DE2759865C2 - Digitale Zeitbasiskorrektur-Anordnung zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in Digitaldaten - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung einer vollen Farbbildsequenz einer Farbvideoinformation nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Anordnung ist generell in Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten und speziell in Geräten zur Aufzeichnung und Wiedergabe von Fernsehsignalen unter Ausnutzung digitaler Techniken verwendbar.

Die laufenden technologischen Fortschritte haben zu vielfältigen Änderungen in Geräten geführt, welche in Fernseh-Sendestattonen zur Anwendung kommen. Eine der bedeutenderen Änderungen ist darin zu sehen, daß fotografische Techniken zugunsten von magnetischen Medien an vielen Stellen von kommerziellen Fernseh-Sendestationen aufgegeben wurden. Beispielsweise kommen gesendete Spielfilme oft nicht mehr von einem Filmstreifen, sondern von einem Magnetband. Auch gehen Nachrichtenabteilungen von Fernseh-Sendestationen in überwiegendem Maße zu Video-Bandaufzeichnungssystemen über; zur sichtbaren Darstellung neuer Nachrichten werden Filmkameras mehr und mehr zurückgedrängt Darüber hinaus werden oft bewegliche Übertragungsstationen ausgenutzt, welche Informationen entweder direkt von ihrem Standort aus senden oder zu einer Station übertragen können, von der die Information entweder life gesendet oder auf einem Videoband aufgezeichnet, redigiert und zu einem späteren Zeitpunkt gesendet werden kann. Einer der vielen Vorteile eines derartigen Verfahrens ist in der Der Projektionsvorgang ist in vielen modernen Sendestationen in hohem Maße veraltert und mit einem vollautomatischen Stationsbetrieb grundsätzlich nicht vereinbar.

Generell gesprochen ist die erfindungsgemäße Anordnung für Geräte vorgesehen, bei denen im Gegensatz zu Projektionsgeräten oder der Verwendung von undurchsichtigem graphischem Material als Quelle zur Erzeugung von stehenden Vidcobildern eine

in Aufzeichnung und Wiedergabe von stehenden Bildern erfolgt, wobei die Videoinformation in Form von stehenden Bildern auf magnetischen Medien gespeichert wird. In einem solchen Gerät werden computergesteuerte Standard-Scheibenantriebseinheiten (die je-

doch in gewissen Aspekten modifiziert sind) mit magnetischen Speichermedien verwendet, wodurch die mit der Projektion von Diapositiven verbundenen Probleme vermieden we-den. Da die stehenden Bilder auf magnetischen Medien aufgezeichnet werden, treten Probleme der mechanischen Beeinträchtigung, beispielsweise durch Staubpartikel oder durch Kratzer nicht auf. Da die aufgezeichnete Information weiterhin leicht zugänglich ist, kann das gleiche stehende Bild durch Bedienungspersonen an verschiedenen Stellen praktisch gleichzeitig benutzt werden.

Aus der US-PS 39 09 839 ist eine für derartige Geräte verwendbare Anordnung bekanntgeworden, die bereits die Komponenten gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1 besitzt, wodurch lediglich eine ein zusammen

einfachen Handhabung, der Flexibilität und der io gesetztes Videosignal darstellende Folge von Digitalda-Verarbeitungsgeschwindigkeit im Vergleich zu einem ten und ein Bezugstaktsignal unabhängig von Phasen

fotografischen Film zu sehen. Diese Vorteile sind mit der Möglichkeit gekoppelt, das Magnetband erneut verwenden zu können, wenn die auf ihm aufgezeichnete Information nicht länger benötigt wird.

Eine der letzten verbliebenen Domänen des Films in heutigen kommerziellen Fernseh-Sendestationen ist die Bildprojektion unter Verwendung von Filmtransparenten mit 35 mm. Diese Bildprojektion dient zur Gewinnung von stehenden Fernsehbildern, welche beispielsweise für Programmhinweise, Werbung und Nachrichten verwendet werden. Generell wird die vorgenannte Möglichkeit überall dort ausgenutzt, wo im Betrieb ein stehendes Bild notwendig ist. Der Aufwand für solche Bildprojektionen wird aus der Tatsache ersichtlich, daß eine mittlere kommerzielle Fernseh-Sendestation einsn Gesamtbestand in der Größenordnung von etwa 2000 bis 5000 Diapositiven mit 35 mm führt Die Aufrechterhaltung eines derartigen Gesamtbestandes bedingt einen großen A/beitsaufwand, der die so Einführung neuer Diapositive," die Aussortierung schlechter Diapositive und die dauernde Führung einer genauen listenmäßigen Zusammenstellung erforderlich macht, damit Diapositive im Bedarfsfall in einfacher Weise zugänglich sind. Sollen Programmsequenzen aus derartigen Diapositiven zusammengestellt werden, so müssen die einzelnen Diapositive von Hand zum Projektionsgerät getragen, gereinigt und manuell eingesetzt werden. Allein beim Reinigungsvorgang können beispielsweise Staubpartikel und Kratzer auch bei sorgfältiger Handhabung nicht zufriedenstellende Ergebnisse zeitigen. Darüber hinaus müssen die Diapositive nach ihrer Verwendung für Sendezwecke entnommen und zu ihrem Lagerplatz zurückgebracht differenzen zwischen den beiden Signalen phasenmäßig aufeinander synchronisiert werden können.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in Datensignalen so zu verbessern, daß zeitfehlerbehaftete Folgen von Digitaldaten mil anderen entsprechend aufgebauten Folgen von Digitaldaten auf einen gemeinsamen Bezugsdatentakt und ein gemeinsames Synchrontaktsignal synchronisiert werden können.

Die vorstehend genannte Aufgabe wird bei einer digitalen Zeitbasiskorrektur-Anordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild zur grundsätzlichen Erläuterung des Signalflußweges durch das Gerät während einer Wiedergabeoperation;

Fi g. 2A und 2B ein Blockschaltbild des Signalsystems für das erfindungsgemäße Gerät einschließlich der Regelverbindungen zwischen den verschiedenen Blökken;

Fig.2C ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Tastung eines Fernsehsignals sowie der Phasenzusammenhänge an verschiedenen Stellen des Signalsystems; Fig.3A ein Schaltbild eines Referenztaktgenerators, welcher einen Teil des Signalsystems gemäß Fig. 2A bildet;

Fig. 3B ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der

werden. Der gesamte Vorgang des Zusammenstellen, ö5 Wirkungsweise von Teilen des Referenztaktgenerators

der Verwendung für Sendezwecke und der Rückführung gemäß F i g. 3A;

der Diapositive bedingt wegen der damit verbundenen Fig. 3C ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der

manuellen Tätigkeiten einen großen Arbeitsaufwand. Wirkungsweise von Teilen des Referenztaktgenerators

gemäß F i g. 3A;

F i g. 4A ein Blockschaltbild einer Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung, welche einen Teil des Signalsystems nach F i g. 2A bildet;

F i g. 4B und 4C jeweils ein Zeittaktdiagramm für die Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung gemäß Fig.4A;

Fig.5A bis 5D insgesamt ein Schaltbild des Datendecoders und der Daten- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung des Signalsystems gemäß Blockschaltbild nach Fig.4;und

Fig.5E ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung gemäß F i g. 5A und 5B.

Die erfindungsgemäße Anordnung kann in einem Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät Verwendung finden, das von Scheibenantriebseinheiten angetriebene scheibenförmige Aufzeichnungsmedien besitzt. Jede Scheibenantriebseinheit trägt dabei einen Stapel von scheibenförmigen Aufzeichnungsmedien. Weitere Einzelheiten eines solchen Gerätes sowie dessen Betriebsweise im Aufzeichnungsbetrieb sind in der DE-PS 27 48 453 beschrieben. Es können auch weitere Scheibenantriebseinheiten vorgesehen werden, um die Speicherkapazität zu erhöhen. Andererseits kann auch lediglich eine einzige Scheibenantriebseinheit verwendet werden.

Bei Wiedergabe von gemäß der DE-PS 27 48 453 aufgezeichneter digitaler Videoinformation lesen gemäß F i g. 1 die Aufzeichnungs- und Wiedergabeköpfe die digitale Videoinformation von acht Flächen pro Halbbild aus, wobei die aufgezeichnete codierte digitale Videoinformation pro Kanal aus zwei ein Vollbild bildenden Halbbildern gewonnen wird. Das wiedergegebene Signal wird in eine Wiedergabeverstärkerschaltung 155 und einen Kopfschalterkreis 97, welche einer ausgewählten Scheibenantricbscinhcit 73 zugeordnet sind, eingespeist, wobei die Datenfolgen der durch die acht Datenbitleitungen geführten digitalen Videoinformation verstärkt und in eine Entzerrer- und Datendetektorschaliung 99 eingespeist werden. Durch den Entzerrerteil dieser Schaltung werden Phasen- und Amplitudenverzerrungen im Signal aufgrund von Bandbegrenzungseffekten der Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozesse kompensiert, wobei sichergestellt wird, daß die Nulldurchgänge des wiedergegebenen Signals definiert genau festgelegt sind. Nach der Entzerrung werden die codierten Signale auf jeder Datenbitleitung des Kanals in im folgenden noch zu beschreibender Weise für die Übertragung zur Wiedergabeschaltung des Signalsystems über jeweils ein verdrilltes Leitungspaar verarbeitet. Die verarbeiteten codierten Signale liegen pro Kanal in Form eines Impulses für jeden Nulldurchgang bzw. für jede Signalzustandsänderung des codierten Kanalsignals vor. Die verdrillten Leitungspaare für die acht Datenbits der digitalen Videoinformation führen die verarbeiteten codierten Kanalsignale auf eine Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 eines oder mehrerer der Wiedergabekanäle 91 des Gerätes. Die Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 überführt die empfangenen Signale in das Kanalcodeformat zurück, decodiert das Signal in die NRZ-Digitalform und führt erfindungsgemäß eine Zeitbasiskorrektur des digitalen Signals in bezug auf ein Stations-Bezugssignal durch, um Zeitverschiebungsfehler zwischen den Datenbitleitungen (gewöhnlich als Schräglauffehler bezeichnet) und Zeittaktverzerrungen in den durch die Datenbitleitungen geführten Datenfolgen zu eliminieren. Um die Verarbeitung der wiedergegebenen Signale zu erleichtern, werden phasenkontinuierliche Taktsignale zur Zeittaktung der Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 sowie der nachfolgenden Schaltungen verwendet. Wie im folgenden noch genauer erläutert wird, wird dadurch jedoch verhindert, daß der Zeitbasiskorrekturteil der Schaltung 100 das Synchronwort bei abwechselnden Wiedergaben des Bildes richtig einstellt. Die in der Schaltung 100 enthaltene erfindungsgemäße Anordnung dient also zur Korrektur der acht Bits im Sinne einer einzigen Tastung sowie zur Eliminierung von Zeitverzerrungen in den einzelnen Datenbitleitungen relativ zum Stations-Bezugssignal. Die vorgenannte Fehleinstellung des Synchronwortes is würde zu einer Horizontal verschiebung des Bildes bei abwechselnden Wiedergaben und zu einem sichtbaren Zittern des dargestellten Bildes führen. Es ist zu erwähnen, daß jeder Wiedergabekanal eine Entzerrerund Datendetektorschaltung 100 enthält und daß in jedem Wiedergabekanal eine Folge von acht Datenbits durch eine getrennte Entzerrer- und Datendetektor-Schaltung läuft. Das Ausgangssignal der Schaltung 100 wird sodann in eine Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeist, welche die Chromainformation abtrennt und das Signal zur Rekonstruktion einer NTSC-Frequenz mit vier Halbbildern selektiv invertiert und rekombiniert. Dieses rückgebildete Digitalsignal wird sodann in eine Schaltung 127 eingespeist, welche die Fehleinstellung des Synchronisationswortes bei abwechselnden Wiedergaben der beiden aufgezeichneten Halbbilder der Videoinformation justiert und das justierte Videosignal in einen Digital-Analogkonverter 102 speist, welcher ein analoges Videosignal liefert. Zur Erzeugung eines zusammengesetzten analogen Videoausgangssignals des Wiedergabekanals 91 werden sodann durch einer. Verarbeitungsverstärker 103 neue Synchron- und Farbsynchronsignale addiert.

Gegenüber der obigen Erläuterung der Signalflußwege sowohl für Aufzeichnungs- als auch für Wiedergabeoperationen ist das Signalverarbeitungssystem für das zusammengesetzte Fernsehsignal weit komplexer, als dies die Signalflußschaltungen nach F i g. 1 zeigen. Das Videosignalsystem wird im folgenden anhand der Blockschaltbilder nach den Fig.2A und 2B genauer beschrieben. Soweit möglich, werden für sich entsprechende Furktionen die bereits oben gewählten Bezugszeichen ebenfalls verwendet Die Blockschaltbilder nach den F i g. 2A und 2B enthalten auch mehr Leitungen zur Darstellung des Videodatenflusses durch das Signalsystern sowie weitere Verbindungsleitungen, welche zur Steuerung des Zeittaktes und der Synchronisation der durch die verschiedenen Blöcke gegebenen Schaltung notwendig sind. Die entsprechenden Eingangs- und Ausgangsleitungen für die verschiedenen Blöcke in den Fig.2A und 2B, welche zum Computerregelsystem 92 führen, sind dabei durch einen Stern gekennzeichnet

Die erfindungsgemäße Anordnung wird hier in Verbindung mit dem NTSC-System beschrieben, bei dem ein Fernsehbild 525 Zeilen besitzt und die Horizontal-Synchronimpulse mit einer Folgefrequenz von etwa 15,734 Hz auftreten, d. h. die Periode zwischen aufeinanderfolgenden Horizontal-Synchronimpulsen beträgt etwa 63,5 Mikrosekunden. Weiterhin beträgt die Vertikal-Austastfrequenz im NTSC-System 60 Hz, wobei die Chrominanzinformation einem Hilfsträger mit einer Frequenz von etwa 3,58MHz aufmoduliert ist Wegen des Zusammenhangs der Farbhilfsträgerphase mit dem Horizontalsynchronsignal haben NTSC-Farbsi-

gnale eine Sequenz von vier Teilbildern, die gewöhnlich als ein Farbbild bezeichnet wird. Die Hilfsträgerfrequenz von 3,58 MHz wird im folgenden auch einfach mit SC bezeichnet, womit die einfache Hilfsträgerfrequenz gemeint ist, wobei andere gewöhnlich notwendige Taktfrequenzen im Gerät entsprechend mit '/2 SC, 3 SC und 6 SC bezeichnet werden. Die dreifache Hilfsträgerfrequenz (3 SC) tritt oft deshalb auf, weil während der Tastung des analogen zusammengesetzten Fernsehsignals zu seiner Digitalisierung eine Tastfrequenz gleich der dreifachen Hilfsträgerfrequenz, d. h. eine Frequenz von 10,7 MHz verwendet wird.

Vor einer ins einzelne gehende Beschreibung des Blockschaltbildes nach F i g. 2A sollen einige grundsätzliche Ausführungen zur Gesarntfunktion des dargestell- \5 ten Signalsystems gemacht werden. Das in die Videoeingangsschaltung 93/4 eingespeiste Videoeingangssignal ist zunächst ein Analogsignal, das zur Weiterverarbeitung in den Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist wird. Das Ausgangssignal dieses Konverters enthält die Videoinformation in digitalem Format, wobei die digitalisierten Daten weiter verarbeitet und in einem digitalen Format auf einem Scheibenstapel aufgezeichnet werden. In dieser Form wird das Signal auch vom Scheibenstapel wiedergegeben, hinsichtlich der Zeitbasis korrigiert und eine Abtrennung der Chromakomponente durchgeführt, wobei die Verarbeitung in digitaler Technik erfolgt Die Rückführung in ein Analogsignal erfolgt so lange nicht, bis die abschließenden Signalverarbeitungsschritte durchgeführt sind, wobei dann der Digital-Analogkonverter sowie Schaltungen 102, 103 zur Einfügung von Synchronsignalen und Farbsynchronsignalen das analoge zusammengesetzte Videoausgangssignal liefern.

