JP2011172206A - 高周波電力増幅器及びそれを備える無線通信装置 - Google Patents

高周波電力増幅器及びそれを備える無線通信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力の少ない高周波電力増幅器を提供する。
【解決手段】高周波信号を増幅する電力増幅器１１と、電力増幅器１１にコレクタ電圧を供給する電圧供給部１４と、電力増幅器１１にバイアス電流を供給する電流供給部と、バイアス電流を検出するバイアス電流検出部１３とを備え、電圧供給部１４は、バイアス電流がバイアス電流の基準値以下の場合に電源電圧を第１電圧、バイアス電流がバイアス電流の基準値より高い場合に電源電圧を第１電圧未満の第２電圧に制御する制御部１８を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器に関わり、特に出力負荷変動に対応した高周波電力増幅器及びそれを備える無線通信装置に関するものである。
近年、携帯電話端末ではグローバルな使用が可能となるように、マルチバンドの周波数帯域（例えば、２ＧＨｚを中心とした帯域と９００ＭＨｚを中心とした帯域）や、マルチモードのシステム（例えば、ＧＳＭ：Global System for Mobile Communications／ＤＣＳ：Digital Communication System／ＵＭＴＳ：Universal Mobile Telecommunication Systems）に対応した端末の普及が急速に進んでいる。そのため、携帯電話端末において高出力の電力増幅を行う送信電力増幅器には、小型、高性能、低コスト化の要求がさらに高まっている。
一般的に、携帯電話端末におけるアンテナ周辺に金属や壁や人体などが存在すると、高出力の電力増幅を行う電力増幅器の出力負荷インピーダンスは変動し、５０Ω（設計値）から大きく外れてしまう場合がある。その結果、出力電力、歪特性、消費電流などが変動し、通話品質が損なわれてしまう。そのため、電力増幅器とアンテナ間には、アンテナインピーダンスの変動を吸収することができるアイソレータが挿入されている。
一方で、アイソレータを挿入すると電力増幅器の出力負荷インピーダンス変動は安定化するが、１個当たりのアイソレータの実装面積が２×２ｍｍ2と大きく携帯電話端末の小型化に障壁となる。また、アイソレータの挿入損失が０．５ｄＢ程度あるため、その分だけ電力増幅器の消費電力が増加する。また、マルチバンドに対応する電力増幅器は、さらに、アイソレータがバンド数分だけ必要になるため高コストとならざるを得ない。
そこで、アイソレータを取り除く様々な取り組みがなされている。
図２１は、特許文献１における従来のアイソレータを取り除いた高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。
同図に示す特許文献１に記載の高周波電力増幅器９００は、入力端子９１０から入力された高周波信号を増幅器９０１で増幅し、増幅器９０１の出力とアンテナ９０７との間に接続された進行波用の方向性結合器９０２から進行波の電力に応じた信号Ｖａを取り出すとともに、反射波用の方向性結合器９０３から反射波の電力に応じた信号Ｖｂを取り出す。そして、進行波の電力に応じた信号Ｖａと反射波の電力に応じた信号Ｖｂとから、演算回路９０４により増幅器９０１に供給する電源電圧Ｖｄｄが演算され、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０５が演算結果の電源電圧Ｖｄｄを増幅器９０１に供給する。
これにより、高周波電力増幅器９００は、アンテナインピーダンスによって生じたアンテナ９０７からの反射波の電力を反射波用の方向性結合器９０３により検出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０５により電源電圧Ｖｄｄを制御することにより、歪特性の劣化を抑えている。さらに、高周波電力増幅器９００は、増幅器９０１に供給される電源電流をモニタする供給電流モニタ回路９０６を備え、増幅器９０１に供給される電源電流が大きい負荷領域では、電源電圧Ｖｄｄを下げることにより、消費電力の増加を抑えている。
また、特許文献２に記載の構成では、アンテナインピーダンスによって生じたアンテナ反射電力の振幅及び位相を、方向性結合器により検出し、検出した振幅及び位相に応じてＤＣ−ＤＣコンバータにより電源電圧を制御する。これにより、特許文献１に記載の構成では、歪特性の劣化を実現し、さらに消費電力の増加を抑えている。
以上のように、特許文献１及び２に記載の構成では、アイソレータを用いなくても歪特性の劣化を低減し、消費電力の増加を抑制する高周波電力増幅器を実現している。
特開２００３−３３８７１４号公報 特開２００８−６６８６７号公報
しかしながら、特許文献１及び２に記載の構成では、次のような課題があると考えられる。
まず、１つ目の課題として、特許文献１及び２に記載の構成ではアンテナ反射電力の検出を行うために反射電力を検出する方向性結合器を設ける必要があり、それによる電力損失が発生することが挙げられる。
具体的には、電力増幅器の出力信号ラインに方向性結合器を設置することになるため、反射電力を検出するために生じる挿入損失０．２ｄＢ程度に加え、電力増幅器の負荷回路との不整合による損失、及び、検出信号を携帯電話端末上でレイアウトする際に電力増幅器の出力負荷回路と隣接することになるため、不十分なアイソレーションによる結合による損失などの理由により、少なくとも０．５ｄＢ程度の挿入損失が増えてしまう。その結果、アイソレータを用いず反射電力を検出する方向性結合器を設けた高周波電力増幅器が有する電力増幅器は、アイソレータの挿入損失０．５ｄＢ程度よりも大きい０．７ｄＢ程度以上の出力電力を上げる必要がある。つまり、負荷インピーダンスが５０Ω（設計値）の場合であっても、アイソレータを用いた場合よりも消費電力の増大につながるという課題がある。
このような負荷インピーダンスが設計値の場合であっても生じる消費電力の増加は、比較的使用頻度が高いインピーダンス条件において、携帯電話端末の通話時間を劣化させたり、熱問題などを引き起こす可能性がある。
さらに、２つ目の課題として、電力増幅器の電流をモニタすることによる電力損失の発生が挙げられる。
具体的には、特許文献１の場合では、電源電流が大きい負荷領域で電源電圧を下げるために、電源電流をモニタする供給電流モニタ回路を用いている。しかしながら、例えばモニタ抵抗を用いて高出力時の電源電流である大電流を検出しようとする場合、供給電流モニタ回路において多大な消費電力が発生する。例えば、供給電流モニタ回路がモニタする電流は数１００ｍＡ〜数Ａとなるので、供給電流モニタ回路として抵抗値の小さい抵抗を用いた場合であっても、当該供給電流モニタ回路での消費電力は大きくなる。
よって、供給電流モニタ回路の消費電力を考慮すると、方向性結合器による電力損失と併せて、アイソレータを用いた場合よりもさらに、消費電力が大きくなってしまう。
このように、特許文献１及び２の構成では、アイソレータを用いた場合と比較して、実際の消費電力は大きくなる。
それ故に、本発明の目的は、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力の少ない高周波電力増幅器及びそれを用いた無線通信装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波電力増幅器は、高周波信号を増幅する増幅部と、前記増幅部に電源電圧を供給する電圧供給部と、前記増幅部にバイアス電流を供給する電流供給部と、前記バイアス電流を検出する検出部とを備え、前記電圧供給部は、前記バイアス電流が閾値以下の場合に前記電源電圧を第１電圧、前記バイアス電流が前記閾値より高い場合に前記電源電圧を前記第１電圧未満の第２電圧に制御する制御部を備える。
これにより、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力を低減できる。
また、前記閾値は、前記高周波電力増幅器の出力負荷が理想的な場合の、前記増幅部の出力電力に対応する前記バイアス電流の値であってもよい。
また、前記高周波電力増幅器は、さらに、複数の前記出力電力と、前記高周波電力増幅器の出力負荷が理想的な場合の複数の前記バイアス電流の値とを対応づけて記憶しているメモリと、前記増幅部の出力電力を取得する取得部とを備え、前記制御部は、取得された前記増幅部の出力電力に対応する前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値と、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値とを比較し、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値が前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値以下の場合に、前記電源電圧を前記第１電圧に制御し、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値が前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値より高い場合に、前記電源電圧を前記第２電圧に制御してもよい。
また、前記第２電圧は、前記バイアス電流が前記閾値より高い場合に、前記高周波電力増幅器の隣接チャネル漏洩電力特性が所定値未満となるような電圧であってもよい。
これにより、電波法等の法規に基づく仕様を満たし、かつ、消費電力を低減できる。言い換えると、不要輻射を抑制し、かつ、消費電力を削減できる。
また、前記第１電圧は、前記バイアス電流の値によらず、当該高周波電力増幅器の隣接チャネル漏洩電力特性が所定値未満となるような電圧であってもよい。
これにより、常に電波法等の法規に基づく仕様を満たす。言い換えると、いかなる負荷状態であっても不要輻射を確実に防止する。
また、前記制御部は、前記電源電圧が前記第１電圧であり、かつ、前記バイアス電流が前記閾値より高くなった場合に、前記電源電圧を前記第１電圧から前記第２電圧へ変更してもよい。
これにより、高周波電力増幅器は、通信している間に負荷インピーダンスが変動した場合も、消費電力を低減できる。
また、前記制御部は、前記電源電圧が前記第２電圧であり、かつ、前記バイアス電流が前記閾値以下となった場合に、前記電源電圧を前記第２電圧から前記第１電圧へ変更してもよい。
これにより、高周波電力増幅器は、通信している間に負荷インピーダンスが変動した場合も、良好な歪特性を実現できる。
また、前記制御部は、さらに、前記増幅部の出力電力に応じて前記電源電圧を制御してもよい。
また、前記制御部は、前記増幅部の出力電力が予め定められた電力より大きい場合、予め定められた第１上限電圧を前記第１電圧とし、前記増幅部の出力電力が前記予め定められた電力以下の場合、前記第１上限電圧より低い予め定められた第２上限電圧を前記１電圧としてもよい。
また、前記制御部は、前記増幅部の出力電力が前記予め定められた電力より大きい場合、前記第２上限電圧以上の電圧を前記第２電圧としてもよい。
また、前記取得部は、前記増幅部に接続され、前記増幅部の出力電力を検出してもよい。
また、前記増幅部は、第１の周波数帯域の前記高周波信号を増幅する第１増幅素子と、第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域の前記高周波信号を増幅する第２増幅素子と、前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子のそれぞれに前記バイアス電流を供給するために前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子に共通に設けられたバイアス線とを含むようにしてもよい。
これにより、マルチバンドに対応でき、かつ、１つのバイアス電流検出部のみでバイアス電流を検出するので小型化が可能となる。
また、前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子のそれぞれはトランジスタからなり、前記増幅部はさらに、前記第１増幅素子のコレクタに接続され、当該第１増幅素子で増幅された前記高周波信号を伝達するための第１配線と、前記第１増幅素子のエミッタに接続された第２配線と、前記第２増幅素子のコレクタに接続され、当該第２増幅素子で増幅された前記高周波信号を伝達するための第３配線と、前記第２増幅素子のエミッタに接続された第４配線とを含み、前記バイアス線は、前記第１〜第４配線のいずれとも重ならないようにしてもよい。
これにより、動作中の増幅素子（第１増幅素子及び第２増幅素子の一方）から、第１〜４配線からバイアス線を介して、非動作中の増幅素子（第１増幅素子及び第２増幅素子の他方）への回り込みの影響を低減できる。具体的には、マルチバンドで動作する増幅部では、第１増幅素子及び第２増幅素子の一方が動作し、他方が非動作となるが、動作中の増幅素子で増幅された高周波信号がバイアス線を介して非動作中の増幅素子へ回り込むと、誤動作及び送信出力の低下の原因となる。バイアス線を第１〜４配線のいずれとも重ならないように配置することにより、バイアス線を介した高周波信号の回り込みを防止し、増幅部の誤動作及び送信出力の低下を抑制する。
また、前記増幅部は、多段接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個の増幅素子と、前記ｍ個の増幅素子のそれぞれに前記バイアス電流を供給するためのｍ本のバイアス線とを含み、前記検出部は、前記ｍ本のバイアス線の少なくとも１つに供給されている前記バイアス電流を検出してもよい。
