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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erfassung von
Millimeterwellen mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der
eine Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal
und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist.
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Der
Terahertz-Frequenzbereich oder Submillimeterwellenlängenbereich,
der grob von 100 GHz bis 10 THz definiert ist, ist eine der letzten ”dunklen” Bereiche
des elektromagnetischen Spektrums. Technisch nutzbare, insbesondere
kohärente
Quellen und entsprechende Detektoren, sind in diesem Frequenzbereich
bisher nicht oder nur bei niedrigen Frequenzen kommerziell erhältlich.
Die Entwicklungen der letzten Jahrzehnte haben zu komplizierten
Systemen geführt,
die aufgrund ihrer Komplexität
bisher jedoch nur in experimentell geprägten Gebieten, wie der Radioastronomie
oder der Atmosphärenforschung,
Verwendung finden. Für
Anwendungen des täglichen Lebens
fehlt es bisher an der Verfügbarkeit
preiswerter Quellen und Detektoren und dies obwohl der THz-Frequenzbereich gegenüber anderen
Frequenzbändern
des elektromagnetischen Spektrums intrinsische Vorteile aufweist:
- – Viele
optisch undurchsichtige Materialien sind im THz-Frequenzbereich
transparent.
- – THz-Strahlung
ist nicht ionisierend und wird daher im biomedizinischen Bereich
als sicher betrachtet.
- – Bestimmte
rotatorische, vibronische oder libratorische Molekülanregungen
weisen eine Resonanzfrequenz im THz-Frequenzbereich auf.
- – THz-Strahlung
liefert wesentliche Informationen über Ladungsträgerdynamiken,
insbesondere in Nanostrukturen, die eine essentielle Rolle in zukünftigen
photonischen und elektronischen Komponenten spielen.
- – THz-Strahlung
zeigt eine geringere Streuung verglichen mit optischen Frequenzen
und ist daher insbesondere zur Verwendung in industriellen Umgebungen,
in denen es beispielsweise vermehrt zu Staubbildung kommt, geeignet.
- – Betrachtet
man Kommunikationssysteme, so ermöglichen höhere Frequenzen größere Übertragungsbandbreiten.
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Die
meisten rein elektronischen Vorrichtungen, die im THz-Frequenzbereich
arbeiten, basieren auf GaAs- oder InP-Halbleitertechnologie. Zuletzt wurde
gezeigt, daß auch
SiGe- und CMOS-Halbleitertechnologien
zu Vorrichtungen führen,
die bis zu 100 GHz arbeiten. Bei höheren Frequenzen hin zu 1 THz
und darüber
werden komplexe Quantenkaskadenlasersysteme ebenso als Quellen verwendet
wie optoelektronische Systeme basierend auf Femtosekunden-Kurzpulslasern
oder dem Mischen zweier Dauerstrichlaserquellen.
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Die
THz-Strahlung wird zur Zeit mit Heterodynmischern, z. B. Schottky-Diodenmischern,
photokonduktiven Detektoren oder Leistungsdetektoren, wie z. B.
photovoltaischen Detektoren, Bolometern oder Golay-Zellen, erfaßt.
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Alle
zuvor beschriebenen Techniken weisen jedoch eine erhebliche Komplexität der Quellen-
und Detektorbauelemente selbst sowie deren Herstellung auf, so daß diese
zwar im Bereich der Forschung und Entwicklung sowie in forschungsnahen
Anwendungsgebieten, wie der Radioastronomie, Verwendung finden,
jedoch nicht für
Massenmärkte
geeignet sind.
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Das
US-Patent 4,647,848 offenbart
einen Feldeffekttransistorschaltkreis, der verwendet wird, um das
Leistungsniveau eines Radiofrequenzsignals zu erfassen. Der beschriebene
Empfängerschaltkreis ist
aus diskreten Elementen aufgebaut, so daß er keine hohen Integrationsdichten
auf einem Chip ermöglicht.
Darüber
hinaus ist er aufgrund seiner langen Zeitkonstante, welche durch
die Transitzeiten der Ladungsträger
durch den Feldeffekttransistor bestimmt wird, nicht für hohe Frequenzen
im THz-Frequenzbereich geeignet. Der in dem genannten
US-Patent 4,647,848 beschriebene Empfängerschaltkreis
verwendet einen Feldeffekttransistor als sogenannten resistiven
Mischer. Dazu wird das Radiofrequenzsignal in den Drain des Feldeffekttransistors
eingekoppelt und das Gate des Feldeffekttransistors ist mit einer
Gleichspannung vorgespannt, wobei das Ausgangssignal mit einem Tiefpaßfilter
gefiltert wird, so daß die
Signalstärke
des resultierenden Gleichstroms hinter dem Tiefpaßfilter
proportional zur Leistung des Radiofrequenzsignals ist. Schaltungsanordnungen,
welche die Mischung des zu empfangenden Signals mit einem Lokaloszillator
ermöglichen,
werden nicht beschrieben.
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Die
internationale Patentanmeldung
WO 2007/126706 A2 offenbart einen Multi-Band THz-Empfänger mit
einer Gruppe von elementaren Empfängereinheiten mit einem für Frequenz
und Polarisation sensitiven Micro-Bead-Festkörper-Spannungsverstärker vor
dem Gate einer differentiellen Feldeffekttransistor-Anordnung. Dabei
basiert der verwendete Detektionsmechanismus auf der nichtlinearen
Charakteristik der verwendeten Feldeffekttransistoren.
