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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Erfassung von Millimeterwellen
mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der eine Source, einen
Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen Source-Drain-Kanal
und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist.
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Der
Terahertz-Frequenzbereich oder Submillimeterwellenlängenbereich,
der grob von 100 GHz bis 10 THz definiert ist, ist eine der letzten
"dunklen" Bereiche des elektromagnetischen Spektrums. Technisch
nutzbare, insbesondere kohärente Quellen und entsprechende
Detektoren, sind in diesem Frequenzbereich bisher nicht oder nur
bei niedrigen Frequenzen kommerziell erhältlich. Die Entwicklungen
der letzten Jahrzehnte haben zu komplizierten Systemen geführt,
die aufgrund ihrer Komplexität bisher jedoch nur in experimentell
geprägten Gebieten, wie der Radioastronomie oder der Atmosphärenforschung,
Verwendung finden. Für Anwendungen des täglichen Lebens
fehlt es bisher an der Verfügbarkeit preiswerter Quellen
und Detektoren und dies obwohl der THz-Frequenzbereich gegenüber
anderen Frequenzbändern des elektromagnetischen Spektrums intrinsische
Vorteile aufweist:
- – Viele optisch
undurchsichtige Materialien sind im THz-Frequenzbereich transparent.
- – THz-Strahlung ist nicht ionisierend und wird daher
im biomedizinischen Bereich als sicher betrachtet.
- – Bestimmte rotatorische, vibronische oder libratorische
Molekülanregungen weisen eine Resonanzfrequenz im THz-Frequenzbereich
auf. THz-Strahlung liefert wesentliche Informationen über
Ladungsträgerdynamiken, insbesondere in Nanostrukturen,
die eine essentielle Rolle in zukünftigen photonischen
und elektronischen Komponenten spielen.
- – THz-Strahlung zeigt eine geringere Streuung verglichen
mit optischen Frequenzen und ist daher insbesondere zur Verwendung
in industriellen Umgebungen, in denen es beispielsweise vermehrt
zu Staubbildung kommt, geeignet.
- – Betrachtet man Kommunikationssysteme, so ermöglichen
höhere Frequenzen größere Übertragungsbandbreiten.
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Die
meisten rein elektronischen Vorrichtungen, die im THz-Frequenzbereich
arbeiten, basieren auf GaAs- oder InP-Halbleitertechnologie. Zuletzt wurde
gezeigt, daß auch SiGe- und CMOS-Halbleitertechnologien
zu Vorrichtungen führen, die bis zu 100 GHz arbeiten. Bei
höheren Frequenzen hin zu 1 THz und darüber werden
komplexe Quantenkaskadenlasersysteme ebenso als Quellen verwendet
wie optoelektronische Systeme basierend auf Femtosekunden-Kurzpulslasern
oder dem Mischen zweier Dauerstrichlaserquellen.
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Die
THz-Strahlung wird zur Zeit mit Heterodynmischern, z. B. Schottky-Diodenmischern,
photokonduktiven Detektoren oder Leistungsdetektoren, wie z. B.
photovoltaischen Detektoren, Bolometern oder Golay-Zellen, erfaßt.
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Alle
zuvor beschriebenen Techniken weisen jedoch eine erhebliche Komplexität
der Quellen- und Detektorbauelemente selbst sowie deren Herstellung auf,
so daß diese zwar im Bereich der Forschung und Entwicklung
sowie in forschungsnahen Anwendungsgebieten, wie der Radioastronomie,
Verwendung finden, jedoch nicht für Massenmärkte
geeignet sind.
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Das
US-Patent 4,647,848 offenbart
einen Feldeffekttransistorschaltkreis, der verwendet wird, um das
Leistungsniveau eines Radiofrequenzsignals zu erfassen. Der beschriebene
Empfängerschaltkreis ist aus diskreten Elementen aufgebaut,
so daß er keine hohen Integrationsdichten auf einem Chip
ermöglicht. Darüber hinaus ist er aufgrund seiner
langen Zeitkonstante, welche durch die Transitzeiten der Ladungsträger
durch den Feldeffekttransistor bestimmt wird, nicht für
hohe Frequenzen im THz-Frequenzbereich geeignet. Der in dem genannten
US-Patent 4,647,848 beschriebene
Empfängerschaltkreis verwendet einen Feldeffekttransistor
als sogenannten resistiven Mischer. Dazu wird das Radiofrequenzsignal
in den Drain des Feldeffekttransistors eingekoppelt und das Gate
des Feldeffekttransistors ist mit einer Gleichspannung vorgespannt,
wobei das Ausgangssignal mit einem Tiefpaßfilter gefiltert
wird, so daß die Signalstärke des resultierenden
Gleichstroms hinter dem Tiefpaßfilter proportional zur
Leistung des Radiofrequenzsignals ist. Schaltungsanordnungen, welche
die Mischung des zu empfangenden Signals mit einem Lokaloszillator
ermöglichen, werden nicht beschrieben.
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Demgegenüber
liegt der vorliegenden Erfindung unter anderem die Aufgabe zugrunde,
eine Vorrichtung bereitzustellen, welche es ermöglicht,
einen Feldeffekttransistor zur Erfassung der Leistung und/oder der
Phase elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich bereitzustellen.
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Darüber
hinaus ist eine mögliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung
eine Vorrichtung bereitzustellen, welche eine hohe Integrationsdichte
der Detektorbauelemente ermöglicht.
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Eine
weitere zu lösende Aufgabe ist es, eine Vorrichtung bereitzustellen,
die mit Hilfe von herkömmlichen Halbleitertechnologien
herstellbar ist, so daß die Vorrichtung für Massenmärkte
geeignet ist.
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Zumindest
eine der zuvor genannten Aufgaben wird durch eine Vorrichtung zur
Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich
gelöst mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der eine
Source, einen Drain, ein Gate, einen Gate-Source-Kontakt, einen
Source-Drain-Kanal und einen Gate-Drain-Kontakt aufweist, und einer
Antennenstruktur, wobei der Feldeffekttransistor so mit der Antennenstruktur
verbunden ist, daß ein von der Antennenstruktur empfangenes
elektromagnetisches Signal im THz-Frequenzbereich über
den Gate-Source-Kontakt in den Feldeffekttransistors eingespeist wird
und wobei der Feldeffekttransistor und die Antennenstruktur zusammen
auf einem einzigen Substrat angeordnet sind.