これにより、増幅部が１個の増幅素子からなる場合と比較して、増幅利得を大きくできる。このような高周波電力増幅器は、例えば送信用のＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）として好適である。
また、前記検出部は、前記ｍ個の増幅素子の最後段に対応する前記バイアス線に供給されている前記バイアス電流を検出してもよい。
これにより、検出部は、最後段の増幅素子とは位相がずれた段の増幅素子のバイアス電流の電流変化の影響を受けずに、最後段の増幅素子のバイアス電流の変化の影響のみを受ける。言い換えると、検出部により検出されるバイアス電流から、最後段以外の増幅素子のバイアス電流の影響を除外できる。その結果、検出部により精度良く最後段の増幅素子のバイアス電流を検出でき、高周波電力増幅器の歪特性を向上できる。
具体的には、多段接続された増幅素子により構成された増幅部の歪特性は、後段の増幅素子による影響が支配的である。よって、最後段以外の増幅素子のバイアス電流の影響を排除して、検出部により最後段の増幅素子のバイアス電流を高い精度で検出し、その高い精度で検出されたバイアス電流に応じて電源電圧を制御することにより、歪特性を向上できる。
また、前記検出部は、前記ｍ本のバイアス線に供給されている前記バイアス電流のそれぞれを、各増幅素子に対応づけて検出してもよい。
これにより、段間の位相ずれ、及び、いずれの段の増幅素子での歪特性の劣化が生じた場合であっても、それらの影響を考慮して電源電圧を制御することができる。
また、前記ｍ個の増幅素子のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ−１の整数）段目の増幅素子に対応する前記バイアス電流と、ｊ（ｉ＜ｊかつ２≦ｊ≦ｍ）段目の増幅素子に対応する前記バイアス電流との差分から、前記電源電圧を制御してもよい。
これにより、負荷が変動した場合の破壊位相を特定し、破壊を回避できる。具体的には、破壊が生じる位相領域は、電流位相変化の電流立下り領域である。しかし、ここで、一の増幅素子のバイアス電流を検出するだけでは、バイアス電流が立ち下がる位相と電流が立ち上がる位相との両方を検出してしまい、破壊を回避することができない。そこで、他の増幅素子のバイアス電流と一の増幅素子のバイアス電流との位相ずれを利用し、バイアス電流が立ち下がる位相を特定する。その結果、破壊が生じる位相領域を特定できるので、増幅素子の破壊を防止できる。
また、前記高周波電力増幅器は、さらに、前記バイアス電流を制御する電流制御トランジスタと、前記電流制御トランジスタ及び前記増幅部の温度補償を行う温度補償回路とを備えてもよい。
これにより、高周波電力増幅器の外部環境に応じて、適切に電源電圧を制御できる。
また、本発明はこのような高周波電力増幅器として実現できるだけでなく、高周波電力増幅器を備える無線通信装置としても実現できる。
本発明によれば、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力の少ない高周波電力増幅器及びそれを用いた無線通信装置を実現できる。
実施形態１に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。 メモリ部が保持しているデータの一例を示すグラフである。 電力増幅器の具体的な構成を示す回路図である。 電力増幅器のバイアス回路の具体的な回路構成を示す図である。 コレクタ電圧４Ｖの場合のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性を示すグラフである。 コレクタ電圧４Ｖの場合のコレクタ電流特性を示すグラフである。 コレクタ電圧３Ｖの場合のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性を示すグラフである。 コレクタ電圧３Ｖの場合のコレクタ電流特性を示すグラフである。 コレクタ電圧３．５Ｖの場合のバイアス電流特性を示すグラフである。 電力増幅器の出力電力に対応するコレクタ電圧の設定値を示すグラフである。 高周波電力増幅器の動作を示すフローチャートである。 図９に示す第１処理での具体的な処理を示すフローチャートである。 図９に示す第２処理での具体的な処理を示すフローチャートである。 図９に示す第３処理での具体的な処理を示すフローチャートである。 高周波電力増幅器の負荷インピーダンス変動における消費電力特性を示すグラフである。 実施形態１の変形例に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。 実施形態２に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。 電力増幅器の具体的な構成を示す回路図である。 実施形態３に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。 電力増幅器の具体的な構成を示す回路図である。 実施形態４に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。 電力増幅器の具体的な構成を示す回路図である。 従来のアイソレータを取り除いた高周波電力増幅器の構成を示す図である。
以下、本発明に係る高周波電力増幅器及び無線通信装置について、各実施形態及び変形例に基づき説明する。ただし、同一の構成要素については同一の符号とし、説明を省略している場合がある。
（実施形態１）
実施形態１に係る高周波電力増幅器は、高周波信号を増幅する増幅部と、増幅部に電源電圧を供給する電圧供給部と、増幅部にバイアス電流を供給する電流供給部と、バイアス電流を検出する検出部とを備え、電圧供給部は、バイアス電流が閾値以下の場合に電源電圧を第１電圧、バイアス電流が閾値より高い場合に電源電圧を第１電圧未満の第２電圧に制御する制御部を備える。
これにより、本実施形態に係る高周波電力増幅器は、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力を低減できる。
図１は、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。
同図に示す本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０は、アンテナ１７と、出力電力検出部１２と、電力増幅器１１と、ＲＦＩＣ１６と、バイアス電流検出部１３と、電圧供給部１４と、メモリ部１５とを備える。この高周波電力増幅器１０は、例えば携帯電話端末といった無線通信装置に適用される。なお、一般的な携帯電話端末では、出力電力検出部１２とアンテナ１７との間にはデュプレクサやアンテナスイッチが構成され、ＲＦＩＣ１６の入力にはベースバンドＬＳＩが構成されているが、ここでは記載を省略している。
ここで、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０の動作を簡単に説明する。
図１において、アンテナ１７は出力電力検出部１２からの高周波信号を送信する、及び、基地局からの高周波信号を受信する。そして、高周波電力増幅器１０は、アンテナ１７で受信された高周波信号が復調された信号である受信信号に基づいてベースバンドＬＳＩ（図示せず）で信号処理された信号をＲＦＩＣ１６で周波数変換し、ＲＦＩＣ１６でさらに設定出力に利得調整を行う。そして、ＲＦＩＣ１６から出力された高周波信号である送信信号（以下、単に高周波信号と記載する場合がある）を電力増幅器１１で増幅して、増幅した送信信号を出力電力検出部１２及びアンテナ１７を介して放射する。また、電力増幅器１１から出力された送信信号の電力である出力電力を出力電力検出部１２で検出し電圧変換を行い、出力電力検出部１２からの検出電圧がＲＦＩＣ１６に入力される。また、出力電力検出部１２からの検出電圧を示す情報がＲＦＩＣ１６から電圧供給部１４へ入力される。
以下、高周波電力増幅器１０の各構成について、詳細に説明する。
電力増幅器１１は、上記の増幅部に相当し、ＲＦＩＣ１６から入力された高周波信号を増幅する。この電力増幅器１１は、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ、コレクタ電圧印加端子ＶＣＣ、バイアス電圧印加端子ＶＤＣ、基準電圧印加端子ＶＲＥＦを有する。ＲＦＩＣ１６から出力された高周波信号は入力端子ＩＮに入力されて増幅された後、出力端子ＯＵＴから出力される。また、電圧供給部１４からコレクタ電圧印加端子ＶＣＣにコレクタ電圧が印加され、バイアス電流検出部１３からバイアス電圧印加端子ＶＤＣにバイアス電圧が印加され、基準電圧が基準電圧印加端子ＶＲＥＦに印加されている。また、バイアス電圧印加端子ＶＤＣには、バイアス電流ＩＤＣが供給されている。
なお、バイアス電圧ＶＤＣ及びバイアス電流ＩＤＣは、電流供給部から供給されている。
出力電力検出部１２は、出力電力を取得する取得部に相当し、電力増幅器１１から出力される高周波信号の電力である出力電力を検出する。以降、検出した出力電力をＶｄｅｔとする。この出力電力検出部１２は、例えば方向性結合器及びコンデンサを有し、検出した出力電力ＶｄｅｔをＲＦＩＣ１６へ出力する。なお、出力電力検出部１２は、検出した出力電力Ｖｄｅｔを電圧変換し、出力電力Ｖｄｅｔに対応する電圧をＲＦＩＣ１６へ出力してもよい。
バイアス電流検出部１３は、上記の検出部に相当し、電力増幅部１１のバイアス電流ＩＤＣを検出する。このバイアス電流検出部１３は、例えばバイアス電流ＩＤＣを検出する配線に挿入された抵抗を有し、当該抵抗の両端の電位差を測定することにより配線に流れる電流を検出する。
電圧供給部１４は、上記の電圧供給部に相当し、電力増幅器１１に電源電圧であるコレクタ電圧ＶＣＣを供給する。具体的には、電圧供給部１４は、ＲＦＩＣ１６からの検出電圧情報とバイアス電流検出部１３からのバイアス電流情報とを、メモリ部１５に記憶されている出力電力に対する基準値と比較し、比較結果に応じてコレクタ電圧ＶＣＣを制御する。
この電圧供給部１４は制御部１８を備え、当該制御部１８は、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦを閾値として、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが閾値未満の場合にコレクタ電圧を第１電圧、バイアス電流ＩＤＣが閾値より高い場合にコレクタ電圧を第１電圧未満の第２電圧、バイアス電流ＩＤＣが閾値と実質的に等しい場合にコレクタ電圧を第１電圧未満かつ第２電圧以上の電圧に制御する。
具体的には、制御部１８は、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣの値がバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦ未満の場合に、コレクタ電圧を第１電圧（例えば電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔが２２＜Ｐｏｕｔ≦２６ｄＢｍの場合に４Ｖ、以降ＶＣＣ＿ｕｐと記載）に制御する。また、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流の値がバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合に、コレクタ電圧を第１電圧未満かつ第２電圧以上の電圧（例えば電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔが１６＜Ｐｏｕｔ≦２２ｄＢｍの場合に３．５Ｖ、以降ＶＣＣ＿ｔｙｐと記載）に制御する。また、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流の値がバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合に、コレクタ電圧を第２電圧（例えば電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔが１０＜Ｐｏｕｔ≦１６ｄＢｍの場合に３Ｖ、以降ＶＣＣ＿ｄｏｗｎと記載）に制御する。
ここで、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦは、高周波電力増幅器１０の出力負荷が理想的な場合の、電力増幅器１１の出力電力に対応するバイアス電流の値である。言い換えると、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦは、高周波電力増幅器１０の出力負荷インピーダンスが５０Ωの場合の電力増幅器１１の出力電力に対応するバイアス電流の値である。つまり、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦは、アンテナ負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合、つまり電力増幅器１１の出力端からアンテナ１７側を見た場合の負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合における電力増幅器１１の出力電力に対応するバイアス電流の値である。
メモリ部１５は、電力増幅器の複数の出力電力と、複数のバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦとを対応づけて記憶しているメモリである。
