-Taktes einmal festgestellt, so ändert sich die die Phase des PAL-Taktes danach während des Horizontal-Austastintervalls.

Der Zähler 770 zählt entsprechend einer Fernsehzeile 1365 Zählwerte des 6-/sc^Signals (Fig.39D-(I)) abwärts und liefert auf einer Vorderflanke des 2-/_5C-Signals (F ig. 39D-(2)) einen Übertrag (Fig.39D-(3)) für den Rücksetzimpulsgenerator 771. Dieser Generator enthält eine Folge von D-Flip-Flops, weiche 6 Zählwerte liefern, nachdem der Übertrag einen tiefen Pegel angenommen hat. Damit entsteht eine Folge von hoch liegenden Pegeln gemäß Fig.39D-(4) bis (8). Die inversen Ausgangssignale entsprechend den Signalzügen nach Fig.39D-(6), (8) bilden den Beginn und das Ende eines tiefen Pegels für das durch 2 teilende JK-Flip-FIop 769 (Fig.39D-(9)),

ic wodurch wiederum der symmetrische PAL-Takt der Frequenz 3/_sc (Fig.9D-(IO)) auf der Leitung 725 erzeugt wird.

Wie aus einem Vergleich der Signale nach Fig.39D-(IO) und (11) ersichtlich ist, wird die Phase des PAL-Taktes dadurch um 180° verschoben, daß 2,5 Perioden des phasenkontinuierlichen 3-/s^Signals gelöscht werden. Hat das Eingangssignal des durch 2 teilenden Flip-Flops 769 einen tiefen Pegel angenommen, so verbleibt die ansteigende Flanke des PAL-Taktes entsprechend der nächsten ansteigenden Flanke des 6-/sc-Signals auf einem tiefen Pegel. Dies gilt ebenso für die beiden folgenden ansteigenden Flanken des PAL-Taktes. Hat das Eingangssignal des Flip-Flops 769 einen hohen Pegel angenommen, so nimmt der PAL-Pakt bei der folgenden ansteigenden Flanke des 6-/sc-Signals einen hohen Pegel an, wobei jedoch relativ zur Phase während der vorangehenden Zeile eine Phasenverschiebung von 180° erfolgt (Fig. 39D-(Il)). Damit ist das Löschen der halben Periode der Hilfsträgerfrequenz jeder Fernsehzeile gewährleistet.

Der an den Zähler 770 angekoppelte Zähldecoder 772 erzeugt nach einem vorgegebenen Zählwert die Steuersignale der Gruppe A und B, welche über den Eingang 719 in den 4-Phasen-Taktgenerator 720 eingespeist werden. Das Steuersignal der Gruppe A wird wie oben erläutert über die Leitung 766 in die getaktete Phasenkorrekturschaltung eingespeist

Der 4-Phasen-Taktgenerator 720 gewährleistet eine vorgegebene Zeittaktsteuerung der ICammfilter-Schieberegister 750Λ bis B und 751Λ bis B, wobei an den Ausgängen eine ganze Zahl von Tastwerten pro Fernsehzeile (beispielsweise 680 Tastwerte) unter Verwendung des symmetrischen PAL-3-/"se-Taktes gewährleistet wird. Damit wird ein weiteres Problem vermieden, daß sich durch die ganze Zahl von Hilfsträgerperioden plus einer halben Hilfsträgerperiode pro Zeile ergibt, wobei die halbe Zeile eine richtige Tastung von Zeile zu Zeile verhindert und daher gelöscht oder anderweitig kompensiert werden muß. Zu diesem Zweck enthält der 4-Phasen-Taktgenerator 720 einen über die Leitung 725 an den PAL-Takt angekoppelten, durch 4 teilenden Binärzähler 773, welcher seinerseits an einen l-aus-4-Binärdecoder 774 angekoppelt ist Sodann ist die Verbindung auf den

Schieberegister-Stufenauswahlkreis 752Λ (und den Auswahlkreis 753Λ^ gemäß F i g. 38A bis B im oben beschriebenen Sinne weitergeführt Die Eingangsdaten des Binärdecoders 774 liegen auf einem hohen Pegel, wobei ausgewählte Ausgangssignale auf einem tiefen

Pegel und nicht ausgewählte Ausgangssignale auf einem hohen Pegel liegen. Die Schieberegister-Stufenauswahlkreise 752Λ und 7525 sind an die Breitband-Auswahlstufe 754 (F i g. 38A) angekoppelt, welche Digitalwörter von den Schieberegistern der Gruppe A oder B als

Funktion der Steuersignale der Gruppe A und B vom Zähldecoder 772 auswählen. Der Binärdecoder 774 ist über eine Schaltstufe 775 an 4 D-Flip-Flops 776a bis d angekoppelt Die Schaltstufe 775, deren Ausgangssignal

dem Eingangssignal folgt, ist an den PAL-Takt angekoppelt, wobei auch die Flip-Flops 776a bis düber einen Inverter 777 an diesen PAL-Takt angekoppelt sind

Taktsignale Φ 1, Φ 2, Φ 3 und Φ 4 werden sowohl in die Schieberegister 75OA als auch in die Schieberegister 751/4 der Verzögerungsleitungen 710 und 711 eingespeist (F i g. 38A bis B). Das Videoeingangssignal wird über die Leitung 700 in die Scheiberegister eingespeist

Die sich überlappenden 4-Phasen-Taktsignale Φ 1 bis Φ 4 (in der Größenordnung von 150 Nanosekunden) werden in die mehrstufigen 2phasigen Schieberegister 750Λ (750A) eingespeist, um aufeinanderfolgende 4-Bit-Paare in abwechselnde Stufen einzutakten, wodurch die erforderliche Taktfolgefrequenz gewährleistet wird Diese Taktfolgefrequenz kann durch die Schieberegister nicht verarbeitet werden, ohne daß eine 4-Phasentaktung in die abwechselnden Stufen erfolgt Zur Gewährleistung der exakten Verzögerung um eine Horizontalzeile werden die 4-Phasen-Taktsignale gemäß F i g. 39D - (12) bis (15) während der 2¹ h Perioden des PAL-Taktes gemäß Fig.39D(IO) abgeschaltet Da die Schieberegister eine Kapazität von 512 Bit verfügbar machen, können sie 680 Bit entsprechend der Verzögerung um eine Horizontalzeile liefern.

In Fig.39C sind lediglich die Schieberegister 750Λ, 751Λ der Gruppe A sowie die dazu notwendigen Zeittaktsteuerungen der um eine Horizontalzeile verzögernden Verzögerungsleitungen 710, 711 dargestellt Der PAL-Takt (Leitung 725) des Steuersignals der Gruppe B (Leitung 719) wird wird jedoch auch in die Schieberegister der Gruppe Ader Verzögerungsleitung 710 (F i g. 38A) eingespeist. Weiterhin ist die Verzögerungsleitung 711(Fi g. 38C) gleich der Verzögerungsleitung 710, wobei ebenfalls der PAL-Takt sowie die Steuersignale der Gruppe A und B Verwendung finden.

Die F i g. 39A bis B zeigen eine digitale Ausführungsform der Steuerstufe 709 gemäß Fig.39C sowie des Transversalfilters 705 mit ungerader Symmetrie gemäß Fig. 16, wobei in dieses Transversalfilter über die Leitungen 7036 und 702 das gefilterte Chrominanzsignal sowie die um eine Horizontalzeile verzögerten Breitbandsignale eingespeist werden.

Die schematisch dargestellten Komponenten 714 bis 718 des Filters 705 dienen zur Drehung der Phase des Chrominanzsignals um +90°, wobei der Inverter 718 das Signal als Funktion des Invertierungssteuersignals auf der Leitung 707 um 180° invertiert. Eine Phasendrehung um —90° kann durch eine entsprechende Vorzeichenänderung erzeugt werden. Dabei werden die Additionsstufen 715a und 7156 durch Eingangssignale getaktet, deren Vorzeichen gegenüber der Darstellung nach Fig. 16 entgegengesetzt gewählt sind. Die Inverterstufe 718 wird dabei durch mehrere Exklusiv-ODER-Gatter gebildet, welche die Phaseninversion um 180° durchführen.

Das Bandpaßfilter besitzt eine Verstärkung von 27/32, so daß die Verstärkung des Breitbandsingals an diese Verstärkung angepaßt werden muß. Zu diesem Zweck wird gemäß den Fig.39A bis B das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal auf einen programmierbaren Festwertspeicher 722 gekoppelt welcher das Breitbandsignal mit einem Faktor von 27/32 multipliziert, um eine Gesamtverstärkung von 1 zu gewährleisten. Das Breitbandsignal wird sodann über einen (achtstufigen) Verzögerungskreis 723 gekoppelt, welcher die Verzögerungen im Breitbandkanal hinsichtlich der Verzögerungen im Chroir.inanzkanal aufgrund des Bandpaßfilters 704 ausgleicht Sodann wird das Breitbandsignal auf die Additionsstufe 706 gekoppelt Zwischen den Additionsstufen 706 und 708 sind Register 724 vorgesehen, weiche eine temporäre Speicherung des Zwischensignals vornehmen, während die Taktung des Luminanzsignals von der Additionsstufe 706 erfolgt Am Ausgang 728 wird das zusammengesetzte Farbfernsehsignal über die Additionsstufe 708 nach Fig.39B geliefert, wobei abwechselnd wiederholte Wiedergaben

ι ο des gespeicherten Videosignals kombiniert werden.

Ein Schaltbild des in Fig.39C in Blockform dargestellten PAL-Taktgenerators 762 ist in den F i g. 9A bis B dargestellt während der 4-Phasen-Taktgenerator 720 gemäß Fig.39C im einzelnen in den Fig. 38A bis B dargestellt ist Da die Wirkungsweise der Generatoren 762 und 720 bereits anhand von F i g. 39C erläutert wurde, werden die Schaltbilder nach den Fig.39A bis B nicht näher erläutert In den entsprechenden Figuren sind gleiche Komponenten mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Gemäß F i g. 39A ist ein Eingang 778 zur Aufnahme von Chroma- und Bildschaltsignalen vorgesehen, wobei diese Signale durch das Computerregelsystem 92 über die Video-Wied .rgabeausgangsschaltung 127 und den Referenztaktgenerator 94 geliefert werden. Das Bildschaltsignal stellt ein Chrominanzinversions-Steuersignal dar, das durch Vergleich der Phasen des Systemwiedergabe-Farbsynchronsignals und der kontinuierlichen Phase SC erzeugt wird. Wenn die Phase abweicht stellt das Bildschalt-Eingangssignal die Chromaschaltung auf Inversion ein. Das Bildschaltsignal erzeugt das Invertierungs-Steuersignal am Eingang 707 für das Transversalfilter 705, wobei dieses Invertierungs-Steuersignal am Eingang 757 gemäß den Fig.39B und 4OA auch in die Stufe 756 (Fig.40B) eingespeist wird. Wie bereits anhand von Fig. 16 erläutert wurde, liegt das Invertierungs-Steuersignal während eines Bildes hoch, um das Eingangssignal unverändert durch die invertierenden Exklusiv-ODER- Gatter 718 zu leiten. Im nächsten Bild liegt das Invertierungs-Steuersignal tief, um das Vorzeichen zu ändern und das Zweierkomplement zu Invertierung der Chrominanzkomponente zu bilden. Das Chromaschaltsignal am Eingang 778 koppelt das Bildschaltsignal über ein UND-Gatter 779, wodurch Inversionen durch das Bildschaltsignal verhindert werden, wenn das Gerät keine Signale von einer Scheibenantriebseinheit erhält. Das Gerät arbeitet dann in einem rein elektronischen Betrieb, in dem eine Chrominanzinversion nicht erforderlich ist.

Gemäß den F i g. 39A bis B liefert der PAL-Taktgenerator den PAL-Takt auch über Leitungen 781 und 782 zum Inversionseingang des durch 2 teilenden JK-Flip-Flops 769 und zu den Invertern 780. Der PAL-Takt dient dabei zur Taktung der Additionsstufen 715a und b der multiplizierenden programmierbaren Festwertspeicher 716a und b, der um einen Tastwert verzögernden Verzögerungsstufen 714a, b und c sowie der Verzögerungsstufe 723.

Fig. 17 zeigt eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente, wobei gleiche Kompoenten wie in F i g. 15 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Das Transversalfilter 705 nach den Fig. 15, 16 und 39 ist durch eine digitale Inverterstufe 705a ersetzt, welche über eine Steuerleitung 707a selektiv wirksam geschaltet wird. In einem Bild läßt die Inverterstufe das ankommende Signal vom Bandpaßfil-

ter 704 ohne Änderung durch, während die Leitung 707a im anderen Bild ein Invertierungssteuersignal für die Inverterstufe liefert, um die Bits des ankommenden Digitalwortes vor der Einspeisung in die Additionsstufe 708 um 108° zu verschieben. Las von der Additionsstufe 706 abgeleitete Luminanzsignal wird in die Additionsstufe 708 eingespeist, welche im oben beschriebenen Sinne das zusammengesetzte Farbfernsehsignal am Ausgang 728 erzeugt

F i g. 18 zeigt eine Modifikation der Ausführungsform nach F i g. 15, in der die Additionsstufe 706 fehlt und die Inverterstufe 705a durch eine Inverterstufe 7056 ersetzt ist In Fig. 18 sind entsprechende Komponenten ebenfalls mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Inverterstufe 7056 wird durch eine digitale, mit 2 multiplizierende Stufe 756a gebildet, welche an das Bandpaßfilter 704 sowie zur Durchführung eines Subtraktionsprozesses an einen negativen Eingang einer Additionsstufe 708a angekoppelt ist Das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal auf der Leitung 702 wird in den positiven Eingang der Additionsstufe 708a eingespeist

Die mit 2 multiplizierende Stufe 756a wird über eine Steuerleitung 707ft durch das Chromainverter-Steuersignal gesteuert wobei die Stufe in einem Bild ein Ausgangssignal 0 liefert, so daß die Additionsstufe 708a das zusammengesetzte Fernsehsignal lediglich aus dem um eine Horizontalzeile verzögerten Breitbandsignal erzeugt. In abwechselnden Bildern schaltet das Chromainverter-Steuersignal (Leitung 707b) die mit 2 multiplizierende Stufe 756a ab, um den Durchlauf des digitalen Signals zum negativen Eingang der Additionsstufe 708a zu ermöglichen, wobei gleichzeitig das Breitbandsignal vom Kammfilter 701 kommt Der Multiplikationsvorgang mit dem Faktor 2 wird durch Verschieben der Zeilen um ein Bit durchgeführt, wobei die Subtraktion des verdoppelten Chrominanzsignals vom Breitbandsignal durch die Additionsstufe 708a abwechselnd wiederholte Wiedergaben summier um das zusammengesetzte Farbfernsehsignal am Ausgang 728 zu bilden.

Die Schaltung nach Fig. 18 ist insofern vereinfacht, als die Additionsstufe 706 fehlt. In jedem Fall liefern die Schaltungen nach F i g. 17 und 18 einen geringeren Grad an Aufbereitung des Cominanzsignals bei wiederholten Wiedergaben im Vergleich zur Schaltung nach den F i g. 15,16 und 39. Die Schaltungen nach F i g. 17 und 18 liefern volle Sättigung des Chrominanzsignals im nicht-invertierten Bild, während im invertierten Bild größenordnungsmäßig die halbe Sättigung vorhanden ist. Die durch den insgesamt digitalen Prozeß erreichte Stabilitätsverbesserung verbessert in Verbindung mit dem Inversionsprozeß <iie Farbkanten jedoch entsprechend.

Die Fig.39E bis F zeigen ein Schaltbild der Inversionsschaltung mit zugehöriger Steuerung für die digitale Schaltung zur Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente gemäß Fig. 18. Das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal wird vom Kammfilter 70t (Fig.38B) über die Leitung 702 geliefert, wobei das gefilterte Chrominanz-Ausgangssignal des Bandpaßfilters 704 von der Leitung 7036 gemäß Fig.4OB über die digitale A'2-Stufe 756a (welche einen Teil der Inversionsschaltung bildet) geliefert wird. Aus Übersichtlichkeitsgründen ist der Teil der Inverterstufe 7056, welcher der Additions-Steuerstufe 756 nach Fig.4OB entspricht, in Fig.39E durch einen gestrichelten Block 756a hinter der Leitung 7536 dargestellt Die Steuerleitung 7076 für das Chromainverter-Steuersignal entspricht dem Eingang 757. Dieses Steuersignal schaltet den Freigabeeingang der Register der Stufe 756a in einem nicht-invertierten Bild wirksam, um den Durchgang des Signals zu verhindern und um im Effekt das Eingangssignal 0 vom Bandpaßfilter für die Additionsstufe 708a zu bilden. Im invertierten Bild schaltet das Chromainverter-Steuersignal den Freigabeeingang der Register der Stufen 756a ab, um das Chrominanzsignal durchzulassen. Der Multiplikationsprozeß mit dem Faktor 2 wird durch Schieben der Leitungsverbindungen durchgeführt, tun zur Verdopplung des Chrominanzsignals eine Verschiebung des Digitalwortes um ein Bit zu gewährleisten.

Das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal wird in einen dem Verzögerungskreis 723 nach Fig.39A entsprechenden Verzögerungskreis 723a (F i g. 39E) eingespeist welcher die Verzögerungen im Breitbandsignal an die durch das Bandpaßfilter 704 hervorgerufene Verzögerung des Chrominanzsignals anpaßt Das Breitbandsignal wird sodann in einen 27/32-Vervielfacher 722a (Fig.39E bis F) eingespeist, welcher eine Verstärkungseinstellung durchführt Das Breitbandsingal vom Vervielfacher 722a wird zusammen mit dem Ausgangssignal der digitalen X2-Stufe 756a in die Additionsstufe 708a eingespeist. Das zusammengesetzte Videosignal wird am Ausgang 728 durch die Additionsstufe 708a bei abwechselnd wiederholten Wiedergaben durch einen Subtraktionsprozeß in abwechselnden Bildern gewonnen.