Im Analog-Digitalkonverter 95 wird das analoge zusammengesetzte Videosignal dreimal pro Hüfsträger-Grundperiode, d. h. mit einer Tastfrequenz von 3 SC (10,7 MHz) getastet, wobei jeder Tastwert digital in ein 8 Bit-Digital wort quantisiert wird. Ein Tast-Taktsignal mit einer dreifachen Frequenz oder jedem ungeraden Vielfachen der NTSC-Hilfsirägerfrequenz ist notwendigerweise ein ungerades Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz. Ist ein derartiges Tast-Taktsignal von Zeile zu Zeile phasenstetig, so ändert sich seine Phase am Beginn aufeinanderfolgender Zeilen. Werden derartige, von Zeile zu Zeile phasenstetige Tast-Taktsignale verwendet, so wird die Augenblicksamplitude des Analogsignals während aufeinanderfolgender Zeilen relativ zum Beginn der aufeinanderfolgenden Zeilen in unterschiedlichen Zeitpunkten getastet Aus ■ lt.LJ .Ltt L /*"* mn ^J A fimsJ Ata nimntiriarlnn T"¹«*·«·»» in»*» ..«·.··

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Zeile zu Zeile vertikal verschoben. Eine vertikale Ausrichtung der Tastwerte von Zeile zu Zeile ist erwünscht, um die Verwendung eines digitalen Kammfilters zu erleichtern, das zur Gewinnung einer abgetrennten Chrominanzkomponente eines Fernsehsignals dadurch dient, daß quantisierte Tastwerte von drei aufeinanderfolgenden Zeilen eines Fernsehhalbbildes (nur ungerade oder nur gerade Halbbilder) miteinander kombiniert werden. Diese drei aufeinanderfolgenden Zeilen können mit Γ (für den oberen Bildrand), M (für die Bildmitte) und B (für den unteren Bildrand) bezeichnet werden, wobei folgende Beziehungen gelten:

(Chrominanz) C = M — ¹Z₂(T + B)

(Luminanz) Y= M+V₂(T+ B)

Werden die Tastungen des NTSC-Fernsehsignals mit einem geraden Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz durchgeführt, so ist die Kammfiltertechnik ideal, da die Phase des Tast-Taktsignals sich nicht von Zeile zu Zeile ändert. Die digitalen Codewörter bzw. die quantisierten Tastwerte beschreiben dann die Augenblicksamplituden jeder Zeile des Analogsignals in gleichen Zeitpunkten relativ zum Beginn jeder Zeile, wobei alle Tastwerte in drei aufeinanderfolgenden Zeilen vertikal zeilenmäßig vom oberen Bildrand über die Bildmitte zum unteren Bildrand ausgerichtet sind.

Das Fehlen einer vertikalen Ausrichtung der Tastwerte aufeinanderfolgender Zeilen bei Verwendung eines von Zeile zu Zeile phasenstetigen Tast-Taktsignals mit einer Frequenz von 3 SC kann anhand des Signaldiagramms nach Fig. 2C (1) erläutert werden, indem mehrere Perioden des Hilfsträger in einer Fernsehzeile 1 dargestellt sind, welche durch den positiven Sprung eines Tast-Taktsignals mit einer Frequenz von 3 SC (F i g. 2C (3)) getastet werden. Der positive Sprung ist durch einen Pfeil mit einem »X« im Tastpunkt gekennzeichnet. Die Tastpunkte des Hilfsträgers für die Fernsehzeile 1 sind ebenfalls durch das »X« gekennzeichnet (Fig.2C (I)). In jeder Periode des Hilfsträgers sind drei Tastpunkte vorhanden. Während einer Fernsehzeile 2, d. h. während der nächstfolgenden Zeile hat der Hilfsträger gemäß Fig.2C (2) und entsprechend auch das Tast-Taktsignal mit der Frequenz 3 SC gegenläufige Phase (F i g. 2C (4)) relativ zur Phase in der Zeile 1 (Fig. 2C (1), 2C (3)), so daß die Tastwerte während der Fernsehzeile 2 in durch X gekennzeichneten Punkten des Hilfsträgers (Fig.2C (2)) bei positiven Sprüngen auftreten. Die durch X gekennzeichneten Tastwerte sind von der Zeile 1 zur Zeile 2 in bezug auf die Hilfsträger-Grundfrequenz um 60° verschoben, wodurch die Wirkungsweise des Kammfilters nachteilig beeinflußt wird, indem die Augenbücksampütüde des Analogsignals gemäß den oben angegebenen Gleichungen zur richtigen Gewinnung der Chrominanzinformation ausgenutzt wird. Es ist also festzustellen, daß alle Tastwerte in ungeraden Zeilen und alle Tastwerte in geraden Zeilen vertikal zueinander ausgerichtet sind, wobei jedoch die Tasiwcrte in geraden Zeilen relativ zu den Tastwerten in ungeraden Zeilen um 60° in bezug auf die Hilfsträger-Grundfrequenz verschoben sind.

Um dieses durch die Tastung mit einem ungeraden Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz, d. h. mit der Frequenz von 3 SC im erfindungsgemäßen Gerät zu vermeiden, werden die vertikalen Ausrichtungen der Tastwerte in allen Zeilen durch Änderung der Phase des Tast-Taktsignals in jeder zweiten Zeile erreicht. In den in F i g. 2C dargestellter. Beispielen zeigt F i g. 2C (5) das Tast-Taktsignal mit der Frequenz 3 SC für die Fernsehzeile 2, dessen Phase gegenüber dem Tast-Taktsignal für die Fernsehzeile 2 gemäß Fig.2C (4) invertiert ist Durch Tastung auf positiven Sprüngen in den mit »0« bezeichneten Tastpunkten ergeben sich Tastpunkte »0« auf dem Hilfsträger für die Zeile 2 gemäß Fig.2C (2). Damit sind die Tastpunkte im Hilfsträger für die Fernsehzeile 1 (»X«) relativ zu den Tastpunkten (»0«) vertikal zueinander ausgerichtet Dies ergibt sich durch die Tastung mit geänderter Phase des Tast-Taktsignals gemäß Fig.2C (5) an Stelle der Tastung mit dem Signal nach F i g. 2C (4). Diese Technik wird gewöhnlich als PAL-Codierung (Phase Alternate Line-Codierung) bezeichnet Im folgenden wird diese Abkürzung oder auch der Begriff Phasenumkehrung bzw. Phasenumkehr verwendet

Zwar wird in der erfindungsgemäßen Anordnung eine

Kammfiltertechnik mit einer Tastfrequenz von 3 SC bzw. 10,7 MHz verwendet, so daß eine PAL-Tast-Taktung erforderlich ist. Die Phasenumkehr entfällt jedoch, wenn eine Tastfrequenz von 4 SC verwendet wird. Eine solche Tastfrequenz von 4 SC kann für den Fall im erfindungsgemäßen Gerät vorgesehen werden, daß die Frequenzcharakteristik der Aufzeichnungsmedien, d. h. der Scheibenstapel auf den Scheibenantriebseinheiten für einen Betrieb mit einer Frequenz von 4 SC bzw. 14,3 MHz ausreicht. In dieser Hinsicht ist weiterhin anzumerken, daß Standard-Scheibenantriebseinheiten in der Datenverarbeitung üblicherweise im Bereich von etwa 6V2 Megabit arbeiten und daß die Aufzeichnung mit einer Folgefrequenz von 10,7 Megabit eine ausreichende Erhöhung der Packungsdichte der Scheibenstapel selbst gewährleisten.

Die Verwendung einer Phasenumkehr gemäß F i g. 2C hat einen weiteren wichtigen Gesichtspunkt im Betrieb des erfindungsgemäßen Gerätes zur Folge. Durch Änderung der Phase des Tast-Taktsignals in jeder folgenden Zeile tritt notwendigerweise eine Phasendiskontinuität in bezug auf den Hilfsträger auf. Es ist jedoch während der Kanalcodierung des Signals auf die nachfolgende Aufzeichnung zweckmäßiger, die digital quantisierten Tastwerte in bezug auf einen kontinuierlichen Phasentakt zu codieren, so daß keine Phasendiskontinuitäten von Zeile zu Zeile vorhanden sind. Aus diesem Grunde werden die PAL-Daten am Ausgang des Analog-Digitalkonverters 95 aus dem Kanalcodierer 96 mit einem Takt ausgetaktet, der von Zeile zu Zeile eine kontinuierliche (d. h. keine Diskontinuitäten aufweisende) 3 SC-Phase besitzt. Durch Taktung des Codierers mit einem von Zeile zu Zeile phasenkontinuierlichen Taktsignal werden die Daten jedoch in jeder zweiten Zeile um eine halbe Periode der dreifachen Hilfsträgerfrequenz zeitlich verschoben, was die von Zeile zu Zeile zeitlich ausgerichtete Tastung aufgrund der Tastung mit einem PAL-Takt stört. Da die Chromaverarbeitungsschaltung bei Wiedergabe die Tastwerte der Daten in vertikal ausgerichteter Folge λο von Zeile zu Zeile benötigt (das ist der Grund dafür, warum ein PAL-Tast-Taktsignal im Analog-Digitalkonverter zur Anwendung kommt), ist es notwendig, die Daten vom kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt rückzutakten, so daß die Tastzeitstöaing eliminiert wird und das Chromaverarbeitungs-Kammfilter die Daten ohne Fehler verarbeiten kann. Der Analog-Digitalkonverter 95 tastet das Analogsignal unter Verwendung eines PAL-Taktes mit Phasendiskontinuitäten von Zeile zu Zeile. Für die Aufzeichnung codiert der Kanaicodiertr96die PAL-Daten mit einem von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentakt, was bei Wiedergabe und Nachdecodierung eine Rücktaktung der NRZ-Information in einen PAL-Takt zur Verwendung in der Chromaverarbeitungsschaltung notwendig macht. Diese Rücktaktung wird jedoch im Transferbetrieb nicht durchgeführt, wenn die auf einem Scheibenspeicher gespeicherten Daten wiedergegeben und zur Aufzeichnung auf einen weiteren Scheibenspeicher transferiert werden. In diesen Fällen bleibt der von Zeile zu Zeile kontinuierliche Phasentakt der wiedergegebenen Videodaten erhalten, wobei die Daten ohne Störung des Datentaktes erneut aufgezeichnet werden.

Die vorstehenden Darlegungen werden im folgenden anhand von F i g. 2C erläutert, worin die PAL-Eiaten für Zeilen 1 und 2 in F i g. 2C (6) bzw. 2C (7) dargestellt sind. Die Bits Al bis El sind aufeinanderfolgende Etitzellen, welche die in Zeile 1 mit X bezeichneten Augenblickstastwerte des Aralog-Videosignals gemäß Fig. 2C (1) repräsentieren. Jede Bitzelle dauert dabei für einen vollen Taktzykluü des 3 SC-Taktes gemäß F i g. 2C (3) an. Entsprechend repräsentieren die Bitzellen A2 bis E2 der Zelle 2 Daten, welche den Tastwerten »0« in F i g. 2C (2) unter Ausnutzung des PAL-Tast-Taktsignals entsprechen, das für die Fernsehzeile 2 in Fig. 2C (5) dargestellt ist. Für die Taktung der PAL-Daten mit einem von Zeile 211 Zeile kontinuierlichen 3 SC-Phasentakt sind unter den Bitzellen gemäß F i g. 2C (6) und 2C (7) die Taktpunkte des von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentaktes durch Pfeile dargestellt, wobei dieser Takt die verschobenen Bitzellen gemäß der Relation nach F i g. 2C (8) und 2C (9) erzeugt. Der Beginn jeder Bitzelle liegt im Taktzeitpunkt, wobei der Pegel der Zelle im Bitzellenintervall kontinuierlich ist, so daß die Bitzellen ihre Identität während der Taktung behalten.

Um die Daten aus dem von Zeile zu Zeile kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt rückzutakten, so daß die Bitzellen (Tastwerte) im gewollten Sinne vertikal zueinander ausgerichtet sind (A2 ist vertikal zu Al ausgerichtet, B2 ist vertikal zu Bl ausgerichtet usw.), muß die Rücktaktung aus dem kontinuierlichen Phasentakt in den PAL-Takt korrekt durchgeführt werden, damit keine Fehlausrichtung der Bitzellen auftritt. Daher muß die Rücktaktung komplementär erfolgen, d. h. eine Bitzelle, welche bei der Rücktaktung von PAL auf kontinuierliche Phase im rechten Teil getaktet wurde, muß zur Gewährleistung einer richtigen Wiedergabe bei der Rücktaktung von kontinuierlicher Phase auf PAL im linken Teil getaktet werden. Bei von Zeile zu Zeile kontinuierlich in der Phase getakteten Daten gemäß F i g. 2C (8) und 2C (9) geben daher ausgezogen dargestellte Pfeile die richtige komplementäre Taktung für die beiden Fernsehzeilen wieder, wobei die Rücktaktung der Daten in den PAL-Taki mit vertikal zueinander ausgerichteten Zellen A1 und A2 gemäß F i g. 2C (10) und F i g. 2C (11) erfolgt. Rechtsgetaktete Bitzellen, welche von PAL auf kontinuierliche Phase rückgetaktet werden, werden gegensinnig linksgetaktet, was sich aus der Betrachtung der Bitzellen (beispielsweise der Bitzelle A!) mit ihren zugehörigen Taktpfeilen gemäß F i g. 2C (6) und 2C (8) ergibt. Wird die komplementäre Taktung nicht durchgeführt, so sind die Bitzellen nicht richtig zueinander ausgerichtet, wie dies durch gestrichelt dargestellte Pfeile gemäß F i g. 2C (8) und F i g. 2C (9) angedeutet ist. Damit entsteht der in den Fig.2C (12) und 2C (13) dargestellte Zusammenhang. Die Rücktaktung entweder von PAL auf kontinuierliche Phase oder von kontinuierlicher Phase auf PAL wird an verschiedenen Stellen des Systems durchgeführt, was im folgenden noch genauer erläutert wird.

Es ist festzuhalten, daß das NTSC-Fernsehsignal keinen speziellen definierten Zusammenhang zwischen dem in jeder Zeile auftretenden Horizontal-Synchronimpuls und dem Phasenwinkel des Hilfsträgersignals besitzt Lediglich die Phase des Hilfsträger ändert sich von Zeile zu Zeile um 180°. Mit anderen Worten kann sich also der Phasenwinke! des Hilfsträgersignals relativ zum Horizontal-Synchronsignal von Videoquelle zu Videoquelle ändern, so daß das Horizontal-Synchronsignal im Gerät zur Regelung nicht geeignet ist Im hier in Rede stehenden Gerät wird daher der Hilfsträger des Eingangssignals, wie er durch die Farbsynchronsignal-Komponente repräsentiert ist, als grundlegender Zeittaktbezug für das System verwendet wobei ein neues auf das Horizontal-Synchronsignal bezogenes

Signal definiert wird, das an Stelle des Horizontal-Synchronsignals für Zeittaktzwecke benutzt wird. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal wird so gewählt, daß es eine Frequenz gleich der halben Nenn-Horizontalzeüenfrequenz besitzt, weil es eine ganze Zahl von Perioden der Hilfsträgerfrequenz, d. h. zwei vollständige Horizontalzeilen der Hilfsträgerfrequenz oder 455 Perioden repräsentiert. Darüber hinaus besitzt das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal eine definierte Beziehung zum Hilfsträger, d. h. es ist in bezug auf den Phasenwinkel des Hilfsträgers synchronisiert. Im Aufzeichnungsteil des Signalsystems wird in jede zweite Fernsehzeile des Videosignals ein Synchronwort in das Videosignal an einer Stelle eingesetzt, welche etwa der Stelle des Horizontal-Synchronimpulses entspricht, wobei eine Phasenkohärenz in bezug auf einen bestimmten Phasenwinkel des aus der Farbsynchronsignal-Komponente des Videosignals erzeugten Hilfsträgers gewährleistet ist. Das neue auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal liegt am Beginn jedes Bildes und wird für die Dauer des Bildes aufrechterhalten, um im Videosignal ein auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenes Signal zu gewährleisten, das genau auf die Phase des Hilfsträgers des Bild-Videosignals bezogen ist. Für den Wiedergabeteil des Signalsystems wird ein mit H/2 bezeichnetes auf den Horizonial-Synchronimpuls bezogenes Signal erzeugt, das kohärent mit einem bestimmten Phasenwinkel des Eingangs-Bezugshilfsträgers ist, wobei dieser Phasenwinkel durch die Phasenregelung im Wiedergabesystem wählbar ist.

Das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Signal H/2 dient als grundlegendes BezugsZeittaktsignal für das System bei Wiedergabeoperationen.

Durch Verwendung des auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signals als Bezugs-Horizontal-Synchronsignal für das System wird die Signalverarbeitung für Aufzeichnung, Wiedergabe und andere Operationen des Systems erleichtert, weil ein fester Zeitzusammenhang zwischen dem Hilfsträger des Videosignals und dem auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogenen Signal gewährleistet ist.

Durch Verwendung von internen Bezugs-Horizontal- und Hilfsträgersignalen, die relativ zum Bezugs-Synchronsignal der Fernsehstation zeitlich variabel sind, wird darüber hinaus eine Zeittaktregelung möglich, aufgrund derer das Fernsehsignal im richtigen Zeitpunkt nach den üblichen Ausbreitungsverzögerungen an einer entfernt liegenden Stelle ankommen kann.

Gemäß den Blockschaltbildern nach den F i g. 2A und 2B wird das analoge Videocingangssignal in den Eingang einer Videoeingangsschaltung 93/4 eingespeist, in der es verschiedenen Verarbeitungsoperationen unterworfen wird, bevor es in den Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist wird. Speziell erfolgt in der Videoeingangsschaltung 93/1 eine Verstärkung des analogen Videosignals, eine Neueinstellung des Gleichspannungspegels, eine Abtrennung der im Videosignal enthaltenen Synchronkomponenten zur Erzeugung von Zeittaktsignalen für das Signalsystem, eine Feststellung des Spitzenwertes des Horizontal-Synchronimpulses und eine nachfolgende Begrenzung des Horizontal-Synchronimpulses. Darüber hinaus wird der Horizontal-Synchronimpuls durch eine Präzisionssynchronstufe abgetrennt, um einen regenerierten Synchronimpuls erzeugen zu können. Die Schaltung erzeugt weiterhin ein regeneriertes Hilfsträgersignal, das vom Farbsynchronsignal im Eingangsvideosignal oder bei Fehlen des Farbsynchro'isignals vom H/2 Bezugssignal, das aus dem Eingangs-Horizontal-Synchronimpuls erzeugt wird, abgeleitet wird.