図２は、メモリ部１５が保持しているデータの一例を示すグラフである。
同図に示すグラフは、負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合の各出力電力に対応するバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦを示す。
同図に示すように、基準値ＩＤＣＲＥＦは電力増幅器１１の出力電力に対応している。つまり、メモリ部１５は、電力増幅器１１の複数の出力電力に対応する複数の基準値ＩＤＣＲＥＦを保持している。なお、メモリ部１５は、高周波電力増幅器１０が実装された環境の複数の温度に対応して、図２に示すようなグラフを複数保持していてもよい。
これにより、制御部１８は、同図に示すバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦを閾値として、出力電力検出部１２により検出された出力電力Ｖｄｅｔに対応するメモリ部１５に記憶されているバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦと、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流ＩＤＣの値とを比較し、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流が閾値未満の場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐ、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流が閾値と実質的に等しい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｔｙｐ、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流が閾値より高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｄｏｗｎに制御する。
よって、制御部１８は、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣＲＥＦより増加している位相領域ではコレクタ電圧ＶＣＣを下げて（ＶＣＣ＿ｄｏｗｎ）、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣＲＥＦより減少している位相領域ではコレクタ電圧ＶＣＣを上げて（ＶＣＣ＿ｕｐ）、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい位相領域ではコレクタ電圧（ＶＣＣ＿ｔｙｐ）を使用することで、良好な歪特性と消費電力特性の両立が可能となる。
ＲＦＩＣ１６は、ベースバンドＬＳＩ（図示せず）から出力された送信ベースバンド信号を高周波信号に変換し、所望の電力に増幅又は減衰し、電力増幅器１１へ出力する。また、出力電力検出部１２で検出された出力電力Ｖｄｅｔを示す信号を電圧供給部１４へ出力する。ここで、ＲＦＩＣ１６が出力する高周波信号の電力は、高周波電力増幅器１０に要求されるアンテナ１７からの出力電力と、電力増幅器１１、出力電力検出部１２及び電力増幅器１１の減衰量及び増幅利得とから決定される。
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、高周波信号を増幅する電力増幅器１１と、電力増幅器１１にコレクタ電圧ＶＣＣを供給する電圧供給部１４と、電力増幅器１１にバイアス電流ＩＤＣを供給する電流供給部と、バイアス電流ＩＤＣを検出するバイアス電流検出部１３とを備え、電圧供給部１４は、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦ未満の場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｔｙｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐより低いＶＣＣ＿ｄｏｗｍに制御する。
これにより、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力を低減できる。
次に、この高周波電力増幅器１０の具体的な構成について説明する。
図３は、本発明の実施形態１に係る電力増幅器１１の具体的な構成を示す回路図である。
同図に示すように、電力増幅器１１は、電力増幅用トランジスタＱ０と、入力端子ＩＮと、出力端子ＯＵＴと、バイアス回路Ｂ１と、容量Ｃ１及びＣ２と、コレクタ電圧印加端子ＶＣＣと、バイアス電圧印加端子ＶＤＣと、基準電圧印加端子ＶＲＥＦとを備える。
ＲＦＩＣ１６から電力増幅器１１へ出力された高周波信号は、入力端子ＩＮへ入力される。入力端子ＩＮに入力された高周波信号は、電力増幅用トランジスタＱ０で増幅された後に出力端子ＯＵＴへ出力される。ここで、電力増幅器１１が扱う出力電力の範囲は、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ）システムの場合−５０ｄＢｍ〜＋２６ｄＢｍ程度である。
電力増幅用トランジスタＱ０は、ベースが容量Ｃ１を介して入力端子ＩＮに接続され、コレクタがコレクタ電圧印加端子ＶＣＣに接続され、エミッタが接地されている、例えばバイポーラトランジスタである。電力増幅用トランジスタＱ０のベースはさらに、バイアス回路Ｂ１に接続され、バイアス電流ＩＤＣが供給されている。また、電力増幅用トランジスタＱ０のコレクタはさらに、容量Ｃ２を介して出力端子ＯＵＴに接続され、電力増幅用トランジスタＱ０で増幅した高周波信号を出力端子ＯＵＴから出力電力検出部１２へ出力する。
バイアス回路Ｂ１は、基準電圧印加端子ＶＲＥＦ、バイアス電圧印加端子ＶＤＣ及び電力増幅用トランジスタＱ０に接続され、バイアス電力印加端子ＶＤＣから電力増幅用トランジスタＱ０へとバイアス電流ＩＤＣを供給する。このバイアス回路Ｂ１の詳細な構成については後述する。
容量Ｃ１は電力増幅用トランジスタＱ０の入力側の整合をとり、容量Ｃ２は出力側の整合をとると共にＤＣ成分をカットする。
図４は、電力増幅器１１のバイアス回路Ｂ１の具体的な回路構成を示す図である。
バイアス回路Ｂ１は、バイアス電流供給用トランジスタＱ１と、温度補償回路Ｔ１とを備え、温度補償回路Ｔ１は、抵抗Ｒ１及びＲ２と、トランジスタＱ２及びＱ３とを備える。
バイアス電流供給用トランジスタＱ１は、上記の電流制御トランジスタに相当し、電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流を供給するエミッタフォロワ回路を構成する、例えばバイポーラトランジスタである。このバイアス電流供給用トランジスタＱ１はエミッタが電力増幅用トランジスタＱ０のベースに接続され、コレクタがバイアス電圧印加端子ＶＤＣに接続され、ベースが温度補償回路Ｔ１に接続されている。これにより、バイアス電流供給用トランジスタＱ１は温度補償回路Ｔ１により温度補償されるので、バイアス電流ＩＤＣも温度補償される。つまり、電力増幅用トランジスタＱ０も温度補償される。
温度補償回路Ｔ１は、基準電圧印加端子ＶＲＥＦからの電圧により電力増幅器１１の動作／非動作を切り替えるとともに、バイアス電流供給用トランジスタＱ１と電力増幅用トランジスタＱ０との温度補償を行う。なお、温度補償回路Ｔ１の構成は図４に示す構成に限らずダイオードを用いた構成でもよい。
このように、電力増幅器１１は、ＲＦＩＣから入力された高周波信号を増幅し、出力電力検出部１２を介してアンテナ１７へ出力する。
次に、上述のように構成された本実施形態に係る高周波電力増幅器１０の高周波特性及び消費電力について、負荷インピーダンスの条件を変えながら、（i）電力増幅器１１のコレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖとした場合と（ii）電力増幅器１１のコレクタ電圧ＶＣＣを３Ｖとした場合とで説明する。
（i）電力増幅器１１のコレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖとした場合
図５Ａは、コレクタ電圧４Ｖの場合の５ＭＨｚ離れの隣接チャネル漏洩電力（以下、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ；Adjacent Channel Leakage Ratio(5-MHz offset）と記載）特性を示すグラフであり、図５Ｂは、コレクタ電圧４Ｖの場合のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）を示すグラフである。
なお、このときの条件は、周波数８２４ＭＨｚ、変調信号ＵＭＴＳ（ＨＳＤＰＡ：High Speed Downlink Packet Access）とし、基準電圧ＶＲＥＦ＝２．９Ｖ、バイアス電圧ＶＤＣ＝２．９Ｖを印加し、出力電力検出部１２で検出される電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍとなるよう電力増幅器１１の入力電力を調整している。つまり、ＲＦＩＣ１６の利得を調整している。ここで隣接チャネル漏洩電力特性とは、電力増幅器１１の歪特性をあらわす指標である。
また、出力電力検出部１２及び電力増幅器１１の負荷インピーダンスの変動条件として、電圧定在波比（以下、ＶＳＷＲ）は、１：１から４：１までとしている。つまり、出力電力検出部１２の負荷ＶＳＷＲは１：１から４：１としている。なお、以降、電力増幅器１１の負荷ＶＳＷＲと記載している箇所は、出力電力検出部１２及び電力増幅器１１の負荷ＶＳＷＲを示す。負荷ＶＳＷＲを１：１から４：１としている理由は、出力電力検出部１２とアンテナ１７との間にある一般的なデュプレクサとアンテナスイッチの挿入損失が、少なくとも２ｄＢ程度あることから、アンテナ１７のインピーダンスが大きく変動し、通信が全く出来なくなるアンテナ負荷条件（例えばアンテナ負荷ＶＳＷＲが２０：１）であっても、電力増幅器１１の負荷ＶＳＷＲは４：１を上回ることがないためである。言い換えると、電力増幅器１１の負荷ＶＳＷＲを１：１から４：１までとすることで、実用上のほぼ全ての負荷状態に対応する。
ところで、図５Ａに示すＡＣＬＲ５ＭＨｚは、電波法等の規格で定められた仕様を満たすために−３５ｄＢｃ以下であることが要求される。具体的には、携帯電話端末におけるＡＣＬＲ５ＭＨｚの仕様は第３世代移動体通信システム標準規格（３ＧＰＰ：Third Generation Partnership Project）で−３３ｄＢｃ以下と定められているため、出力電力検出部１２を含んだ電力増幅器１１でのＡＣＬＲ５ＭＨｚの仕様は、他の部品（アンテナ１７、デュプレクサ、スイッチスイッチなど）の特性劣化配分を考慮すると−３５ｄＢｃ以下にする必要がある。
図５Ａに示すように、電力増幅器１１のコレクタ電圧をＶＣＣ＝４Ｖにした場合、負荷ＶＳＷＲ＝１：１から負荷ＶＳＷＲ＝４：１の全位相にわたって、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は−３５ｄＢｃを下回り仕様を満足していることがわかる。
一方、図５Ｂに示すように、電力増幅器１１のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）は、負荷ＶＳＷＲが１：１から４：１になるにつれ位相に対する電流変動も大きくなってきている。
ここで、図５Ｂと図５Ａとを比較すると、負荷ＶＳＷＲ＝２：１、負荷ＶＳＷＲ＝３：１及び負荷ＶＳＷＲ＝４：１のそれぞれのコレクタ電流特性の電流値が負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流特性の電流値より増加している位相領域（−９０ｄｅｇ〜０ｄｅｇ〜＋１１０ｄｅｇ）では、各負荷ＶＳＷＲのＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は仕様に対してワーストでも８ｄＢ以上ものマージンがあることがわかる。言い換えると、負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流特性の電流値より高い電流値となる位相領域では、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性が極めて良好となっている。しかしながら、これは逆に、過剰な電力消費をしていることになる。
一方、負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流特性の電流値より負荷ＶＳＷＲ＝２：１、負荷ＶＳＷＲ＝３：１及び負荷ＶＳＷＲ＝４：１のコレクタ電流特性の電流値が減少している位相領域（＋１１０ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇ）では、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は仕様に対してマージンが少なくなっている。つまり、電力消費は比較的少ないことがわかる。
（ii）電力増幅器１１のコレクタ電圧ＶＣＣを３Ｖとした場合
図６Ａは、コレクタ電圧３Ｖの場合のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性を示すグラフであり、図６Ｂは、コレクタ電圧３Ｖの場合のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）を示すグラフである。