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Dabei
wird im Sinne der vorliegenden Anmeldung unter dem THz-Frequenzbereich
ein Frequenzbereich von 100 GHz bis 10 THz verstanden.
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Die
Einkopplung des von der Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen
Signals über den Gate-Source-Kontakt des Feldeffekttransistors ermöglicht
eine effiziente Ankopplung des empfangenen Hochfrequenzsignals an
den zur Erfassung von Amplitude und/oder Phase des empfangenen Signals
vorgesehenen Feldeffekttransistors. Um diese Einkopplung zu verbessern
können wie nachfolgend diskutiert die Hochfrequenzrandbedingungen
des Transistors optimiert werden.
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Die
Integration des Transistors und der Antennenstruktur zusammen auf
einem einzigen Substrat ermöglicht eine hohe Integrationsdichte
bei der Kombination mehrerer erfindungsgemäßer
Vorrichtungen zu einem zeilenförmigen oder zweidimensional
flächigen Detektor.
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Die
Integration von Transistor und Antennenstruktur auf einem einzigen
Substrat ermöglicht es darüber hinaus, aufgrund
der kurzen oder nicht vorhandenen Abstände zwischen der
Antennenstruktur und dem Feldeffekttransistor, Transportverluste,
die ansonsten zwangsläufig bei der Übertragung
des von der Antennenstruktur empfangenen THz-Signals an den Transistor
auftreten zu vermeiden.
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Die
Integration von Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auf einem
einzigen Substrat erfordert jedoch eine Neukonzeption der gesamten Vorrichtung
unter Berücksichtigung der durch die räumliche
Nähe von Antennenstruktur und Feldeffekttransistor auftretenden
Wechselwirkungen zwischen den beiden Elementen, so wie sie nachfolgend genauer
beschrieben wird.
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In
einer Ausführungsform sind der Feldeffekttransistor und
die Antennenstruktur monolithisch auf einem einzigen Chip, d. h.
auf einem einzigen Stück eines Halbleitermaterials, beispielsweise
aus Silizium, integriert.
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In
einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur einen
Anschluß auf, der unmittelbar mit dem Gate des Feldeffekttransistors
verbunden ist. Auf diese Weise wird eine direkte Einkopplung der THz-Strahlung
in den Feldeffekttransistor ohne Transportverluste ermöglicht,
wobei die Unmittelbare Kopplung auch eine optimale Impedanzanpassung zwischen
Antenne und Feldeffekttransistor ermöglicht.
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In
einer Ausführungsform ist der Feldeffekttransistor ein
Metall-Isolator-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MISFET), insbesondere
ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOS-FET). Insbesondere
ist der verwendete Feldeffekttransistor ein lineares Bauelement.
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In
einer Ausführungsform der Erfindung ist der Feldeffekttransistor
ein sogenannter Plasma-Feldeffekttransistor.
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Die
US-Patentanmeldung 2006/0081889 A1 sowie die Fachartikel von M.
Dyakonov und Michael Shur, "Shallow Water Analogy for a Ballistic
Field Effect Transistor: New Mechanism of Plasma Wave Generation
by dc Current", Appl. Phys. Let., Band 71, Nr. 15, S. 2465 bis 2468,
Oktober 1993 sowie M. Dyakonov und M. Shur, "Plasma Wave Electronics:
Novel Terahertz Devices using Two Dimensional Electron Fluid", IEEE
Transactions an Electron Devices, Band 43, No. 10, Oktober 1996
offenbaren Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs),
welche mit Hilfe von preiswerten Halbleiterstrukturierungsverfahren,
wie z. B. CMOS- oder bipolaren SiGe-Technologien, hergestellt werden
können, um Empfängerschaltkreise zum Betrieb bei
THz-Frequenzen zu realisieren.
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Solche
Feldeffekt-(FET-)Transistoren können elektrisch so vorgespannt
und beschaltet werden, daß sie in einem Regime arbeiten,
das nachfolgend als Plasma-Feldeffekttransistor bezeichnet wird,
in welchem Elektron-Elektron-Stöße das Ladungsträgertransportverhalten
dominieren und sich die Elektronen in einem Feldeffekttransistor-Kanal als
zweidimensionales Elektronenfluid verhalten, statt als zweidimensionales
Elektronengas. Die Elektron-Bewegung in dem Feldeffekttransistor-Kanal kann
dann durch Gleichungen beschrieben werden, welche aus der Hydrodynamik
flacher Wasserwellen bekannt sind. Die Geschwindigkeit der Plasmawellen ist
viel größer als die Driftgeschwindigkeit eines
zweidimensionalen Elektronengases in einem Feldeffekttransistor-Kanal.
Die Ausbreitung von Plasmawellen in einem Feldeffekttransistor kann
daher zum Betrieb des Feldeffekttransistors in einem Regime verwendet werden,
welches viel höhere Frequenzen erlaubt als herkömmliche
Feldeffekttransistoren, deren Frequenzverhalten durch die klassische
Transitzeit von Ladungsträgern durch den Kanal des Feldeffekttransistor
begrenzt sind.
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Damit
der Elektronentransport in einem Feldeffekttransistor nach Art eines
Plasma-Feldeffekttransistors arbeitet, müssen die Feldeffekttransistoren
zwei essentielle Randbedingungen erfüllen:
- 1) Das von der Antennenstruktur empfangene elektromagnetische
Signal im THz-Frequenzbereich muß über den Gate-Source-Kontakt
in den Feldeffekttransistor eingespeist eingespeist.
- 2) Über den Source-Drain-Kontakt muß der Feldeffekttransistor
bei der THz-Zielfrequenz, d. h. der Resonanzfrequenz der Antennenstruktur,
eine möglichst hohe Impedanz aufweisen.
