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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Verstärkungsvorrichtungen
und insbesondere auf jene, welche in Mobiltelefonen verwendet werden,
um ein Signal einer hohen Frequenz wie eine Mikrowelle zu verstärken.
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15 zeigt
ein Schaltungsdiagramm, welches eine Leistungsverstärkungsvorrichtung
darstellt, die in einem herkömmlichen
Mobiltelefon verwendet wird. In der Figur ist ein Verstärker 1 aus
einem Halbleiterelement wie einem GaAsFET, einem HBT oder dergleichen
gebildet und besitzt einen mit einem Eingang eines Isolators 2 verbundenen
Ausgangsanschluß und
einen mit einem Mikrowelleneingangsanschluß 3 verbundenen Eingangsanschluß. Der Isolator 2 besitzt
einen an einer Antenne 4 angeschlossenen Ausgang. Ein Verstärker 1 besitzt
einen Spannungsversorgungsanschluß 5, welcher eine Versorgungsspannung
Vdd empfängt,
und einen Steuerspannungsanschluß 6, welcher eine
Steuerspannung Vgg empfängt.
Im Ansprechen auf die Steuerspannung Vgg wird ein Wert eines Stroms festgelegt,
welcher durch den Verstärker 1 fließt.
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Wenn
ein Hochfrequenzsignal (HF-Signal) einer Leistung Pi an den Mikrowelleneingangsanschluß 3 angelegt
wird, wird das HF-Signal von dem Verstärker 1 verstärkt, und
es wird eine elektrische Welle von der Antenne 4 durch
den Isolator 2 in die Luft für eine Übertragung abgestrahlt. Im
allgemeinen wird eine Versorgungsspannung Vdd aus einer Batterie
zugeführt
und besitzt somit eine im wesentlichen konstante Spannung.
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Bei
einem Mobiltelefon oder dergleichen kann die Antenne 4 parallel
zu einer Wand, einem Leiter oder der gleichen befindlich sein. Dies
würde einen
Offset von einem geplanten Wert von 50Ω der Impedanz einführen, und
von der Antenne 4 abgestrahlte und gesendete Leistung kann
somit zu dem Verstärker 1 zurückkehren.
Wenn die Reflexion der Welle zu dem Verstärker 1 zurückkehrt,
würde der Offset
der Impedanz des Ausgangs des Verstärkers von dem geplanten Wert
von 50Ω signifikant
sein. Eine Spezifizierung für
eine Verzerrung wie ein Leistungsleck eines benachbarten Kanals
(ACP: adjacent channel power leakage) würde im allgemeinen nicht länger erfüllt werden,
und eine elektrische Welle wird somit nachteilig in einem Band außerhalb
eines Übertragungskanals
ausgegeben. Um dies zu verhindern, ist der Isolator 2 zwischen
dem Verstärker 1 und
der Antenne 4 eingesetzt.
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Jedoch
ist der Isolator 2 auf einer Fläche von etwa 5 × 5 mm2 angebracht, was bei einer Miniaturisierung
ein Hindernis darstellt. Des weiteren ist der Isolator 2 aus
einem Magneten gebildet. Er besitzt eine Höhe von etwa 1,7 bis 1,5 mm,
was ebenfalls ein Hindernis bei der Verringerung der Dicke darstellt. Des
weiteren führt
der Isolator 2 einen Verlust von etwa 0,68 dB ein, wodurch
die Effizienz beeinträchtigt wird,
und das Bereitstellen des Isolators 2 erfordert ebenfalls
entsprechend erhöhte
Kosten.
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Weitere
Informationen über
den Stand der Technik können
der
DE 196 38 129
C1 entnommen werden.
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Im
Einleitungsteil der vorgenannten Patentschrift wird ein erster Stand
der Technik angegeben, welcher einen eine Versorgungsspannung UB
empfangenden Sender aufweist. Das von dem Sender an eine Antenne
ausgegebene Signal läuft
durch einen Richtkoppler, welcher eine Spannung der Ausgangswelle
(UVOR) und eine Spannung der von der Antenne reflektierten
Welle (DRÜCK)
an eine Steuerschaltung (Steuerung) liefert. Die Steuerschaltung
vergleicht die Ausgangsleistung des Senders, um ein gleichmäßiges Ausgabesignal
bereitzustellen, wenn das Verhältnis
von reflektierten zu Ausgangsleistungen gegenüber dem Sollwert nur leicht
erhöht
ist. Wenn jedoch das Verhältnis über einen
bestimmten Wert hinaus erhöht
ist, wird die Ausgangsleistung zurückgesteuert, um Nachteile wie
etwa einen übermäßigen Energieverbrauch,
eine Überhitzung
des Verstärkers oder
eine Störung
benachbarter Kanäle
zu vermeiden.
