DE3208812C2 - Empfangsantennenanordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Empfangsantennenanordnung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 im einzelnen angegeben ist.

Empfangsantennenanordnungen, bei denen ein Antennendipol und ein Bezugsoszillator mit einer gemeinsamen Mischdiode in Verbindung stehen, sind aus US 3 296 536 A und auch aus Electronic Industries, May 1963, S. 115 bis 120 und electronics, October 6, 1961, S. 68 bis 71 bekannt. Zur Einführung eines Bezugssignals des Bezugsoszillators in die Mischeinrichtung ist dabei eine Koaxialleitung vorgesehen. Diese Technik führt jedoch zu einer unbequem sperrigen Konstruktion.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Empfangsanten­ nenanordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, die hoch empfindlich sowie physikalisch klein und kompakt ist und sich mit den Methoden der Massenfertigung, der integrierten Schaltungstechnik und der Hybridelektro­ niktechnologie herstellen läßt.

Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine Empfangsantennenanordnung, wie sie im Patentanspruch 1 definiert ist. Vor­ teilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Grundidee der Erfindung ist es, in einer Antennenanordnung zwei gekreuzte Dipole mit je zwei Zweigen vorzusehen und jeden dieser Dipolzweige über jeweils eine Mischdiode mit dem entsprechenden Zweig des jeweils ande­ ren Dipols zu verbinden. Diese Grundidee führt zu einer Mischeinrichtung von eleganter Einfachheit, bei der es zur Einspeisung eines Signals vom Bezugs­ oszillator keiner Verbindung über einen Wellenleiter bedarf, da diese Ein­ speisung mittels Strahlung erfolgen kann. Außerdem bedarf es nicht der sonst üblichen zwei Transformatoren als Eingänge für das Bezugssignal und für das einfallende HF-Signal und als Ausgang für das Zwischenfrequenzsignal.

Die Erfindung führt zu einem Ringmischer ohne dieses Erfordernis und ergibt damit eine im Vergleich zu den bisher bekannten Ringmischern sehr viel einfachere und billigere Struktur. Insbesondere ist bis zur Entstehung der Erfindung niemals der Vorschlag gemacht worden, das Bezugssignal mittels Strahlung in einen Dipol einzukoppeln, der überkreuzend zu einem mit dem einfallenden HF-Signal beaufschlagten zweiten Dipol angeordnet ist. Ebenso fehlt es bisher an einer Anregung für den Bau eines Ringmischers mit zwei gekreuzten und über vier Mischdioden verbundenen Dipolen.

Die zusätzliche Ausstattung der Antennenanordnung mit einer dielek­ trischen Linse ergibt in elegant einfacher und kostengünstiger Weise eine Mikrowellenantenne, die den weitaus aufwendigeren Phased-Array-Radarantennen ebenbürtig ist. Das Grundkonzept dieser Ausführungsform ist ein linsengekop­ pelter Empfänger aus Dipolantennen mit jeweiligen Mischeinrichtungen. Die Antennen werden durch eine dielektrische Linse mit einem Strahlungsfeld gekoppelt. Dabei wird eine einseitige Kopplung erreicht, indem jede Antenne empfindlich ist für über die Linse aufgefangene Strahlung, auf aus der entgegengesetzten Richtung aufgefangene Strahlung jedoch nicht anspricht. Die linsengekoppelte Antennenanordnung zeigt somit ein ähnliches Richtungs­ verhalten wie Anlagen mit mechanischer oder elektronischer Abtastung, ohne jedoch deren aufwendige Abtasteinrichtungen zu erfordern. Für die Herstel­ lung kommt die Planartechnik in Anwendung, wobei sich kostengünstige und zuverlässige Techniken wie Hybridschaltungen oder integrierte Schaltungen einsetzen lassen. Aufwendige Sonderfertigung und Spezialbauelemente sind daher nicht erforderlich.