Ebenso wie die Schaltung nach den F i g. 39A bis B enthält die Schaltung nach den Fig.39E bis F die Steuerstufe 709 mit Eingängen 758, 759, 760 und 761, einen PAL-Taktgenerator 762, einen Zähldecoder 772, den Eingang 719 für die Steursignale der Gruppe A und B sowie den Eingang 725 für den PAL-Takt. Wie oben bereits erwähnt wird das Chromainverter-Steuersignal über einen Eingang 757 in die digitale X2-Stufe 756a eingespeist Der PAL-Takt wird über Inverter 780 durch ein JK-Flip-Flop 769 geliefert und über Leitungen 781 und 782in die verschiedenen Stufen des Verzögerungskreises 732a, des 27/32-Vervielfachers 722a und die Additionsstufe 708a eingespeist, um die Digitalsignale in an sich bekannter Weise aus der vorangehenden logischen Prozessorkomponente in die folgende logische Prozessorkomponente zu takten. Die verschiedenen logischen Elemente der Schaltung nach den F i g. 9E bis F entspricht daher den Elementen der Schaltung nach den F i g. 39A bis B.

Fig. 19 zeigt ein Blockschaltbild einer digitalen Schaltung zur Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente, welche generell wie die bereits beschriebenen Schaltungen arbeitet. Diese Schaltung erzeugt das zusammengesetzte Farbfernsehsignal jedoch durch wiederholte Wiedergaben eines einzigen gespeicherten Halbbildes. Wie in den vorangehenden Figuren sind auch hier sich entsprechende Komponenten mit gleichartigen Bezugszeichen versehen. Das Chrominanzsignal wird aus dem Farbbild-Breitbandsignal über das Kammfilter 701 abgetrennt und über den Eingang 703a in das Bandpaßfilter 704 eingespeist. Über die Leitung 702 wird das um eine Horizontalzeile verzögerte Breitbandsignal in die Additionsstufe 706 eingespeist. Das gefilterte Chrominanzsignal wird über die Leitung 7036 in einen Inverterstufe 705c und speziell in das Transversalfilter 705 mit ungerader Symmetrie gemäß den Fig. 15, und 39, einen dritten Eingang eines elektronischen

Schalten 737 und einen ersten Eingang eines weiteren elektronischen Schalters 738 eingespeist Die Zahl der Eingänge der Schalter entspricht der Anzahl der Wiedergaben des einzigen Halbbildes für die Rückbildung der vier Halbbilder des zusammengesetzten Farbfernsehsignals. Der Ausgang des Transversalfilters 70S ist an einen zweiten Eingang des Schalters 737 und einen vierten Eingang des Schalters 738 angekoppelt Der Ausgang des Schalters 737 ist an einen dem Inverter 7056 gemäß den Fig. 18 und 39E bis F (oder dem Inverter 705a gemäß Fig. 15) entsprechenden Inverter angekoppelt welcher seinerseits an den zweiten und dritten Eingang des Schalters 738 angekoppelt ist Der Ausgang dieses Schalters ist an einen Eingang der Additionsstufe 708 angekoppelt '5 während der Ausgang der Additionsstufe 706 an den anderen Eingang dieser Additionsstufe 708 angekoppelt ist Die Steuerstufe 709 liefert Schaltsignale aber eine Steuerleitung 707c; um die Schalterstufen 737 und 738 mit Halbbildfrequenz durch deren Eingänge zu schalten, um das Transversalfilter 705 und die Inverterstufe 705c wirksam zu schalten und um die Filter 701 und 704, die Additionsstufen 706 und 708, usw. im oben beschriebenen Sinne zu steuern.

Wie bekannt ist zwischen den Halbbildern eine Phasendrehung von 90° erforderlich, da in einem Halbbild eine ganze Zahl von Perioden des Hilfsträger plus Vi einer Periode des Hilfsträger vorhanden ist Zur Rückbildung der vier Halbbilder des zusammengesetzten Farbfernsehsignals bewirkt die Inverterstufe 705c eine Verschiebung des einzigen gespeicherten Halbbildes um 90° in jeder der vier aufeinanderfolgenden Wiedergaben. Zu diesem Zweck wird bei einer ersten Wiedergabe des gespeicherten Halbbildes der Schalter 738 auf den ersten Eingang geschaltet um das gefilterte Chrominanzsignal vom Bandpaßfilter 704 über den Schalter 738 zusammen mit dem ankommenden Luminanzspiegel von der Additionsstufe 706 direkt auf die Additonsstufe 708 zu geben. Das erste Halbbild wird daher mit einer Phasenverschiebung von 0° zum Ausgang 728 geliefert

Bei der zweiten Wiedergabe des gespeicherten Halbbildes werden die Schalter 737 und 738 auf die zweiten Eingänge geschaltet wobei das Chrominanzsignal über das Transversalfilter 705, den Schalter 737, die Inverterstufe 7056 und den zweiten Eingang des Schalters 738 auf die Additonsstufe 708 gegeben wird. Das Transversalfilter 705 bewirkt eine Phasenverschiebung von beispielsweise +90° und die Inverterstufe 705c eine Phasenverschiebung von 180°, um die Frequenzkomponenten des Chrominanzsignals um + 270° zudrehen.

Bei der dritten Wiedergabe des Halbbildes werden die Schalter 737 und 738 auf die dritten Eingänge geschaltet, wodurch das Chrominanzsignal über den Schalter 737 die Inverterstufe 705c und den dritten Eingang des Schalters 738 auf die Additionsstufe 708 gegeben wird. Das Chrominanzsignal wird somit um + 180° gedreht.

Bei der vierten Wiedergabe wird der Schalter 738 auf den vierten Eingang geschaltet, wodurch das Chrominanzsignal lediglich über das Transversalfilter 705 auf die Additonsstufe 708 gegeben wird, um eine Phasendrehung von +90° zu bewirken. Die vier Halbbilder werden in aufeinanderfolgenden Wiedergaben über die Additonsstufe 708 kombiniert, um das zusammengesetzte Farbfernsehsignal am Ausgang 728 zu erzeugen.

Das Vorzeichen der Phasenverschiebung kann geändert werden, wobei die Schaltungsverbindungen und die Taktsignale entsprechend angepaßt werden, wodurch bei der zweiten Wiedergabe des Halbbildes das Transversalfilter 705 die Chrominanzkomponente um —90° dreht wonach sie auf die Additionsstufe 708 gekoppelt wird. Bei der dritten Wiedergabe dreht die Inverterstufe 705c die Chrominanzkomponente um -180°, während bei der vierten Wiedergabe das Transversalfilter 705 eine Drehung um —90° und die Inverterstufe 705c eine Drehung um —180° bewirkt woraus eine kombinierte Verschiebung der Chrominanzkomponente um -270° resultiert Damit wird die Phasenverschiebung von 90° zwischen den Wiedergaben gewährleistet

Die Steuerstufe 709 liefert den PAL-Takt die 4-Phasen-Taktsignale, das Chromainverter-Steuersignal, usw, für die vierschiedenen Komponenten der Inverterstufe 705c, der Filter 701 und 704 sowie der Additonsstufen 706 und 708 im oben beschriebenen Sinne.

Wie bekannt werden die Horizontal-Synchronimpulse bei aufeinanderfolgenden Wiedergaben ohne eine Verzögerung um eine halbe Horizontalzeile in abwechselnden Halbbildern nicht zueinander ausgerichtet wenn ein zusammengesetztes Farbfernsehsignal aus einem einzigen Halbbild rückgebildet wird. Obwohl die Schaltung nach Fig. 19 nicht direkt für dieses Problem ausgelegt ist und die gewünschte Folge von Halbbildern liefert, sind bei ihrer Verwendung Zusatzkomponenten zur Feststellung des Vertikalintervalls und zur Verzögerung um eine halbe Zeile als Funktion dieser Feststellung erforderlich. Derartige Maßnahmen sind an sich bekannt

An Stelle einer 3-/seTastfolgefrequenz im oberen beschriebenen Sinne können auch andere Tastfolgefrequenzen zur Anwendung kommen. Beispielsweise können Tastfolgefrequenzen von 4 fsa ¹⁶/s fsc, usw. zur Anwendung kommen. Eine Tastfolgefrequenz, welche eine ganze Zahl von Tastwerten pro Fernsehzeile liefert ist vorteilhaft weil dann der PAL-Takt nicht erforderlich ist und der PAL-Taktgenerator 762 entfallen kann. Der PAL-Takt ist daher an sich nicht erforderlich, um die Abtrennung und Verarbeitung der Chrominanzkomponente durchzuführen. Bei Verwendung eines Bandpaßfilters mit der Verstärkung 1 können darüber hinaus auch Komponenten wie beispielsweise der 27/32-Vervielfacher und programmierbare Vervielfacher-Festwertspeicher entfallen.

Die durch die Video-Wiedergabeausgangsschaltung durchgeführten Funktionen bestehen primär darin, während der Austastperiode einen Schwarzpegel einzufügen, und während der Zeit, in welcher ein stehendes Bild wiedergegeben wird und ein weiteres für die Wiedergabe adressiert worden ist einen Graupegel einzufügen. Die Kopfbewegung in den Scheibenantriebseinheiten kann eine Zeitdauer von einem bis zu vier Halbbildern besitzen, wobei die Radialbewegung um so größer ist je größer die Zeit zur Änderung von einem Bild zu einem anderen ist Ist etwa eine Spur auf der Außenweite eines Scheibenstapels abgespielt worden und liegt das nächste adressierte Bild auf einer inneren Spur des gleichen Scheibenstapels, so ist für die Bewegung der Köpfe in die neue Position eine Zeit von fast vier vollen Halbbildern erforderlich. Da es aus ästhetischen Gründen zweckmäßig ist, während dieser Zeitperiode kein schwarzes Bild zu haben, wird ein Graupegel eingefügt. Die Schaltung führt weiterhin Bitauslöschungsoperationen durch, bei denen ein oder

mehrere die Bits definierenden Tastwerte eines Halbbildes auf den logischen Nullpegel gesetzt werden Können, um bei Wiedergabe spezielle Effekte realisieren zu können. Die in Fig.8A als Block 127 dargestellte Schaltung erzeugt aus einem PAL-Fehlerkennzeichensigna! ein PAL-3-SC-Taktsignal für den Digital-Analogkonverter 103. Weiterhin erzeugt sie ein kontinuierliches sinusförmiges Hilfsträgersignal, das aus den phasenkontinuierlichen 6-SC- und 1/2-SC-Rechtecksignal phasenjustiert werden kann. Diese Signale werden für die Schaltung durch den Raferenztaktgenerator 98 geliefert Darüber hinaus dient die Schaltung zur Justierung der während der zweiten Wiedergabe eines Bildes vorhandenen halben Periode des 3-SC-Signals, welche im oben beschriebenen Sinne im Referenztaktgenerator 98 festgestellt wurde. Schließlich erzeugt die Schaltung 127 auf einer Leitung 874 (Fig.20) das Chromainverter-Steuersignal, das die Schaltung 101 zur Abtrennung und Verarbeitung der Chromakomponente wirksam schaltet um die Phase der Chrominanzkomponente in abwechselnden Bildern des empfangenen Fernsehsignals bei Wiedergabeoperationen zu invertieren.

Die Wirkungsweise der Schaltung 127 zur Pegeleinführung im Austastintervall sowie zur Bitausblendung wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach Fig.20 erläutert Das Bildverzögerungssignal vom Referenztaktgenerator wird über eine Leitung 857 in einen Eingang eines Exklusiv-ODER-Gatters 872 eingespeist, dessen anderer eingang über eine Leitung 878 das PAL-Fehlerkennzeichensignal von der Referenziogikschaltung 125ßerhält. Das Ausgangssignal des Gatters 872 läuft über eine Leitung 878' zu einer Steuerlogik 876. Das Bildverzögerungssignal dient zur Invertierung des PAL-Fehlerkennzeichensignals mit Bildfolgefrequenz, wodurch dem PAL-Takt von Bild zu Bild eine Verschiebung einer halben Periode des 6-SC-Taktes aufgeprägt wird, wodurch das endgültige Ausgangsvideosignal neu eingestellt wird.

Um eine zuverlässige Tastung der Videodaten im Digital-Analogkonverter 102 durch den PAL-Takt für den Digital-Analogkonverter sicherzustellen, wobei der letztgenannte Takt durch das Bildverzögerungs-Schaltsignal über das Exklusiv-ODER-Gatter 872 modifiziert wird, werden die Videodaten selbst selektiv um eine halbe Taktperiode verzögert, so daß die Tastung der Daten während eines Übergangs zwischen Bits nicht erfolgt. Diese Funktion wird durch den oberen Teil der Schaltung nach Fig.20 wie folgt ausgeführt Die Videodaten von der Chromaverarbeitungsschaltung 101 werden auf einer Leitung 850 eingespeist, welche auf ein 8-Bit-Register 851 führt, dessen Ausgangssignal auf Leitungen 852 auf ein weiteres 8-Bit-Register 853 sowie auf einen Datenmultiplexer 854 (4:1x8 Bit) gegeben wird. Die Register 851 und 853 werden durch den phasenkontinuierlichen 6-SC-Takt auf einer Leitung 855 getaktet, wobei der Ausgang des 8-Bit-Registers 853 ebenfalls über Leitungen 856 auf den Multiplexer 854 geführt ist Die Register takten die Daten von den Leitungen 850 mit einer Verzögerung von einer halben Periode des 3-SC-Signals durch, so daß die auf der Leitung 852 erscheindenden Daten um eine halbe Periode des 3-SC-Signals verzögert sind, während die Daten auf den Leitungen 856 aufgrund der Taktung durch die beiden Register eine Verzögerung von einer vollen Periode des 3-SC-Signals aufweisen. Da über die Leitungen 852 und 856 die gleichen Daten auf den Multiplexer 854 gegeben werden, sind die Daten auf den Leitungen 856 in bezug auf die Daten auf den Leitungen 852 um eine halbe Periode des 3-SC-Signals verzögert

Das Bildverzögerungssignal vom Referenztaktgenerator 98 auf der Leitung 857 wird weiterhin auf eine generell mit 858 bezeichnete Adressensteuerlogik gegeben, welche den Multiplexer 854 über Leitungen 859 steuert Während abwechselnder Bilder steuert das Bildverzögerungssignal die Adressensteuerlogik während abwechselnder Bilder so, daß abwechselnd Daten von den Leitungen 852 und den Leitungen 856 weitergeführt werden, um die Versetzung um eine halbe Periode des 3-SC-Signals, welche bei der zweiten Wiedergabe des Bildes im oben beschriebenen Sinne vorhanden ist, zu korrigieren.

Wenn der Schwarzausblendbefehl oder der Grauausblendbefehl, welche vom Computerregelsystem 92 geliefert werden, auf Leitungen 860 und 861 eingespeist wird, so werden sie durch das V-Treibersignal (Tastsignal 1) in ein Register 862 getastet 860 und 861 eingespeist wird, so werden sie durch das V-Treibersignal (Tastsignal 1) in ein Register 862 getastet Das V-Treibersignal wird dabei durch die Bezugssignal-Eingangsschaltung 93ß über eine Leitung 862' eingespeist Das Register 862 steuert die Adressensteuerlogik 858 als Funktion des gespeicherten Befehls, so daß die Logik auf den Leitungen 859 die entsprechenden Pegel liefert, um Schwarzpegel- oder Graupegel-Digitalinformation über Leitungen 863 und 864 einzuführen. In die über Ausgangsleitungen 865 gelieferte Videodatenfolge wird daher der Schwarzpegel oder der Graupegel eingefügt Der Schwarzpegel und der Graupegel werden durch einen Schwarzpegelschalter 866 bzw. einen Graupegelschalter 867 erzeugt, wobei das entsprechende 8-Bit-Wort den Schwarzpegel bzw. den Graupegel digital definiert Wenn die entsprechenden Bits auszublenden sind, so werden Bitausblendungs-Steuerleitungen 868 über Leitungen 869 an den Multiplexer angekoppelt, wobei vorausgesetzt ist, daß Gatter 870 durch ein Bitausblendungs-Schaltsignal auf einer Leitung 871 wirksam geschaltet sind. Das Bitausblendungs-Schaltsignal wird durch die Adressensteuerlogik 858 geliefert. Während des Austastintervalls wird die Bitausblendung gesperrt, um den Schwarzabhebungspegel der Videoinformation nicht zu ändern. Die Sperrung erfolgt durch das getastete H- und V-Austastsignal, das vom Digital-Analogkonverter 102 über eine Leitung 858' für die Adressensteuerlogik 858 geliefert wird.

Für die Erzeugung des PAL-SC-Signals werden das phasenkontinuieriiche V2-SC- und 6-5C-Eingangssignal auf Leitungen 873 und 855 ausgenutzt, wobei das '/2-SC-Signal auf einen Impulsformer 875 gegeben wird, der die '/2-SC-ImpuIse entsprechend formt und über eine Leitung 877 in eine Steuerlogik 876 einspeist. Ein auf einer Leitung 878 stehendes PAL-Fehlerkennzeichensignal steuert die '/2-SC-Impulse entweder auf einen Setzeingang 879 oder einen Rücksetzeingang 880 eines durch 2 teilenden Teilers 881, der durch das 6-SC-Signal auf der Leitung 855 getaktet wird. Das Ausgangssignal ist ein 3-SC-Signal auf einer Leitung 882, dessen Phase durch die durch die Steuerlogik 876 verarbeiteten 1/2-SC-Impulse als Funktion des Pegels des PAL-Fehlerkennzeichensignals auf der Leitung 878 geändert wird.

Dus 6-SC- und ^-SC-Signal werden in eine Farbsynchron-Phasen-Grobsteuerstufe 884 eingespeist, deren Ausgangssignal über eine Leitung 885 in ein 6-Bit-Schieberegister 886 eingespeist wird. Dieses Schieberegister wird durch das 6-SC-Signal getaktet

und besitzt sechs Leitungen zur Aufnahme der Farbsynchronphase nach jeweils 60°. Das Schieberegister ist über eine Leitung 887 auf ein spannungsgesteuertes Kapazitätsnetzwerk 888 geführt, das eine Feinsteuerung der Farbsynchronphase über eine Leitung 889 ermöglicht. Das Ausgangssignal ist ein rechteckförmiges SC-Signal auf einer Leitung 890, das in eine Begrenzer- und Filterstufe 891 eingespeist wird, um auf einer Ausgangsleitung 892 ein kontinuierliches sinusförmiges SC-Signal zu erzeugen, das seinerseits zur Erzeugung des Farbsynchronsignals für das zusammengesetzte analoge Fernsehsignal ausgenutzt wird.