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In
einer zweiten in der oben erwähnten
Patentschrift diskutierten Lösung
des Stands der Technik wird ein von der Senderendstufe der Energiequelle
entnommener Strom vermittels eines Widerstands RSENSE direkt
gemessen und je nach Bedarf begrenzt.
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Die
zuvor erwähnte
Patentschrift selbst schlägt
vor, die Ausgangsleistung eines Verstärkers (Senderendstufe) eines
in Zeitschlitzen sendenden Senders zu steuern, wobei der Verstärker durch
einen durch eine Spannungsversorgungsquelle geladenen Ladekondensator
mit einer Betriebsspannung UB versorgt wird. Die Spannungsabfallrate über dem Ladekondensator
wird während
des Zeitschlitzes, während
dessen die Senderendstufe sendet, gemessen. Die von dem Verstärker ausgegebene
Leistung wird durch ein Steuersignal, welches dem Verstärker von
einer Steuerung aus zugeführt
wird, gesteuert.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verstärkungsvorrichtung zu schaffen,
welche keinen Isolator aufweist und trotz einer Reflexion einer
an einer Antenne eingeführten
Welle zum Verstärken
eines Signals einer hohen Frequenz wie einer Mikrowelle geeignet
ist, ohne daß sich
die Verzerrungscharakteristik verschlechtert.
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Es
ist insbesondere eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkungsvorrichtung
bereitzustellen, welche in der Lage ist, in effizientester Weise
mit einer Antennenfehlanpassung zurechtzukommen.
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Die
Lösung
der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und 11.
Bevorzugte Ausführungsformen
und vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung bilden den Gegenstand
der Unteransprüche.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann eine Verstärkungsvorrichtung
in sehr effizienter Weise mit einer Antennenanpassung zurechtkommen. Ferner
kann die vorliegende Erfindung ohne einen Isolator auskommen, und
es kann ein Signal mit einer hohen Frequenz wie einer Mikrowelle
verstärkt
werden, ohne daß die
Verzerrungscharakteristik trotz Reflexion einer an einer Antenne
eingeführten
Welle beeinträchtigt
wird. Der Bereich für
den Isolator wird nicht mehr erfordert, und es kann somit eine Miniaturisierung
erzielt werden. Ebenfalls kann somit auf einen Magneten für den Isolator
verzichtet werden, und es kann eine dementsprechend verringerte
Höhe zu einer
verringerten Dicke beitragen. Des weiteren können die Kosten für den Isolator
gespart werden, um zu verringerten Kosten beizutragen, und es kann der
durch den Isolator eingeführte
Verlust aufgehoben werden, wodurch ein Verstärker mit erhöhter Effizienz
geschaffen wird.
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Die
vorliegende Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung unter
Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm, welches eine Verstärkungsvorrichtung der vorliegenden
Erfindung einer ersten Ausführungsform
darstellt;
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2 zeigt
ein Beispiel eines Schaltungsdiagramms, welches insbesondere den
Verstärker
von 1 darstellt;
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3 zeigt
ein Beispiel eines Richtkopplers;
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4 stellt
die Charakteristik der Ausgangsleistung gegen die Eingangsleistung
des Verstärkers von 1 dar;
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5 stellt
die Charakteristik des Lasteinflusses eines Endstufenstransistors
in einem Verstärker
für Vdd
= 3,4 V dar;
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6 stellt
die Charakteristik des Lasteinflusses des Endstufenstransistors
in dem Verstärker für Vdd =
4,0 V dar;
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7 stellt
die unter Verwendung der Spannung Va festgelegte Versorgungsspannung
Vdd proportional zu der Ausgangsleistung Pout und der Spannung Vb
proportional zu der reflektierten Leistung dar;
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8 stellt
den beispielhaften Lasteinfluß eines
Endstufentransistors dar, welcher erzielt wird, wenn die Beziehung
von 7 verwendet wird, um die Versorgungsspannung Vdd
zu ändern;
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9 zeigt
ein Blockdiagramm, welches die Verstärkungsvorrichtung der vorliegenden
Erfindung einer zweiten Ausführungsform
darstellt;
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10 zeigt
die Charakteristik des Lasteinflusses eines Endstufentransistors
eines Verstärkers der
Ausführungsform
von 9 dar;
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11–13 zeigen
Blockdiagramme, welche die Verstärkungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung der dritten bis fünften Ausführungsformen jeweils darstellen;
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14 zeigt
eine arithmetische Schaltung einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
und
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15 zeigt
ein Schaltungsdiagramm, welches einen in einem herkömmlichen
Mobiltelefon verwendeten Leistungsverstärker darstellt.