Mit Hilfe der Erfindung gelingt es, von dem Erfordernis einer an die Herstellung anschließenden Justierung von Wellenleitern und anderen Baustei­ nen wegzukommen. Außerdem kann die Empfindlichkeit auf ein Maximum gebracht werden. Insbesondere auf dem Gebiet der Radartechnik sind die aufgefangenen Signale äußerst schwach, und es ist daher entscheidend wichtig, eine extrem hohe Empfindlichkeit zu erzielen. Auch die Forderung nach Kompaktheit hängt mit der Empfindlichkeit zusammen, und sie betrifft außerdem die Frage der Fertigungskosten. Dies liegt daran, daß Schaltungsanordnung sehr eng gepackt werden müssen, um sicherzustellen, daß ein hoher Anteil der einfallenden Strahlung erfaßt wird. Außerdem reduziert eine sehr dichte Packung die Bearbeitungskosten. Beispielsweise werden bei der Fertigung von Halbleiter­ substraten die Kosten pro Schaltung umso niedriger, je mehr Schaltungen auf einem Wafer erzeugt werden. Auch besteht der Wunsch nach Kompatibilität der Schaltung mit der Siliziumhalbleitertechnologie. Diese Technologie ist aus­ gereift, erzeugt hohe Qualität und zeigt geringere Ausschußquoten als die äquivalente Galliumarsenidtechnologie.

Weiterhin kann Ersatz für sperrige und teure Radareinrichtungen mit mechanischer oder elektronischer Abtastung geschaffen werden, nämlich eine richtungsempfindliche Anordnung, die Information über die Lage einer ent­ fernten Strahlungsquelle liefern kann.

Die Erfindung ist auf ein flächiges Substrat abgestellt, das eine Antenne mit damit verbundenen Mischeinrichtungen trägt, wobei die Antenne gekreuzte Dipole für den Empfang der einfallenden Signale und des Ausgangs­ signals eines Bezugsoszillators enthält. Als Mischeinrichtungen sind vier Mischdioden vorgesehen, die jeweils zwischen Zweigpaaren verschiedener Dipole liegen. Die Empfindlichkeit einer einfachen Detektorschaltung mit einer einzelnen Diode ist proportional zum Quadrat des aufgefangenen Signals. Das Äquivalent für eine Detektorschaltung mit Bezugsoszillator dagegen ist proportional zum Signal selbst. Für schwache Radarsignale ist daher die Verwendung eines Bezugsoszillators unabdingbar, da das Quadrat einer entsprechend kleinen Größe unbrauchbar klein würde. Die gekreuzte Dipolanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung erlaubt eine Kopplung des Bezugsoszillators mit der Mischeinrichtung über Strahlung. Daher ist keine sperrige und kostspielige Übertragungsleitung erforderlich. Die Kombination von vier Mischdioden mit gekreuzten Dipolen macht darüber hinaus auch die Verwendung von Transformatorhybridschaltungen zum Ableiten von Zwischen­ frequenzsignalen aus der einfallenden Strahlung entbehrlich.

Das Trägersubstrat kann aus Halbleitermaterial mit einer mittleren Dielektrizitätskonstanten von beispielsweise 9 bis 15 bestehen. Alternativ kann zur Vereinfachung der Auslegung der integrierten NF-Schaltkreise der Trägerkörper ein Substrat aus einem isolierenden Dielektrikum oder einem Halbleitermaterial mit hohem spezifischen Widerstand sein, auf dessen Ober­ fläche dünne Schichten von Halbleitermaterial mit relativ niedrigem spezifi­ schen Widerstand aufgebracht und insbesondere epitaxial aufgewachsen sind.

Zwar können die Antennendipole in direktem Kontakt mit der Oberfläche des Trägersubstrats stehen, wenn diese aus Halbleitermaterial gebildet ist; bevorzugt sind sie jedoch durch eine Schicht aus einem passiven Dielektrikum davon getrennt, so daß die Oberfläche des Trägersubstrats geschützt ist und die Bildung unerwünschter Verbindungen zwischen dem Metall der Antennendi­ pole und dem Halbleitermaterial des Trägersubstrats vermieden wird.

Der Trägerkörper kann auch aus einem Dielektrikum mit hoher Dielek­ trizitätskonstante wie Bariumtitanat oder Titandioxid bestehen. Diese Materialauswahl ist für Anwendungen im längeren Wellenlängenbereich bevor­ zugt, das sie eine Verkleinerung der Antennenabmessungen erlaubt. In diesem Falle wird bevorzugt Halbleitermaterial für die Integration der Mischdioden und sonstigen Schaltungskomponenten vorgesehen, das entweder als Substrat auf der Antennenrückseite oder als dünne Schicht, d. h. dünn gegen die Dipollänge, zwischen den Antennendipolen und dem Trägerkörper ausgebildet ist.