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Demgegenüber liegt
der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung
bereitzustellen, welche es ermöglicht,
einen Feldeffekttransistor zur Erfassung der Leistung und/oder der
Phase elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich bereitzustellen,
wobei die Vorrichtung eine hohe Integrationsdichte der Detektorbauelemente
ermöglicht
und mit Hilfe von herkömmlichen
Halbleitertechnologien herstellbar ist, so daß die Vorrichtung für Massenmärkte geeignet
ist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer
Strahlung im THz-Frequenzbereich gelöst mit mindestens einem Feldeffekttransistor,
der eine Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt,
einen Source-Drain-Kanal
und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist, und einer Antennenstruktur,
wobei der Feldeffekttransistor so mit der Antennenstruktur verbunden ist,
daß ein
von der Antennenstruktur empfangenes elektromagnetisches Signal
im THz-Frequenzbereich über
den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistors eingespeist
wird, wobei der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur zusammen
auf einem einzigen Substrat angeordnet sind und der Feldeffekttransistor
(FET1, FET2) ein lineares Bauelement ist und das Gate (G) einen
Gatekontakt und der Drain (D) einen Drainkontakt aufweist, wobei
der Gatekontakt und der Drainkontakt über eine externe Kapazität (C1, C2)
miteinander verbunden sind, so daß die Spannung am Gate (G)
der Spannung am Drain (D) folgt und/oder der Gate-Drain-Kontakt
eine intrinsische Kapazität
aufweist, so daß die
Spannung am Gate (G) der Spannung am Drain (D) folgt.
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Dabei
wird im Sinne der vorliegenden Anmeldung unter dem THz-Frequenzbereich
ein Frequenzbereich von 100 GHz bis 10 THz verstanden.
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Die
Einkopplung des von der Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen
Signals über den
Gate-Source-Kontakt des Feldeffekttransistors ermöglicht eine
effiziente Ankopplung des empfangenen Hochfrequenzsignals an den
zur Erfassung von Amplitude und/oder Phase des empfangenen Signals
vorgesehenen Feldeffekttransistors. Um diese Einkopplung zu verbessern
können
wie nachfolgend diskutiert die Hochfrequenzrandbedingungen des Transistors
optimiert werden.
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Die
Integration des Transistors und der Antennenstruktur zusammen auf
einem einzigen Substrat ermöglicht
eine hohe Integrationsdichte bei der Kombination mehrerer erfindungsgemäßer Vorrichtungen
zu einem zeilenförmigen
oder zweidimensional flächigen
Detektor.
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Die
Integration von Transistor und Antennenstruktur auf einem einzigen
Substrat ermöglicht
es darüber
hinaus, aufgrund der kurzen oder nicht vorhandenen Abstände zwischen
der Antennenstruktur und dem Feldeffekttransistor, Transportverluste,
die ansonsten zwangsläufig
bei der Übertragung
des von der Antennenstruktur empfangenen THz-Signals an den Transistor
auftreten zu vermeiden.
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Die
Integration von Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auf einem
einzigen Substrat erfordert jedoch eine Neukonzeption der gesamten Vorrichtung
unter Berücksichtigung
der durch die räumliche
Nähe von
Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auftretenden Wechselwirkungen
zwischen den beiden Elementen, so wie sie nachfolgend genauer beschrieben
wird.
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In
einer Ausführungsform
sind der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur monolithisch auf
einem einzigen Chip, d. h. auf einem einzigen Stück eines Halbleitermaterials,
beispielsweise aus Silizium, integriert.
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In
einer Ausführungsform
weist die Antennenstruktur einen Anschluß auf, der unmittelbar mit dem
Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist. Auf diese Weise wird
eine direkte Einkopplung der THz-Strahlung in den Feldeffekttransistor
ohne Transportverluste ermöglicht,
wobei die Unmittelbare Kopplung auch eine optimale Impedanzanpassung zwischen
Antenne und Feldeffekttransistor ermöglicht.
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In
einer Ausführungsform
ist der Feldeffekttransistor ein Metall-Isolator-Halbleiter-Feldeffekttransistor
(MISFET), insbesondere ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor
(MOSFET). Insbesondere ist der verwendete Feldeffekttransistor ein
lineares Bauelement.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung ist der Feldeffekttransistor ein sogenannter Plasma-Feldeffekttransistor.
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Die
US-Patentanmeldung 2006/0081889 A1 sowie die Fachartikel von M.
Dyakonov und Michael Shur, ”Shallow
Water Analogy for a Ballistic Field Effect Transistor: New Mechanism
of Plasma Wave Generation by dc Current”, Appl. Phys. Let., Band 71, Nr.
15, S. 2465 bis 2468, Oktober 1993 sowie M. Dyakonov und M. Shur, ”Plasma
Wave Electronics: Novel Terahertz Devices using Two Dimensional
Electron Fluid”,
IEEE Transactions an Electron Devices, Band 43, No. 10, Oktober
1996 offenbaren Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs),
welche mit Hilfe von preiswerten Halbleiterstrukturierungsverfahren,
wie z. B. CMOS- oder bipolaren SiGe-Technologien, hergestellt werden
können, um
Empfängerschaltkreise
zum Betrieb bei THz-Frequenzen zu realisieren.
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Solche
Feldeffekt-(FET-)Transistoren können
elektrisch so vorgespannt und beschaltet werden, daß sie in
einem Regime arbeiten, das nachfolgend als Plasma-Feldeffekttransistor
bezeichnet wird, in welchem Elektron-Elektron-Stöße das Ladungsträgertransportverhalten
dominieren und sich die Elektronen in einem Feldeffekttransistor-Kanal als
zweidimensionales Elektronenfluid verhalten, statt als zweidimensionales
Elektronengas. Die Elektron-Bewegung in dem Feldeffekttransistor-Kanal kann
dann durch Gleichungen beschrieben werden, welche aus der Hydrodynamik
flacher Wasserwellen bekannt sind. Die Geschwindigkeit der Plasmawellen ist
viel größer als
die Driftgeschwindigkeit eines zweidimensionalen Elektronengases
in einem Feldeffekttransistor-Kanal. Die Ausbreitung von Plasmawellen in
einem Feldeffekttransistor kann daher zum Betrieb des Feldeffekttransistors
in einem Regime verwendet werden, welches viel höhere Frequenzen erlaubt als herkömmliche
Feldeffekttransistoren, deren Frequenzverhalten durch die klassische
Transitzeit von Ladungsträgern
durch den Kanal des Feldeffekttransistor begrenzt sind.
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Damit
der Elektronentransport in einem Feldeffekttransistor nach Art eines
Plasma-Feldeffekttransistors
arbeitet, müssen
die Feldeffekttransistoren zwei essentielle Randbedingungen erfüllen:
- 1) Das von der Antennenstruktur empfangene elektromagnetische
Signal im THz-Frequenzbereich
muß über den
Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistor eingespeist eingespeist.
