EP3483983A1 - Empfangsantenne für die satellitennavigation auf einem fahrzeug - Google Patents

Empfangsantenne für die satellitennavigation auf einem fahrzeug Download PDF

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EP3483983A1
EP3483983A1 EP18205650.7A EP18205650A EP3483983A1 EP 3483983 A1 EP3483983 A1 EP 3483983A1 EP 18205650 A EP18205650 A EP 18205650A EP 3483983 A1 EP3483983 A1 EP 3483983A1
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EP
European Patent Office
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vertical
antenna
reactance
ring line
circuit
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EP18205650.7A
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French (fr)
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EP3483983B1 (de
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Stefan Lindenmeier
Heinz Lindenmeier
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Fuba Automotive Electronics GmbH
Original Assignee
Fuba Automotive Electronics GmbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H01Q7/005—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop with variable reactance for tuning the antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
    • H01Q1/32—Adaptation for use in or on road or rail vehicles
    • H01Q1/325—Adaptation for use in or on road or rail vehicles characterised by the location of the antenna on the vehicle
    • H01Q1/3275—Adaptation for use in or on road or rail vehicles characterised by the location of the antenna on the vehicle mounted on a horizontal surface of the vehicle, e.g. on roof, hood, trunk
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/48—Earthing means; Earth screens; Counterpoises

Definitions

  • the invention relates to an antenna for receiving circularly polarized satellite radio signals, in particular for satellite radio navigation.
  • Satellite radio signals are transmitted due to polarization rotations in the transmission path usually with circularly polarized electromagnetic waves and are used in all known satellite navigation systems.
  • Modern navigation systems provide, in particular for the global accessibility in connection with a high navigation accuracy in the mobile navigation, to evaluate the simultaneously received radio signals of several satellite navigation systems.
  • Such composite-receiving systems are collectively referred to as GNSS (Global Navigation Satellite System) and include known systems such as GPS (Global Positioning System), GLONASS, Galileo and Beidou, etc.
  • Satellite antennas for vehicle navigation typically become available the electrically conductive outer skin of the vehicle body constructed. Circularly polarized satellite receiving antennas are used, such as those described, for example, in US Pat DE 10 2009 040 910 A or the DE 40 08 505 A are known.
  • antennas For the construction on vehicles are particularly those antennas, which are characterized by a low overall height in conjunction with cost-effective manufacturability. This includes, for example, especially from the DE10 2009 040 910 A known, designed as a resonant structure ring line radiator with a small volume, which is imperative especially for mobile applications.
  • the antenna has a small footprint and is very low with a height of less than one tenth of the free space wavelength.
  • a challenge to satellite antennas for GNSS is the demand for a large one Frequency bandwidth, which is given for example in GPS by the frequency band L1 with the center frequency 1575 MHz (required bandwidth about 80 MHz) and the frequency band L2 with the center frequency 1227 MHz (required bandwidth about 53 MHz).
  • This requirement is covered, for example, by separate antennas assigned to one of the frequency bands L1 and L2, respectively, or by a broadband antenna comprising both frequency bands.
  • Systems for the simultaneous evaluation of signal contents in the frequency bands L1 and L2 place particularly high demands on the antennas.
  • Satellite receiving antennas for satellite navigation are particularly intended for installation on horizontal surfaces of the electrically conductive vehicle body.
  • the substantially horizontal vehicle roof acts as a conductive base.
  • the object of the present invention is therefore to provide an antenna for receiving circularly polarized satellite radio signals for satellite navigation, which has a sufficient gain with a small volume and a high cross-polarization distance over a large frequency range and thus is particularly accurate for the acquisition Locating results in a vehicle is suitable.
  • the particular advantage of the invention is given by the fact that the strict requirement of the frequency bandwidth of the Wienpolarisationsabstands in conjunction with a low overall volume of the antenna, as it exists for current and especially for future cars, can be met.
  • An antenna according to the invention further has the advantage that it can be produced in a particularly cost-effective manner and is thus particularly suitable for mass production and use in the mass production of vehicles.
  • the inventive idea is, inter alia, to realize the antenna with a shortened loop and still comply with the strict requirements in terms of Wienpolarisationsabstands in a wide frequency range. This is u.a. achieved in that the resonance of the ring line at the frequency f0 is made by the vertical resonant radiators on their reactance circuits with capacitive reactance X without the involvement of the arrangement for exciting the antenna.
  • the loop emitter is then in self-resonance at the resonance frequency f0 when the excitation is not involved in the resonance formation is.
  • the antenna impedance 37 present at this frequency is a high impedance real resonance resistor and is often between 300 ohms to 500 ohms.
  • the inventive requirement of a real input resistance of the distribution and phase shifter network 8 at the gates T2 and T3 - by which the natural resonance of the loop emitter 2 is not affected by the excitation 3 - can naturally only at a frequency, i. for the resonant frequency f0 are exactly and in the frequency environment of the resonant frequency f0 only approximately fulfilled. Compliance with this requirement at or near the resonance frequency f0 makes it possible to achieve the widest possible bandwidth in the frequency environment of the resonance frequency f0.
  • the large frequency bandwidth of the cross-polarization spacing in the vicinity of the resonant frequency of the loop emitter can be achieved if the capacitive and the inductive reactive power of the loop emitter are balanced without a contribution from the means for exciting the loop emitter.
  • the particular frequency bandwidth of the Wienpolarisationsabstands to the resonant frequency f0 is inventively achieved in that the two gates T2, T3 of the distribution and phase shifter network with a corresponding phase difference ⁇ the two - this phase difference of a current wave on the ring line of the ring line radiator representing - vertical resonance excitation radiator in the Way, that no reactive power exchange takes place over these gates at resonance.
  • the distribution and phase shifting network (8) may be associated with two of the vertical resonance radiators (4a, 4b) as vertical resonance excitation radiators (10a, 10b) in such a way that each of the ports T2, T3 of the distribution and phase shifting network (8) respectively is coupled via one of the two vertical resonance excitation emitters (10a, 10b) with its ring line coupling point (7a, 7b) and the other vertical resonance emitters (4c, 4d, ..) are active as passive vertical resonance emitters (9a, 9b, etc.).
  • Each of the ports T2, T3 can each be directly connected via one of the resonance excitation emitters 10a, 10b to the ring line cross-over point 7 and the input resistance of the gates T2, T3 in the high impedance real, that between this and the high impedance resonance resistance of the loop emitter 2 resistance adjustment consists.
  • the stretched length L of the ring line 14 of the resonant ring conductor 2 can be shortened from approximately the free space wavelength ⁇ to approximately one third of the free space wavelength ⁇ ,
  • the reactance circuit 13 with which each of the passive vertical resonant radiators 9, 9a, 9b, and also the resonance excitation radiator 10a, 10b is coupled to the base 6 can each be formed by a capacitance.
  • the reactance circuit 13 with which the vertical resonance excitation radiators 10a, 10b are coupled to the base 6 can each be referred to as a series circuit of a first reactance circuit 20a, 20b and a second reactance resistor circuit 21a, 21b may be formed with a connecting point 19 connecting them, to each of which one of the ports T2, T3 is connected.
  • the reactance circuit 13 to which the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b are coupled to the base 6 and the first reactance circuit 20a, 20b of each vertical resonance excitation emitter 10a, 10b may pass through a first capacitance 22a, 22b and the second reactance circuit 21a, 21b a second capacitance 23a, 23b may be formed, and the size and ratio of the first and second capacitances may each be selected such that resistance matching is achieved between the high impedance resonant resistance of the loop emitter 2 and a real input impedance of the lower impedance level gates T2, T3 given is.
  • the reactance circuits 13c, etc., with which the passive vertical resonant radiators 9c, etc. are coupled to the electrically conductive base 6, can each be formed from the series connection of a capacitor 28 and a parallel oscillation circuit consisting of a parallel capacitor 45 and a parallel inductor 46 and the first reactance circuit 20a, 20b of the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b may each be formed as a first capacitance 22a, 22b, and their second reactance circuit 21a, 21b may be respectively formed as a parallel oscillation circuit consisting of a second capacitance 23a, 23b and a shunt inductance 46a , 46b and the resonant frequency of all the parallel arcing circuits can each be selected in the frequency range between the upper frequency band L1 and the lower frequency band L2 in such a way that the reactance of these resonant circuits in the frequency band L1 is capacitive and in the frequency band L2 in is productive.
  • the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b is connected in series and the first capacitance 22a, 22b in the first reactance circuit 20a, 20b, the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b to the junction point 19a, 19b is also followed by a further parallel resonant circuit 44a, 44b and the parallel resonant circuits in the first reactance circuit 20a, 20b and second reactance circuit 21a, 21b of the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b are tuned such that their reactance Xa, Xb is capacitive in both frequency bands L1, L2 and their relation to each other is according to the optimum measure to match and the reactance circuits 13c , etc. of the passive vertical resonant radiator 9c, etc. and the vertical resonant exciter radiators 10a, 10b are matched with respect to each other in their frequency response.
  • the first capacitance 22a, 22b of the first reactance circuit 20a, 20b of the vertical resonance excitation emitters 10a, 10b and the capacitances 28 in the reactance circuits 13c, etc. of the passive vertical resonance emitter 9c, etc. may be formed such that all the vertical resonance emitters 4a, 4b, etc. are formed at their lower end to individually shaped area capacitance electrodes 32a, 32b, 32c, 32d, that the capacitances 22a, 22b, 28 by interposing a dielectric plate 33 between the sheet capacitance electrodes 32a, 32b, 32c, 32d and the electrically conductive base 6 designed as an electrically conductive printed circuit board 35 for coupling the passive vertical resonant radiators 9c, 9d, etc.
  • the vertical radiators may be formed for capacitive coupling at its lower end to individually shaped area capacitance electrodes 32a, 32b, 32c, 32d, but it may be for coupling the passive vertical resonant radiators 9, 9a, 9b each one of the conductive layer of the coated circuit board 35th insulated, flat counter-electrode 34 for connecting the reactance circuit 13c, 13d formed from concentrated reactive elements may be formed.
  • the conductive structure consisting of the ring line 14 and the vertical resonance radiators 4, 4a-d connected thereto can be fixed by a dielectric support structure 36 in such a way that the dielectric plate 33 is realized in the form of an air gap.
  • the ring line can be rectangular in shape with four ring line crosspoints 7, 7a,... 7d at the corners and with different lengths of the ring line sections 30a, 30b and with different ring conductor widths 15a, 15b, whereby by appropriately selecting the ring conductor widths 15a, 15b are set for the ring line sections 30a, 30b respectively the same characteristic impedance ZL and the same effective electrical length.
  • the loss-free matching circuit 18 for transforming the low-impedance level Z0 into the high-impedance real input resistance in both output branches of the distribution and phase-shifting network 8 can be essentially by a lambda / 4-transformation line 12a, 28b and a series circuit comprising an inductance 27a, 27b and a series circuit Capacity 28a, 28b for fine adjustment of the high impedance input resistance of the gates T2 and T3 included.
  • All vertical resonant radiators (4a, 4b, 4c, etc.) along the ring line (14) can be approximately equally distributed so that none of the distances between adjacent ring line crosspoints (7a, 7b, 7c) on the circumference of the ring line radiator (2) is less than half the distance with equidistant distribution over the extended length of the loop (14).
  • the stretched length L of the ring line (14) of the in-line resonant radiator (4) can be determined
  • Resonant ring line radiator (2) starting from about the free space wavelength ⁇ can be shortened to about one third of the free space wavelength ⁇ .
  • the vertical radiators (4a,... 4d) for capacitive coupling at their lower end can be formed into individually designed areal capacitive electrodes (32a, 32b, 32c, 32d), but for coupling the passive vertical resonant radiators (9c, 9d) in each case one of the conductive layer of the coated printed circuit board (35) isolated, planar counter electrode (34) for connecting the parallel capacitor (45a, 45b) and the parallel inductance (46a, 46b) formed parallel resonant circuit to the ground terminal point (11) is formed. ( Fig. 13a . b . 14 . Fig. 5 )
  • the conductive structure consisting of the ring line (14) and the associated vertical radiators (4, 4a-d) can be fixed by a dielectric support structure (36) so that the dielectric plate (33) is realized in the form of an air gap. ( Fig. 13a . b . 14 )
  • a multiplicity of N> 4 vertical resonance radiators (4a, 4b, 4c,...) With coupling points (7) equally distributed over the extended length L of the ring line (14) can be present, so that N ring line sections (30a,... 30d ) are formed and between the crosspoints (7a, 7b) of the two vertical resonance excitation emitters (10a, 10b) n loop coupling points are selected and the Phase angle ⁇ (n + 1) * 2 ⁇ / N ⁇ 180 ° is selected. ( Fig. 7 )
  • the ring line (14) can be designed rectangular with four loop coupling points (7a, .. 7d) at the corners and with different lengths of the loop portions (30a, 30b) and with different ring conductor widths (15a, 15b), wherein by accordingly Choice of the ring conductor widths (15a, 15b) for the ring line sections (30a, 30b) are each set the same characteristic impedance ZL and the same effective electrical length. ( Figure 9 . 10a, 10b, 10c )
  • All vertical resonant radiators (4a, 4b, 4c, etc.) can be approximately equally distributed along the ring line (14), so that none of the distances between adjacent ring line crosspoints (7a, 7b, 7c) on the circumference of the ring line radiator (2) smaller is greater than half the equidistant spacing over the stretched length of the loop (14).
  • the invention relates to an antenna arrangement in which a plurality of respective frequency band associated antennas of the type described above are provided, the ring line emitters (2) are arranged concentrically with each other in such a way that the ring line radiator (2) for the highest in frequency Frequency band is arranged at the innermost and each further ring line emitter (2) surrounds a ring line emitter for the next higher frequency band.
  • the reactance circuit 13 is designed multi-frequency in each case in such a way that resonance of the ring line radiator 2 in the separate frequency bands L1 and L2 separately and correspondingly as frequency f01 and given as frequency f02.
  • the back of the coated circuit board 35 starting from the pads 29 in FIG. 14b the back of the coated circuit board 35 in such a way that the reactance circuits 13a, 13b, and 13c are realized.
  • an antenna 1 comprises a ring line emitter 2 already described above, as described, for example, in US Pat FIG. 2a for a rotationally symmetrical arrangement with three along the electrically short ring conductor 14 equidistantly distributed vertical resonant radiators 4a, 4b, 4c is shown.
