EP2229695A2 - Monolithisch integrierter antennen- und empfängerschaltkreis für die erfassung von terahertz-wellen - Google Patents

Monolithisch integrierter antennen- und empfängerschaltkreis für die erfassung von terahertz-wellen

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Publication number
EP2229695A2
EP2229695A2 EP08865626A EP08865626A EP2229695A2 EP 2229695 A2 EP2229695 A2 EP 2229695A2 EP 08865626 A EP08865626 A EP 08865626A EP 08865626 A EP08865626 A EP 08865626A EP 2229695 A2 EP2229695 A2 EP 2229695A2
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EP
European Patent Office
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field effect
gate
fet2
fet1
drain
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP08865626A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Erik ÖJEFORS
Peter HARING BOLÍVAR
Hartmut Roskos
Ullrich Pfeiffer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Universitaet Siegen
Original Assignee
Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Universitaet Siegen
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Filing date
Publication date
Application filed by Goethe Universitaet Frankfurt am Main, Universitaet Siegen filed Critical Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Publication of EP2229695A2 publication Critical patent/EP2229695A2/de
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Definitions

  • the present invention relates to a device for detecting millimeter waves with at least one field effect transistor having a source, a drain, a gate, a gate-source contact, a source-drain channel and a gate-drain contact.
  • the terahertz frequency range or submillimeter wavelength range is one of the last "dark" regions of the electromagnetic spectrum.
  • Technically usable, in particular coherent sources and corresponding detectors, are not commercially available in this frequency range or only at low frequencies.
  • the developments of the last decades have led to complicated systems which, due to their complexity, have so far only been used in experimental fields such as radio astronomy or atmospheric research.
  • the availability of inexpensive sources and detectors is still lacking, even though the THz frequency range has intrinsic advantages over other frequency bands in the electromagnetic spectrum:
  • THz radiation is non-ionizing and therefore considered safe in the biomedical field.
  • Certain rotatory, vibronic or libratory molecular excitations have a resonance frequency in the THz frequency range.
  • THz radiation provides essential information about charge carrier dynamics, especially in nanostructures, which play an essential role in future photonic and electronic components. THz radiation exhibits less scattering compared to optical frequencies and is therefore particularly suitable for use in industrial environments in which, for example, increased dust formation occurs.
  • the THz radiation is presently mixed with heterodyne, e.g. Schottky diode mixers, photocon- ductive detectors or power detectors, such as Photovoltaic detectors, Bolometem or Golay cells.
  • heterodyne e.g. Schottky diode mixers, photocon- ductive detectors or power detectors, such as Photovoltaic detectors, Bolometem or Golay cells.
  • U.S. Patent 4,647,848 discloses a field effect transistor circuit used to detect the power level of a radio frequency signal.
  • the described receiver circuit is constructed of discrete elements so that it does not allow high integration densities on a chip. In addition, due to its long time constant, which is determined by the transit times of the charge carriers through the field effect transistor, it is not suitable for high frequencies in the THz frequency range.
  • the receiver circuit described in said US Pat. No. 4,647,848 uses a field effect transistor as a so-called resistive mixer.
  • the radio frequency signal is coupled into the drain of the field effect transistor and the gate of the field effect transistor is biased with a DC voltage, wherein the output signal is filtered with a low pass filter, so that the signal strength of the resulting DC downstream of the low pass filter is proportional to the power of the radio frequency signal. Circuit arrangements which allow the mixture of the signal to be received with a local oscillator will not be described.
  • one of the objects of the present invention is to provide a device which makes it possible to provide a field-effect transistor for detecting the power and / or the phase of electromagnetic radiation in the THz frequency range.
  • one possible object of the present invention is to provide a device which enables a high integration density of the detector components.
  • Another object to be achieved is to provide a device which can be produced by means of conventional semiconductor technologies, so that the device is suitable for mass markets.
  • At least one of the aforementioned objects is achieved by a device for detecting electromagnetic radiation in the THz frequency range having at least one field effect transistor having a source, a drain, a gate, a gate-source contact, a source-drain channel and a Gate-drain contact, and an antenna structure, wherein the field effect transistor is connected to the antenna structure, that an electromagnetic signal received by the antenna structure in the THz frequency range is fed via the gate-source contact in the field effect transistor and wherein the field effect transistor and the antenna structure are arranged together on a single substrate.
  • the THz frequency range is understood as meaning a frequency range of 100 GHz to 10 THz.
  • the coupling of the electromagnetic signal received by the antenna structure via the gate-source contact of the field-effect transistor enables an efficient coupling of the received high-frequency signal to the field-effect transistor provided for detecting the amplitude and / or phase of the received signal.
  • the high frequency margin conditions of the transistor can be optimized.
  • the integration of the transistor and the antenna structure together on a single substrate enables a high integration density in the combination of several devices according to the invention into a cellular or two-dimensional planar detector.
  • antenna structure and field effect transistor require a redesign of the entire device, taking into account the interactions between the two elements due to the spatial proximity of antenna structure and field effect transistor, as described in more detail below.
  • the field effect transistor and the antenna structure are monolithic on a single chip, i. integrated on a single piece of semiconductor material, for example of silicon.
  • the antenna structure has a terminal which is directly connected to the gate of the field effect transistor. In this way, a direct coupling of the - A -
  • THz radiation in the field effect transistor without transport losses allows, the immediate coupling also allows optimal impedance matching between the antenna and field effect transistor.
  • the field effect transistor is a metal-insulator-semiconductor field-effect transistor (MISFET), in particular a metal-oxide-semiconductor field effect transistor (MOSFET).
  • MISFET metal-insulator-semiconductor field-effect transistor
  • MOSFET metal-oxide-semiconductor field effect transistor
  • the field effect transistor used is a linear component.
  • the field effect transistor is a so-called plasma field effect transistor.
  • Such field effect (FET) transistors can be electrically biased and wired to operate in a regime, hereinafter referred to as a plasma field effect transistor, in which electron-electron pulses dominate the charge carrier transport behavior and the electrons in a field effect transistor dominate.
  • Channel behave as a two-dimensional electron fluid, rather than a two-dimensional electron gas.
  • the electron motion in the field effect transistor channel can then be described by equations known from hydrodynamics of shallow water waves.
  • the velocity of the plasma waves is much greater than the drift velocity of a two-dimensional electron gas in a field effect transistor channel.
  • the propagation of plasma waves in a field effect transistor can therefore be used to operate the field effect transistor in a regime which allows much higher frequencies than conventional field effect transistors whose frequency response is limited by the classical transit time of carriers through the channel of the field effect transistor.
  • the field effect transistors In order for the electron transport in a field effect transistor works in the manner of a plasma field effect transistor, the field effect transistors must meet two essential boundary conditions: 1) The received in the THz frequency range of the antenna structure electromagnetic signal must be fed via the gate-source contact in the field effect transistor.
  • the field effect transistor must operate at the THz target frequency, i. the resonant frequency of the antenna structure, have the highest possible impedance.
  • Plasma FETs Field effect transistors which fulfill these boundary conditions are referred to below as plasma FETs in the sense of the present invention.
  • this constant source-drain voltage has a resonant dependence on the frequency of the radiated electromagnetic radiation, wherein the resonance frequency is proportional to the root of the surface charge carrier density and inversely proportional to the gate length.
  • the plasma field effect transistors can operate under two different operating conditions.
  • devices with a long channel can be operated in an overdriven mode of operation.
  • the required as a first condition for a plasma field effect transistor type of feeding the field effect transistor with the high frequency signal can be met in one embodiment, characterized in that the gate-source contact has a high frequency short circuit for propagating in the channel plasma wave.
  • a field effect transistor additionally satisfies the second constraint, which is also referred to as the open drain (for the plasma wave).
  • the plasma wave in the transistor is realized by a high impedance at the THz target frequency at the source-drain contact.
  • the high-frequency impedance of the source-drain contact is greater than 1 M ⁇ .
  • the high impedance at the source-drain contact in one embodiment, is provided externally, ie, through the circuit rather than through the transistor itself.
  • this terminating impedance of the source-drain contact can be provided intrinsically, ie in the transistor, for example by a semiconductor-metal junction.
  • a capacitance is provided at the gate-drain contact so that the voltage at the gate follows the voltage at the drain.
  • a field-effect transistor with such a gate-drain capacitance can operate as a so-called resistive mixer without necessarily fulfilling all boundary conditions for a plasma field-effect transistor.
  • the capacitance of the gate-drain contact may be an external capacitance, e.g. a capacitor which is connected to the terminals of the gate and the drain.
  • the gate-drain contact may have an intrinsic gate-drain capacitance.
  • the gate-drain capacitance is greater than the intrinsic capacitance of the gate-source contact.
  • the gate-drain capacitance is greater than 100 fF.
  • the intrinsic capacitance of the gate-drain contact is increased by arranging the gate contact of the gate and the drain contact of the drain above or below each other such that they spatially overlap one another.
  • the insulation between the gate and drain contacts thus provides a plate capacitor whose capacitance depends on the spatial overlap of the contacts.
  • the drain of the field effect transistor is connected to an impedance matching element, preferably to a transmission line.
  • an impedance matching element makes it possible to adjust the high impedance of the drain and thus to meet the second required boundary condition for the operation of a plasma field effect transistor.
  • the device has two field-effect transistors, which are alternatively connected in series or in parallel.
  • the drain of a first transistor is connected to the source of a second transistor, so that they allow cascading a increased detection efficiency of the device.
  • the sources of the two transistors are connected together.