- 2) Über
den Source-Drain-Kontakt muß der
Feldeffekttransistor bei der THz-Zielfrequenz, d. h. der Resonanzfrequenz
der Antennenstruktur, eine möglichst
hohe Impedanz aufweisen.
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Feldeffekttransistoren,
welche diese Randbedingungen erfüllen,
werden nachfolgend im Sinne der vorliegenden Erfindung als Plasma-FETs
bezeichnet.
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Wird
eine elektromagnetische Welle in den Kanal eines FET eingekoppelt,
welcher die zuvor genannten Randbedingungen erfüllt, so wird eine konstante
Source-Drain-Spannung induziert. In einem Kanal mit hoher Ladungsträgermobilität weist
diese konstante Source-Drain-Spannung eine resonante Abhängigkeit
von der Frequenz der eingestrahlten elektromagnetischen Strahlung
auf, wobei die Resonanzfrequenz proportional zur Wurzel aus der
Oberflächenladungsträgerdichte
und invers proportional zu der Gatelänge ist. Mit den durch moderne
Halbleiterprozeßtechnologien
erreichbaren Trägerdichten und
Gatelängen
ist es möglich,
daß die
Plasmafrequenz der Plasma-Feldeffekttransistoren
den THz-Frequenzbereich erreicht.
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Die
Plasma-Feldeffekttransistoren können unter
zwei verschiedenen Betriebsbedingungen arbeiten. Zunächst gibt
es eine resonante ballistische Betriebsweise, die in Vorrichtungen
mit einem kurzen Kanal erhalten werden kann. Vorrichtungen mit einem
langen Kanal können
demgegenüber
in einer überdämpften Betriebsweise
betrieben werden. Während
in der überdämpften Betriebsweise
die Detektorantwort eine flache Funktion der Frequenz der eingestrahlten
elektromagnetischen Strahlung ist, so daß diese Betriebsweise insbesondere
für breitbandige
Detektoren geeignet ist, führt
die ballistische Betriebsweise zu hochgradig resonanten Strukturen.
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Alle
bisherigen Veröffentlichungen über Plasma-FETs
zeigen theoretisch oder experimentell die grundsätzliche Möglichkeit zur Realisierung
von THz-Detektoren auf der Grundlage von Plasma-FETs, jedoch ohne konkrete Anregungen
für die praktische
Realisierung von für
die Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich
optimierten Strukturen zu geben.
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Die
als erste Bedingung für
einen Plasma-Feldeffekttransistor geforderte Art der Speisung des
Feldeffekttransistors mit dem Hochfrequenzsignal kann in einer Ausführungsform
dadurch erfüllt werden,
daß der
Gate-Source-Kontakt einen Hochfrequenzkurzschluß für die sich im Kanal ausbreitende
Plasmawelle aufweist.
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Darüber hinaus
erfüllt
ein Feldeffektransistor in einer Ausführungsform zusätzlich die
zweite Randbedingung, welche auch als (für die Plasmawelle) offener
Drain bezeichnet wird. Diese Randbedingung für die Plasmawelle im Transistor
wird in einer Ausführungsform
durch eine hohe Impedanz bei der THz-Zielfrequenz am Source-Drain-Kontakt
realisiert. Dabei ist in einer Ausführungsform die Hochfrequenzimpedanz
des Source-Drain-Kontakts größer als
1 MΩ. Die
hohe Impedanz am Source-Drain-Kontakt, wird in einer Ausführungsform
extern, d. h. durch die Schaltung und nicht durch den Transistor
selbst bereitgestellt. Alternativ oder zusätzlich kann diese Abschlussimpedanz
des Source-Drain-Kontakts intrinsisch, d. h. im Transistor, beispielsweise
durch einen Halbleiter-Metall-Übergang
bereitgestellt werden.
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In
einer weiteren Ausführungsform
ist neben der oben erwähnten
ersten Randbedingung und alternativ oder zusätzlich zu der zweiten Randbedingung
am Gate-Drain-Kontakt eine Kapazität vorgesehen, so daß die Spannung
am Gate der Spannung am Drain folgt.
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Ein
Feldeffekttransistor mit einer solchen Gate-Drain-Kapazität kann als
sogenannter resistiver Mischer arbeiten ohne notwendigerweise alle
Randbedingungen für
einen Plasma-Feldeffekttransistor zu erfüllen.
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Dabei
kann die Kapazität
des Gate-Drain-Kontakts eine externe Kapazität, z. B. ein Kondensator, sein,
der mit den Anschlüssen
des Gate und des Drain verbunden ist. Alternativ oder zusätzlich kann
der Gate-Drain-Kontakt eine intrinsische Gate-Drain-Kapazität aufweisen.
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In
einer Ausführungsform
ist die Gate-Drain-Kapazität
größer als
die intrinsische Kapazität
des Gate-Source-Kontakts.
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In
einer Ausführungsform
ist die Gate-Drain-Kapazität
größer als
100 fF.
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Die
intrinsische Kapazität
des Gate-Drain-Kontakts wird in einer Ausführungsform dadurch erhöht, daß der Gate-Kontakt
des Gate und der Drain-Kontakt des Drain derart über oder untereinander angeordnet
sind, daß sie
einander räumlich überlappen.
Durch die Isolation zwischen den Gate- und Drain-Kontakten wird
auf diese Weise ein Plattenkondensator bereitgestellt, dessen Kapazität von dem
räumlichen Überlapp
der Kontakte abhängt.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung ist der Drain des Feldeffekttransistors mit einem
Impedanzanpassungselement, vorzugsweise mit einer Wellenleitung
(transmission line) verbunden. Ein solches Impedanzanpassungselement
ermöglicht
es, die hohe Impedanz des Drain einzustellen und somit die zweite
erforderliche Randbedingung für
den Betrieb eines Plasma-Feldeffekttransistors zu erfüllen.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung weist die Vorrichtung zwei Feldeffekttransistoren
auf, die alternativ in Reihe oder parallel zueinander geschaltet
sind.