Es ist zu bemerken, daß die Videoeingangsschaltung 93/4 sowie eine Bezugssigna! Eingangsschaltung 935 im unteren linken Teil des Blockschaltbildes nach Fig.2A gleichartige Funktionen durchführen, wobei die Videoeingangsschaltung primär für den Signalaufzeichnungsteil des Signalsystems und die Bezugssignal-Eingangsschaltung primär für den Wiedergabeteil des Signalsystems vorgesehen ist. Aus Zweckmäßigkeitsgründen bei der Herstellung und Wartung werden daher identische Schaltungen verwendet. Allerdings nehmen die Eingangsschaltungen nur diejenigen Eingangssignale auf,

is weiche zur Durchführung der entsprechenden Funktionen erforderlich sind. Obwohl beide Schaltungen gleiche Signale erzeugen, werden nicht alle Signale von jeder Schaltung verwendet. Das Bezugseingangssignal für die Bezugssignal-Eingangsschaltung wird durch das Sta-

2C tions-Bezugs-Schwarzsignal gebildet, das alle Komponenten eines Farbfernsehsignals mit Ausnahme des aktiven Videoteils enthält, der auf Schwarzniveau liegt. Daher sind im Eingangssignal für die Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 ebenso wie im Eingangssignal für die Videoeingangsschaltung 93A das Farbsynchronsignal, das Horizontal-Synchronsignal und entsprechende Signale enthalten. Darüber hinaus ist in der Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 ein H-Phasenlage-Justierkreis vorgesehen, welcher H-Lageregelsignale beispielsweise von einer Wählscheibe oder dem Phasensteuerschalter 81 zur Justierung der H-Phasenlage des regenerierten H-Synchronsignals für den Wiedergabeteil des Signalsystems aufnimmt.
Ein Teil der Ausgangssignale der Eingangsschaltungen 93Λ und 935 werden in Referenz-Logikschaltungen 125/4 und 1255 eingespeist, welche der entsprechenden Eingangsschaltung zugeordnet sind. Die Referenz-Logikschaltung 125A^/verarbeitet während des Aufzeichnungsbetriebes Signale von der Videoeingangsschaltung 93/4, vom Analog-Digitalkonverter 95 sowie vom Computerregelsystem 92 und erzeugt über Präzisionsschaltungen mit phasenstarrer Schleife eine Anzahl von Aufzeichnungs-Taktsignalen mit Frequenzen von 6 SC, 3 SC und V₂SC sowie ein PAL-Fehlerkennzeichensignal. Aus dem PAL-Fehlerkennzeichensignal und dem 3 SC-Signal wird in der Referenzlogikschaltung 125/4 ein 3 SC-PAL-Tast-Taktsignal erzeugt, dessen Phase für jede Zeile des Videosignais durch das PAL-Fehlerkennzeichensignal eingestellt wird, das eine Frequenz von H/2 besitzt Das PAL-Fehlerkennzeichensignal ändert seinen Wert mit dieser Frequenz. Diese Änderung erfolgt asymmetrisch, d. h. die beiden Werte des PAL-Fehlerkennzeichensignals besitzen ungleiche Zeitintervalle. Die Asymmetrie ist so gewählt, daß die Tast-Taktphase für den Farbsynchronsignalteil des Videosignals mit der Phase des Hilfsträgers konstant ist und daß lediglich der Teil der Fernsehzeile danach eine Tastphase besitzt, welche in aufeinanderfolgenden Zeilen geändert wird. Dieses PAL-Taktsignal wird auf den Analog-Digitalkonverter 95 gekoppelt und stellt das Tast-Taktsignal zur Erzeugung der Tastwerte mit einer Frequenz von 3 SC bzw. 10,7 MHz dar.

Die Referenzlogikschaltung 1255 erzeugt aus Signalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 und dem Computerregelsystem 92 ein Taktbezugssignal mit einer Frequenz des Hilfsträgers (SC) sowie verschiedene andere Zeittakt-Regelsignale. Diese Signale werden in anderen Betriebsarten des Gerätes (Nichtaufzeich-

nung von Videoeingangssignalen) verwendet

Bei Aufzeichnungs- :x\d Wiedergabebetrieb erzeugen die Referenzlogikschaltungen weiterhin Servo-Synchronsignale für Scheibenantriebseinheiten, um diese in der richtigen Phase zu betreiben.

Abgesehen von der Aufzeichnung von Videoeingangssignalen erzeugt ein Referenztaktgenerator 98 bei Wiedergabe und bei anderen Betriebsarten verschiedene Taktsignale sowie zusätzliche Zeittakt-Regelsignale, welche für die verschiedenen Teile des Signalsystem in diesen Betriebsarten erforderlich sind. Der Referenztaktgenerator erzeugt aus Eingangssignalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93ß von der Referenzlogikschaltung 125ß(Wiedergabeteil des Signalsystems) und einem von einer Bedienungsperson betätigbaren Steuerschalter Taktsignale mit Frequenzen von 6 SC, 3 SC, SC und ^xh SC sowie verschiedene andere Zeittakt-Regelsignale. Die Referenzlogikschaltungen 125/1 und 125S sowie der Referenztaktgenerator 98 bilden zusammen den Taktgenerator 94, welcher die Zeittakt-Regelsignale für das System liefert.

Das geklemmte analoge Videoeingangssignal, aus dem auch das Horizontal-Synchronsignal abgetrennt ist, wird vom Ausgang der Videoeingangsschaltung in den Analog-Digitalkonverter 95 eingespeist, welcher es in ein binär codiertes Signal mit acht Bit in PAL-N RZ-Format überführt. Dieses codierte Signal wird sodann in einen Codierschalter 126 eingespeist. Der Analog-Digitalkonverter 95 wird im Detail nicht beschrieben, da es sich um einen bekannten Typ handelt, der beispielsweise in einem von der Anmelderin vertriebenen Gerät mit der Typenbezeichnung TBC-800 enthalten ist. Schaltbilder für den Analog-Digitalkonverter 95 sind beispielsweise einem Katalog mit der Nr. 78 96 382-02 vom Oktober 1975 entnehmbar. Speziell ist ein solcher Analog-Digitalkonverter beispielsweise dem Schaltbild Nr. 13 74 256 auf Seite 3-31/32 und dem Schaltbild Nr. 13 74 259 auf Seite 3—37/38 des Katalogs entnehmbar.

Der das Ausgangssignal des Analog-Digitalkonverters aufnehmende Codierschalter 126 enthält Schalterkreise, welche entweder die digitalisierten Videodaten mit acht Bit vom Konverter oder von einer Datentransferschaltung 129 aufnehmen. Die Datentransferschaltung 129 ermöglicht einen Transfer der Videoinformation von einer Scheibenantriebseinheit zu einer anderen Scheibenantriebseinheit. In Transferbetrieb wird die digitalisierte Information aus der Scheibenantriebseinheit ausgelesen, in digitales NRZ-Format decodiert, in der Zeitbasis korrigiert und sodann auf den Codierschalter gegeben, welcher die Quellen für die digitalisierte Videoinformation für den Codierer % auswählen kann. Da die auf den Scheibenantriebseinheiten 73 aufgezeichneten codierten Daten mit einem Takt kontinuierlicher Phase getaktet sind, sind die von der Datentransferschaltung 129 aufgenommenen NRZ-Daten ebenso in bezug auf den Takt kontinuierlicher Phase getaktet. Gewöhnlich erhält die Datentransferschaltung 129 ein PAL-Fehlerkennzeichensignal, das zur Rücktaktung der digitalen NRZ-Daten in bezug auf ein PAL-Taktsignal dient, so daß die in die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeisten Daten im richtigen PAL-Fonnat vorliegen. Während des Transferbetriebes ist diese Rücktaktung nicht erforderlich. Der Codierschalter 126 enthält einen Kreis zur Unterbrechung der Kopplung des PAL-Fehlerkennzeichensignals auf die Datentransferschaltung 129, wodurch die Rückttaktung der NRZ-Daten in bezug auf den PAL-Taki während des Datentransferbetriebs verhindert wird.

Der Codierschalter 126 wird durch das Computerregelsystem 92 gesteuert, um die Videodaten entweder aus dem Videoeingang oder dem Datentransferweg zu takten. Er schaltet weiterhin zwischen den Video- und Bezugszeittaktsignalen mit 6 SC und '/2 SC um, da die Bezugs-Zeittaktsignale während des Datentransferbetriebs und die Video-Zeittaktsignale während des Aufzeichnungsbetriebs verwendet werden. Der Codier-11) schalter dient weiterhin zur Erzeugung eines Signals, das ein Blinkkreuz im TV-Bild erzeugt, welches eine visuelle Anzeige dafür ist, daß die Bildstelle oder eine Adresse für ein Bild frei und damit für eine Aufzeichnung verfügbar sind. Darüber hinaus erzeugt der Codierschalter Signale zur Durchführung von Untersuchungsfunktionen. Der Codierschalter 126 koppelt 8 Bit-Digitalvideodaten vom Analog-Digitalkonverter 95 und die vom Eingangsviüeosignal abgeleiteten Daten auf dem Codierer 96.

Die acht Bitdaten vom Codierschalter 126 werden sodann in den Codierer % eingespeist, welcher zunächst ein Paritätsbit erzeugt und die PAL-Daten in ein quadratisches t/liller-Kanalcodeformat codiert, wobei es sich um einen selbsttaktenden, gleichstromfreien NRZ-Code handelt. Während in den Codierer PAL-Daten eingespeist werden, handelt es sich beim Ausgangssignal des Codierers um eine 9 Bit-Datenfolge (bei eingefügtem Paritätsbit), welche in bezug auf die Frequenz 3 SC Phasenkontinuität besitzt. Kontinuierlieh phasengetaktete Daten sind leichter zu verarbeiten, was insbesondere für Decodiervorgänge gilt. In einem gleichspannungsfreien Code sind keinerlei Gleichspannungskomponenten enthalten, welche aufgrund der Dominanz eines logischen Zustandes über eine Zeitperiode auftreten könnten, wodurch die Daten im Wiedergabeprozeß gestört werden könnten.

In Informationskanälen begrenzter Bandbreite, welche keine Gleichspannung übertragen, erfahren binäre Signale Verzerrungen im Nulldurchgang, welche durch lineare Kompensationswerte nicht eliminiert werden können. Diese Verzerrungen werden gewöhnlich als Basiszeilenabweichung bezeichnet und reduzieren das effektive Signal-Rauschverhältnis, wobei die Nulldurchgänge der Signale modifiziert und damit die Bitgenauigkeit der decodierten Signale nachteilig beeinflußt werden. Ein gebräuchliches Übertragungsformat bzw. ein Kanaldatencode, der in Aufzeichnungs- und Wiedergabesystemen verwendet wird, ist in der US-Patentschrift 31 08 261 beschrieben. Im Miller-Code werden logische Einsen durch Signalsprünge an einer bestimmten Stelle, d. h. in der Zellenmitte und logische Nullen durch Signalsprünge an einer bestimmten früheren Stelle, d. h. im Bereich der Vorderflanke der Bitzelle, repräsentiert. Im Miller-Code werden Sprünge am Beginn eines Intervalls für ein 1 -Bit folgend auf ein einen Sprung in seinem Zentrum enthaltendes Intervall unterdrückt. Asymmetrien des nach diesen Regeln erzeugten Signals können zu einer Gleichspannungskomponente im codierten Signal führen, wobei der sogenannte quadratische »Miller-Code«, der im Gerät gemäß vorliegender Erfindung zur Anwendung kommt, den Gleichspannungsgehalt des originalen Miller-Codes effektiv eliminiert, ohne daß entweder ein großer Speicher oder eine Folgcfrequenziindcrung in der Codierung und Decodierung erforderlich sind.

Der Codierer 96 erzeugt weiterhin ein eindeuliges Synchronwort in Form einer siebenstelligen ßinär/.ahl und fügt dieses Synchronwort in jede zweite Zeile an

einer genauen Stelle ein, welche durch die Taktsignale mit einer Frequenz von 6 SC und V2 SC bestimmt sind. Im Aufzeichnungsbetrieb werden die aus den Synchronkomponenten des Videoeingangssignals durch die Referenzlogikschaltung 125Λ erzeugten Taktsignale durch den Codierschalter 126 in den Codierer 96 eingespeist, wodurch das Synchronwort entsteht, das an einer Stelle eingefügt wird, welche etwa derjenigen Stelle entspricht, an welcher der Horizontal-Synchronimpuls des Videosignals vorher vorhanden war. In anderen Betriebsarten werden die Taktsignale mit einer Frequenz von 6 SC und '/j SC durch Zusammenwirken der Referenzlogikschaltung 125ßund des Referenztaktgenerators 98 aus den Synchronkomponenten des Stationsbezugs-Schwarzvideosignals erzeugt Der Codierer tastet das auf den Horizontal-Synchronimpuls bezogene Synchronwort in jeder zweiten Fernsehzeile in die Datenfolge im richtigen Zeitpunkt relativ zur regenerierten Hilfsträgerphase ein.

Vor der Aufzeichnung wird auch die auf die Datenspur der Scheibenantriebseinheiten 73 aufgezeichnete Datenspurinformation codiert. Die Datenspurinformation wird durch das Computerregelsystem 92 geliefert.

Gemäß F i g. 2B werden die zehn Datenfolgen der am Ausgang des Codierers % auftretenden codierten Digitaldaten in eine elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 eingespeist, welche lediglich eine Signaltrenn- und Pufferschaltung darstellt. Diese Schaltung koppelt die codierten Daten auf die drei Scheibenantriebseinheiten 73 zu deren Aufzeichnung auf einem Datenstapel 75. Jede Scheibenantriebseinheit enthält eine Datenschnittstellenschaltung 151 für diese Scheibenantriebseinheit, welche die Daten von der elektronischen Daten-Schnittstellenschaltung 89 aufnimmt und sie über einen Aufzeichnungsverstärker 153 und einen Kopfschalter 97 zur Aufzeichnung auf einen zugehörigen Scheibenstapel 75 leitet. Die Schnittstellenschaltung 151 nimmt weiterhin wiedergegebene Daten über den Kopfschalter 97 und einen Wiedergabeverstärker 155 auf und leitet sie zu einem Datenauswahlschalter 128. Darüber hinaus nimmt die Daten-Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit ein Multiplex-Servobezugssignal von der elektronischen Daten-Schnittstellenschaltung 98 auf und überträgt es zu einem Zeittaktgenerator der Scheibenantriebs-Regelschaltung. Dieses Signal wird durch das Computerregelsystem 92 entweder von der Referenzlogikschaltung 125/4 oder 125Z? abgenommen. Im Zeittaktgenerator dient das Multiplex-Servobezugssignal zu einer derartigen zeitlichen Taktung der Scheibenantriebseinheit, daß Aufzeichnungs- und Wiedergabeoperationen sowie die Drehzahl des Scheibenstapels 75 in der Scheibenantriebseinheit 73 mit einem geeigneten System-Zeittakt-Bezugssignal synchronisiert sind. Wie bereits ausgeführt, werden Standard-Scheibenantriebseinheiten verwendet, die in Anpassung an die speziellen Funktionen der Anordnung geringfügig abgewandelt sind.

Die Scheibenantriebs-Regelschaltung führt voraufgezeichnete Zeittakt- und Daten-Zeittaktsignale über die Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit auf die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 zurück. Bei der hier in Rede stehenden speziellen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gerätes werden lediglich zwei Halbbilder der NTSC-Farbfernsehsignal-Farbcodesequenz mit vier Halbbildern aufgezeichnet, wobei die beiden Halbbilder in getrennten Umdrehungen des Scheibenstapels 75 aufgezeichnet werden. Unmittelbar vor der Aufzeichnung der beiden Halbbilder der Videodaten wird das voraufgezeichnete Zeittaktsignai erzeugt und in die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 eingespeist. Diese Schnitt-Stellenschaltung überträgt das voraufgezeichnete Zeittaktsignal auf den Codierer 96, um ein Intervall zu erzeugen, das zwei der Farbe Schwarz äquivalente Halbbilddaten repräsentiert, wobei dieses Intervall digital durch logische Nullen definiert ist Diese Daten werden über die Schnittstellenschaltungen zurückgeführt, um auf dem Scheibenstapel in einer Spursleiie aufgezeichnet zu werden, welche für die Aufzeichnung von Videodaten und von deren Datenspurinformation ausgewählt wurde. Die Aufzeichnung der genannten Schwarzdaten erfolgt während zweier Umdrehungen des Scheibenstapels 75 unmittelbar vor den zwei Umdrehungen, während der die beiden Halbbilder der Videodaten aufgezeichnet werden. Damit ist die Spursteile für die folgende Überspielung von Videodaten und Datenspurinformation vorbereitet. Da die Überspielung von vorher aufgezeichneten Digitaldaten mit neuen Digitaldaten zur Unkenntlichmachung der vorher aufgezeichneten Digitaldaten durchgeführt werden kann, wobei ein aufgezeichnetes Signal ausreichender Qualität für eine Wiedergabe mit annehmbarem Signal-Rauschverhältnis gewährleistet ist. kann der Voraufzeichnungszyklus entfallen, so daß die Aufzeichnung der beiden Halbbilder von Videcdaten und der zugehörigen Datenspurinformation in lediglich zwei

Umdrehungen des Scheibenstapels 75 erfolgen kann.