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Feldeffekttransistoren,
welche diese Randbedingungen erfüllen, werden nachfolgend
im Sinne der vorliegenden Erfindung als Plasma-FETs bezeichnet.
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Wird
eine elektromagnetische Welle in den Kanal eines FET eingekoppelt,
welcher die zuvor genannten Randbedingungen erfüllt, so
wird eine konstante Source-Drain-Spannung induziert. In einem Kanal
mit hoher Ladungsträgermobilität weist diese konstante
Source-Drain-Spannung eine resonante Abhängigkeit von der
Frequenz der eingestrahlten elektromagnetischen Strahlung auf, wobei
die Resonanzfrequenz proportional zur Wurzel aus der Oberflächenladungsträgerdichte
und invers proportional zu der Gatelänge ist. Mit den durch
moderne Halbleiterprozeßtechnologien erreichbaren Trägerdichten und
Gatelängen ist es möglich, daß die Plasmafrequenz
der Plasma-Feldeffekttransistoren den THz-Frequenzbereich erreicht.
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Die
Plasma-Feldeffekttransistoren können unter zwei verschiedenen
Betriebsbedingungen arbeiten. Zunächst gibt es eine resonante
ballistische Betriebsweise, die in Vorrichtungen mit einem kurzen Kanal
erhalten werden kann. Vorrichtungen mit einem langen Kanal können
demgegenüber in einer überdämpften Betriebsweise
betrieben werden. Während in der überdämpften
Betriebsweise die Detektorantwort eine flache Funktion der Frequenz
der eingestrahlten elektromagnetischen Strahlung ist, so daß diese
Betriebsweise insbesondere für breitbandige Detektoren
geeignet ist, führt die ballistische Betriebsweise zu hochgradig
resonanten Strukturen.
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Alle
bisherigen Veröffentlichungen über Plasma-FETs
zeigen theoretisch oder experimentell die grundsätzliche
Möglichkeit zur Realisierung von THz-Detektoren auf der
Grundlage von Plasma-FETs, jedoch ohne konkrete Anregungen für
die praktische Realisierung von für die Erfassung von elektromagnetischer
Strahlung im THz-Frequenzbereich optimierten Strukturen zu geben.
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Die
als erste Bedingung für einen Plasma-Feldeffekttransistor
geforderte Art der Speisung des Feldeffekttransistors mit dem Hochfrequenzsignal
kann in einer Ausführungsform dadurch erfüllt werden,
daß der Gate-Source-Kontakt einen Hochfrequenzkurzschluß für
die sich im Kanal ausbreitende Plasmawelle aufweist.
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Darüber
hinaus erfüllt ein Feldeffektransistor in einer Ausführungsform
zusätzlich die zweite Randbedingung, welche auch als (für
die Plasmawelle) offener Drain bezeichnet wird. Diese Randbedingung für
die Plasmawelle im Transistor wird in einer Ausführungsform
durch eine hohe Impedanz bei der THz-Zielfrequenz am Source-Drain-Kontakt
realisiert. Dabei ist in einer Ausführungsform die Hochfrequenzimpedanz
des Source-Drain-Kontakts größer als 1 MΩ.
Die hohe Impedanz am Source-Drain-Kontakt, wird in einer Ausführungsform
extern, d. h. durch die Schaltung und nicht durch den Transistor
selbst bereitgestellt. Alternativ oder zusätzlich kann
diese Abschlussimpedanz des Source-Drain-Kontakts intrinsisch, d.
h. im Transistor, beispielsweise durch einen Halbleiter-Metall-Übergang
bereitgestellt werden.
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In
einer weiteren Ausführungsform ist neben der oben erwähnten
ersten Randbedingung und alternativ oder zusätzlich zu
der zweiten Randbedingung am Gate-Drain-Kontakt eine Kapazität
vorgesehen, so daß die Spannung am Gate der Spannung am
Drain folgt.
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Ein
Feldeffekttransistor mit einer solchen Gate-Drain-Kapazität
kann als sogenannter resistiver Mischer arbeiten ohne notwendigerweise
alle Randbedingungen für einen Plasma-Feldeffekttransistor zu
erfüllen.
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Dabei
kann die Kapazität des Gate-Drain-Kontakts eine externe
Kapazität, z. B. ein Kondensator, sein, der mit den Anschlüssen
des Gate und des Drain verbunden ist. Alternativ oder zusätzlich
kann der Gate-Drain-Kontakt eine intrinsische Gate-Drain-Kapazität
aufweisen.
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In
einer Ausführungsform ist die Gate-Drain-Kapazität
größer als die intrinsische Kapazität
des Gate-Source-Kontakts.
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In
einer Ausführungsform ist die Gate-Drain-Kapazität
größer als 100 fF.
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Die
intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts wird in
einer Ausführungsform dadurch erhöht, daß der
Gate-Kontakt des Gate und der Drain-Kontakt des Drain derart über
oder untereinander angeordnet sind, daß sie einander räumlich überlappen.
Durch die Isolation zwischen den Gate- und Drain-Kontakten wird
auf diese Weise ein Plattenkondensator bereitgestellt, dessen Kapazität
von dem räumlichen Überlapp der Kontakte abhängt.
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In
einer Ausführungsform der Erfindung ist der Drain des Feldeffekttransistors
mit einem Impedanzanpassungselement, vorzugsweise mit einer Wellenleitung
(transmission line) verbunden. Ein solches Impedanzanpassungselement
ermöglicht es, die hohe Impedanz des Drain einzustellen
und somit die zweite erforderliche Randbedingung für den
Betrieb eines Plasma-Feldeffekttransistors zu erfüllen.
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In
einer Ausführungsform der Erfindung weist die Vorrichtung
zwei Feldeffekttransistoren auf, die alternativ in Reihe oder parallel
zueinander geschaltet sind.
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Bei
einer Reihenschaltung ist in einer Ausführungsform der
Drain eines ersten Transistors mit der Source eines zweiten Transistors
verbunden, so daß diese durch Kaskadierung eine erhöhte
Detektionseffizienz der Vorrichtung ermöglichen.