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Erste Ausführungsform
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1 zeigt
ein Schaltungsdiagramm, welches eine Verstärkungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung
einer ersten Ausführungsform
darstellt. Wie in der Figur dargestellt besitzt ein Verstärker 1 einen
Eingangsanschluß,
welcher an einen Mikrowelleneingangsanschluß 3 angeschlossen
ist, und einen Aussgangsanschluß,
welcher über
einen Koppler einer fortschreitenden Welle (PW-Koppler, progressive wave
koupler) 8, welcher als Schaltung dient, die einen Betrag
eines Wellenausgangs erfaßt,
und einen Reflexionswellenkoppler (RW-Koppler) 9, welcher
als Schaltung dient, die einen Betrag einer reflektierten Welle
erfaßt,
an eine Antenne 4 angeschlossen ist. Es wird nicht wie üblich ein
Isolator verwendet. Der Verstärker 1 besitzt
einen Spannungsversorgungsanschluß 5, welcher eine
Versorgungsspannung Vdd von einem DC-DC-Wandler 7 empfängt, der
als Spannungsversorgungswandler dient, und einen Steuerspannungsanschluß 6,
welcher eine Steuerspannung Vgg empfängt. In Abhängigkeit der Steuerspannung
Vgg wird der Wert eines Stroms festgelegt, welcher durch den Verstärker 1 fließt.
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Der
PW-Koppler 8 extrahiert ein Signal entsprechend der Leistung
einer fortschreitenden welle. Es wird eine Spannung Va entsprechend
diesem Signal durch einen Kondensator 11 extrahiert und
einer arithmetischen Schaltung 10 bereitgestellt. Der RW-Koppler 9 extrahiert
ein Signal entsprechend der Leistung einer von der Antenne 4 reflektierten
Welle, und ein Kondensator 12 extrahiert eine Spannung Vd,
welche wiederum der arithmetischen Schaltung 10 bereitgestellt
wird. Die arithmetische Schaltung 10 wird beispielsweise
durch einen Si-MOSFET oder einen Bipolartransistor gebildet, und
es wird eine Spannung Vcnt entsprechend den von den Kondensatoren 11 und 12 bereitgestellten
Spannungen Va und Vb erzeugt. Eine Spannung Vcnt ist gleich fn(Va,
Vb). Die arithmetische Schaltung 10 führt die Spannung Vcnt dem DC-DC-Wandler 7 zu.
Im An sprechen auf die Spannung Vcnt erzeugt der DC-DC-Wandler 7 die
Versorgungsspannung Vdd.
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2 zeigt
ein Beispiel eines Schaltungsdiagramms, welches insbesondere den
Verstärker 1 von 1 darstellt.
Entsprechend der Figur empfängt
der Mikrowelleneingangsanschluß 3 ein
Mikrowelleneingangssignal, welches wiederum durch einen Kondensator
C1 und eine Anpassungsschaltung M1 hindurchtritt und von dem FET
Q1 am Gate empfangen wird. Ein Punkt, welcher den Kondensator C1 und
die Anpassungsschaltung M1 verbindet, empfängt über einen Widerstand R1 die
Steuerspannung Vgg. Der FET Q1 ist an seinem Drain mit dem Gate eines
FET's Q2 über eine
Anpassungsschaltung M2 verbunden und empfängt ebenfalls die Versorgungsspannung
Vdd über
eine Anpassungsschaltung M4 und einen Widerstand R2. Der FET Q1
ist mit seinem Source geerdet, und der FET Q2 empfängt an seinem
Gate die Steuerspannung Vgg über
eine Anpassungsschaltung M3 und einen widerstand R3.