Das Daten-Zeittaktsignal wird auf die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 zurückgeführt, um die Erzeugung und die Aufzeichnung der Datenspurinformation in das zweite bzw. letzte Halbbild der beiden Halbbilder von Videodaten zu takten. Das Signal ist ein Impuls, welcher nach dem Vertikal-Synchronimpuls der zwei Halbbilder der Videodaten beginnt und am Ende des zweiten Halbbildes endet. Während dieses Intervalls wird die Datenspurinformation auf der Datenspur des Scheibenstapels 75 aufgezeichnet. Die elektronische Daten-Schnittstellenschaltung 89 koppelt das rückgeführte Daten-Zeittaktsignal auf das Computerregelsystem 92, um das Datenspur-Aufzeichnungsintervall des Systems zu identifizieren. Das Computerregelsystem 92 führt infolgedessen die Aufzeichnung der Datenspurinformation betreffende Funktionen aus, wobei es sich u. a. darum handelt, die Datenspurinformation der Aufzeichnung von Videodaten auf einer bestimmten Spur des ausgewählten Datenstapels zuzuordnen. Der Codierer % nimmt die Datenspurinformation auf und verarbeitet sie im beschriebenen Sinne zur Übertragung auf die Scheibenantriebseinheit 73 sowie zur gleichzeitigen Aufzeichnung mit dem letzten Halbbild der Videodaten.

Die Aufzeichnungs- und Wiedergabeverstärker 153 und 155, der Kopfschalter 97 sowie die Scheibenantriebs-Regelschaltung des Gerätes sind einander so zugeordnet, daß der Wiedergabeverstärker 155 und der Kopfschalter 97 zur Datenwiedergabe vom zugehörige gen Scheibenstapel 75 zu allen Zeiten außer bei Durchführung eines Aufzeichnungsvorgangs wirksam geschaltet sind. Außer während eines Aufzeicimungsvorgangs werden wiedergegebene Daten immer von der Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenan-

f>5 triebseinheit empfangen, welche die wiedergegebenen Daten ihrerseits auf den Datenauswahlschalter 128 koppelt. Bei Aufzeichnung wird ein Aufzeichnungsbefehl von der Scheibenantriebs-Regelschaltung auf die

Aufzeichnungs- und Wiedergabeverstärker i53 und 155 gekoppelt, um den Aufzeichnungsverstärker 153 wirksam zu schalten und den Wiedergabeverstärker 155 zu sperren. Die Scheibenantriebs-Regelschaltung liefert weiterhin bei Aufzeichnungsoperationen ein Kopfschaltsignal von 30 Hz für den Kopfschalter 97, wodurch dieser die Datenfolgen während des ersten Halbbildes der beiden aufeinanderfolgenden aufzuzeichnenden Halbbilddaten auf einen Satz von Köpfen und während des zweiten Halbbildes auf den zweiten Satz von Köpfen koppelt. Dieses Kopfschaltsignal mit 30 Hz ist kontinuierlich verfügbar und dient bei Wiedergabeoperationen zur Steuerung des Kopfschalters 97, um den Wiedergabeverstärker 155 zur Wiedergabe von zwei Halbbildern eines gewünschten Videodatensignals zwischen den zwei Kopfsätzen umzuschalten.

Bei Wiedergabeoperationen erzeugen die Bezugssignal-Eingangsschaltung 93B sowie die Referenzlogikschaltung 125B gemäß Fig.2A die regenerierte Hilfsträgerfrequenz zur Einspeisung in den Referenztaktgenerator 98, dessen Ausgangssignale mit Frequenzen von 6 SC, '/2 SC, H/2 und weitere Zeittaktsignale, die grundlegende Zeittaktsignale für Wiedergabeoperationen bilden. Die Takt- und Zeittaktsignale einschließlich des H/2-Referenzsignals werden zur Erleichterung der Verarbeitung der wiedergegebenen Videosignale auf den Referenz-Farbhilfsträger synchronisiert. Das H/2-Referenzsignal ist in bezug auf eine spezielle Phase des Referenz-Farbhilfsträgers in der ersten Zeile abwechselnder Halbbilder des Referenz-Schwarz-Videosignals definiert. Die Ausgangssignale des Referenztaktgenerators werden in die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100, die Datentransferschaltung 129, die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 sowie eine Austasteinsetz- und Bitsperr-Schaltung 127 eingespeist, welche das Ausgangssignal einfügt, eine selektive Bitsperrung durchführt und ein ausgewähltes Bild-Videosignal als Ausgangssignal für die Signalsysteme liefert, wenn die Köpfe, welche einer an den Wiedergabekanal angekoppelten Scheibenantriebseinheit zugeordnet sind, zwischen den Spurstellen bewegt werden. Die digitale Information mit acht Bit wird sodann in den Digital-Analogkonverter 102 und den Verarbeitungsverstärker 103 eingespeist, welcher Synchronsignale und das Farbsynchronsignal einsetzt. Die obengenannte Fehleinstellung des Synchronwortes wird in der Schaltung 127 vor dem Digital-Analogkonverter 102 durch Einfügung einer korrigierenden Verzögerung im Signalweg bei abwechselnden Wiedergaben der Videosignale mit zwei Halbbildern korrigiert. Der Referenztaktgenerator 98 identifiziert, welche Wiedergabe der Videosignalsequenz mit zwei Halbbildern die Verzögerung erfordert, und zwar durch Untersuchung des Bildindexsignals, eines Farbbildfrequenz-Signals und des Horizontaltreibersignals (alle von der Referenzlogikschaltung 125B^ sowie der Referenz-Farbhilfsträgersignals. Der Generator 98 erzeugt dabei ein Bildverzögerungs-Schalisignal, das zur Steuerung der Einfügung der Korrekturverzögerung auf die Schaltung 127 gekoppelt wird. Bei Transfer- und Untersuchungsvorgängen liefert der Rcfcren/.taktgenerator 98 die grundlegenden Zeittaktsignalc für den Codierer 96 über den Codicrschalter 126.

Bei Wiedergabe wird die von einem Scheibensiapel wiedergegebene parallele Datenfolge mit 10 Bit. welche Videodaten mil 8 Bit, das Paritätsbit und Datenspurinformation umfaßt, verstärkt, entzerrt und erfaßt und sodann über die Schnittstellenschaltung 151 für die Scheibenantriebseinheit in den Datenauswahlschalter 128 eingespeist, welcher die Ausgangssignale der drei Scheibenantriebseinheiten auf einen oder mehrere von drei Kanälen koppeln kann. Der Datenauswahlschalter kann also die Information von der Scheibenantnebsehheit Nr. 1 in den Kanal A oder in zwei Kanäle schalten, während gleichzeitig eine Datenfolge von einer anderen Scheibenantriebseinheit in einen anderen Kanal geschaltet wird. Während Information von zwei Scheibenantriebseinheiten nicht gleichzeitig in einen einzigen Kanal geschaltet werden kann, ist das Umgekehrte jedoch möglich. Der Datenauswahlschalter 128 enthält konventionelle Schalterkreise, welche hier im einzelnen nicht beschrieben werden.

Die erfaßten Datenfolgen mit 9 Bit an Videodaten und einem Paritätsdatum werden sodann vom Datenauswahlschalter 128 in neun einzelne Datendecoder und Zeitbasis-Korrekturstufen in der Schaltung 100 eingespeist, welche die Daten decodiert und sodann die neun Datenfolgen unabhängig voneinander in bezug auf ein gebräuchliches H/2-Bezugssignal in der Zeitbasis korrigiert, wobei das letztgenannte Signal in bezug auf die Phase des regenerierten Bezugs-Hilfsträgers festgelegt ist, um Zeittaktfehler in den neun Datenfolgen zu eliminieren. Dabei werden alle Synchronwörter so zueimnde; ausgerichtet, daß jedes parallele Byte mit 9 Bit die richtigen 9-Bit-Daten enthält. Die Datenspurinforn.ation wird durch den Datenauswahlschalter lediglich auf den Decodierteil der Schaltung 100 geführt,

wobei die "decodierte Datenspurinformation auf die CPU 106 gekoppelt wird. Die Zeitbasiskorrektur wird unter Verwendung eines kontinuierlichen Phasentaktes durchgeführt. Die Daten werden allerdings durch die Datentransferschaltung 129 in bezug auf einen PAL-Takt rückgetaktet, d. h. die Phase des Signals wird in jeder Horizontalzeile durch Rücktaktung so geändert, daß die von der Datentransferschaltung kommende Datenfolge ein wahres PAL-Signal ist. Die Datentransferschaltung 129 führt weiterhin eine Paritätsprüfung

4» der von den Scheibenantriebseinheiten kommenden Daten durch. Dies erfolgt durch Fehlerübcrdcckung von individuell auftretenden Byte-Fehlern mittels Substituierung durch das gleichartige, vorher auftretende Byte an Stelle des Byte, das als Fehler festgestellt wurde. Bei dem substituierten Byte handelt es sich um das dritte vorangehende Byte, das gleich dem frühesten Tastwert ist, welcher phasenbezogen auf den Hilfsträger gewonnen wurde.

Das Ausgangssignal der Datentransferschaltung wird für den Fall in die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 eingespeist, wenn die Videoinformation visuell dargestellt werden soll. Dabei erfolgt keine Aufzeichnung auf eine andere Scheibenantriebseinheit (Transfer). Für einen Transfer werden die Daten von der Datentransferschaltung 129 auf den Codierschalter 126 gekoppelt. Die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101 trennt unter Verwendung einer Kammfiltertechnik die Chromainformation von der Luminanzinformation ab und invertiert die Chrominformation in

so jedem zweiten Bild zur Bildung eines zusammengesetzten NTSC-Signals mit vier Halbbildern, das sodann in die Wiedergabeausgangsschaltung 127 eingespeist w ird. In dieser Schaltung werden wahrend der Austasipenude ein Bezugs Sehwarzpegel und wählend des Intervalls

ί" /wischen der Wiedergabe aufeinanderfolgender Bilder Graunegelsignalc eingefügt. Im Bedarfsfall fuhrt diese Schaltung auch Bitsperrungcn durch. Durch diese Bitsperrung werden .iile Bits oder bestimmte [ins eines

8 Bit-Fernsehsignals durch Unterdrückung der Datenbitfolge gesperrt, wodurch im resultierenden Fernsehsignal besonders visuelle Effekte, wie beispielsweise verstärkte Farbtöne, Geisterbilder und ähnliches erreichbar sind. Das Ausgangssignal der Schaltung 127 wird sodann in den Digital-Analogkonverter 102 eingespeist Dieser Digital-Analogkonverter e^rhält Taktsignale von der Schaltung 127 und überführt die Daten in ^;hre analoge Form, wobei gleichzeitig Synchron- und Farbsynchronkomponenten des Signals eingesetzt werden, um ein volles zusammengesetztes analoges Fernsehsignal zu erzeugen.

Der Referenztaktgenerator 98 erzeugt die grundlegenden Zeittaktsignale für das Gerät bei Wiedergabe-, Datentransfer-, Untersuchungs- und anderen Operationen, während derer Videoeingangssignale nicht aufgezeichnet werden, und benutzt als Eingangs-Zeitbezug das regenerierte SC-Signal (3,58 MHz), d:s durch die Eingangsschaltung 93B erzeugt und durch die Referenzlogikschaltung 125ß geschickt wird. Im Referenztaktgenerator ist eine Phasenverschiebungsmöglichkeit vorgesehen, um die Phase des gesamten Systems zu schieben, wobei eine phasenstarre Schleife sowie zugehörige Zähler und Logikkreise vorgesehen sind, um die Zeittaktsignale mit der gewünschten Systemphast zu erzeugen. Weiterhin erzeugt er Regelsignale für die Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 sowie die Kammfilter- und Chromainverterschaltung 101. Weiterhin identifiziert der Referenztaktgenerator 98 abwechselnde Wiedergaben des aufgezeichneten Bildes aus zwei Halbbildern und liefert ein Bildverzögerungs-Schaltsignal für die Schaltung 127 zur Vermeidung eines Zitterns des angezeigten Ausgangsvideosignals, das sonst wegen der Verwendung eines mit dem Referenz-Farbhilfsträgersignals synchronisierten, auf der Horizontal-Synchronsignal bezogenen Zeittaktsignals zur Steuerung der Verarbeitung der wiedergegebenen Videoinformation auftreten würde.

Die Wirkungsweise des Referenztaktgenerators 98 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach F i g. 3A näher erläutert. Die obere Hälfte dieser Schaltung erzeugt verschiedene Zeitbasissignale einschließlich mehrerer Taktsignale, während die untere Hälfte unter Ausnutzung von Bezugs-Synchroninformation, beispielsweise der Farbbild-Synchroninformation von der Referenzlogikschaltung t25B sowie von Bildindex- und Horizontal-Treibersignalen von der Bezugssignal-Eingangsschaltung 93ß die Regelsignale für die Zeitbasiskorrekturschaltung 565 (Fig.4A) und die Schaltung 127 erzeugt. Speziell wird das Signal SC über eine Leitung 340' in den Referenztaktgenerator 98 eingespeist, woraus dieser Taktsignale der Frequenzen V₂ SC, SC, 3 SC und 6 SC sowie verschiedene impulsförmige Korrekturzeitbasissignale erzeugt, wie dies auf der rechten Seite von Fig. 3 A angegeben ist. Der Referenztaktgenerator 98 enthält einen Schaltungsteil, der durch eine Bedienungsperson, beispielsweise mittels einer Wählscheibe 349 ansteuerbar ist, so daß die Phase der Ausgangssignale relativ zur Phase des regenerierten SC-Signals am Eingang dadurch justiert werden kann, daß verschiedene Phasenverschiebungsbeträge in die Schaltung eingeführt und damit die Systemphase bei Wiedergabe eingestellt werden kann. Unter Ausnutzung des in der Bezugssignal-Eingangsschaltung 935 eingeführten Horizontal-Synchron-Lageregelsignals sowie des SC-Phasenregelsignais kann eine Bedienungsperson die in den Wiedergabe-Signalkanal eingeführte Verzögerung in einem weiten Bereich in kleinen Inkrementen festlegen und steuern. Zur Steuerung der Phase des SC-Signals wird das regenerierte Signal SC am Eingang auf der Leitung 340 mittels eines durch 2 teilenden Teilern 343' geteilt, dessen Ausgangssignal auf einer Leitung 344' an zwei Stellen weitergeführt wird. Dabei handelt es sich einmal um einen programmierbaren Zähler 345' und weiterhin um einen durch 2 teilenden Teiler 346', welcher über eine Leitung 347 an eine Phasenvergleichsstufe 348 angekoppelt ist Durch

ίο die Wählscheibe 349 wird eine BCD-Zahl mit 10 Bit mit einem Bereich von 0 bis 399 in den programmierbaren Zähler 345' eingegeben, wodurch die Phase des Hilfsträger in einem Bereich von 0° bis 399° in Inkrementen von 1° variierbar ist. Das Ausgangssignal des programmierbaren Zählers, bei dem es sich um ein periodisches Signal handelt, dessen Impulsperiode in Inkrementen von genau V?» seiner Grundperiode durch die Wählscheibe 349 \.riierbar ist, wird in einen Stromschalter 351a eingespeist, welcher den Strom von einer Stromquelle 351 zweier angepaßter Stromquellen 351 und 353 moduliert. Dieser modulierte Strom wird in ein Tiefpaßfilter 354a eingespeist, das eine zur Impulsperiode des Signals auf der Leitung 354 proportionale Gleichspannung liefert.

Ein Kreis mit identischer Gleichspannungscharakteristik, welcher die weitere angepaßte Stromquelle 353, einen Stromschalter 353a und ein Tiefpaßfilter 355a enthält, erzeugt auf einer Leitung 355 eine Gleichspannung, welche proportional zur Impulsperiode des

Ausgangssignals der Phasenvergleichsstufe 348 ist. Die Spannungen auf den Leitungen 354 und 355 werden in einen Differenzverstärker 356 eingespeist, dessen Ausgangssignal über eine Leitung 357 in den Steuereingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 358 eingespeist wird, welcher auf einer Nennfrequenz von 6 SC schwingt. Eine Anzahl von Teilerstufen 360 (Teilerfaktor 6), 363 (Teilerfaktor 2) und 365 (Teilerfaktor 2) arbeitet sequentiell auf das Ausgangssignal des Oszillators 358, wodurch auf einer Leitung 342' ein

■to Signal mit einer Nennfrequenz von 'Λ SC erzeugt wird, das in den zweiten Eingang der Phasenvergleichsstufe

348 eingespeist wird, so daß die Impulsperiode des Signals am Ausgang der Phasenvergleichsstufe mit dem Phasenwinkel zwischen den Eingangssignalen variiert.