なお、このときの条件は、（i）コレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖとした場合と同様に、周波数８２４ＭＨｚ、変調信号ＵＭＴＳ（ＨＳＤＰＡ）とし、基準電圧ＶＲＥＦ＝２．９Ｖ、バイアス電圧ＶＤＣ＝２．９Ｖを印加し、出力電力検出部１２で検出される電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍとなるよう電力増幅器１１の入力電力を調整している。つまり、ＲＦＩＣ１６の利得を調整している。
図６Ａに示すように、電力増幅器１１のコレクタ電圧をＶＣＣ＝３Ｖにした場合、負荷ＶＳＷＲ＝１：１及び負荷ＶＳＷＲ＝２：１の全位相にわたって、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は−３５ｄＢｃを下回り仕様を満足していることがわかる。しかしながら、負荷ＶＳＷＲ＝３：１及び負荷ＶＳＷＲ＝４：１の場合、位相によってＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性が仕様を満足しない領域があることがわかる。つまり、負荷ＶＳＷＲが２：１を越え４：１までの場合、ＡＣＬＲ５ＨＭｚ特性が仕様を満足しない位相領域がある。
このように、図６Ａに示すコレクタ電圧ＶＣＣを３Ｖとした場合のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は、図５Ａに示すコレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖとした場合のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性と比較して、全位相領域にわたって劣化している。
一方、図６Ｂに示すコレクタ電圧ＶＣＣを３Ｖとした場合の電力増幅器１１のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）は、図５Ｂに示すコレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖとした場合の電力増幅器11のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）と比較して、ほぼ同等である。つまり、電力増幅器１１のコレクタ電流特性（ＩＣＣ）はコレクタ電圧ＶＣＣに依存しない。
ここで、図６Ｂと図６Ａとを比較すると、負荷ＶＳＷＲ＝２：１、負荷ＶＳＷＲ＝３：１及び負荷ＶＳＷＲ＝４：１のそれぞれの場合のコレクタ電流特性の電流値が負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流ＩＣＣより増加している位相領域（−９０ｄｅｇ〜０ｄｅｇ〜＋１１０ｄｅｇ）では、各負荷ＶＳＷＲのＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は仕様に対してワーストでも２ｄＢ程度以上のマージンがあることがわかる。このときの高周波電力増幅器１０の電力消費はコレクタ電圧ＶＣＣ＝４Ｖの場合に比べ２５％削減できる。
一方、負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流特性ＩＣＣの電流値より負荷ＶＳＷＲ＝２：１、負荷ＶＳＷＲ＝３：１及び負荷ＶＳＷＲ＝４：１のそれぞれのコレクタ電流特性の電流値が減少する位相領域（＋１１０ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇ）では、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は仕様を満たすことができない場合がある。
上記（i）及び（ii）で説明した図５Ａ、５Ｂ、６Ａ及び６Ｂの結果から、電力増幅器１１の出力電力を２６ｄＢｍとした時の負荷インピーダンス変動において、ＡＣＬＲ５ＭＨｚの仕様を満たしつつ、消費電力をできるだけ下げて使用するためには、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流ＩＣＣより増加している位相領域（−９０ｄｅｇ〜０ｄｅｇ〜＋１１０ｄｅｇ）をコレクタ電圧ＶＣＣ＝３Ｖで、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のコレクタ電流ＩＣＣより減少している位相領域（＋１１０ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇ）をコレクタ電圧ＶＣＣ＝４Ｖで動作させることが最も有効であることがわかる。
以上のことから、コレクタ電圧ＶＣＣを制御すれば、歪特性と消費電力特性の両立が可能となるが、発明が解決しようとする課題の一つにも記載したように高出力時の大電流を検出しようとすると多大な消費電力が発生するため、歪特性と消費電力特性の両立が困難となる。
ここで、図３及び図４に示す電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流は、コレクタ電流ＩＣＣの１／電流増幅率と等価であるため、比較的少ない消費電力で検出することが可能となる。つまり、本実施形態では、コレクタ電流ＩＣＣを測定する代わりに、電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流に相当する、バイアス電圧印加端子ＶＤＣに流れるバイアス電流ＩＤＣをバイアス電流検出部１３で検出することにより、消費電力を低減できる。
具体的には、バイアス電流とコレクタ電流とは、バイアス電流をＩｂ、コレクタ電流をＩｃ、電流増幅率をｈFEとすると、下記の式１で示される。
Ｉｂ×ｈFE＝Ｉｃ ・・・（式１）
なお、バイアス電圧印加端子ＶＤＣに流れるバイアス電流ＩＤＣの電流値は、電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流の電流値と多少異なるが、電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流と同様の挙動を示す。つまり、バイアス電流ＩＤＣは、温度補償回路Ｔ１のトランジスタＱ１へも流れるので、電力増幅用トランジスタＱ０のベース電流とは多少異なる。しかしながら、バイアス電流ＩＤＣの特性はベース電流特性と電流量以外同様の特性を示すので、ベース電流を直接測定する代わりに、バイアス電流ＩＤＣを測定（検出）しても何ら不都合はない。つまり、負荷ＶＳＷＲ＝１：１のバイアス電流特性と、他の負荷ＶＳＷＲ（負荷ＶＳＷＲ＝２：１、負荷ＶＳＷＲ＝３：１、負荷ＶＳＷＲ＝４：１）と大小関係は変わらないので、バイアス電流特性に応じてコレクタ電圧を設定してもよい。
次に、電力増幅器１１のバイアス電流特性を参照しながら、バイアス電流を検出することによる消費電力低減効果、並びに、バイアス電流特性とコレクタ電流特性との関係について説明する。
図７は、コレクタ電圧３．５Ｖの場合のバイアス電流特性（ＩＤＣ）を示すグラフである。
なお、このときの条件は、上記（i）及び（ii）と同様に、周波数８２４ＭＨｚ、変調信号ＵＭＴＳ（ＨＳＤＰＡ）とし、基準電圧ＶＲＥＦ＝２．９Ｖ、バイアス電圧ＶＤＣ＝２．９Ｖを印加し、出力電力検出部１２で検出される電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍとなるよう電力増幅器１１の入力電力を調整している。つまり、ＲＦＩＣ１６の利得を調整している。ここで、コレクタ電流特性（ＩＣＣ）の場合と同様に、バイアス電流特性（ＩＤＣ）もコレクタ電圧ＶＣＣ＝３〜４Ｖの範囲においては、ほぼ同等の特性を示すので、ここではコレクタ電圧ＶＣＣ＝３．５Ｖの場合を示している。
図７に示すように、負荷インピーダンスが変動しても、バイアス電流ＩＤＣは最大で１０ｍＡを上回らないため、コレクタ電流ＩＣＣの最大値４２０ｍＡに比べ１／４０であることがわかる。今、バイアス電流検出部１３で例えばモニタ抵抗２．５Ωを用いて、バイアス電流ＩＤＣを検出しようとすると、
バイアス電流検出部１３での電力消費＝（１０ｍＡ）＾２＊２．５Ω
＝０．２５ｍＷ程度 ・・・（式２）
である。
一方、仮に、バイアス電流ＩＤＣを検出するバイアス電流検出部１３の代わりにコレクタ電流ＩＣＣを検出する検出部を設けた場合、当該検出部での電力消費は、
（４２０ｍＡ）＾２＊２．５Ω＝４４１ｍＷ ・・・（式３）
となる。
よって、式２と式３から明らかなように、コレクタ電流ＩＣＣに代わりバイアス電流ＩＤＣを検出することにより、消費電力を約１／１７００倍に低減できる。
また、電力増幅器１１の負荷ＶＳＷＲ＝１：１における電力消費は、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様に２ｄＢ以上のマージン確保の観点から、コレクタ電圧ＶＣＣ＝３．５Ｖでの駆動が必要なため、
電力増幅器１１での電力消費（ＶＳＷＲ＝１：１）＝３．５Ｖ＊３００ｍＡ
＝１０５０ｍＷ・・・（式４）
となる。
以上から、電力増幅器１１での電力消費に対して、バイアス電流検出部１３での電力消費は極めて小さいことから、バイアス電流ＩＤＣを検出することで、消費電力の増大を防ぐことが明らかである。
また、図７からわかるように、各ＶＳＷＲを考慮すると、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣより増加している位相領域は、−９０ｄｅｇ〜０ｄｅｇ〜＋１１０ｄｅｇ、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣより減少している位相領域は、＋１１０ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇとなっている。
これは図５Ｂ及び図６Ｂのコレクタ電流特性（ＩＣＣ）の結果と一致していることが明らかである。
つまり、電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍの時の負荷インピーダンスが変動した場合において、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様を満たしつつ、消費電力をできるだけ低減するためには、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣより増加している位相領域（−９０ｄｅｇ〜０ｄｅｇ〜＋１１０ｄｅｇ）をコレクタ電圧ＶＣＣ＝３Ｖで、ＶＳＷＲ＝１：１の場合のバイアス電流ＩＤＣより減少している位相領域（＋１１０ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇ）をコレクタ電圧ＶＣＣ＝４Ｖで動作させればよいことになる。
なお、これまでの説明では出力電力が２６ｄＢｍの場合について行ってきたが、電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍ以外の場合についても、各出力電力に対応して同様の制御を行えばよい。つまり、制御部１８は、電力増幅器１１の出力電力に応じてコレクタ電圧ＶＣＣを制御してもよい。
図８は、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の電力増幅器１１の出力電力に対応するコレクタ電圧（ＶＣＣ）の設定値を示すグラフである。これは、メモリ部１５に記憶されていてもよいし、制御部１８が記憶していてもよい。
同図に示すように、制御部１８は、電力増幅器１１の出力電力が予め定められた第１電力（例えば２２ｄＢｍ）より大きい場合、予め定められた第１上限電圧（例えば４Ｖ）をＶＣＣ＿ｕｐとし、電力増幅器１１の出力電力が第１電力以下の場合、第１上限電圧より低い予め定められた第２上限電圧（例えば３Ｖ）をＶＣＣ＿ｄｏｗｎとする。また、制御部１８は、電力増幅器１１の出力電力が予め定められた第１電力より大きい場合、第２上限電圧以上の電圧（例えば３V以上の電圧）をＶＣＣ＿ｄｏｗｎとする。
ところで、図８に示すコレクタ電圧の設定値はＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様に２ｄＢ以上のマージンを確保する観点で決定される。具体的には、ＶＣＣ＿ｄｏｗｎは、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合に、高周波電力増幅器１０のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性が所定値未満となるような電圧である。これにより、電波法等の法規に基づく仕様を満たし、かつ、消費電力を低減できる。言い換えると、不要輻射を抑制し、かつ、消費電力を削減できる。また、ＶＣＣ＿ｕｐは、バイアス電流ＩＤＣの値によらず、高周波電力増幅器１０のＡＣＬＲ特性が所定値未満となるような電圧である。これにより、常に電波法等の法規に基づく仕様を満たす。言い換えると、いかなる負荷状態であっても不要輻射を確実に防止する。また、ＶＣＣ＿ｔｙｐは、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合に、高周波電力増幅器１０のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性が所定値未満となるような電圧である。