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In
einer parallelen Anordnung der Feldeffekttransistoren sind die Sources
der beiden Transistoren miteinander verbunden. Dabei sind zweckmäßiger
Weise die Sources mit einer zusätzlichen Wechselstrommasse
verbunden, um die Einkopplung der elektromagnetischen Welle im THz-Frequenzbereich in
das Gate zu verbessern bzw. die Kurzschlußrandbedingung
für die Plasmawelle in einem als Plasma-Feldeffekttransistor
betriebenen Transistor zu erfüllen. Die mit den Sources
verbundene Wechselstrommasse kann darüber hinaus als Vorspannung für
eine nachfolgende Verstärkerstufe dienen.
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In
einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur zwei Anschlüsse
auf, die jeweils mit dem Gate eines von zwei Feldeffekttransistoren
verbunden sind, so daß die Feldeffekttransistoren von der mit der
Antennenstruktur empfangenen elektromagnetischen Welle differentiell
getrieben werden. Für diesen differentiellen Betrieb sind
in einer Ausführungsform die Sources ebenso wie die Drains
der beiden Feldeffekttransistoren miteinander verbunden und speisen
die beiden Eingänge eines Differenzverstärkers.
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In
einer Ausführungsform der Erfindung weist die Antennenstruktur
mehrere, vorzugsweise zwei, voneinander verschiedene Empfangsbänder auf.
Dabei ist die Antennenstruktur in einer Ausführungsform
vorzugsweise so eingerichtet, daß sie zwei Moden elektromagnetischer
Strahlung, vorzugsweise mit gekreuzter Polarisation, empfängt.
Auf diese Weise läßt sich eine Empfängervorrichtung realisieren,
die gleichzeitig zwei elektromagnetische Wellen unterschiedlicher
Frequenz und/oder unterschiedlicher Polarisation erfaßt
und in dem Feldeffekttransistor mischt. Eine solche Anordnung ermöglicht
insbesondere die Realisierung eines Hetrodynempfängers,
wobei neben der eigentlichen zu empfangenden elektromagnetischen
Strahlung das Signal eines Lokaloszillators in die Antenne eingestrahlt wird.
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In
einer weiteren Ausführungsform ist die Antennenstruktur
mit einer Spannungsquelle verbunden, welche über die Antennenstruktur
die Vorspannung des Gates des Feldeffekttransistors bereitstellt.
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Da
die Antenne direkt mit den sensitiven Gates der Feldeffekttransistoren
verbunden ist, weist eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Vorrichtung eine Einrichtung zum Schutz des Feldeffekttransistors
für Überspannungs- und Entladungsschäden,
vorzugsweise eine oder mehrere Dioden, auf, die mit der Antennenstruktur
und der Masse verbunden ist.
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Dabei
ist es zweckmäßig, wenn die Einrichtung zum Schutz
des Feldeffekttransistors für Überspannungs- und
Entladungsschäden so angeordnet sind, daß sie
die Vorrichtung, insbesondere den Feldeffekttransistor nicht mit
zusätzlichen parasitären Einflüssen belastet.
Dazu ist in einer Ausführungsform der Erfindung die Einrichtung
zum Schutz des Transistors mit einem Punkt auf der Antennenstruktur verbunden,
an dem die gegenüber einer Massenebene der Vorrichtung
induzierte Wechselspannung null ist.
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In
einer Ausführungsform der Erfindung ist eine solche Antennenstruktur
eine gefaltete Dipolantenne. Diese weist sowohl einen Punkt auf,
an dem die gegenüber einer Massenebene der Vorrichtung induzierte
Wechselspannung null ist, ermöglicht aber auch den Empfang
zweier senkrechter resonanter Moden bei der gleichen Frequenz.
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Daher
weist die Dipolantenne in einer Ausführungsform einen dritten
Zweig auf, welcher der Impedanzanpassung der Antenne an den Transistor dient.
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In
einer Ausführungsform ist ein weiterer Monopol mit dem
Symmetriepunkt der Dipolantenne verbunden, welcher den Empfang der
zweiten Mode ermöglicht.
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Alternative
Antennenstrukturen, welche für die erfindungsgemäße
Vorrichtung geeignet sind, sind Patchantennen, Ringantennen, Schlitzantennen oder
Kerbantennen.
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In
einer Ausführungsform weist die Antennenstruktur eine metallische
Abschirmung gegenüber dem Substrat auf. Diese ist zweckmäßigerweise im
Abstand von der Antennenstruktur, beispielsweise durch eine Oxidschicht
von dieser getrennt angeordnet.
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Um
eine hohe Integrationsdichte mehrerer erfindungsgemäßer
Vorrichtungen auf einem einzigen Substrat zu ermöglichen
ist es zweckmäßig, den Verstärkerschaltkreis,
insbesondere einen Differenzverstärker auf dem gleichen
Substrat wie die Antennenstruktur und den Feldeffekttransistor zu
integrieren.
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Darüber
hinaus sind in einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Vorrichtung weitere Schaltkreise, die dem Betrieb der Vorrichtung
dienen, auf dem Substrat integriert. Dies können z. B.
ein Vorspannungsschaltkreis, ein Detektorschaltkreis, welcher vorzugsweise
dem Verstärkerschaltkreis nachgeschaltet ist, ein Mischerschaltkreis
oder eine Hochfrequenzquelle als Lokaloszillator sein.
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Die
verschiedenen Ausführungsformen der zuvor beschriebenen
Vorrichtung zur Erfassung von elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich
eignet sich insbesondere zur Realisierung eines THz-Hetrodynempfängers,
welcher das zu empfangende elektromagnetische Signal mit einem Lokaloszillator
mischt. Ein solcher THz-Hetrodynempfänger ist insbesondere
zur Verwendung in einem bildgebenden System, in einem Radarsystem
oder einem Kommunikationssystem geeignet.
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Weitere
Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden
Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen
und der dazu gehörigen Figuren deutlich.
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1 zeigt
schematisch den Aufbau eines erfindungsgemäß integrierten
Bauelements.
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2 ist
ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung
mit zwei Feldeffekttransistoren.