Eine Schaltung zur Durchführung der Funktionen des Blockschaltbildes nach F i g. 20 ist im einzelnen in den F i g. 41A und 41B dargestellt. Da die in diesen F i g. 41A und 41B dargestellte Schaltung ebenso wie die Schaltung des Blockschaltbildes nach F i g. 20 arbeitet, wird sie hier im einzelnen nicht beschrieben.

Hinsichtlich der Adressensteuerlogik 858 ist jedoch auszuführen, daß sie entsprechende Befehlssignale auf den Leitungen 859, 871 und 874 liefert, um die Video-Wiedergabeausgangsschaltung 127 so anzusteuern, daß Daten als Funktion der Steuereingangssignale auf den Leitungen 860, 861, 862' und 874' in den folgenden Digital-Analogkonverter 102 eingespeist werden. Das durch den Codierschalter 126 über eine Leitung 874 aus Steuersignalen des Computerregelsystems 92 gelieferte EE/PB-S\gna\ wird durch das V-Treibersignal auf der Leitung 862' in das Register 862 eingetastet. Bei Durchführung von Wiedergabeoperationen liefert das Register 862 einen Chromainverter-Schaltbefehl über eine Leitung 874 zur Wirksamschaltung zweier Schaltungen. Eine dieser Schaltungen ist die Schaltung 101 zur Abtrennung und Verarbeitung der Chromakomponente. Die andere Schaltung wird durch ein NAND-Gatter 857a in der Bildverzögerungsleitung 857 gebildet Dieses NAND-Gatter 857a wird durch den Befehl wirksam geschaltet, um das Bildverzögerungssignal für den oben erläuterten Zweck auf die Adressensteuerlogik 858 zu koppeln. Bei rein elektronischen Operationen wird die Chrominanzkomponente des Videosignals nicht invertiert, wobei das oben erwähnte Bildflimmern mit 46 Nanosekunden im durch das Wiedergabesystem 91 verarbeiteten Videosignal nicht auftritt, weil ein kontinuierliches in vier Halbbildern farbcodiertes Fernsehsignal in die Elektronik des Widergabesystems 91 eingespeist wird. Das in ein Register 862 eingetastete ££/P£-SignaI sperrt das NAND-Gatter 857a und schaltet den Chromainverter-Schaltbefehl von der Leitung 874' ab.

Die Adressensteuerlogik 858 enthält NAND-Gatter 883a, 8830 und 883c sowie einen Multiplexer 858a, um die durch die NAND-Gatter 883a und 883b gelieferten Befehlssignale auf die Multiplexer-Steuerleitungen 859 zu führen. Das NAND-Gatter 883c sperrt aus den oben genannten Gründen die Bitausblendung während des Austastintervalls, wobei es drei Eingänge besitzt welche das getastete Austastsignal über die Leitung 858' sowie den Schwarz- und den Grauausblendbefehl vom Register 862 aufnehmen. Wird eine dieser drei Funktionen wirksam, so werden die Eingänge des NAND-Gatters 883c auf tiefen Pegel gebracht wodurch die Leitung 871 auf hohen Pegel kommt und die Bitausblendschaltung abgeschaltet wird. Das NAND-Gatter 883c liefert also ein Bitaüsblend-Steuersignal auf die Leitung 871, wobei dieses Signal jedoch in den Austastintervallen und bei Grau- und Schwarzausblendoperationen nicht vorhanden ist

Die Eingänge der NAND-Gatter 883a und 8836 sind so geschaltet, daß das NAND-Gatter 8836 bei normalen Wiedergabeoperationen ein Ausgangssignal mit tiefem Pegel und das NAND-Gatter 883a ein Ausgangssignal mit hohem Pegel liefert Der Multiplexer 858a schaltet diese Ausgangssignale auf den beiden Leitungen 859 in jedem Bild als Funktion des Bildverzögerungssignals auf der Leitung 857, so daß der Multiplexer 854 im oben beschriebenen Sinne abwechselnd Daten von den

ι ο beiden Registern 851 und 853 führt

Steht auf der Leitung 861 ein Grauausblendbefehl, so liefert das Register 862 ein tief liegendes Sperrsignal zu einem der Eingänge des NAND-Gatters 883c, wodurch das Bitaüsblend-Steuersignal auf der Leitung 871 abgeschaltet wird. Ein inverter 861a invertiert jedoch den durch das Register 862 gelieferten tiefen Pegel, wodurch das Ausgangssignal des NAND-Gatters 883a auf einen tiefen Pegel gebracht wird. Der Multiplexer 858a aktiviert die Leitungen 859, so daß der Multiplexer 854 die digitale Graupegelinformation von den Leitungen 864 auf die Datenausgangsleitungen 865 koppelt.

Schwarzpegel-Ausblendoperationen werden dadurch ausgewählt daß ein Schalter 860a so umgeschaltet wird, daß der Schwarzausblendbefehl am Ausgang des Registers 862 in einen Eingang der NAN D-Gatter 883a, 6 und c eingespeist wird. Dieser Schwarzausblendbefehl bewirkt, daß diese Gatter Signale mit hohem Pegel liefern. Daher wird das Bitausblend-Steuersignal von der Leitung 871 abgeschaltet. Der Multiplexer 858a aktiviert die Leitungen 859, so daß der Multiplexer 854 die digitale Schwarzpegelinformation von den Leitungen 863 auf die Datenausgangsleitungen 865 koppelt

Bei den im Blockschaltbild nach Fig.8A durchgeführten endgültigen Wiedergabefunktionen handelt es

sich um die Überführung der digitalen Videosignale in ein Analogsignal sowie die Erzeugung und die Einfügung des Farbsynchronsignals und der zusammengesetzten Synchronsignale. Bevor diese Funktionen jedoch durchgeführt werden, werden die in abwechselnden BiI- dem um' /2 Periode des 3-SC-Taktes verzögerten und am Ausgang des Datenmultiplexers 854(F i g. 20) vorhandenen Videodaten mit dem von der Schaltung 127 auf einer Leitung 902 gelieferten 3-SC-PAL-Takt in einen Puffer 901 getaktet das die Neutaktung der richtig neueinge stellten Videodaten bewirkt Die dabei durchgeführten Funktionen werden anhand des Blockschaltbildes nach F i g. 21 beschrieben, in dem die digitale Videoinformation auf 8 Bitleitungen 900 von der Video-Wiedergabeausgangssschaltung 127 in Register 901 eingespeist

wird. Die Register dienen zum Festhalten der Neueinsteiiung der Videodaten zwecks Eiirninierüng des vorgenannten Bildflimmern mit 47 Nanosekunden sowie zu einer derartigen Ausrichtung der Bits auf den Bitleitungen, daß die Digital-Analogwandlung durchge führt werden kann. Das durch die Video-Wiedergabe ausgangsschaltung 127 erzeugte 3-SC-PAL-Taktsignal wird über eine Leitung 902 eingespeist und taktet sowohl die Register 901 als auch die folgenden Zeittaktschaltungen einschließlich eines zweiten Regi sters 903 sowie ein Rücktastungsgatter 904. Die an den Ausgängen der Register 901 auftretende digitale Videoinformation wird über Ausgangsleitungen 905 im Stromschalter 906 eingespeist, an welche Referenzstromgeneratoren angekoppelt sind. Die Stromschalter 906 sind über Leitungen 907 an ein Widerstandsnetzwerk 908 angekoppelt das einen gewichteten Analogwert jedes der 8 Bit des Digitalwortes liefert so daß ein Analogwert mit 256 möglichen Pegeln entsteht

Das analoge Ausgangssignal des Widerstandsnetzwerkes wird über eine Leitung 209 in zwei Pfade, nämlich einen oberen Pfad 910 und einen unteren Pfad 911 aufgespalten. Der obere Pfad 910 stellt den Normalpfad dar, über den die Videoinformation in einen Schalter 912 eingespeist wird. Der untere Pfad 911 führt auf ein Austastfilter 913, das während der Austastzeit geschaltet wird, um den Austastimpuls so zu formen, daß er Flanken mit der richtigen Steigung besitzt

Ist das Austastfilter nicht vorhanden, so kann der schnelle Übergang von der Videoinformation zum Austastsignal zu einem Schwingen in Fernsehempfängern führen. Das Ausgangssignal des Filters 913 wird über eine Leitung 914 in den Schalter 912 eingespeist, welcher über eine vom Register 903 kommende Leitung

915 gesteuert wird. Das Register 903 wird seinerseits durch den 3-SC-PAL-Takt auf der Leitung 902 getaktet. Das Analogsignal auf der Leitung 909 läuft über beide Pfade 910 und 911, wobei es mit Ausnahme der Austastperiode über den Schalter in seiner oberen Schaltstellung geführt wird. Während des Austastintervalls wird der Schalter 912 auf seine untere Schaltstellung umgeschaltet, in der er das durch das Austastfilter 913 gefilterte Signal auf das Austastungsgatter 904 koppelt

Das Signal wird vom Schalter 912 über eine Leitung

916 auf das Rücktastungsgatter 904 geführt, welcher den Signalpegel unmittelbar vor einem Pegelsprung in einem Punkt tastet, in dem alle Obergänge von einem vorangegangenen Sprung verschwunden sind. Beispielsweise in dem Digitalwort mit 8 Bit kann eine Änderung im Wert in bis zu 7 oder 8 Änderungen zwischen logischen Pegeln, d. h. von 1 zu 0 erfolgen, wobei jede Änderung eine Übergangsbedingung im Schalter erzeugt Das Rücktastungsgatter 904 führt eine Tast- und Haltefunktion aus, wobei die Übergänge blockiert werden, so daß sie die auf einer Leitung 917 stehende Analoginformation nicht beeinflussen. Die Leitung 917 ist auf eine Puffer- und Tiefpaßfilterstufe 918 geführt.

Diese Puffer- und Tiefpaßfilterstufe ist über eine Leitung 920 auf eine Verstärker- und Entzerrerstufe 919 geführt, welche eine Sinus- und Dämpfungskompensation durchführt Das kompensierte Signal wird auf eine Schwarzbegrenzerstufe 921 geführt welche alle Luminanzkomponenten des Videosignals abschneidet die unter dem Schwarzpegel liegen. Eine Ausgangsleitung 922 der Verstärker- und Entzerrerstufe 919 bildet ebenfalls einen Teil einer Gleichspannungs-Rückbildungsschleife, welche einen Schalter 923 und einen Schleifenverstärker 924 enthält und ein auf die Pufferund Tiefpaßfilterstufe 918 geführtes Rückkopplungssignai erzeugt Der Schalter 923 wird durch einen Klemmimpuls auf einer Leitung 925 gesteuert; auf der Leitung 922 wird damit der Gleichspannungspegel des Videosignals zurückgebildet Der Klemmimpuls ist in den von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B gelieferten Austastsignalen und zusammengesetzten Synchronsignalen auf einer Leitung 933 vorhanden.

Das Ausgangssignal der Schwarzbegrenzerstufe 921 wird über eine Leitung 927 in eine Synchron- und Farbsynchron-Additionsstufe 928 eingespeist Das Farbsynchronsignal wird durch eine Leitung 929 und die Synchronsignale werden durch eine Leitung 930 zum Signal addiert, so daß auf einer zu Ausgangsverstärkern 932 führenden Leitung 931 ein vollständiges zusammengesetztes Analog-Fernsehsignal entsteht Das Synchronsignal wird durch eine Synchronformerstufe 934 erzeugt, welche einen in den Austastsignalen und den zusammengesetzten Synchronsignalen auf der Leitung 933 enthaltenen Synchronimpuls verarbeitet und die richtige Anstiegszeit von 140 Nanosekunden sowie eine richtige Impulsform gewährleistet. Das Farbsynchronsignal wird durch einen Farbsynchronsignal-Hüllkur- vengenerator 936 als Funktion eines Farbsynchronsignal-Fehlerkennzeichensignals erzeugt, das durch die Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 auf einer Leitung

935 geliefert wird. Durch das Farbsynchronkennzeichensignal wird der Farbsynchron-Hüllkurvendetektor

936 gesteuert, um ein in der Schaltung 127 erzeugtes sinusförmiges Signal der Frequenz SC zu modulieren. Das sinusförmige SC-Signal wird auf einen Vervielfacher 938 gekoppelt, um durch das Ausgangssignal des Farbsynchronsignal-Hüllkurvengenerators 936 auf der Leitung 937 moduliert zu werden. Das letztgenannte Signal wird wie bereits ausgeführt in der Video-Wiedergabeausgangsschaltung 127 erzeugt. Das Ausgangssignal auf der Leitung 929 enthält die Farbsynchron-Hüll- kurve mit 9 bis 11 Perioden des Farbsynchronsignals.

Dieses Signalgemisch wird in der Additonsstufe 928

dem analogen Videosignal auf der Leitung 927 hinzuaddiert.

Eine Ausführungsform einer speziellen Schaltung zur

Durchführung der Operationen des Blockschaltbildes nach Fig.21 ist in den Fig.42A bis 42D dargestellt. Diese Schaltung arbeitet ebenso wie das Blockschaltbild nach Fig.21 und wird daher hier im einzelnen nicht erläutert Gemäß den Fig.42A und 42B wird ein Austastsignal in eine Leitung 950 eingespeist; die auf das Register 903 geführt ist. Dieses Register liefert auf den Leitungen 915 ein Ausgangssignal für mehrere Schalttransistoren 953, welche zusammen mit zwei Transistoren 954 und 955 den Schalter 912 bilden, welcher entweder das Signal im oberen Pfad 910 oder im unteren Pfad 911 vom Filter 913 auswählt. Während der Austastung sperren die Transistoren 953 den Transistor 954, während der Transistor 955 durchgeschaltet wird. In allen anderen Zeitpunkten kehrt sich das Schaltver halten um.

Hinsichtlich des Rücktastungsgatters 904 wird ein auf der Leitung 902 geführtes Taktsignal auf mehrere Inverter 957 und 958 geführt welche eine geringe Ausbreitungsverzögerung des Signals bewirken, so daß das über die Leitung 902 auf Transistoren 961 und 959 geführte Taktsignal jeweils gegeneinander verschoben ist wodurch ein positiver Sprung auf der Primärseite eines Transformators 960 entsteht Die Sekundärseite dieses Transformators ist an eine Diodenbrücke 904 angekoppelt welche den Signalfluß während der Periode des Impulses blockiert um einen Durchgang von Sprüngen oder Spitzen während des Schaltens der Schalter 906 des Digital-Analogkonverters zu verhindern.

Fig.22 zeigt einen Teil der Entzerrer- und Datendetektorschaltung 99 des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals einschließlich eines an einen Vorverstärker 1009 angekoppelten Wiedergabekopfes 1008, wobei die Kombination der Elemente 1008 und 1009 zu einem Block 1001 zusammengefaßt sind. Die auf einer Scheibenfläche aufgezeichneten Muster des magnetischen Flusses werden durch den Wiedergabekopf 1008 abgenommen und durch den Vorverstärker 109 verstärkt Aufgrund der an sich bekannten differenzie renden Wirkung des Wiedergabekopfes wird das Ausgangssignal des Blocks 1001 an einem Anschluß 1006 durch eine Spannung gebildet welche gleich der zeitlichen Ableitung des aufgezeichneten Flusses ist Die

G₂^k₂Zs

(2)

- G₃)

(4)

(5)

Die Transferfunktion des Blocks 1001 ist in der konventionellen symbolischen Darstellung der Laplace-Transformation durch folgende Beziehung gegeben:

G, a Ms (1)

Darin bedeuten:

G\ eine komplexe Transferfunktion,
k\ eine Verstärkungskonstante, und
5 die komplexe Laplace-Variable.

Im folgenden werden die vorgenannten Symbole G, k und s beibehalten, wobei zur Indizierung der speziellen Schaltungen, auf welche sich die Bezeichnungen beziehen, lediglich die Indizes geändert werden. In den folgenden Gleichungen bezeichnen Symbole R und C mit den entsprechenden Indizes entsprechende Widerstands- und Kapazitätswerte von entsprechenden Schaltelementen. Diese Schaltelemente sind in den Figuren ebenfalls durch identische Bezugszeichen und entsprechende Indizes gekennzeichnet

Das Ausgangssignal des Blocks 1001 nach Fig.22 wird in einen Entzerrerkreis 1000 eingespeist, welcher in idealisierter Form zur Theoretischen Erläuterung der Entzerrerfunktion dargestellt ist Der Eingang des Entzerrerkreises 1000 ist an den Anschlur 1006 des Blockes 1001 angekoppelt. Speziell sind an den Anschluß 1006 ein Eingang einer Integrationsstufe 1002 und ein Eingang einer Differentiationsstufe 1003 angekoppelt. Die Transferfunktion der Integrationsstufe ist gleich:

30

35

Die Transferfunktion der Differentiationsstufe ist gleich:

G₃ a k₃s (3)

Im Differentiationssignalweg liegt ein variabler Verstärkungsregelzweig 1004, welcher eine lineare Änderung der durch die Differentiationsstufe 1003 bewirkten Hochfrequenzverstärkung ermöglicht was im folgenden noch genauer erläutert wird. Die Differenz der Ausgangssignale der Integrationsstufe und der Differentiationsstufe wird in einer Subtraktionsstufe 1005 gebildet Das resultierende Differenzsignal an einem Ausgang 1007 des Entzerrerkreises 1000 bildet das geforderte, in der Amplitude und in der Phase entzerrte Signal aus dem Eingangssignal am Anschluß 1006. Der resultierende Aufzeichnungs- und Wiedergabekanal besitzt eine flache Gesamtverstärkungscharakteristik und eine lineare Phasencharakteristik für alle übertragenen Signalfrequenzen, was im folgenden ebenfalls noch genauer erläutert wird.