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Der
FET Q2 ist mit seinem Drain an einen Ausgangsanschluß über einen
Kondensator C2 angeschlossen und empfängt ebenfalls die Versorgungsspannung
Vdd über
eine Anpassungsschaltung M4 und einen Widerstand R4. Das Source
des FET's Q2 ist
geerdet. Die Anpassungsschaltungen M1–M4 sind beispielsweise durch
eine Kombination einer Induktionsspule, eines Kondensators und eines Widerstands
gebildet. Der derart gebildete Verstärker 1 verstärkt ein
dem Mikrowelleneingangsanschluß 3 eingegebenes
Eingangswellensignal mit einer vorgeschriebenen Verstärkungsrate
der FET's Q1 und
Q2 und gibt das Signal an dem Ausgangsanschluß aus.
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Es
wird festgestellt, daß der
entsprechend 2 durch einen FET gebildete
Verstärker
ebenfalls durch einen Bipolartransistor gebildet werden kann. Die
FET's Q1 und Q2
des Verstärkers 1 von 2 empfangen
an ihren Drains die Versorgungsspannung Vdd und an ihren Gates die
Steuerspannung Vgg, wohingegen der durch einen Bipolartransistor
gebildete Verstärker
an einem Kollektor die Versorgungsspannung Vdd und an der Basis
die Steuerspannung Vgg empfängt.
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3 stellt
ein Beispiel eines Richtkopplers dar, welcher den in 1 dargestellten
PW-Koppler 8 bildet. Auf einem Substrat sind leitende Strukturen L1
und L2 parallel jeweils in einem Streifen angeordnet. Die leitende
Struktur L1 besitzt ein Ende, welches das Eingangssignal empfängt, und
ein anderes Ende, welches das Signal ausgibt. Die leitende Struktur
L2 besitzt ein Ende, welches in einem rechten Winkel gebogen ist
und eine Spitze aufweist, die über einen
dazwischen angeordneten Widerstand R5 geerdet ist, und ein anderes
Ende, welches ebenfalls in einem rechten Winkel gebogen ist und
eine Spitze aufweist, die an einen Kondensator C3 angeschlossen
ist, durch welchen ein Signal entsprechend der Leistung einer fortschreitenden
Welle extrahiert wird.
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Wenn
ein von dem Verstärker 1 ausgegebenes
Signal dem einen Ende der leitenden Struktur L1 eingegeben und von
dem anderen Ende der Struktur extrahiert wird, besitzt die leitende
Struktur L2 eine darin induzierte Leistung entsprechend der fortschreitenden
Welle, und durch den Kondensator C3 wird ein Signal entsprechend
der Leistung der fortschreitenden Welle extrahiert. Wenn eine von
der Antenne 4 reflektierte Welle dem anderen Ende der leitenden
Struktur L1 eingegeben wird und die leitende Struktur L2 die darin
induzierte Leistung der reflektierten Welle besitzt, fließt eine
Komponente des Signals über
den Widerstand R5 zur Masse, und es kann somit eine Komponente der
fortschreitenden Welle auf der Grundlage der Leistung der fortschreitenden Welle
extrahiert werden.
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Es
wird festgestellt, daß der
RW-Koppler 9 bezüglich
der Struktur ähnlich
wie der Richtkoppler von 3 sein kann. Insbesondere ist
der RW-Koppler 9 mit dem Widerstand R5 von 3 und
dem Kondensator C3 gebildet, welcher umgekehrt angeschlossen ist,
um ein Signal entsprechend einer Leistung einer reflektierten Welle
zu extrahieren.
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4 stellt
die Charakteristik der Ausgangsleistung gegenüber der Eingangsleistung des
Verstärkers
von 1 dar. Im allgemeinen besitzt der Verstärker 1 die
in 4 dargestellte Charkteristik dahingehend, daß je höher die
Versorgungsspannung Vdd ist, desto stärker sich die Ausgangsleistung vergrößert. Insbesondere
ist bezüglich
der auf eine hohe Spannung V1 festzulegenden Versorgungsspannung
Vdd und derjenigen, die auf eine niedrige Spannung V2 festzulegen
ist, die Abhängigkeit
der Ausgangsleistung Pout und der Verzerrung (ACP) auf die Eingangsleistung
Pin derart, daß sich
Pout stärker
für die
hohe Spannung V2 als für
die niedrige Spannung V1 vergrößert und
sich somit die Eingangsleistung Pin mit der Verzerrung (ACP) verringert.
Somit ist für
eine einzige Ausgangsspannung Pout die hohe Spannung V2 stärker als
die niedrige Spannung V1 dazu geeignet, ACP zu verringern.