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3a zeigt
schematisch eine Draufsicht auf eine alternative Ausführungsform
der Erfindung.
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3b zeigt
eine Schnittansicht durch den in 3a dargestellten
Chip.
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4 zeigt
eine schematische Schnittansicht durch einen MOSFET, so wie er in
Ausführungsformen der Erfindung Verwendung findet.
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5 zeigt
eine schematische Draufsicht auf eine Ausführungsform der
Erfindung mit einer Antennenstruktur und zwei integrierten Feldeffekttransistoren.
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6 zeigt
eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Vorrichtung mit einer Patchantenne.
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7 zeigt
eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Vorrichtung mit einer Ringantenne.
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8 zeigt
eine Ausführungsform der Erfindung mit einer Schlitzantenne.
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9 zeigt
eine Ausführungsform der Erfindung mit einer Viertelwellenkerbantenne.
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10 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
eines Mischerschaltkreises.
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11 zeigt
eine alternative Ausführungsform des Mischerschaltkreises
aus 10.
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12 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
eines differentiellen Mischerschaltkreises.
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13 zeigt
das Schaltkreisdiagramm eine einendigen Mischerschaltkreises.
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14 zeigt
das Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung
mit einem einzelnen Feldeffekttransistor.
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15 zeigt
schematisch die Anordnung mehrerer Empfangsvorrichtungen gemäß Ausführungsformen
der Erfindung in einer Systemanordnung.
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16 zeigt
schematisch ein zu dem Aufbau aus 1 alternatives
erfindungsgemäß integriertes Bauelement.
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Detaillierte Beschreibung der Figuren
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1 zeigt
schematisch den Aufbau eines integrierten Bauelements 1 zur
Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich.
Dabei sind in der dargestellten Ausführungsform eine Antennenstruktur 2,
ein Detektorschaltkreis 3 mit einem Feldeffekttransistor
zur Erfassung der von der Antenne empfangenen Strahlung und ein
Verstärker 4 mit geringem Rauschen auf einem einzigen
Chip integriert. Die einfallende elektromagnetische THz-Strahlung 5 wird
von der Antennenstruktur 2 empfangen, mit Hilfe des Feldeffekttransistors 3 erfaßt
und das Ausgangssignal des Detektorschaltkreises 3 wird
mit dem Verstärker 4 verstärkt. Ein Basisbandausgangssignal 6 wird
ausgegeben.
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2 zeigt
ein Schaltkreisdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform
einer Vorrichtung zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich,
welche die in 1 identifizierten Bauelemente
auf einem einzigen Chip integriert aufweist. Dies sind eine Antennenstruktur 2,
in der dargestellten Ausführungsform mit einer gefalteten
Dipolantenne 7, ein Mischerschaltkreis 3 mit zwei Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sowie ein integrierter Verstärker 4,
der von einem Operationsverstärker 8 gebildet
wird. Zusätzlich zu den in der Prinzipskizze aus 1 dargestellten
Elementen 2, 3 und 4 weist die in 2 dargestellte
Ausführungsform ein Impedanzanpassungselement 9 mit
zwei Wellenleitern (transmissionlines) TL1, TL2 auf.
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Die
einzelnen Elemente 2, 3, 4 und 9 der
erfindungsgemäßen Empfängervorrichtung
werden nun im Detail beschrieben. Die Antennenstruktur 2 weist
eine gefaltete Dipolantenne 7 mit einer rückseitigen
Massenschirmung auf. Die beiden Enden 10, 11 der
gefalteten Dipolantenne sind jeweils mit den Gates G der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 des Mischerschaltkreises 3 verbunden. Die Vorspannung der
Gates G der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 erfolgt über
eine Gleichspannungsquelle Vbias 1, welche zunächst mit
der Dipolantenne 7 verbunden ist, so daß die Vorspannung
der Gates G über die Dipolantenne 7 und deren
Enden 10, 11 erfolgt. Weiterhin ist die Antenne 7 mit
einer Einrichtung zum Schutz der Antenne 7 und der Feldeffekttransistoren FET1,
FET2 vor elektrostatischen Ladungen sowie plasmainduzierten Überspannungen
während des Herstellungsprozesses versehen. Die Schutzeinrichtung
stellt einen Entladungspfad im wesentlichen über zwei Dioden 12, 13 bereit,
welche mit Masse und einer Gleichspannungsquelle Vdd verbunden sind.
Die Gatevorspannung Vbias 1 der Transistoren FET1, FET2 ist galvanisch
mit dem Symmetriepunkt 14 der Antenne verbunden, an welchem
die induzierte Hochfrequenz-(THz-)Spannung in Bezug auf Massenebene
0 ist. An diesem Symmetriepunkt 14 können die
Antennenschutzdioden 12, 13 sowie die Vorspannungsquelle
Vbias 1 ohne nachteilige Beeinflussung der Hochfrequenzeigenschaften
der Elemente 2, 3 eingefügt werden.
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3a zeigt
schematisch die Draufsicht auf die integrierte Anordnung aus 2 mit
Antennenstruktur 2 und Detektorschaltkreis 3.
Alle Elemente sind auf einem einzigen Siliziumchip 15 angeordnet. Diese
Ansicht entspricht der Draufsicht auf eine tatsächlich
realisierte Vorrichtung, wobei diese nicht maßstäblich
vergrößert dargestellt ist. Deutlich ist eine
obere Metallisierung zu erkennen, welche die gefaltete Dipolantenne 7 bildet.
Im Bereich des Symmetriepunkts 14 der Antenne sind die
Gate-Vorspannungsquelle Vbias 1 sowie die Schutzdioden 12, 13 vorgesehen.
Die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 sind unmittelbar im Bereich
der Dipolenden der gefalteten Dipolantenne vorgesehen, wobei ihre
Gates G mit den Enden 10, 11 der Dipolantenne 7 verbunden sind.