Die Gesamttransferfunktion des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals nach Fig.22 mit dem Block 1001 und dem Entzerrerkreis 1000 ist durch folgende Beziehung gegeben:

60

Durch Einsetzen der Größen G₁, G₁ und G₃ aus den Gleichungen (1), (2) und (3) ««ibt sich:

G_gaaml(jw) =

(6)

Die Gesamtphasenverschiebung durch den Teil des Wiedergabe- und Aufzeichnungskanals gemäß Fig. 24 ist durch folgende Beziehung gegeben:

Phase von GiJw) = arctan

Im G(Jw) ReG(Jw)

(7)

Wird s = Jw gesetzt, so «gibt skh:

Da der Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (6) eine reelle Zahl ist (der Imaginärteil ist gleich Null), ist die durch die Gleichung (7) gegebene Gesamtphasenverschiebung gleich Null. Bei einer Phasenverschiebung von Null ist die Bedingung einer linearen Phasencharakteristik für aiie übertragenen Frequenzen im Kanal erfüllt.

Für den Entzerrerkreis ist es wesentlich, an Stelle einer Summe der entsprechenden Ausgangssignale der Integrationsstufe und der Differentiationsstufe ein Differenzsignal am Ausgang 1007 zu bilden. Die letztgenannten Stufen bewirken eine gleiche gegensinnige Phasenverschiebung von 90°, wobei die Integrationsstufe die Phase nacheilen und die Differentiationsstufe die Phase voreilen läßt. Die entsprechenden Ausgangssignale der Stufen 1002 und 1003 gemäß Fig.22 liegen daher exakt um 180° in der Phase auseinander, so daß ein Differenzsignal zu einer resultierenden Signalkombination führt, für welche die entsprechenden Signalamplituden nicht subtrahiert, sondern addiert werden. Daneben führt die Phasenverschiebung von — 90° durch die Integrationsstufe und die Phasenverschiebung von +90° aufgrund der differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes zu einer Gesamtphasenverschiebung von 0°. Andererseits führt die Phasenverschiebung von +90° der Differentiationsstufe zusammen mit der Phasenverschiebung von +90° aufgrund der differenzierenden Wirkung des Wiedergabekopfes zu einer Gesamtphasenverschiebung von 180°, so daß es sich lediglich um eine Inversion handelt. Ob die resultierende Gesamtphasenverschiebung des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals 0° oder 180° ist d. h. ob das Ausgangssignal am Ausgang 107 in bezug auf die Polarität des aufgezeichneten Flusses in Phase oder invertiert ist hängt von der Richtung der 90°-Phasenverschiebung durch den Entzerrerkreis 1000 ab, was im folgenden noch genauer erläutert wird.

Neben der linearen Phasencharakteristik für alle durch den Kanal übertragenen Frequenzen kompensiert der Entzerrerkreis auch eine nicht konstante Amplituden-Frequenzcharakteristik des Wiedergabekopfes, was sich ebenfalls noch aus den folgenden Ausführungen^ergibt In an sich bekannter Weise steigt die Ausgangsspannung des Wiedergabekopfes 1008 und des Vorverstärkers 1009 gemäß Fig.22 bei tiefen Freuqenzen mit einem Betrag von 6 dB pro Oktave, während sich im Bereich der Mittenfrequenz eine Richtungsumkehr und sodann bei hohen Frequenzen ein Abfall ergibt Eine solche Amplitudencharakteristik ist in Form eines Kurvenzuges Gr in Fi g. 25 dargestellt Soll somit eine flache Gesamtamplitudencharakteristik des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals realisiert werden, so ist es notwendig, daß der Entzerrerkreis die Amplitude sowohl bei tiefen als auch bei hohen Frequenzen anhebt Diese Entzerrercharakteristik wird in der Schaltung nach Fig.22 auf folgende Weise realisiert Im Diagramm nach Fig.26 ist die Verstärkung G₂ der Integrationsstufe 1002 und die Verstärkung

G₃ der Differentiationsstufe 1003 in dB als Funktion der Frequenz aufgetragen, wobei für die Frequenzwerte ein logarithmischer Maßstab gewählt ist Die Kurve G₂ fällt mit einem Betrag von 6 dB pro Oktave, während die Kurve G₃ mit der Frequenz entsprechend steigt Weiterhin sind in Fig.26 Kurven für zwei weitere Transferfunktionen Gj und Gi" der Differentiationsstufe dargestellt, welche eine lineare Änderung dieser Funktionen mit dem Ausgangssignal des Verstärkungsregelungszweiges 1004 repräsentieren. Eine Kurve Ge repräsentiert eine resultierende Transferfunktion des Entzerrerkreises 1000, welche durch Addition der linearen Größen Gz und Gi entsteht Ersichtlich ist die Transfercharakteristik Ge des Entzerrerkreises 1000 komplementär zur Transfercharakteristik Gr des Wiedergabekopfes. Durch Kombination der beiden Charakteristiken Gr und Gß welche durch die Schaltung nach F i g. 22 durchgeführt wird, kompensiert die Entzerrercharakteristik Ge Abweichungen von einem geraden Verlauf der Charakteristik Gr des Wiedergabekopfes sowohl bei tiefen als auch bei hohen Frequenzen, so daß sich insgesamt eine flache Gesamt-Amplitudencharakteristik ergibt

Der hier in Rede stehende Entzerrerkreis besitzt einen weiteren Vorteil, da eine lineare" Änderung des Betrages der Hochfrequenzanhebung durch die Differentiationsstufe durchgeführt werden kann. Zu diesem Zweck ist im Differentiationssignalweg der variable Verstärkungsregelzweig 1004 gemäß F i g. 22 vorgesehen. Durch Einstellung der Verstärkung des Differentiationssignalzweiges durch den Zweig 1004 kann die Frequenz, bei der die Hochfrequenzanhebung der Entzerrer-Amplitudencharakteristik beginnt, geändert werden. Zu diesem Zweck kann ein variabler Widerstand bzw. ein Potentiometer vorgesehen werden. Andererseits kann aber auch im Differentiationssignalzweig ein Verstärker vorgesehen werden, dessen Verstärkung in an sich bekannter Weise geändert wird. Dies wird anhand der Ausführungsform nach F i g. 26 noch näher erläutert Die Gruppe von Kurven G₃, G₃' und G₃" gemäß Fig.26 wird für drei verschiedene Verstärkungswerte der Differentiationsstufe 1003 gemäß F i g. 22 erhalten, wobei die Einstellung über den variablen Verstärkungsregelzweig 1004 erfolgt Die Verstärkungseinstellung beeinflußt lediglich die Verstärkungskonstante k₃ in der oben angegebenen Transferfunktion (3). Speziell wird dabei lediglich der Frequenzwert geändert, bei dem die Hochfrequenzanhebung erfolgt Der genannte Frequenzwert ist durch folgende Beziehung gegeben:

(8)

55

Nimmt dieser Frequenzwert zu, so nimmt der Betrag der Signalampiitudenanhebung linear ab, das sich die erhaltenen Kurven von G₃ über G₃' zu G₃" usw. verschieben. Eine lineare Vergrößerung der Amplitudenanhebung am hochfrequenten Ende der Entzerrer- ω charakteristik ist ein wesentlicher Gesichtpunkt, weil damit eine Kompensation beispielsweise von Änderungen in der Relativgeschwindigkeit zwischen Kopf und Aufzeichnungsmedium möglich ist Eine derartige Änderung der Relativgeschwindigkeit kann sich beispielsweise durch Änderungen der Spurlänge auf einer magnetischen Scheibe ergeben. Bei Aufzeichnung von Digitalsignalen auf einer magnetischen Scheibe ist damit auch eine Kompensation hinsichtlich der höheren Dichte von aufgezeichneten Bits möglich, welche auf den inneren Spuren der Scheibe vorhanden ist. Dieser Effekt wird auch als Impulsverdichtung bezeichnet.

Beispiele für praktische Ausführungsformen der oben beschriebenen idealisierten Form des Entzerrerkreises nach F i g. 22 sind als Blockschaltbilder in den F i g. 23 und 24 dargestellt Dabei sind jeweils gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Hinsichtlich des relativ geringen Signalpegels am Ausgang des Wiedergabeverstärkers 1009 ist es aus praktischen Gründen notwendig, das Signal sowohl im Integrationssignalzweig als auch im Differentiationssignalzweig zu verstärken. Gemäü iig.J wird die Integrationsstufe nach F i g. 22 durch einen invertierenden Integrationsverstärker J002 gebildet, welcher einen invertierenden Operationsverstärker 1010, eine Gegenkopplungskapazität C\ und einen Serieneingangswiderstand R] enthält. Die Differentiationsstufe nach F i g. 22 wird andererseits durch einen invertierenden Differentiationsverstärker 1003 gebildet, welcher einen invertierenden Operationsverstärker 1011, einen variablen Gegenkopplungswiderstand R₂ und eine Serieneingangskapazität C₂ enthält. Der variable Widerstand R₂ ermöglicht eine variable Verstärkungsregelung des Differentiationssignalzweiges. Die Transferfunktion des Integrationsverstärkers 1002 nach F i g. 23 ist durch folgende Beziehung gegeben:

(9)

Durch Vergleich der Formeln (9) und (2) ergibt sich: 1

A₁C₁

(10)

Die Transferfunktion des Differentiationsverstärkers 1003 gemäß Fig. 26 ist durch folgende Beziehung gegeben:

- R₂C₂S

Durch Vergleich der Gleichungen (11) und (3) ergibt sich:

*3 = - R₂C₂ (12)

Die Subtraktionsstufe in der Schaltung nach F i g. 22 wird in der Schaltung nach Fig.23 durch einen Differenzverstärker 1005 gebildet DerAusgang der invertierenden Integraiionsstufe 1O02 ist an einen invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 angekoppelt, während der Ausgang der invertierenden Differentiationsstufe 1003 an einen nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 angekoppelt ist Das Ausgangssignal am Ausgang 1007 ist das Differenzsignal, welches das entzerrte Signal des Aufzeichnungsund Wiedergabekanals repräsentiert. Das resultierende entzerrte Signal besitzt eine Phasendifferenz von 0° in bezug auf das auf dem magnetischen Medium aufgezeichnete Signal, d. h. es ist mit diesem Signal in Phase. Bei Verwendung des Entzerrerkreises 1000 ist also die Phasencharakteristik des Gesamtkanals linear.

Die Schaltung nach F i g. 23 ist jedoch in der Hinsicht noch idealisiert, als eine exakte Realisierung der oben angeführten Transferfunktionen (9) und (11) eine unbegrenzte Verstärkung im Integrationsverstärker 102

bei tiefen Frequenzen und im Differentiationsverstärker 1003 bei hohen Frequenzen erfordert Bei praktischen Ausführungsfonnen wert'en diese Extremforderungen beispielsweise durch Einführung eines Nebenschlußwiderstandes R" für die Kapazität Ci und eines Serienwiderstandes Ä'für die Kapazität G> in Fig.23 vermieden, wodurch die entsprechenden Integrationsund Differentiationsannäherungen bei vorgegebenen Frequenzen unterhalb und oberhalb des interessierenden Frequenzbereiches abgeschnitten werden. Werden die Widerstände R' und R" in der Schaltung nach F i g. 23 berücksichtigt, so ergeben sich die entsprechenden Transferfunktionen C₂ und Ch wie folgt:

s +

R"C,

(13)

(H)

R¹Cy

Darin bedeuten A₁, A₂, R\ R", C₁ und C₂ die Werte der entsprechenden Schaltelemente.

Berücksichtigt man für Gleichung (13) folgende Bedingungen:

Ä"C,5 » 1

so ergibt sich:

s »

R¹¹C₁

(15)

(16)

R¹C₂S « 1
so ergibt sich:

s «

R¹C,

(17)

(18)

R' C,

(19)

60

F i g. 24 zeigt eine weitere praktische Ausführungsform des Entzerrerkreises. Der Entzerrerkreis gemäß F i g. 22 wird hier durch ein passives Integrationsnetzwerk 1002 mit einem Serienwiderstand Ra und einer Parallelkapazität Ca gebildet, denen ein nicht-invertierender Verstärker 1012 nachgeschaltet ist, welcher die notwendige Verstärkung im Integrationssignalzweig gewährleistet. Entsprechend wird die Differentiations-

stufe gemäß Fig.22 in Fig.24 durch ein passives Differentiationsnetzwerk 1003 mit einer Serienkapazität C_B und einem Parallelwiderstand Rb gebildet, welchen ein nicht-mvertierender Verstärker 1013 nachgeschaltet ist, der die notwendige Verstärkung im Differentiationssignalzweig gewährleistet Ebenso wie in der Schaltung nach F i g. 23 wird die Subtrationsstufe durch einen Differenzverstärker 1005 gebildet In der Schaltung nach Fig.24 wird das integrierte und

ίο nachfolgend verstärkte Signal am Ausgang des Verstärkers 1012 in einen nicht-invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 1005 eingespeist, während das differenzierte und nachfolgend verstärkte Signal am Ausgang des Verstärkers 1013 in einen invertierenden Eingang des Verstärkers 1005 eingespeist wird. Das Ausgangssignal am Ausgang 1007 der Schaltung nach Fig.24 ist das resultierende Differenzsignal, welches das entzerrte Signal des Aufzeichnungs- und Wiedergabekanals repräsentiert Das resultierende entzerrte Signal besitzt eine Phasendifferenz von 0° in bezug auf das auf der magnetischen Scheibe aufgezeichnete Signal. Daher führt die durch den beschriebenen Entzerverkreis bewirkte Phasendifferenz zu keinerlei Nichtlinearitäten in der Phasencharakteristik des Gesamtkanals; es ergibt sich vielmehr eine lineare Gesamtphasencharakteristik.

Die entsprechenden Transferfunktionen der Integrations- und der Differentiationsstufe in der Schaltung nach F i g. 24 sind durch folgende Funktionen gegeben:

30

35

Dieser Ausdruck ist identisch mit der Transferfunktion gemäß Gleichung (2).

Berücksichtigt man für Formel (14) folgende Bedingungen:

	1	ι	R,	1
A₂-	*CaS*	. + —	C_As
A₃-		1

+ 1

- A₃R₈C₈S
1 +R_BC_Bs

(20)

C₈S

Darin bedeuten A₂ die Verstärkung des Verstärkers 1012 und A₃ die Verstärkung des Verstärkers 1013.

Bei Vergleich der Gleichungen (20) und (2) ergibt sich Tür

45

(22)

Dieser Ausdruck ist identisch mit der Transferfunktion gemäß Gleichung (3).

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die entsprechenden Transferfunktionen der Integrations- und der Differentiationsstufe des Entzerrerkreises 1000 nach F i g. 23 bei Substitution von s=jw einer idealen Integration und einer idealen Differentiation in folgendem Frequenzbereich entsprechen:

Bei Vergleich der Formeln (21) und (3) ergibt sich für

(23)

Ein Potentiometer 1014, das in der Schaltung nach Fig.24 an den Verstärker 1013 im Differentiationssignalzweig angekoppelt ist, bildet einen variablen Verstärkungsregelzweig. Durch Einstellung der Verstärkung A3 des Verstärkers 1013 sind die Verstärkungskonstante Ar₃ gemäß Gleichung (23) und der Frequenzwert, bei dem sich die Amplitudenanhebung ändert, gemäß Gleichung (8) einstellbar.

Ein detailliertes Schaltbild einer Ausführungsform der Entzerrer- und Datendetektorschaltung 99 ist in den Fig.43A und 43B dargestellt. Im Videobild-Speicheraufzeichnungs- und Wiedergabesystem wird ein Farbfernsehbild in digitaler Form codiert und auf einer magnetischen Scheibe aufgezeichnet. Das Digitalcode

ist ein gleichspannungsfreier selbsttaktender Kanalcode, wie er anhand von Fig.45 beschrieben ist Bei Wiedergabe werden die .Digitaldaten durch einen Widergabekopf wiedergegeben und durch einen Wiedergabeverstärker 1009 verstärkt (Wiedergabekopf und Verstärker sind in. Fig.44B dargestellt). Die F i g. 43A und 43B zeigen zwei identische Entzerrer- und Datendetektorschaltungen für zehn getrennte Datenfolgen, welche von der Datenschnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten kommen. Es wird jedoch lediglich eine dieser Schaltungen beschrieben. In der Schaltung nach den F i g. 43A und 43B werden die vorverstärkten Wiedergabedaten im Kanalcodeformat beispielsweise wie vorstehend durch einen Entzerrerkreis 1000 entzerrt, welcher den oben beschriebenen Entzerrerkreisen gemäß den F i g. 22 bis 24 entspricht Das entzerrte Signal wird in einem Tiefpaßfilter 1018 gefiltert und sodann verstärkt und in der Amplitude begrenzt um eine rechteckförmige Impulssequenz in einem Verstärker-Begrenzerkreis 1019 zu erzeugen. Die Impulssequenz vom Begrenzer wird durch einen Impulsformer 1020 geschickt, welcher Ausgangsimpulse für jeden festgestellten Signalsprung formt Die Impulse vom Impulsformer 1020 werden durch die Decodierund Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 geschickt, welche eine Decodierung durchführt und Zeitbasisfilter aus den Wiedergabedaten eliminiert, aus denen das ursprüngliche Farbfernsehsignal zurückgewonnen wird.