  • this resonant structure is capable of self resonant frequency f0, with corresponding excitation via two vertical resonant radiators 4a, 4b - referred to herein as vertical resonant excitation radiators 10a, 10b - with signals corresponding to the azimuthal position of vertical resonant radiators 4a, 4b. for example like in FIG. 1 represented - to convey a current current wave in exactly one direction.
  • the structure of the ring line radiator 2 in FIG. 2a itself thus does not yet have a feature for the preference of one of the two possible directions of movement of the current wave.
  • the direction of travel is determined solely by connecting the distribution and phase shifting network 8 according to the sign of the phase angle ⁇ , as in FIG. 1 , set.
  • phase difference .DELTA..PHI Between these signals is therefore selected in such a way that it corresponds to the phase difference .DELTA..PHI.
  • the direction of rotation of the current wave is thus due to the sign of the phase difference ⁇ of the exciter signals in conjunction with the position of the two loop coupling points 7a, 7b given.
  • the direction of travel is thus exclusively by connecting the distribution and phase shifter network 8 according to the sign of the phase angle ⁇ , as in FIG. 1 , set.
  • the invention can advantageously also a ring line emitter 2 with a electrical length of 4 ⁇ be applied as follows.
  • two ring line emitters 2 with different phase distribution can be arranged concentrically to one another in such a way that the emitter with azimuthal 2 ⁇ phase distribution is surrounded by the emitter with 4 ⁇ phase distribution.
  • the excitation of the ring line 14 with the electrical length 2 ⁇ of the tuned to the resonant frequency f0 ring line radiator 2 in FIG. 1 in such a way that the gates T2, T3 have a real high-impedance input resistance 43 and are connected directly to the ring line coupling points 7a, 7b via the two vertical resonance exciter radiators 10a, 10b.
  • both the distribution network 16 and the Phase shifter 17 high impedance designed according to the high resonance resistance.
  • a matching network 18 is connected downstream of the two output branches.
  • FIG. 3a illustrated ⁇ / 4 transformation line 12a, 12b with the series resonant circuit of the inductance 27a, 27b and the capacitance 28a, 28b.
  • the impedance match between the low impedance - designed at the impedance level Z0 - designed gates T 2, T3 of the distribution and phase shifter network 8 and at the ring line crosspoints 7a, 7b each present high impedance resonance resistance of the ring line radiator 2 - FIG. 4 represented by serial division of the capacitive reactance circuit 13a, 13b with design of a node 19a, 19b therebetween for connection of the two ports T2, T3 with their respective real input impedance 43 at the impedance level Z0.
  • the frequency bandwidth of cross-polarization suppression in circular polarization antennas depends to a large extent on the bandwidth of the antenna and thus on its electrical size.
  • the invention is in the example of the FIG. 4 shown subdivision of the reactance circuit 13a, 13b of the two vertical resonance excitation emitters 10a, 10b, which also in FIG. 5a is shown.
  • the illustrated subdivision is given purely capacitively by the first capacitance 22a, 22b and the second capacitance 23a, 23b.
  • the resonance of the ring line radiator 2 at the resonant frequency f0 is maintained by the capacitive subdivision.
  • An exchange of reactive power between the ring line radiator 2 and the electromagnetic excitation 3 at the node 19 is excluded at the resonant frequency f0.
  • this feature no longer fully complies with increasing frequency deviation from the resonant frequency f0 due to the frequency dependence of the loop antenna 2 and the frequency dependence of the distribution and phase shifting network 8 with respect to impedance matching and phase shift.
  • the inventive adjustment described with increasing frequency deviation leads to a comparatively particularly small increase in the cross polarization.
  • the antenna according to the invention is thus advantageous broadband with respect to the suppression of the cross polarization.
  • the invention allows the design of the reactance circuit 13a, 13b - shown in FIG. 5c in the two vertical resonance excitation radiators 10a, 10b and the reactance circuit 13c in FIG FIG. 5d a single-band antenna which captures both frequency bands L1 and L2.
  • This is inventively achieved in that both in the second reactance circuits 21a, 21b (sh. FIG. 5c ) of the two vertical resonance excitation emitters 10a, 10b by parallel connection of the parallel inductance 46a, 46b to the existing second capacitance 23a, 23b as well as in the reactance circuits 13c (see FIG. FIG.
  • the passive vertical resonant radiator 9c are each a parallel resonant circuit with the inductor 46 and Capacity 45 is added.
  • the resonance frequency of all parallel oscillation circuits is in each case in the frequency range between the upper frequency band L1 and the lower frequency band L2 (eg, fm in FIG FIG. 5e ) in such a way that the reactance of the resonant circuits in the frequency band L1 is capacitive and in the frequency band L2 is inductive.
  • the reactance of all reactance circuits 13a, 13b, 13c as a whole is nevertheless capacitive in both frequency bands L1 and L2.
  • the broadband suppression of the unwanted polarization LHCP a designated RHCP antenna with a hybrid ring 38 as a distribution and phase shifter network 8 for excitation of the square ring line radiator 2 in FIG. 13 reached.
  • a hybrid ring 38 consists of ⁇ / 4-long pipe sections, as in FIG. 11a shown. It is also known that the pipe sections can be simulated by concentrated dummy elements.
  • a hybrid ring 38 can be manufactured for different impedance levels. However, production is particularly economical for the low impedance level Z0.
  • a hybrid ring 38 can be perfectly balanced only for a particular frequency - generally about the center frequency of a frequency band (fm1, fm2) - and by the idealized scattering matrix with respect to its ports T1 to T4 in FIG FIG. 11b to be discribed.
  • fm1, fm2 a frequency band
  • fm2 frequency band
  • T1 to T4 the idealized scattering matrix with respect to its ports T1 to T4 in FIG. 11b to be discribed.
  • At deviating frequencies arises at the antenna in FIG. 13 naturally when excited at the gate T1 and upon excitation of the ring line radiator 2 via the ports T2 and T3 in addition to the desired radiation in RHCP mode proportionally unwanted radiation in the opposite direction, ie the LHCP mode.
  • the increasing reactive frequency of the resonance frequency f0 increasing reactive component of the antenna impedance, which also increases the LHCP mode.
  • An optimal interaction between the hybrid ring 38 and the ring line emitter 2 with respect to the suppression of the cross polarization is inventively achieved when the hybrid ring 38 is matched with respect to its real input resistance at the gates T2 and T3 and its required phase of 90 ° to the frequency f0, which also forms the resonance frequency f0 of the corresponding ring line radiator 2.
  • a hybrid ring 38 causes the wiring of the gate T4 decoupled from the gate T1 with a resistance of size Z0 according to the invention, that the unwanted LHCP content in the radiation even at frequency deviation of the frequency f0, for which both the ring line emitters 2 and the hybrid ring 38 is tuned, is largely absorbed.
  • the distribution and phase shifting network 8 of the Wilkinson divider 39 acts as a distribution network 16 with a downstream phase-shifting element 17 FIG. 11 for use.
  • the signal path starting from the gate T1, branches into two ⁇ / 4-long lines whose live ends with the ohmic balancing resistor 41 as Compensation resistance are connected together.
  • the gate T3 * for example, a ⁇ / 4-long line is connected downstream as a phase shifter 17 for a phase rotation of 90 °. This line can also be simulated by concentrated components.
  • the system is only adjusted if the doors T2 and T3 have a resistance-resistant finish. Similar to the use of the hybrid ring 38 described above, this only applies to the resonance frequency f0. With increasing deviation from this frequency, the symmetry of the Wilkinson divider 39 is disturbed. According to the invention, the resulting undesired LHCP content via the ohmic balancing resistor 41 is equally strongly attenuated.
  • the two ring line radiators 2 are arranged concentrically in an antenna arrangement with the proviso that the ring line radiator 2 for the higher frequency in the band L2 is surrounded by the larger ring line radiator for the lower frequency in the band L1.
  • this is the increased cost of two separate and matched to the respective frequency band distribution and phase shifter network 8 to accept.
  • a plurality of antennas 1 according to the invention assigned to one frequency band can be formed in this way, the ring line emitters 2 being arranged concentrically with each other in such a way that the ring line emitter 2 is arranged innermost for the highest frequency band in the frequency and each further ring line emitter 2 surrounds a ring line emitter 2 for the next higher frequency band in frequency.
  • Such an arrangement has the particular advantage that in addition to the two frequency bands L2 and L1, the lower frequency band L5, which also serves for satellite navigation, can be detected hereby. From the summary and the parallel evaluation of all signals from these frequency bands in the navigation receiver, the quality of the location results can be extremely improved even under difficult reception conditions.
  • Such a concentric arrangement of the ring line emitters 2 moreover has the advantage that a linear, vertically polarized antenna for other radio services can be arranged in the center of the arrangement without impairing the properties of the ring line emitters 2.

Abstract

Eine Antenne für den Empfang zirkular polarisierter Satellitenfunksignale umfasst eine Leiterschleife, die als Ringleitungsstrahler gestaltet ist und eine Resonanzstruktur bildet. Der Umfang der Ringleitung ist kürzer als die Freiraum-Wellenlänge » und es sind mindestens drei vertikale Strahler vorhanden, welche über Blindwiderstandsschaltungen mit einer Grundfläche verkoppelt sind. Der Eingangswiderstand von zwei Toren eines Verteil- und Phasenschiebernetzwerks zur elektromagnetischen Erregung der Leitungswelle auf der Ringleitung ist jeweils ein reeller Widerstand und jedes der Tore ist an jeweils einen Ringleitungskoppelpunkt angekoppelt.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Antenne für den Empfang zirkular polarisierter Satellitenfunksignale insbesondere für die Satellitenfunk-Navigation.
  • Satellitenfunksignale werden aufgrund von Polarisationsdrehungen auf dem Übertragungsweg in der Regel mit zirkular polarisierten elektromagnetischen Wellen übertragen und werden in allen bekannten Satelliten-Navigationssystemen angewandt. Moderne Navigationssysteme sehen insbesondere für die globale Erreichbarkeit in Verbindung mit einer hohen Navigationsgenauigkeit bei der mobilen Navigation vor, die gleichzeitig empfangenen Funksignale mehrerer Satelliten-Navigationssysteme auszuwerten. Solche im Verbund empfangenden Systeme sind unter dem Begriff GNSS (Global Navigation Satellite System) zusammengefasst und beinhalten bekannte Systeme, wie zum Beispiel GPS (Global Positioning System), GLONASS, Galileo und Beidou etc. Satellitenantennen für die Navigation auf Fahrzeugen werden in der Regel auf der elektrisch leitenden Außenhaut der Fahrzeugkarosserie aufgebaut. Es kommen zirkular polarisierte SatellitenEmpfangsantennen zur Anwendung, wie sie zum Beispiel aus der DE 10 2009 040 910 A oder der DE 40 08 505 A bekannt sind. Für den Aufbau auf Fahrzeugen eignen sich besonders solche Antennen, welche sich durch eine niedrige Bauhöhe in Verbindung mit kostengünstiger Herstellbarkeit auszeichnen. Hierzu zählt zum Beispiel besonders der aus der DE10 2009 040 910 A bekannte, als Resonanzstruktur gestaltete Ringleitungsstrahler mit kleinem Bauvolumen, welches insbesondere für mobile Anwendungen zwingend gefordert ist. Die Antenne weist eine geringe Grundfläche auf und ist mit einer Höhe von weniger als einem Zehntel der Freiraumwellenlänge sehr niedrig.
  • Als weitere Empfangsantennen für die Satelliten-Navigation auf Fahrzeugen sind nach dem Stand der Technik Patch-Antennen bekannt, welche jedoch gegenüber aus Blech gestanzten Antennen im Aufbau aufwändiger sind. Eine Herausforderung an die Satellitenantennen für GNSS besteht in der Forderung einer großen Frequenzbandbreite, welche zum Beispiel bei GPS durch das Frequenzband L1 mit der Mittenfrequenz 1575 MHz (geforderte Bandbreite ca. 80 MHz) und dem Frequenzband L2 mit der Mittenfrequenz 1227 MHz (geforderte Bandbreite ca. 53 MHz) vorgegeben ist. Dieser Bedarf wird zum Beispiel durch gesonderte, jeweils einer der Frequenzbänder L1 bzw. L2 zugeordneten Antenne, oder einer beide Frequenzbänder umfassenden Breitbandantenne gedeckt. Systeme zur gleichzeitigen Auswertung von Signalinhalten in den Frequenzbändern L1 und L2 stellen besonders hohe Anforderungen an die Antennen. Und dies bei geringem verfügbaren Bauraum, wie er vor allem im Fahrzeugbau immer gegeben ist. Die Anwendung getrennter, in enger Nachbarschaft zueinander befindlicher Antennen für die beiden Frequenzbänder beinhaltet die Problematik der gegenseitigen elektromagnetischen Verkopplung mit dem Effekt der Beeinflussung der Richtdiagramme sowie der Polarisationsreinheit und insbesondere der Kreuzpolarisation. Aufgrund der unter niedrigen Elevationswinkeln einfallenden Signale der Ortungssatelliten kommt selbst bei ausreichendem Gewinn in der gewünschten, zumeist rechtshändig zirkularen Polarisationsrichtung (RHCP) der Unterdrückung der entgegengesetzten Polarisationsrichtung - der Kreuzpolarisation (LHCP) - im Hinblick auf richtige Ortungsergebnisse eine ausschlaggebende Bedeutung zu. Die Genauigkeit des Ortungsergebnisses ist somit besonders vom Verhältnis der gewünschten Polarisationsrichtung zur Kreuzpolarisation der Satellitenempfangsantenne, also dem Kreuzpolarisationsabstand beeinflusst. Andererseits ist die Realisierung einer Satelliten-Navigationsantenne technisch schwierig, welche bei einer Mittenfrequenz von etwa 1385 MHz beide Frequenzbänder mit einer Bandbreite von ca. 360 MHz überdeckt und dabei noch die zum Teil strengen Anforderungen an den Kreuzpolarisationsabstand und an den Antennengewinn erfüllt. Satellitenempfangsantennen für die Satelliten-Navigation sind insbesondere für den Einbau auf horizontalen Flächen der elektrisch leitenden Fahrzeugkarosserie vorgesehen. Bezüglich der Antenneneigenschaften wirkt das im Wesentlichen horizontale Fahrzeugdach als leitende Grundfläche.