Gestrichelt dargestellt sind in 3a die
differentiellen Ausgänge 16, 17 der Feldeffekttransistoren FET1,
FET2 sowie die Zuführung 18 der Vorspannung Vbias
1. Wie aus der schon in 3b gezeigten Schnittansicht
durch den Chip offenkundig ist, ist über dem Siliziumsubstrat 15 eine
erste Metallisierung 19 vorgesehen, welche als rückseitige
Massenschirmung dient. Die obere Metallisierung, welche die Antennenstruktur 7 bildet,
ist von der unteren Metallisierung 19 durch eine isolierende
Schicht 20 aus Siliziumdioxid isoliert.
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Die
untere Metallisierung 19 unterdrückt die rückseitigen
Strahlungskeulen der Antennen, wodurch die Verstärkung
des Empfängers erhöht wird. Darüber hinaus
bewirkt die untere Metallisierung 19 eine Abschirmung der
Empfängerstruktur gegenüber Einflüssen
von Objekten hinter dem Substrat 15. Die Anordnung der
Metallisierung 19 im Abstand von der oberen Metallisierung 7,
wobei der Abstand durch die Dicke der Siliziumdioxidschicht 20 vorgegeben
wird, minimiert den Einfluß der Massenabschirmung 19 auf
die Antennenbandbreite und den Strahlungswiderstand der Antenne.
Es ist offensichtlich, daß alternativ andere Schichten
für das Strahlungselement 7 und die rückseitige
Massenabschirmung 19 verwendet werden könnten.
Die Schichtauswahl ist eine Abwägung zwischen der Leistungsfähigkeit
der Antenne und der Verfügbarkeit von leitenden Schichten
in der Struktur.
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Die
Faltung der Dipolantenne dient dazu, die Impedanz der Antenne bei
der Resonanzfrequenz für die Verbindung der Antenne 7 mit
den Gates G der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 anzupassen. In Abhängigkeit
von der Eingangsimpedanz der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 kann
die Antenne einen optionalen dritten Zweig 21 mit einer
Breite W 3 in einem Abstand S 2 von der übrigen Dipolanordnung 7 aufweisen,
um die Antennenimpedanz bei der Resonanzfrequenz an die Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 anzupassen.
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Zusätzlich
kann, um einen Zweimodenbetrieb der Antenne, d. h. einen Empfang
zweier senkrecht zueinander polarisierten Wellen gleichzeitig, zu ermöglichen,
am Symmetriepunkt 14 der Antenne ein Monopol 22 vorgesehen
sein. Durch Anpassen der Länge Lm des Monopols kann die
Resonanzfrequenz der zweiten Mode eingestellt werden, ohne die Resonanzfrequenz
der gefalteten Dipolantenne 7 zu beeinflussen. Auf diese
Weise können das zu Empfangende THz-Signal und ein Lokaloszillator-Signal gleichzeitig
in die Antenne 7 eingekoppelt werden und die Vorrichtung
kann als Mischer betrieben werden.
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Bei
der in 2 dargestellten Ausführungsform des Detektorschaltkreises
werden die beiden Feldeffekttransistoren in differentieller Beschaltung verwendet,
wobei die Sources S der beiden Transistoren FET1, FET2 miteinander
verbunden sind und den ersten Ausgang 16 der Schaltung
bilden, während die beiden miteinander verbundenen Drains
D der Transistoren FET1, FET2 den zweiten Ausgang 17 bilden.
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Das
Gate G eines jeden Transistors FET1 bzw. FET2 ist über
eine Kapazität C1 bzw. C2 mit den entsprechenden Drains
D verbunden. Auf diese Weise folgt die Spannung, welche an den Drains
D anliegt unmittelbar der Spannung, welche an den Gates G der Transistoren
FET1, FET2 anliegt. In der dargestellten Ausführungsform
sind die beiden Kapazitäten Kondensatoren C1, C2 mit einer
Kapazität von 150 fF. Diese Beschaltung ermöglicht
es, die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 als resistiver Mischer
zu betreiben.
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Zusätzlich
zu den externen Kapazitäten C1, C2 weisen die Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 intrinsische Kapazitäten der Gate-Drain-Kontakte
auf. Um die intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts
zu erhöhen, ist in einer Ausführungsform, so wie sie
schematisch in 4 dargestellt ist, der Gatekontakt 23,
welcher mit Hilfe einer Oxidschicht 24 gegenüber
dem Substrat 15 und dem Sourcekontakt 25 und dem
Drainkontakt 26 isoliert. Durch Ausdehnen des Gatekontakts 23,
so daß dieser sich räumlich über den
Drainkontakt 26 erstreckt, so wie dies in 4 durch
die gestrichelte Linie sowie den Pfeil angedeutet ist, kann die
intrinsische Kapazität des Gate-Drain-Kontakts erhöht
werden, was den Kopplungsgrad der Spannungen von Gate G und Drain
D deutlich erhöht.
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In
alternativen Ausführungsformen, so wie sie in 16,
aber auch in den 10 bis 14 gezeigt
sind, wird auf die Kapazitäten C1, C2 verzichtet. Bei dieser
Beschaltung arbeiten die gezeigten Feldeffekttransistoren als Plasma-Feldeffektransistoren
oder resistive Mischer.
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Bei
den in 2 und 16 dargestellten Ausführungsformen
weisen die Sources S der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 eine
verbesserte Wechselstrommasse ac gnd auf. Die Drains D der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sind über jeweils eine Wellenleitung TL1, TL2
mit dem Eingang eines Differenzverstärkers 8 verbunden.
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Bei
der Ausführungsform aus 16 sind die
Feldeffekttransistoren FET1, FET2 so konstruiert und geschaltet,
daß sie als Plasma-Feldeffekttransistoren arbeiten. Dazu
sind zwei Randbedingungen durch die Wahl der Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 sowie deren Beschaltung erfüllt:
- 1. Das von der Antenne empfangene THz-Signal wird über
den Gate-Source-Kontakt in die Feldeffekttransistoren FET1, FET2
eingespeist. Um diese Randbedingung zu erfüllen sind die
Sources S der Transistoren FET1, FET2 mit einer Wechselstrommasse
verbunden, die dazu führt, daß sich für
die sich in dem Kanal des jeweiligen Feldeffekttransistors FET1,
FET2 ausbreitende Plasmawelle ein "Kurzschluß" zwischen
Gate G und Source S ergibt.