Wie die F i g. 43A und 43B zeigen, werden die Daten vom Vorverstärker in Eingänge 1021 und 1022 eines Differenzverstärkers 1033 eingespeist, der beispielsweise durch einen von der Firma RCA hergestellten Typ CA 3004 gebildet werden kann. Dieser Verstärkertyp enthält Ausgangstransistoren mit offenem Kollektor, welche an Ausgänge 1034 und 1035 angekoppelt sind. Ein Widerstand 1036 bildet den Lastwiderstand für den nicht-invertierenden Ausgang 1034. Die Verstärkung des Verstärkers 1033 für den Ausgang 1034 ist im interessierenden Frequenzbereich konstant. Das nichtinvertierte Signal wird durch einen Emitterfolger 1037 gepuffert und sodann in ein differenzierendes Netzwerk 1003 eingespeist, das durch eine Kapazität 1038 und einen Widerstand 1039 gebildet wird. Dieses Netzwerk 1003 differenziert Signalfrequenzen unterhalb 60 MHz. Seine Transferfunktion ist durch folgende Beziehung gegeben:

(1039)(1038)

Für w <

1 + (R 1039) (C 103«) s

(R 1039) (C 1038) G₃ β (R 1039) (C 1038)

ergibt sich:

(22 a)

(23 a)

50

55

Gleichung 23a entspricht der oben diskutierten Gleichung (3) für das Blockschaltbild nach Fig. 22 mit k) = (R 1039) CC 1038). Da die interessierenden Signale bei dieser speziellen Ausführungsform lediglich Frequenzen bis etwa 10 MHz besitzen, kann dieses Netzwerk 1003 als echte Differentiationsstufe betrachtet werden. Das Ausgangssignal der Differentiationsstufe 1003 wird in einen Eingang 1040 eines Differenz-Verstärkervervielfachers 1041 eingespeist, der beispielsweise durch einen von der Firma Motorola vertriebenen Typ MC 1496 gebildet werden kann. Die Eingänge 1040 und 1042 des Verstärkervervielfachers 1041 sind

60

65 Differenzeingänge, welche durch eine Spannung von + 7,5VoIt vorgespannt sind Der Verstärkervervielfacher 1041 erhält an Differenzeingängen 1043 und 1044 ein zweites Eingangssignal, wobei an einem Ausgang 1045 ein Ausgangsstrom abnehmbar ist, welcher proportional zum negativen Produkt der Eingangssignale an den Eingängen 1040, 1042 und 1043,1044 ist Bei der vorliegenden Ausführungsform wird in den Eingang 1043 eine Verstärkungsregel-Gleichspannung eingespeist, während der Eingang 1044 geerdet ist Die Regelspannung am Eingang 1043 entspricht einer Ausgangsspannung eines an einer anderen Stell; vorgesehenen variablen Verstärkungsregelzweiges (in Fig.43 nicht dargestellt), wie er beispeilsweise in Verbindung mit dem Zweig 1014 nach Fig.24 beschrieben wurde. Bei der hier in Rede stehenden Ausführungsform des Frequenzentzerrers wird die Verstärkung des Kreises 1041 im Differentiationssignalweg durch einen Digital-Analogkonverter von einer anderen Stelle automatisch geregelt, um in Abhängigkeit von den Änderungen der Aufzeichnungsspurlänge auf der magnetischen Scheibe die gewünschten Verstärkungsänderungen zu realisieren. Eine spezielle Spurzahl (entsprechend einer speziellen Spurlänge), von der spezielle Daten wiedergegeben werden, werden in einem digitalen Decodierer decodiert und im Digital-Analogkonverter in einen Gleichspannungswert überführt, welcher sodann als Verstärkungsregelsignal in den Eingang 1043 der Stufe 1041 eingespeist wird. Wie oben bereits ausgeführt, dient die variable Verstärkungsregelung im Differentiationssignalzweig zur Kompensation der höheren Impulsdichte auf inneren Spuren der Scheibe, während die Linearität der Hochfrequenzanhebung des entzerrten Signals im gesamten übertragenen Frequenzband erhalten bleibt.

Die Größe des Stroms am Ausgang 1045 des Verstärkervervielfachers 1041 ist proportional zum Eingangssignal am Eingang 1010 und zu dem durch die Regelspannung am Eingang 1043 festgelegten Verstärkungswert. Der Ausgangsstrom am Ausgang 1045 der Stufe 1041 wird als Eingangsstrom in den Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistorverstärkers eingespeist, welcher als Subtrationsstufe 1005 im Sinne der F i g. 22, 23 und 24 wirkt. Dieser Eingangsstrom erzeugt am Kollektor des Verstärkers eine Ausgangsspannung, welche sowohl zum Eingangsstrom als auch zum Widerstandswert eines Kollektorlastwiderstandes 1047 proportional ist. Der vorgenannte Teil der Ausgangsspannung des Transsitors 1005 ist proportional zum negativen, durch den Verstärkervervielfacher 1041 verstärkten Signal.

Der invertierende Ausgang 1035 des Differenzverstärkers 1033 liegt an einem Lastwiderstand 1048 und einer parallelen Lastkapazität 1049. Die Gleichspannungsverstärkung des Verstärkers 1033 ist um das Verhältnis der entsprechenden Lastwiderstände 1048/ 1036, d. h. um einen Faktor von etwa 3 größer als die Verstärkung am nicht-invertierenden Ausgang 1034. Für Signalfrequenzen oberhalb 80 kHz wird die Verstärkung am Ausgang 1035 durch die Kapazität 1049 festgelegt und ist umgekehrt proportional zur Frequenz. Daher wirkt der am Ausgang 1035 liegende Ausgangskreis 1048, 1049 als integrierendes Netzwerk für Frequenzen oberhalb 80 kHz im interessierenden Frequenzbereich, welcher etwa von 0,3 MHz bis 10 MHz reicht. Die Transferfunktion des Verstärkers 1033 am Ausgang 1035 ist durch folgende Beziehung gegeben:

^J1033

- 3 A1033 I

KKW)(C 1049)5+l>

(24)

Darin bedeutet A₁₀₃₃ die Verstärkung des Differenzverstärkers 1*33 am Ausgang 1β34.

Für w >

(AIMS) (C 1049)

GlO33 ^a ~ 3 Λ1033

ergibt sich: 1

IMt)(C 1*49)5

(25)

Diese Gleichung (25) entspricht der oben diskutierten Gleichung (2) für das Blockschaltbild nach Fig. 22 mit

-IA

1033

¹ (R 1048) (C 1049)

Das invertierte und nachfolgend integrierte Signal vom Ausgang 1035 des Verstärkers 1033 wird in einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 1005 eingespeist. Dieser Transistor 1005 invertiert dieses Eingangssignal und multipliziert es mit dem Verhältnis des Kollektor- und des Emitterlastwiderstandes 1047/1050. Der Transistor 1055 arbeitet im Integrationssignalzweig als Emitterfolger und im Differentiationssignalzweig als in Basischaltung betriebener Verstärker. Das resultierende Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 1005 ist gleich der Summe der beiden Eingangssignalbeiträge, wobei ein Beitrag proportional zum Integra! des Wiedergabesignals vom Wiedergabekopf und Vorverstärker ist und wobei der andere Beitrag proportional zur negativen Ableitung des Wiedergabesingais ist Das resultierende Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 1005 entspricht daher einem Differenzsignal entsprechend dem Ausgangssignal am Ausgang 1007 der vorbeschriebenen Ausführungsformen des Entzerrerkreises gemäß den F i g. 22,23 und 24. Das Ausgangssignal des Entzerrerkreises 1000 nach den F i g. 43A und 43B entspricht dem entzerrten Signal des Wiedergabe-Aufzeichnungskanals gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen nach den F i g. 22,23 und 24.

Im folgenden wird nun der verbleibende Teil der Schaltung nach den F i g. 43A und 43B beschrieben. Der Entzerrerkreis 1000 überführt die Spannungsspitzen des durch den Wiedergabevorverstärker 1009 (Fig.44B) gelieferten Wiedergabesignals, das den Nulldurchgängen des aufgezeichneten Flusses entspricht, in richtig liegende Nulldurchgänge am Ausgang des Entzerrerkreises zurück. Dieses entzerrte Ausgangssignal steht am Kollektor des Transistors 1005 des Entzerrerkreises und wird durch ein Tiefpaßfilter 1018 gefiltert, wonach es durch einen ersten Pufferverstärker 1051 (beispielsweise der Typ Mc 10116P) des Verstärker-Begrenzerkreises 1019 geschickt wird. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers wird durch eine Folge von fünf amplitudenbegrenzenden Verstärkern geschickt, welche vorzugsweise vom gleichen Typ wie der Pufferverstärker sind. Das am Ausgang des Verstärker-Begrenzerkreises 1019 gelieferte entzerrte Wiedergabesignal liegt in kanalcodierter Form vor, wobei die Signalsprünge richtig liegen. Die Amplitudenbegrenzung des Wiedergabesignals dient zur Rückgewinnung der

rechteckigen Form des Wiedergabedatensignals, das durch die Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozesse verzerrt wurde. Darüber hinaus dient der Verstärker-Begrenzerkreis 1019 zur Bildung von gegenphasigen Formen des rückgebildeten Datensignals, welche zur Erzeugung eines Impulses für jeden Sprung des rechteckförmigen kanalcodierten Wiedergabedatensignals dienen. Um für jeden Sprung des Wiedergabedatensignals einen solchen Impuls zu erzeugen, daß lediglich die positiven Vorderflanken die Datensignalsprünge identifizieren, liefert der Verstärker-Begrenzerkreis 1019 zwei gegenphasige Impulsfolgen des Datensignals. Am Ausgang 1052 des letzten Verstärkers 1053 der Folge von amplitudenbegrenzenden Verstärkern wird eine Sequenz von Sprüngen zwischen Signalpegeln mit nicht-invertierter Polarität geliefert, während am Ausgang 1054 des gleichen Verstärkers 1053 eine identische Sequenz von Sprüngen zwischen Signalpe geln mit invertierter Polarität geliefert wird. Diese Sprungsequenzen werden in jeweils einen von zwei identischen monostabilen Multivibratoren 1055 und 1056(beispielsweiseTyp Mc 10131L)des Impulsformers 1020 eingespeist Jeder Multivibrator liefert für einen positiven Sprung des an seinem Takteingang aufgenommenen Wiedergabedatensignals einen positiven Impuls. Der die nicb'invertierte Form des Widergabedatensignals aufnehmende monostabile Multivibrator 1055 liefert bei jedem positiven Sprung des Datensignals einen positiven Impuls. Andererseits liefert der die invertierte Form des Wiedergabedatensignals aufnehmende monostabile Multivibrator 1056 einen Impuis an der Stelle jedes negativen Sprungs im Datensignal. Da die Vorderflanken der durch die Multivibratoren 1055 und 1056 erzeugten positiven Impulse durch eine schnelle Umschaltung der Multivibratoren aus ihrem stabilen Schaltzustand in ihren quasi stabilen Schaltzustand definiert sind (ins Gewicht fallende, eine Zeitkonstante bestimmende Komponenten sind nicht vorhanden), ist jede Vorderflanke mit allen anderen identisch. Diese Vorderflanken treten in einem genau definierten Zeitpunkt folgend auf das Auftreten des positiven Taktsprungs des Wiedergabedatensignals auf. Da der Übertragungskanal, über den die Impulse

^5 übertragen werden, auf identische Impulsflanken gleich wirkt, gehen die Lagen der sprungbezogenen positiven Impulsflanken und damit die Sprünge des Datensignals selbst aufgrund von Verzerrungen nicht verloren, welche in den Impulsen aufgrund der Wirkung des

so Übertragungskanals entstehen können.

Für die Übertragung der sprungbezogenen Impulse werden die Ausgangsimpulse der beiden monostabilen Multivibratoren 1055 und 1056 in getrennte Eingänge eines positiven ODER-Gatters 1057 eingespeist, das für jeden Eingangsimpuls einen Ausgangsimpuls liefert. Die Ausgangsimpulse dieses ODER-Gatters 1057 werden in die Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten (Fig.8B) zur Übertragung über die Leitungen 154 zum Datenauswahlschalter 158 einge speist, welcher die übertragenen Impulse auf den Eingang des Datendecodierteils der Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 des ausgewählten Wiedergabekanals 91 koppelt, um eine Decodierung der wiedergegebenen Daten und eine nachfolgende Verar beitung zur Rückbildung des ursprünglichen Farbfern- sehsignais durchzuführen. Die Scheibenantriebs-Schnittstellenschaltung 151 enthält einen konventionellen komplementären Pufferverstärker, der ein einziges

100

Eingangssignal aufnimmt und komplementäre Ausgangssignale aus dem einzigen Eingangssignal erzeugt üieser Verstärker überführt jeden sprungbezogenen Impuls vom ODER-Gatter 1057 in ein Paar von koinzidenten komplementären Pegelimpulsen, die zur Übertragung zum ausgewählten Wiedergabekanal auf den Datenauswahlschalter 128 gekoppelt werden.

Die Fig.44A und 44B zeigen aufeinanderfolgende Teile eines Schaltbildes von Aufzeichnungstreiber- und Wiedergabevorverstärkern für vier identische Aufzeichnungs- und Wiedergabekanäle 1058, 1059, 1060 und 1061, welche im Videobild-Speicheraufzeichnungsund Wiedergabesystem verwendet werden. Ein fünfter Kanal 1062 enthält einen Servospurkopf, der dauernd mit einem Servowiedergabe-Vorverstärker gekoppelt ist und ebenfalls in einem Datenspur-Aufzeichnungsund Wiedergabekanal enthalten ist Im Videobild-Speicheraufzeichnungs- und Wiedergabesystem sind fünf weitere Aufzeichnungs- und Wiedergabekanäle (nicht dargestellt) enthalten, welche mit den vorgenannten Aufzeichnungs- und Wiedergabekanälen gemäß den F i g. 44A und 44B identisch sind

Ein Relais 1063 im Kanal 1058 koppelt einen der Köpfe 1008a und 10086 für einen Aufzeichnungsvorgang, wenn im oben beschriebenen Sinne über eine Leitung 1066 ein Aufzeichnungsbefehl von der Steuerschaltung für die Scheibenantriebseinheit empfangen wird. Bei Fehlen eines Aufzeichnungsbefehls steht das Relais 1063 in der Wiedergabestellung. In dieser Stellung sind die Kontakte des Relais 1063 umgeschaltet. Die Köpfe 1008a und 10086 dienen sowohl zur Aufzeichnung als auch zur Wiedergabe und werden für ungerade Fernsehhalbbilder abwechselnd umgeschaltet Das Schalten dieser Köpfe 1008a und 10086 wird durch ein Kopfschaltsignal von 30 Hz gesteuert das über eine Leitung 1067 kontinuierlich durch die Aufzeichnungs-Zeittaktschaltung gemäß F i g. 29A geliefert wird, welche in der Elektronik der Scheibenantriebseinheiten enthalten ist Die abwechselnd von den Köpfen 1008a und 10086 empfangenen Wiedergabedaten der entsprechenden Kanäle 1058,1059,1060 und 1061 werden in die den entsprechenden Wiedergabekanälen zugeordneten Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltungen gemäß den Fig.43A und 43B eingespeist. Die im Videobild-Speicheraufzeichnungs- und Wiedergabesystem verwendeten Aufzeichnungs- und Wiedergabeköpfe sind konventionelle Köpfe, wie sie beispielsweise durch die Firmen Applied Magnetic Corporation oder Information Magnetics Corporation zur digitalen Aufzeichnung auf Scheibenstapeln des in Rede stehenden Gerätes geliefert werden.

Wie oben bereits ausgeführt, handelt es sich bei den im hier beschriebenen Gerät verwendeten Scheibenantriebseinheiten 73 vorzugsweise um unveränderte Standardeinheiten, so daß deren Zuverlässigkeit, die durch Entwicklungsarbeit über mehrere Jahre erreicht wurde, mit Vorteil ausgenutzt werden kann. Die Scheibenantriebseinheiten sind nur insoweit geändert als 8 Videodaten-Bits zusammen mit einem Paritätsbit gleichzeitig auf 9 parallelen Flächen aufgezeichnet werden und auch auf der Datenspurfläche die zugehörige Information aufgezeichnet wird. In einem von der Anmelderin herausgegebenen Handbuch Teil Nr. M 300 211 für ein durch die Anmelderin hergestelltes Scheibenantriebseinheit-Modell DM 331 sind in einer Tabelle 2—1 die Befehlsdecodierungen für den Bus innerhalb der Scheibenantriebseinheit und die Markierungsleitungen erläutert welche die auftretenden Operationen regem. In dem genannten Modell DM 331 bezieht sich eine Markierungsieitung 11 auf Operations- und Statusfunktionen, weiche in Verbindung mit dem hier in Rede stehenden Gerät speziell nicht anwendbar sind. Daher sind einige Schaltungen dieses Gerätes modifiziert oder durch andere Schaltungen ersetzt, um eine Anwendung in dem hier in Rede stehenden Gerät zu ermöglichen.
Da bei der Verwendung der Scheibenantriebseinheit in der normalen Computerdatenverarbeitung eine schnelle Umschaltung zwischen Lese- und Schreiboperationen innerhalb einer Umdrehung erforderlich ist und da dabei kleine Sektoren des gesamten Scheibenumfangs ausgenutzt werden, beziehen sich viele Operationen der Standardmarkierungsleitung 11 sowie Statusfunktionen auf diese Art der Anwendung. Bei dem hier in Rede stehenden Gerät wird jedoch bei jeder Umdrehung des Scheibenstapels ein einziges Halbbild der Fernsehinformation aufgezeichnet oder wiedergegeben. Für ein einziges Vollbild sind daher zwei Umdrehungen des Scheibenstapels erforderlich, wobei ein Halbbild der Videoinformation auf einen Satz von 8 Flächen und das andere Halbbild der Videoinformation auf einen anderen Satz von 8 Flächen aufgezeichnet wird.

Da die Umschaltung zwischen den Lese- und Schreiboperaiionen lediglich am Ende von ganzen Umdrehungen der Scheibe in bezug auf einen definierten Punkt (speziell als Sektor 000 oder als Index bezeichnet) auftritt, erfolgt die Umschaltung während des Vertikalintervalls des Fernsehsignals, so daß eine sehr schnelle Umschaltung bei dem hier in Rede stehenden Gerät unkritisch ist.