  • the sources are expediently connected to an additional alternating current mass in order to improve the coupling of the electromagnetic wave in the THz frequency range into the gate or to fulfill the short circuit boundary condition for the plasma wave in a transistor operated as a plasma field effect transistor.
  • the AC ground connected to the sources may also serve as a bias for a subsequent amplifier stage.
  • the antenna structure has two terminals, each connected to the gate of one of two field effect transistors, so that the field effect transistors are differentially driven by the electromagnetic wave received by the antenna structure.
  • the sources as well as the drains of the two field effect transistors are interconnected and feed the two inputs of a differential amplifier.
  • the antenna structure has a plurality of, preferably two, mutually different receiving bands.
  • the antenna structure is preferably set up so that it receives two modes of electromagnetic radiation, preferably with crossed polarization.
  • a receiver device can be realized, which simultaneously detects two electromagnetic waves of different frequency and / or different polarization and mixes in the field effect transistor.
  • Such an arrangement makes it possible, in particular, to realize a heterodyne receiver, wherein in addition to the actual electromagnetic radiation to be received, the signal of a local oscillator is radiated into the antenna.
  • the antenna structure is connected to a voltage source, which provides the bias of the gate of the field effect transistor via the antenna structure.
  • an embodiment of the device according to the invention has a device for protecting the field effect transistors.
  • Transistor for overvoltage and discharge damage preferably one or more diodes, which is connected to the antenna structure and the ground.
  • the means for protecting the field effect transistor for overvoltage and discharge damage are arranged so that it does not burden the device, in particular the field effect transistor with additional parasitic influences.
  • the means for protecting the transistor is connected to a point on the antenna structure at which the AC voltage induced with respect to a ground plane of the device is zero.
  • such an antenna structure is a folded dipole antenna. It has both a point at which the alternating voltage induced relative to a ground plane of the device is zero, but also makes it possible to receive two vertical resonant modes at the same frequency.
  • the dipole antenna has a third branch which serves to match the impedance of the antenna to the transistor.
  • another monopole is connected to the point of symmetry of the dipole antenna, which enables reception of the second mode.
  • Alternative antenna structures which are suitable for the device according to the invention are patch antennas, ring antennas, slot antennas or notched antennas.
  • the antenna structure has a metallic shield with respect to the substrate. This is expediently arranged at a distance from the antenna structure, for example by an oxide layer separated therefrom.
  • the amplifier circuit in particular a differential amplifier, on the same substrate as the antenna structure and the field effect transistor.
  • further switching circuits which serve the operation of the device are integrated on the substrate.
  • This may be, for example, a bias circuit, a detector circuit, which is preferably connected downstream of the amplifier circuit, a mixer circuit or a high-frequency source as a local oscillator.
  • the various embodiments of the above-described device for detecting electromagnetic radiation in the THz frequency range are particularly suitable for the realization of a THz-Hetrodynempftulers, which mixes the electromagnetic signal to be received with a local oscillator.
  • Such a THz-heterodyne receiver is particularly suitable for use in an imaging system, in a radar system or in a communication system.
  • Figure 1 shows schematically the structure of a device according to the invention integrated.
  • Figure 2 is a circuit diagram of an embodiment of the invention with two field effect transistors.
  • Figure 3a shows schematically a plan view of an alternative embodiment of the invention.
  • FIG. 3b shows a sectional view through the chip shown in FIG. 3a.
  • FIG. 4 shows a schematic sectional view through a MOSFET as used in embodiments of the invention.
  • FIG. 5 shows a schematic plan view of an embodiment of the invention having an antenna structure and two integrated field-effect transistors.
  • FIG. 6 shows an alternative embodiment of the device according to the invention with a patch antenna.
  • FIG. 7 shows an embodiment of the device according to the invention with a loop antenna.
  • Figure 8 shows an embodiment of the invention with a slot antenna.
  • Figure 9 shows an embodiment of the invention with a quarter-wave notch antenna.
  • Figure 10 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment of a mixer circuit.
  • FIG. 11 shows an alternative embodiment of the mixer circuit from FIG. 10.
  • FIG. 12 shows the circuit diagram of an exemplary embodiment of a differential mixer circuit.
  • Figure 13 shows the circuit diagram of a single ended mixer circuit.
  • Figure 14 shows the circuit diagram of an embodiment of the invention with a single field effect transistor.
  • Figure 15 shows schematically the arrangement of several receiving devices according to embodiments of the invention in a system arrangement.
  • FIG. 16 schematically shows a component integrated according to the invention, which is an alternative to the construction from FIG.
  • FIG. 1 schematically shows the structure of an integrated component 1 for detecting electromagnetic radiation in the THz frequency range.
  • an antenna structure 2 a detector circuit 3 with a field-effect transistor for detecting the radiation received by the antenna and an amplifier 4 with low noise are integrated on a single chip.
  • the incident electromagnetic THz radiation 5 is received by the antenna structure 2, detected by means of the field effect transistor 3, and the output signal of the detector circuit 3 is amplified by the amplifier 4.
  • a baseband output signal 6 is output.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment of a device for detecting electromagnetic radiation in the THz frequency range, which has the components identified in FIG. 1 integrated on a single chip. These are an antenna structure 2, in the illustrated embodiment with a folded dipole antenna 7, a mixer circuit 3 with two field-effect transistors FET1, FET2 and an integrated amplifier 4, which is formed by an operational amplifier 8.
  • an impedance matching element 9 with two waveguides (transmission lines) TL1, TL2.
  • the antenna structure 2 has a folded dipole antenna 7 with a rear-side ground shield.
  • the two ends 10, 11 of the folded dipole antenna are each with the gates G of the field effect transistors FET1, FET2 of the mixer circuit 3 are connected.
  • the bias of the gates G of the field effect transistors FET1, FET2 via a DC voltage source Vbiasi, which is first connected to the dipole antenna 7, so that the bias of the gates G via the dipole antenna 7 and the ends 10, 11 takes place.
  • the antenna 7 is provided with a device for protecting the antenna 7 and the field-effect transistors FET1, FET2 from electrostatic charges as well as plasma-induced overvoltages during the manufacturing process.
  • the protection device provides a discharge path essentially via two diodes 12, 13, which are connected to ground and a DC voltage source Vdd.
  • the gate bias voltage Vbiasi of the transistors FET1, FET2 is galvanically connected to the point of symmetry 14 of the antenna at which the induced high frequency (THz) voltage with respect to the ground plane is zero.
  • the antenna protection diodes 12, 13 and the bias voltage source Vbiasi can be inserted without adversely affecting the high-frequency characteristics of the elements 2, 3.
  • FIG. 3 a schematically shows the plan view of the integrated arrangement from FIG. 2 with antenna structure 2 and detector circuit 3. All elements are arranged on a single silicon chip 15. This view corresponds to the plan view of an actually realized device, which is not shown enlarged to scale.
  • an upper metallization which forms the folded dipole antenna 7.
  • the gate bias source Vbiasi and the protective diodes 12, 13 are provided.
  • the field-effect transistors FET1, FET2 are provided directly in the region of the dipole ends of the folded dipole antenna, their gates G being connected to the ends 10, 11 of the dipole antenna 7.
  • the differential outputs 16, 17 of the field-effect transistors FET1, FET2 and the lead 18 of the bias voltage Vbias 1 are shown dashed in FIG. 3a.
  • a first metallization 19 is above the silicon substrate 15 provided, which serves as back mass shielding.
  • the upper metallization forming the antenna structure 7 is isolated from the lower metallization 19 by an insulating layer 20 of silicon dioxide.
  • the lower metallization 19 suppresses the back radiation lobes of the antennas, thereby increasing the gain of the receiver.
  • the lower metallization 19 shields the receiver structure from the effects of objects behind the substrate 15.
  • the shift selection is a trade-off between the performance of the antenna and the availability of conductive layers in the structure.
  • the convolution of the dipole antenna serves to match the impedance of the antenna at the resonant frequency for the connection of the antenna 7 with the gates G of the field effect transistors FET1, FET2.
  • the antenna may have an optional third branch 21 with a width W 3 at a distance S 2 from the remaining dipole arrangement 7 in order to adapt the antenna impedance at the resonant frequency to the field-effect transistors FET1, FET2.
  • a monopoly 22 may be provided.
  • the resonant frequency of the second mode can be adjusted without affecting the resonant frequency of the folded dipole antenna 7.
  • the THz signal to be received and a local oscillator signal can be simultaneously coupled into the antenna 7 and the device can be operated as a mixer.
  • the two FeId- effect transistors are used in differential wiring, the sources S of the two transistors FET1, FET2 are interconnected and form the first output 16 of the circuit, while the two interconnected drains D of Transistors FET1, FET2 form the second output 17.
  • each transistor FET1 or FET2 is connected to the respective drains D via a capacitor C1 or C2.
  • the voltage applied to the drains D immediately follows the voltage applied to the gates G of the transistors FET1, FET2.
  • the two capacitors are capacitors C1, C2 having a capacitance of 150 fF. This circuit makes it possible to operate the field effect transistors FET1, FET2 as a resistive mixer.
  • the field-effect transistors FET1, FET2 have intrinsic capacitances of the gate-drain contacts.
  • the gate contact 23 which by means of an oxide layer 24 is opposite to the substrate 15 and the source contact 25 and the drain contact 26 isolated.
  • the intrinsic capacitance of the gate-drain contact can be increased, which significantly increases the degree of coupling of the voltages of gate G and drain D.
  • the capacitances C1, C2 are dispensed with.
  • the field effect transistors shown operate as plasma field effect transistors or resistive mixers.
  • the sources S of the field-effect transistors FET 1, FET 2 have an improved alternating current ac gnd.