- 2. Der Source-Drain-Kontakt weist eine hohe Impedanz bei der
THz-Zielfrequenz auf. Diese ist so groß, daß der
Drain D für die Plasma-Welle als offene Leitung erscheint.
Dazu sind die mit den Gates verbundenen Wellenleiter TL1, TL2 so
gewählt, daß sie bei der THz-Zielfrequenz eine
möglichst hohe Impedanz bereitstellen. Diese Abschlüsse
der Drains D der Feldeffekttransistoren FET1, FET2 werden daher
auch als "Open Drain" oder wie im Schaltkreisdiagramm vermerkt "ac open"
bezeichnet.
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In 5 ist
eine alternative Ausführungsform der Erfassungsvorrichtung
mit einer gefalteten Dipolantenne 7' mit drei Zweigen dargestellt.
In dieser Figur ist gut zu erkennen, wie die Feldeffekttransistoren FET1',
FET2' in die Antennenstruktur integriert sind. Die Enden 10', 11' der
Dipolantenne 7' sind mit den Drains D1, D2 der Transistoren
FET1' bzw. FET2' verbunden. Dabei teilen sich die beiden Transistoren FET1',
FET2' einen gemeinsamen Sourcekontakt statt die Sources aus zwei
diskreten Kontakten auszubilden und nachfolgend miteinander zu verbinden.
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Die 6 bis 9 zeigen
Ansichten von oben auf andere Realisierungen integrierter Antennen-
und Transistorstrukturen. 6 zeigt
eine Patchantenne 27, welche wieder als oberste Metallisierung über
einer isolierenden Schicht 28 aus Siliziumdioxid und einer
metallischen Abschirmung 29 auf einem Substrat 30 angeordnet
ist. Für die Patchantenne 27 dient die untere
Metallisierung 29 als Massenebene. Die Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 werden wie zuvor differentiell von der Patchantenne 27 getrieben,
da sie auf gegenüberliegenden Seiten der Symmetrieachse 31 der
Antenne 27 angeordnet sind. Die Transistoren FET1, FET2
weisen unterschiedliche Abstände von der Symmetrieachse 31 auf,
so daß die Patchantenne 27 im Zweimodenbetrieb
betrieben werden kann. Da die Patchantenne als Rechteck mit unterschiedlichen
Seitenlängen ausgeführt ist, ist sie für
zwei Frequenzen bzw. Frequenzbänder resonant, so daß auch
die Patchantenne als Dualband-Antenne zum Empfang eines THz-Signals
sowie eines Lokaloszillatorsignals geeignet ist. Wie zuvor sind
Dioden zum Schutz der Struktur vor Überspannungen sowie
ein Anschluß für die Gatevorspannung im Symmetriepunkt 32 der Patchantennen 27 vorgesehen.
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In 7 ist
eine Ringantenne 33 gezeigt. In der dargestellten Ausführungsform
ist die Ringantenne 33 eine Vollwellenlängenringantenne,
wobei der Umfang des Rings gleich einem Viertel der Wellenlänge
der THz-Zielfrequenz in dem Ausbreitungsmedium entspricht. In der
gezeigten Ausführungsform ist auch die Ringantenne mit
einer unter der Antenne liegenden, durch eine Siliziumdioxidschicht 34 isolierten
Masse 35 versehen. Wie im Fall der Dipolantenne aus 3a,
ermöglicht die Masse 35 einen Zweimodenbetrieb
der Antenne. Die Feldeffekttransistoren FET1, FET2 sind am Speisepunkt
der Antenne angeordnet. Bei differentieller Anregung der Antenne
wird gegenüber dem Speisepunkt mit den Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 eine virtuelle Wechselstrommasse 36 aus gebildet.
An diesem virtuellen Massepunkt 36 können wie
zuvor Schutzdioden vorgesehen sein und die Speisespannung der Gates
angeschlossen werden, ohne das Modenverhalten der Antenne zu beeinflussen.
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8 zeigt
eine Halbwellenschlitzantenne 36, welche wieder durch eine
Isolationsschicht 38 aus Siliziumdioxid isoliert über
einer Massenebene 39 angeordnet ist. An den Symmetriepunkten 37a, 37b können
Schutzdioden vorgesehen sein, die Gatevorspannung kann dort angeschlossen
werden und über eine kapazitive Kopplung an die Massenebene 39 kann
in diesem Punkt eine Wechselstrommasse bereitgestellt werden. In
der dargestellten Anordnung stellt ein horizontal polarisiertes
Lokaloszillatorsignal eine Gleichtakt (Common Mode) Anregung der
Antenne bereit, während ein vertikal polarisiertes empfangenes
THz-Signal eine differentielle Anregung bewirkt.
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In 9 ist
eine Kerbantenne 40 gezeigt, die gegenüber der
Halbwellenschlitzantenne aus 8 eine verringerte
Größe aufweist. Ein Zweimodenbetrieb kann durch
Verwenden der Kerbantenne als Viertelwellenlängen-Patchantenne
bei der Lokaloszillatorfrequenz erreicht werden. Da im Patchmodus bei
der Lokaloszillatorfrequenz auf jeder Seite des Schlitzes ein gleiches
Potential vorliegt, werden die Feldeffekttransistoren FET1, FET2
im Gleichtakt angeregt. Um die horizontal polarisierte Lokaloszillatormode
anzuregen muß eine Hochfrequenzmasse mit geringer Impedanz,
beispielsweise über einen Kondensator, bereitgestellt werden.
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Die 10 bis 14 zeigen
beispielhaft alternative Ausführungsformen der Empfängerschaltkreise,
wobei diese als schematische Schaltkreisdiagramme dargestellt sind.
Alle gezeigten Schaltkreise weisen je eine Antennenstruktur 2,
einen Detektorschaltkreis 3, sowie einen Verstärkerschaltkreis 4 auf,
die auf einem einzigen Chip integriert sind, so wie die Integration
zuvor für verschiedene Antennentypen beschrieben wurde.