Aufzeichnungs- und Wiedergabeoperationen für normale Datenverarbeitung erfolgen mit einer Datenfolgefrequenz von etwa 6,5 Megabit pro Sekunde, während die auf den Scheibenstapelflächen im vorliegenden Gerät aufzuzeichnende Videoinformation mit einer Folgefrequenz von etwa 10,7 Megabit pro Sekunde auftritt Da die elektronische Umschaltung der Köpfe zwischen der Aufzeichnungs- und der Wiedergabeschaltung bei Standard-Scheibenantriebseinheiten zu einer gewissen Beeinträchtigung des Signal-Rauschverhältnisses führt sind die elektronischen Schalter durch Relais ersetzt worden, was zu einer Erhöhung des Signal-Rausch Verhältnisses des resultierenden, vom Scheibenstapel kommenden Signals um etwa 2 dB führt Da der Hauptteil der der Scheibenantriebseinheit

zugeordneten Schaltung unverändert bleibt, werden lediglich zusätzliche oder modifizierte Schaitungsteile generell beschrieben, da sie mit den nicht dargestellten vorhandenen Schaltungsteilen störungsfrei zusammenarbeiten müssen.
Die Fig.28A und 28B zeigen ein Schaltbild einer Aufzeichnungs- und Wiedergaberegelschaltung. Im linken Teil der Schaltung nach F i g. 28A sind Busausgangsleitungen 1820 bis 1826 vorgesehen (eine Busleitung 1827 ist in Fig.28B dargestellt), welche über NAND-Gatter 1831 weitergeschaltet werden, wenn auf

⁶<> einer Leitung 1832 ein Operationsbefehl wirksam ist Dies ist der Fall, wenn die Markierungsleitung 11 in der Scheibenantriebseinheit auf einen hohen Pegel gehoben wird und als wirksam geprüft und festgestellt wird. Die Schaltung nach F i g. 28A speichert Befehle vom Computerregelsystem 92 ein, welche sich auf die Fälle beziehen, daß die die Kopfströme steuernden Relais in einer Aufzeichnungsstellung oder in einer Wiedergabestellung stehen. Dies dient dem Zweck, Information auf

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einem Scheibenstapel 75 aufzuzeichnen oder von diesem wiederzugeben und um Befehle über zusätzliche Schaltungen auf eine Wellenservoeinheit zu koppeln, wodurch die richtige Rotationsphase des Scheibenstapels relativ zum Bezugs-Vertikalsynchronsignal zu gewährleisten. Diese Funktionen werden wie folgt durchgeführt. Bei Aufzeichnung fällt das Servobezugssignal mit dem Vertikalsynchronimpuls des Fernsehsignals zusammen. Bei Wiedergabe-Transferoperationen ist das Servobezugssignal in bezug auf den Vertikal- ι ο synchronimpuls des Fernsehsignals um eine Horizontalzeilendauer vorverschoben. Bei Wiedergabe ist das Servobezugssignal in bezug auf den Vertikalsynchronimpuls des Fernsehsignals um zwei Horizontalzeilendauern vorverschoben. Die Signale auf den drei oberen Busleitungen 1820, 1821 und 1823 werden nach Durchlaufen der NAND-Gatter 1831 invertiert und auf einen l-aus-8-Decoder 1834 gegeben. Drei Ausgangsleitungen 1835,1836 und 1837 dieses Decoders 1834 legen in Übereinstimmung mit den Eingangsbefehlen die Phase in der Wellenservoeinheit fest und werden als zulässig definiert. Alle anderen decodierten Ausgangssignale werden nach Invertierung in einem NOR-Gatter 1838 verodert und über eine Leitung 1839 in ein NOR-Gatter 1840 eingespeist, das einen Zurückweisungsbefehl erzeugt Damit wird angezeigt, daß auf den ersten drei Leitungen 1820 bis 1823 ein falscher Befehl gesendet wird.

Das Ausgangssignal des Decoders 1834 auf der Leitung 1835 wird invertiert und in ein NAND-Gatter

1842 eingespeist, das bei Durchschaltung ein generell mit 1843 bezeichnetes und eine Ausgangsleitung 1844 besitzendes Register setzt Über diese Leitung 1844 wird ein Signal geliefert, durch das die Rotationsphase des Scheiber.stapels über die Wellenservoeinheit in die Aufzeichnungsstellung geführt wird. Das Signal auf der Ausgangsleitung 1836 wird nach Invertierung in ein NAND-Gatter 1845 eingespeist und in einem NOR-Gatter 1847 mit einem Leistungsversorgungs-Rücksetzsignal auf einer Leitung 1846 verodert Das Ausgangssignal des NOR-Gatters 1847 setzt das Register 1843 über die Leitung 1848 zurück, wobei auch ein generell mit 1850 bezeichnetes Register gesetzt wird. Damit wird die Wellenservoeinhel* *o angesteuert, daß auf einer Leitung 1851 ein Befehl für die Wiedergaberotationsphase erzeugt wird. Führt die Leitung 1837 des Decoders ein Signal, so wird dieses Signal invertiert und durch ein NAND-Gatter 1852 getaktet, das die Register

1843 und 1850 rücksetzt und ein Register 1854 setzt, wodurch auf einer Leitung 1855 ein Befehl für die Wiedergabe-Transferrotationsphase erzeugt wird. Erhalten die NAND-Gatter 1842,1845 und 1852 über eine Leitung 1856 einen Speichersteuerbefehl, so definieren die drei zulässigen Ausgangssignale des Decoders eine Transferaufzeichnungs- oder Rotationsphase.

Die Busleitungen 1825 und 1826 führen wechselweise exklusive Befehlssignale, um die Relais in die Aufzeichnungs- oder die Wiedergabestellung zu schalten. Führt die Busleitung 1825 ein hoch liegendes Signal und ist der die Wirksamkeit der Operation anzeigende Befehl vorhanden, so setzt das NAND-Gatter 1831 ein Register 1857, das auf einer Leitung 1858 ein hoch liegendes Signal liefert, wodurch die Relais in die Aufzeichnungsstellung geschaltet werden und eine Aufzeichnung ausführbar ist, wenn der Zeittakt richtig ist Die über das NAND-Gatter 1831 getaktete Busleitung 1823 setzt ein Register 1860, das auf einer Leitung 1861 ein Kopfauswahiaignal liefert, das zu Aufrechterhaltungszwecken dient

Gemäß F i g. 28B setzt ein Signal auf der Busleitung 1827 zusammen mit einem das NAND-Gatter 1831 wirksam schaltenden Operationsbefehl ein Register 1862, vorausgesetzt, daß auf einer Leitung 1863 ein ein NAND-Gatter 1864 wirksam schaltender Befehl vorhanden ist Das Ausgangssignal des Registers 1862 stellt ein Aufzeichnungssignal für das nächste Bild dar, das in der Aufzeichnungs-Zeittaktschaltung nach den F i g. 29A und 29B ausgenutzt wird. Als weiteren Befehl erzeugt die Schaltung nach den F i g. 28A und 28B ein Signal auf einer Leitung 1865, das anzeigt, daß die Aufzeichnungssequenz abgeschlossen ist Dieses zur CPU 106 gesendete Signal setzt das Register 1862 zurück.

Die in den F i g. 29A und 29B dargestellte Schaltung liefert das Bezugssignal mit 60 Hz für das Wellen-Servoregelsystem des Scheibenstapel-Antriebsmotors. Unter Verwendung des Scheibenstapel-Antriebsmotors regelt die Wellen-Servoeinheit die Rotationsphase des Scheibenstapels unter Ausnutzung eines durch die noch zu beschreibende Zeittaktgeneratorschaltung erzeugten verschobenen Farbbildsignals als Servobezugssignal. Wie bereits erwähnt, muß das Fernsehsignal relativ zu seiner Lage bei Aufzeichnung um eine oder zwei Fernsehzeilen verschoben werden, um Verzögerungen zu kompensieren, die in der Schaltung des Wiedergabekanals 91 bei der Wiedergabe von Videodaten zu erwarten sind. Das in der Aufzeichnungszeittaktschaltung gemäß den F i g. 29A und 29B erzeugte verschobene Farbbildsignal ist in bezug auf den erforderlichen Zeittakt für Aufzeichnungs-, Wiedergabe- und Transferoperationen richtig gelagert Die in F i g. 29A dargestellte Schaltung liefert ein Servobezugssignal mit 60 Hz, das aus dem durch das Signalsystem gelieferten Multiplex-Synchronsignal mit einer Frequenz von 2 H abgeleitet wird. Zu diesem Zweck wird das Signal mit der Frequenz 2 «durch 525 geteilt, um das grundlegende Bezugssigna! mit 60 Hz zu erzeugen, das durch das verschobene Farbbildsignal vom Zeittaktgenerator in seiner Phasenlage geregelt wird.

Die Aufzeich nungszeittaktschaltung erzeugt weiterhin Treibersignale zur Schaltung der Relais in die Aufzeichnungs- oder Wiedergabestellungen sowie über Treibersteuerleitungen zur CPU 106 zurückzuführende Signale, wodurch die CPU 106 eine Information über die Relaisstellung erhält In dem in Rede stehenden Gerät wird weiterhin ein Kopfabschaltsignal erzeugt welches den Kopfstrom für wenigstens eine Umdrehung des Scheibenstapels sperrt, nachdem das Aufzeichnungs/ Wiedergabe-Relais zwischen seinen beiden Stellungen geschaltet ist Die Aufzeichnungszeittaktschaltung erzeugt weiterhin das Signal zur Umschaltung von einem Satz von Aufzeichnungsköpfen auf einen anderen Satz, um ein Halbbild auf einem Satz von Scheibenflächen aufzuzeichnen, während das andere Videohalbbild auf einem anderen Satz aufgezeichnet wird, wie dies bereits beschrieben wurde. Das Kopfschalten wird durch ein grundlegendes Signal mit 30 Hz gesteuert

In der Schaltung nach Fig.29A liefert eine Relaissetzleitung 1870, welche bei Schaltung der Relais in die Wiedergabestellung auf hohem Pegel und bei Schaltung der Relais in die Aufzeichnungsstellung auf tiefem Pegel liegt, ein Eingangssignal für ein NAND-Gatter 1871, dessen weitere Eingänge mit einem Impuls über eine Leitung 1872 gespeist werden, wodurch angezeigt wird, daß der Sektor 000 (Index) auf dem Scheibenstapel am Servokopf vorbeiläuft, was be;

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normaler Operation während des Vertikalintervalls erfolgt. Stehen die Relais in der Aufzeichnungsstellung und erscheint der Impuls auf der Leitung 1872, so setzt das NAND-Gatter 1871 ein Register 1873, das an Transistoren 1874 angekoppelt ist, weiche über eine Leitung 1875 ein Relais zu einer Vorverstärkerschaltung (Fig.44A und 44B) liefern. Der Schaltzustand des Registers 1873 bewirkt weiterhin die Erzeugung eines Signals auf einer zur Schaltung nach Fig.38B führenden Leitung 1876, wodurch angezeigt wird, daß die Relais in der Wiedergabestellung stehen. Andernfalls wird auf einer zur Schaltung nach Fig.29B führenden Leitung 1877 ein Signal erzeugt wodurch angezeigt wird, daß die Relais in der Aufzeichnungstellung stehen.

Zur Erzeugung des Bezugssignals für die Servoeinheit wird ein als Multiplex-Synchronsignal bezeichnetes Signal mit der Frequenz 2 H, dessen Zeittakt durch die Signalsystemschaltung festgelegt ist, auf eine Leitung 1880 gegeben, wobei es nach Invertierung auf einer Leitung 1881 erscheint, die auf einen durch 256 teilenden Zähler 1882 geführt ist Eine Ausgangsleitung 1883 dieses Zählers taktet ein durch 2 teilendes Flip-Flop 1884, wodurch auf einer Leitung 1885 ein insgesamt durch 512 geteiltes Signal erzeugt wird, das über ein NAND-Gatter 1887 ein Register 1886 setzt Dieses Register 1886 ist an ein Schieberegister 1888 angekoppelt, das durch das Signal mit der Frequenz 2 H auf der Leitung 1881 getaktet wird. Eine Ausgangsleitung 1890 des Schieberegisters 1888 ist an ein Schieberegister 1892 angekoppelt Der vom Schieberegister 1892 auf eine Leitung 1891 getaktete Impuls repräsentiert die Zählung von 525 und taktet ein Flip-Flop 1893. Dieses Flip-Flop 1893 liefert einen Impuls auf eine Leitung 1894, welcher über NOR-Gatter 1895 auf eine Leitung 1896 getaktet wird, wodurch die Schieberegister 1892 und 1888 sowie die Zähler 1882 und 1884 gelöscht werden. Die Endzählung von 525 setzt also die Zähler und die Schieberegister zurück. Die durch 525 geteilte Frequenz 2 H führt zu einem Signal mit einer Frequenz von 60 Hz auf einer Leitung 1897, welche über einen Inverter 1898 an eine Leitung 1899 sowie ein NOR-Gatter 1900 angekoppelt ist wodurch das Servobezugssignal mit 60 Hz auf einer Leitung 1901 erzeugt wird. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 1888 auf der Leitung 1897 wird weiterhin in ein durch 2 teilendes Flip-Flop 1902 eingespeist wodurch auf einer Leitung 1903 ein Signal mit einer Frequenz von 30 Hz erzeugt wird, woraus auf einer Leitung 1904 das phasenrichtige Kopfschalt-Steuersignal erzeugt wird.

Wird auf einer Leitung 1906 ein Farbbildsignal festgestellt, so wird ein Fiip-Fiop 1907 gesetzt, welches das erste NOR-Gatter 1895 sperrt, wodurch auch das Löschen der Teiler und Schieberegister gesperrt wird, so daß das später auf einer Leitung 1908 auftretende verschobene Farbbildsignal über das zweite NOR-Gatter 1895 den Löschimpuls liefert. Daher stellt nicht die Endzählung, sondern das verschobene Farbbildsignal die Schieberegister und die Flip-Flops auf 0 zurück. Damit kann das Servobezugssignal mit 60 Hz relativ zu den Zeilenvorverschiebungen richtig eingestellt werden, wobei die Zeilenvorverschiebungen erforderlich sind, damit die Videoinformation bei Wiedergabe- und Transferoperationen im oben beschriebenen Sinne die richtige Lage besitzt

Das durch die Vorverstärkerschaltung (F i g. 44A und 44B) für eine Umdrehung des Scheibenstapels während einer Umschaltung der Köpfe von Wiedergabe auf Aufzeichnung über den Transistor 1889 und das Register 1878 auf eine Leitung 1889' gelieferte Kopfabschaltsignal wird bei Auftreten des Indeximpulses auf der Leitung 1872 getaktet, wenn das Register 1873 im Aufzeichnungsschaltzustand steht.

Der übrige Teil der Zeittaktgeneratorschaltung gemäß F i g. 29A erzeugt die Zeittaktbefehle, welche bei der Durchführung der Aufzeichnungssequenz ausgenutzt werden. Das auf der Leitung 1901 durch die

ίο Schaltung gemäß Fig.29A gelieferte Servosignal mit 60 Hz schaltet zusammen mit einem Synchronsignal auf einer Leitung 1953 ein NAND-Gatter 1909 wirksam, dessen Ausgangssignal mit dem verschobenen Farbbildsignal auf einer Leitung 1936 durch ein NOR-Gatter

is 1910 verodert wird, wodurch ein Register 1911 gesetzt wird, das ein Eingangssignal für ein einem Schieberegister 1913 zugeordnetes NAND-Gatter 1912 liefert Das NAND-Gatter 1912 wird durchgeschaltet wenn das Register 19 zusammen mit dem Schieberegister 1913 gesetzt wird, wobei das Schieberegister 1913 an allen Ausgängen ein Signal mit tiefem Pegel führt. Wenn dies der Fall ist, so taktet das auf der Leitung 1899 vorhandene Servobezugssignal mit 60 Hz das Schieberegister, wodurch bestimmte hohe Signalpegel einer Sequenz auf alle Ausgangsleitungen 1914 gegeben werden, welche zur Realisierung der für eine Aufzeichnung erforderlichen Signalsequenz auf verschiedene logische Gatter gegeben werden, wenn das Schieberegister 1911 durch eine Sequenz von Servoreferenzsigna- len mit 60 Hz getaktet wird.

Auf einer Leitung 1915 vorhandenes Aufzeichnungsbereitschaftssignal wird bei Durchschaltung eines NAND-Gatters 1916 erzeugt, was der Fall ist, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. Zu diesem Zweck müssen die Relais in der Aufzeichnungsstellung stehen, es muß ein Bereitschaftssignal vorhanden sein, eine Leitung für eine Steuer- oder Zugriffs-Abschaltriicksetzung darf nicht wirksam geschaltet sein, es muß der Scheibenstapel die richtige Rotationsphase besitzen und und es muß die Synchronisation in Ordnung sein. Wenn diese Bedingungen erfüllt sind, so wird das Aufzeichnungsbereitschaftssignal erzeugt Entsprechend setzt ein NAND-Gatter 1917, welches ein Aufzeichnungssignal für das nächste Bild erzeugt ein Register 1918, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. Dabei muß ein Signal für die richtige Synchronisierung vorhanden sein, es muß ein Aufzeichnungsbefehl für das nächste Bild geliefert werden, es müssen die Relais in der Aufzeichnungsstellung stehen, es muß der Zeittakt vom Schieberegister 1913 vorhanden sein und es muß ein Signal zur richtigen Einstellung des Scheibenstapels geliefert werden. Sind diese Bedingungen erfüllt so wird das Register 1918 gesetzt und ein Aufzeichnungssequenzsignal auf einer Lc'tung 1919 erzeugt Das Register 1918 wird rückgesetzt nachdem vier Halbbilder durch das Schieberegister 1913 getaktet sind und durch deren Rücksetzung ein Aufzeichnungssequenz-Abschlußsignal auf einer Leitung 1920 erzeugt wird. Durch ein Register 1922 wird ein Voraufzeichnungssi gnal auf einer Leitung 1921 erzeugt das eine Dauer von zwei Halbbildern besitzt Dieses Register 1922 wird um zwei Halbbilder früher als das Aufzeichnungssequenz-Register 1918 rückgesetzt Während des Voraufzeichnungsintervalls wird das Schwarzpegelsignal bei den ersten beiden Umdrehungen der Sequenz von 4 Umdrehungen aufgezeichnet wobei die Sequenz von 4 Umdrehungen im vorliegenden Gerät wie oben beschrieben zur Aufzeichnung von zwei Halbbildern

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von Videodaten ausgenutzt wird. Es ist zu bemerken, daß die Register 1918 und 1922 gleichzeitig gesetzt werden. Ein auf einer Leitung 1923 erzeugter Datenzeittaktimpuls wird in der Datenspurschaltung ausgenutzt, wenn das Aufzeichnungs/Wiedergabe-Relais am Ende einer Aufzeichnungsfrequenz mit 4 Halbbildern umgeschaltet wird. Dieser Impuls besitzt eine Dauer von einem Halbbild und tritt während des letzten Halbbildes der Aufzeichnungsfrequenz von 4 Halbbildern auf. Die Datenspurschaltung liefert ein Kopfabschaltsignal zur Vorverstärkerschaltung (Fig.44A und 44B), um den Kopfstrom nach der Sequenz zu sperren, wenn das Aufzeichnungs/Wiedergabe-Relais umgeschaltet wird.