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5 und 6 stellen
die Charakteristik des Lasteinflusses eines Endstufentransistors
eines Verstärkers
für Vdd
von 3,4 V bzw. Vdd von 4,0 V dar. Die Charakteristik des Lasteinflusses
stellt dar, wie sich die Charakteristik für eine Impedanz einer Ausgangsseite ändert, wobei
ein Strom Id und eine Verzerrung für jede Impedanz der Ausgangsseite
eines Transistors für
eine Frequenz f von 1 GHz, die Ausgangsspannung Pout von 1W und
die Steuerspannung Vgg, welche einen konstanten Wert aufweist, angezeigt
sind.
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Die
Impedanz ist in einem Smith-Diagramm mit einer Mitte Z0 dargestellt,
welche durch die Ausgangsimpedanz von 6Ω des Transistors standardisiert
ist. In 5 und 6 stellt
ein schraffierter Abschnitt ein Gebiet dar, in welchem die Verzerrung (ACP)
nicht größer als
der standardisierte Wert ist.
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Der
Strom Id ist im wesentlichen derselbe unabhängig von der Versorgungsspannung
Vdd, mit einer Tendenz von unten links aus nach oben rechts anzusteigen.
D.h., es versteht sich, daß je
größer der Strom
Id ist, desto kleiner die Verzerrung ist. Entsprechend 5 ist
die Verzerrung in der Mitte ausreichend, wohingegen entsprechend 6 die
Verzerrung über
einen weiten Bereich verbessert ist, obwohl infolge einer höheren Spannung
Vdd eine größere Leistung
verbraucht wird. wenn die Versorgungsspannung Vdd auf eine ausreichende
Verzerrung ohne einen Isolator erhöht ist, ist die Mitte des Smith-Diagramms
einem erhöhten
Leistungsverbrauch zugeordnet, was zu einer verringerten Effizienz
führt.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
werden eine Spannung Va proportional zu der Ausgangsleistung Pout
und eine Spannung Vd proportional zu der reflektierten Leistung
wie in 7 dargestellt verwendet, um die Versorgungsspannung
Vdd festzulegen. In 7 stellt die horizontale Achse
die Spannung Va proportional zu der Ausgangsleistung Pout dar, und
die vertikale Achse stellt ein Verhältnis der Spannung Va, welche
proportional zu der Ausgangsleistung Pout ist, zu der Spannung Vb
dar, welche proportional zu der reflektierten Leistung ist, wodurch
ein Wert angezeigt wird, welcher als Ergebnis eines Experiments
erlangt wird. Aus 7 ist ersichtlich, daß für eine stärker reflektierte
Leistung die Versorgungsspannung Vdd auf einen höheren Wert festzulegen ist.
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Die
gestrichelte Linie zeigt eine Linie der Spannung Va für die Ausgangsleistung
Pout von 1W an.
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Unter
Verwendung der Beziehung zwischen der Spannung Va, welche proportional
zu der Ausgangsleistung Pout ist, und der Spannung Vd, welche proportional
zu der reflektierten Leistung ist, wie in 7 dargestellt,
gestattet zum Festlegen der Versorgungsspannung Vdd es die Mitte
des Smith-Diagramms frei von Reflexion dem verringerten Leistungsverbrauch
mit einer geringen Versorgungsspannung Vdd (von 3,4 V) zugeordnet
zu werden, während
die Versorgungsspannung Vdd im Ansprechen auf die Größe der Reflexion
(Vb/Va) zum Befriedigen der Verzerrung erhöht wird.
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8 stellt
beispielhaft den Lasteinfluß eines
Endstufentransistors dar, welcher vorgesehen wird, wenn die Beziehung
von 7 verwendet wird, um die Versorgungsspannung Vdd
zu ändern.
In 8 ist die Mitte der Versorgungsspannung Vdd von
3,4 V zugeordnet, obwohl die Versorgungsspannung Vdd festgelegt
wird, um wie ein Reflexionskoeffizient P anzusteigen, oder es erhöht sich
Vb/Va. Somit genügt
entsprechend 8 die Verzerrung (ACP) einer
Spezifikation in der Gesamtheit eines inneren Gebiets der Versorgungsspannung
Vdd von 4,8 V, was schraffiert dargestellt ist. Durch Festlegen von
Vcnt durch die arithmetische Schaltung von 1 entsprechend
der Beziehung von 7 kann die Versorgungsspannung
Vdd des Verstärkers 1 durch
den DC-DC-Wandler 7 geändert
werden, und somit kann der Transistor des Verstärkers 1 einen Ausgang
mit einer Lasteinflußcharakteristik
besitzen, welche wie in 8 dargestellt derart beschaffen
ist, daß der
Verzerrung über
einen weiten Bereich genügt
wird.