Wenn zum Auffangen der einfallenden Strahlung eine dielektrische Linse vorgesehen ist, wird die Unterseite des Trägersubstrats einstückig mit dem rückwärtigen Teil dieser Linse ausgeführt oder damit verbunden, so daß die Strahlung wirksam an die Antennendipole ankoppelbar wird.

Nunmehr wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Ausführungsform der Erfindung mit einem Gegentakt- bzw. Brücken­ mischer,

Fig. 2 und 3 abgewandelte Ausführungsformen der Erfindung,

Fig. 4 bis 6 zugehörige Schaltbilder,

Fig. 7 eine Ausführungsform der Erfindung mit einem Kohärenzmischer,

Fig. 8 eine abgewandelte Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 und 10 eine Ausführungsform mit einer Linse in Querschnitt bzw. Draufsicht,

Fig. 11 und 12 Draufsichten auf einen Gegentaktmischer mit Begrenzerdioden und

Fig. 13 ein Empfangsantennenanordnung mit zwei Dipolsystemen.

Die monolithische Integration von Antennendipolen und Mischdioden kann komplexe Konfigurationen aufweisen. So kann der Mischer als Brücken- bzw. Gegentaktmischer (Fig. 1 bis 3) oder noch komplexer als Kohärenzmischer (Fig. 7, 8) ausgebildet sein. Eine Eigenschaft dieser Mischer ist es, daß die entwickelte Niederfrequenzkurve Null ist, wenn nur Strahlung einer Polarisation parallel zu einem Paar von Antennenleitern empfangen wird. Dies hat den großen Vorteil einer rela­ tiven Unempfindlichkeit gegenüber Amplituden­ schwankungen des Empfangsoszillators, d. h. gegenüber einem Amplitudenrauschen des Empfangsoszillators. Ein Signal wird erzeugt, wenn diese Strahlung mit einer Signalstrahlung orthogonaler Polarisation kombiniert wird.

Die Anordnung von Fig. 1 hat eine Vierleiter-Anten­ ne 41 auf einem Siliziumsubstrat, wobei die Antennen­ leiter 41A bis 41D der Antenne 41 durch einen Brücken­ mischer 43 zusammengeschaltet sind, der aus einem Ring von Schottky-Dioden 43A-43D gebildet ist; die Dioden sind um diesen Ring so angeordnet, daß das Vorderende der einen Diode jeweils dem Hinterende der nächsten Diode zugewandt ist. Paare von entgegen­ gesetzten Antennenleitern 41A und 41C, 41B und 41D bilden jeweils einen Dipol, und diese Dipole sind ortho­ gonal angeordnet, so daß sie Signal- und Referenzstrah­ lung mit orthogonaler Polarisation, z. B. vertikaler und horizontaler Polarisation, wie gezeigt, empfangen. Um ein korrektes Einphasen des Stroms im Sensor sicherzu­ stellen, ist es wichtig, daß die Dioden 43A-43D symme­ trisch in bezug auf die Antennenleiter 41A-41D ange­ ordnet sind. Bei einem Phasenfehler von ± 1% von 2 π rad bei 100 GHz bedeutet dies eine Lagetoleranz von ca. ± 10 µm.

Der auftretende Stromflußverlauf kann durch äquivalente Kurzschlußströme einer Amplitude a ± s durch jede Diode repräsentiert werden, wobei "a" eine Stromkomponente ist, die sich aus der Gleichrich­ tung des Empfangsoszillators allein ergibt, und "s" die Stromkomponente ist, die sich aus der Kombination des Bezugswerts und des Signals ergibt. Die ringförmige Anordnung ergibt einen natürlichen Kurzschlußweg für den gleichgerichteten Empfangsoszillatorstrom "a" (d. h. bei Abwesenheit einer Signalstrahlung ist die Spannung an jeder Diode Null). Die kombinierte bzw. gemischte Stromkomponente "s", die das Ansprechsignal bezeich­ net, kann jedoch aus jedem Paar aneinandergrenzender Antennenleiter (z. B. 41A und 41D) extrahiert und über Anschlußleitungen 47 einem Vorverstärkerglied zuge­ führt werden, das in das Substrat integriert ist (z. B. Glied 45).