Bei stationären Verhältnissen wird die Impulsperiode des Signals auf der Leitung 352 aufgrund der genauen Anpassung der Stromquellen 351 und 353 und der Gleichspannungsimpedanzen der Filter 354a und 3546 in einem sehr kleinen Fehlerbereich gleich derjenigen des Signals auf der Leitung 350 gemacht.

Eine Änderung der Impulsperiode des Signals am Ausgang der Phasenvergleichsstufe 348 von V720 der Grundperiode erfordert eine Phasenänderung von 0,25° zwischen den Eingangssignalen, welche eine Frequenz yon ¹A SC besitzen. Dies macht wiederum eine Änderung von 1° zwischen den Leitungen 340' und 361 erforderlich, auf denen die Frequenz ist. Durch Änderung des Wertes um 1 durch die Nummernscheibe

349 wird also eine Phasenänderung von Γ des SC-Signals auf der Leitung 361 erzeugt. Der Gesamtbereich der Phasenvergleichsstufe 348 (180° bei V₄SC) entspricht 720° bei 1 SC. Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist die Wählscheibe auf 399° begrenzt, wodurch jedoch ein ausreichend großer Bereich von Möglichkeiten in bezug auf die notwendigen 360° sichergestellt ist.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 358 liefert auf seiner Ausgangsleitung 34Γ das phasenkontinuierliche Taktsignal mit einer Frequenz von 6 SC sowie im

Zusammenwirken mit der Teilerkette 359, 360 und 363 phasenkontinuierliche Taktsignale mit Frequenzen von 3 SC, SC und V₂SC an den in Fig.3A dargestellten Ausgängen. Die Teiler liefern weiterhin Taktsignale mit Frequenzen von 3 SC und SC für eine Logikschaltung 362, welche für die Zeitbasiskorrekturschaltung 565 (F i g. 4A) Regelsignale in Form eines phasenkontinuierlichen Schreib/Lesetaktes mit der Frequenz SC, eines Schreibsteuertaktes, eines Demultiplextaktes und eines Multiplextaktes.

Das Signaldiagramm nach Fig.3B erläutert die Wirkungsweise einer Ausführungsform der Logikschaltung 362 zur Erzeugung von phasenkontinuierlichen Zeiibasis-Korrekturiakisignalen mit der. erforderlichen zeitlichen Zusammenhängen.

Im unteren Teil der Schaltung des Blockschaltbildes nach F i g. 3A wird ein auf das Horizontal-Synchronsignal bezogenes Signal der Frequenz H/2 erzeugt, das synchron mit dem phasenkontinuierlichen Signal 3 SC ist, das durch den oberen Teil der Schaltung erzeugt wird. Damit wird ein Signal in der ersten auf abwechselnde Referenz-Vertikalsynchronsignale folgenden Horizontalzeile erzeugt. Wie sich im folgenden aus der Beschreibung einer Rücktaktungsschaltung 367, welche das H/2-Signal in bezug auf das SC-Signal festlegt, erfordert die Aufrechterhaltung des H/2-Signals synchronisiert in bezug auf den Referenzhilfsträger und die Einstellung dieses Signals, daß es in der ersten Zeile des ersten Halbbildes jeder Referenz-Sequenz von zwei Halbbildern auftritt (was der Einfügung des Synchronwortes in das Videosigna! entspricht), eine Bildfolgefrequenz, Phaseninversion des die Rücktaktungsschaltung 367 steuernden Taktsignals mit Hilfsträgerfrequenz, um das H/2-Signal in bezug auf die Phase des SC-Signals neu zu definieren. Durch die nachfolgende Rücktaktung des neu definierten H/2-Signals in bezug auf das phasenkontinuierliche 3 SC-Taktsignal in der Schaltung 367 wird eine Bild-Bildbewegung von 46 Nanosekunden (halbe Periode des Signals 3 SC) des H/2-Signals relativ zum Bezugs-Horizontai-Synchronsigna! erzeugt. Die Verwendung des neu definierten H/2-Signals in der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 zur Korrektur eines wiederholt wiedergegebenen Videosignals überführt die Bild-Bildbewegung von 46 Nanosekunden zum Videosignalausgang. Diese Bewegung entsteht, weil das rückgetaktete und neu definierte H/2-Signal relativ zur richtigen Referenz-Horizontal-Synchronlage in jedem zweiten wiedergegebenen Bild fehlpositioniert ist, wodurch bewirkt wird, daß die Zeitbasis-Kürrekiürschaltur.g 565 das Synchron wort in jedem zweiten Bild um einen entsprechenden Betrag von einer halben Periode des 3 SC-Signals fehlpositioniert Wie sich aus der folgenden Beschreibung des Synchronwort-Einsetzschaltungsteils des Codierers 96 ergibt, wird das Synchronwort mit der Frequenz H/2 in jedes zweite Bild des Videosignais an einer Stelle eingesetzt, welche um eine halbe Periode des SC-Signals gegen die Stelle verschoben ist, welche dem Bezugs-Horizontal-Synchronsignal entspricht Dies ergibt sich daraus,- daß die Synchronwort-Einsetzschaltung bei jedem Bild rückgesetzt und das Synchronwort in die erste Zeile jedes Bildes eingefügt wird, wobei festzuhalten ist, daß die erste Zeile aufeinanderfolgender Bilder ein gegenphasiges SC-Signal enthält Die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 eliminiert diese Versetzung mit Ausnahme der vorgenannten halben Periode des 3 SC-Signals. Ein Bildverzögerungsdetektor 368 des Referenztaktgenerators 98 erzeugt ein Bildverzögerungs-Schaltsignal zur Verwendung in der Schaltung 127 zur Korrektur einer derartigen Bewegung. Es ist weiterhin nicht wünschenswert, daß ein positiver Sprung des nicht neu definierten H/2-Signals genau mit einem Sprung des Hilfsträgers in der Rücktaktungsschaltung 367 zusammenfällt, weil dann ein zeitlich mehrdeutiges neu definiertes H/2-Signal für die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 erzeugt wird, was zu Fehlern in der Zeitbasis-Korrektur führt. ίο Um ein in bezug auf die Phase des phasenjustierten, phasenkontinuierlich erzeugten Hilfsträgersignals neu definiertes H/2-Signal zu erzeugen, wird das vom Teiler 360 gelieferte SC-Signal auf einen Eingang eines Phaseninverters 399 gekoppelt, welcher durch ein Exklusiv-ODER-Gatter gebildet wird. Der weitere Eingang des Phaseninverters ist über ein NAND-Gatter 397 an eine Eingangsleitung 396a gekoppelt, über die ein durch die Referenzlogikschaltung 125ß (Fig.2A) impulsförmiges Farbbildsignal von 15 Hz eingegeben wird. Der Pegel des impulsförmigen Farbbildsignals am Eingang des Phaseninverters 393 legt die Phase des SC-Signals am Ausgang des Inverters fest, wobei ein hoher Pegel invertiert und ein tiefer Pegel nicht invertiert wird. Die Inversion der Phase des SC-Signals ist notwendig, da ein mit dem Horizomal-Synchronsignal phasenkohärentes H/2-Signal erforderlich ist. (Im aufgezeichneten Videosignal wird für alle Bilder des Videosignals in den gleichen Teilen ein Synchronwort eingesetzt, wobei es sich beim vorliegenden Gerät um jo die ungeradzahligen Zeilen der ein NTSC-Fernsehsignal bildenden 525 Zeilen handelt.) Ohne Umkehr der Phase des SC-Signals würde sich die Phase des neu definierten H/2-Signals mit einer Frequenz von 15 Hz in bezug auf das Horizontal-Synchronsignal um eine halbe Periode des SC-Signals ändern. Ein derartiges H/2-Signal eignet sich nicht als Bezug für die Verarbeitung von wiedergegebenen Videosignalen bei Wiedergabeoperationen. Das SC-Signal am Ausgang des Phaseninverters 393 wird in die Rückttaktungsschaltung 397 eingespeist und zusammen mit dem Bezugs-Horizontal-Treibersignal auf einer Leitung 396 und dem Bildindexsignal auf einer Leitung 395 (beide Signale werden durch die Bezugssignal-Eingangsschaltung 93S nach Fig. 2A geliefert) zur Erzeugung des in bezug auf die Phase des SC-Signals definierten H/2-Signals verwendet. Die Rücktaktungsschaltung 367 enthält eine Logik, durch die sichergestellt wird, daß kein zeitlich mehrdeutiges H/2-Signal erzeugt wird, das in bezug auf die Phase des SC-Signals definiert ist.

Das Ausgangssignal der Rücktaktungsschaltung 367 wird in der7 Bifdverzögerungsdetektor 368 eingespeist, welcher auf einer Leitung 369 das Bildverzögerungs-Schaltsignal liefert das das erste oder zweite Abspielen eines wiedergegebenen Bildes festlegt Dieses Bild ist aus zwei Fernseh-Halbbildern oder einem Vollbild zusammengesetzt, so daß die Taktschaltung für die Schaltung 127 erkennt, ob ein zusätzlich um eine halbe Periode versetzter 3 SC-Signaltakt zur Korrektur der oben erwähnten Bild-Bildbewegung des H/2-Signals von 46 Nanosekunden erforderlich ist

Das durch die Rücktaktungsschaltung 367 erzeugte neu definierte H/2-Signal erscheint als impulsförmiges Signal auf einer Leitung 368, welche über Gatter und 371 auf eine Leitung 372 getaktet wird, um als Bezugssignal in die grundlegende Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 eingespeist zu werden. Dabei wird auf einer Leitung 373 ein Steuersignal eingespeist, das aus den Regelsignalen vom Computerregelsystem 92 über

den Codierschalter 126 (Fig. 2A) geliefert wird. Bei Wiedergabeoperationen erscheint auf der Leitung 373 ein Signal mit hohem Pegel, wobei das Wiedergabe-H/ 2-Signal auf der Leitung 386 die UND-Gatterschaltung 370 durchschaltet und damit auf der Leitung 372 erscheint.

Bei anderen Operationen beispielsweise bei rein elektronischen Operationen und Transferoperationen, bei denen Videosignale in einem Wiedergabekanal verarbeitet werden, wird das durch die Rücktaktungsschaltung 367 erzeugte H/2-Signal nicht ausgenutzt. Bei rein elektronischen Operationen ist eine kontinuierliche Zeitbasiskorrektur nicht erforderlich, da das Videosignal keinem Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozeß unterworfen wird. Zur Abschaltung der Phasenumkehrung des SC-Signals wird daher der aus den Regelsignalen des Computerregelsystems 92 durch den Codierschalter 126 erzeugte E/E- oder P-B-Befehl über eine Leitung 398 in den Referenztaktgenerator 98 eingespeist, welcher dem ausgewählten Wiedergabekanal zugeordnet ist. Die Phasenumkehrung wird über einen NAN D-Gatterschaltkreis 397 abgeschaltet, welcher ein Signal mit tiefem Pegel für den zweiten Eingang des Phaseninverters 393 liefert. Weiterhin wird der E/E- oder P-B-Befehl auf einen Logikschaltkreis 399 gekoppelt, welcher ein korrigiertes E/E-Abschaltsignal liefert, durch das ermöglicht wird, daß die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 für etwa 10 Zeilen am Beginn jedes Farbbildes arbeiten kann und damit die richtige Zeitbasiskorrektur für jedes Farbbild bzw. alle 15 Hz erzeugt. Die Zeitbasiskorrektur ist erforderlich, weil der Synchronwortgenerator während des Synchronwort-Einsetzprozesses für E/E-Operationen bei allen zwei Halbbildern, d. h. bei jedem Bild rückgesetzt wird. Dies führt zu einer Diskontinuität von einer halben Periode des SC-Signais in der Lage des Synchronwortes für jedes zweite Bild bzw. für jeweils 15 Hz.

Bei Durchführung einer Transferoperation durch einen Wiedergabekanal wird in die Leitung 373 des dem Wiedergabekanal zugeordneten Referenztaktgenerators 98 ein Signal mit tiefem Pegel eingespeist. Damit kann die UND-Gatterschaltung 374 ein Transfer-H/2-Signal auf einer Leitung 375 in ein ODER-Gatter 371 einspeisen, welches das Transfer-H/2-Signal auf die Ausgangsleitung 372 koppelt Dieses Transfer-H/2-Signal wird vom Synchronwort-Einsetzteil des Codierers % abgeleitet. Ein Ausgangsimpuls des Codierers 96, welcher koinzident mit dem Synchronwort oder der Zeilenidentifikation ist, dient als Zeitbasiskorrektur-Bezugssignal. Dieser Impuls wird über eine Leitung 376 in eine Schieberegister-Verzögerungsstufe 377 eingespeist welche ihn in die richtige Lage bringt Das Transfer-H/2-Signal wird so positioniert, daß das während einer Transferoperation in den Decoder 96 eingegebene digitalisierte Videosignal eine richtig identifizierte Lage für das Einsetzen eines neuen Synchronworts besitzt

Die zehn Datenbitfolgen der codierten Daten, welche acht Video-Datenbitfolgen, eine Paritätsbitfolge (falls

^: ein Paritätsbit vorhanden ist) und eine Datenspur-Bitfolge umfassen und über einen Übertragungsleitungsbus 154zu einer Scheibenantriebseinheit (Fig.2B)übertragen wurden, werden durch einen oder mehrere vom Datenauswahlschalter 128 ausgewählte Wiedergabeka-

' näje aufgenommen. Am Eingang jedes 'Wiedergabekanals werden die zehn übertragenen Datenbitfolgen durch jeweils eine gesonderte Decodier- und Zeitbasiskorrekturschaltung 100 aufgenommen, um eine Decodierung der codierten Daten in die NRZ-L-Form des digitalen Codes durchzuführen. Sodann wird erfindungsgemäß eine Zeitbasiskorrektur der NRZ-L-Daten durchgeführt, um Zeitverschiebungsfehler in den empfangenen Datenfolgen in den Kanälen oder zwischen den Kanälen zu eliminieren. Solche Bitzeit-Verschiebungsfehler ergeben sich aus der Wirkung des Datenübertragungskanals auf die übertragenen Daten, wobei Symbolinterferenzen- und -reflektionen aufgrund

ίο von Impedanzdiskontinuitäten im Übertragungskanal auftreten. Dadurch wird der Zeittakt der im Kanal übertragenen Daten gestört. In einem Datenübertragungskanal eines Video-Aufzeichnungsgerätes ergeben sich Bitzeit-Verschiebungsfehler gewöhnlich aufgrund

von Änderungen der Abmessungen des Aufzeichnungsmediums, welche ihrerseits durch Umweltbedingungen, durch Differenzen der Relativgeschwindigkeiten zwischen Kopf und Aufzeichnungsmedium bei Aufzeichnung und Wiedergabe und durch mechanische Unterschiede von Gerät zu Gerät, die sich aus geometrischen Differenzen zwischen den Köpfen und dem Aufzeichnungsmedium ergeben, hervorgerufen. Bei Videogeräten mit starren scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern, wie sie durch die Scheibenstapel 75 im vorliegenden Gerät gegeben sind, treten gewöhnlich keine großen Zeitverschiebungsfehler in den übertragenen Daten auf. Dies ist insbesondere bei Datendichten der Fall, wie sie bei analogen Aufzeichnungsgeräten mit scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern heute gebräuchlich sind. Die in derartigen Geräten verwendeten starren Aufzeichnungsträger sind hinsichtlich ihrer Abmessungen stabil, wobei Servomechanismen die Relativgeschwindigkeiten zwischen den Köpfen und den starren Aufzeichnungsmedien in ausreichenden Toleranzen halten können, so daß Zeitverschiebungsfehier klein gehalten werden, in bestimmten Anwendungsfällen von Aufzeichnungsgeräten mit scheibenförmigen Aufzeichnungsträgern sind die Zeitverschiebungsfehler so klein, daß sie vernachlässigbar sind. In solchen Fällen ist eine Zeitbasiskorrektur nicht erforderlich.

Im vorliegenden Gerät mit Zeitbasiskorrektur-Schaltung werden jedoch (mit geringfügigen Modifikationen) sehr zuverlässige Scheibenantriebseinheiten verwendet, die speziell für Computer-Datenverarbeitung entwikkelt und hergestellt sind. Diese Computer-Scheibenantriebseinheiten halten jedoch die Relativgeschwindigkeiten zwischen Kopf und Scheibe nicht stabil genug, um unzulässige Bitzeit-Verschiebungsfehler in den Datenbitfolgen zu vermeiden, wenn derartige Scheibenantriebseinheiten im vorliegenden Gerät zur Verarbeitung von Videodaten verwendet werden. Das Hegt daran, daß die Scheibenstapel-Spindel in der Antriebseinheit nicht servogeregelt ist sondern durch einen gewöhnlichen Dreiphasen-Wechselstrommotor angetrieben wird, für den als Bezug eine relativ unstabile Netzspannung verwendet wird. Die Rotationsstellung des Scheibenstapels ist dabei relativ zu einem externen Bezug nicht regelbar. Die resultierenden Positionsfehler und Bitzeit-Verschiebungsfehler sind insbesondere bei hohen Datenbitdichten beispielsweise im Bereich von 10,7 MHz nachteilig. Derartige Frequenzen sind andererseits für Senderqualität der Videodaten erforderlich, um eine Reduzierung in der Qualität der Videoinformation auszuschalten. Um den Vorteil der mechanischen Zuverlässigkeit existierender Computer-Scheibenantriebseinheiten auszunutzen, ist in dem hier in Rede stehenden Gerät ein Positionsservosystem für

den Wechselstrommotor sowie eine erfindungsgemäße Zeitbasis-Korrekturschaltung vorgesehen, um unzulässige Zeitverschiebungsfehler in den Datenbitfolgen zu eliminieren. Dabei ist dann eine Änderung der zuverlässigen Auslegung der Computer-Scheibenantriebseinheiten nicht erforderlich.