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Bei
einer Reihenschaltung ist in einer Ausführungsform der Drain eines
ersten Transistors mit der Source eines zweiten Transistors verbunden,
so daß diese
durch Kaskadierung eine erhöhte
Detektionseffizienz der Vorrichtung ermöglichen.
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In
einer parallelen Anordnung der Feldeffekttransistoren sind die Sources
der beiden Transistoren miteinander verbunden. Dabei sind zweckmäßiger Weise
die Sources mit einer zusätzlichen
Wechselstrommasse verbunden, um die Einkopplung der elektromagnetischen
Welle im THz-Frequenzbereich in
das Gate zu verbessern bzw. die Kurzschlußrandbedingung für die Plasmawelle
in einem als Plasma-Feldeffekttransistor betriebenen Transistor
zu erfüllen.
Die mit den Sources verbundene Wechselstrommasse kann darüber hinaus
als Vorspannung für
eine nachfolgende Verstärkerstufe
dienen.
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In
einer Ausführungsform
weist die Antennenstruktur zwei Anschlüsse auf, die jeweils mit dem Gate
eines von zwei Feldeffekttransistoren verbunden sind, so daß die Feldeffekttransistoren
von der mit der Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen
Welle differentiell getrieben werden. Für diesen differentiellen Betrieb
sind in einer Ausführungsform
die Sources ebenso wie die Drains der beiden Feldeffekttransistoren
miteinander verbunden und speisen die beiden Eingänge eines
Differenzverstärkers.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung weist die Antennenstruktur mehrere, vorzugsweise zwei,
voneinander verschiedene Empfangsbänder auf. Dabei ist die Antennenstruktur
in einer Ausführungsform
vorzugsweise so eingerichtet, daß sie zwei Moden elektromagnetischer
Strahlung, vorzugsweise mit gekreuzter Polarisation, empfängt. Auf diese
Weise läßt sich
eine Empfängervorrichtung realisieren,
die gleichzeitig zwei elektromagnetische Wellen unterschiedlicher
Frequenz und/oder unterschiedlicher Polarisation erfaßt und in
dem Feldeffekttransistor mischt. Eine solche Anordnung ermöglicht insbesondere
die Realisierung eines Hetrodynempfängers, wobei neben der eigentlichen
zu empfangenden elektromagnetischen Strahlung das Signal eines Lokaloszillators
in die Antenne eingestrahlt wird.
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In
einer weiteren Ausführungsform
ist die Antennenstruktur mit einer Spannungsquelle verbunden, welche über die
Antennenstruktur die Vorspannung des Gates des Feldeffekttransistors
bereitstellt.
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Da
die Antenne direkt mit den sensitiven Gates der Feldeffekttransistoren
verbunden ist, weist eine Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung
eine Einrichtung zum Schutz des Feldeffekttransistors für Überspannungs-
und Entladungsschäden,
vorzugsweise eine oder mehrere Dioden, auf, die mit der Antennenstruktur
und der Masse verbunden ist.
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Dabei
ist es zweckmäßig, wenn
die Einrichtung zum Schutz des Feldeffekttransistors für Überspannungs-
und Entladungsschäden
so angeordnet sind, daß sie
die Vorrichtung, insbesondere den Feldeffekttransistor nicht mit
zusätzlichen
parasitären Einflüssen belastet.
Dazu ist in einer Ausführungsform
der Erfindung die Einrichtung zum Schutz des Transistors mit einem
Punkt auf der Antennenstruktur verbunden, an dem die gegenüber einer
Massenebene der Vorrichtung induzierte Wechselspannung null ist.
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In
einer Ausführungsform
der Erfindung ist eine solche Antennenstruktur eine gefaltete Dipolantenne.
Diese weist sowohl einen Punkt auf, an dem die gegenüber einer
Massenebene der Vorrichtung induzierte Wechselspannung null ist,
ermöglicht
aber auch den Empfang zweier senkrechter resonanter Moden bei der
gleichen Frequenz.
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Daher
weist die Dipolantenne in einer Ausführungsform einen dritten Zweig
auf, welcher der Impedanzanpassung der Antenne an den Transistor dient.
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In
einer Ausführungsform
ist ein weiterer Monopol mit dem Symmetriepunkt der Dipolantenne verbunden,
welcher den Empfang der zweiten Mode ermöglicht.
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Alternative
Antennenstrukturen, welche für die
erfindungsgemäße Vorrichtung
geeignet sind, sind Patchantennen, Ringantennen, Schlitzantennen oder
Kerbantennen.
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In
einer Ausführungsform
weist die Antennenstruktur eine metallische Abschirmung gegenüber dem
Substrat auf. Diese ist zweckmäßigerweise im
Abstand von der Antennenstruktur, beispielsweise durch eine Oxidschicht
von dieser getrennt angeordnet.
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Um
eine hohe Integrationsdichte mehrerer erfindungsgemäßer Vorrichtungen
auf einem einzigen Substrat zu ermöglichen ist es zweckmäßig, den Verstärkerschaltkreis,
insbesondere einen Differenzverstärker auf dem gleichen Substrat
wie die Antennenstruktur und den Feldeffekttransistor zu integrieren.
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Darüber hinaus
sind in einer Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung
weitere Schaltkreise, die dem Betrieb der Vorrichtung dienen, auf
dem Substrat integriert. Dies können
z. B. ein Vorspannungsschaltkreis, ein Detektorschaltkreis, welcher
vorzugsweise dem Verstärkerschaltkreis nachgeschaltet
ist, ein Mischerschaltkreis oder eine Hochfrequenzquelle als Lokaloszillator
sein.
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Die
verschiedenen Ausführungsformen
der zuvor beschriebenen Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer
Strahlung im THz-Frequenzbereich eignet sich insbesondere zur Realisierung
eines THz-Hetrodynempfängers,
welcher das zu empfangende elektromagnetische Signal mit einem Lokaloszillator
mischt. Ein solcher THz-Hetrodynempfänger ist insbesondere zur Verwendung
in einem bildgebenden System, in einem Radarsystem oder einem Kommunikationssystem
geeignet.