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10 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform eines Single-Balanced-Feldeffekttransistorschaltkreises.
Die dualbandige Zweimodenantenne 45 empfängt die
Lokaloszillator- und THz-Signale mit entgegengesetzten Polarisationen,
d. h. horizontaler und vertikaler Polarisation. Der Empfängerausgang ist
die Mittenfrequenz, d. h. die Differenzfrequenz zwischen dem THz-Signal
und dem Lokaloszillatorsignal, wobei der Gleichspannungsuntergrund,
welcher die Gesamtleistung aus THz-Leistung und Lokaloszillator-Leistung
darstellt, unterdrückt ist. Der Ausgang der Detektions-Feldeffekttransistoren
FET1 und FET2 ist direkt mit einem Differenzverstärker
verbunden, der aus einer differenziellen NMOS-Eingangsstufe besteht.
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11 zeigt
beispielhaft eine Ausführungsform eines differentiellen
Mischerschaltkreises mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren. Die
einmodige Dualbandantenne 46 empfängt die Lokaloszillator- und
THz-Signale mit der gleichen Polarisation, jedoch bei unterschiedlicher
Frequenz. Der Empfän ger gibt die Mittenfrequenz (THz-Frequenz
minus Lokaloszillatorfrequenz) sowie die Gesamtleistung als Gleichspannungs-Offset
aus. Daher arbeitet der Schaltkreis als Leistungsdetektor und Mischer
gleichzeitig. Er kann jedoch auch als Leistungsdetektor für zirkularpolarisierte
Strahlung verwendet werden. Der Schaltkreis verwendet Impedanzanpassungselemente,
d. h. die Wellenleiter TL1 bis TL4, um die zuvor in Bezug auf die
Ausführungsform aus 16 beschriebenen
Randbedingungen zum Betrieb der Feldeffekttransistoren FET1, FET2
als Plasma-Feldeffekttransistoren zu erfüllen. Insbesondere
erfüllen die offenendigen Wellenleiter TL1 und TL4 die
Randbedingung für die gute Einkopplung des THz-Signals in
die Feldeffekttransistoren (Kurzschluß des Gate-Source-Kontakt
für die Plasmawelle bei der THz-Frequenz im Feldeffekttransistor).
Die Wellenleiter TL2 und TL3 erfüllen hingegen die Randbedingungen
für den Source-Drain-Kontakts, indem sie eine hohe THz-Impedanz
des Drain, d. h. einen „open", bereitstellen.
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In 12 ist
ein differentiell getriebener Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren
FET1, FET2 dargestellt, der dem Schaltkreis aus 16 ähnelt,
wobei die Drainausgänge zu einem einendigen Ausgang zusammengeführt
sind. Ein solcher einendiger Verstärker kann verwendet werden,
um die Gleichspannungs- und Mittenfrequenzsignale gleichzeitig zu
verstärken. Der Empfängerausgang repräsentiert
die Mittenfrequenz (THz-Frequenz minus Lokaloszillatorfrequenz),
wobei der Gleichspannungs-Offset die gesamte empfangene Leistung
aus THz- und Lokaloszillatorleistung wiedergibt.
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Eine
zu der in 12 dargestellten Ausführungsform ähnliche
Ausführungsform der Erfindung ist in 13 dargestellt.
In dieser Ausführungsform ist ein differentiell getriebener
Mischerschaltkreis mit zwei Plasma-Feldeffekttransistoren im Ausgang wechselstromgekoppelt,
um die Gleichspannungskomponenten zu unterdrücken.
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14 hingegen
zeigt einen einendigen Mischerschaltkreis mit einem einzigen Plasma-Feldeffekttransistor,
bei dem die Wechselstrommassen und die Randbedingungen zum Betrieb
des Plasma-Feldeffekttransistors nur durch Bypass-Kapazitäten
bereitgestellt werden.
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Alle
zuvor beschriebenen Erfassungs- bzw. Detektorschaltkreise eigenen
sich zur Integration in zeilen- oder matrixförmigen Anordnungen
(Array) für bildgebende Anwendungen, bei denen jeder Detektorschaltkreis
einen einzelnen Bildpunkt bildet. Eine solche Matrixanordnung 47 ist
schematisch in 15 dargestellt, wobei die Matrixanordnung 47 der
Detektorschaltkreise im Brennpunkt einer abbildenden Optik 48 vorgesehen
ist, welche das einfallende THz-Signal 49 auf die Matrix 47 fokussiert. Gleichzeitig
wird von hinten 50 oder von vorne 51 das Lokaloszillatorsignal
eingestrahlt. Eine solche Anwendung eignet sich beispielsweise für
Sicherheitsanwendungen, insbesondere bei der Personen- oder Gepäckkontrolle.
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Für
Zwecke der ursprünglichen Offenbarung wird darauf hingewiesen,
daß sämtliche Merkmale, wie sie sich aus der vorliegenden
Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen für
einen Fachmann erschließen, auch wenn sie konkret nur im
Zusammenhang mit bestimmten weiteren Merkmalen beschrieben wurden,
sowohl einzeln als auch in beliebigen Zusammenstellungen mit anderen
der hier offenbarten Merkmale oder Merkmalsgruppen kombinierbar
sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wurde
oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen unmöglich
oder sinnlos machen. Auf die umfassende, explizite Darstellung sämtlicher
denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze
und der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.
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Während
die Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden
Beschreibung dargestellt und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung
und Beschreibung lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung
des Schutzbereichs gedacht, so wie er durch die Ansprüche
definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen
beschränkt.
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Abwandlungen
der offenbarten Ausführungsformen sind für den
Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten
Ansprüchen offensichtlich. In den Ansprüchen schließt das
Wort "aufweisen" nicht andere Elemente oder Schritte aus, und der
unbestimmte Artikel "eine" oder "ein" schließt eine Mehrzahl
nicht aus. Die bloße Tatsache, daß bestimmte Merkmale
in unterschiedlichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt
ihre Kombination nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen
sind nicht als Beschränkung des Schutzbereichs gedacht.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - US 4647848 [0006, 0006]