ここで、この所定値とは、高周波電力増幅器１０に要求されるＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様から算出され、例えば３ＧＰＰで定められている−３３ｄＢｃに２ｄＢのマージンを考慮した−３５ｄＢｃである。
そのことから、図８に示すように出力電力２２〜２６ｄＢｍ（２６ｄＢｍ≧出力電力Ｐｏｕｔ＞２２ｄＢｍ）では、コレクタ電圧設定は、ＶＣＣ＿ｕｐ＝４Ｖ、ＶＣＣ＿ｄｏｗｎ＝３Ｖ、ＶＣＣ＿ｔｙｐ＝３．５Ｖとする。また出力電力１６〜２２ｄＢｍ（２２ｄＢｍ≧出力電力Ｐｏｕｔ＞１６ｄＢｍ）では、コレクタ電圧設定は、ＶＣＣ＿ｕｐ＝３Ｖ、ＶＣＣ＿ｄｏｗｎ＝２Ｖ、ＶＣＣ＿ｔｙｐ＝２．５Ｖとする。さらに、出力電力１０〜１６ｄＢｍ（１６ｄＢｍ≧出力電力Ｐｏｕｔ＞１０ｄＢｍ）では、コレクタ電圧設定は、ＶＣＣ＿ｕｐ＝２Ｖ、ＶＣＣ＿ｄｏｗｎ＝１Ｖ、ＶＣＣ＿ｔｙｐ＝１．５Ｖに設定される。
尚、出力電力が１０ｄＢｍを下回ると、バイアス電流はアイドル状態と変わらなくなるので電流検出が難しくなる。しかしながら、１０ｄＢｍ以下の低出力では、負荷変動インピーダンスの影響がほとんど見えにくくなるため、ＶＳＷＲ＝１：１の場合でＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様に２ｄＢ以上のマージン確保ができるコレクタ電圧ＶＣＣへの設定をしておけば、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の仕様確保は容易である。
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、高周波信号を増幅する電力増幅器１１と、電力増幅器１１にコレクタ電圧ＶＣＣを供給する電圧供給部１４と、電力増幅器１１にバイアス電流ＩＤＣを供給する電流供給部と、バイアス電流ＩＤＣを検出するバイアス電流検出部１３とを備え、電圧供給部１４は、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦ未満の場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｔｙｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐより低いＶＣＣ＿ｄｏｗｍに制御する。
これにより、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力を低減できる。
次に、上記のように構成された本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の動作について説明する。
図９は、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の動作を示すフローチャートである。
まず、制御部１８はコレクタ電圧ＶＣＣに４Ｖを設定する（ステップＳ１０１）。コレクタ電圧ＶＣＣを４Ｖにすることにより、想定されるいかなる負荷インピーダンスであってもＡＣＬＲ５ＭＨｚを確保できる。これは初期状態では、どのインピーダンス領域であるか不明なので、確実に仕様を満たす電圧に設定する。つまり、不要輻射を確実に防止できる。
次に、出力電力検出部１２は電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔを検出する（ステップＳ１０２）。そして、検出された出力電力Ｐｏｕｔを示す情報がＲＦＩＣ１６を介して制御部１８へと出力される。なお、このとき出力電力検出部１２により検出された出力電力ＰｏｕｔをＶｄｅｔ＠ｔ１とする。
次に、バイアス電流検出部１３は、この状態でのバイアス電流ＩＤＣを検出する（ステップＳ１０３）。つまり、出力電力Ｐｏｕｔを検出する処理（ステップＳ１０２）で検出された出力電力から電力の変化がない状態でのバイアス電流ＩＤＣを検出する。なお、このときバイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣをＩＤＣ＠ｔ１とする。
次に、制御部１８は、出力電力検出部１２で検出された出力電力が２２ｄＢｍを超え２６ｄＢｍ以下であるか否かを判定する（ステップＳ１０４）。つまり、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が２２ｄＢｍより高く２６ｄＢｍ以下であるか否かを判定する。そして、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が２２ｄＢｍより高く２６ｄＢｍ以下である場合（ステップＳ１０４でｙｅｓ）には、第１処理（ステップＳ１０５）へ進む。
一方、それ以外の出力電力の場合は、別の出力電力の場合に設けた処理に進む。
具体的には、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が２２ｄＢｍより高く２６ｄＢｍ以下でない場合（ステップＳ１０４でｎｏ）には、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１６ｄＢｍより高く２２ｄＢｍ以下であるか否かを判定する（ステップＳ１０６）。そして、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１６ｄＢｍより高く２２ｄＢｍ以下である場合（ステップＳ１０６でｙｅｓ）には、第２処理（ステップＳ１０７）へ進む。
一方、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１６ｄＢｍより高く２２ｄＢｍ以下でない場合（ステップＳ１０６でｎｏ）には、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１０ｄＢｍより高く１６ｄＢｍ以下であるか否かを判定する（ステップＳ１０８）。そして、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１０ｄＢｍより高く１６ｄＢｍ以下である場合（ステップＳ１０８でｙｅｓ）には、第３処理（ステップＳ１０９）へ進む。
一方、Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１０ｄＢｍより高く１６ｄＢｍ以下でない場合（ステップＳ１０８でｎｏ）には、電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔを検出する処理（ステップＳ１０２）へ戻り、これまでの一連の動作を定期的に繰り返し実行する。
このように、２６ｄＢｍ≧Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞２２ｄＢｍの場合は第１処理（ステップＳ１０５）へと進み、２２ｄＢｍ≧Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞１６ｄＢｍの場合は第２処理（ステップＳ１０７）へと進み、１６ｄＢｍ≧Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞１０ｄＢｍの場合は第３処理（ステップＳ１０９へと進み、これら以外の場合は、これまでの一連の動作を繰り返す。
図１０は、図９に示す第１処理（ステップＳ１０５）での具体的な処理を示すフローチャートである。言い換えると、図１０は、出力電力が２２〜２６ｄＢｍ（２６ｄＢｍ≧Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞２２ｄＢｍ）の場合において、負荷変動インピーダンスに対してコレクタ電圧設定を、ＶＣＣ＿ｕｐ＝４Ｖ、ＶＣＣ＿ｄｏｗｎ＝３Ｖ、ＶＣＣ＿ｔｙｐ＝３．５Ｖに、どのように制御するかを示している。
まず、制御部１８は、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１と、この場合の出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１の基準となるバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦとを比較する。具体的には、図２に示したグラフから、出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１に対応するバイアス電流ＩＤＣの基準値ＩＤＣＲＥＦを取得し、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１と、取得した基準値ＩＤＣＲＥＦとを比較し、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１が基準値ＩＤＣＲＥＦより高いか否かを判定する（ステップＳ１１１）。
バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１が基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合（ステップＳ１１１でｙｅｓ）、制御部１８は、コレクタ電圧を３．０Ｖに設定する（ステップＳ１１２）。つまり、電圧供給部１４は３．０Ｖのコレクタ電圧ＶＣＣを電力増幅器１１に印加する。
一方、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１が基準値ＩＤＣＲＥＦより高くない場合（ステップＳ１１１でｎｏ）は、別の処理に進む。具体的には、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１と、基準値ＩＤＣＲＥＦとが等しいが否かを判定する（ステップＳ１１３）。バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１が基準値ＩＤＣＲＥＦと等しい場合（ステップＳ１１３でｙｅｓ）、制御部１８は、コレクタ電圧を3.5Vに設定する（ステップＳ１１４）。つまり、電圧供給部１４は３．０Ｖのコレクタ電圧ＶＣＣを電力増幅器１１に印加する。
一方、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１と、基準値ＩＤＣＲＥＦとが等しくない場合（ステップＳ１１３でｎｏ）は、制御部１８は、コレクタ電圧を４．０Ｖに設定する（ステップＳ１１５）。つまり、電圧供給部１４は３．０Ｖのコレクタ電圧ＶＣＣを電力増幅器１１に印加する。なお、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１と基準値ＩＤＣＲＥＦとが等しいとは、厳密に等しい場合に限らず実質的に等しければよく、例えばバイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１が基準値ＩＤＣＲＥＦに対して±１０パーセント以内であればよい。
このように、制御部１８は、出力電力検出部１２で検出された出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１に対応するバイアス電流ＩＤＣの基準値ＩＤＣＲＥＦと、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１とを比較し、比較結果に応じてコレクタ電圧ＶＣＣを制御する。
以上、制御部１８によりコレクタ電圧ＶＣＣを設定する処理（ステップＳ１１２、Ｓ１１４及びＳ１１５のいずれか）の後は、第１処理（ステップＳ１０５）を終了する。
図１１は、図９に示す第２処理（ステップＳ１０７）での具体的な処理を示すフローチャートであり、図１２は、図９に示す第３処理（ステップＳ１０９）での具体的な処理を示すフローチャートである。
図１１に示す第２処理（ステップＳ１０７）及び図１２に示す第３処理（ステップＳ１０９）でのフローチャートは、ほぼ図１０に示す第１処理（ステップＳ１０５）でのフローチャートと同様である。ただし、第２処理（ステップＳ１０７）及び第３処理（ステップＳ１０９）では、第１処理（ステップＳ１０５）と比較して出力電力検出部１２で検出された出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１が異なる。よって、図２に示すグラフから明らかなように、ステップＳ１２１、Ｓ１２３、Ｓ１３１及びＳ１３３で比較対象とするバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦが異なる。また、図８に示すグラフから明らかなように、ステップＳ１２２、Ｓ１２４、Ｓ１２５、Ｓ１３２、Ｓ１３４及びＳ１３５において設定するコレクタ電圧が異なる。
このように、出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１６〜２２ｄＢｍ（２２ｄＢｍ≧出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞１６ｄＢｍ）や、出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１が１０〜１６ｄＢｍ（１６ｄＢｍ≧Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞１０ｄＢｍ）の場合においても、出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１が２２〜２６ｄＢｍ（２６ｄＢｍ≧出力電力Ｖｄｅｔ＠ｔ１＞２２ｄＢｍ）の場合と同様に、あらかじめメモリ部１５に格納しておいた図２のような各出力電力に応じたバイアス電流ＩＤＣの基準値ＩＤＣＲＥＦを演算の比較対象に使用し、その結果に基づいて図８に示したコレクタ電圧ＶＣＣを設定する。つまり、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１とバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦとの比較結果に応じて、第２処理では２．０Ｖ、２．５Ｖ及び３．０Ｖのいずれかがコレクタ電圧に設定され、第３処理では１．０Ｖ、１．５Ｖ及び２．０Ｖのいずれかがコレクタ電圧に設定される。