  • the drains D of the differential effect transistors FET 1, FET 2 are connected to the input of a differential amplifier 8 via a respective waveguide TL1, TL2. ,
  • the field effect transistors FET 1, FET 2 are constructed and connected to operate as plasma field effect transistors.
  • FET1, FET2 two boundary conditions are fulfilled by the choice of field-effect transistors FET1, FET2 and their wiring:
  • the received by the antenna THz signal is fed via the gate-source contact in the field effect transistors FET 1, FET 2.
  • the sources S of the transistors FET 1, FET 2 are connected to an alternating current ground, which results in a "short circuit" between gate G and source for the plasma wave propagating in the channel of the respective field effect transistor FET 1, FET 2 S yields.
  • the source-drain contact has a high impedance at the THz target frequency. This is so large that the drain D for the plasma wave appears as an open line.
  • the waveguides TL1, TL2 connected to the gates are selected such that they provide the highest possible impedance at the THz target frequency.
  • FIG. 5 shows an alternative embodiment of the detection device with a folded dipole antenna 7 'with three branches. This figure clearly shows how the field effect transistors FET1 ', FET2' are integrated into the antenna structure.
  • the two transistors FET1 ', FET2' share a common source contact instead of forming the sources of two discrete contacts and subsequently connecting them together.
  • FIG. 6 shows a patch antenna 27, which is again arranged as an uppermost metallization over an insulating layer 28 of silicon dioxide and a metallic shield 29 on a substrate 30.
  • the lower metallization 29 serves as A mass scale.
  • the field effect transistors FET1, FET2 are differentially driven by the patch antenna 27 as before because they are disposed on opposite sides of the symmetry axis 31 of the antenna 27.
  • the transistors FET1, FET2 have different distances from the axis of symmetry 31, so that the patch antenna 27 can be operated in dual-mode operation.
  • the patch antenna Since the patch antenna is designed as a rectangle with different side lengths, it is resonant for two frequencies or frequency bands, so that the patch antenna is suitable as a dual-band antenna for receiving a THz signal and a local oscillator signal. As before, diodes are provided to protect the structure from overvoltages, as well as a terminal for the gate bias at the point of symmetry 32 of the patch antennas 27.
  • a ring antenna 33 is shown.
  • the ring antenna 33 is a full-wavelength ring antenna with the circumference of the ring equal to one quarter of the wavelength of the target THz frequency in the propagation medium.
  • the ring antenna is also provided with a mass 35 which is located below the antenna and is insulated by a silicon dioxide layer 34. As in the case of the dipole antenna of Figure 3a, the mass 35 allows dual mode operation of the antenna.
  • the field effect transistors FET1, FET2 are arranged at the feed point of the antenna.
  • a virtual alternating-current mass 36 is formed with respect to the feed point with the field-effect transistors FET1, FET2. At this virtual ground point 36 as before protection diodes can be provided and the supply voltage of the gates are connected, without affecting the mode behavior of the antenna.
  • FIG. 8 shows a half-wave slot antenna 36, which is again arranged above an earth plane 39 by an insulation layer 38 made of silicon dioxide.
  • the gate bias can be connected there and a capacitive coupling to the ground plane 39 can be provided at this point an alternating current.
  • a horizontally polarized local oscillator signal provides common mode excitation of the antenna while a vertically polarized received THz signal provides differential excitation.
  • a notch antenna 40 which has a reduced size compared to the half-wave slot antenna of Figure 8. Dual mode operation can be achieved by using the notch antenna as a quarter wavelength patch antenna at the local oscillator frequency. Since in the patch mode at the local oscillator frequency an equal potential is present on each side of the slot, the field effect transistors FET1, FET2 are excited in common mode. In order to excite the horizontally polarized local oscillator mode, a high-frequency ground must be provided with a low impedance, for example via a capacitor.
  • Figures 10 to 14 show by way of example alternative embodiments of the receiver circuits, these being shown as schematic circuit diagrams. All the circuits shown each have an antenna structure 2, a detector circuit 3, and an amplifier circuit 4, which are integrated on a single chip, as the integration has previously been described for different types of antenna antennas.
  • FIG. 10 shows an exemplary embodiment of a single-balanced field effect transistor circuit.
  • the dual band dual mode antenna 45 receives the local oscillator and THz signals with opposite polarizations, i. horizontal and vertical polarization.
  • the receiver output is the center frequency, i. the difference frequency between the THz signal and the local oscillator signal, wherein the DC background, which represents the total power of THz power and local oscillator power, is suppressed.
  • the output of the detection field effect transistors FET 1 and FET2 is connected directly to a differential amplifier, which consists of a differential NMOS input stage.
  • FIG 11 shows an example of an embodiment of a differential mixer circuit with two plasma field effect transistors.
  • the single-mode dual band antenna 46 receives the local oscillator and THz signals with the same polarization but at different frequencies.
  • the receiver outputs the center frequency (THz frequency minus local oscillator frequency) as well as the total power as a DC offset. Therefore, the circuit operates as a power detector and mixer simultaneously. However, it can also be used as a circular polarized radiation power detector.
  • the circuit uses impedance matching elements, i. the waveguides TL1 to TL4 in order to fulfill the boundary conditions described above with respect to the embodiment of FIG. 16 for operating the field effect transistors FET1, FET2 as plasma field effect transistors.
  • the open-ended waveguides TL 1 and TL 4 satisfy the boundary condition for the good coupling of the THz signal into the field effect transistors (short circuit of the gate-source contact for the plasma wave at the THz frequency in the field effect transistor).
  • the waveguides TL2 and TL3 satisfy the boundary conditions for the source-drain contact by providing a high THz impedance of the drain, i. an "open", deploy.
  • a differentially driven mixer circuit having two plasma field effect transistors FET1, FET2, similar to the circuit of Figure 16, with the drain outputs merged into a single ended output.
  • Such a single ended amplifier can be used to simultaneously amplify the DC and center frequency signals.
  • the receiver output represents the center frequency (THz frequency minus local oscillator frequency), where the DC offset represents the total received power of THz and local oscillator power.
  • An embodiment of the invention similar to the embodiment shown in FIG. 12 is shown in FIG. In this embodiment, a differential driven mixer circuit having two plasma field effect transistors in the output is AC coupled to suppress the DC components.
  • FIG. 14 shows a single-ended mixer circuit with a single plasma field-effect transistor, in which the alternating-current masses and the boundary conditions for the operation of the plasma field-effect transistor are provided only by bypass capacitances.
  • All detector circuits described above are suitable for integration in imaging or array arrays (array) for imaging applications in which each detector circuit forms a single pixel.
  • a matrix arrangement 47 is shown schematically in FIG. 15, wherein the matrix arrangement 47 of the detector circuits is provided at the focal point of an imaging optical system 48, which focuses the incident THz signal 49 onto the matrix 47.
  • the local oscillator signal is radiated from the rear 50 or from the front 51.
  • Such an application is suitable, for example, for security applications, especially in the person or luggage control.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erfassung von Millimeterwellen mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der eine Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist. Gegenüber einer solchen Vorrichtung liegt der vorliegenden Erfindung unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung bereitzustellen, welche es ermöglicht, einen Feldeffekttransistor zur Erfassung der Leistung und/oder der Phase elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich bereitzustellen. Um eine solche Vorrichtung zu schaffen, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, eine Vorrichtung bereitzustellen, die eine Antennenstruktur aufweist, wobei der Feldeffekttransistor so mit der Antennenstruktur verbunden ist, daß ein von der Antennenstruktur empfangenes elektromagnetisches Signal im THz-Frequenzbereich über den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistors eingespeist wird und wobei der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur zusammen auf einem einzigen Substrat angeordnet sind.

Description

Monolithisch integrierter Antennen- und Empfängerschaltkreis für die Erfassung von
Terahertz-Wellen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erfassung von Millimeterwellen mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der eine Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist.
Der Terahertz-Frequenzbereich oder Submillimeterwellenlängenbereich, der grob von 100 GHz bis 10 THz definiert ist, ist eine der letzten "dunklen" Bereiche des elektromagnetischen Spektrums. Technisch nutzbare, insbesondere kohärente Quellen und entsprechende Detektoren, sind in diesem Frequenzbereich bisher nicht oder nur bei niedrigen Frequenzen kommerziell erhältlich. Die Entwicklungen der letzten Jahrzehnte haben zu komplizierten Systemen geführt, die aufgrund ihrer Komplexität bisher jedoch nur in experimentell geprägten Gebieten, wie der Radioastronomie oder der Atmosphärenforschung, Verwendung finden. Für Anwendungen des täglichen Lebens fehlt es bisher an der Verfügbarkeit preiswerter Quellen und Detektoren und dies obwohl der THz- Frequenzbereich gegenüber anderen Frequenzbändern des elektromagnetischen Spektrums intrin- sische Vorteile aufweist:
Viele optisch undurchsichtige Materialien sind im THz-Frequenzbereich transparent. THz-Strahlung ist nicht ionisierend und wird daher im biomedizinischen Bereich als sicher betrachtet. - Bestimmte rotatorische, vibronische oder libratorische Molekülanregungen weisen eine Resonanzfrequenz im THz-Frequenzbereich auf.
THz-Strahlung liefert wesentliche Informationen über Ladungsträgerdynamiken, insbesondere in Nanostrukturen, die eine essentielle Rolle in zukünftigen photonischen und elektronischen Komponenten spielen. - THz-Strahlung zeigt eine geringere Streuung verglichen mit optischen Frequenzen und ist daher insbesondere zur Verwendung in industriellen Umgebungen, in denen es beispielsweise vermehrt zu Staubbildung kommt, geeignet.