Die codierten Datenbitfolgen werden vor der Durchführung einer Zeitbasiskorrektur in ihre ursprüngliche NRZ-L-Digitalform zurückcodiert. Zu diesem Zweck enthält die Decodier- und Zeitbasiskorrektur-Schaltung 100 gemäß den Fig. 5A und 5B eine Kanaldecodierschaltung 525 mit einem Paar von Eingängen 526, welche an den Datenauswahlschalter 128(Fi g. 2A und 2B) angekoppelt sind. Hier werden die codierten Daten eingespeist, welche in Form von codierten sprungbezogenen Impulsen vorliegen. Das Eingangspaar 526 ist an den Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 angekoppelt, welcher so geschaltet ist, daß gleichsinniges Rauschen in dem Paar von komplementären sprungbezogenen Impulsen eliminiert wird, wobei diese Impulse nach Durchlauf durch den Datenauswahlschalter 128 (F i g. 2B) über das im Übertragungsleitungsbus 154 enthaltene Übertragungsleitungspaar geliefert werden. Der Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 erzeugt weiterhin aus jedem übertragenen Paar von komplementären sprungbezogenen Impulsen einen einzigen sprungbezogenen Impuls, so daß der regenerierte Impuls eine genau definierte Vorderflanke besitzt, welche gemäß den Coderegeln des für die ursprünglich codierten Video-NRZ-L-Daten gewählten Codes richtig positioniert ist. Speziell liefert der Differenzverstärker-Leitungsempfänger 527 einen einzigen regenerierten Sprungimpuls, dessen Vorder- und Hinterflanke entsteht, wenn die Pegel der Flanken der empfangenen komplementären Impulse gleich sind. Durch eine derartige Untersuchung der Flanken der übertragenen komplementären Impulse sind die Vorderflanken aller regenerierten Impulse gemäß den Coderegeln richtig positioniert, weil gleichsinnige, d. h. positive und negative Vorderflanker, jedes Paars von komplementären Impulsen zur Festlegung des Auftretens der Vorderflanke jedes regenerierten sprungbezogenen Impulses dienen. Weil der Übertragungskanal, durch den die sprungbezogenen Impulse zur Decodierschaltung 525 übertragen werden, identische Impulsflanken gleich beeinflußt, haben Zeitverzerrungen der Impulsflanken keinen Einfluß auf die Regeneration der sprungbezogenen Impulse.

Nach der Regeneration der sprungbezogenen Impulse werden diese über eine Leitung 528 zur Taktung einer monostabilen Kipnstufe 529 benutzt, wobei diese Taktung bei jedem Auftreten eines regenerierten Impulses durch dessen definierte Vorderflanke erfolgt. Die monostabile Kippstufe 529 wird schnell aus ihrem stabilen Schaltzustand in ihren quasi-stabilen Schaltzustand geschaltet, um die genau definierte Vorderflanke der sprungbezogenen Impulse zu definieren. Einer der Ausgänge der monostabilen Kippstufe 529 ist über eine Leitung 530a auf den Takteingang eines durch 2 teilenden Flip-Flops 531 geführt Beim Auftreten jedes regenerierten sprungbezogenen Impulses wird das Flip-Flop 531 schnell zwischen seinen zwei stabilen Schaltzuständen durch die Vorderflanken der regenerierten Impulse umgeschaltet, wodurch die Impulsform der kanalcodierten Daten in die Pegelform überführt wird, um eine nachfolgende Decodierung der Daten in die ursprüngliche NRZ-L-Digitalform durchführen zu können. Dieser Sachverhalt wird im folgenden noch genauer beschrieben.

Die monostabile Kippstufe 529 liefert komplementäre Ausgangssignale der kanalcodierten Daten auf die Leitung 530a sowie eine Leitung 5306. Die komplementären Ausgangssignale werden auf einen 6 SC-TaI.tgenerator 532 gekoppelt, welcher auf Ausgangsleitungen 533 und 534 komplementäre 6 SC-Taktsignale liefert, die durch die Datencodierschaltung 525 zur Decodierung der empfangenen Daten ausgenutzt werden. Der Taktgenerator enthält einen auf der Frequenz 6 SC schwingenden spannungsgesteuerten Oszillator 537, welcher durch einen Phasendetektor 535 auf die Phase des in den kanalcodierten Daten enthaltenen Datentaktes festgelegt wird. Die komplementären sprungbezogenen Datenimpulse am Ausgang der monostabilen Kippstufe 529 auf den Leitungen 530a und 530£> werden auf den Eingang des Phasendetektors 535 gekoppelt, dessen Ausgang über eine Leitung 536 an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 537 geführt ist. Der Phasendetektor 535 untersucht die Phase des durch den Oszillator 537 gelieferten 6 SC-Taktsignals in bezug auf die empfangenen und regenerierten sprungbezogenen Datenimpulse und liefert ein Fehlerkorrektursignal zum Oszillator über eine Phasenfehler-Glättungskapazität 538. Eine Änderung der Phase der empfangenen Daten bewirkt über den Phasendetektor 535 eine Änderung des mittleren Spannungswertes an der Kapazität 538 um einen entsprechenden Betrag, wodurch die Phase des vom

jo spannungsgesteuerten Oszillator 537 gelieferten 6 SC-Taktsignals auf den Takt in den kanalcodierten Daten justiert wird.

Der Phasenfeststellvorgang wird durch ein Paar von angepaßten Stromquellen 540 und 541 durchgeführt, die

J5 über jeweils eine Ausgangsleitung 542 bzw. 543 an. die mit der Phasenfehler-Glättungskapazität 538 verbundene Leitung 536 angekoppelt sind. Bei Abwesenheit eines sprungbezogenen Datenimpulses liegt die von der monostabilen Kippstufe 529 abgehende Leitung 5306

■*o hoch, wodurch die Stromquelle 54i wirksam geschaltet wird. Da die Basen von Transistoren eines einen Stromschalter 545 bildenden Differentialpaars am Ausgang der Stromquelle 541 an Masse liegen, teilt sich der durch die Stromquelle 541 gelieferte Strom in zwei

J 5 gleiche, durch den Stromschalter 545 definierte Stromwege auf. Der Strom in dem Weg, der durch den an die Ausgangsleitung 543 gekoppelten Stromschalter 545 definiert ist, fließt in die Leitung 536, um die Phasenfehler-Glättungskapazität 538 auf einen Span-

w nungswert zu ändern, welcher die Erzeugung eines 6 SC-Taktsignals mit Nennfrequenz und Nennphase durch den spannungsgesteuerten Oszillator 537 bewirkt, wenn die Decodierschaltung 525 keine Datenfolge erhält. Es wird also auch bei Abwesenheit einer Datenbitfolge am Eingang der Decodierschaltung 525 ein 6 SC-Taktsignal mit Nennfrequenz erzeugt. Dadurch wird die schnelle Synchronisation des Oszillators 537 auf den Datentakt erleichtert, wenn eine Datenbitfolge empfangen wird, wobei die richtige Decodierung der kanalcodierten Daten erfolgt

Wird ein sprungbezogener Datenimpuls auf der Eingangsleitung 526 empfangen, so liefert die monostabile Kippstufe ein Signal mit hohem Pegel auf der Leitung 530a und ein Signal mit tiefem Pegel auf der Leitung 530b in einen Intervall, das durch einen Zeitkonstantenkreis 529a festgelegt ist In der vorliegenden Decodierschaltung beträgt dieses Intervall etwa 17 Nanosekunden. Das Signal mit tiefem Pegel auf der

Leitung 5306 schaltet die Stromquelle 541 ab, wodurch die Aufladung der Phasenfehler-Glättungskapa/ität 538 über die Stromquelle 545 beendet wird. Das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung 530a schaltet jedoch die andere Stromquelle 540 wirksam, welche die Phasenfell· ler-Glättungskapazitäi 538 in Übereinstimmung mit den relativen Leitungsperioden zweier Hälften 544a und 5446 eines Stromschalters 544 auflädt, der durch als Differentialpaar geschaltete Transistoren gebildet wird. Die die beiden Hälften 544a und 5446 des Stromschalters bildenden Transistoren sind mit ihren Basen an den über die Leitung 533 gelieferten 6 SC-Takt angekoppelt. Liegt der Takt auf tiefem Pegel, so wird der Transistor 544a abgeschaltet. Der andere Transistor 5446 leitet jedoch, weil ein ßC-Kreis 547 mit großer Zeitkorsstante die Spannung an dessen Basis auf einem Mittelwert hält, welcher positiver als der Wert des auf tiefem Pegel liegenden 6 SC-Taktes ist. Daher fließt der gesamte durch die Stromquelle 540 gelieferte Strom durch den einen durchgeschalteten Transistor 5446 zur Ausgangsleitung 542 der Stromquelle 540.

Wenn der 6 SC-Takt einen hohen Pegel annimmt, so wird die Basis des Transistors 544a positiver als die Basis des Transistors 5446. Daher wird der Transistor 544a durchgeschaltet und der Transistor 5446 abgeschaltet. Der Stromfluß zur Phasenfehler-Glättungskapazität 538 wird somit unterbrochen. Ist der von der Stromquelle 540 empfangene sprungbezogene Datenimpuls zeitlich zu dem durch den Stromschalter 544 gelieferten 6 SC-Takt so positioniert, daß Sprünge vom tiefen zum hohen Pegel im 6 SC-Takt in der Mitte der sprungbezogenen Datenimpulse auftreten, so werden die Transistoren 544a und 5446 des Stromschahers für gleiche Intervalle durchgeschaltet, wobei die Spannung an der Phasenfehler-Glättungskapazität 538 auf einem Mittelwert gehalten wird, der einem 6 SC-Takt mit richtiger Phase entspricht. Jede Änderung in der Datenbitfrequenz der empfangenen kanalcodierten Datenbitfolge ändert die Lage der sprungbezogenen Impulse am Eingang der Stromquelle 540 relativ zu den Sprüngen vom tiefen zum hohen Pegel des 6 SC-Taktes am Eingang des Stromschalters 544. Ist dies der Fall, so wird einer der Transistoi en der Stromquelle 544 während der Periode, in welcher die Stromquelle 544 (durch den sprungbezogenen Impuls) wirksam geschaltet ist für ein längeres Intervall als der andere Transistor durchgeschaltet, wobei diese Durchschaltung eines der Transistoren für ein längeres Intervall davon abhängt, ob die Datenbitfrequenz zunimmt oder abnimmt Dies bewirkt eine entsprechende Änderung

den Stroms und eine entsprechende korrigierende Änderung im mittleren Spannungswert an dieser Kapazität Eine Änderung des Spannungswertes an der Kapazität bewirkt eine Änderung der Phase und der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 537, bis die sprungbezogenen Impulse in bezug auf die Änderung vom tiefen zum hohen Pegel in dem von der Stromquelle 540 gelieferten 6 SC-Takt zentriert sind. Ist die Änderung vom tiefen zum hohen Pegel im 6 SC-Takt in bezug auf die Dauer der sprungbezogenen Impulse zentriert, so liefern die beiden Hälften 544a und 5446 des Stromschalters einzeln für gleiche Intervalle Strom von der Stromquelle 540. Die mittlere Spannung an der Kapazität 538 wird daher auf dem Wert gehalten, welcher zur Festlegung der Frequenz und der Phase des 6 SC-Oszillators 537 auf die Datentaktfrequenz der empfangenen kanalcodierten Daten erforderlich ist

Führt der spannungsgesteuerte Oszillator 537 die Phasenfestlegung auf die empfangenen Daten nicht aus oder werden durch einen der Decoder in den in den 10 Bit-Leitungen eines Wiedergabekanals enthaltenen Zeitbasiskorrekturschaltunge.: 100 keine Daten empfangen, so wird auf einer zum Referenztaktgenerator 98 führenden Ausgangsleitung 550 ein Frequenzentriegelungssignal geliefert. Alle Leitungen 550 von den 10 Decodern und Zeitbasiskorrekturschaltungen des Wiedergabekanals im Refercnztaktgenerator 98 werden veröden, um für den Fall einen Frequenzentriegelungsbefehl über die Signalsystem-Schnittstellenschaltung 119 auf das Computerregelsystem 92 zu koppeln, daß im Wiedergabekanal ein oder mehrere Frequenzentriegeluügssignale erzeugt werden. Das CompiUerregelsystem 92 spricht in der Weise auf den Frequenzentriegelungsbefehl an, daß es über die Signalsystem-Schnittstellenschaltung einen Video-Stummschaltbefehl zur Video-Wiedergabeausgangsschaltung liefert, welcher die Aussendung von Daten zu der anfordernden Station blockiert. Im Decodierer 525 wird das Frequenzentriegelungssignal durch Feststellen des Ausfalls des Decodierers bei der Erzeugung eines Datenbits für 16 Perioden des 6 SC-Signals erzeugt. Das Frequenzentriegelungssignal wird durch einen durch 2 teilenden Kreis 546 geliefert, dessen Takteingang jedesmal dann einen Taktimpuls über die Leitung 548 erhält, wenn der Decodierer 525 für ein Intervall von 4 Perioden des 3 SC-Signals und damit von 8 Perioden des 6 SC-Signals kein Datenbit feststellt. Erscheint ein zweiter Taktimpuls auf der Leitung 548, bevor der durch 2 teilende Kreis 546 durch das NAND-Gatter 549 zurückgesetzt wird, so liefert der durch 2 teilende Kreis 546 das Frequenzentriegelungssignal auf der Leitung 550. Das NAND-Gatter 549 setzt den durch 2 teilenden Kreis 546 jedesmal zurück, wenn eine Koinzidenz zwischen einem tiefen Pegel des durch den Oszillator 537 gelieferten 6 SC-Taktes und einem tiefen Pegel auf der Leitung 5306 auftritt, was der Fall ist, wenn ein sprungbezogener Datenimpuls am Eingang 526 des Decodierers empfangen wird.

Nachdem das durch 2 teilende Flip-Flop 531 die codierten Daten aus der sprungbezogenen Impulsform in die kanalcodierte NRZ-L-Form überführt hat, werden die Daten über die Leitung 531a auf ein Paar von Flip-Flops 551 und 552 (Fig. 5B) am Eingang einer Decodierschaltung 525a gekoppelt. Diese Decodierschaltung kann gemäß den beiden obengenannten Coderegeln codierte Daten decodieren. Die Flip-Flops werden durch Φ 1- und Φ 2—3 SC-Taktsignale getaktet, weiche von eiern durch den OsziÜHtcr 537 erzeugten 6 SC-Takt abgeleitet werden.

Der 6 SC-Takt auf der Leitung 534 wird auf einem Eingang von NAND-Gattern 553a und 5536 gekoppelt Der andere Eingang dieser NAND-Gatter erhält komplementäre 3 SC-Rechtecksignale, welche durch ein durch 2 teilendes Flip-Flop 534a aus dem 6 SC-Takt auf der Leitung 534 erzeugt werden. Die NAND-Gatter werden wirksam geschaltet, wenn ihre Eingänge tief liegen, um die positiven Φ 1-Taktimpulse (Fig.5E-(4)) zur Taktung des Flip-Flops 552 und die positiven Φ2-Taktimpulse (Fig.5E-(3)) zur Taktung des Flip- Flops 551 zu liefern. Die Φ 1- und Φ 2-Taktimpulse sind zeitlich um eine halbe Periode des 3 SC-Signals gegeneinander verschoben. Daher ist der Zeitpunkt, in dem der Pegel der codierten NRZ-L-Daten auf der Leitung 531a durch das Flip-Flop 551 getaktet wird, um eine halbe Periode des 3SC-Signals gegen den

Zeitpunkt verschoben, in dem der Pegel durch das Flip-Flop 552 getaktet wird (F i g. 5E-(5) und (6)). Beide Flip-Flops sind an die beiden Eingänge eines Exklusiv-ODER-Gatters 554a angekoppelt. Dieses Exklusiv-ODER-Gatter dient zur Feststellung des Auftretens einer Änderung im Pegel der kanalcodierten NRZ-L-Daten am Eingang der Flip-Flops 551 und 552 zwischen den Zeitpunkten, in denen sie durch die gegeneinander versetzten Φ 1 - und Φ 2-Taktimpulse (F i g. 5E-(7)) getaktet werden. Um festzustellen, ob die Änderung im Zustand am Eingang der Flip-Flops ein logisches Eins-Bit repräsentiert, ist der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a auf einen Eingang eines NAND-Gatters 555 gekoppelt. Der andere Eingang dieses NAND-Gatters erhält Φ 1-3 SC-Taktimpu!se über einen Inverter 555a vom NAND-Gatter 553a. Repräsentiert die Änderung des Pegels am Eingang der Flip-Flops ein logisches Eins-Bit, so liegt der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a beim Auftreten eines invertierten Φ 1—3 SC-Taktimpulses tief. Das NAND-Gatter 545 wird durchgeschaltet, wodurch ein hoher Pegel an seinem Ausgang entsteht. Um eine sichere Taktung des festgestellten logischen Eins-Bit-Impulses am Ausgang des NAND-Gatters 555 zu gewährleisten, ist an dessen Eingang ein Verzögerungskreis 556 angekoppelt, welcher den invertierten Φ 1-Taktimpuls aufnimmt, so daß der Ausgang des NAND-Gatters für ein Intervall auf hohem Pegel gehalten wird, das länger als der Φ 1-3 SC-Taktimpuls (Fig. 5E-(8)) ist. Damit wird es möglich, ein folgendes Flip-Flop 557 mit der positiven Hinterflanke des Φ 1 -3 SC-Taktes zu takten, um das verzögerte Sgnal mit hohem Pegel vom NAND-Gatter 555 durchzuschalten (F i g. 5E-(9)). Sind die Eingangsdaten gemäß den Coderegeln nach der US-Patentschrift 31 08 261 codiert, so stellt das Ausgangssignal des Flip-Flops 557 die decodierten NRZ-L-Daten dar. Dies ist im Zeitdiagramm nach Fig. 5E durch gestrichelte Linien dargestellt. In dem in den F i g. 5A und 5B dargestellten Decoder ist jedoch ein zusätzliches Flip-Flop 558 erforderlich, um Daten decodieren zu können, welche nach den Coderegeln gemäß dem quadratischen Miller-Code codiert sind. Bei einer Codierung nach den Regeln des Miller-Codes verzögert dieses zusätzliche Flip-Flop 558 lediglich die decodierten Ausgangsdaten um eine Periode des 3 SC-Signals.