  • Für die Anwendung auf Fahrzeugen eignen sich insbesondere Satellitenempfangsantennen mit kleinem Bauvolumen. Antennen dieser Art nach dem Stand der Technik sind als Patch-Antennen bekannt. Diese sind jedoch bezüglich des Empfangs unter niedrigem Elevationswinkel weniger leistungsfähig und im Aufbau aufwändiger. Dieser Nachteil wird zum Teil behoben durch Ringleitungsantennen, wie sie zum Beispiel in der DE 10 2009 040 910 A beschrieben sind. Jedoch auch für solche Antennen ist es wünschenswert den Kreuzpolarisationsabstand über die volle Bandbreite der oben beschriebenen Frequenzbänder L1, L2 oder L5 zu verbessern.
  • Mit der vorliegenden Erfindung ist deshalb die Aufgabe verbunden, eine Antenne für den Empfang zirkular polarisierter Satelliten-Funksignale für die Satelliten-Navigation anzugeben, welche bei geringem Bauvolumen einen ausreichendem Gewinn und über einen großen Frequenzbereich einen hohen Kreuzpolarisationsabstand aufweist und somit für die Gewinnung besonders genauer Ortungsergebnisse in einem Fahrzeug geeignet ist.
  • Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
  • Der besondere Vorteil der Erfindung ist dadurch gegeben, dass die strenge Forderung der Frequenzbandbreite des Kreuzpolarisationsabstands in Verbindung mit einem geringem Bauvolumen der Antenne, wie sie für derzeitige und insbesondere für künftige Automobile besteht, eingehalten werden kann.
  • Mit einer Antenne nach der Erfindung ist weiterhin der Vorteil verbunden, dass sie besonders kostengünstig herstellbar ist und somit für die Serienfertigung und den Einsatz bei der serienmäßigen Herstellung von Fahrzeugen besonders geeignet ist.
  • Der erfinderische Gedanke besteht hierfür unter anderem darin, die Antenne mit einer verkürzten Ringleitung zu realisieren und trotzdem die strengen Anforderungen bezüglich des Kreuzpolarisationsabstands in einem großen Frequenzbereich einzuhalten. Dieses wird u.a. dadurch erreicht, dass die Resonanz der Ringleitung bei der Frequenz f0 durch die vertikalen Resonanzstrahler über deren Blindwiderstandsschaltungen mit kapazitiver Reaktanz X ohne Einbeziehung der Anordnung zur Erregung der Antenne hergestellt ist.
  • Der Ringleitungsstrahler befindet sich dann bei der Resonanzfrequenz f0 in Eigenresonanz, wenn die Erregung dabei nicht in die Resonanzbildung einbezogen ist. Die bei dieser Frequenz vorliegende Antennenimpedanz 37 ist ein hochohmiger reeller Resonanz-Widerstand und beträgt häufig zwischen 300 Ohm bis zu 500 Ohm. Damit ist - aufgrund der erfindungsgemäßen Forderung eines reellen Eingangswiderstands 43 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 an den Toren T2 und T3 - die Eigenresonanz des Ringleitungsstrahlers 2 durch die Erregung 3 nicht beeinflusst. Damit ist sichergestellt dass keine die Resonanz bildenden Ströme des Ringleitungsstrahlers 2 über die Tore T2 und T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 fließen. Der gesonderte Abgleich der Resonanz des Ringleitungsstrahlers 2 und des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 bezüglich des reellen Eingangswiderstands 43 der Tore T2 und T3 auf die Resonanzfrequenz f0 führt zu der erfindungsgemäß großen Frequenzbandbreite der Unterdrückung der Kreuzpolarisation der Antenne 1.
  • Die erfindungsgemäße Forderung eines reellen Eingangswiderstands des Verteil-und Phasenschiebernetzwerks 8 an den Toren T2 und T3 - durch welche die Eigenresonanz des Ringleitungsstrahlers 2 durch die Erregung 3 nicht beeinflusst ist - kann naturgemäß nur bei einer Frequenz, d.h. für die Resonanzfrequenz f0 exakt und in der Frequenzumgebung der Resonanzfrequenz f0 nur näherungsweise erfüllt werden. Die Einhaltung dieser Forderung bei oder nahe der Resonanzfrequenz f0 ermöglicht die Erzielung einer möglichst großen Bandbreite in der Frequenzumgebung der Resonanzfrequenz f0.
  • Erfindungsgemäß kann die große Frequenzbandbreite des Kreuzpolarisationsabstands in der Umgebung der Resonanzfrequenz des Ringleitungsstrahlers erreicht werden, wenn die kapazitive und die induktive Blindleistung des Ringleitungsstrahlers ohne einen Beitrag der Einrichtung zur Erregung des Ringleitungsstrahlers ausgewogen sind. Die besondere Frequenzbandbreite des Kreuzpolarisationsabstands um die Resonanzfrequenz f0 wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, dass die beiden Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks mit entsprechendem Phasenunterschied ΔΦ die beiden - diesen Phasenunterschied einer Stromwelle auf der Ringleitung des Ringleitungsstrahlers repräsentierenden - vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler in der Weise erregen, dass über diese Tore bei Resonanz kein Blindleistungsaustausch erfolgt. Dies ist durch die Forderung nach dem reellen Eingangswiderstand der Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks erreicht. Hierbei zeigt sich, dass die erreichbare Frequenzbandbreite des Kreuzpolarisationsabstands besonders groß ist, wenn dieser reelle Eingangswiderstand der Tore etwa dem großen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers bei der Frequenz f0 von bis zu 500 Ohm entspricht.
  • Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend beschrieben.
  • Dem Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) können zwei der vertikalen Resonanzstrahler (4a, 4b) als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) in der Weise zugeordnet sein, dass jedes der Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) jeweils über einen der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit dessen Ringleitungskoppelpunkt (7a, 7b) verkoppelt ist und die anderen vertikalen Resonanzstrahler (4c, 4d,..) als passive vertikale Resonanzstrahler (9a, 9b,etc) wirksam sind.
  • Jedes der Tore T2, T3 kann jeweils direkt über einen der Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b mit dessen Ringleitungskoppelpunkt 7 verbunden sein und der Eingangswiderstand der Tore T2, T3 in der Weise hochohmig reell sein, dass zwischen diesem und dem hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers 2 Widerstandsanpassung besteht.
  • Durch die Wirkung der mit der Blindwiderstandsschaltung 13 mit kapazitiver Reaktanz X belasteten vertikalen Resonanzstrahler 4a, 4b, 4c kann die gestreckte Länge L der Ringleitung 14 des in Resonanz befindlichen Ringleitungsstrahlers 2 ausgehend von etwa der Freiraumwellenlänge λ bis auf etwa ein Drittel der Freiraumwellenlänge λ verkürzt sein.
  • Die Blindwiderstandsschaltung 13 mit welcher jeder der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9, 9a, 9b, und auch der Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b mit der Grundfläche 6 verkoppelt ist, kann jeweils durch eine Kapazität gebildet sein.
  • Die Blindwiderstandsschaltung 13, mit welcher die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b mit der Grundfläche 6 verkoppelt sind, können jeweils als eine Serienschaltung aus einer ersten Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b und einer zweiten Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b mit einem diese verbindenden Verknüpfungspunkt 19 gebildet sein, mit welchem jeweils eines der Tore T2, T3 verbunden ist.
  • Die Blindwiderstandsschaltung 13 mit welcher die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b mit der Grundfläche 6 verkoppelt sind und die erste Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b jedes vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlers 10a, 10b können durch eine erste Kapazität 22a, 22b und die zweite Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b durch eine zweite Kapazität 23a, 23b gebildet sein und die Größe und das Verhältnis der ersten und der zweiten Kapazität können jeweils in der Weise gewählt sein, dass zwischen dem hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers 2 und einem reellen Eingangswiderstand der Tore T2, T3 auf niedrigerem Impedanzniveau jeweils Widerstandsanpassung gegeben ist.
  • Die Blindwiderstandsschaltungen 13c, etc., mit der die passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c, etc. mit der elektrisch leitenden Grundfläche 6 verkoppelt sind, können jeweils aus der Serienschaltung einer Kapazität 28 und einem Parallelschwingungskreis - bestehend aus einer Parallelkapazität 45 und einer Parallelinduktivität 46 - gebildet sein und die erste Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b kann jeweils als eine erste Kapazität 22a, 22b gebildet sein und deren zweite Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b kann jeweils als Parallelschwingungskreis - bestehend aus einer zweiten Kapazität 23a, 23b und einer Parallelinduktivität 46a, 46b gestaltet sein und die Resonanzfrequenz aller Parallelschwingungskreise kann jeweils im Frequenzbereich zwischen dem oberen Frequenzband L1 und dem unteren Frequenzband L2 in der Weise gewählt sein, dass der Blindwiderstand dieser Resonanzkreise im Frequenzband L1 kapazitiv und im Frequenzband L2 induktiv ist.
  • Es kann sein, dass jedoch zwischen der Kapazität 28 und dem Parallelschwingungskreis aus der Parallelkapazität 45 und der Parallelinduktivität 46 der Blindwiderstandsschaltungen 13c, etc. der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c, etc. jeweils ein weiterer Parallelresonanzkreis 44, etc. in Serie geschaltet ist und der ersten Kapazität 22a, 22b in der ersten Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b der die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b hin zum Verknüpfungspunkt 19a, 19b ebenfalls jeweils ein weiterer Parallelresonanzkreis 44a, 44b nachgeschaltet ist und die Parallelschwingungskreise in der ersten Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b und der zweiten Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b in der Weise abgestimmt sind, dass ihr Blindwiderstand Xa, Xb in beiden Frequenzbändern L1, L2 jeweils kapazitiv ist und ihr Verhältnis zueinander gemäß dem optimalen Maß topt für Anpassung besteht und die Blindwiderstandsschaltungen 13c, etc. der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c, etc. und der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b bezüglich ihres Frequenzverhaltens einander angeglichen sind.
  • Die erste Kapazität 22a, 22b der ersten Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b sowie die Kapazitäten 28 in den Blindwiderstandsschaltungen 13c, etc. der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c, etc. können in der Weise gebildet sein, dass alle vertikalen Resonanzstrahler 4a, 4b, etc. an ihrem unteren Ende zu individuell gestalteten flächigen Kapazitätselektroden 32a, 32b, 32c, 32d ausgeformt sind, dass die Kapazitäten 22a, 22b, 28durch Zwischenlage einer dielektrischen Platte 33 zwischen den flächigen Kapazitätselektroden 32a, 32b, 32c, 32d und der als elektrisch leitend beschichtete Leiterplatte 35 ausgeführten elektrisch leitenden Grundfläche 6 zur Ankopplung der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c, 9d, etc. an die elektrisch leitende Grundfläche 6 gestaltet sein, und zur kapazitiven Ankopplung der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b auf der elektrisch leitenden Grundfläche 6 kann jeweils eine von der leitenden Schicht der beschichteten Leiterplatte 35 isolierte, flächige Gegenelektrode 34 zum Anschluss der zweiten Blindwiderstandsschaltung 21b gestaltet sein.
  • Die vertikalen Strahler können zur kapazitiven Ankopplung an ihrem unteren Ende zu individuell gestalteten flächigen Kapazitätselektroden 32a, 32b, 32c, 32d ausgeformt sein, es kann jedoch zur Ankopplung der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9, 9a, 9b jeweils eine von der leitenden Schicht der beschichteten Leiterplatte 35 isolierte, flächige Gegenelektrode 34 zum Anschluss der aus konzentrierten Blindelementen gebildeten Blindwiderstandsschaltung 13c,13d gebildet sein.
  • Es kann die leitende Struktur, bestehend aus der Ringleitung 14 und den damit verbundenen vertikalen Resonanzstrahlern 4, 4a-d durch eine dielektrische Stützstruktur 36 so fixiert sein, dass die dielektrische Platte 33 in Form eines Luftspaltes realisiert ist.
  • Es können insgesamt drei vertikale Resonanzstrahler 4a, 4b, etc. mit azimutal gleich verteilten Ringleitungs- Koppelpunkten 7 vorhanden sein, von denen zwei als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b über die Tore T2, T3 eines Verteil-und Phasenschiebernetzwerks 8 erregt sind, dessen Phasenwinkel ΔΦ = 120 Grad beträgt.
  • Es kann eine Vielzahl von N>4 vertikalen Resonanzstrahlern 4, 4a, 4b, 4c,... mit über die gestreckte Länge L der Ringleitung 14 gleich verteilten Koppelpunkten 7 vorhanden sein, sodass N Ringleitungs-Abschnitte 30a, 30b, 30c, 30d gebildet sind und zwischen den Koppelpunkten 7 der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b,.. n Ringleitungs-Koppelpunkte gewählt sind und der Phasenwinkel ΔΦ = (n+1)*2π/N < 180° gewählt ist.
  • Die Ringleitung kann quadratisch gestaltet sein. Es können vier vertikale Resonanzstrahler 4a, 4b, 4c, 4d mit azimutal gleich langen Ringleitungs-Abschnitten 30a, 30b vorhanden sein, von denen insbesondere zwei azimutal aufeinanderfolgende als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b,.. über die Tore T2, T3 eines Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 erregt sind, dessen Phasenwinkel ΔΦ = 90Grad beträgt.
  • Es kann die Ringleitung jedoch rechteckförmig mit vier Ringleitungs-Koppelpunkten 7, 7a,..7d an den Ecken und mit unterschiedlichen Längen der Ringleitungs-Abschnitte 30a, 30b und mit unterschiedlichen Ringleiterbreiten 15a,15b gestaltet sein, wobei durch entsprechend Wahl der Ringleiterbreiten 15a,15b für die Ringleitungs-Abschnitte 30a, 30b jeweils der gleiche Wellenwiderstand ZL und die gleiche wirksame elektrische Länge eingestellt sind.
  • Es kann ein Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 für eine Phasenverschiebung um den Phasenwinkel ΔΦ = 90° einen Hybridring 38 enthalten, welcher neben den beiden Toren T2 und T3 ein viertes, mit einem ohmschen Abschlusswiderstand 40 abgeschlossenes Tor T4 besitzt und welches bei wellenwiderstandsrichtigem Abschluss der Tore T2 und T3 vom Tor T1 entkoppelt ist.