Betrachtet man Kommunikationssysteme, so ermöglichen höhere Frequenzen größere Übertragungsbandbreiten.
Die meisten rein elektronischen Vorrichtungen, die im THz-Frequenzbereich arbeiten, basieren auf GaAs- oder InP-Halbleitertechnologie. Zuletzt wurde gezeigt, daß auch SiGe- und CMOS- Halbleitertechnologien zu Vorrichtungen führen, die bis zu 100 GHz arbeiten. Bei höheren Frequenzen hin zu 1 THz und darüber werden komplexe Quantenkaskadenlasersysteme ebenso als Quellen verwendet wie optoelektronische Systeme basierend auf Femtosekunden-Kurzpulslasem oder dem Mischen zweier Dauerstrichlaserquellen.
Die THz-Strahlung wird zur Zeit mit Heterodynmischem, z.B. Schottky-Diodenmischem, photokon- duktiven Detektoren oder Leistungsdetektoren, wie z.B. photovoltaischen Detektoren, Bolometem oder Golay-Zellen, erfaßt.
Alle zuvor beschriebenen Techniken weisen jedoch eine erhebliche Komplexität der Quellen- und Detektorbauelemente selbst sowie deren Herstellung auf, so daß diese zwar im Bereich der Forschung und Entwicklung sowie in forschungsnahen Anwendungsgebieten, wie der Radioastronomie, Verwendung finden, jedoch nicht für Massen markte geeignet sind.
Das US-Patent 4,647,848 offenbart einen Feldeffekttransistorschaltkreis, der verwendet wird, um das Leistungsniveau eines Radiofrequenzsignals zu erfassen. Der beschriebene Empfängerschaltkreis ist aus diskreten Elementen aufgebaut, so daß er keine hohen Integrationsdichten auf einem Chip ermöglicht. Darüber hinaus ist er aufgrund seiner langen Zeitkonstante, welche durch die Transitzeiten der Ladungsträger durch den Feldeffekttransistor bestimmt wird, nicht für hohe Frequenzen im THz-Frequenzbereich geeignet. Der in dem genannten US-Patent 4,647,848 beschriebene Empfängerschaltkreis verwendet einen Feldeffekttransistor als sogenannten resistiven Mischer. Dazu wird das Radiofrequenzsignal in den Drain des Feldeffekttransistors eingekoppelt und das Gate des Feldeffekttransistors ist mit einer Gleichspannung vorgespannt, wobei das Ausgangssignal mit einem Tiefpaßfilter gefiltert wird, so daß die Signalstärke des resultierenden Gleichstroms hinter dem Tiefpaßfilter proportional zur Leistung des Radiofrequenzsignals ist. Schaltungsanordnungen, welche die Mischung des zu empfangenden Signals mit einem Lokaloszillator ermöglichen, werden nicht beschrieben.
Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine Vorrich- tung bereitzustellen, welche es ermöglicht, einen Feldeffekttransistor zur Erfassung der Leistung und/oder der Phase elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich bereitzustellen.
Darüber hinaus ist eine mögliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung bereitzustellen, welche eine hohe Integrationsdichte der Detektorbauelemente ermöglicht.
Eine weitere zu lösende Aufgabe ist es, eine Vorrichtung bereitzustellen, die mit Hilfe von herkömmlichen Halbleitertechnologien herstellbar ist, so daß die Vorrichtung für Massenmärkte geeignet ist. Zumindest eine der zuvor genannten Aufgaben wird durch eine Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich gelöst mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der eine Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist, und einer Antennenstruktur, wobei der Feldeffekttransistor so mit der Antennenstruktur verbunden ist, daß ein von der Antennenstruktur empfangenes elektromagnetisches Signal im THz-Frequenzbereich über den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistors eingespeist wird und wobei der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur zusammen auf einem einzigen Substrat angeordnet sind.
Dabei wird im Sinne der vorliegenden Anmeldung unter dem THz-Frequenzbereich ein Frequenzbereich von 100 GHz bis 10 THz verstanden.
Die Einkopplung des von der Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen Signals über den Gate-Source-Kontakt des Feldeffekttransistors ermöglicht eine effiziente Ankopplung des empfan- genen Hochfrequenzsignals an den zur Erfassung von Amplitude und/oder Phase des empfangenen Signals vorgesehenen Feldeffekttransistors. Um diese Einkopplung zu verbessern können wie nachfolgend diskutiert die Hochfrequenzrandbedingungen des Transistors optimiert werden.
Die Integration des Transistors und der Antennenstruktur zusammen auf einem einzigen Substrat ermöglicht eine hohe Integrationsdichte bei der Kombination mehrerer erfindungsgemäßer Vorrichtungen zu einem zellenförmigen oder zweidimensional flächigen Detektor.
Die Integration von Transistor und Antennenstruktur auf einem einzigen Substrat ermöglicht es darüber hinaus, aufgrund der kurzen oder nicht vorhandenen Abstände zwischen der Antennenstruktur und dem Feldeffekttransistor, Transportverluste, die ansonsten zwangsläufig bei der Übertragung des von der Antennenstruktur empfangenen THz-Signals an den Transistor auftreten zu vermeiden.
Die Integration von Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auf einem einzigen Substrat erfordert jedoch eine Neukonzeption der gesamten Vorrichtung unter Berücksichtigung der durch die räumli- che Nähe von Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auftretenden Wechselwirkungen zwischen den beiden Elementen, so wie sie nachfolgend genauer beschrieben wird.
In einer Ausführungsform sind der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur monolithisch auf einem einzigen Chip, d.h. auf einem einzigen Stück eines Halbleitermaterials, beispielsweise aus Silizium, integriert.
In einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur einen Anschluß auf, der unmittelbar mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist. Auf diese Weise wird eine direkte Einkopplung der - A -
THz-Strahlung in den Feldeffekttransistor ohne Transportverluste ermöglicht, wobei die Unmittelbare Kopplung auch eine optimale Impedanzanpassung zwischen Antenne und Feldeffekttransistor ermöglicht.
In einer Ausführungsform ist der Feldeffekttransistor ein Metall-Isolator-Halbleiter- Feldeffekttransistor (MISFET), insbesondere ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOS- FET). Insbesondere ist der verwendete Feldeffekttransistor ein lineares Bauelement.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Feldeffekttransistor ein sogenannter Plasma- Feldeffekttransistor.
Die US-Patentanmeldung 2006/0081889 A1 sowie die Fachartikel von M. Dyakonov und Michael Shur, "Shallow Water Analogy for a Ballistic Field Effect Transistor: New Mechanism of Plasma Wave Generation by de Current", Appl. Phys. Let., Band 71 , Nr. 15, S. 2465 bis 2468, Oktober 1993 sowie M. Dyakonov und M. Shur, "Plasma Wave Electronics: Novel Terahertz Devices using Two Dimensional Electron Fluid", IEEE Transactions on Electron Devices, Band 43, No. 10, Oktober 1996 offenbaren Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), welche mit Hilfe von preiswerten Halbleiterstrukturierungsverfahren, wie z.B. CMOS- oder bipolaren SiGe-Technologien, hergestellt werden können, um Empfängerschaltkreise zum Betrieb bei THz-Frequenzen zu realisie- ren.
Solche Feldeffekt-(FET-)Transistoren können elektrisch so vorgespannt und beschaltet werden, daß sie in einem Regime arbeiten, das nachfolgend als Plasma-Feldeffekttransistor bezeichnet wird, in welchem Elektron-Elektron-Stöße das Ladungsträgertransportverhalten dominieren und sich die Elektronen in einem Feldeffekttransistor-Kanal als zweidimensionales Elektronenfluid verhalten, statt als zweidimensionales Elektronengas. Die Elektron-Bewegung in dem Feldeffekttransistor-Kanal kann dann durch Gleichungen beschrieben werden, welche aus der Hydrodynamik flacher Wasserwellen bekannt sind. Die Geschwindigkeit der Plasmawellen ist viel größer als die Driftgeschwindigkeit eines zweidimensionalen Elektronengases in einem Feldeffekttransistor-Kanal. Die Ausbreitung von Plasmawellen in einem Feldeffekttransistor kann daher zum Betrieb des Feldeffekttransistors in einem Regime verwendet werden, welches viel höhere Frequenzen erlaubt als herkömmliche Feldeffekttransistoren, deren Frequenzverhalten durch die klassische Transitzeit von Ladungsträgern durch den Kanal des Feldeffekttransistor begrenzt sind.
Damit der Elektronentransport in einem Feldeffekttransistor nach Art eines Plasma- Feldeffekttransistors arbeitet, müssen die Feldeffekttransistoren zwei essentielle Randbedingungen erfüllen: 1 ) Das von der Antennenstruktur empfangene elektromagnetische Signal im THz- Frequenzbereich muß über den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistor eingespeist werden.
2) Über den Source-Drain-Kontakt muß der Feldeffekttransistor bei der THz-Zielfrequenz, d.h. der Resonanzfrequenz der Antennenstruktur, eine möglichst hohe Impedanz aufweisen.
Feldeffekttransistoren, welche diese Randbedingungen erfüllen, werden nachfolgend im Sinne der vorliegenden Erfindung als Plasma-FETs bezeichnet.
Wird eine elektromagnetische Welle in den Kanal eines FET eingekoppelt, welcher die zuvor genannten Randbedingungen erfüllt, so wird eine konstante Source-Drain-Spannung induziert. In einem Kanal mit hoher Ladungsträgermobilität weist diese konstante Source-Drain-Spannung eine resonante Abhängigkeit von der Frequenz der eingestrahlten elektromagnetischen Strahlung auf, wobei die Resonanzfrequenz proportional zur Wurzel aus der Oberflächenladungsträgerdichte und invers proportional zu der Gatelänge ist. Mit den durch moderne Halbleiterprozeßtechnologien erreichbaren Trägerdichten und Gatelängen ist es möglich, daß die Plasmafrequenz der Plasma- Feldeffekttransistoren den THz-Frequenzbereich erreicht.