Wenn Daten gemäß den Coderegcln codiert werden, wenn spezielle auf ein logisches Eins-Bit bezoRene Sprünge unterdrückt werden, so sind für ein Intervall, das größer als 1,5 Perioden des 3 SC-Signals ist, keine Datensprünge vorhanden. Dies wird durch einen Modulo-4-Zähler 559 festgestellt, dessen Takteingang durch ein NAND-Gatter 5536 gelieferte Φ O-Taktimpulse aufnimmt und dessen Rücksetzeingang an den Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 554a angekoppelt ist. Das Exklusiv-ODER-Gatler 554a liefert einen Rücksetzimpuls, um den Zähler 559 jedesmal dann freizugeben, wenn ein Sprung in den codierten Daten auftritt (Fig. 5E-(IO)). Der Ausgang des Modulo-4-Zählers 559 ist an einen Eingang eines UND-Gatters 560 angekoppelt, das an seinem anderer Eingang Φ O-Taktinipulsc aufnimmt. Beide Eingange liegen für eine halbe Periode des 3 SC-Signals tief, nachdem der Modulo-4-Zähler vier Φ 1 — 3 SC-Taktimpulse ohne Rücksetzung gezählt hat. was dem Fehlen von Datensprüngen für ein Intervall von 2,5 Perioden des 3 SC-Signals entspricht (F i g. 5IZ-(11), (12) und (13)). Damit wird gewöhnlich angezeigt, daß in den codierten Daten ein logisches Eins-Bit unterdrückt ist Um sicherzustellen, daß keine Fehler in die Datenfolge eingeführt wurden, untersucht ein folgendes NAND-Gatter 561 ein Ausgangssignal des Flip-Flops 558 in dem Zeitpunkt, in dem das UND-Gatter 560 das ein unterdrücktes logisches Eins-Bit repräsentierendes Signal mit tiefem Pegel liefert Liegt der Ausgang des Flip-Flops 558 tief, so ist damit verifiziert daß ein logisches Eins-Bit unterdrückt wurde, wobei Ausgangsimpulse auf einer Leitung 562 geliefert werden (Fig.5E-(14)), welche mit dem Ausgang des Flip-Flops

557 veröden ist Der Kurvenzug (14) nach Fig.5E repräsentiert den Zustand des NAND-Gatters 561, wenn dieses nicht mit dem Ausgang des Flip-Flops 557 veröden wäre. Ein zweiter vom NAND-Gatter 561 gelieferter Impuls 563 tritt im Zeitpunkt des Φ 1 —3 SC-Taktimpulses auf und wird durch diesen in das Flip-Flop

558 getaktet Damit wird verhindert, daß der Ausgang des Flip-Flops 558 auf einen tiefen Pegel zurückkehren kann, wodurch das unterdrückte logische Eins-Bit in die decodienen NRZ-L-Daten auf einer Leitung 566 eingeführt wird (F^;.g. 5E-(15)). In der Datenspur-Bit-Leitung werden die decodierten Daten über die Leitung 566 in das Computersteuersystem 92 eingespeist. Der

durch das Flip-Flop 543a auf der Leitung 574 gelieferte decodierte Datentakt sowie das von einer ersten Schieberegister- und Synchronwort-Detektorschaltung 572 gelieferte Synchronwort auf der Leitung 1 D werden ebenfalls in die Datenspur-Schnittstellenschaltung eingegeben.

Ist die Phase des durch das Flip-Flop 543a gelieferten 3 SC-Decodiertaktes unrichtig, so wird eine monostabile Kippstufe 5346 durch die Koinzidenz des 6 SC-Taktes auf der Leitung 534 und eines Impulses auf einer Leitung 564 wirksam geschaltet. Dieser Impuls wird drei Perioden des 3 SC-Signals vor der ersten Feststellung der Zeilenidentifikation durch den Synchronwortdetektor-Teil der Schaltung 572 erzeugt. Liegt der Pegel der decodierten Daten in diesem Zeitpunkt tief, so ist ein

to Fehler vorhanden. Ein Zähler 590 (Fig.4A und 5C) nimmt den decodierten 3 SC-Datentakt auf und liefert in im folgenden noch zu beschreibender Weise einen vorverschobenen Zählendeimpuls (EOC-Impuls) der Frequenz H/2 auf einer Leitung 591. Aufgrund des bekannten Datenbitmusters des Synchronwortintervalls, das gewöhnlich auftritt, wenn der vorverschobene Zählendeimpuls (EOC-Impuls) erzeugt wird, kann der decodierte Datenpegel im Schieberegisterteil der Schaltung 572 untersucht werden, um festzustellen, ob die Decodierung richtig erfolgt ist. Eine Gatterschaltung 592 liefert einen Impuls auf der Leitung 564, wenn der untersuchte decodierte Datenpegel tief liegt, wodurch die monostabile Kippstufe 5346 wirksam geschaltet wird, um für eine Periode des 6 SC-Signals ein Abschaltsignal in den Takteingang des Flip-Flops 534a einzuspeisen. Dies führt zu einer Verschiebung in den Phasen der Φ 1- und Φ 2-Taktimpulse um eine halbe Periode des 3 SC-Signals, wodurch die richtige Phase zur richtigen Decodierung der kanalcodierten NRZ-L-Daten zu gewährleisten.

Bei Wiedcrgabcoperationen enthält jede Folge von decodierten NRZ-L-Daten auf der Ausgangsleimng 566 der Dccodicrschiiltung 525 Zeitbasisfehler in Form von Bitzeit-Verschiebungsfehlern im oben beschriebenen t>5 Sinne. Darüber hinaus sind in den nenn Datcnbitfolgen. welche acht parallele Bits mit digitalisierter Videoinformation und falls vorhanden ein Paritätsbit führen. Fehler von Bitleitung zu Bitleitung bzw. Schräglauf-

Zeitverschiebungsfehler vorhanden. Um diese Bitzeit-Verschiebungsfehler aus den NRZ-L-Daten zu eliminieren, ist für jede Datenbitfolge eine erfindungsgemäße Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 vorgesehen, welche derartige Fehler dadurch korrigiert, daß eine variable Verzögerung, welche von den NRZ-L-Daten durchlaufen wird, elektronisch justiert wird. Jede Zeitbasis-Korrekturschaltung enthält Kreise, welche die empfangenen Daten so verarbeiten, daß die Datenbitfrequenzen in allen Videodaten- und Paritätsbit-Leitungen frequenz- und phasenkohärent in bezug auf das für den Wiedergabekanal 91 durch den Referenztaktgenerator 98 gelieferte 3 SC-Bezugssignal sind. Darüber hinaus richten die Zeitbasis-Korrekturschaltungen 565 auch die Datenbits in den Datenbitleitungen in bezug auf ein gemeinsames H/2-Bezugssignal aus, das durch den Referenztaktgenerator 98 des Wiedergabekanals geliefert wird. Durch diese kombinierten Funktionen werden relative Zeitverschiebungsfehler zwischen den Datenbits in den neun Bitleitungen, Schräglauffehler sowie Bitzeit-Verschiebungsfehler in einer geschalteten Bitleitung eliminiert. Obwohl das neu definierte H/2-Signal mit einer speziellen Phase des SC-Signals synchronisiert ist und dadurch die Verarbeitung der wiedergegebenen Videodaten erläutert wird, ist es jedoch in bezug auf das Referenz-Horizontal-Synchronsignal nicht stationär. Aus diesem Grunde führt die Verwendung des H/2-Signals in der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 zu einer Fehlstellung des Synchronwortes in den Videodaten, die durch die Zeitbasiskorrekturschaltung bei abwechselnden Wiedergaben der Videodaten ausgegeben werden.

Die Wirkungsweise der in jeder Datenbitleitung enthaltenen Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 wird im folgenden anhand des Blockschaltbildes nach Fig.4A und anhand der Signaldiagramme nach den F i g. 4B und C erläutert. Spezielle Schaltungen zur Durchführung der Operationen der Zeitbasis-Korrekturschaltung sind in den Fig. 5B, 5C und 5D dargestellt. Die decodierten Daten in jeder Bitleitung, welche über die Leitung 566 vom Decodierer 525 aufgenommen werden, werden unabhängig von den anderen acht Datenbitleitungen unter Verwendung eines allen Datenbitleitungen gemeinsamen, periodisch auftretenden Zeitbezugssignals korrigiert, das in der Frequenz und in der Phase auf ein bei der Codierung der Daten verwendetes höherfrequentes Taktsignal bezogen ist. Bei dem hier in Rede stehenden Video-Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät werden auf Horizontalzeilen bezogene H/2-Signale, welche von den periodisch auftretenden Synchronsignalen abgeleitet werden, die ihrerseits im oben beschriebenen Sinne im Horizontal-Austastintervall synchron in jede Datenbitfolge eingefügt werden, in der Frequenz und in der Phase auf die höherfrequente Farbhilfsträgerkomponente (455 ■ H/2) und das 3 SC-Datentaktsignal (1365 · H/2) bezogen. Diese auf Horizontalzeilen bezogenen H/2-Signale stehen als periodisch auftretender Bezugszeittakt zur Verfügung.

Um die Zeitbasiskorrektur der wiedergegebenen decodierten Daten durchzuführen, werden die Daten in allen Datenbitleitungen durch einen Phaseneinstellkreis 567 geschickt. Die Phaseneinsteilkreise in allen Datenbiileitungen werden durch einen gemeinsamen stabilen Referenztakigenerator 98 (F i g. 2A) Referenziakt 3 SC getaktet. Bei der dargestellten Ausführungsform führt ein Mehrfachregister 568 die Rückiaklung aus, wobei das Einschreiben von Daten in Adressen erfolgt, welche durch einen Schreibadressengenerator 569 festgelegt werden. Dieser Schreibadressengenerator 569 wird durch den decodierten 3 SC-Datentakt getaktet, der vom Kanaldecodierer 525 über die Leitung 573 geliefert wird. Die Daten werden durch Steuerung mittels eines Leseadressengenerators 570, der durch das 3 SC-Bezugstaktsignal auf der Leitung 571 getaktet wird, aus dem Register 568 ausgelesen. Da alle Leseadressengeneratoren des Ph.aseneinstelJkreises in den neun Datenbitleitungen durch das gleiche 3 SC-Taktsignal getaktet werden, werden die Daten in allen Datenbitleitungen

auf den stabilen 3 SC-Bezugstakt rückgetaktet, weither

für eine NTSC-Fernsehnorm eine Frequenz von 10,7 M Hz besitzt.

Die Schreib- und Leseadressengeneratoren 569 und

570 werden durch das in den korrigierten Daten enthaltende Synchronwort gesetzt bzw. rückgesetzt, wobei die Startschreibadresse dabei um vier Adressen vor der Startleseadresse auftritt. Jedes Mal, wenn ein SynchronwOrt in den empfangenen decodierten Daten

durch eine erste Schieberegister- und Synchronwort-Detektorstufe 572 festgestellt wird, wird zur Rücksetzung des Leseadreßsignals ein Rücksetzsignal erzeugt. Die decodierten Daten gelangen über die Leitung 566 in ein in der Stufe 572 enthaltenes 7 Bit-Schieberegister

und werden durch logische Schaltungen auf das Vorhandensein des 7 Bit-Synchronwortmusters untersucht, welche den Synchronwort-Detektorteil der Stufe 572 bilden. Nach dem Durchlauf durch das Schieberegister werden die Daten in das Mehrfach-Schieberegister

jo 568 getaktet. Das Register 568 besitzt eine Kapazität von 8 Bit und wird so gesteuert, daß die in einen Speicherplatz eingeschriebenen Daten vier Perioden des 3 SC-Taktes später wieder gelesen werden. Da der Schreibadressengenerator 569 durch den 3 SC-Datentakt und der Leseadressengenerator 570 durch den 3 SC-Bezugstakt getaktet wird, werden bei Datenbit-Verschiebungsfehlern der empfangenen Daten die Lese-Zeitpunkte der Adressen relativ zum Schreib-Zeitpunkt geändert. Diese zeitliche Änderung zwischen dem Einschreiben von Daten in den entsprechenden Speicherplatz und dem Auslesen von Daten aus diesem Speicherplatz führt zu einer neuen zeitlichen Festlegung der empfangenen Daten auf das stabile 3 SC-Bezugssignal. Darüber hinaus stellt der Phaseneinstellkreis 567 die empfangenen Daten auch auf das stabile 3 SC-Bezugssignal zeitlich neu ein, wenn das Synchronwort durch die erste Synchronwort-Detektorstufe 572 nicht festgestellt wird. Dies gilt jedenfalls so lange, wie keine zu großen Zeitverschiebungsfehler auftreten, welche die Speicherkapazität des Registers 568 überschreiten. Selbst, wenn große Zeitverschiebungsfehler auftreten, besitzen die vom Phaseneinstellkreis 567 kommenden Videodaten die richtige Referenzfrequenz 3 SC, obwohl sie in der Phase nicht richtig eingestellt sind.

Die Synchronwort-Detektorstufe 572 liefert bei jedem in den decodierten Daten erfaßten Synchronwort ein erstes Eingangssignal an eine Gatterschaltung 592 (F i g. 5C). Ein 7-Bit-Schieberegister 604 wird durch den decodierten Datentakt auf der Leitung 574 getaktet, um die über die Leitung 566 empfangenen Daten zur Überprüfung durch die Logikschaltung einzuspeisen. Die Synchronwort-Detektorstufe 572 wird zur Feststellung des Synchronwortes durch einen Synchronwort-Schaltirnpulsgenerator 600 wirksam geschaltet. Dieser Generator 600 wird durch einen vom 3 SC-Datentakt auf die Leitung 574 getakteten, durch 1364 teilenden Zähler 590 wirksam geschaltet. Der Generator 600 liefert auf einer Leitung 60t einen die Feststellung eines

Synchronwortes wirksam schaltenden Impuls (F i g. 4B-(3)), der durch den vorverschobenen Zählendeimpuls (EOC-Impuls) (Fig.4B-(2)) ausgelöst wird, wobei der EOC-Impuls drei Zählwerte vor dem erwarteten Auftreten eines Synchronwortes in der Detektorstufe 572 (F i g. 4B-(6)) vom Zähler 590 über die Leitung 591 geliefert wird. Dieser vorverschobene EOC-Impuls wird über die Leitung 591 auch in ein Gatter 592 eingespeist, welches das Ausgangssignal des Schieberegisters entsprechend überprüft, um den logischen Datenpegel und damit die Phase des decodierten Datentaktes festzulegen. Bei Feststellung eines Synchronwortes durch eine zweite Synchronwort-Detektorstufe 575 wird über eine Leitung 602 ein Rücksetzsignal zum Generator 600 geliefert Das Rücksetzsignal beendet den impuls auf der Leitung 601, bevor der Zähler 590 einen Zählwert von 15 erreicht hat. Durch den Zählwert von 15 im Zähler 590 wird der die Feststellung eines Synchronwortes wirksam schaltende Impuls beendet, wenn die zweite Synchronwort-Detektorstufe 575 ein Synchronwort nicht feststellt (F i g. 4B-(7)). Das Schieberegister 604 liefert bei dritten, auf dem vorverschobenen Zählendeimpuls (F i g. 4B-(2)) folgenden dritten 6 SC-Taktimpuls einen automatischen Zählende-Rücksetzimpuls (EOC-Rücksetzimpuls F i g. 4B-(5)) über eine Leitung 610 zum Zähler 590. Das Schieberegister 604 und ein Impulsgenerator 605 ermöglichen, daß der die Feststellung des Synchronwortes wirksam schaltende Impuls zeitlichen Änderungen des Auftretens aufeinanderfolgender Synchronwörter mit einem Betrag von ± einer Periode des 3 SC-Taktes folgen kann. Der Impulsgenerator 605 überprüft gleichzeitig drei Ausgangssignale des Schieberegisters 604 und erzeugt ein Steuersignal (F i g. 4B-(4)), das die Rücksetzung des Zählers durch den die Feststellung des Synchronwortes wirksam schaltenden Impuls verhindert, wenn er innerhalb einer Taktzeit des Auftretens des durch das Schieberegister 604 erzeugten automaxischen EOC-Rücksetzimpulses auftritt. Wenn der von einem Synchronwort abgeleitete rücksetzende, die Feststellung des Synchronwortes wirksam schaltende Impuls einen Zählwert vor dem automatischen EOC-Rücksetzimpuls auftritt, so wird der Zähler 590 nicht rückgesetzt (Fig. 4B(4) und (8)). Wird der erstgenannte Impuls einen Zählwert nach dem zweitgenannten Impuls geliefert, so wird der Zähler 590 nicht wieder rückgesetzt (Koinzidenz mit dem zweiten positiven Impuls des vom Impulsgenerator 605 gelieferten Steuersignals). Wird ein Synchronwort im Intervall des die Feststellung des Synchronwort wirksam schaltenden Impulses nicht festgestellt, so setzt sich der Zähler 590 über das Schieberegister 604 und die Leitung 610 selbst zurück (Fig.4B-(5)) und arbeitet mit dem Generator 600 als Speicher, um festzuhalten, wenn die Feststellung des Synchronwortes wirksam schaltende Impulse zu liefern sind bis ein Synchronwort festgestellt wird. Solange das festgestellte Synchronwort nicht mit dem positiven Steuersignal (Fig.4B-(4) vom Generator 605 koinzident ist. wird ein NAND-Gatter 612 wirksam geschaltet, wodurch das Synchronwort für das Rücksetzen des f>o Zahlers 590 auf eine Leitung 613 gelangt.