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Somit
kann ohne einen Isolator ausgekommen werden, und der Verstärker 1 kann
derart gebildet werden, daß er der
ACP genügt,
wenn die Antenne 4 eine Reflexion einführt. Wenn die Antenne 4 keine
Reflexion einführt,
ist des weiteren die Versorgungsspannung Vdd niedrig, und der Leistungsverbrauch
bei einer normalen Verwendung würde
somit erhöht
werden. Da der Isolator entfernt werden kann, wird ein Bereich dafür nicht
länger
erfordert. Somit kann eine Miniaturisierung erzielt werden. 3 Des
weiteren kann ein Magnet, welcher als Komponente des Isolators dient,
entfernt werden, was zu einer verringerten Höhe und daher zu einer verringerten
Dicke beiträgt.
Des weiteren werden die Kosten für
den Isolator nicht länger
erfordert, und es kann somit eine Kostenverringerung erzielt werden.
Des weiteren kann der durch den Isolator eingeführte Verlust aufgehoben werden,
um zu einer verbesserten Effizienz des Verstärkers 1 beizutragen.
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Während bei
der vorliegenden Ausführungsform
die Versorgungsspannung Vdd in der Beziehung von 7 durch
eine lineare Approximation festgelegt wird, kann Vdd durch eine
unterschiedliche Funktion derart geändert werden, wie eine Kurve sich
stärker
an das annähert,
was beim Wirksamsein vorgesehen ist.
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Ein Ändern von
nicht nur Vcnt, sondern ebenfalls der Steuerspannung Vgg des Verstärkers 1 entsprechend
Va ermöglicht
des weiteren Vb/Va, daß die
Verzerrung des Verstärkers
und die Charakteristik der Effizienz genauer gesteuert werden kann,
um den Verstärker 1 mit
einer weiter verbesserten Effizienz zu versehen.
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Zweite Ausführungsform
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9 zeigt
die Verstärkungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung einer zweiten Ausführungsform. In der Figur ist
die vorliegende Ausführungsform
bezüglich
der Struktur von 1 mit der Ausnahme identisch,
daß der Verstärker 1 einen
von einer Id-Monitorschaltung 17 überwachten Versorgungsstrom
Id empfängt
und der Monitor einen Ausgang der arithmetischen Schaltung 10 liefert.
Die arithmetische Schaltung 10 erzeugt eine Spannung Vcnt
oder einen Strom in Abhängigkeit
des Ausgangs der Id-Monitorschaltung 17, welche den Versorgungsstrom
Id überwacht.
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10 stellt
die Charakteristik des Lasteinflusses eines Endstufenstransistors
des Verstärkers der
in 9 dargestellten Ausführungsform dar. Bei der vorliegenden
Ausführungsform
kann die Id-Monitorschaltung 17 den Versorgungsstrom Id überwachen,
und die arithmetische Schaltung 10 kann eine Operation
durchführen,
um zu ermöglichen,
daß ein Gebiet
mit einem größeren Versorgungsstrom
Id einer geringeren Versorgungsspannung Vdd zugeordnet wird, um
die Versorgungsspannung Vdd über
einen weiten Bereich auf einen geringen Wert festzulegen.
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Wie
in 5 und 6 dargestellt neigt die Verzerrung
im allgemeinen dazu, für
einen größeren Versorgungsstrom
Id kleiner zu sein. Somit kann einer Verzerrung genügt werden,
wenn die Versorgungsspannung Vdd in einem Gebiet verringert wird, welches
wie in 10 dargestellt einem großen Versorgungsstrom
Id zugeordnet ist. Dadurch kann der Leistungsverbrauch in dem Gebiet
mit großem
Versorgungsstrom Id effektiv verringert werden. Somit kann sogar
dann, wenn sich die Impedanz einer Antenne ändert, ein Betrieb mit einem
geringen Leistungsverbrauch über
einen breiteren Impedanzbereich erzielt werden.
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Aus
einem Vergleich von 10 und 8 ergibt
sich, daß sich
entsprechend 8 ein schraffierter Bereich,
welcher einer Spezifizierung genügt, konzentrisch
erstreckt, wenn die Versorgungsspannung Vdd ansteigt, wo hingegen
entsprechend 10 eine Erstreckung in der Form
einer Ellipse vorliegt, welche sich in eine obere rechte Richtung
erstreckt. Es ergibt sich, daß beispielsweise
bezüglich der
Versorgungsspannung Vdd von 4 V ein überkreuzt schraffierter Abschnitt
von 10 im Vergleich mit demjenigen von 8 verbessert
ist.