Die Plasma-Feldeffekttransistoren können unter zwei verschiedenen Betriebsbedingungen arbeiten. Zunächst gibt es eine resonante ballistische Betriebsweise, die in Vorrichtungen mit einem kurzen Kanal erhalten werden kann. Vorrichtungen mit einem langen Kanal können demgegenüber in einer überdämpften Betriebsweise betrieben werden. Während in der überdämpften Betriebsweise die Detektorantwort eine flache Funktion der Frequenz der eingestrahlten elektromagnetischen Strahlung ist, so daß diese Betriebsweise insbesondere für breitbandige Detektoren geeignet ist, führt die ballistische Betriebsweise zu hochgradig resonanten Strukturen.
Alle bisherigen Veröffentlichungen über Plasma-FETs zeigen theoretisch oder experimentell die grundsätzliche Möglichkeit zur Realisierung von THz-Detektoren auf der Grundlage von Plasma- FETs, jedoch ohne konkrete Anregungen für die praktische Realisierung von für die Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich optimierten Strukturen zu geben.
Die als erste Bedingung für einen Plasma-Feldeffekttransistor geforderte Art der Speisung des Feldeffekttransistors mit dem Hochfrequenzsignal kann in einer Ausführungsform dadurch erfüllt werden, daß der Gate-Source-Kontakt einen Hochfrequenzkurzschluß für die sich im Kanal ausbreitende Plasmawelle aufweist.
Darüber hinaus erfüllt ein Feldeffektransistor in einer Ausführungsform zusätzlich die zweite Randbedingung, welche auch als (für die Plasmawelle) offener Drain bezeichnet wird. Diese Randbedin- gung für die Plasmawelle im Transistor wird in einer Ausführungsform durch eine hohe Impedanz bei der THz-Zielfrequenz am Source-Drain-Kontakt realisiert. Dabei ist in einer Ausführungsform die Hochfrequenzimpedanz des Source-Drain-Kontakts größer als 1 MΩ. Die hohe Impedanz am Source-Drain-Kontakt, wird in einer Ausführungsform extern, d.h. durch die Schaltung und nicht durch den Transistor selbst bereitgestellt. Alternativ oder zusätzlich kann diese Abschlussimpedanz des Source-Drain-Kontakts intrinsisch, d.h. im Transistor, beispielsweise durch einen Halbleiter-Metall- Übergang bereitgestellt werden.
In einer weiteren Ausführungsform ist neben der oben erwähnten ersten Randbedingung und alter- nativ oder zusätzlich zu der zweiten Randbedingung am Gate-Drain-Kontakt eine Kapazität vorgesehen, so daß die Spannung am Gate der Spannung am Drain folgt.
Ein Feldeffekttransistor mit einer solchen Gate-Drain-Kapazität kann als sogenannter resistiver Mischer arbeiten ohne notwendigerweise alle Randbedingungen für einen Plasma-Feldeffekttransistor zu erfüllen.
Dabei kann die Kapazität des Gate- Drain- Kontakts eine externe Kapazität, z.B. ein Kondensator, sein, der mit den Anschlüssen des Gate und des Drain verbunden ist. Alternativ oder zusätzlich kann der Gate-Drain-Kontakt eine intrinsische Gate-Drain-Kapazität aufweisen.
In einer Ausführungsform ist die Gate-Drain-Kapazität größer als die intrinsische Kapazität des Ga- te-Source-Kontakts.
In einer Ausführungsform ist die Gate-Drain-Kapazität größer als 100 fF.
Die intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts wird in einer Ausführungsform dadurch erhöht, daß der Gate-Kontakt des Gate und der Drain-Kontakt des Drain derart über oder untereinander angeordnet sind, daß sie einander räumlich überlappen. Durch die Isolation zwischen den Gate- und Drain-Kontakten wird auf diese Weise ein Plattenkondensator bereitgestellt, dessen Kapazität von dem räumlichen Überlapp der Kontakte abhängt.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Drain des Feldeffekttransistors mit einem Impedanzanpassungselement, vorzugsweise mit einer Wellenleitung (transmission line) verbunden. Ein solches Impedanzanpassungselement ermöglicht es, die hohe Impedanz des Drain einzustellen und somit die zweite erforderliche Randbedingung für den Betrieb eines Plasma-Feldeffekttransistors zu erfüllen. In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Vorrichtung zwei Feldeffekttransistoren auf, die alternativ in Reihe oder parallel zueinander geschaltet sind.
Bei einer Reihenschaltung ist in einer Ausführungsform der Drain eines ersten Transistors mit der Source eines zweiten Transistors verbunden, so daß diese durch Kaskadierung eine erhöhte Detek- tionseffizienz der Vorrichtung ermöglichen.
In einer parallelen Anordnung der Feldeffekttransistoren sind die Sources der beiden Transistoren miteinander verbunden. Dabei sind zweckmäßiger Weise die Sources mit einer zusätzlichen Wech- selstrommasse verbunden, um die Einkopplung der elektromagnetischen Welle im THz- Frequenzbereich in das Gate zu verbessern bzw. die Kurzschlußrandbedingung für die Plasmawelle in einem als Plasma-Feldeffekttransistor betriebenen Transistor zu erfüllen. Die mit den Sources verbundene Wechselstrommasse kann darüber hinaus als Vorspannung für eine nachfolgende Verstärkerstufe dienen.
In einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur zwei Anschlüsse auf, die jeweils mit dem Gate eines von zwei Feldeffekttransistoren verbunden sind, so daß die Feldeffekttransistoren von der mit der Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen Welle differentiell getrieben werden. Für diesen differentiellen Betrieb sind in einer Ausführungsform die Sources ebenso wie die Drains der beiden Feldeffekttransistoren miteinander verbunden und speisen die beiden Eingänge eines Differenzverstärkers.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Antennenstruktur mehrere, vorzugsweise zwei, voneinander verschiedene Empfangsbänder auf. Dabei ist die Antennenstruktur in einer Ausfüh- rungsform vorzugsweise so eingerichtet, daß sie zwei Moden elektromagnetischer Strahlung, vorzugsweise mit gekreuzter Polarisation, empfängt. Auf diese Weise läßt sich eine Empfängervorrichtung realisieren, die gleichzeitig zwei elektromagnetische Wellen unterschiedlicher Frequenz und/oder unterschiedlicher Polarisation erfaßt und in dem Feldeffekttransistor mischt. Eine solche Anordnung ermöglicht insbesondere die Realisierung eines Hetrodynempfängers, wobei neben der eigentlichen zu empfangenden elektromagnetischen Strahlung das Signal eines Lokaloszillators in die Antenne eingestrahlt wird.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Antennenstruktur mit einer Spannungsquelle verbunden, welche über die Antennenstruktur die Vorspannung des Gates des Feldeffekttransistors bereitstellt.
Da die Antenne direkt mit den sensitiven Gates der Feldeffekttransistoren verbunden ist, weist eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung eine Einrichtung zum Schutz des Feldeffekt- transistors für Überspannungs- und Entladungsschäden, vorzugsweise eine oder mehrere Dioden, auf, die mit der Antennenstruktur und der Masse verbunden ist.
Dabei ist es zweckmäßig, wenn die Einrichtung zum Schutz des Feldeffekttransistors für Überspan- nungs- und Entladungsschäden so angeordnet sind, daß sie die Vorrichtung, insbesondere den Feldeffekttransistor nicht mit zusätzlichen parasitären Einflüssen belastet. Dazu ist in einer Ausführungsform der Erfindung die Einrichtung zum Schutz des Transistors mit einem Punkt auf der Antennenstruktur verbunden, an dem die gegenüber einer Massenebene der Vorrichtung induzierte Wechselspannung null ist.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist eine solche Antennenstruktur eine gefaltete Dipolantenne. Diese weist sowohl einen Punkt auf, an dem die gegenüber einer Massenebene der Vorrichtung induzierte Wechselspannung null ist, ermöglicht aber auch den Empfang zweier senkrechter reso- nanter Moden bei der gleichen Frequenz.
Daher weist die Dipolantenne in einer Ausführungsform einen dritten Zweig auf, welcher der Impedanzanpassung der Antenne an den Transistor dient.
In einer Ausführungsform ist ein weiterer Monopol mit dem Symmetriepunkt der Dipolantenne ver- bunden, welcher den Empfang der zweiten Mode ermöglicht.
Alternative Antennenstrukturen, welche für die erfindungsgemäße Vorrichtung geeignet sind, sind Patchantennen, Ringantennen, Schlitzantennen oder Kerbantennen.
In einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur eine metallische Abschirmung gegenüber dem Substrat auf. Diese ist zweckmäßigerweise im Abstand von der Antennenstruktur, beispielsweise durch eine Oxidschicht von dieser getrennt angeordnet.
Um eine hohe Integrationsdichte mehrerer erfindungsgemäßer Vorrichtungen auf einem einzigen Substrat zu ermöglichen ist es zweckmäßig, den Verstärkerschaltkreis, insbesondere einen Differenzverstärker auf dem gleichen Substrat wie die Antennenstruktur und den Feldeffekttransistor zu integrieren.