Der im Schaltbild nach F i g. 30 dargestellte Zeittaktgenerator erzeugt die Signale für die Zeittaktfunktionen der Scheibenantriebseinheit einschließlich der Funktion des Servosystems, so daß die Scheibenstapelrotation bei Aufzeichnung und Wiedergabe in der Phase auf das Fernsehsignal bezogen wird. Die Schaltung nutzt dabei das von der Referenzlogikschaltung 125A und 125B gelieferte Multiplex-Synchronsignal aus, das aus schmalen Impulsen mit Horizontalfrequenz sowie einem Farbbildsignal besteht, das durch drei breite Impulse mit Horizontalfrequenz für jedes vierte Fernsehhalbbild gebildet wird. Dieses Multiplex-Synchronsignal dient 2s zur Erzeugung eines Ausgangssignals mit Horizontalfrequenz sowie eines Farbbild-Ausgangssignals, wobei ei sich um den grundlegenden Antriebszeittakt-Impuls für die Zeittaktfunktionen der Scheibenantriebseinheit handelt. Das verschobene Farbbildsignal erzeugt neben anderen Funktionen die grundlegende Phasenlage des Servobezugssignals, so daß dieses Servobezugssignal bei Durchführung einer Aufzeichnungsoperation mit dem Vertikalsynchronsignal des aufzuzeichnenden Videosignals zusammenfällt Wird jedoch eine Wiedergabeoperation durchgeführt, so wird das Servobezugssignal so verschoben, daß das Fernsehsignal um eine Zeitperiode von zwei Fernsehzeilen verschoben ist, um die Verzögerung von zwei Fernsehzeilen zu kompensieren, welche in den Wiedergabekanälen 91 des Gerätes auftreten.

Speziell bewirkt der Zeitbasiskorrekturteil 565 der Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 jedes Wiedergabekanals 91 bei Wiedergabe eine Verzögerung um eine Fernsehzeiie, wobei auch die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 jedes Wiedergabekanals eine Verzögerung um eine Fernsehzeile bewirkt Bei Wiedergabe tritt die Videoinformation am Ausgang in bezug auf ihre Sollage zwei Zeilen später auf, wobei die Lage des Servobezugssignals entsprechend so so eingestellt wird, daß die Videoinformation bei normaler Wiedergäbe um zwei Zeilen vcrverschoben wird. Wird jedoch eine Transferoperation ausgeführt d. h. wird ein stehendes Informationsbild von einem Scheibenstapel 75 auf einen anderen Scheibenstapel übertragen, so bewirkt der Wiedergabekanal des Gerätes lediglich eine Verzögerung um eine Fernsehzeile, weil die Information nur die Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100, nicht aber die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 durchläuft Da bei einer Transferopera- tion also die durch die Schaltung 101 bewirkte Verzögerung nicht vorhanden ist, wird die Lage des Servobezugssignals um eine Fernsehzeile vorverschoben, so daß es mit einem Vertikalsynchronimpuls koinzident mit dem Sektor 000 (Index) auf dem anderen Scheibenstapel 75 aufgezeichnet wird. Die dem Zeittaktgenerator zugeordnete Schaltung bewirkt die Verschiebung des Farbbildes, so daß das Servobezugssignal die richtige Lage besitzt Weiterhin erzeugt die Schaltung ein stabiles Signal mit Horizontalfrequenz, das durch ins Gewicht fallende Rauschpegel oder durch ein mögliches Fehlen von Impulsen im Multiplex-Synchronsignal nicht merklich beeinflußt wird.

In der Schaltung nach F i g. 30 wird das Multiplex-Synchronsignal auf einer Eingangsleitung 1920' eingespeist. Dieses Signal besitzt Horizontalfrequenz und enthält die Farbbildinformation in Form von drei aufeinanderfolgenden, bei jedem vierten Halbbild auftretenden breiten Impulsen. Das Multiplex-Synchronsignal wird sodann durch einen Konverter 1921' aus einem ECL-Pegel in einen TTL-Pegel überführt und durchläuft einen Inverter 1922', dessen Ausgangsleitung 1923' auf ein NOR-Gatter 1924' geführt ist Die Leitung 1923' ist weiterhin an zwei UND-Gatter angekoppelt, nämlich über einen Inverter 1925 an ein UND-Gatter

1926 sowie direkt an ein weiteres UND-Gatter 1927. Der untere Signalweg zu den UND-Gattern 1926 und

1927 dient zur Feststellung des Vorhandenseins oder des Fehlens von ein Farbbild anzeigenden Information.

Das Farbbild wird durch Tasten von Gattern über einen monostabilen Multivibrator 1928 festgestellt welcher einen kurzen Impuls zur Wirksamschaltung der UND-Gatter 1926 und 1927 liefert so daß die durchgetakteten Impulse einen Zähler 1929 entweder inkrementieren oder löschen. Ist ein Farbbild vorhanden, so läßt das UND-Gatter 1927 drei aufeinanderfolgende Zählwerte zum Zähler 1929 durch, wodurch ein hoch liegendes Ausgangssignal auf zwei Ausgangsleitungen 1930 erzeugt wird, das in ein Schieberegister 1931 geladen wird. Ist kein Farbbild vorhanden, so treten die drei aufeinanderfolgenden Impulse nicht auf, so daß das UND-Gatter 1926 durch das Fehlen entweder des zweiten oder des dritten Impulses durchgeschaltet wird, um den Zähler 1929 zu löschen. Das Schieberegister 1931 wird vom Zähler 1929 durch ein 2-//-Signal auf einer Leitung 1932 getaktet wodurch das Eingangssignal durch das Schieberegister getaktet wird und auf Leitungen 1933, 1934 und 1935 in 1-//-Intervallen aufeinanderfolgend hohe Pegel auftreten.

Der Zeittakt der Signale auf den Leitungen 1933,1934 und 1935 bewirkt die Verzögerungen um eine Zeile, zwei Zeilen oder drei Zeilen auf einer Farbbild-Ausgangsleitung 1936 eines Decoders 1937 (die Verzögerung um drei Zeilen ist als Vorverschiebung 9, die Verzögerung um eine Zeile als Vorverschiebung um eine Zeile und die Verzögerung um zwei Zeilen als Vorverschiebung um zwei Zeilen definiert). Zwei Lageauswahl-Steuerleitungen 1938 liefern einen binären Eingangshafen! zur Decodierung der Signale durch den Decoder 1937 auf einer der Eingangsleitungen 1933, 1934 und 1935, wobei auf der Ausgangsleitung 1936 die grundlegende verschobene Farbbild-Bezugszeittaktinformation für die Aufzeichnungszeittaktschaltung erzeugt wird.

Die Schaltung erzeugt weiterhin ein stabiles Signal mit Horizontalfrequenz unter Ausnutzung einer phasenstarren Schleife mit einem spannungsgesteuerten Oszillator in einem integrierten Schaltkreis 1940, welcher das Synchronsignal vom NOR-Gatter 1924' über einen Inverter 1941, ein UND-Gatter 1942 und eine Leitung 1943 erhält Das Ausgangssignal des Oszillators 1940 auf einer Leitung 1944 wird in einem durch 10 teilenden Zähler 1954 geteilt wobei auf einer Leitung 1946 ein 2-//-Ausgangssignal entsteht das wiederum in einem durch 2 teilenden Zähler 1947 zur Erzeugung

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eines 1-W-Signals auf einer Leitung 1948 führt, das letztendlich das Ausgangssignal mit Horizontalfrequenz bildet. Die Leitung 1948 ist weiterhin auf den Phasenkomparatoreingang des Schaltkreises 1940 geführt Das gefilterte Fehlereingangssignal für den spannungsgesteuerten Oszillator wird auf einer Leitung

1949 geführt, welche an ein Übertragungsgatter 1950 angekoppelt ist Dieses Gatter leitet immer dann, wenn ein Multiplex-Synchronsignal auf der Eingangsleitung 1920' vorhanden ist Über eine Leitung 1951 wird dann ein monostabiler Multivibrator 1952 getriggert, welcher für etwa drei horizontalfrequente Impulse einen hohen Pegel annimmt, bevor er zurückkippt Die Ausgangsleitung 1953 des monostabilen Multivibrators 1953 liegt immer hoch, wenn das Multiplex-Synchronsignal vorhanden ist

Ist das Multiplex-Synchronsignal nicht vorhanden und kehrt es auch für drei Perioden der Horizontalfrequenz nicht zurück, so nimmt eine Ausgangsleitung 1953 einen tiefen Pegel an, wodurch sowohl das UND-Gatter 1942 als auch das Gatter 1950 gesperrt wird. Über einen . Inverter 1954 wird sodann ein weiteres Übertragungs-, gatter 1955 wirksam geschaltet, das ein »künstliches« rv Fehlersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator ':■ erzeugt, wodurch etwa die richtige Horizontalfrequenz Λ; erhalten bleibt, bis das Multiplex-Synchronsignal vor-'"i handen ist. Ein mit seinen Eingängen an die Phasenkomparatorausgänge des Schaltkreises 1940 angekoppeltes NOR-Gatter 1956 erzeugt ein Sperranzeigesignal, das eine lichtemittierende Diode 1957 ansteuert, wenn die phasenstarre Schleife nicht auf die richtige Phase festgelegt ist Auf einer Leitung 1959 wird ein die richtige Phase anzeigendes Signal erzeugt Dabei handelt es sich um eine der für eine Aufzeichnungsoperation notwendigen Bedingungen. Das Signal, welches anzeigt daß die Synchronisation in Ordnung ist, wird erzeugt wenn das Servosystem und die phasenstarre Schleife auf die richtige Funktion festgelegt sind. Diese v- Signale werden auf die Eingänge eines NAN D-Gatters

1950 gegeben.

Das Schaltbild nach den F i g. 31A und 31B zeigt eine Fehlerprüflogik, weiche in vieler Hinsicht der Fehlerprüflogik der für Datenverarbeitungszwecke verwendeten vorhandenen Scheibenantriebsschaltung entspricht Im Zusammenhang mit dem hier beschriebenen Gerät können jedoch weitere Fehlerbedingungen auftreten, so ■.i daß die Fehlerprüflogik zur Anpassung an solche Fälle ;.. modifiziert ist Wie oben bereits beschrieben, sind für die Wiedergabe eines Bildes der Videoinformation zwei j Umdrehungen des Scheibenstapels 75 erforderlich. Daher wird die Stellung der Köpfe geändert, wenn gemäß Fig.A. ein Suchbcfeh! auf eine Leitung 1975 gegeben wird Da jedoch die Änderung der Stellung der Köpfe von einer Spur auf eine andere zu einer Diskontinuität im Fernsehbild führt ist es zweckmäßig, daß die Änderung der Kopfstellung lediglich während des Vertikalaustastintervalls beginnt Daher liegt der Suchbefehl zeitlich so, daß er zeitlich an einer speziellen Stelle in bezug auf die Vertikalfrequenz beginnt, welche auf einer Leitung 1976 eingespeist wird Damit erscheint auf einer Leitung 1977 ein zeitgetakteter Startsuchbefehl, welcher in bezug auf das Vertikalaustastintervall die richtige Phase besitzt Das Signal mit Vertikaifrequenz wird durch die Zeittaktgeneratorschaltung gemäß F i g. 30 und die Aufzeichnungszeittaktschaltung (F ig. 29A) erzeugt

Der Teil der Fehlerprüflogik gemäß Fig.31A führt eine Prüfung durch, um festzustellen, ob der Aufzeichnungsstrom das vorgesehene Verhalten besitzt Wenn dieser Strom eingeschaltet wird so wird er geprüft, um festzustellen, ob er tatsächlich eingeschaltet ist Nach dem Abschalten prüft die Schaltung, ob die Abschaltung auch wirklich erfolgt ist Tritt die vorgegebene Bedingung nicht auf, so können die auf dem Scheibenstapel vorhandenen Daten gefährdet werden. Im einzelnen ist eine Aufzeichnungsstrom-Prüfleitung

1978 an ein NAND-Gatter 1979 sowie an einen Inverter to 1980 angekoppelt, welcher ein Eingangssignal für ein zweites NAND-Gatter 1981 liefert. Eine Aufzeichnungssequenzleitung 1982 ist an das NAND-Gatter

1979 sowie über einen Inverter 1983 an das NAND-Gatterl981 angekoppelt Da das Signal auf der Leitung 1978 tatsächlich anzeigt, ob Strom fließt und ob dieser Strom von den Aufzeichnungsquellen kommt, soll die Aufzeichnungssequenzleitung 1982 ein Signal mit tiefem Pegel führen, wenn Strom fließt, und ein Signal mit hohem Pegel führen, wenn der Strom abgeschaltet ist Tritt ein Tastsignal auf einer Leitung 1984 auf, so liefert eines der NAND-Gatter 1979 und 1981 ein Aktivierungssignal auf entsprechenden Ausgangsleitungen 1986 und 1987, das entsprechende Flip-Flops 1988 und 1989 setzt Diese Flip-Flops sind an ein NOR-Gatter 1990 angekoppelt, das ein unsichere Bedingungen anzeigendes Signal liefert, wodurch eine Aussage gewonnen wird, daß die Daten auf der Spur gefährdet sein können, wenn einer der NOR-Gattereingänge erfüllt ist In diesem Zusammenhang zeigt das Flip-Flop 1988 an, daß Strom in den Aufzeichnungsköpfen fließt, wenn dies nicht der Fall sein soll. Das Flip-Flop 1989 liefert ein aktivierendes Signal für das NOR-Gatter 1990, wenn der Aufzeichnungs-Kopfstrom eingeschaltet ist, aber kein Strom fließt Auf einer Leitung 1992 wird über die Verbindungsleitung 1984 ein Flip-Flop 1993 taktendes Signal mit Horizontalfrequenz erzeugt, wobei die genannten Flip-Flops ein Ausgangssignal auf einer Leitung 1994 erzeugen, das die NAND-Gatter 1979 und 1981 tastet, um festzustellen, daß dei Aufzeichnungs strom die Sollbedingungen erfüllt Mit anderen Worten ausgedrückt, wird nach der Abschaltung des Aufzeichnungsstroms durch die Betätigung der Flip-Flops 1993 auf der Leitung 1994 um eine Horizontal-Fernsehzeile später ein Signal mit hohem Pegel erzeugt, daß die NAND-Gatter tastet und feststellt, ob das Stromverhalten den Sollbedingungen entspricht. Das Tastsignal besitzt die Dauer einer Horizontalzeile und beginnt eine Fernsehzeile nach der Eingabe des Befehls. Das Signal mit Horizontalfrequenz wird deshalb verwendet, weil es eine angemessene Zeit gewährleistet, damit der Atrom nach der Eingabe eines Befehles den neuen Wert

Tritt eine Fehlerbedingung auf, wodurch angezeigt wird daß die Köpfe eine Fehlstellung besitzen, so daß sie nicht im Zentrum einer Spur des Scheibenstapels 75 verlaufen, so setzt ein Signal auf einer Leitung 2000 ein Flip-Flop 2001, wodurch ein ein NOR-Gatter 2002 wirksam schaltendes Signal erzeugt wird Dieses NOR-Gatter liefert dann auf einer Leitung 2003 ein Auswahlsperrsignal, das die Scheibenantriebseinheit abschaltet, weil die Daten durch die vorhandenen Bedingungen gefährdet werden können. Die Scheibenantriebseinheit erhält damit eine Information, daß ein Fehler vorliegt

⁶S Die im Blockschaltbild nach Fig.8B dargestellte Datenschnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheiten dient zur Aufnahme der Videodaten vom Codierer 96 sowie zum zugehörigen Scheibensta-

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pel 75 und zur Aufnahme der vom zugehörigen Scheibenstapel ausgelesenen Videodaten sowie zur Übertragung der Daten zum Auswahlschalter 128. FOr die Übertragung bzw. die Aufnahme der zehn Datenbits zum bzw. vom Scheibenstapel 75 sind zwei Daten-Schnittstellenschaltungen vorgesehen, von denen in den Fig.46A und 46B lediglich eine dargestellt ist Daten vom Codierer 96 werden von Leitungen 2020 über UND-Gatter 2021 auf Ausgangsleitungen 2022 getaktet und auf den Scheibenstapelflächen aufgezeichnet Die UND-Gatter 2021 werden durch einen Aufzeichnungssequenzbefehl auf einer Leitung 2023 wirksam geschaltet, wobei dieser Befehl durch die Zeittaktsequenzschaltung gemäß den F i g. 29A und 29 B erzeugt wird. Vom Scheibenstapel 75 abgenommene Daten werden über Leitungen 2025 durch UND-Gatter 2026 auf Leitungen 2027 getaktet, wenn die UND-Gatter 2026 durch ein Signal mit hohem Pegel auf einer Leitung 2028 wirksam geschaltet werden. Das Signal auf der Leitung 2028 wird durch ein Signal mit tiefem Pegel auf einer Leitung 2029 erzeugt, welches ebenfalls von der Aufzeichnungszeittaktschaltung kommt Führt die Leitung 2029 ein Signal mit hohem Pegel, so erzeugt ein komplementärer Ausgangspuffer 2030 ein Signal mit tiefem Pegel auf der Leitung 2028 und ein Signal mit hohem Pegel auf einer Leitung 2031, wodurch NAND-Gatter 2032 wirksam geschaltet werden und eine Übertragung der vom Codierer % empfangenen Daten zum Datenauswahlschalter 128 und dem folgenden ausgewählten Wiedergabekanal 91 über die Leitungen 2027 ermöglicht werden. Diese Bedingung tritt bei rein elektronischen und bei Suchoperationen auf, wobei das Signal sowohl durch die Aufzeichnungs- und Wiedergabeelektronik verarbeitet wird und wobei der Aufzeichnungsschritt jedoch nicht durchgeführt wird. Die Daten auf den Leitungen 2020 werden durch Differenzverstärker-Leitungsempfänger 2020' von einer ECL-Logik mit komplementären Pegeln auf Pegel für eine TTL-Logik transformiert, bevor sie in die UND-Gatter 2021 eingespeist werden. Andererseits werden die Daten auf den Leitungen 2027 durch Differenzverstärker-Leitungsempfänger 2019 für die Übertragung vom Pegel einer TTL-Logik in einen Pegel einer ECL-Logik überführt

In Scheibenantriebseinheiten für typische Datenverarbeitungsgeräte, beispielsweise in dem oben genannten Modell DM 331 der Anmelderin, läuft der Motorantrieb für die Scheibenwelle frei. Um die gewünschte Servoregelung für den Motorantrieb der Scheibenwelle zu realisieren, sind die Motorantriebskreise für die Anwendung im hier beschriebenen Gerät modifiziert. Die Wirkungsweise des die Scheibenantriebseinheit antreibenden Motors wird im folgenden anhand von F i g. 27 beschrieben, welche ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Regelung des Antriebsmotors für die Computer-Scheibenantriebseinheit zeigt, wobei eine Phasenregelung auf das Vertikalsynchronsignal im Sinne einer richtigen Einstellung auf den Zeittakt erfolgt, so daß Aufzeichnungs-, Wiedergabe- und Transferoperationen mit dem richtigen Zeittakt durchgeführt werden können.