Das Vertikal-Austastsignal auf einer Leitung 606 (F i g. 4B-(I)) wird auf den Synchronwort-Steuerimpulsgencrator 600 gekoppelt, um diesen für ein Intervall von 10 Horizontalzeilen wirksam zu schalten, wobei ein Taktsignal auf den Generator 600 koppelndes Gatter 611 gesperrt wird. Damit wird die Decoder-Zeitbasiskorrektur-Schaltung wirksam geschaltet, um die Synchronwort-Detektorstufen 572 und 575 im Synchronwort-Zeitpunkt wirksam zu schalten und den Phaseneinstellkreis 567 sowie das Fehlergatter 582 richtig arbeiten zu lassen.

Die Daten werden aus dem Mehrfachschieberegisier 568 ausgelesen, indem der 3 SC-Bezugstakt in das Schieberegister der zweiten Schieberegister- und Synchronwort-Detektorstufe 575 eingetaktet wird. Drei Ausgangsleitungen 576 dieses Schieberegisters sind an " den Dateneingang eines Serien-Parallelkonverters 577 angekoppelt. Ein vom Referenztaktgenerator 98 über eine Leitung 578 gelieferter Multiplextakt mit der Frequenz SC taktet die Daten in Blöcken von drei Datenbitzellen aus dem Schieberegister der Stufe 575 für jede Periode des SC-Signals in den Konverter 577 ein. Der Inhalt des Serien-Parallelkonverters wird auf einen folgenden Schreib-Lesespeicher 579 übertragen. Drei Ausgangsleitungen 580 des Konverters 577 sind auf den Eingang des Schreib-Lesespeichers 579 geführt. Die endgültige Zeitbasiskorrektur wird in diesem Schreib-Lesespeicher 579durchgeführt, dessen Schreibadressengenerator 614 mit dem SC-Bezugssignal getaktet wird, wobei der Schreib-Lesespeicher am Eingang mit der Datenfrequenz SC arbeitet. Eine Leseadressengenerator- und Puffer/Subtraktionsschaltung 523 und 615 wird ebenfalls mit dem SC-Bezugssignal getaktet, um die Auslesung der Speicheradressen durchzuführen. Lese/Schreib-Signale und Schreibsteuersignale vom Referenztaktgenerator steuern das Lesen und Schreiben in den Adressen des Schreib-Lesespeichers, so daß ein Lesezyklus während eines Teils einer Hilfsträgerperiode auftritt und ein Schreibzyklus in einem anderen Teil der Synchronwortperiode als im Aufzeichnungs-Synchronwortdetektor auftritt.

Der zu korrigierende Betrag des Zeitverschiebungsfehlers wird durch das Fehlergatter 582 festgelegt. Bei Feststellung des Synchronwortes durch den zweiten Synchronwortdetektor 575 öffnet ein Signal auf der Leitung 608 das Fehlergatter und ermöglicht die Einspeisung von 3 SC-Taktimpulsen über die Leitung 571 durch den Referenztaktgenerator 98 in einem durch 3 teilenden Zähler 583. Ein Ausgang dieses Zählers 583 ist auf den Lese-Fehleradreßgenerator 623 geführt, um Taktimpulse mit der Frequenz SC zum Generator zu liefern. Wird das H/2-Bezugssignal vom Referenztaktgenerator 98 auf der Leitung 581 empfangen, so wird das Fehlergatter 582 geschlossen, wodurch die Kopplung der 3 SC-Referenztaktimpulse auf den Zähler 583 beendet wird. Daher werden die Taktimpulse mit der Frequenz SC nicht mehr weiter zum Lese-Fehleradreßgenerator 623 geliefert, wobei die zu dieser erzeugten Zahl die Zeitverschiebung zwischen dem Synchronwort des Videosignals und der H/2-Referenz in ganzen Zahlen von Perioden des SC-Signals darstellt. Weiterhin wird als Funktion des Schließens des Fehlergatters 582 durch eine Verzögerungs- und Impulsfonnerstufe 621 ein verzögertes Impuls erzeugt. Der verzögerte Impuls wird auf den Lese-Fehleradreßgenerator 623 gekoppelt und puffen die Fehlerzählung im Lese-Fehleradressengenerator 623. Danach wird aus dem SperrimpuK ein Rücksetzimpuls zum Rücksetzen des durch 3 teilenden Zählers 583 und des Lese-Fehleradressengenerators 623 erzeugt. Der Zähler setzt die Leseadresse als Funktion der Zeitdifferen/ /wischen dem H/2-Bezugssignal und dem durch die zweite Synchronwort-Detcktorstule 575 festgestellten Synchronwort gemessen in Perioden des durch 3 geteilten 3 SC-Signals. Der gemessene Wen von Zeittaktdifferen/ .111 f eine Puffer- und Subtraktions-

schaltung 624 wird gekoppelt und zur Erzeugung der richtigen Leseadresse von der Schreibadresse subtrahiert Da die den Fehler repräsentierei ,den Taktsignale durch 3 geteilt sind, justiert der Schreib-Lesespeicher 579 Fehler in ganzen Zahlen von Hilfstragerperioden. Ein 3 Bit-Schieberegister 617, eine Fehlerschaltstufe 618 sowie Gatter 619 bewirken eine Korrektur in Bruchteilen einer Periode des 3 SC-Signals yon Restfebtern nach dem Durchlauf der Daten durch den Schreib-Lesespeicher 579. Ein Parallei-Serienkonverter 620 am Ausgang des Schreib-Lesespeichers 579 nimmt einen Demultiplextakt vom Referenztaktgenerator 98 auf und führt die Daten am Eingang des Schieberegisters 617 auf die Datentaktfrequenz von 3 SC zurück. Das korrigierte Ausgangssignal der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 erscheint am Anschluß 622. Die Vei-wendung des H/2-Referenzsignals, das in bezug auf eine spezielle Phase des Hilfsträgers neu definiert ist, führt jedoch bei der Messung des Zeittaktverschiebungsfehlers durch das Fehlergatter 582 zu dem Flimmern mit 15 Hz und 42 Nanosekunden in dem durch die Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 gelieferten Videosignal.

Das 9 Bit-Parallelausgangssignal der Zeitbasis-Korrekturschaltung 565 wird auf die Datentransfers chaltung 129 gekoppelt

Damit wird bewirkt, daß ein 3,58 MHz-Zähler 616 SC-Signale zählt welche über einen durch 3 teilenden Teiler 583 aus den 3 SC-Bezugssignalen erhalten werden. Diese Zählung läuft so lange, bis das H/2-Bezugssignal die Zuführung der SC-Bezugssignale zum Zähler 616 über das Fehlergatter 582 beendet. Wird das H/2-Bezugssignal auf der Leitung 581 empfangen und das Fehlergatter 582 geschlossen, so wird durch eine Verzögerungs- und Impulsformerstufe 621 ein impuls erzeugt, durch den die Fehlerzählung im Lese-Fehleradressengenerator 623 beendet wird. Danach wird aus dem Sperrimpuls ein Rücksetzimpuls zum Rücksetzen des durch 3 teilenden Zählers 583 und des Lese-Fehleradressengenerators 616 erzeugt Der Zähler 583 setzt die Leseadresse als Funktion der Zeitdifferenz zwischen dem H/2-Bezugssignal und dem durch die zweite Synchronwort-Detektorstufe 575 festgestellten Synchronwort gemessen in Perioden des durch 3 geteilten 3 SC-Signals. Der gemessene Wert der Zeittaktdifferenz wird auf eine Puffer- und Subtraksionsstufe 624 gekoppelt und zur Erzeugung der richtigen Leseadresse von der Schreibadresse subtrahiert Da die den Fehler repräsentierenden Taktsignale durch 3 geteilt sind, ^;ustiert der Schreib-Lesespeicher Fehler in ganzen Zahlen von Hilfstragerperioden. Ein 3 Bit-Schieberegister 617, eine Fehlerschaltstufe 618 sowie Gatter 619 bewirken eine Korrektur von Restfehlern nach dem Durchlauf der Daten durch den Schreib-Lesespeicher 579 in Bruchteilen einer Periode des 3 SC-Signals. Ein Parallel-Serienkonverter 620 am Ausgang des Schreib-Lesespeichers nimnit einen Demultiplextakt vom Referenztaktgenerator 98 auf und führt die Daten am Eingang des Schieberegisters 617 auf die Datentaktfrequenz von 3 SC zurück. F i g. 4C zeigt eine typische durch den Phaseneinstellkreis 567 durchgeführte Korrektur mit nachfolgender Zeitbasiskorrektur durch den Schreib-Lesespeicher 579 und das Schieberegister 617.

Hierzu 13 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Digitale Zeitbasiskorrektur-Anordnung zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in Digitaldaten, die mit einem entsprechend den Zeitbasisschwankungen sich ändernden Datentakt aufeinanderfolgen, mit einem aus den aufeinanderfolgenden Digitaldaten ein mit deren Zeitbasis sich änderndes Datentaktsignal ableitenden Datentaktgenerator (525,574), mit einem Bezugstaktgenerator (98,571) zur Erzeugung eines Bezugstaktsignals mit einer Bezugs-Datentaktfrequenz, mit einem die Digitaldaten zeitweise speichernden, ersten Digitalspeicher (568), in den die Digitaldaten im Takt eines dor Taktsignale einschreibbar und aus dem die Digitaldaten im Takt des anderen Taktsignals auslesbar sind und mit einem auf periodisch mit den Digitaldaten auftretende Synchroninformationen ansprechenden ersten Detektor (572) zur Steuerung der Anfangsadressierung des Digitalspeichers (568), dadurch gekennzeichnet, daß der erste Detektor (572) auf eine dem ersten Digitalspeicher (568) zusammen mit den Digitaldaten zum Einschreiben zugeführte, periodisch und in Phase mit den Digitaldaten auftretende, vorgegebene Sequenz von Synchronisier-Bits anspricht, daß die aus dem ersten Digitalspeicher (568) im Takt des anderen Taktsignals ausgelesenen Digilaldaten in einen zweiten Digitalspeicher (579) einschreibbar sind und daß ein zweiter Detektor (575, 582, 583, 621, 623) auf die aus dem ersten Digitalspeicher (568) ausgeiesene Sequenz von Synchronisier-Bits sowie auf ein Synchronisiertaktsignal (H/2-Bezugssignal) anspricht und das Speicherintervall der Digitaldaten in dem zweiten Digitalspeicher (579) so steuert, daß deren Speicherzeit der Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten der Sequenz von Synchronisier-Bits und dem Synchronisiertaktsignal entspricht.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Digitalspeicher (579) die Digitaldaten im Takt eines zum Bezugstaktsignal kohärenten Taktsignals einschreibt bzw. ausliest und daß der zweite Detektor (575, 582, 583, 623) die Speicherzeit so steuert, daß sie der Periodendauer des Bezugstaktsignals oder einem ganzzahligen Vielfachen davon entspricht.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Datenfolgerate-Wandler (577) die Folgerate der in den zweiten Digitalspeicher (579) im Takt des kohärenten Taktsignals einzuschreibenden Digitaldaten um einen einer vorgegebenen ganzen Zahl entsprechenden Teilerfaktor verringert, daß der zweite Detektor (575,582, 583, 623) eine Steuerschaltung (582) aufweist, die eine der Anzahl an Perioden des Bezugstaktsignals zwischen dem Auftreten der Sequenz von Synchronisier-Bits und dem Synchronisiertaktsignal entsprechende Anzahl Impulse an einen Teiler (583) liefert, der die Anzahl Impulse durch die vorgegebene ganze Zahl teilt, daß an den Teiler (583) ein L.eseadressen-Änderungsgenerator (623) angekoppelt ist, welcher die im Takt des kohärenten Taktsignals sich ändernde Leseadresse des zweiten Digitalspeichers (579) um eine Adressenzahl verringert, die der vom Teiler (583) gelieferten ganzen Zahl Impulse entspricht, und daß an den zweiten Digitalspeicher (579) ein dritter Digitalspeicher (617, 619) angekoppelt ist, der die Digitaldatenfolge während einer Zeitspanne speichert, die dem Rest der beim Teilen der Perioden des Bezugssignals durch die vorgegebene ganze Zahl verbleibenden Anzahl an Perioden des Bezugstaktsignals entspricht.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Digitalspeicher (617,619) die Digitaldatenfolge nach der Speicherung im zweiten Digitalspeicher (579) aufnimmt und speichert und daß zwischen den zweiten und den dritten Digitalspeicher ein zweiter Datenfolgerate-Wandler (620) gekoppelt ist, der die Folgerate der Digitaldaten vor der Speicherung im dritten Digitalspeicher (617, 619) um einen der vorgegebenen ganzen Zahl gleichen Faktor erhöht

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in einer Vielzahl von Digitaldatenfolgen, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitaldatenfolgen über gesonderte Kanäle übertragen werden, von denen jeder einen Datentaktgenerator (525,574), einen ersten (572) und einen zweiten (575, 582, 583, 623) Detektor sowie einen ersten (568) und zweiten (579) Digitalspeicher aufweist, daß der Bezugstaktgenerator (98, 571) allen Kanälen gemeinsam ist und das Bezugstaktsignal gemeinsam in jeden Kanal einkoppelt und daß der zweite Detektor (575, 582, 583, 623) in jedem Kanal auf ein gemeinsames Synchronisiertaktsignal anspricht.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitaldaten ein digitalisiertes, Horizontalzeilen definierendes und eine Chrominanz-Hilfsträgerkomponente enthaltendes Farbfernsehsignal sind, daß das digitalisierte Farbfernsehsignal in Form von digitalen Daten-Bits in einer Vielzahl von parallelen Folgen vorliegt, wobei die Daten-Bits in jeder Folge mit einer einem Vielfachen der Frequenz der Chrominanz-Hilfsträgerkomponente gleichen Rate erzeugt und über einen der Kanäle übertragen werden, daß die vorgegebene Sequenz von Digitaldaten-Bits in jeder Folge periodisch mit einer auf die Frequenz der Horizontalzeilen des Farbfernsehsignals bezogenen Rate und in Phase mit der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz auftreten, daß die Nenn-Folgerate der Digitaldaten-Bits gleich der Bezugs-Datentaktfrequenz ist und daß die Frequenz des gemeinsamen Synchronisiertaktsignals der Nenn-Folgerate des periodischen Auftretens der vorgegebenen Sequenz von Digitaldaten-Bits entspricht.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daii die vorgegebene Sequenz von Digitaldaten-Bits und das gemeinsame Synchronisiertaktsignal periodisch mit einer der halben Frequenz der Horizontalzeilen des Farbfernsehsignals gleichen Frequenz auftreten.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine auf die Digitaldatenfolge ansprechende Detektoranordnung (600, 604, 605) Zeitpunkte festlegt, zu denen die periodische, vorgegebene Sequenz von Digitaldaten-Bits zu erwarten ist, und zu diesen Zeitpunkten den ersten Detektor (572) für das Erfassen der Sequenz wirksam schaltet und daß die Detektoranordnung (601), 604, 605) auf das Fehlen der vorgegebenen Sequenz zu den erwarteten Zeitpunkten anspricht.