Darüber hinaus sind in einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung weitere Schalt- kreise, die dem Betrieb der Vorrichtung dienen, auf dem Substrat integriert. Dies können z.B. ein Vorspannungsschaltkreis, ein Detektorschaltkreis, welcher vorzugsweise dem Verstärkerschaltkreis nachgeschaltet ist, ein Mischerschaltkreis oder eine Hochfrequenzquelle als Lokaloszillator sein. Die verschiedenen Ausführungsformen der zuvor beschriebenen Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich eignet sich insbesondere zur Realisierung eines THz-Hetrodynempfängers, welcher das zu empfangende elektromagnetische Signal mit einem Lokaloszillator mischt. Ein solcher THz-Hetrodynempfänger ist insbesondere zur Verwendung in einem bildgebenden System, in einem Radarsystem oder einem Kommunikationssystem geeignet.
Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen und der dazu gehörigen Figuren deutlich.
Figur 1 zeigt schematisch den Aufbau eines erfindungsgemäß integrierten Bauelements.
Figur 2 ist ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung mit zwei Feldeffekttransistoren.
Figur 3a zeigt schematisch eine Draufsicht auf eine alternative Ausführungsform der Erfindung.
Figur 3b zeigt eine Schnittansicht durch den in Figur 3a dargestellten Chip.
Figur 4 zeigt eine schematische Schnittansicht durch einen MOSFET, so wie er in Ausführungsformen der Erfindung Verwendung findet.
Figur 5 zeigt eine schematische Draufsicht auf eine Ausführungsform der Erfindung mit einer Antennenstruktur und zwei integrierten Feldeffekttransistoren.
Figur 6 zeigt eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einer Patchantenne.
Figur 7 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einer Ringantenne.
Figur 8 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung mit einer Schlitzantenne.
Figur 9 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung mit einer Viertelwellenkerbantenne.
Figur 10 zeigt das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines Mischerschaltkreises.
Figur 11 zeigt eine alternative Ausführungsform des Mischerschaltkreises aus Figur 10. Figur 12 zeigt das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform eines differentiellen Mischerschaltkreises.
Figur 13 zeigt das Schaltkreisdiagramm eine einendigen Mischerschaltkreises.
Figur 14 zeigt das Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung mit einem einzelnen Feldeffekttransistor.
Figur 15 zeigt schematisch die Anordnung mehrerer Empfangsvorrichtungen gemäß Ausführungsformen der Erfindung in einer Systemanordnung.
Figur 16 zeigt schematisch ein zu dem Aufbau aus Figur 1 alternatives erfindungsgemäß integriertes Bauelement.
Detaillierte Beschreibung der Figuren
Figur 1 zeigt schematisch den Aufbau eines integrierten Bauelements 1 zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich. Dabei sind in der dargestellten Ausführungsform eine Antennenstruktur 2, ein Detektorschaltkreis 3 mit einem Feldeffekttransistor zur Erfassung der von der Antenne empfangenen Strahlung und ein Verstärker 4 mit geringem Rauschen auf einem einzigen Chip integriert. Die einfallende elektromagnetische THz-Strahlung 5 wird von der Antennenstruktur 2 empfangen, mit Hilfe des Feldeffekttransistors 3 erfaßt und das Ausgangssignal des Detektorschaltkreises 3 wird mit dem Verstärker 4 verstärkt. Ein Basisbandausgangssignal 6 wird aus- gegeben.
Figur 2 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform einer Vorrichtung zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich, welche die in Figur 1 identifizierten Bauelemente auf einem einzigen Chip integriert aufweist. Dies sind eine Antennenstruktur 2, in der dargestellten Ausführungsform mit einer gefalteten Dipolantenne 7, ein Mischerschaltkreis 3 mit zwei Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 sowie ein integrierter Verstärker 4, der von einem Operationsverstärker 8 gebildet wird. Zusätzlich zu den in der Prinzipskizze aus Figur 1 dargestellten Elementen 2, 3 und 4 weist die in Figur 2 dargestellte Ausführungsform ein Impedanzanpassungselement 9 mit zwei Wellenleitern (transmissionlines) TL1 , TL2 auf.
Die einzelnen Elemente 2, 3, 4 und 9 der erfindungsgemäßen Empfängervorrichtung werden nun im Detail beschrieben. Die Antennenstruktur 2 weist eine gefaltete Dipolantenne 7 mit einer rückseitigen Massenschirmung auf. Die beiden Enden 10, 11 der gefalteten Dipolantenne sind jeweils mit den Gates G der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 des Mischerschaltkreises 3 verbunden. Die Vorspannung der Gates G der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 erfolgt über eine Gleichspannungsquelle Vbiasi , welche zunächst mit der Dipolantenne 7 verbunden ist, so daß die Vorspannung der Gates G über die Dipolantenne 7 und deren Enden 10, 11 erfolgt. Weiterhin ist die Anten- ne 7 mit einer Einrichtung zum Schutz der Antenne 7 und der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 vor elektrostatischen Ladungen sowie plasmainduzierten Überspannungen während des Herstellungsprozesses versehen. Die Schutzeinrichtung stellt einen Entladungspfad im wesentlichen über zwei Dioden 12, 13 bereit, welche mit Masse und einer Gleichspannungsquelle Vdd verbunden sind. Die Gatevorspannung Vbiasi der Transistoren FET1 , FET2 ist galvanisch mit dem Symmetriepunkt 14 der Antenne verbunden, an welchem die induzierte Hochfrequenz-(THz-) Spannung in Bezug auf Massenebene 0 ist. An diesem Symmetriepunkt 14 können die Antennenschutzdioden 12, 13 sowie die Vorspannungsquelle Vbiasi ohne nachteilige Beeinflussung der Hochfrequenzeigenschaften der Elemente 2, 3 eingefügt werden.
Figur 3a zeigt schematisch die Draufsicht auf die integrierte Anordnung aus Figur 2 mit Antennenstruktur 2 und Detektorschaltkreis 3. Alle Elemente sind auf einem einzigen Siliziumchip 15 angeordnet. Diese Ansicht entspricht der Draufsicht auf eine tatsächlich realisierte Vorrichtung, wobei diese nicht maßstäblich vergrößert dargestellt ist. Deutlich ist eine obere Metallisierung zu erkennen, welche die gefaltete Dipolantenne 7 bildet. Im Bereich des Symmetriepunkts 14 der Antenne sind die Gate- Vorspannungsquelle Vbiasi sowie die Schutzdioden 12, 13 vorgesehen. Die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 sind unmittelbar im Bereich der Dipolenden der gefalteten Dipolantenne vorgesehen, wobei ihre Gates G mit den Enden 10, 1 1 der Dipolantenne 7 verbunden sind. Gestrichelt dargestellt sind in Figur 3a die differentiellen Ausgänge 16, 17 der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 sowie die Zuführung 18 der Vorspannung Vbias 1. Wie aus der schon in Figur 3b gezeigten Schnittansicht durch den Chip offenkundig ist, ist über dem Siliziumsubstrat 15 eine erste Metallisierung 19 vorgesehen, welche als rückseitige Massenschirmung dient. Die obere Metallisierung, welche die Antennenstruktur 7 bildet, ist von der unteren Metallisierung 19 durch eine isolierende Schicht 20 aus Siliziumdioxid isoliert.
Die untere Metallisierung 19 unterdrückt die rückseitigen Strahlungskeulen der Antennen, wodurch die Verstärkung des Empfängers erhöht wird. Darüber hinaus bewirkt die untere Metallisierung 19 eine Abschirmung der Empfängerstruktur gegenüber Einflüssen von Objekten hinter dem Substrat 15. Die Anordnung der Metallisierung 19 im Abstand von der oberen Metallisierung 7, wobei der Abstand durch die Dicke der Siliziumdioxidschicht 20 vorgegeben wird, minimiert den Einfluß der Massenabschirmung 19 auf die Antennenbandbreite und den Strahlungswiderstand der Antenne. Es ist offensichtlich, daß alternativ andere Schichten für das Strahlungselement 7 und die rückseitige Massenabschirmung 19 verwendet werden könnten. Die Schichtauswahl ist eine Abwägung zwi- schen der Leistungsfähigkeit der Antenne und der Verfügbarkeit von leitenden Schichten in der Struktur.
Die Faltung der Dipolantenne dient dazu, die Impedanz der Antenne bei der Resonanzfrequenz für die Verbindung der Antenne 7 mit den Gates G der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 anzupassen. In Abhängigkeit von der Eingangsimpedanz der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 kann die Antenne einen optionalen dritten Zweig 21 mit einer Breite W 3 in einem Abstand S 2 von der übrigen Dipolanordnung 7 aufweisen, um die Antennenimpedanz bei der Resonanzfrequenz an die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 anzupassen.
Zusätzlich kann, um einen Zweimodenbetrieb der Antenne, d.h. einen Empfang zweier senkrecht zueinander polarisierten Wellen gleichzeitig, zu ermöglichen, am Symmetriepunkt 14 der Antenne ein Monopol 22 vorgesehen sein. Durch Anpassen der Länge Lm des Monopols kann die Resonanzfrequenz der zweiten Mode eingestellt werden, ohne die Resonanzfrequenz der gefalteten Dipolan- tenne 7 zu beeinflussen. Auf diese Weise können das zu Empfangende THz-Signal und ein Lokaloszillator-Signal gleichzeitig in die Antenne 7 eingekoppelt werden und die Vorrichtung kann als Mischer betrieben werden.
Bei der in Figur 2 dargestellten Ausführungsform des Detektorschaltkreises werden die beiden FeId- effekttransistoren in differentieller Beschaltung verwendet, wobei die Sources S der beiden Transistoren FET1 , FET2 miteinander verbunden sind und den ersten Ausgang 16 der Schaltung bilden, während die beiden miteinander verbundenen Drains D der Transistoren FET1 , FET2 den zweiten Ausgang 17 bilden.