そして、第１処理（ステップＳ１０５）、第２処理（ステップＳ１０７）及び第３処理（ステップＳ１０９）が終了すると、電力増幅器１１の出力電力Ｐｏｕｔを検出する処理（ステップＳ１０２）へ戻り、これまでの一連の動作を定期的に繰り返し実行する。
つまり、制御部１８は、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１とバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦとを定期的に比較し、比較結果に応じてコレクタ電圧を制御する。例えば、制御部１８は、コレクタ電圧ＶＣＣがＶｃｃ＿ｕｐであり、かつ、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１がバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦより高くなった場合に、コレクタ電圧ＶＣＣをＶｃｃ＿ｕｐからＶｃｃ＿ｄｏｗｎへ変更する。これにより、高周波電力増幅器１０は、通信している間に負荷インピーダンスが変動した場合も、消費電力を低減できる。また、制御部１８は、コレクタ電圧ＶＣＣがＶｃｃ＿ｄｏｗｎであり、かつ、バイアス電流ＩＤＣ＠ｔ１がバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦ未満となった場合に、コレクタ電圧ＶＣＣをＶｃｃ＿ｄｏｗｎからＶｃｃ＿ｕｐへ変更する。これにより、高周波電力増幅器１０は、通信している間に負荷インピーダンスが変動した場合も、良好な歪特性を実現できる。
以上説明したような動作により、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、各出力電力においてアンテナインピーダンスの変動に対して、ＡＣＬＲ５ＭＨｚの仕様確保と消費電力の低減の両立が可能となる。
ここで、アイソレータを用いた高周波電力増幅器の消費電力と、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０の消費電力とを比較する。
図１３は、本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の負荷インピーダンス変動における消費電力特性を示すグラフである。
同図に示す消費電力特性は、電力増幅器１１にバイアス電流検出部１３やメモリ部１５の電力消費を加えている。なお、このときの条件は、周波数８２４ＭＨｚ、変調信号ＵＭＴＳ（ＨＳＤＰＡ）とし、基準電圧ＶＲＥＦ＝２．９Ｖ、バイアス電圧ＶＤＣ＝２．９Ｖを印加し、出力電力検出部１２で検出される電力増幅器１１の出力電力が２６ｄＢｍとなるよう電力増幅器１１の入力電力を調整している。つまり、ＲＦＩＣ１６の利得を調整している。また、出力電力検出部１２及び電力増幅器１１の負荷インピーダンスの変動条件として、ＶＳＷＲは１：１から４：１までとしている。つまり、出力電力検出部１２の負荷ＶＳＷＲは１：１から４：１としている。
図１３に示すように、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０の消費電力は、負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合は一定であるが、負荷ＶＳＷＲ＝２：１、３：１、４：１の場合において−９０ｄｅｇと＋１１０ｄｅｇとで急激に変化している。これは、この位相において、バイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流とバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦとの比較結果に基づきコレクタ電圧ＶＣＣが変化することによる。
なお、図１３には、比較のために、アイソレータを用いた場合の高周波電力増幅器の消費電力特性も示している（図１３中のアイソレータありと書かれた長破線）。
アイソレータを用いた場合の消費電力特性は、次のように算出する。
アイソレータを用いた場合、出力電力検出部１２の出力にアイソレータを挿入し、アイソレータの挿入損失は０．５ｄＢ程度のため、アイソレータ出力端での出力電力を２６．５ｄＢｍとしている。アイソレータを用いた場合の高周波電力増幅器の構成は、ほぼ本発明の実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の構成と同じであるが、バイアス電流検出部１３やメモリ部１５を備えない点が異なる。また、バイアス条件（コレクタ電圧ＶＣＣ＝３．５Ｖ、基準電圧ＶＲＥＦ＝２．９Ｖ、バイアス電圧ＶＤＣ＝２．９Ｖ）などは実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と同等とする。
電力増幅器１１は、出力電力が２６ｄＢｍから２６．５ｄＢｍへ上がるとコレクタ電流は１０ｍＡ程度増加するため、アイソレータを用いた場合の電力増幅器１１での電力消費は式５で表される。
電力増幅器１１での電力消費＝３．５Ｖ＊３１０ｍＡ
＝１０８５ｍＷ ・・・（式５）
次に、上述のように算出したアイソレータを用いた場合の電力増幅器１１での消費電力と、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０の負荷インピーダンスを負荷ＶＳＷＲ＝１：１から負荷ＶＳＷＲ＝４：１とした場合の消費電力とを比較する。
本実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の負荷ＶＳＷＲ＝１：１の場合の電力消費は、図１３に示すように、アイソレータありの場合に比べて３０ｍＷ以上の低消費電力化が可能となる。
また、本実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の負荷ＶＳＷＲ＝２：１の場合の電力消費は、負荷インピーダンス変動の位相領域で＋１１０ｄｅｇ〜＋１１５ｄｅｇの５ｄｅｇ程度の範囲で、アイソレータありの場合を上回るが、それ以外のほとんどの位相領域（＋１１５ｄｅｇ〜±１８０ｄｅｇ〜＋１１０Ｄｅｇ）では低消費電力化が可能となる。
また、本実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の負荷ＶＳＷＲ＝３：１の場合の電力消費は、負荷インピーダンス変動の位相領域で−５０ｄｅｇ〜＋６０ｄｅｇや、＋１１０ｄｅｇ〜＋１２５ｄｅｇや、−９５ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇの１３０ｄｅｇ程度の範囲で、アイソレータありの場合を上回るが、それ以外の位相領域（２３０ｄｅｇ）では低消費電力化が可能となる。
また、本実施形態１に係る高周波電力増幅器１０の負荷ＶＳＷＲ＝４：１の場合の電力消費は、負荷インピーダンス変動の位相領域で−５５ｄｅｇ〜＋７０ｄｅｇや、＋１１０ｄｅｇ〜＋１２２ｄｅｇや、−９５ｄｅｇ〜−９０ｄｅｇの１４２ｄｅｇ程度の範囲で、アイソレータありの場合を上回るが、それ以外の位相領域（２１８ｄｅｇ）では低消費電力化が可能となる。
以上のように、本実施形態１に係る高周波電力増幅器１０は、アイソレータを用いた場合と比較して、遜色ない電力消費を実現できる。
なお、比較的使用頻度が高いインピーダンス条件（アンテナ負荷ＶＳＷＲ＝１：１から４：１付近まで）での低消費電力化は、このような制御設定でよいが、アイソレータありの場合の電力消費を上回る位相領域について、さらに、ＶＳＷＲ＝１：１（負荷インピーダンスが５０Ω）のバイアス電流ＩＤＣの基準を設けて、コレクタ電圧ＶＣＣをより細かく制御すれば、アイソレータありの場合の消費電力をさらに下回り、存在しうる負荷インピーダンス領域全てにおいて良好な高周波特性を得ることが可能となる。
以上説明したように、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、高周波信号を増幅する電力増幅器１１と、電力増幅器１１にコレクタ電圧ＶＣＣを供給する電圧供給部１４と、電力増幅器１１にバイアス電流ＩＤＣを供給する電流供給部と、バイアス電流ＩＤＣを検出するバイアス電流検出部１３とを備え、電圧供給部１４は、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦ未満の場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｔｙｐ、バイアス電流ＩＤＣが基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐより低いＶＣＣ＿ｄｏｗｍに制御する。
これにより、本実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、アイソレータを用いなくても良好な高周波特性を実現し、かつ、消費電力を低減できる。
（実施形態１の変形例）
図１４は、本変形例に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。
本変形例に係る高周波電力増幅器２０は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１０とほぼ同じであるが、電力増幅器１１の出力電力を検出する出力電力検出部１２を備えない点が異なる。
電力増幅器１１の出力電力は、ＲＦＩＣ１６の利得と電力増幅器１１の増幅利得とによって決定される。よって、ＲＦＩＣ１６は、当該ＲＦＩＣ１６の利得と電力増幅器１１の増幅利得とから、電力増幅器１１から出力されている高周波信号の電力を取得することができる。言い換えると、本変形例に係るＲＦＩＣ１６は、上記の取得部に相当し、電力増幅器１１に入力される高周波信号の電力と、電力増幅器１１の増幅利得とから、電力増幅器１１の出力電力を推定する。
このように、本変形例に係る高周波電力増幅器２０は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と比較して、電力増幅器１１に接続され、電力増幅器１１の出力電力を検出する出力電力検出部１２に代わり、ＲＦＩＣ１６により電力増幅器１１の出力電力を推定する。これにより、本変形例に係る高周波電力増幅器２０は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と比較して、低コスト化かつ小型化できる。
（実施形態２）
本実施形態に係る高周波電力増幅器は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と比較して、マルチバンド対応である点が異なる。
図１５は、本実施形態に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。
同図に示す高周波電力増幅器３０は、図１に示す実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と比較して、さらに、スイッチ３２を備える点と、電力増幅器１１に代わり電力増幅器３１、ＲＦＩＣ１６に代わりＲＦＩＣ３６、アンテナ１７に代わりマルチバンドに対応できるマルチバンドアンテナ３７を備える点が異なる。
ＲＦＩＣ３６は、マルチバンド（例えば、ＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｉ及びＵＭＴＳ Ｂａｎｄ−Ｖ）に対応し、各バンドに対応する高周波信号を独立して電力増幅器３１へ出力する。
電力増幅器３１は、マルチバンドに対応する２つの入力端子ＩＮ１及びＩＮ２と２つの出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２を有し、ＲＦＩＣ３６から入力された高周波信号を増幅する。
スイッチ３２は、電力増幅器３１と出力電力検出部１２との間に挿入され、通信するバンドに応じて、電力増幅器３１の出力端子ＯＵＴ１と出力電力検出部１２とを接続、又は、電力増幅器３１の出力端子ＯＵＴ２と出力電力検出部１２とを接続する。
図１６は、電力増幅器３１の具体的な構成を示す回路図である。
同図に示す電力増幅器３１は、図３に示す電力増幅器１１がバンドごとに並列に配置された構成である。具体的には、電力増幅器３１は、第１のバンド（第１の周波数帯域とも言う）に対応する、容量Ｃ３１及びＣ３２と、電力増幅用トランジスタＱ３１と、バイアス回路Ｂ３１とを備える。さらに、第１のバンドとは異なる第２のバンド（第２の周波数帯域とも言う）に対応する、容量Ｃ３３及びＣ３４と、電力増幅用トランジスタＱ３２と、バイアス回路Ｂ３２とを備える。さらに、電力増幅器３１は、バイアス電圧印加端子ＶＤＣからバイアス回路Ｂ３１及びバイアス回路Ｂ３２を介して、電力増幅用トランジスタＱ３１及びＱ３２のベースに接続されたバイアス線ＬＢ３１を備える。