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Weitere
Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten
der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung
mehrerer Ausführungsformen
und der dazu gehörigen
Figuren deutlich.
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1 zeigt
schematisch den Aufbau eines erfindungsgemäß integrierten Bauelements.
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2 ist
ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung mit
zwei Feldeffekttransistoren.
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3a zeigt
schematisch eine Draufsicht auf eine alternative Ausführungsform
der Erfindung.
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3b zeigt
eine Schnittansicht durch den in 3a dargestellten
Chip.
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4 zeigt
eine schematische Schnittansicht durch einen MOSFET, so wie er in
Ausführungsformen
der Erfindung Verwendung findet.
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5 zeigt
eine schematische Draufsicht auf eine Ausführungsform der Erfindung mit
einer Antennenstruktur und zwei integrierten Feldeffekttransistoren.
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6 zeigt
eine alternative Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung
mit einer Patchantenne.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung
mit einer Ringantenne.
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8 zeigt
eine Ausführungsform
der Erfindung mit einer Schlitzantenne.
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9 zeigt
eine Ausführungsform
der Erfindung mit einer Viertelwellenkerbantenne.
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10 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
eines Mischerschaltkreises.
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11 zeigt
eine alternative Ausführungsform
des Mischerschaltkreises aus 10.
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12 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
eines differentiellen Mischerschaltkreises.
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13 zeigt
das Schaltkreisdiagramm eine einendigen Mischerschaltkreises.
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14 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung mit
einem einzelnen Feldeffekttransistor.
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15 zeigt
schematisch die Anordnung mehrerer Empfangsvorrichtungen gemäß Ausführungsformen
der Erfindung in einer Systemanordnung.
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16 zeigt
schematisch ein zu dem Aufbau aus 1 alternatives
erfindungsgemäß integriertes Bauelement.
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Detaillierte Beschreibung der Figuren
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1 zeigt
schematisch den Aufbau eines integrierten Bauelements 1 zur
Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich.
Dabei sind in der dargestellten Ausführungsform eine Antennenstruktur 2,
ein Detektorschaltkreis 3 mit einem Feldeffekttransistor
zur Erfassung der von der Antenne empfangenen Strahlung und ein
Verstärker 4 mit
geringem Rauschen auf einem einzigen Chip integriert. Die einfallende
elektromagnetische THz-Strahlung 5 wird von der Antennenstruktur 2 empfangen,
mit Hilfe des Feldeffekttransistors 3 erfaßt und das
Ausgangssignal des Detektorschaltkreises 3 wird mit dem
Verstärker 4 verstärkt. Ein
Basisbandausgangssignal 6 wird ausgegeben.
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2 zeigt
ein Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
einer Vorrichtung zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich,
welche die in 1 identifizierten Bauelemente
auf einem einzigen Chip integriert aufweist. Dies sind eine Antennenstruktur 2,
in der dargestellten Ausführungsform
mit einer gefalteten Dipolantenne 7, ein Mischerschaltkreis 3 mit
zwei Feldeffekttransistoren FET1, FET2 sowie ein integrierter Verstärker 4,
der von einem Operationsverstärker 8 gebildet
wird. Zusätzlich
zu den in der Prinzipskizze aus 1 dargestellten
Elementen 2, 3 und 4 weist die in 2 dargestellte
Ausführungsform
ein Impedanzanpassungselement 9 mit zwei Wellenleitern
(transmissionlines) TL1, TL2 auf.
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Die
einzelnen Elemente 2, 3, 4 und 9 der
erfindungsgemäßen Empfängervorrichtung
werden nun im Detail beschrieben. Die Antennenstruktur 2 weist
eine gefaltete Dipolantenne 7 mit einer rückseitigen
Massenschirmung auf. Die beiden Enden 10, 11 der
gefalteten Dipolantenne sind jeweils mit den Gates G der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 des Mischerschaltkreises 3 verbunden. Die Vorspannung der
Gates G der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 erfolgt über eine
Gleichspannungsquelle Vbias1, welche zunächst mit der Dipolantenne 7 verbunden ist,
so daß die
Vorspannung der Gates G über
die Dipolantenne 7 und deren Enden 10, 11 erfolgt.
Weiterhin ist die Antenne 7 mit einer Einrichtung zum Schutz
der Antenne 7 und der Feldeffekttransistoren FET1, FET2
vor elektrostatischen Ladungen sowie plasmainduzierten Überspannungen
während
des Herstellungsprozesses versehen. Die Schutzeinrichtung stellt
einen Entladungspfad im wesentlichen über zwei Dioden 12, 13 bereit,
welche mit Masse und einer Gleichspannungsquelle Vdd verbunden sind.
Die Gatevorspannung Vbias1 der Transistoren FET1, FET2 ist galvanisch
mit dem Symmetriepunkt 14 der Antenne verbunden, an welchem
die induzierte Hochfrequenz-(THz-)Spannung in Bezug auf Massenebene
0 ist. An diesem Symmetriepunkt 14 können die Antennenschutzdioden 12, 13 sowie
die Vorspannungsquelle Vbias1 ohne nachteilige Beeinflussung der
Hochfrequenzeigenschaften der Elemente 2, 3 eingefügt werden.
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3a zeigt
schematisch die Draufsicht auf die integrierte Anordnung aus 2 mit
Antennenstruktur 2 und Detektorschaltkreis 3.
Alle Elemente sind auf einem einzigen Siliziumchip 15 angeordnet. Diese
Ansicht entspricht der Draufsicht auf eine tatsächlich realisierte Vorrichtung,
wobei diese nicht maßstäblich vergrößert dargestellt
ist. Deutlich ist eine obere Metallisierung zu erkennen, welche
die gefaltete Dipolantenne 7 bildet. Im Bereich des Symmetriepunkts 14 der
Antenne sind die Gate-Vorspannungsquelle Vbias1 sowie die Schutzdioden 12, 13 vorgesehen.
Die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 sind unmittelbar im Bereich
der Dipolenden der gefalteten Dipolantenne vorgesehen, wobei ihre
Gates G mit den Enden 10, 11 der Dipolantenne 7 verbunden sind.