Das Gate G eines jeden Transistors FET1 bzw. FET2 ist über eine Kapazität C1 bzw. C2 mit den entsprechenden Drains D verbunden. Auf diese Weise folgt die Spannung, welche an den Drains D anliegt unmittelbar der Spannung, welche an den Gates G der Transistoren FET1 , FET2 anliegt. In der dargestellten Ausführungsform sind die beiden Kapazitäten Kondensatoren C1 , C2 mit einer Kapazität von 150 fF. Diese Beschaltung ermöglicht es, die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 als resistiver Mischer zu betreiben.
Zusätzlich zu den externen Kapazitäten C1 , C2 weisen die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 intrinsische Kapazitäten der Gate-Drain-Kontakte auf. Um die intrinsische Kapazität des Gate-Drain- Kontakts zu erhöhen, ist in einer Ausführungsform, so wie sie schematisch in Figur 4 dargestellt ist, der Gatekontakt 23, welcher mit Hilfe einer Oxidschicht 24 gegenüber dem Substrat 15 und dem Sourcekontakt 25 und dem Drainkontakt 26 isoliert. Durch Ausdehnen des Gatekontakts 23, so daß dieser sich räumlich über den Drainkontakt 26 erstreckt, so wie dies in Figur 4 durch die gestrichelte Linie sowie den Pfeil angedeutet ist, kann die intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts erhöht werden, was den Kopplungsgrad der Spannungen von Gate G und Drain D deutlich erhöht.
In alternativen Ausführungsformen, so wie sie in Fig. 16, aber auch in den Figuren 10 bis 14 gezeigt sind, wird auf die Kapazitäten C1 , C2 verzichtet. Bei dieser Beschaltung arbeiten die gezeigten Feldeffekttransistoren als Plasma-Feldeffektransistoren oder resistive Mischer.
Bei den in Figuren 2 und 16 dargestellten Ausführungsformen weisen die Sources S der Feldeffekttransistoren FET 1 , FET 2 eine verbesserte Wechselstrommasse ac gnd auf. Die Drains D der FeId- effekttransistoren FET 1 , FET 2 sind über jeweils eine Wellenleitung TL1 , TL2 mit dem Eingang eines Differenzverstärkers 8 verbunden. .
Bei der Ausführungsform aus Figur 16 sind die Feldeffekttransistoren FET 1 , FET 2 so konstruiert und geschaltet, daß sie als Plasma-Feldeffekttransistoren arbeiten. Dazu sind zwei Randbedingun- gen durch die Wahl der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 sowie deren Beschaltung erfüllt:
1. Das von der Antenne empfangene THz-Signal wird über den Gate-Source-Kontakt in die Feldeffekttransistoren FET 1 , FET 2 eingespeist. Um diese Randbedingung zu erfüllen sind die Sources S der Transistoren FET 1 , FET 2 mit einer Wechselstrommasse verbunden, die dazu führt, daß sich für die sich in dem Kanal des jeweiligen Feldeffekttransistors FET1 , FET2 ausbreitende Plasmawelle ein "Kurzschluß" zwischen Gate G und Source S ergibt.
2. Der Source-Drain-Kontakt weist eine hohe Impedanz bei der THz-Zielfrequenz auf. Diese ist so groß, daß der Drain D für die Plasma-Welle als offene Leitung erscheint. Dazu sind die mit den Gates verbundenen Wellenleiter TL1 , TL2 so gewählt, daß sie bei der THz- Zielfrequenz eine möglichst hohe Impedanz bereitstellen. Diese Abschlüsse der Drains D der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 werden daher auch als "Open Drain" oder wie im Schaltkreisdiagramm vermerkt "ac open" bezeichnet.
In Figur 5 ist eine alternative Ausführungsform der Erfassungsvorrichtung mit einer gefalteten Dipolantenne 7' mit drei Zweigen dargestellt. In dieser Figur ist gut zu erkennen, wie die Feldeffekttransis- toren FET1', FET2' in die Antennenstruktur integriert sind. Die Enden 10', 11 ' der Dipolantenne 7' sind mit den Drains D1 , D2 der Transistoren FET1' bzw. FET2' verbunden. Dabei teilen sich die beiden Transistoren FET1 ', FET2' einen gemeinsamen Sourcekontakt statt die Sources aus zwei diskreten Kontakten auszubilden und nachfolgend miteinander zu verbinden.
Die Figuren 6 bis 9 zeigen Ansichten von oben auf andere Realisierungen integrierter Antennen- und Transistorstrukturen. Figur 6 zeigt eine Patchantenne 27, welche wieder als oberste Metallisierung über einer isolierenden Schicht 28 aus Siliziumdioxid und einer metallischen Abschirmung 29 auf einem Substrat 30 angeordnet ist. Für die Patchantenne 27 dient die untere Metallisierung 29 als Massenebene. Die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 werden wie zuvor differentiell von der Patchantenne 27 getrieben, da sie auf gegenüberliegenden Seiten der Symmetrieachse 31 der Antenne 27 angeordnet sind. Die Transistoren FET1 , FET2 weisen unterschiedliche Abstände von der Symmetrieachse 31 auf, so daß die Patchantenne 27 im Zweimodenbetrieb betrieben werden kann. Da die Patchantenne als Rechteck mit unterschiedlichen Seitenlängen ausgeführt ist, ist sie für zwei Frequenzen bzw. Frequenzbänder resonant, so daß auch die Patchantenne als Dualband-Antenne zum Empfang eines THz-Signals sowie eines Lokaloszillatorsignals geeignet ist. Wie zuvor sind Dioden zum Schutz der Struktur vor Überspannungen sowie ein Anschluß für die Gatevorspannung im Symmetriepunkt 32 der Patchantennen 27 vorgesehen.
In Figur 7 ist eine Ringantenne 33 gezeigt. In der dargestellten Ausführungsform ist die Ringantenne 33 eine Vollwellenlängenringantenne, wobei der Umfang des Rings gleich einem Viertel der Wellenlänge der THz-Zielfrequenz in dem Ausbreitungsmedium entspricht. In der gezeigten Ausführungsform ist auch die Ringantenne mit einer unter der Antenne liegenden, durch eine Siliziumdioxid- schicht 34 isolierten Masse 35 versehen. Wie im Fall der Dipolantenne aus Figur 3a, ermöglicht die Masse 35 einen Zweimodenbetrieb der Antenne. Die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 sind am Speisepunkt der Antenne angeordnet. Bei differentieller Anregung der Antenne wird gegenüber dem Speisepunkt mit den Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 eine virtuelle Wechselstrommasse 36 ausgebildet. An diesem virtuellen Massepunkt 36 können wie zuvor Schutzdioden vorgesehen sein und die Speisespannung der Gates angeschlossen werden, ohne das Modenverhalten der Antenne zu beeinflussen.
Figur 8 zeigt eine Halbwellenschlitzantenne 36, welche wieder durch eine Isolationsschicht 38 aus Siliziumdioxid isoliert über einer Massenebene 39 angeordnet ist. An den Symmetriepunkten 37a, 37b können Schutzdioden vorgesehen sein, die Gatevorspannung kann dort angeschlossen werden und über eine kapazitive Kopplung an die Massenebene 39 kann in diesem Punkt eine Wechselstrommasse bereitgestellt werden. In der dargestellten Anordnung stellt ein horizontal polarisiertes Lokaloszillatorsignal eine Gleichtakt (Common Mode) Anregung der Antenne bereit, während ein vertikal polarisiertes empfangenes THz-Signal eine differentielle Anregung bewirkt.
In Figur 9 ist eine Kerbantenne 40 gezeigt, die gegenüber der Halbwellenschlitzantenne aus Figur 8 eine verringerte Größe aufweist. Ein Zweimodenbetrieb kann durch Verwenden der Kerbantenne als Viertelwellenlängen-Patchantenne bei der Lokaloszillatorfrequenz erreicht werden. Da im Patchmodus bei der Lokaloszillatorfrequenz auf jeder Seite des Schlitzes ein gleiches Potential vorliegt, wer- den die Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 im Gleichtakt angeregt. Um die horizontal polarisierte Lokaloszillatormode anzuregen muß eine Hochfrequenzmasse mit geringer Impedanz, beispielsweise über einen Kondensator, bereitgestellt werden. Die Figuren 10 bis 14 zeigen beispielhaft alternative Ausführungsformen der Empfängerschaltkreise, wobei diese als schematische Schaltkreisdiagramme dargestellt sind. Alle gezeigten Schaltkreise weisen je eine Antennenstruktur 2, einen Detektorschaltkreis 3, sowie einen Verstärkerschaltkreis 4 auf, die auf einem einzigen Chip integriert sind, so wie die Integration zuvor für verschiedene Anten- nentypen beschrieben wurde.
Figur 10 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines Single-Balanced- Feldeffekttransistorschaltkreises. Die dualbandige Zweimodenantenne 45 empfängt die Lokaloszillator- und THz-Signale mit entgegengesetzten Polarisationen, d.h. horizontaler und vertikaler Polarisa- tion. Der Empfängerausgang ist die Mittenfrequenz, d.h. die Differenzfrequenz zwischen dem THz- Signal und dem Lokaloszillatorsignal, wobei der Gleichspannungsuntergrund, welcher die Gesamtleistung aus THz-Leistung und Lokaloszillator-Leistung darstellt, unterdrückt ist. Der Ausgang der Detektions-Feldeffekttransistoren FET 1 und FET2 ist direkt mit einem Differenzverstärker verbunden, der aus einer differenziellen NMOS-Eingangsstufe besteht.