  • Es kann das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 für eine Phasenverschiebung um den Phasenwinkel ΔΦ = 90° einen Wilkinson-Teiler 39 mit einem ohmschen Symmetrierungswiderstand 41 enthalten, wobei der Eingang am Tor 1 und einem der beiden Ausgangszweige ein Phasendrehglied 17 mit dem Phasenwinkel ΔΦ = 90° hin zum Tor T3 nachgeschaltet ist und am anderen der beiden Ausgangszweige das Tor T2 gebildet ist.
  • Es können ein erstes und ein zweites Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 mit Phasenwinkel ΔΦ = 90° und vier als Erregerstrahler ausgeführte vertikale Strahler azimutal gleich verteilt am Umfang des Ringleiters vorhanden sind, wobei das erste Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 mit seinen Toren T2, T3 mit einem ersten Paar der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b, verkoppelt ist und das zweite Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 mit seinen Toren T2a, T3a mit einem dem ersten Paar gegenüberliegenden zweiten Paar der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10c, 10d verkoppelt ist und ein weiteres Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 mit ΔΦ = 180° vorhanden ist, welches zur Erregung der umlaufenden Leitungswelle mit seinen Toren T2c, T3c mit den Eingangstoren T1, T1 in der Weise verbunden ist, dass sich auf der Ringleitung die umlaufende Welle einstellt.
  • Es kann die verlustfreie Anpassungsschaltung 18 zur Transformation des niederohmigen Impedanzniveaus Z0 in den hochohmig reellen Eingangswiderstand in beiden Ausgangszweigen des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 jeweils im Wesentlichen durch eine Lambda/4-Transformationsleitung 12a, 28b und einer Serienschaltung aus einer Induktivität 27a,27b und einer Kapazität 28a,28b zur Feineinstellung des hochohmig reellen Eingangswiderstands der Tore T2 und T3 enthalten.
  • Es können alle vertikalen Resonanzstrahler (4a, 4b, 4c, etc.) entlang der Ringleitung (14) annähernd gleich verteilt sein, sodass keiner der Abstände zwischen einander benachbarten Ringleitungs-Koppelpunkten (7a, 7b, 7c) am Umfang des Ringleitungsstrahlers (2) kleiner ist als die Hälfte des Abstands bei äquidistanter Verteilung über die gestreckte Länge der Ringleitung (14).
  • Es kann durch die Wirkung der mit der Blindwiderstandsschaltung (13, 13a,...13c,...) mit kapazitiver Reaktanz X belasteten vertikalen Resonanzstrahler (4, 4a, 4b, 4c) die gestreckte Länge L der Ringleitung (14) des in Resonanz befindlichen Ringleitungsstrahlers (2) ausgehend von etwa der Freiraumwellenlänge λ bis auf etwa ein Drittel der Freiraumwellenlänge λ verkürzt sein.
  • Es können die vertikalen Strahler (4a,..4d) zur kapazitiven Ankopplung an ihrem unteren Ende zu individuell gestalteten flächigen Kapazitätselektroden (32a, 32b, 32c, 32d) ausgeformt sein, wobei jedoch zur Ankopplung der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9c, 9d) jeweils eine von der leitenden Schicht der beschichteten Leiterplatte (35) isolierte, flächige Gegenelektrode (34) zum Anschluss des aus der Parallelkapazität (45a, 45b) und der Parallelinduktivität (46a, 46b) gebildeten Parallelresonanzkreises hin zum Masse-Anschlusspunkt (11) gebildet ist. (Fig. 13a,b, 14, Fig. 5)
  • Die leitende Struktur, bestehend aus der Ringleitung (14) und den damit verbundenen vertikalen Strahlern (4, 4a-d) kann durch eine dielektrische Stützstruktur (36) so fixiert sein, dass die dielektrische Platte (33) in Form eines Luftspalts realisiert ist. (Fig. 13a,b, 14)
  • Eine Vielzahl von N>4 vertikalen Resonanzstrahlern (4a, 4b, 4c,...) mit über die gestreckte Länge L der Ringleitung (14) gleichverteilten Koppelpunkten (7) kann vorhanden sein, sodass N Ringleitungs-Abschnitte (30a,..30d) gebildet sind und zwischen den Koppelpunkten (7a, 7b) der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) n Ringleitungs-Koppelpunkte gewählt sind und der Phasenwinkel ΔΦ = (n+1)*2π/N < 180° gewählt ist. (Fig. 7)
  • Die Ringleitung (14) kann rechteckförmig mit vier Ringleitungs-Koppelpunkten (7a,..7d) an den Ecken und mit unterschiedlichen Längen der Ringleitungs-Abschnitte (30a, 30b) und mit unterschiedlichen Ringleiterbreiten (15a,15b) gestaltet sein, wobei durch entsprechend Wahl der Ringleiterbreiten (15a,15b) für die Ringleitungs-Abschnitte (30a, 30b) jeweils der gleiche Wellenwiderstand ZL und die gleiche wirksame elektrische Länge eingestellt sind. (Fig.9, 10a, 10b, 10c)
  • Das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) für eine Phasenverschiebung um den Phasenwinkel ΔΦ = 90° kann einen Wilkinson-Teiler (39) mit einem ohmschen Symmetrierungswiderstand (41) enthalten, wobei der Eingang am Tor 1 und einem der beiden Ausgangszweige des Wilkinson-Teilers (39) ein Phasendrehglied (17) mit dem Phasenwinkel ΔΦ = 90° hin zum Tor T3 nachgeschaltet ist und am anderen der beiden Ausgangszweige Tor T2 gebildet ist. (Fig. 11c)
  • Alle vertikalen Resonanzstrahler (4a, 4b, 4c, etc.) können entlang der Ringleitung (14) annähernd gleich verteilt sein, sodass keiner der Abstände zwischen einander benachbarten Ringleitungs-Koppelpunkten (7a, 7b, 7c) am Umfang des Ringleitungsstrahlers (2) kleiner ist als die Hälfte des Abstands bei äquidistanter Verteilung über die gestreckte Länge der Ringleitung (14).
  • Es können ein erstes und ein zweites Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit Phasenwinkel ΔΦ = 90° und vier als Erregerstrahler ausgeführte vertikale Strahler azimutal gleich verteilt am Umfang der Ringleitung (14) vorhanden sein, wobei das erste Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit seinen Toren T2, T3 mit einem ersten Paar der Resonanz-Erregerstrahler 10a, 10b verkoppelt ist und das zweite Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit seinen Toren T2a, T3a mit einem dem ersten Paar gegenüberliegenden zweiten Paar der Erregerstrahler 10c, 10d verkoppelt ist und ein weiteres Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit ΔΦ = 180° vorhanden ist, welches zur Erregung der umlaufenden Leitungswelle mit seinen Toren T2c, T3c mit den Toren T1, T1a in der Weise verbunden ist, dass sich auf der Ringleitung die umlaufende Welle einstellt.
  • Nach einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung eine Antennenanordnung, bei der mehrere jeweils einem Frequenzband zugeordnete Antennen der vorstehend beschriebenen Art vorgesehen sind, deren Ringleitungsstrahler (2) konzentrisch zueinander in der Weise angeordnet sind, dass der Ringleitungsstrahler (2) für das in der Frequenz höchste Frequenzband zuinnerst angeordnet ist und jeder weitere Ringleitungsstrahler (2) einen Ringleitungsstrahler für das nächst höhere Frequenzband umringt.
  • Die Erfindung wird im Folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen weiter erläutert. Die zugehörigen Figuren zeigen im Einzelnen:
    • Fig. 1:
      Antenne 1 nach der Erfindung, bestehend im Beispiel aus dem Ringleitungsstrahler 2 mit dem Ringleiter 14 in der Höhe h < 0,15λ über der leitenden Grundfläche 6 mit N = 3 vertikalen Resonanzstrahlern 4a, 4b, 4c an azimutal gleich verteilten Ringleitungs-Koppelpunkten 7a, 7b, 7c und der elektromagnetischen Erregung 3 durch das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8. Die vertikalen Resonanzstrahler 4a, 4b, 4c sind jeweils über eine kapazitiv wirkende Blindwiderstandsschaltung 13a,13b,13c über den Masse-Anschlusspunkt 11 mit der leitenden Grundfläche 6 verkoppelt. Die elektromagnetische Erregung 3 erfolgt über das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8, welches eingangsseitig mit seinem Tor T1 mit dem Antennenanschluss 5 verbunden ist und dessen Tore T2 und T3 mit zwei von den vertikalen Resonanzstrahlern 4a, 4b, 4c als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a und 10b in der Weise verbunden sind, dass die zugehörigen Ringleitungs-Koppelpunkte 7a, 7b direkt mit den im Verteilnetzwerk 16 und im Phasendrehglied 17 bewirkten Ausgangssignalen an den Toren T2 und T3 mit Phasenwinkelunterschied ΔΦ = 360°/N = 120° angesteuert sind, sodass sich auf dem Ringleiter 14 die laufende Leitungswelle einstellt. Hierbei ist erfindungsgemäß vorausgesetzt, dass die Tore T2 und T3 jeweils einen reellen Eingangswiderstand 43 besitzen, sodass die Resonanz des Ringleitungsstrahlers 2 durch Anschluss der elektromagnetischen Erregung 3 nicht beeinflusst ist. Zur Impedanzanpassung zwischen dem Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 an den Toren T2, T3 und der hochohmigen Antennenimpedanz 37 bei der Resonanzfrequenz f0 des Ringleitungsstrahlers 2 (sh. Fig. 2b) an den Ringleitung-Koppelpunkten 7a und 7b ist das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 hochohmig gestaltet und befindet sich auf einem Impedanzniveau von etwa 300 - 500 Ohm.
    • Fig. 2:
      Figur a) zeigt den Ringleitungsstrahler 2 nach der Erfindung mit drei azimutal gleich verteilten vertikalen Resonanzstrahlern 4a - 4c als Resonanzstruktur. Die Erregung 3 ist nicht dargestellt. Die Blindwiderstandsschaltungen 13 a- 13c sind durch die Kapazitäten 28a, 28b, 28c realisiert. Bei Rotationssymmetrie der Anordnung sind alle Kapazitäten gleich groß. Bei Abstimmung des Ringleitungsstrahlers 2 auf eine Resonanzfrequenz- zum Beispiel f0= 1392 MHz - stellt sich an den vertikalen Resonanzstrahlern 4a- 4c jeweils an der mit 42 bezeichneten Messstrecke der in Figur 2b) dargestellte Verlauf der Antennenimpedanz 37 mit ihrem durch die Strahlung bedingten reellen Resonanzwiderstand von ca. 340 Ohm ein. Bei Anschluss der Erregung an die Resonanzstrahler 4a und 4b - wie in Figur 1 - wird das Resonanzverhalten der Struktur in der Frequenz nicht verändert. Im Beispiel der 3 azimutal gleich verteilten vertikalen Resonanzstrahler 4a, 4b, 4c beträgt der Phasendrehwinkel des Phasendrehglieds ΔΦ= 120°.
    • Fig.3:
      Antenne 1 nach der Erfindung wie in Figur 1 jedoch mit einem Verteilnetzwerk 16 und einem Phasendrehglied 17 auf dem Impedanzniveau Z0 üblicher koaxialer Leitungen (Z0 = 50 Ohm). Zur Anpassung an das hochohmige Impedanzniveau der Antennenimpedanz 37 (sh. Figur 2b) sind dem Phasendrehglied 17 und einem Arm des Verteilnetzwerks 16 jeweils ein Anpassnetzwerk 18 nachgeschaltet. Der Eingangswiderstand 43 an den Toren T2 und T3 ist - ebenso wie in Figur 1 - bei der Resonanzfrequenz des Ringleitungsstrahlers 2 hochohmig und reell.
    • Fig.3a:
      Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 wie in Figur 3 mit beispielhafter Ausführung der Anpassnetzwerke 18 an den beiden Ausgängen. Die Anpassung bei Resonanz des Ringleitungsstrahlers 2 ist durch die λ/4-Transformationsleitungen 12a, 12b, durch welche die Transformation von dem niederohmigen Impedanzniveau Z0 zu dem hochohmigen Impedanzniveau der Antennenimpedanz 37 gegeben ist, bewirkt. Die Serienresonanzkreise, bestehend aus den Kapazitäten 28a, 28b und den Induktivitäten 12a und 12b ermöglichen eine Feinkorrektur der Anpassung über einen erweiterten Frequenzbereich.
    • Fig.4:
      Antenne nach der Erfindung wie in Figur 3 jedoch mit besonderer Gestaltung der Blindwiderstandsschaltungen 13a und 13b in den beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b jeweils unterteilt in eine erste Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b und eine zweite Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b mit einem dazwischen liegenden Verknüpfungspunkt 19a, 19b zum Anschluss der Tore T2 und T3 des Verteil-und Phasenschiebernetzwerks 8.
    • Fig.5:
      Erfindungsgemäße Ausführungsformen der insgesamt kapazitiv wirkenden Blindwiderstandsschaltungen 13 zur Ankopplung der vertikalen Resonanzstrahler an die leitende Grundfläche 6 in Figur 4
      1. a) Blindwiderstandsschaltung 13a bzw. 13b der beiden vertikalen aktiven Resonanz-Erregungsstrahler 10a bzw.10b, unterteilt in die erste Blindwiderstandsschaltung 20a bzw. 20b und die über den Verknüpfungspunkt 19a bzw. 19b verbundene zweite Blindwiderstandsschaltung 21a bzw. 21b, jeweils realisiert durch eine erste Kapazität 22a bzw. 22b und entsprechend durch die zweite Kapazität 23a bzw.23b.
      2. b) Blindwiderstandsschaltung 13c des übrigen passiven vertikalen Resonanzstrahlers 4c, realisiert durch eine Kapazität 28. Die beiden aktiven Resonanz-Erregungsstrahler sind wie in Figur a) beschaltet.
      3. c) Blindwiderstandsschaltung 13a bzw.13b der beiden vertikalen aktiven Resonanz-Erregungsstrahler 10a bzw.10b wie unter Figur a) jedoch mit einem Parallelresonanzkreis, bestehend aus der Parallelinduktivität 46a bzw. 46b und der Parallelkapazität 23a bzw.23b in der zweiten Blindwiderstandsschaltung 21a bzw. 21b zur Erweiterung der Frequenzbandbreite der Antenne.