Das Blockschaltbild nach F i g. 27 stellt eine Schaltung dar, welche zur Ansteuerung des Antriebsmotors sowie zur Servoregelung dient. Ein detailliertes Schaltbild für das modifizierte Modell DM 331 der Anmelderin zur t>5 Durchführung der Funktionen des Blockschaltbildes nach Fig.27 ist in den Fig.32A und 32B dargestellt. Diese Figuren zeigen eine Phaserregelschaltung für die Scheibenantriebseinheiten. Die Fig.45A und 45B zeigen Schaltbilder der Logik- und Treiberschaltung für den Scheibenantriebsmotor, welche während des Anlaufs des Scheibenantriebsmotors wirksam sind. Gemäß F i g. 27 läuft ein Dreiphasen-Induktionsmotor 2040 für die Scheibenantriebseinheiten über eine Dreiphasen-Wechselspannung von Versorgungsleitungen 2041 an, welche über Relais 2042 auf den Motor geführt sind und den Motor mit Leistung versorgen, bis er hochgelaufen ist Nach dem Hochlaufen des Motors wird das Relais 2042, das über eine Wicklung 2043 von einer Motorlauf-LGgikschaltung 2244 gesteuert wird, von den Leitungen 2041 auf Dreiphasen-Ausgangsleitungen eines Schaltinverters 2045 geschaltet Der Inverter wird über eine Leitung 2047 aus einer Gleichspannungsquelle 2046 mit Spannung versorgt, welche an die Leitungen 2041 angeschaltet ist Die Stellungsphase des Motors 2041 wird von einem Servofesekopf 2049 abgeleitet, welcher pro Umdrehung der Scheibenantriebseinheit ein Signal zu einem Vorverstärker 2050 liefert, dessen Ausgangssignal durch einen Verstärker 2051 verstärkt wird. Eine Decoderschaltung 2052 liefert für den Sektor 000 (Index) der Scheibe einen Impuls, wenn er einmal pro Umdrehung des Scheibenstapels 75 auftritt Dieser Impuls wird über eine Leitung 2053 in einen Phasendetektor 2054 eingespeist Die Phase des Indeximpulses wird mit dem Vertikalsynchronsignal auf einer Leitung 2055 am Eingang des Detektors 2054 verglichen, wodurch aul einer Leitung 2057 ein Fehlersignal erzeugt wird, das hinsichtlich der Phase durch ein Phasenkompensations-Netzwerk 2058 kompensiert und sodann in einer spannungsgesteuerte Oszillator 2060 erzeugt ein sechs phasiges hinsichtlich der Frequenz und der Phase einge stelltes Ausgangssignal, das über eine Leitung 2087 in eint spannungsgesteuerte Oszillator 2060 ist ein sechsphasi ges hinsichtlich der Frequenz und der Phase eingestelltes Ausgangssignal, das über eine Leitung 2087 in eine Logikschaltung 2061 eingespeist wird, welche der Dreiphasen-Schaltinverter 2045 steuert. Auf dies« Weise kann der Motor 2040 so servogeregelt werden daß eine zugehörige Indexstellung für die angetriebener Scheibenstapel auf das Vertikalsynchronsignal festge legt wird, das entweder von einem Stationsbezug füi Wiedergabe oder von einem Videoeingangssignal füi Aufzeichnung abgeleitet wird.

Gemäß dem Schaltbild speziell nach Fig.45B wir< nach dem Einschalten des Antriebsmotors 2040 al: Funktion eines Motorlaufbefehls auf einer Eingangslei tung 2065 von der Scheibenantriebs-Steuerschaltunj und nach dem Hochlaufen des Motors ein Signal von dei Scheibenantriebs-Steuerschaltung auf einer Leitung 2066 erzeugt, das durch ein NAND-Gatter 206J getaktet wird und einen monostabilen Multivibratoi 2069 steuert welcher eine Zeitverzögerung von etwa ·* Sekunden besitzt. Nach dieser Verzögerung von ^ Sekunden taktet der monostabile Multivibrator 2069 eir Flip-Flop 2070, wodurch auf einer Leitung 2071 eir Befehl erzeugt wird, welcher die den Schaltinvertei

2045 mit Spannung versorgende Gleichspannungsquellc

2046 (Fig.36) einschaltet Das Ausgangssignal de! Flip-Flops 2070 wird nach Taktung mit einen Spannungsversorgungs-Verifikationssignal auch au eine Leitung 2072 gegeben, über die ein monostabilei Multivibrator 2073 getriggert wird, welcher eint Verzögerung von etwa 50 Millisekunden besitzt. Nacl der Kippphase dieses monostabilen Multivibrators Λ)7ί wird ein Flip-Flop 2074 getaktet das auf einer Leitunf

Ill

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2075 ein Signal liefert, um einen Widerstand von 50 Ohm kurzzuschließen, welcher zum Schutz gegen Sprünge während der Schaltperiode in Serie zum Inverter liegt Das kurzschließende Signal wird dem Inverter 2045 Ober die Leiiiuig 2068 zugeführt Ein Signal auf einer Leitung 2072" bildet den Befehl zur Betätigung des Relais 2042 (Fig.27) zur Umschaltung von den Leitungen 2041 auf den Schaltinverter 2045. Ober die Ausgangsleitung 2075 wird ein weiterer monostabiler Multivibrator 2076 mit einer Verzögerung von 40 Millisekunden und sodann ein Flip-Flop 2077 getaktet, welches ein Signal auf einer Leitung 2078 liefert Dies geschieht, wenn ein Signal durch die Taktung des Flip-Flops 2074 auf die Leitung 2075 gegeben wird. Damit wird ein Widerstand von 10 Ohm kurzgeschlossen, welcher ebenfalls in Serie zum Inverter 2045 (F i g. 27) liegt und die gleiche Schutzfunktion wie der Widerstand von 50 Ohm ausübt Das kurzschließende Signal wird dem Inverter 2045 Ober die Leitung 2078' zugeführt

Gemäß Fig.45A wird der Spannungsleitungs-Phasenbezug festgestellt und ein entsprechendes Singal auf eine Leitung 2080 gegeben, welche an einen spannungsgesteuerten Oszillator 2081 angekoppelt ist Das Ausgangssignal dieses Oszillators auf einer Leitung

2082 ist auf die Phase der Spannungsleitung 2041 (F i g. 30) festgelegt, so daß der phasenstarre spannungsgesteuerte Oszillator 2081 bei Umschattung von der Spannungsleitung auf den Inverter 2045 die durch den Inverter zum Motor gelieferte Spannung synchron mit der Phase der Spannungsleitung gehalten wird. Damit tritt keine ins Gewicht fallende Unterbrechung auf. Die Ausgangssignale der Spannungsgesteuerten Oszillatoren 2081 und 2060 (siehe Fig.32B) werden über eine Gatterschaltung gekoppelt welche das geeignete Ausgangssignal für die Dreiphasenlogikschaltung 2061 als Funktion der Betriebsbedingung der Scheibenantriebseinheit auswählt Beispielsweise besitzt das Signal auf der Leitung 2082 eine Frequenz von 72OHz (12x60 Hz), welche über ein NAND-Gatter 2083 ein NOR-Gatter 2084 und eine Leitung 2086 in einen Ringzähler 2085 eingespeist wird, wodurch auf sechs Leitungen 2087 rechteckförmige Ausgangssignale mit einer Frequenz von 60 Hz geliefert werden, die jeweils um 30° gegeneinander in der Phase verschoben sind. Damit werden über die Dreiphasenlogik 2061 die Signale für Phasen A, B und C zur Ansteuerung des Schaltinverters 2045 gewonnen (in Fig.45A dargestellt). Die Ausgangssignale der Dreiphasenlogik-Schaltung 2061 werden über Optokoppler als Steuersignale in den Schaltinverter 2045 eingespeist. Das NAND-Gatter

2083 taktet das Ausgangssignal des Oszillators 2081 in den Ringzähler 2085, wenn auf einer Leitung 2090 ein Signal mit hohem Pegel vorhanden ist Steht auf der Leitung 2090 ein Signal mit tiefem Pegel, so schaltet ein Inverter 2091 ein NAND-Gatter 2092 wirksam, um Impulse von einer Leitung 2093 weiterzutakten, die durch den spannungsgesteuerten Oszillator 2060 (siehe F i g. 32A) mit einer Frequenz von 720 Hz geliefert werden.

Gemäß Fig.32B sind der spannungsgesteuerte Oszillator 2060 und der Frequenz/Phasendetektor 2054 in einem einzigen integrierten Schaltkreis enthalten, der das Eingangsbezugssignal über die Leitung 2055 sowie das Rückkoppelsignal auf der Leitung 2053 für den Detektor 2054 erhält Das Fehlerausgangssignal vom Detektor 2054 auf der Leitung 2057 wird auf eine Speicherkapazität 2095 und über einen Operationsverstärker 2096 zur Impedanzanpassung auf das Phasenkompensations-Netzwerk 2058 gegeben. Das Netzwerk 2058 bereitet das durch den Detektor 2054 erzeugte Fehlersignal für die Einspeisung in den Oszillator 2060 s auf. Das Bezugs- und das Rückkoppelsignal auf der Leitung 2055 bzw. 2053 für den Frequenz/Phasendetektor 2054 wird durch die in Fig.32A dargestellte Schaltung erzeugt welche über eine Leitung 2100 die Impulse für den Sektor 000 (Index) erhält Die

ίο Indeximpulse werden durch einen Spannungsübertrager 2101 geformt um schmale Impulse auf einer Leitung 2053 mit den richtigen Spannungspegeln zur Einspeisung in den Detektor 2054 zu erzeugen. Entsprechend werden die Bezugs-Vertikalimpulse auf einer Leitung

is 2103 durch einen Spannungsübertrager 2104 geformt und in einen monostabilen Multivibrator 2105 eingespeist welcher mit einem nachfolgenden monostabilen Multivibrator 2106 zusammenarbeitet um für eine Zeitperiode von etwa 8 Millisekunden das Auftreten eines zweiten Impulses zu verhindern. Eine Ausgangsleitung 2055 des monostabilen Multivibrators 2106 liefert das Bezugseingangssignal für den Detektor 2054. Der monostabile Multivibrator 2106 bewirkt eine Verzögerung von 5 MikroSekunden und sein zweiter Ausgang steuert einen Schalter 2107, um diesen während jedes Vertikalimpulses für 5 Mikrosekunden einzuschalten. Damit wird ein Versatz von 5 Mikrosekunden erzeugt wodurch die Servoregelung durch Eliminieren von Zittereffekten verbessert wird, welche auftreten, wenn der Indeximpuls (Impuls für den Sektor 000) und der Bezugs-Vertikalimpuls koinzident sind. Eine Leitung 2108 ist auf die Kapazität 2095 (F i g. 33B) in der Phasendetektor-Ausgangsleitung 2057 gekoppelt welche den Oszillator 2060 steuert Eine Ausgangslei tung 2055 des monostabilen Multivibrators 2106 ist auf einen weiteren monostabilen Multivibrator 2110 geführt, welcher eine Periode von 2 Millisekunden bewirkt und auf einer Leitung 2111 ein Ausgangssignal erzeugt das durch eine Differentiationsstufe 2112 differenziert und über einen Inverter 2116 und eine Leitung 2115 auf NAND-Gatter 2113 gegeben wird. Ein durch den Indeximpuls getriggerter monostabiler Multivibrator 2117 erzeugt ein Fenster von 4 Millisekunden, d. h. ein Signal mit hohem Pegel auf einer Leitung 2118 für das

■»5 NAND-Gatter 2113 und ein Signal mit tiefem Pegel auf einer Leitung 2119 für das NAND-Gatter 2114. Wenn der auf der Leitung 2115 auftretende Impuls innerhalb des durch den monostabilen Multivibrator 2117 erzeugten Fensters von 4 Millisekunden zunächst abfällt, wodurch angezeigt wird, daß die beiden Signale bereits eng phasenbezogen sind, so setzt das NAND-Gatter 2113 ein Register 2120 und aktiviert einen monostabilen Multivibrator 2121, dessen Ausgangsleitung 2122 auf ein NOR-Gatter 2123 geführt ist. Das NOR-Gatter 2123 schließt einen Schalter 2124, welcher eine Spannung von einem Spannungsteiler 2125 auf die Leitung 2108 für die Kapazität 2095 gibt wodurch die Zeitkonstante und die Verstärkungscharakteristik der Regelschleife zur Beschleunigung der Phaseneinstellung geändert wird. Der monostabile Multivibrator 2121 schließt den Schalter 2124 für eine Periode von etwa 10 Millisekunden.

Über die Ausgangsleitung 2055 des monostabilen Multivibrators 2106 wird weiterhin der Eingang eines monostabilen Multivibrators 2127 getriggert, welcher eine Periode von 15 Mikrosekunden bewirkt, wobei eine Differentiationsstufe 2128 an den Ausgang des monostabilen Multivibrators 2127 gekoppelt ist und in der

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Hinterflanke eines auf ein NAND-Gatter 2129 gegebenen, durch den monostabilen Multivibrator 2127 Signals einen schmalen Impuls erzeugt Das weitere Eingangssignal dieses NAND-Gatters 2129 wird von einem monostabilen Multivibrator 2131 geliefert, welcher durch den Indeximpuls für den Sektor 000 auf der Leitung 2053 getriggert wird. Dieser monostabile Multivibrator 2131 erzeugt ein Fenster von 30 Mikrosekunden, welches einen Impuls auf einer Leitung 2130 für das NAND-Gatter 2129 unterbindet Ist die Phasenfestlegung innerhalb von + oder — 15 Mikrosekunden erreicht, so erzeugt ein monostabiler Multivibrator 2132 mit einer relativ langen Periode von einer Sekunde ein Ausgangssignal mit tiefem Pegel auf einer Leitung 2133. Damit wird angezeigt, daß die Phase für die Servoregelung eingestellt ist, d. h. der gewünschte Zeittakt des Motors relativ zum Bezugs-Vertikalsynchronsignal ist gewährleistet

Hierzu 75 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Erzeugung einer vollen Farbbildsequenz einer Farbvideoinformation, derart, daß ein kontinuierliches zitterfreies Videobild durch wiederholte Wiedergabe eines Bildes eines auf Aufzeichnungsmedien aufgezeichneten Videoinformationssignals sichtbar darstellbar ist, wobei das Videoinformationssignal in wenigstens eine Digitaldatenfolge überführt wurde, deren vorgegebene Folgefrequenz ein ungeradzahliges Vielfaches des Chrominanz-Hilfsträgers des Videoinformationssignals ist, wobei die Digitaldatenfolge auf den Aufzeichnungsmedien aufgezeichnet wurde und von diesen wiedergegeben wird und die unter Verwendung eines mit der vorgegebenen Daten-Folgefrequenz arbeitenden kontinuierlichen Phasentaktes durch einen Übertragungskanal getaktet wird, wobei die Bildlänge gleich einem ganzzahligen ungeraden Vielfachen der Halbperiode des Phasentaktes ist, gekennzeichnet durch eine Schaltung (98,368) zur Erzeugung eines Identifizierungssignals, welches jedes zweite Bild in der durch kontinuierliche Wiederholung der dem aufgezeichneten Bild entsprechenden Digitaldatenfolge gebildeten Digitaldatenfolge relativ zu den übrigen Bildern identifiziert, durch eine auf das Bildidentifizierungssignal ansprechende Schaltung (851, 853, 854, 858) zur Verzögerung der Videodaten jedes zweiten Bildes relativ zu den Videodaten der übrigen Bilder um ein einer Halbperiode des kontinuierlichen Phasentaktes gleiches Intervall, und durch eine Schaltung (854, 858) zum Zusammensetzen der verzögerten Videodaten jedes zweiten Bildes mit den Videodaten der übrigen Bilder.

2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch rotierende Scheibeneinrichtungen (75) mit generell ebenen Flächen, auf denen die Datenfolgen aufgezeichnet und von denen die Datenfolgen -to wiedergegeben werden.

3. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Datenfolgen auf den Scheibeneinrichtunjen (75) magnetisch aufgezeichnet werden.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die vorgegebene Datenfolgefrequenz gleich der dreifachen Hilfsträgerfrequenz des Videoinformationssignals ist.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das aufgezeichnete Bild aus zwei dem NTSC-System entsprechenden Halbbildern gebildet ist.