このように、本実施形態に係る高周波電力増幅器３０の電力増幅器３１は、第１の周波数帯域の高周波信号を増幅する電力増幅用トランジスタＱ３１と、第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域の高周波信号を増幅する電力増幅用トランジスタＱ３２と、電力増幅用トランジスタＱ３１及び電力増幅用トランジスタＱ３２のそれぞれにバイアス電流を供給するために電力増幅用トランジスタＱ３１及び電力増幅用トランジスタＱ３２に共通に設けられたバイアス線ＬＢ３１とを含む。なお、電力増幅用トランジスタＱ３１は上記の第１増幅素子に相当し、電力増幅用トランジスタＱ３２は上記の第２増幅素子に相当する。
これにより、本実施形態に係る高周波電力増幅器３０は、マルチバンドに対応でき、かつ、１つのバイアス電流検出部１３のみでバイアス電流を検出するので小型化が可能となる。
また、電力増幅器３１は、電力増幅用トランジスタＱ３１のコレクタに接続され、電力増幅用トランジスタＱ３１で増幅された高周波信号を伝達するための第１配線Ｌ３１と、電力増幅用トランジスタＱ３１のエミッタに接続された第２配線Ｌ３２と、電力増幅用トランジスタＱ３２のコレクタに接続され、電力増幅用トランジスタＱ３２で増幅された高周波信号を伝達するための第３配線Ｌ３３と、電力増幅用トランジスタＱ３２のエミッタに接続された第４配線Ｌ３４とを含み、バイアス線ＬＢ３１は、第１〜４配線Ｌ３１〜Ｌ３４のいずれとも重ならない。
これにより、動作中の電力増幅用トランジスタから、第１〜４配線Ｌ３１〜Ｌ３４及びバイアス線ＬＢ３１を介して、非動作中の電力増幅用トランジスタへの回り込みの影響を低減できる。マルチバンドで動作する電力増幅器３１では、電力増幅用トランジスタＱ３１及びＱ３２の一方が動作し、他方が非動作となるが、動作中の電力増幅用トランジスタで増幅された高周波信号がバイアス線ＬＢ３１を介して非動作中の電力増幅用トランジスタへ回り込むと、誤動作及び送信出力の低下の原因となる。バイアス線ＬＢ３１を上記のように配置することにより、バイアス線ＬＢ３１を介した高周波信号の回り込みを防止し、電力増幅器３１の誤動作及び送信出力の低下を抑制する。
（実施形態３）
本実施形態に係る高周波電力増幅器は、実施形態１に係る高周波電力増幅器１０と比較して、電力増幅器の電力増幅用トランジスタが多段構成されている点が異なる。
図１７は、本実施形態に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図である。同図に示す高周波電力増幅器４０は、図１に示す高周波電力増幅器１０と比較して、電力増幅器１１に代わり電力増幅器４１、電圧供給部１４に代わり電圧供給部４４を備える。
電力増幅器４１は、電力増幅器１１と比較して、多段接続された２つの電力増幅用トランジスタを有し、前段の電力増幅用トランジスタにコレクタ電圧を供給するためのコレクタ電圧印加端子ＶＣＣ１と、後段の電力増幅用トランジスタにコレクタ電圧を供給するためのコレクタ電圧印加端子ＶＣＣ２とを有する。
電圧供給部４４は、電圧供給部１４と比較して制御部１８に代わり、出力電力検出部１２で検出された出力電力Ｖｄｅｔ及びバイアス電流検出部１３で検出されたバイアス電流ＩＤＣに応じて前段の電力増幅用トランジスタのコレクタ電圧ＶＣＣ１及び後段の電力増幅用トランジスタのコレクタ電圧ＶＣＣ２を制御する制御部４８を備える。
図１８は、電力増幅器４１の具体的な構成を示す回路図である。
同図に示す電力増幅器４１は、図３に示す電力増幅器１１と比較して、多段接続された２つの電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２を備え、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１の出力端であるコレクタと、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２の入力端であるベースとの間に、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１の出力と後段の電力増幅用トランジスタＱ４２とのインピーダンス整合をとる整合回路Ｍを有する。また、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１に対応するバイアス回路Ｂ４１と、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２に対応するバイアス回路Ｂ４２とを備える。なお、容量Ｃ４１及びＣ４２は、容量Ｃ１及びＣ２と同様であり、詳細は省略する。
また、電力増幅器４１は、２個の電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２のそれぞれにバイアス電流を供給するための２本のバイアス線ＬＢ４１及びＬＢ４２を含む。バイアス線ＬＢ４１は、基準電圧印加端子ＶＲＥＦに接続され、電力増幅用トランジスタＱ４１のベースにバイアス電流を供給する。一方、バイアス線ＬＢ４２は、バイアス電圧印加端子ＶＤＣに接続され、電力増幅用トランジスタＱ４２のベースにバイアス電流を供給する。
つまり、本実施形態では、バイアス電流検出部１３は、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２に対応するバイアス線ＬＢ４２に供給されているバイアス電流ＩＤＣを検出する。
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器４０の電力増幅器４１は、多段接続された２個の電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２と、２個の電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２のそれぞれにバイアス電流を供給するための２本のバイアス線ＬＢ４１及びＬＢ４２とを含み、バイアス電流検出部１３は、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２に対応するバイアス線ＬＢ４２に供給されているバイアス電流ＩＤＣを検出する。
これにより、バイアス電流検出部１３は、整合回路Ｍにより位相がずれた前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流の変化の影響を受けずに、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流の変化の影響のみを受ける。言い換えると、バイアス電流検出部１３により検出されるバイアス電流ＩＤＣから、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流の影響を除外できる。その結果、バイアス電流検出部１３により精度良く後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流を検出でき、高周波電力増幅器４０のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性を向上できる。
具体的には、多段接続された電力増幅用トランジスタにより構成された電力増幅器のＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性は、後段の電力増幅用トランジスタによる影響が支配的である。よって、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流の影響を排除して、バイアス電流検出部１３により後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流ＩＤＣを高い精度で検出し、その高い精度で検出されたバイアス電流に応じてコレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を制御することにより、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性を向上できる。
（実施形態４）
本実施形態に係る高周波電力増幅器は、実施形態３と比較して、多段接続された電力増幅用トランジスタを含む電力増幅器を備える点では同じであるが、各段の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を検出する点が異なる。
図１９は、本実施形態に係る高周波電力増幅器の構成を示すブロック図であり、図２０は、本実施形態に係る高周波電力増幅器が有する電力増幅器の具体的な構成を示す回路図である。
同図に示す高周波電力増幅器５０は、図１７に示す実施形態３に係る高周波電力増幅器４０と比較して、電力増幅器４１に代わり電力増幅器５１、バイアス電流検出部１３に代わり第１バイアス電流検出部５３ａ及び第２バイアス電流検出部５３ｂ、電圧供給部４４に代わり電圧供給部５４を備える。
電力増幅器５１は、電力増幅器４１と比較して、さらに、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流を供給するためのバイアス電圧印加端子ＶＤＣ１と、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流を供給するためのバイアス電圧印加端子ＶＤＣ２とを有する。また、電力増幅器５１は、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１に対応するバイアス回路Ｂ５１がバイアス電圧印加端子ＶＤＣ１に接続されている。なお、図１９及び図２０に示すバイアス電圧印加端子ＶＤＣ２は、図１７及び図１８に示すバイアス電圧印加端子ＶＤＣと同様である。
第１バイアス電流検出部５３ａは、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流を検出し、第２バイアス電流検出部５３ｂは、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流を検出する。
電圧供給部５４は、電圧供給部４４と比較して制御部４８に代わり制御部５８を備える。この制御部５８は、第１バイアス電流検出部５３ａで検出された前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流と、第２バイアス電流検出部５３ｂで検出された後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流に応じて、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のコレクタ電圧ＶＣＣ１及び後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のコレクタ電圧ＶＣＣ２を制御する。
以上のように、本実施形態に係る高周波電力増幅器５０では、第１バイアス電流検出部５３ａ及び第２バイアス電流検出部５３ｂが、２本のバイアス線ＬＢ４１及びＬＢ４２に供給されているバイアス電流のそれぞれを、各電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２に対応づけて検出する。つまり、第１バイアス電流検出部５３ａが電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流を検出し、第２バイアス電流検出部５３ｂが電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流を検出する。
これにより、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１と後段の電力増幅用トランジスタＱ４２との間の位相ずれ、及び、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１でのＡＣＬＲ５ＭＨｚ特性の劣化が生じた場合であっても、それらの影響を考慮してコレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を制御することができる。
（実施形態４の変形例）
本変形例に係る高周波電力増幅器は、実施形態４とほぼ同じであるが、制御部がさらに、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１に対応するバイアス電流と、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２に対応するバイアス電流との差分から、コレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を制御する点が異なる。
負荷インピーダンスがＶＳＷＲ＝１：１（５０Ω）から大きく外れていくにつれ、アンテナ１７から電力増幅器５１に逆流する反射の高周波信号により電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２が破壊される。この破壊が生じる位相領域は、電流位相変化の電流立下り領域である。よって、電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２の破壊を回避するためには電流位相変化の電流が立ち下がる位相を確定する必要がある。具体的には、図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ及び図６Ｂからわかるように、負荷ＶＳＷＲの位相変化に対してバイアス電流が減少している位相領域を確定する必要がある。位相領域が確定できればコレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を高くすることにより、破壊に対する耐性を向上させることが可能である。