      4. d) Blindwiderstandsschaltung 13c des übrigen passiven vertikalen Resonanzstrahlers 4c, realisiert, wie unter Figur b) jedoch mit einem seriellen Parallelresonanzkreis bestehend aus der Parallelinduktivität 46 und der Parallelkapazität 45 in Serienschaltung zur Kapazität 28 zur Erweiterung der Frequenzbandbreite der Antenne in Entsprechung der Gestaltung der Blindwiderstandsschaltung 13a bzw.13b der beiden vertikalen aktiven Resonanz-Erregungsstrahler 4a bzw. 4b wie unter c). Die beiden aktiven Resonanz-Erregungsstrahler sind wie in Figur c) beschaltet.
      5. e) Darstellung der Frequenzbänder L1 und L2 für die Satelliten-Navigation mit den Mittenfrequenzen fm1 und fm2 und den unteren und oberen Grenzfrequenzen fu1, fo1 bzw.fu2, fo2. Die Frequenz fm beschreibt die Mittenfrequenz zwischen fu1 und fo2.
      6. f) Blindwiderstandsschaltung 13a bzw.13b der beiden vertikalen aktiven Resonanz-Erregungsstrahler 10a bzw.10b wie unter Figur c) jedoch mit einem weiteren Parallelresonanzkreis 44a bzw. 44b in Serienschaltung zur ersten Kapazität 22a bzw. 22b hin zum Verknüpfungspunkt 19 zur gesonderten Optimierung der Schaltung für jeweils einen der beiden Frequenzbereiche L1 und L2 zur Gestaltung einer Zweibandantenne.
      7. g) Blindwiderstandsschaltung 13c des übrigen passiven vertikalen Resonanzstrahlers 4c, realisiert wie unter Figur d), jedoch mit einem weiteren Parallelresonanzkreis 44 in Serienschaltung zur Kapazität 28 in der Blindwiderstandsschaltung 13c. Die beiden aktiven Resonanz-Erregungsstrahler sind wie in Figur f) beschaltet zur Gestaltung einer Zweibandantenne.
      8. h) Blindwiderstandsschaltung 13a bzw.13b der beiden vertikalen aktiven Resonanz-Erregungsstrahler 10a bzw.10b wie unter Figur f) jedoch mit einer Zusatz-Parallelkapazität 47, gebildet durch die, die isolierte Gegenelektrode 34 überkragende Fläche der Kapazitätselektrode 32a, 32b in den Figuren 13c und 13d mit der elektrisch leitenden beschichteten Leiterplatte 35. Die Zusatz-Parallelkapazität 47 ermöglicht die Erweiterung des Bereichs der Impedanzanpassung jeweils am Verknüpfungspunkt 19a, 19b bei ebenso gegebener Einhaltung der Resonanzbedingung für den Ringleitungsstrahler 2. Die Resonanzbedingung und die Impedanzanpassung werden durch Abstimmung der Größen der Kapazitätselektroden 32a, 32b und der isolierten Gegenelektroden 34 aufeinander hergestellt.
    • Fig.6:
      Anpassungsverhältnisse bei der Resonanzfrequenz f0 in Abhängigkeit vom Maß "t" für die Unterteilung in die erste Kapazität 22a, 22b und die zweite Kapazität 23a, 23b am Beispiel des Ringleitungsstrahlers 2 in Figur 4.
      1. a) Reflexionsfaktor an der Antennenanschlusstelle 5 als Eingangstor T1 eines verlustfreien Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 der Antenne 1 in Abhängigkeit vom Teilungsmaß t . Anpassung ist mit topt = 0,13 erreicht.
      2. b) Transformationsfaktor bei der Resonanzfrequenz f0 zwischen dem Eingangswiderstand 43 mit Z0 = 50 Ohm des Phasendrehglieds 17 und dem Resonanzwiderstand bei f0 am Ringleitungsstrahler-Koppelpunkt 7 in Abhängigkeit vom Teilungsmaß t.
      3. c) Relative Leistung P/Pmax bei f0 in Abhängigkeit vom Teilungsmaß t.
    • Fig.7:
      Antenne nach der Erfindung mit Widerstands-Anpassung durch kapazitive Unterteilung wie im Beispiel der Figur 4 jedoch mit insgesamt 6 azimutal um jeweils 60° gegeneinander versetzt verteilten vertikalen Resonanzstrahlern 4a .. 4f, von denen vier als vertikale passive Resonanzstrahler 9a..9d gestaltet sind. Die Erregung 3 erfolgt beispielhaft an den beiden um 120° azimutal gegeneinander versetzten und um den Differenzwinkel ΔΦ= 120° erregten vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b.
    • Fig.8:
      Antenne nach der Erfindung wie in Figur 7, jedoch mit insgesamt 8 azimutal um jeweils 45° gegeneinander versetzt verteilten vertikalen Resonanzstrahlern 4a..4h. Die Erregung 3 erfolgt beispielhaft an den beiden um 90° azimutal gegeneinander versetzten und um den Differenzwinkel ΔΦ= 90° erregten vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b.
    • Fig.9:
      Antenne nach der Erfindung mit rechteckig ausgeführter Ringleitung 14 mit vier vertikalen Resonanzstrahler 4a bis 4d im Bereich der Ringleitungs-Ecken. Zwei der vertikalen Resonanzstrahler sind als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b und die beiden übrigen Strahler als passive vertikale Resonanzstrahler 9a, 9b ausgeführt. Impedanzanpassung an das niederohmig (z.B. Z= 50 Ohm) ausgeführte Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 ist durch kapazitive Unterteilung, ähnlich wie in den Figuren 4, 7 und 8 erreicht. Die Ringleitung 14 ist vorzugsweise quadratisch gestaltet mit gleichen Ringleiterbreiten 15a, 15b und gleichen Ringleitungs-Abschnitten 30a, 30b. Sowohl die Ringleiterbreite 15a, 15b als auch die Ringleitungs-Abschnitte 30a, 30b können jedoch abgestimmt aufeinander in Grenzen unterschiedlich gewählt sein.
    • Fig. 10:
      Rechteckförmiger Ringleitungsstrahler 2 einer Antenne 1 nach der Erfindung ohne Darstellung der elektromagnetischen Erregung 3 zur Erläuterung der Resonanzstruktur des Ringleitungsstrahlers 2.
      1. a) geometrischer Aufbau des Ringleitungsstrahlers 2 mit großen unterschiedlich wählbaren Ringleiterbreiten 15a und 15b sowie den unterschiedlich wählbaren Ringleitungs-Abschnitten 30a und 30b. Die vertikalen Resonanzstrahler 4a - 4d sind mit ihren Ringleitungs-Koppelpunkten 7a - 7d im weiten Bereich der Ecken des rechteckförmigen Ringleiters 14 vorgesehen. Die unterbrochene Linie kennzeichnet etwa den Verlauf der Schwerlinie 24 der Stromdichteverteilung der Leitungswelle bei Erregung des Ringleitungsstrahlers 2. Aufgrund der Stromverdrängung verdichtet sich die Stromverteilung hin zum Rand des Ringleiters 14. Der für die Funktion bei der Erregung des Ringleitungsstrahlers 2 relevante Strom der Leitungswelle fließt demnach - gekennzeichnet durch die als unterbrochene Linie gezeichnete Schwerlinie der Stromverteilung 24 - auch bei großen Leiterbreiten 15a, 15b mehr zum Rand hin gedrängt. Dies gilt insbesondere für sehr große Ringleiterbreiten 15a, 15b bis hin zur vollkommenen Schließung der inneren Öffnung zum Zentrum hin, welches praktisch stromlos ist, wenn die Ringleitung 14 als eine geschlossene leitende Fläche realisiert ist.
      2. b) gemäß dem durch die Schwerpunktlinie der Stromdichteverteilung 24 repräsentierten Strom kann die Resonanzstruktur des Ringleitungsstrahlers 2 durch ein grob angenähertes Ersatzschaltbild allgemein wiedergegeben werden. Die einzelnen Ringleitungs-Abschnitte 30a -30d sind jeweils durch die induktive und kapazitive Wirkung des zugehörigen Abschnitts der Ringleitung 14 unter Einbeziehung der kapazitiven Wirkung der Blindwiderstandsschaltung 13 als konzentrierte induktive Elemente (Ln) und kapazitive Elemente (Cn) dargestellt. Jeder n-te Ringleitungsabschnitt 30a - 30b ist durch eine π-Struktur gemäß Figur c), bestehend aus einer Längsinduktivität 2*Ln und jeweils einer Querkapazität Cn an deren beiden Enden, dargestellt. Die Strahlungsdämpfung jedes horizontal orientierten Ringleitungsabschnitt 30a - 30b ist durch den Dämpfungsfaktor d der konzentrierten Induktivität einbezogen. Die Aneinanderreihung einander benachbarter Ringleitungs-Abschnitte 30a-30d erfolgt jeweils über einen gemeinsamen vertikalen Resonanzstrahler 4a..4d unter Zusammenziehung der Querkapazitäten Cn der benachbarten Ringleitungs-Abschnitte, wie in Figur c) dargestellt. Die geringfügige induktive Wirkung der vertikalen Resonanzstrahler ist bei dieser Grundsatzbetrachtung aufgrund der geringen Antennenhöhe h vernachlässigt. Erfindungsgemäß vorteilhafte Voraussetzungen für den Ringleitungsstrahler 2 sind für die Resonanzfrequenz f0=ωo/2π dann erreicht, wenn jeweils alle Wellenwiderstände ZLn = Ln Cn
        Figure imgb0001
         und jeweils alle Ln □ Cn = / ωon 1 ,
        Figure imgb0002
         welche die elektrische Länge des Ringleitungs-Abschnitts repräsentieren, für alle n gleich groß sind.
        Bei rotationssymmetrischen Ringleitungsstrahlern 2 ist dies stets gegeben. Andernfalls kann diese Voraussetzung zum Beispiel bei einer rechteckförmigen Struktur des Ringleitungsstrahlers 2 durch individuelle Gestaltung der Ringleiterbreiten 15a-15d in den einzelnen Ringleitungs-Abschnitten 30a-30b erreicht werden.
    • Fig.11:
      1. a) Gestaltung des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 - zum Beispiel wie in den Figuren 7 und 8 - jedoch als auf die Resonanzfrequenz f0 abgestimmten Hybridring 3, durch welchen sowohl die Leistungsteilung als auch die Phasenverschiebung erfolgt. Bei Einspeisung am Tor T1 wird der Ringleitungsstrahler 2 über die Tore T2 und T3 mit dem Phasenunterschied von 90° erregt. Der Abschluss von Tor T4 mit dem ohmschen Abschlusswiderstand 40 bewirkt bei Abweichung der Frequenz von der Resonanzfrequenz f0 breitbandig die teilweise Absorption der Leistung der unerwünschten Polarisation bei Einspeisung am Tor T1.
      2. b) Idealisierte Streumatrix zur Beschreibung des allgemein bekannten grundsätzlichen Wellenverhaltens eines Hybridrings 38 in Figur a) an den Toren T1 bis T4. Die wichtige Entkopplung der Tore T1 und T4 voneinander ist durch die Streuparameter S14 = 0, S41= 0 in der Matrix fett gekennzeichnet.
      3. c) Gestaltung des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 - zum Beispiel wie in den Figuren 7 und 8 - jedoch als auf die Resonanzfrequenz f0 abgestimmten Wilkinson-Teilers 16 mit nachgeschaltetem λ/4 Leitungs-Phasenschieber 17 an einem Tor T3* zur Erzeugung des Phasenunterschieds von 90°. Der ohmsche Symmetrierungswiderstand 40 absorbiert bei unsymmetrischer Belastung des Wilkinson-Teilers 16 bei Abweichung von der Resonanzfrequenz f0 teilweise die Ströme, welche die unerwünschte Polarisation auf dem Ringleitungsstrahler 2 hervorrufen.
    • Fig.12:
      Antenne nach der Erfindung z. B. wie in Figur 9 mit rechteckig geformter Ringleitung 14. Die Kapazitäten 22a, 22b und 28 sind in der Weise gebildet, dass die vertikalen Resonanzstrahler 4a - 4d an ihrem unteren Ende zu individuell gestalteten flächigen Kapazitätselektroden 32a, 32b, 32c, 32d ausgeformt sind. Durch Zwischenlage zwischen diesen und die als elektrisch leitend beschichtete Leiterplatte ausgeführte elektrisch leitende Grundfläche 6 befindliche dielektrische Platte 33 sind die Kapazitäten 28 zur Ankopplung der passiven vertikalen Resonanzstrahler 4c, 4d an die elektrisch leitende Grundfläche 6 gestaltet. Zur kapazitiven Ankopplung der aktiven vertikalen Resonanzstrahler 10a, 10b an die Tore T2 und T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 ist dieser Anschluss als jeweils eine von der leitenden Schicht isolierte, flächige Gegenelektrode 34 gestaltet. Die Gegenelektroden 34 können somit als Verknüpfungspunkte 19 der Antenne in Figur 9 ausgeführt sein und können als Anschlusspunkte für die Tore T2 und T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8, wie in Figur 13 angedeutet, dienen.
    • Fig.13:
      Antenne 1 ähnlich wie in Figur 11, jedoch ist die dielektrische Wirkung der dielektrischen Platte 33 durch einen Luftspalt realisiert. Typische Abmessungen eines Ringleitungsstrahlers 2 für den Frequenzbereich L1 sind für quadratische Antennen ein Abmessung von 30mm bis 40mm und für die Höhe h = 8mm. Zur Widerstandsanpassung des vorzugsweise auf niedrigem Impedanzniveau (Z0) ausgeführten Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 ist die kapazitive Unterteilung wie in Figur 9 vorgesehen.
      1. a) Die beispielhaft zugehörigen Blindwiderstandsschaltungen 13a, 13b und 13c sind in den Figuren 5a und 5b dargestellt. Die Kapazität 28 der Kapazitätselektrode 32c, 32d gegen die elektrisch leitende Grundfläche 6 bzw. die Kapazität 22a, 22b gegen die isolierte Gegenelektrode 34a, 34b beträgt jeweils ca. 0.3pF. Die Tore T2 und T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 mit ihrem reellen Eingangswiderstand 43 sind jeweils an eine Gegenelektrode 34a, 34b als Verknüpfungspunkt 19a, 19b angeschlossen. Die kapazitive Unterteilung zur Impedanzanpassung ist jeweils durch die Kapazität 22a, 22b und der Kapazität 23a, 23b gegeben. Diese zwischen dem Verknüpfungspunkt 19a, 19b und dem Massepunkt 11 eingebrachte Kapazität 23a, 23b ist auf der Rückseite der beschichteten Leiterplatte 35 als SMD-Bauteil angebracht. Hierzu sind auf der Rückseite der Leiterplatte isolierte Pads 29 als Kontaktstützpunkte gestaltet, welche jeweils über eine Durchkontaktierung 26 mit der Gegenelektrode 34 einerseits und andererseits z.B. über die Kapazität 23a, 23b (sh. Fig. 4 u. 5a) mit Masse verbunden sind.