Figur 11 zeigt beispielhaft eine Ausführungsform eines differentiellen Mischerschaltkreises mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren. Die einmodige Dualbandantenne 46 empfängt die Lokaloszillator- und THz-Signale mit der gleichen Polarisation, jedoch bei unterschiedlicher Frequenz. Der Empfänger gibt die Mittenfrequenz (THz-Frequenz minus Lokaloszillatorfrequenz) sowie die Gesamtleistung als Gleichspannungs-Offset aus. Daher arbeitet der Schaltkreis als Leistungsdetektor und Mischer gleichzeitig. Er kann jedoch auch als Leistungsdetektor für zirkularpolarisierte Strahlung verwendet werden. Der Schaltkreis verwendet Impedanzanpassungselemente, d.h. die Wellenleiter TL1 bis TL4, um die zuvor in Bezug auf die Ausführungsform aus Figur 16 beschriebenen Randbedingungen zum Betrieb der Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 als Plasma-Feldeffekttransistoren zu erfüllen. Insbesondere erfüllen die offenendigen Wellenleiter TL 1 und TL 4 die Randbedingung für die gute Einkopplung des THz-Signals in die Feldeffekttransistoren (Kurzschluß des Gate-Source-Kontakt für die Plasmawelle bei der THz-Frequenz im Feldeffekttransistor). Die Wellenleiter TL2 und TL3 erfüllen hingegen die Randbedingungen für den Source-Drain-Kontakts, indem sie eine hohe THz- Impedanz des Drain, d.h. einen „open", bereitstellen.
In Figur 12 ist ein differentiell getriebener Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren FET1 , FET2 dargestellt, der dem Schaltkreis aus Figur 16 ähnelt, wobei die Drainausgänge zu einem einendigen Ausgang zusammengeführt sind. Ein solcher einendiger Verstärker kann verwendet werden, um die Gleichspannungs- und Mittenfrequenzsignale gleichzeitig zu verstärken. Der Emp- fängerausgang repräsentiert die Mittenfrequenz (THz-Frequenz minus Lokaloszillatorfrequenz), wobei der Gleichspannungs-Offset die gesamte empfangene Leistung aus THz- und Lokaloszillatorleistung wiedergibt. Eine zu der in Figur 12 dargestellten Ausführungsform ähnliche Ausführungsform der Erfindung ist in Figur 13 dargestellt. In dieser Ausführungsform ist ein differentiell getriebener Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren im Ausgang wechselstromgekoppelt, um die Gleichspannungskomponenten zu unterdrücken.
Figur 14 hingegen zeigt einen einendigen Mischerschaltkreis mit einem einzigen Plasma- Feldeffekttransistor, bei dem die Wechselstrommassen und die Randbedingungen zum Betrieb des Plasma-Feldeffekttransistors nur durch Bypass-Kapazitäten bereitgestellt werden.
Alle zuvor beschriebenen Erfassungs- bzw. Detektorschaltkreise eigenen sich zur Integration in zei- len- oder matrixförmigen Anordnungen (Array) für bildgebende Anwendungen, bei denen jeder Detektorschaltkreis einen einzelnen Bildpunkt bildet. Eine solche Matrixanordnung 47 ist schematisch in Figur 15 dargestellt, wobei die Matrixanordnung 47 der Detektorschaltkreise im Brennpunkt einer abbildenden Optik 48 vorgesehen ist, welche das einfallende THz-Signal 49 auf die Matrix 47 fokus- siert. Gleichzeitig wird von hinten 50 oder von vorne 51 das Lokaloszillatorsignal eingestrahlt. Eine solche Anwendung eignet sich beispielsweise für Sicherheitsanwendungen, insbesondere bei der Personen- oder Gepäckkontrolle.
Für Zwecke der ursprünglichen Offenbarung wird darauf hingewiesen, daß sämtliche Merkmale, wie sie sich aus der vorliegenden Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen für einen Fachmann erschließen, auch wenn sie konkret nur im Zusammenhang mit bestimmten weiteren Merkmalen beschrieben wurden, sowohl einzeln als auch in beliebigen Zusammenstellungen mit anderen der hier offenbarten Merkmale oder Merkmalsgruppen kombinierbar sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wurde oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen un- möglich oder sinnlos machen. Auf die umfassende, explizite Darstellung sämtlicher denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze und der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.
Während die Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden Beschreibung darge- stellt und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung und Beschreibung lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht, so wie er durch die Ansprüche definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.
Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen sind für den Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen offensichtlich. In den Ansprüchen schließt das
Wort "aufweisen" nicht andere Elemente oder Schritte aus, und der unbestimmte Artikel "eine" oder
"ein" schließt eine Mehrzahl nicht aus. Die bloße Tatsache, daß bestimmte Merkmale in unterschied- lichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt ihre Kombination nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
1. Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich mit mindestens einem Feldeffekttransistor (FET1 , FET2), der eine Source (S), einen Drain (D), ein Gate (G), einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal und einen Gate-Drain-
Kontakt aufweist, und einer Antennenstruktur (2), wobei der Feldeffekttransistor (FET1 , FET2) so mit der Antennenstruktur (2) verbunden ist, daß ein von der Antennenstruktur (2) empfangenes elektromagnetisches Signal im THz- Frequenzbereich über den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) eingespeist wird und wobei der Feldeffekttransistor (FET1 , FET2) und die Antennenstruktur (2) zusammen auf einem einzigen Substrat angeordnet sind.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor (FET1 , FET2) und die Antennenstruktur (2) monolithisch auf einem einzigen Chip integriert sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenstruktur (2) einen Anschluß aufweist, der mit dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) ver- bunden ist.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Source- Drain-Kontakt eine hohe Impedanz im THz-Frequenzbereich aufweist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, das die Impedanz des Source- D ra in- Kontakts im THz-Frequenzbereich größer als 1 MΩ ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Gate (G) einen Gatekontakt und der Drain (D) einen Drainkontakt aufweist, wobei der Gatekontakt und der Drainkontakt über eine externe Kapazität (C1 , C2) miteinander verbunden sind, so daß die Spannung am Gate (G) der Spannung am Drain (D) folgt.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gate- Drain-Kontakt eine intrinsische Kapazität aufweist, so daß die Spannung am Gate (G) der
Spannung am Drain (D) folgt.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain (D) einen Drainkontakt aufweist, wobei der Drainkontakt unmittelbar mit der Antennenstruktur (2) verbunden ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Gate (G) einen Gatekontakt und der Drain (D) einen Drainkontakt aufweist, wobei der Gatekontakt zur Erhöhung der intrinsischen Kapazität des Gate-Drain-Kontakts derart über oder unter dem Drainkontakt angeordnet ist, daß er mit diesem räumlich überlappt.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität größer als 1 fF ist.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain (D) des Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) mit einem Impedanzanpassungselement (TL1 , TL2), vorzugsweise mit einer Wellenleitung, verbunden ist.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) aufweist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) in Reihe geschaltet sind, wobei der Drain (D) eines ersten Transistors mit der Source (S) eines zweiten Transistors verbunden ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) parallel geschaltet sind, wobei die Sources (S) der beiden Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) miteinander verbunden sind.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Sources (S) mit einer zusätzlichen Wechselstrommasse (ac gnd) verbunden sind.
16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenstruktur (2) zwei Anschlüsse (10, 11 ) aufweist, die jeweils mit dem Gate (G) eines Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) verbunden sind, so daß die Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) differentiell getrieben werden, wobei zusätzlich die Drains (D) der beiden Feldeffekttransistoren (FET1 , FET2) miteinander verbunden sind.
17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenstruktur (2) mehrere, vorzugsweise zwei, voneinander verschiedene Empfangsbänder aufweist.
18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenstruktur (2) so eingerichtet ist, daß sie zwei Moden elektromagnetischer Strahlung, vorzugsweise mit gekreuzter Polarisation, empfängt.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Anten- nenstruktur (2) mit einer Spannungsquelle (Vbiasi ) verbunden ist, welche über die Antennenstruktur (2) die Vorspannung des Gates (G) des Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) bereitstellt.
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Source (S) einen Source-Kontakt aufweist, der mit einer DC Spannungsquelle verbunden ist, welche über die Feldeffekttransistoren die Vorspannung des nachfolgenden rauscharmen Verstärkers (4) bereitstellt.
21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Anten- nenstruktur (2) eine Einrichtung (12, 13) zum Schutz des Feldeffekttransistors (FET1 , FET2) vor Überspannungs- und Entladungsschäden, vorzugsweise eine Diode, aufweist, die mit der Antennenstruktur (2) verbunden ist.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Schutz des Transistors (12, 13) mit einem Punkt (14) auf der Antennenstruktur verbunden ist, an dem die gegenüber einer Massenebene der Vorrichtung induzierte Wechselspannung null ist.
23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Anten- nenstruktur (2) eine gefaltete Dipolantenne (7) aufweist.
24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dipolantenne (7') einen dritten Zweig aufweist, welcher zur Impedanzanpassung der Antenne (7') an den Transistor (FET11, FET2') dient.
25. Vorrichtung nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Symmetriepunkt der Antenne ein Monopol verbunden ist, welcher den Empfang zweier Moden ermöglicht.
26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenstruktur (2) gegenüber dem Substrat abgeschirmt ist.
27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Verstärkerschaltkreis (4) aufweist, der auf dem Substrat integriert ist.
28. THz-Heterodynempfänger mit mindestens einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 27.
29. Bildgebendes System mit mindestens einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 27.
30. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 27 zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich.
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