Gestrichelt dargestellt sind in 3a die
differentiellen Ausgänge 16, 17 der
Feldeffekttransistoren FET1, FET2 sowie die Zuführung 18 der Vorspannung
Vbias1. Wie aus der schon in 3b gezeigten Schnittansicht
durch den Chip offenkundig ist, ist über dem Siliziumsubstrat 15 eine
erste Metallisierung 19 vorgesehen, welche als rückseitige
Massenschirmung dient. Die obere Metallisierung, welche die Antennenstruktur 7 bildet,
ist von der unteren Metallisierung 19 durch eine isolierende
Schicht 20 aus Siliziumdioxid isoliert.
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Die
untere Metallisierung 19 unterdrückt die rückseitigen Strahlungskeulen
der Antennen, wodurch die Verstärkung
des Empfängers
erhöht
wird. Darüber
hinaus bewirkt die untere Metallisierung 19 eine Abschirmung
der Empfängerstruktur
gegenüber Einflüssen von
Objekten hinter dem Substrat 15. Die Anordnung der Metallisierung 19 im
Abstand von der oberen Metallisierung 7, wobei der Abstand
durch die Dicke der Siliziumdioxidschicht 20 vorgegeben
wird, minimiert den Einfluß der
Massenabschirmung 19 auf die Antennenbandbreite und den
Strahlungswiderstand der Antenne. Es ist offensichtlich, daß alternativ
andere Schichten für
das Strahlungselement 7 und die rückseitige Massenabschirmung 19 verwendet
werden könnten.
Die Schichtauswahl ist eine Abwägung
zwischen der Leistungsfähigkeit
der Antenne und der Verfügbarkeit
von leitenden Schichten in der Struktur.
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Die
Faltung der Dipolantenne dient dazu, die Impedanz der Antenne bei
der Resonanzfrequenz für die
Verbindung der Antenne 7 mit den Gates G der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 anzupassen. In Abhängigkeit
von der Eingangsimpedanz der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 kann
die Antenne einen optionalen dritten Zweig 21 mit einer
Breite W3 in einem Abstand S2 von der übrigen Dipolanordnung 7 aufweisen,
um die Antennenimpedanz bei der Resonanzfrequenz an die Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 anzupassen.
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Zusätzlich kann,
um einen Zweimodenbetrieb der Antenne, d. h. einen Empfang zweier
senkrecht zueinander polarisierten Wellen gleichzeitig, zu ermöglichen,
am Symmetriepunkt 14 der Antenne ein Monopol 22 vorgesehen
sein. Durch Anpassen der Länge
Lm des Monopols kann die Resonanzfrequenz der zweiten Mode eingestellt
werden, ohne die Resonanzfrequenz der gefalteten Dipolantenne 7 zu beeinflussen.
Auf diese Weise können
das zu Empfangende THz-Signal und ein Lokaloszillator-Signal gleichzeitig
in die Antenne 7 eingekoppelt werden und die Vorrichtung
kann als Mischer betrieben werden.
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Bei
der in 2 dargestellten Ausführungsform des Detektorschaltkreises
werden die beiden Feldeffekttransistoren in differentieller Beschaltung verwendet,
wobei die Sources S der beiden Transistoren FET1, FET2 miteinander
verbunden sind und den ersten Ausgang 16 der Schaltung
bilden, während
die beiden miteinander verbundenen Drains D der Transistoren FET1,
FET2 den zweiten Ausgang 17 bilden.
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Das
Gate G eines jeden Transistors FET1 bzw. FET2 ist über eine
Kapazität
C1 bzw. C2 mit den entsprechenden Drains D verbunden. Auf diese
Weise folgt die Spannung, welche an den Drains D anliegt unmittelbar
der Spannung, welche an den Gates G der Transistoren FET1, FET2
anliegt. In der dargestellten Ausführungsform sind die beiden
Kapazitäten
Kondensatoren C1, C2 mit einer Kapazität von 150 fF. Diese Beschaltung
ermöglicht
es, die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 als resistiver Mischer
zu betreiben.
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Zusätzlich zu
den externen Kapazitäten
C1, C2 weisen die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 intrinsische
Kapazitäten
der Gate-Drain-Kontakte auf. Um die intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts zu erhöhen, ist
in einer Ausführungsform,
so wie sie schematisch in 4 dargestellt
ist, der Gatekontakt 23 mit Hilfe einer Oxidschicht 24 gegenüber dem Substrat 15 und
dem Sourcekontakt 25 und dem Drainkontakt 26 isoliert.
Durch Ausdehnen des Gatekontakts 23, so daß dieser
sich räumlich über den Drainkontakt 26 erstreckt,
so wie dies in 4 durch die gestrichelte Linie
sowie den Pfeil angedeutet ist, kann die intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts
erhöht
werden, was den Kopplungsgrad der Spannungen von Gate G und Drain
D deutlich erhöht.
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In
alternativen Ausführungsformen,
so wie sie in 16, aber auch in den 10 bis 14 gezeigt
sind, wird auf die Kapazitäten
C1, C2 verzichtet. Bei dieser Beschaltung arbeiten die gezeigten Feldeffekttransistoren
als Plasma-Feldeffektransistoren oder resistive Mischer.
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Bei
den in 2 und 16 dargestellten Ausführungsformen
weisen die Sources S der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 eine
verbesserte Wechselstrommasse ac gnd auf. Die Drains D der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sind über
jeweils eine Wellenleitung TL1, TL2 mit dem Eingang eines Differenzverstärkers 8 verbunden.
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Bei
der Ausführungsform
aus 16 sind die Feldeffekttransistoren FET1, FET2
so konstruiert und geschaltet, daß sie als Plasma-Feldeffekttransistoren
arbeiten. Dazu sind zwei Randbedingungen durch die Wahl der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sowie deren Beschaltung erfüllt:
- 1.