      2. b) die Blindwiderstandsschaltungen 13a, 13b der beiden Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b sind wie in Figur a) gemäß Figur 5a bzw. wie in 5c gestaltet. Bei Gestaltung nach Figur 5c ist der auf der Rückseite der beschichteten Leiterplatte 35 eingebrachten Kapazität 23a, 23b eine Induktivität 46a, 46b als SMD-Bauteil parallel geschaltet. Im Gegensatz zur Figur a) sind zur Bildung der Blindwiderstandsschaltungen der beiden passiven Resonanzstrahler 9a, 9b den Kapazitätselektroden 32c, 32d auf der beschichteten Leiterplatte 35 isolierte Gegenelektroden 34 gegenübergestellt. Ausgehend von der Gegenelektrode 34 als Kontaktstützpunkt sind auf der Rückseite der Leiterplatte 35 die Parallelinduktivität 46 und die Parallelkapazität 45 zum Massepunkt 11 auf der Leiterplatte 35 geschaltet, sodass die Blindwiderstandsschaltung 13 in Figur 5d realisiert ist.
        Bei Ausgestaltung aller Blindwiderstandsschaltungen 13 aller vertikalen Resonanzstrahler mit jeweils einer Kapazitätselektrode 32 und einer gegenüberliegenden isolierten Gegenelektrode 34 können alle Schaltungen in den Figuren 5c und 5f für die Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b durch Einsatz von SMD-Bauteilen auf der Rückseite der Leiterplatte 35 realisiert werden. Auf gleiche Weise können die Blindwiderstandsschaltungen für die passiven Resonanzstrahler 9a, 9b durch Beschaltung der isolierten Gegenelektroden 34 mit SMD-Bauteilen auf der Rückseite der Leiterplatte 35 gemäß den in den Figuren 5d und 5g angegebenen Schaltungen realisiert werden.
      3. c) Wie unter Figur 5h beschrieben dient die Zusatz-Parallelkapazität 47 zur freien Gestaltung der Impedanzanpassung bei Beibehaltung der Resonanzeigenschaften des Ringleitungsstrahlers 2. Die Figur zeigt die großflächige Überdeckung der isolierten Gegenelektrode 34a, 34b mit der Kapazitätselektrode 32a, 32b der Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b. Der in der vertikalen Projektion der Kapazitätselektrode 32a, 32b gegenüber der isolierten Gegenelektrode 34 bestehende flächige Überstand bildet mit der elektrisch leitenden Schicht der beschichteten Leiterplatte 35 die Zusatz-Parallelkapazität 47. Die Blindwiderstandsschaltung der beiden passiven Resonanzstrahler 9a, 9b sind wie in Figur a) gestaltet.
      4. d) die Blindwiderstandsschaltungen 13 der beiden Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b sind wie in Figur c) mit einer Zusatz-Parallelkapazität 47 gestaltet. Die beispielhaft möglichen Blindwiderstandsschaltungen 13 der beiden passiven Resonanzstrahler 9a, 9b können wie in Figur b) beschrieben, gestaltet werden.
    • Fig.14:
      Im Bild ist die Oberseite der Leiterplatte 35 einer Antenne 1 nach der Erfindung dargestellt, auf welche der elektrische Ringleitungsstrahler 2 aufgesetzt wird. Für die breitbandige Gestaltung einer Antenne 1 nach der Erfindung - welche zum Beispiel beide Frequenzbereiche L1 und L2 mit einer zwischen den beiden Frequenzbereichen liegenden Mittenfrequenz fm (sh. Figur 5e) - ist die Blindwiderstandsschaltung 13, wie in den Figuren 5c bzw. 5d gestaltet. Hierfür ist für die Blindwiderstandsschaltung in den beiden aktiven vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b jeweils die Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b in Figur 5c und für die beiden passiven vertikalen Resonanzstrahler 9a, 9b die Blindwiderstandsschaltung 13c in Figur 5d vorgesehen. Dies ist bei dem Beispiel im Figur 13a dadurch erreicht, dass für alle Kapazitätselektroden 32 jeweils eine Gegenelektrode 34 vorhanden ist und, dass der durch die Kapazitätselektroden 32 bewirkten Kapazität 22a, 22b bzw. 28 an allen vertikalen Resonanzstrahlern 4a - 4d eine Parallelschaltung aus einer Parallelkapazität 23a, 23b bzw. 45 und einer Parallelinduktivität 46a, 46b, bzw. 46 - dargestellt als SMD- Bauteile - zwischen der Gegenelektrode 34 und der elektrisch leitenden Grundfläche 6 in Serie geschaltet ist. Figur 13a zeigt die Oberseite der Leiterplatte 35 mit Durchkontaktierungen 26 auf den Gegenelektroden 34 unter den Kapazitätselektroden 32. In Figur 14b ist die Unterseite der Leiterplatte 35 mit den Pads 29 dargestellt, welche mit den isolierten Gegenelektroden 34 über die Durchkontaktierungen 26 verbunden sind,. Die Blindelemente sind als SMD-Bauelemente gemäß den Figuren 5c und 5d angebracht. Zusätzlich sind die beiden Verknüpfungspunkte 19 mit der jeweils daran angeschlossenen Serienschaltung aus der Kapazität 28a, 28b und der Induktivität 27a, 27b als Teile der in Figur 3a enthaltenen Anpassungsschaltung 18 des Verteil-und Phasenschiebernetzwerks 8 zur Bildung der Tore T2 und T3 dargestellt.
    • Fig. 15
      Zeigt eine Antenne nach der Erfindung mit vier azimutal am Umfang der Ringleitung 14 gleich verteilten Resonanz-Erregungsstrahlern 10a bis 10d. Alle Strahler werden entsprechend einer umlaufenden Welle mit jeweils 90°-Phasenunterschied zwischen benachbarten Strahlern erregt. Hierzu sind ein erstes und ein zweites Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit Phasenwinkel ΔΦ = 90° vorhanden, wobei das erste Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit seinen Toren T2, T3 mit einem ersten Paar der Resonanz-Erregerstrahler 10a, 10b verkoppelt ist und das zweite Verteil-und Phasenschiebernetzwerk (8) mit seinen Toren T2a, T3a mit einem dem ersten Paar gegenüberliegendem zweiten Paar der Erregerstrahler 10c, 10d verkoppelt ist. Zur Anregung einer laufenden Welle werden einander gegenüberliegende Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10c bzw. 10b, 10d jeweils mit einem Phasenunterschied von ΔΦ = 180° erregt. Hierzu ist ein weiteres Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 31, 39 mit einer Phasenverschiebung von ΔΦ = 180° vorhanden, welches mit seinem Tor T2c mit dem Tor T1 des ersten Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8, 36 und mit seinem Tor T3c mit dem Tor T1b des weiteren Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8, 38b verbunden ist. Auch hier kommt erfindungsgemäß vorzugsweise jeweils ein Hybridring 38 zum Einsatz. Das 180° Phasennetzwerk 31 kann beispielhaft als Wilkinson-Teiler 39 mit einer λ/2-langen Verzögerungsleitung 17 (sh. Figur 11c) eingesetzt werden. Alle Anschlüsse sind in der Weise gewählt, dass sich auf der Ringleitung die leitende Welle in der gewünschten Umlaufrichtung einstellt. Mit dieser Anordnung ist der besondere Vorteil der azimutal symmetrischen Anregung verbunden, sodass der Abgleich der Anordnung besonders problemfrei erfolgen kann. Als Einschränkung ist jedoch der erhöhte Aufwand anzumerken.
  • Für die Gestaltung einer zweibandfähigen Multibandantenne nach der Erfindung - zum Beispiel für die Frequenzbereiche L1 und L2 - ist die Blindwiderstandsschaltung 13 jeweils in der Weise mehrfrequent gestaltet, dass Resonanz des Ringleitungsstrahlers 2 in den voneinander getrennten Frequenzbändern L1 und L2 jeweils gesondert und entsprechend als Frequenz f01 und als Frequenz f02 gegeben ist. Hierzu wird ausgehend von den Pads 29 in Figur 14b die Rückseite der beschichteten Leiterplatte 35 in der Weise umgestaltet, dass die Blindwiderstandsschaltungen 13a, 13b, bzw. 13c realisiert sind.
  • Im Folgenden wird die Erfindung noch einmal im Zusammenhang mit ihren vorteilhaften Ausführungsformen beschrieben.
  • In einer Grundform enthält eine Antenne 1 nach der Erfindung einen bereits oben beschriebenen Ringleitungsstrahler 2, wie er zum Beispiel in Figur 2a für eine rotationssymmetrische Anordnung mit drei längs dem elektrisch kurzen Ringleiter 14 äquidistant verteilten vertikalen Resonanzstrahlern 4a, 4b, 4c dargestellt ist. Aus der Ringleiterbreite 15 und der Länge eines Ringleitungs-Abschnitts 30a,30b,etc. resultiert eine induktive Wirkung, welche zusammen mit der kapazitiven Blindwiderstandsschaltung 13 in jedem der vertikalen Resonanzstrahler ein Resonanzverhalten mit einer Resonanz-Kreisfrequenz ω0 =2π*f0 bewirkt, welches sich durch den Frequenzverlauf der Antennenimpedanz 37 mit dem Impedanzmaximum 42' in Figur 2b ausdrückt.
  • Erfindungsgemäß ist diese Resonanzstruktur bei der Eigenresonanzfrequenz f0 befähigt, bei entsprechender Erregung über zwei vertikale Resonanzstrahler 4a, 4b - hier zur Kennzeichnung als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b bezeichnet - mit in der Phase der azimutalen Position der vertikalen Resonanzstrahler 4a, 4b entsprechenden Signalen - zum Beispiel wie in Figur 1 dargestellt - eine laufende Stromwelle in exakt einer Laufrichtung zu befördern. Die Struktur des Ringleitungsstrahlers 2 in Figur 2a selbst besitzt somit noch kein Merkmal für die Bevorzugung einer der beiden möglichen Laufrichtungen der Stromwelle. Die Laufrichtung wird ausschließlich durch Anschluss des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 gemäß dem Vorzeichen des Phasenwinkels ΔΦ, wie in Figur 1, festgelegt. Der Phasenunterschied ΔΦ zwischen diesen Signalen ist erfindungsgemäß deshalb derart gewählt, dass er bei der Resonanzfrequenz f0 des Ringleitungsstrahlers 2 dem Phasenunterschied ΔΦ einer auf der Ringleitung laufenden Stromwelle zwischen den Ringleitungs-Koppelpunkten 7a und 7b der beiden Resonanz-Erregungsstrahler 10a und 10b entspricht. Die Umlaufrichtung der Stromwelle ist somit durch das Vorzeichen des Phasenunterschieds ΔΦ der Erregersignale in Verbindung mit der Position der beiden Ringleitung-Koppelpunkte 7a, 7b vorgegeben. Die Laufrichtung wird somit ausschließlich durch Anschluss des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 gemäß dem Vorzeichen des Phasenwinkels ΔΦ, wie in Figur 1, festgelegt.
  • Naturgemäß kann die Bedingung für die Erregung einer Laufrichtung exakt nur bei der Resonanzfrequenz f0 erfüllt sein und der Anteil der unerwünschten Laufrichtung und somit die Kreuzpolarisation nehmen mit wachsender Abweichung von dieser Frequenz zu. Als besonderer Vorteil der Erfindung ergibt sich jedoch die sehr große Bandbreite für eine hinreichend große Unterdrückung der Kreuzpolarisation aus der erfindungsgemäßen Forderung nach einem reellen Eingangswiderstand 43 beider Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8, wobei die Resonanzfrequenz f0 des Ringleitungs-strahlers 2 durch die Erregung 3 bei der Resonanzfrequenz f0 nicht geändert wird. Ein Blindleistungsaustausch zwischen dem Ringleitungsstrahler 2 und der Erregung 3 findet somit bei der Resonanzfrequenz f0 nicht statt. Besonders hohe Bandbreite der Unterdrückung der Kreuzpolarisation wird erreicht, wenn - wie in Figur 1 dargestellt - die Tore T2 und T3 unmittelbar an die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b angeschlossen sind, so dass sie an den entsprechenden Ringleitungs-Koppelpunkten 7a, 7b wirksam sind.
  • Erfindungsgemäß ist also vorgesehen, den Ringleitungsstrahler 2 und die Phasenverschiebung um den Winkel ΔΦ im Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 in der Weise aufeinander abzustimmen, dass dieser Winkel bei der Resonanzfrequenz f0 der elektrischen Länge des Ringleitungs-Abschnitts 30 als Winkelmaß dem Anteil aus der elektrischen Länge 2π der Ringleitung 14 zwischen den beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b entspricht, an welche die Tore T2 und T3 angeschlossen sind. Dabei können zwischen den vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 9a, 9b am Ringleiter 14 weitere, jedoch passive vertikale Resonanzstrahler 4 - wie in den Figuren 7 und 8 dargestellt - angeordnet sein.
  • Hierbei ergibt sich für insgesamt N > 3 vertikale Resonanzstrahler 4a, 4b, 4c, 4d und somit die gleiche Anzahl von Ringleitungs-Abschnitten 30a, 30b, 30c, 30d und über die Ringleitung 14 gleich verteilte Koppelpunkte 7 der erfindungsgemäß eingestellte Phasenwinkel des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 zu ΔΦ = n*2π/N < 180°, wenn zwischen den Koppelpunkten 7 der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b n Ringleitungs-Abschnitte 30 gewählt sind.
  • Für rotationsymmetrische Anordnungen mit hoher Anzahl von insgesamt N Ringleitungs-Abschnitten kann vorteilhaft eine große Frequenzbandbreite für die Unterdrückung der Kreuzpolarisation erreicht werden.