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Dritte Ausführungsform
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11 stellt
eine Verstärkungsvorrichtung der
vorliegenden Erfindung einer dritten Ausführungsform dar. Bei der vorliegenden
Ausführungsform
wird ohne den PW-Koppler
von 1 ausgekommen, und es wird aus einem Eingangswellensignal
des Verstärkers 1 über einen
Kondensator 15 eine überwachte
Spannung VT der arithmetischen Schaltung 10 bereitgestellt,
und es wird des weiteren über
einen Kondensator 12 eines RW-Kopplers 9 ein Signal
entsprechnend einer Leistung extrahiert, welche auf die Antenne 4 trifft,
und es wird eine Spannung Vd der arithmetischen Schaltung 10 bereitgestellt.
Die arithmetische Schaltung 10 verwendet eine Spannung
VT und eine Spannung Vb, um eine Operation
durchzuführen,
um die Versorgungsspannung Vdd zu berechnen und sie für den Verstärker festzulegen.
Dieser Fall ist mit einer kleinen Umkehrverstärkung verbunden, und somit
gilt Va ∝ VT. Es kann somit ohne einen PW-Koppler ausgekommen
werden, um einen Betrieb ähnlich
wie demjenigen der Verstärkungsvorrichtung
von 1 durchzuführen.
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Des
weiteren kann bei der vorliegenden Ausführungsform ein einziger Koppler
entfernt werden, um zu einem verringerten Bereich beizutragen, und es
kann der Verlust entsprechend dem einzigen Koppler aufgehoben werden,
um einen Verstärker 1 mit
erhöhter
Effizienz zu schaffen.
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Vierte Ausführungsform
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12 stellt
die Verstärkungsvorrichtung
der vorliegenden Ausführungsform
einer vierten Ausführungsform
dar.
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Bei
der Ausführungsform
entsprechend 11 wird eine Eingangsleistung
auf einer Eingangsseite eines Verstärkers (AMP) 1 überwacht, wohingegen
bei der Ausführungsform
von 12 ein Verstärker
mit varibler Verstärkung
(VGA) 18 einen Verstärkungsfestlegungswert
empfängt,
um eine Berechnung einer Ausgangsleistung von dem Verstärker mit
variabler Verstärkung 18 zu
ermöglichen.
Unter Verwendung des Werts zur Berechnung eines Werts eines Eingang
des Verstärkers 1 wird
die Notwendigkeit einer Überwachung
der Eingangsleistung aufgehoben. Die derart gebildete vorliegende
Ausführungsform
kann so effektiv wie die dritte Ausführungsform sein.
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Fünfte Ausführungsform
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13 stellt
die Verstärkungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung einer fünften Ausführungsform dar. Bei der vorliegenden
Ausführungsform
ist ein variabler Kondensator 14 zwischen einem Ausgang
eines Verstärkers 1 und
Masse angeschlossen, und eine Induktivitätsspule 16 ist zwischen
einem Ausgang des Verstärkers 1 und
einem RW-Koppler 9 in Reihe angeschlossen, um einen Tiefpaßfilter
zu bilden. Der variable Kondensator 14 empfängt eine Spannung
Vc von der arithmetischen Schaltung 10, um einen Wert der
Kapazität
beispielsweise durch eine LSI-Schaltung festzulegen. Es wird bemerkt, daß die Induktivitätsspule 16 des
Tiefpaßfilters,
welche in diesem Beispiel auf den variablen Kondensator folgend
vorgesehen ist, dem Kondensator vorausgehen kann.
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Des
weiteren unterscheidet sich die vorliegende Ausführungsform von den ersten bis
vierten Ausführungsformen
dahingehend, daß die
Versorgungsspannung Vdd nicht gesteuert wird und der DC-DC-Wandler 7 dementsprechend
nicht vorgesehen ist und daß die
Ausgangsimpedanz gesteuert wird. Insbesondere gibt die arithmetische
Schaltung 10 der vorliegenden Ausführungsform eine Kapazitätsfestlegungsspannung
Vc aus, und im Ansprechen auf die Spannung Vc ändert der variable Kondensator 14 die
Kapazität,
um zu ermöglichen,
daß der
Verstärker 1 die
Ausgangsimpedanz ändert.