Das von der Antenne empfangene THz-Signal wird über den Gate-Source-Kontakt
in die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 eingespeist. Um diese Randbedingung
zu erfüllen
sind die Sources S der Transistoren FET1, FET2 mit einer Wechselstrommasse
verbunden, die dazu führt,
daß sich für die sich
in dem Kanal des jeweiligen Feldeffekttransistors FET1, FET2 ausbreitende
Plasmawelle ein ”Kurzschluß” zwischen
Gate G und Source S ergibt.
- 2. Der Source-Drain-Kontakt weist eine hohe Impedanz bei der
THz-Zielfrequenz auf. Diese ist so groß, daß der Drain D für die Plasma-Welle
als offene Leitung erscheint. Dazu sind die mit den Gates verbundenen
Wellenleiter TL1, TL2 so gewählt,
daß sie
bei der THz-Zielfrequenz
eine möglichst
hohe Impedanz bereitstellen. Diese Abschlüsse der Drains D der Feldeffekttransistoren FET1,
FET2 werden daher auch als ”Open
Drain” oder
wie im Schaltkreisdiagramm vermerkt ”ac open” bezeichnet.
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In 5 ist
eine alternative Ausführungsform der
Erfassungsvorrichtung mit einer gefalteten Dipolantenne 7' mit drei Zweigen
dargestellt. In dieser Figur ist gut zu erkennen, wie die Feldeffekttransistoren FET1', FET2' in die Antennenstruktur
integriert sind. Die Enden 10', 11' der Dipolantenne 7' sind mit den Drains
D1, D2 der Transistoren FET1' bzw.
FET2' verbunden.
Dabei teilen sich die beiden Transistoren FET1', FET2' einen gemeinsamen Sourcekontakt statt
die Sources aus zwei diskreten Kontakten auszubilden und nachfolgend
miteinander zu verbinden.
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Die 6 bis 9 zeigen
Ansichten von oben auf andere Realisierungen integrierter Antennen- und Transistorstrukturen. 6 zeigt
eine Patchantenne 27, welche wieder als oberste Metallisierung über einer
isolierenden Schicht 28 aus Siliziumdioxid und einer metallischen
Abschirmung 29 auf einem Substrat 30 angeordnet
ist. Für
die Patchantenne 27 dient die untere Metallisierung 29 als
Massenebene. Die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 werden wie zuvor
differentiell von der Patchantenne 27 getrieben, da sie
auf gegenüberliegenden
Seiten der Symmetrieachse 31 der Antenne 27 angeordnet sind.
Die Transistoren FET1, FET2 weisen unterschiedliche Abstände von
der Symmetrieachse 31 auf, so daß die Patchantenne 27 im
Zweimodenbetrieb betrieben werden kann. Da die Patchantenne als
Rechteck mit unterschiedlichen Seitenlängen ausgeführt ist, ist sie für zwei Frequenzen
bzw. Frequenzbänder
resonant, so daß auch
die Patchantenne als Dualband-Antenne zum Empfang eines THz-Signals
sowie eines Lokaloszillatorsignals geeignet ist. Wie zuvor sind
Dioden zum Schutz der Struktur vor Überspannungen sowie ein Anschluß für die Gatevorspannung
im Symmetriepunkt 32 der Patchantennen 27 vorgesehen.
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In 7 ist
eine Ringantenne 33 gezeigt. In der dargestellten Ausführungsform
ist die Ringantenne 33 eine Vollwellenlängenringantenne, wobei der Umfang
des Rings gleich einem Viertel der Wellenlänge der THz-Zielfrequenz in
dem Ausbreitungsmedium entspricht. In der gezeigten Ausführungsform ist
auch die Ringantenne mit einer unter der Antenne liegenden, durch
eine Siliziumdioxidschicht 34 isolierten Masse 35 versehen.
Wie im Fall der Dipolantenne aus 3a, ermöglicht die
Masse 35 einen Zweimodenbetrieb der Antenne. Die Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sind am Speisepunkt der Antenne angeordnet. Bei differentieller
Anregung der Antenne wird gegenüber
dem Speisepunkt mit den Feldeffekttransistoren FET1, FET2 eine virtuelle Wechselstrommasse 36 aus gebildet.
An diesem virtuellen Massepunkt 36 können wie zuvor Schutzdioden
vorgesehen sein und die Speisespannung der Gates angeschlossen werden,
ohne das Modenverhalten der Antenne zu beeinflussen.
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8 zeigt
eine Halbwellenschlitzantenne 36, welche wieder durch eine
Isolationsschicht 38 aus Siliziumdioxid isoliert über einer
Massenebene 39 angeordnet ist. An den Symmetriepunkten 37a, 37b können Schutzdioden
vorgesehen sein, die Gatevorspannung kann dort angeschlossen werden und über eine
kapazitive Kopplung an die Massenebene 39 kann in diesem
Punkt eine Wechselstrommasse bereitgestellt werden. In der dargestellten
Anordnung stellt ein horizontal polarisiertes Lokaloszillatorsignal
eine Gleichtakt (Common Mode) Anregung der Antenne bereit, während ein
vertikal polarisiertes empfangenes THz-Signal eine differentielle Anregung
bewirkt.
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In 9 ist
eine Kerbantenne 40 gezeigt, die gegenüber der Halbwellenschlitzantenne
aus 8 eine verringerte Größe aufweist. Ein Zweimodenbetrieb
kann durch Verwenden der Kerbantenne als Viertelwellenlängen-Patchantenne
bei der Lokaloszillatorfrequenz erreicht werden. Da im Patchmodus bei
der Lokaloszillatorfrequenz auf jeder Seite des Schlitzes ein gleiches
Potential vorliegt, werden die Feldeffekttransistoren FET1, FET2
im Gleichtakt angeregt. Um die horizontal polarisierte Lokaloszillatormode
anzuregen muß eine
Hochfrequenzmasse mit geringer Impedanz, beispielsweise über einen
Kondensator, bereitgestellt werden.
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Die 10 bis 14 zeigen
beispielhaft alternative Ausführungsformen
der Empfängerschaltkreise,
wobei diese als schematische Schaltkreisdiagramme dargestellt sind.