  • Für besondere Anwendungen, wie zum Beispiel für die Überlagerung von zirkular polarisierter Strahlung mit azimutaler Phasenverteilung von 2π und einer zirkular polarisierten Strahlung mit azimutaler Phasenverteilung von 4π in einem Antennendiversity-System mit zwei Antennen kann die Erfindung in vorteilhafter Weise ebenso auf einen Ringleitungsstrahler 2 mit einer elektrischen Länge von 4π wie folgt angewandt werden. In einem einfachen Sonderfall mit einem polygonförmigen Ringleitungsstrahler 2 mit über die elektrische Länge 4π azimutal gleich verteilten N = 8 Ringleitungs-Abschnitten 30 werden zwei zueinander benachbarte vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b (n = 1) über ein Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 mit ΔΦ = π/2 erregt. In Analogie hierzu ist mit N = 16 vertikalen Resonanzstrahlern und n = 2 Ringleitungs-Abschnitten zwischen den beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b demnach der Phasenwinkel ΔΦ = n*4π/N ebenfalls ΔΦ = π/2 einzustellen. Auf zweckmäßige und raumsparende Weise können zwei Ringleitungsstrahler 2 mit unterschiedlicher Phasenverteilung konzentrisch zueinander angeordnet sein in der Weise, dass der Strahler mit azimutaler 2π- Phasenverteilung von dem Strahler mit 4π-Phasenverteilung umringt ist.
  • In vorteilhafter Weise erfolgt die Erregung der Ringleitung 14 mit der elektrischen Länge 2π des auf die Resonanzfrequenz f0 abgestimmten Ringleitungsstrahlers 2 in Figur 1 in der Weise, dass die Tore T2, T3 einen reellen hochohmigen Eingangswiderstand 43 besitzen und über die beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b direkt an die Ringleitungs-Koppelpunkte 7a, 7b angeschlossen sind. In diesem Fall ist sowohl das Verteilnetzwerk 16 als auch das Phasendrehglied 17 hochohmig entsprechend dem hohen Resonanzwiderstand gestaltet.
  • In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung sind in Figur 3 das Verteilnetzwerk 16 und das Phasendrehglied 17 niederohmig, d. h. für das Impedanzniveau Z0 (z.B. Z0 = 50 Ohm) gestaltet. Zur Transformation in das hohe Impedanzniveau des Ringleitungsstrahlers 2 ist den beiden Ausgangszweigen jeweils ein Anpassnetzwerk 18 nachgeschaltet. Hierfür eignet sich zum Beispiel jeweils die in Figur 3a dargestellte λ/4-Transformationsleitung 12a, 12b mit dem Serienresonanzkreis aus der Induktivität 27a, 27b und der Kapazität 28a, 28b.
  • In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung erfolgt die Impedanzanpassung zwischen den niederohmig - auf dem Impedanzniveau Z0 - gestalteten Toren T 2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 und dem an den Ringleitungs-Koppelpunkten 7a, 7b jeweils vorliegenden hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers 2 - wie in Figur 4 dargestellt - durch serielle Unterteilung der kapazitiven Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b mit Gestaltung eines Verknüpfungspunkts 19a, 19b dazwischen zum Anschluss der beiden Tore T2, T3 mit ihrem jeweils reellen Eingangswiderstand 43 auf dem Impedanzniveau Z0. Die Frequenzbandbreite der Unterdrückung der Kreuzpolarisation ist bei Antennen mit Zirkularpolarisation in hohem Maß von der Bandbreite der Antenne und somit von deren elektrischer Größe abhängig. Bei den hier betrachteten elektrisch kleinen Ringleitungsstrahlern 2 mit Abmessungen, wie sie zum Beispiel im Zusammenhang mit Figur 13 beschrieben sind, ist es bei der häufig vorgegebenen Forderung des Kreuzpolarisationsabstands von 15db und darüber möglich, jedes der Frequenzbänder L1 und L2 gesondert zu erfassen.
  • Hierfür eignet sich erfindungsgemäß die im Beispiel der Figur 4 dargestellte Unterteilung der Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b, welche ebenfalls in Figur 5a dargestellt ist. Die dargestellte Unterteilung ist rein kapazitiv durch die erste Kapazität 22a, 22b und die zweite Kapazität 23a, 23b gegeben. Hierbei ist es erfindungsgemäß wichtig, dass die in den vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b wirksame resultierende Kapazität jeweils derjenigen in den übrigen passiven vertikalen Resonanzstrahlern 9a, 9b - dargestellt durch die Kapazität 28 in den Figuren 4, 7, 8 und in Figur 5b - entspricht und somit die Resonanz des Ringleitungsstrahlers 2 bei der Resonanzfrequenz f0 durch die kapazitive Unterteilung erhalten bleibt. Ein Austausch von Blindleistung zwischen dem Ringleitungsstrahler 2 und der elektromagnetischen Erregung 3 am Verknüpfungspunkt 19 ist bei der Resonanzfrequenz f0 ausgeschlossen. Dieses Merkmal trifft jedoch mit wachsender Abweichung der Frequenz von der Resonanzfrequenz f0 aufgrund der Frequenzabhängigkeit des Ringleitungsstrahlers 2 sowie der Frequenzabhängigkeit des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks 8 bezüglich der Impedanzanpassung und der Phasenverschiebung nicht mehr vollständig zu. In vorteilhafter Weise führt jedoch der beschriebene erfindungsgemäße Abgleich mit wachsender Frequenzabweichung zu einem vergleichsweise besonders kleinen Anstieg der Kreuzpolarisation. Die Antenne nach der Erfindung ist somit bezüglich der Unterdrückung der Kreuzpolarisation vorteilhaft breitbandig.
  • Es ist jedoch andererseits mit einer hier beschriebenen kleinen Antenne kaum möglich, das gesamte Frequenzband beider Frequenzbereiche L1, und L2 zwischen den Frequenzen fu2 und fo1 (sh. Figur 5e) mit einer oben beschriebenen Einbandantenne ohne Zusatzmaßnahmen zu erfassen.
  • Erfindungsgemäß ermöglicht die Gestaltung der Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b - dargestellt in Figur 5c - in den beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahlern 10a, 10b und der Blindwiderstandsschaltung 13c in Figur 5d eine Einbandantenne, welche beide Frequenzbänder L1 und L2 erfasst.
    Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, dass sowohl in der zweiten Blindwiderstandsschaltungen 21a, 21b (sh. Figur 5c) der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b durch Parallelschaltung der Parallelinduktivität 46a, 46b zur vorhandenen zweiten Kapazität 23a, 23b als auch in den Blindwiderstandsschaltungen 13c (sh. Figur 5d) der passiven vertikalen Resonanzstrahler 9c jeweils ein Parallelresonanzkreis mit der Induktivität 46 und der Kapazität 45 hinzugefügt ist. Hierbei ist die Resonanzfrequenz aller Parallelschwingungskreise jeweils im Frequenzbereich zwischen dem oberen Frequenzband L1 und dem unteren Frequenzband L2 (z.B. fm in Figur 5e) in der Weise gewählt, dass der Blindwiderstand der Resonanzkreise im Frequenzband L1 kapazitiv und im Frequenzband L2 induktiv ist. Der Blindwiderstand aller Blindwiderstandsschaltungen 13a, 13b, 13c insgesamt ist jedoch in beiden Frequenzbändern L1 und L2 dennoch kapazitiv.
  • Eine vorteilhaften Weiterführung der Erfindung gemäß der obigen Gestaltung der Blindwiderstandsschaltungen erfolgt in der Gestaltung einer Zweibandantenne in der Weise, dass sowohl der ersten Kapazität 22a, 22b der ersten Blindwiderstandsschaltung 13a 13b der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b als auch der Kapazität 28 der Blindwiderstandsschaltung 13c des passiven vertikalen Resonanzstrahlers 9c jeweils ein weiterer Parallelresonanzkreis 44, 44a, 44b in Serie nachgeschaltet ist. Dadurch ist es zum Beispiel in vorteilhafter Weise ermöglicht, dass sowohl der Blindwiderstand X1a, X1b der ersten Blindwiderstandsschaltung 20a, 20b und auch der Blindwiderstand X2a, X2b der zweiten Blindwiderstandsschaltung 21a, 21b und somit der Blindwiderstand X der Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b in beiden Frequenzbändern L2 und L2 jeweils kapazitiv ist und auch günstige Werte für das Teilungsmaß t für die kapazitive Teilung für beide Frequenzbänder jeweils getrennt gewählt werden können. Die entsprechenden Blindwiderstandsschaltungen 13a, 13b und die Blindwiderstandsschaltung 13c sind in den Figuren 5f und 5g dargestellt. Eine geeignete Dimensionierung aller Blindelemente in der Blindwiderstandsschaltung 13a, 13b ermöglicht es, die oben beschriebene kapazitive Unterteilung durch Wahl der Resonanzfrequenz der Parallelresonanzkreise in Bezug auf die Mittenfrequenzen fm1 und fm2 im Hinblick auf die oben beschriebene Optimierung bezüglich t -topt zu erreichen.
  • In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird die breitbandige Unterdrückung der unerwünschten Polarisationsrichtung LHCP einer für RHCP vorgesehenen Antenne mit einem Hybridring 38 als Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 zur Erregung des quadratischen Ringleitungsstrahlers 2 in Figur 13 erreicht. In einer üblichen, bekannten Form besteht ein Hybridring 38 aus λ/4-langen Leitungsstücken, wie in Figur 11a dargestellt. Es ist auch bekannt, dass die Leitungsstücke durch konzentrierte Blindelemente nachgebildet werden können. Grundsätzlich kann ein Hybridring 38 für unterschiedliche Impedanzniveaus hergestellt werden. Besonders wirtschaftlich ist jedoch die Herstellung für das niedrige Impedanzniveau Z0.
  • Ein Hybridring 38 kann jedoch nur für eine bestimmte Frequenz - im Allgemeinen etwa die Mittenfrequenz eines Frequenzbandes (fm1, fm 2) - vollkommen abgeglichen sein und durch die idealisierte Streumatrix bezüglich seinen Tore T1 bis T4 in Figur 11b beschrieben werden. Bei davon abweichenden Frequenzen entsteht bei der Antenne in Figur 13 naturgemäß bei Erregung an dem Tor T1 und bei Erregung des Ringleitungsstrahlers 2 über die Tore T2 und T3 neben der gewünschten Strahlung im RHCP-Modus anteilig die unerwünschte Strahlung in entgegengesetzter Drehrichtung, also dem LHCP-Modus. Hinzu kommt der mit wachsender Frequenzabweichung von der Resonanzfrequenz f0 zunehmende Blindanteil der Antennenimpedanz, welche den LHCP-Modus ebenso erhöht. Ein optimales Zusammenwirken zwischen dem Hybridring 38 und dem Ringleitungsstrahler 2 bezüglich der Unterdrückung der Kreuzpolarisation wird erfindungsgemäß dann erreicht, wenn der Hybridring 38 bezüglich seines reellen Eingangswiderstands an den Toren T2 und T3 und seiner geforderten Phase von 90° auf die Frequenz f0 abgeglichen ist, welche auch die Resonanzfrequenz f0 des entsprechenden Ringleitungsstrahlers 2 bildet. Als besondere Eigenschaft eines Hybridrings 38 bewirkt die Beschaltung des von dem Tor T1 entkoppelten Tores T4 mit einem Wirkwiderstand der Größe Z0 erfindungsgemäß, dass der unerwünschte LHCP-Anteil in der Strahlung auch bei Frequenzablage von der Frequenz f0, für welche sowohl der Ringleitungsstrahler 2 als auch der Hybridring 38 abgestimmt ist, weitgehend absorbiert ist.
  • In einer vorteilhaften Weiterentwicklung der Erfindung kommt als Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 der Wilkinson-Teiler 39 als Verteilnetzwerk 16 mit nachgeschaltetem Phasendrehglied 17 in Figur 11 zur Anwendung. Der Signalweg, ausgehend vom Tor T1, zweigt in zwei λ/4-lange Leitungen auf, deren spannungsführende Enden mit dem ohmschen Symmetrierungswiderstand 41 als Ausgleichswiderstand miteinander verbunden sind. Dem Tor T3* ist zum Beispiel eine λ/4-lange Leitung als Phasendrehglied 17 für eine Phasendrehung von 90° nachgeschaltet. Diese Leitung kann ebenso durch konzentrierte Bauelemente nachgebildet werden. Nur bei widerstandsrichtigem Abschluss der Tore T2 und T3 ist das System abgeglichen. Ähnlich wie bei Einsatz des oben beschriebenen Hybridrings 38 trifft dies nur auf die Resonanzfrequenz f0 zu. Mit wachsender Abweichung von dieser Frequenz ist die Symmetrie des Wilkinson- Teilers 39 gestört. Erfindungsgemäß ist der daraus resultierende unerwünschte LHCP-Anteil über den ohmschen Symmetrierungswiderstand 41 ebenso stark gedämpft.
  • Zur Erfüllung besonders hoher Forderungen an die Unterdrückung der Kreuzpolarisation in den beiden Frequenzbändern L1 und L2 kann es vorgesehen sein, für jedes Frequenzband eine gesonderte erfindungsgemäße Antenne 1 einzusetzen. In einer äußerst vorteilhaften Weiterführung der Erfindung werden die beiden Ringleitungsstrahler 2 in einer Antennenanordnung konzentrisch zu einander angeordnet mit der Maßgabe, dass der Ringleitungsstrahler 2 für die höhere Frequenz im Band L2 von dem größeren Ringleitungsstrahler für die niedrigere Frequenz im Band L1 umringt ist. Naturgemäß ist hierbei der erhöhte Aufwand von zwei gesonderten und auf das jeweilige Frequenzband abgestimmten Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8 in Kauf zu nehmen. Unter Ausnutzung des Frequenzabstands zwischen verschiedenen Frequenzbändern können auf diese Weise mehrere jeweils einem Frequenzband zugeordnete erfindungsgemäße Antennen 1 gebildet sein, deren Ringleitungsstrahler 2 konzentrisch zu einander in der Weise angeordnet werden, dass der Ringleitungsstrahler 2 für das in der Frequenz höchste Frequenzband zuinnerst angeordnet ist und jeder weitere Ringleitungsstrahler 2 einen Ringleitungsstrahler 2 für das in der Frequenz nächst höher liegende Frequenzband umringt. Eine derartige Anordnung besitzt den besonderen Vorteil, dass hiermit neben den beiden Frequenzbändern L2 und L1 auch das in der Frequenz niedriger liegende Frequenzband L5, welches ebenfalls für die Satelliten-Navigation dient, erfasst werden kann. Aus der Zusammenfassung und der parallelen Auswertung aller Signale aus diesen Frequenzbändern im Navigations- Empfänger kann auch bei schwierigen Empfangsbedingungen die Qualität der Ortungsergebnisse extrem verbessert werden.