ここで、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流を検出するだけでは、バイアス電流が立ち下がる位相と電流が立ち上がる位相との両方を検出してしまい、破壊を回避することができない。そこで、段間整合回路による前段の電力増幅用トランジスタＱ４１のバイアス電流と後段の電力増幅用トランジスタＱ４２のバイアス電流との位相ずれを利用し、バイアス電流が立ち下がる位相を特定する。その結果、特定した位相ではコレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を高くすることにより、電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２の破壊を防止できる。
このように、本実施形態に係る高周波電力増幅器は、前段の電力増幅用トランジスタＱ４１に対応するバイアス電流と、後段の電力増幅用トランジスタＱ４２に対応するバイアス電流との差分から、コレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を制御することにより、電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２の破壊を防止できる。なお、電力増幅用トランジスタＱ４１及びＱ４２の破壊を防止するためには、コレクタ電圧ＶＣＣ１及びＶＣＣ２を高い電圧（例えばＶＣＣ＿ｕｐ以上の電圧）にすればよい。
以上、本発明に係る高周波電力増幅器について、実施形態１〜４及び変形例に基づき説明したが、本発明は、上記実施形態及び変形例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形を施してもよい。
例えば、上記説明では、制御部１８は、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦより小さい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐに制御し、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦと実質的に等しい場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｔｙｐに制御し、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｄｏｗｎに制御したが、制御部１８のコレクタ電圧の制御は、これら３値に限らず２値でもよい。
つまり、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦ以下の場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｕｐに制御し、バイアス電流検出部１３により検出されたバイアス電流ＩＤＣが、バイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦより高い場合にコレクタ電圧をＶＣＣ＿ｄｏｗｎに制御してもよい。
また、上記説明では、制御部１８は、出力電力に対応するバイアス電流の基準値ＩＤＣＲＥＦを閾値としていた。つまり、複数の出力電力に対応する複数の閾値が定められていた。しかし、例えば、複数の出力電力に対応して１つの閾値が定められていてもよいし、出力電力の所定範囲ごとに１つの閾値が定められていてもよい。
また、上記実施形態２では、２つのバンドに対応する高周波電力増幅器３０について説明したが、高周波電力増幅器は３つ以上のバンドに対応してもよい。この場合、電力増幅器が有するマルチバンドに対応する複数の電力増幅用トランジスタにバイアス電流を供給するためのバイアス線は、各電力増幅用トランジスタのコレクタに接続された配線及びエミッタに接続された配線とのいずれとも重ならなければよい。
また、上記実施形態３及び４では、２つの電力増幅用トランジスタが多段接続された構成としたが、３以上の電力増幅用トランジスタが多段接続された構成であってもよい。
また、本発明は上述した高周波電力増幅器として実現できるだけでなく、このような高周波電力増幅器を有する無線通信装置としても実現できる。
本発明の高周波電力増幅器及びそれを用いた無線通信装置は、アイソレータを取り除いた携帯電話端末等の移動体通信端末に適している。
１０、２０、３０、４０、５０、９００ 高周波電力増幅器
１１、３１、４１、５１ 電力増幅器
１２ 出力電力検出部
１３ バイアス電流検出部
１４、４４、５４ 電圧供給部
１５ メモリ部
１６、３６ ＲＦＩＣ
１７、９０７ アンテナ
１８、４８、５８ 制御部
３２ スイッチ
３７ マルチバンドアンテナ
５３ａ 第１バイアス電流検出部
５３ｂ 第２バイアス電流検出部
９０１ 増幅器
９０２、９０３ 方向性結合器
９０４ 演算回路
９０５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
９０６ 供給電流モニタ回路
９１０、ＩＮ、ＩＮ１、ＩＮ２ 入力端子
Ｂ１、Ｂ３１、Ｂ３２、Ｂ４１、Ｂ４２、Ｂ５１ バイアス回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３１〜Ｃ３４、Ｃ４１、Ｃ４２、９０８、９０９ 容量
Ｌ３１ 第１配線
Ｌ３２ 第２配線
Ｌ３３ 第３配線
Ｌ４４ 第４配線
ＬＢ３１、ＬＢ４１、ＬＢ４２ バイアス線
Ｍ 整合回路
ＯＵＴ、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２ 出力端子
Ｑ０、Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ４１、Ｑ４２ 電力増幅用トランジスタ
Ｑ１ バイアス電流供給用トランジスタ
Ｑ２、Ｑ３ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｔ１ 温度補償回路
ＶＣＣ、ＶＣＣ１、ＶＣＣ２ コレクタ電圧印加端子
ＶＤＣ、ＶＤＣ１、ＶＤＣ２ バイアス電圧印加端子
ＶＲＥＦ 基準電圧印加端子

Claims (20)

  1. 高周波信号を増幅する増幅部と、
    前記増幅部に電源電圧を供給する電圧供給部と、
    前記増幅部にバイアス電流を供給する電流供給部と、
    前記バイアス電流を検出する検出部とを備え、
    前記電圧供給部は、前記バイアス電流が閾値以下の場合に前記電源電圧を第１電圧、前記バイアス電流が前記閾値より高い場合に前記電源電圧を前記第１電圧未満の第２電圧に制御する制御部を備える
    高周波電力増幅器。
  2. 前記閾値は、前記高周波電力増幅器の出力負荷が理想的な場合の、前記増幅部の出力電力に対応する前記バイアス電流の値である
    請求項１記載の高周波電力増幅器。
  3. 前記高周波電力増幅器は、さらに、
    複数の前記出力電力と、前記高周波電力増幅器の出力負荷が理想的な場合の複数の前記バイアス電流の値とを対応づけて記憶しているメモリと、
    前記増幅部の出力電力を取得する取得部とを備え、
    前記制御部は、
    取得された前記増幅部の出力電力に対応する前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値と、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値とを比較し、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値が前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値以下の場合に、前記電源電圧を前記第１電圧に制御し、前記検出部で検出された前記バイアス電流の値が前記メモリに記憶されている前記バイアス電流の値より高い場合に、前記電源電圧を前記第２電圧に制御する
    請求項２記載の高周波電力増幅器。
  4. 前記第２電圧は、前記バイアス電流が前記閾値より高い場合に、前記高周波電力増幅器の隣接チャネル漏洩電力特性が所定値未満となるような電圧である
    請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  5. 前記第１電圧は、前記バイアス電流の値によらず、当該高周波電力増幅器の隣接チャネル漏洩電力特性が所定値未満となるような電圧である
    請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  6. 前記制御部は、前記電源電圧が前記第１電圧であり、かつ、前記バイアス電流が前記閾値より高くなった場合に、前記電源電圧を前記第１電圧から前記第２電圧へ変更する
    請求項１〜５のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  7. 前記制御部は、前記電源電圧が前記第２電圧であり、かつ、前記バイアス電流が前記閾値以下となった場合に、前記電源電圧を前記第２電圧から前記第１電圧へ変更する
    請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  8. 前記制御部は、さらに、
    前記増幅部の出力電力に応じて前記電源電圧を制御する
    請求項１〜７のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  9. 前記制御部は、
    前記増幅部の出力電力が予め定められた電力より大きい場合、予め定められた第１上限電圧を前記第１電圧とし、
    前記増幅部の出力電力が前記予め定められた電力以下の場合、前記第１上限電圧より低い予め定められた第２上限電圧を前記１電圧とする
    請求項８記載の高周波電力増幅器。
  10. 前記制御部は、
    前記増幅部の出力電力が前記予め定められた電力より大きい場合、前記第２上限電圧以上の電圧を前記第２電圧とする
    請求項９記載の高周波電力増幅器。
  11. 前記取得部は、前記増幅部に接続され、前記増幅部の出力電力を検出する
    請求項３記載の高周波電力増幅器。
  12. 前記取得部は、前記増幅部に入力される高周波信号の電力と前記増幅部の増幅利得とから、前記増幅部の出力電力を推定する
    請求項３記載の高周波電力増幅器。
  13. 前記増幅部は、
    第１の周波数帯域の前記高周波信号を増幅する第１増幅素子と、
    第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域の前記高周波信号を増幅する第２増幅素子と、
    前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子のそれぞれに前記バイアス電流を供給するために前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子に共通に設けられたバイアス線とを含む
    請求項１〜１２のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  14. 前記第１増幅素子及び前記第２増幅素子のそれぞれはトランジスタからなり、
    前記増幅部はさらに、
    前記第１増幅素子のコレクタに接続され、当該第１増幅素子で増幅された前記高周波信号を伝達するための第１配線と、
    前記第１増幅素子のエミッタに接続された第２配線と、
    前記第２増幅素子のコレクタに接続され、当該第２増幅素子で増幅された前記高周波信号を伝達するための第３配線と、
    前記第２増幅素子のエミッタに接続された第４配線とを含み、
    前記バイアス線は、前記第１〜第４配線のいずれとも重ならない
    請求項１３記載の高周波電力増幅器。
  15. 前記増幅部は、多段接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個の増幅素子と、
    前記ｍ個の増幅素子のそれぞれに前記バイアス電流を供給するためのｍ本のバイアス線とを含み、
    前記検出部は、前記ｍ本のバイアス線の少なくとも１つに供給されている前記バイアス電流を検出する
    請求項１〜１２のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  16. 前記検出部は、前記ｍ個の増幅素子の最後段に対応する前記バイアス線に供給されている前記バイアス電流を検出する
    請求項１５記載の高周波電力増幅器。
  17. 前記検出部は、前記ｍ本のバイアス線に供給されている前記バイアス電流のそれぞれを、各増幅素子に対応づけて検出する
    請求項１５記載の高周波電力増幅器。
  18. 前記制御部は、さらに、
    前記ｍ個の増幅素子のうち、ｉ（１≦ｉ≦ｍ−１の整数）段目の増幅素子に対応する前記バイアス電流と、ｊ（ｉ＜ｊかつ２≦ｊ≦ｍ）段目の増幅素子に対応する前記バイアス電流との差分から、前記電源電圧を制御する
    請求項１７記載の高周波電力増幅器。
  19. さらに、
    前記バイアス電流を制御する電流制御トランジスタと、
    前記電流制御トランジスタ及び前記増幅部の温度補償を行う温度補償回路とを備える
    請求項１〜１８のいずれか１項記載の高周波電力増幅器。
  20. 請求項１〜１９のいずれか１項記載の高周波電力増幅器を備える
    無線通信装置。
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