Die arithmetische Schaltung 10 überwacht und erfaßt einen
Betrag einer von dem RW-Koppler 9 reflektierten Welle und
steuert im Ansprechen auf die Erfassung, ob ein Betrag der Reflexion
erhöht
ist, bezüglich
einem Versagen des Genügens
der ACP die Kapazitätseinstellungsspannung
Vc, um zu ermöglichen,
daß sich
die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 1 auf ein
befriedigendes ACP ändert.
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Die
vorliegende Ausführungsform
kann ohne den DC-DC-Wandler 7 auskommen,
und dementsprechend können
Kosten für
den Konverter gespart werden, ebenso wie eine verringerte Größe erzielt werden
kann.
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Des
weiteren kann bei der vorliegenden Ausführungsform die Steuerspannung
Vgg ebenso wie die Kapazitätseinstellungsspannung
Vcc zusätzlich gesteuert
werden. Die Versorgungsspannung Vdd kann natürlich, wie oben vorausgehend
beschrieben wurde, zusätzlich
gesteuert werden.
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Sechste Ausführungsform
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In
jeder der obigen Ausführungsformen
ist die arithmetische Schaltung 10 beispielsweise aus einem
Operationsverstärker
gebildet; sie kann wie in 14 dargestellt
gebildet sein. Insbesondere kann ein Speicher 21 einen
Steuerspannungswert in Form einer Tabelle speichern. Jede erfaßte Spannung kann
einer Steuerschaltung 20 bereitgestellt werden. Die Steuerschaltung 20 kann
einen entsprechenden Steuerspannungswert aus dem Speicher 21 lesen. Ein
D/A-Wandler 22 kann den Wert in einen analogen Wert umwandeln.
Ein Steuersignal Vcnt kann dem DC-DC-Wandler 7 bereitgestellt
werden.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
kann ein in dem Speicher 21 gespeicherter Wert in der Tabelle
verwendet werden, um genauer die Steuerspannung voreinzustellen.
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Somit
wird bei den Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ein Betrag einer von einer Antenne reflektierten
Welle erfaßt
und zur Steuerung einer einem Verstärker zugeführten Spannung zur Änderung
eines Zustands des Betriebs des Verstärkers weitergeleitet, so daß ohne einen
Isolator ausgekommen werden kann, und es kann ein Signal einer hohen
Frequenz wie eine Mikrowelle ohne Beeinträchtigung der Verzerrungscharakteristik
trotz einer reflektierten Welle, die an einer Antenne eingeführt wird,
noch verstärkt
werden.
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Dementsprechend
wird der Bereich für
den Isolator nicht länger
verlangt, und somit kann eine Miniaturisierung erzielt werden. Des
weiteren kann ein Magnet aufgehoben werden, was zu einer verringerten
Höhe und
daher zu einer verringerten Dicke beiträgt. Des weiteren werden die
Kosten für
den Isolator nicht länger
verlangt, und es kann somit eine Kostenverringerung erzielt werden.
Des weiteren kann der durch den Isolator eingeführte Verlust aufgehoben werden,
um zu einer erhöhten
Effizienz des Verstärkers
beizutragen. Obwohl die vorliegende Erfindung detailliert beschrieben
und erläutert
worden ist, versteht es sich, daß selbiges lediglich der Erläuterung
und als Beispiel und nicht einer Einschränkung dient, wobei der Rahmen
der Erfindung lediglich anhand der beigefügten Ansprüche definiert wird.
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Vorstehend
wurde eine Verstärkungsvorrichtung
offenbart. Ein Signal entsprechend einer Leistung einer fortlaufenden
Welle wird von einem Koppler einer fortlaufenden welle (8)
extrahiert, welcher zwischen einem Ausgang eines Verstärkers (1)
und einer Antenne (4) angeschlossen ist, und es wird ein Signal
entsprechend einer reflektierten Leistung ebenfalls von einem Koppler
für eine
Reflexion (9) extrahiert. Eine arithmetische Schaltung
(10) führt eine
Operation durch, um eine dem Verstärker (1) zugeführte Spannung
zu berechnen, es wird eine Steuerspannung (Vgg) dem Verstärker (1)
zugeführt,
es wird eine Steuerspannung (Vgg) dem Verstärker (1) zugeführt, und
des weiteren wird eine Versorgungsspannung (Vdd) auf der Grundlage
des Ergebnisses der Operation von einem DC-DC-Wandler (7) dem Verstärker (1)
zugeführt.