Alle gezeigten Schaltkreise weisen je eine Antennenstruktur 2,
einen Detektorschaltkreis 3, sowie einen Verstärkerschaltkreis 4 auf,
die auf einem einzigen Chip integriert sind, so wie die Integration
zuvor für
verschiedene Antennentypen beschrieben wurde.
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10 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
eines Single-Balanced-Feldeffekttransistorschaltkreises.
Die dualbandige Zweimodenantenne 45 empfängt die
Lokaloszillator- und THz-Signale mit entgegengesetzten Polarisationen,
d. h. horizontaler und vertikaler Polarisation. Der Empfängerausgang ist
die Mittenfrequenz, d. h. die Differenzfrequenz zwischen dem THz-Signal und dem Lokaloszillatorsignal,
wobei der Gleichspannungsuntergrund, welcher die Gesamtleistung
aus THz-Leistung und Lokaloszillator-Leistung darstellt, unterdrückt ist.
Der Ausgang der Detektions-Feldeffekttransistoren FET1 und FET2
ist direkt mit einem Differenzverstärker verbunden, der aus einer
differenziellen NMOS-Eingangsstufe besteht.
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11 zeigt
beispielhaft eine Ausführungsform
eines differentiellen Mischerschaltkreises mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren.
Die einmodige Dualbandantenne 46 empfängt die Lokaloszillator- und THz-Signale
mit der gleichen Polarisation, jedoch bei unterschiedlicher Frequenz.
Der Empfän ger gibt
die Mittenfrequenz (THz-Frequenz minus Lokaloszillatorfrequenz)
sowie die Gesamtleistung als Gleichspannungs-Offset aus. Daher arbeitet
der Schaltkreis als Leistungsdetektor und Mischer gleichzeitig.
Er kann jedoch auch als Leistungsdetektor für zirkularpolarisierte Strahlung
verwendet werden. Der Schaltkreis verwendet Impedanzanpassungselemente,
d. h. die Wellenleiter TL1 bis TL4, um die zuvor in Bezug auf die
Ausführungsform
aus 16 beschriebenen Randbedingungen zum Betrieb der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 als Plasma-Feldeffekttransistoren zu erfüllen. Insbesondere
erfüllen die
offenendigen Wellenleiter TL1 und TL4 die Randbedingung für die gute
Einkopplung des THz-Signals in die Feldeffekttransistoren (Kurzschluß des Gate-Source-Kontakt
für die
Plasmawelle bei der THz-Frequenz im Feldeffekttransistor). Die Wellenleiter
TL2 und TL3 erfüllen
hingegen die Randbedingungen für
den Source-Drain-Kontakts, indem sie eine hohe THz-Impedanz des Drain,
d. h. einen „open”, bereitstellen.
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In 12 ist
ein differentiell getriebener Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 dargestellt, der dem Schaltkreis aus 16 ähnelt, wobei
die Drainausgänge
zu einem einendigen Ausgang zusammengeführt sind. Ein solcher einendiger
Verstärker
kann verwendet werden, um die Gleichspannungs- und Mittenfrequenzsignale
gleichzeitig zu verstärken.
Der Empfängerausgang
repräsentiert
die Mittenfrequenz (THz-Frequenz minus Lokaloszillatorfrequenz),
wobei der Gleichspannungs-Offset die gesamte empfangene Leistung
aus THz- und Lokaloszillatorleistung wiedergibt.
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Eine
zu der in 12 dargestellten Ausführungsform ähnliche
Ausführungsform
der Erfindung ist in 13 dargestellt. In dieser Ausführungsform ist
ein differentiell getriebener Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren
im Ausgang wechselstromgekoppelt, um die Gleichspannungskomponenten
zu unterdrücken.
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14 hingegen
zeigt einen einendigen Mischerschaltkreis mit einem einzigen Plasma-Feldeffekttransistor,
bei dem die Wechselstrommassen und die Randbedingungen zum Betrieb
des Plasma-Feldeffekttransistors nur durch Bypass-Kapazitäten bereitgestellt
werden.
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Alle
zuvor beschriebenen Erfassungs- bzw. Detektorschaltkreise eigenen
sich zur Integration in zeilen- oder matrixförmigen Anordnungen (Array)
für bildgebende
Anwendungen, bei denen jeder Detektorschaltkreis einen einzelnen
Bildpunkt bildet. Eine solche Matrixanordnung 47 ist schematisch
in 15 dargestellt, wobei die Matrixanordnung 47 der
Detektorschaltkreise im Brennpunkt einer abbildenden Optik 48 vorgesehen
ist, welche das einfallende THz-Signal 49 auf die Matrix 47 fokussiert. Gleichzeitig
wird von hinten 50 oder von vorne 51 das Lokaloszillatorsignal
eingestrahlt. Eine solche Anwendung eignet sich beispielsweise für Sicherheitsanwendungen,
insbesondere bei der Personen- oder Gepäckkontrolle.
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Für Zwecke
der ursprünglichen
Offenbarung wird darauf hingewiesen, daß sämtliche Merkmale, wie sie sich
aus der vorliegenden Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen für einen
Fachmann erschließen,
auch wenn sie konkret nur im Zusammenhang mit bestimmten weiteren
Merkmalen beschrieben wurden, sowohl einzeln als auch in beliebigen
Zusammenstellungen mit anderen der hier offenbarten Merkmale oder
Merkmalsgruppen kombinierbar sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen
wurde oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen unmöglich oder
sinnlos machen. Auf die umfassende, explizite Darstellung sämtlicher
denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze und
der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.
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Während die
Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden Beschreibung dargestellt
und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung und Beschreibung
lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht,
so wie er durch die Ansprüche
definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen
beschränkt.
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Abwandlungen
der offenbarten Ausführungsformen
sind für
den Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen offensichtlich.
In den Ansprüchen
schließt das
Wort ”aufweisen” nicht
andere Elemente oder Schritte aus, und der unbestimmte Artikel ”eine” oder ”ein” schließt eine
Mehrzahl nicht aus. Die bloße
Tatsache, daß bestimmte
Merkmale in unterschiedlichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt ihre Kombination
nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Beschränkung des
Schutzbereichs gedacht.