  • Eine derartig konzentrische Anordnung der Ringleitungsstrahler 2 besitzt darüber hinaus den Vorteil, dass im Zentrum der Anordnung eine lineare, vertikal polarisierte Antenne für andere Funkdienste angeordnet werden kann, ohne die Eigenschaften der Ringleitungsstrahler 2 zu beeinträchtigen.
    • Liste der Bezeichnungen
    • Antenne 1
    • Ringleitungsstrahler 2
    • elektromagnetische Erregung 3
    • vertikale Resonanzstrahler 4, 4a, 4b, 4c,...
    • Antennenanschlussstelle 5
    • Leitende Grundfläche 6
    • Ringleitungs-Koppelpunkte 7, 7a,..7d,...
    • Verteil- und Phasenschiebernetzwerk 8
    • vertikale passive Resonanzstrahler 9, 9a, 9b
    • vertikale Resonanz-Erregungsstrahler 10a, 10b,..
    • Masse-Anschlusspunkt 11
    • λ/4-Transformationsleitung 12
    • Blindwiderstandsschaltung 13, 13a,...13c,...
    • Ringleitung 14
    • Ringleiterbreite 15, 15a,..,15c,.
    • Verteilnetzwerk 16
    • Phasendrehglied 17
    • Anpassnetzwerk 18
    • Verknüpfungspunkt 19
    • erste Blindwiderstandsschaltung 20a,20b
    • zweite Blindwiderstandsschaltung 21a,21b
    • erste Kapazität 22a,22b
    • zweite Kapazität 23a,23b
    • Schwerlinie der Stromdichteverteilung 24
    • Serieller Parallelresonanzkreis 25
    • Durchkontaktierung 26
    • Induktivität 27a,27b
    • Kapazität 28a,28b
    • Pad 29
    • Ringleitungs-Abschnitt 30a, 30b, 30c, 30d
    • 180° Phasenschiebernetzwerk 31
    • Kapazitätselektrode 32a, 32b, 32c, 32d,
    • dielektrische Platte 33
    • isolierte Gegenelektrode 34
    • Beschichtete Leiterplatte 35
    • Stützstruktur 36
    • Antennenimpedanz 37
    • Hybridring 38
    • Wilkinson-Teiler 39
    • ohmscher Abschlusswiderstand 40
    • ohmscher Symmetrierungswiderstand 41
    • Messstrecke 42
    • Impedanzmaximum 42'
    • reeller Eingangswiderstand 43
    • weiterer Parallelresonanzkreis 44
    • Parallelkapazität 45
    • Parallelinduktivität 46, 46a, 46b
    • Zusatz-Parallelkapazität 47
    • Gestreckte Länge des Ringleitungsstrahlers L
    • Blindwiderstand X, X1a, X1b, X2a, X2b, Xc
    • Höhe h
    • Tore T1, T2, T3 , T4
    • Wellenwiderstand ZL
    • Zentrum Z

Claims (15)

  1. Antenne (1) für den Empfang zirkular polarisierter Satellitenfunksignale, umfassend wenigstens eine über einer leitenden Grundfläche (6) angeordnete Leiterschleife, mit einer mit einer Antennenanschlussstelle (5) verbundenen Anordnung zur elektromagnetischen Erregung (3) der Leiterschleife, umfassend die folgenden Merkmale:
    - die Leiterschleife ist als Ringleitungsstrahler (2) durch eine polygonale oder kreisförmige geschlossene Ringleitung (14) in einer Höhe h < 0,15 der Freiraumwellenlänge λ über der leitenden Grundfläche (6) verlaufend gestaltet,
    - der Ringleitungsstrahler (2) bildet eine Resonanzstruktur und ist durch die elektromagnetische Erregung (3) in der Weise erregbar, dass sich auf der Ringleitung (14) die Stromverteilung einer laufenden Leitungswelle in einer einzigen Umlaufrichtung einstellt, deren Phasenunterschied über einen Umlauf gerade 2π beträgt,
    - es sind am Umfang des Ringleitungsstrahlers (2) verteilt, an Ringleitungs-Koppelpunkten (7, 7a, 7b, 7c, 7d) mit dem Ringleitungsstrahler (2) galvanisch verkoppelte und zur leitenden Grundfläche (6) hin verlaufende vertikale Strahler (4) vorhanden,
    - es ist zumindest ein Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) mit einem eingangsseitig mit der Antennenanschlussstelle (5) verkoppeltem Tor T1 und mit zwei Toren T2, T3 vorhanden, deren Transmissionskoeffizienten S 12 und S 13 sich voneinander um einen Phasenwinkel ΔΦ unterscheiden,
    umfassend die folgenden Merkmale:
    - der Umfang (L) der Ringleitung (14) ist kürzer als die Freiraum-Wellenlänge λ,
    - es sind mindestens drei vertikale Strahler (4, 4a, 4b, 4c,...) vorhanden, welche über Blindwiderstandsschaltungen (13) mit kapazitiver Reaktanz X mit der Grundfläche (6) verkoppelt sind, durch welche eine Resonanz hergestellt ist,
    - der Eingangswiderstand jedes der Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) zur elektromagnetischen Erregung der Leitungswelle auf der Ringleitung (14) ist jeweils ein reeller Widerstand,
    - jedes der Tore T2, T3 ist an jeweils einen Ringleitungskoppelpunkt (7, 7a, 7b) angekoppelt.
  2. Antenne (1) nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    dem Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) zwei der vertikalen Resonanzstrahler (4a, 4b) als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) in der Weise zugeordnet sind, dass jedes der Tore T2, T3 des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) jeweils über einen der beiden vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit dessen Ringleitungskoppelpunkt (7a, 7b) verkoppelt ist und die anderen vertikalen Resonanzstrahler (4c, 4d,..) als passive vertikale Resonanzstrahler (9a, 9b,etc) wirksam sind. (Fig. 1)
  3. Antenne (1) nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    jedes der Tore T2, T3 jeweils direkt über einen der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit dessen Ringleitungskoppelpunkt (7a, 7b) verbunden ist und der Eingangswiderstand der Tore T2, T3 in der Weise hochohmig reell ist, dass zwischen diesem und dem hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers (2) Widerstandsanpassung besteht. (Fig. 2)
  4. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 3,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    im Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) ein Verteilnetzwerk (16) und ein in einem seiner Ausgangszweige nachgeschaltetem Phasendrehglied (17) vorhanden sind, welche beide für ein niederohmiges Impedanzniveau Z0 gestaltet sind und in jedem der beiden Ausgangszweige eine verlustfreie Anpassungsschaltung (18) zur Transformation des niederohmigen Impedanzniveaus Z0 in den hochohmig reellen Eingangswiderstand der Tore T2, T3 zur Anpassung an den hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers (2) vorhanden ist. (Fig. 3)
  5. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Blindwiderstandsschaltung (13) mit welcher jeder der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9, 9a, 9b) und auch der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit der Grundfläche (6) verkoppelt ist, jeweils durch eine Kapazität (28) gebildet ist. (Fig. 3)
  6. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Blindwiderstandsschaltung (13), mit welcher die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit der Grundfläche (6) verkoppelt sind jeweils als eine Serienschaltung aus einer ersten Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) und einer zweiten Blindwiderstandsschaltung (21a, 21b) mit einem diese verbindenden Verknüpfungspunkt (19) gebildet ist, mit welchem jeweils eines der Tore T2, T3 verbunden ist. (Fig. 4)
  7. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Blindwiderstandsschaltung (13) mit welcher die vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) mit der Grundfläche (6) verkoppelt sind und die erste Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) jedes vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) durch eine erste Kapazität (22a,22b) und die zweite Blindwiderstandsschaltung (21a, 21b) durch eine zweite Kapazität (23a,23b) gebildet ist und die Größe und das Verhältnis der ersten und der zweite Kapazität jeweils in der Weise gewählt ist, dass zwischen dem hochohmigen Resonanzwiderstand des Ringleitungsstrahlers (2) und einem niederohmigeren reellen Eingangswiderstand der Tore T2, T3 jeweils Widerstandsanpassung gegeben ist. (Fig. 4)
  8. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Blindwiderstandsschaltungen (13c, etc.), mit der passive vertikale Resonanzstrahler (9c, etc.) mit der elektrisch leitenden Grundfläche (6) verkoppelt sind, jeweils aus der Serienschaltung einer Kapazität (28) und einem Parallelschwingungskreis - bestehend aus einer Parallelkapazität (45) und einer Parallelinduktivität (46) - gebildet sind und die erste Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) jeweils als eine erste Kapazität (22a, 22b) gebildet ist und deren zweite Blindwiderstandsschaltung (21a, 21b) jeweils als Parallelschwingungskreis - bestehend aus einer zweiten Kapazität (23a, 23b) und einer Parallelinduktivität (46a, 46b) gestaltet ist und die Resonanzfrequenz aller Parallelschwingungskreise jeweils im Frequenzbereich zwischen dem oberen Frequenzband L1 und dem unteren Frequenzband L2 in der Weise gewählt ist, dass der Blindwiderstand der Resonanzkreise im Frequenzband L1 kapazitiv und im Frequenzband L2 induktiv ist. (Fig. 5c, 5d, 5e)
  9. Antenne (1) nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    jedoch zwischen der Kapazität (28) und dem Parallelschwingungskreis aus der Parallelkapazität (45) und der Parallelinduktivität (46) der Blindwiderstandsschaltungen (13c, etc.) der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9c, etc.) jeweils ein weiterer Parallelresonanzkreis (44) in Serie geschaltet ist und der ersten Kapazität (22a, 22b) in der ersten Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) hin zum Verknüpfungspunkt (19a, 19b) ebenfalls jeweils ein weiterer Parallelresonanzkreis (44a, 44b) nachgeschaltet ist und die Parallelschwingungskreise in der ersten Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) und der zweiten Blindwiderstandsschaltung (21a, 21b) der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) in der Weise abgestimmt sind, dass der Blindwiderstand (Xa, Xb) in beiden Frequenzbändern L1, L2 jeweils kapazitiv ist und ihr Verhältnis zueinander gemäß dem optimalen Maß topt für Anpassung besteht und die Blindwiderstandsschaltungen (13c, etc.) der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9c, etc.) und der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) bezüglich ihres Frequenzverhaltens einander angeglichen sind.
  10. Antenne (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 9,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die erste Kapazität (22a, 22b) der ersten Blindwiderstandsschaltung (20a, 20b) der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) sowie die Kapazitäten (28) in den Blindwiderstandsschaltungen (13c, etc.) der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9c, etc.) in der Weise gebildet sind, dass alle vertikalen Resonanzstrahler (4a,4b, 4c,etc) an ihrem unteren Ende zu individuell gestalteten flächigen Kapazitätselektroden (32a, 32b, 32c, 32d) ausgeformt sind, dass die Kapazitäten (22a, 22b, 28) durch Zwischenlage einer dielektrischen Platte (33) zwischen den flächigen Kapazitätselektroden (32a, 32b, 32c, 32d) und der als elektrisch leitend beschichtete Leiterplatte (35) ausgeführten elektrisch leitenden Grundfläche (6) zur Ankopplung der passiven vertikalen Resonanzstrahler (9c, 9d, etc.) an die elektrisch leitende Grundfläche (6) gestaltet sind, und dass zur kapazitiven Ankopplung der vertikalen Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) auf der elektrisch leitenden Grundfläche (6) jeweils eine von der leitenden Schicht der beschichteten Leiterplatte (35) isolierte, flächige Gegenelektrode (34) zum Anschluss der zweiten Blindwiderstandsschaltung (21a, 21b) gestaltet ist. (Fig. 13a,b, Fig. 5)
  11. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 10,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    insgesamt drei vertikale Resonanzstrahler (4a, 4b) mit azimutal gleich verteilten Ringleitungs- Koppelpunkten (7) vorhanden sind, von denen zwei als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) über die Tore T2, T3 eines Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) erregt sind, dessen Phasenwinkel ΔΦ = 120Grad beträgt. (Fig.1, 3, 4)
  12. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 11,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die Ringleitung (14) quadratisch mit vier Ringleitungskoppelpunkten an den Ecken gestaltet ist und vier vertikale Resonanzstrahler (4a, 4b, 4c, 4d) mit azimutal gleich langen Ringleitungs-Abschnitten (30a, 30b) vorhanden sind, von denen zwei azimutal aufeinanderfolgende als vertikale Resonanz-Erregungsstrahler (10a, 10b) über die Tore T2, T3 eines Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) erregt sind, dessen Phasenwinkel ΔΦ = 90Grad beträgt.
  13. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 12,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    das Verteil- und Phasenschiebernetzwerk (8) für eine Phasenverschiebung um den Phasenwinkel ΔΦ = 90° einen Hybridring (38) enthält, welcher neben den beiden Toren T2 und T3 ein viertes, mit einem ohmschen Abschlusswiderstand (40) abgeschlossenes Tor T4 besitzt und welches bei wellenwiderstandsrichtigem Abschluss der Tore T2 und T3 vom Tor T1 entkoppelt ist. (Fig. 11a,11b)
  14. Antenne (1) nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 13,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die verlustfreie Anpassungsschaltung (18) zur Transformation des niederohmigen Impedanzniveaus Z0 in den hochohmig reellen Eingangswiderstand (43) in beiden Ausgangszweigen (T2, T3) des Verteil- und Phasenschiebernetzwerks (8) jeweils im Wesentlichen durch eine Lambda/4-Transformationsleitung (12) und einer Serienschaltung aus einer Induktivität (27a, 27b) und einer Kapazität (28a, 28b) zur Feineinstellung des hochohmig reellen Eingangswiderstands (43) der Tore T2 und T3 gebildet ist. (Fig. 3a)
  15. Antennenanordnung, bei der mehrere jeweils einem Frequenzband zugeordnete Antennen nach zumindest einem der vorstehenden Ansprüche vorgesehen sind, deren Ringleitungsstrahler (2) konzentrisch zueinander in der Weise angeordnet sind, dass der Ringleitungsstrahler (2) für das in der Frequenz höchste Frequenzband zuinnerst angeordnet ist und jeder weitere Ringleitungsstrahler (2) einen Ringleitungsstrahler für das nächst höhere Frequenzband umringt.
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