Grundsätzlich kann eine höhere Empfindlichkeit da­ durch erzielt werden, daß die NF-Signale aller vier Di­ oden kombiniert werden. Eine Möglichkeit hierzu ist die Herstellung von Anschlüssen über den Mischerring, also vom Antennenleiter 41A zum Antennenleiter 41C sowie vom Antennenleiter 41B zum Antennenleiter 41D. Al­ ternativ kann ein Verstärker jeder Diode parallelge­ schaltet werden, und die Signale können nach der Ver­ stärkung verknüpft oder kombiniert werden. Diese Ver­ stärker sind in Fig. 1 mit 45, 45A, 45B und 45C bezeich­ net. In allen Fällen müssen jedoch die NF-Anschlüsse an den oder die Verstärker oder die Anschlüsse über den Mischerring derart hergestellt werden, daß die HF-Ströme nicht unannehmbar modifiziert oder vernichtet werden. Die Anschlüsse dürfen nicht metallisch sein, da hierdurch die Antennenwirkung verzerrt werden wür­ de. Sie können aus Widerstandsmaterial, z. B. dotiertem Halbleitermaterial, bestehen, aber in diesem Fall muß der Flächenwiderstand ausreichend hoch sein, so daß eine minimale Absorption von HF-Signalen erhalten wird. Berechnungen zeigen, daß der Flächenwiderstand mehr als ca. 300 Ω cm² betragen sollte und daß der Gesamtwiderstand jeder Verbindung die Antennenim­ pedanz bei Resonanz, die typischerweise 25 Ω ist, stark überschreiten muß. Ein hoher Flächen- bzw. Schichtwi­ derstand ist besonders in der Nähe des Antennenmetalls von Bedeutung, wo die elektrischen Randfelder am höchsten sind. Für einen minimalen Verlust der HF-Energie muß der Widerstand jedes Anschlusses größer als 10³ Ω sein, und dieser Serienwiderstand bewirkt eine Verschlechterung des Rauschabstands von Mischer und Verstärker. In Anwendungsfällen, in denen ein optima­ ler Rauschabstand erforderlich ist, wäre dies unannehm­ bar, aber in Fällen, in denen eine verminderte Empfind­ lichkeit toleriert werden kann, ist diese Möglichkeit an­ wendbar.

Eine weitere mögliche Anordnung für den NF-Aus­ gang unter Wegfall der Widerstandsverbindung mit dem NF Verstärker resultiert auf der Zweiteilung eines oder mehrerer der Antennenleiter 41A-41D. Jeder zweigeteilte Antennenleiter umfaßt ein Paar von eng beabstandeten Metalleitern und wirkt als niederohmige Übertragungsleitung, so daß die HF-Spannung an je­ dem Leiterpaar niedrig ist. Tatsachlich sind die zweige teilten Antennenleiter bei Hochfrequenz kurzgeschlos­ sen, jedoch bei Niederfrequenz entkoppelt. Die HF-Im­ pedanz zwischen den Leitern kann durch Erhohen der Kapazität zwischen ihnen weiter vermindert werden. Eine Möglichkeit besteht in der Bildung kleiner Zonen von hochdotiertem Halbleitermaterial, die unter beiden Metalleitern verlaufen, jedoch von dem Metall durch die Oxidschicht gleichstromentkoppelt sind. Alternativ kann eine dielektrische Schicht auf das Metall und dar­ auf wiederum eine weitere Metallschicht aufgebracht werden. Ein entgegengesetztes Diodenpaar ist relativ zu der Konfiguration nach Fig. 1 umgekehrt angeord­ net, und der NF-Signalausgang dann zwischen dem Lei­ terpaar, das einen der Antennenleiter bildet, entnom­ men werden.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist der An­ tennenleiter 41D zweigeteilt, die beiden Dioden 43B und 43D sind umgekehrt angeordnet, und der Ausgang wird an den beiden Zweigen dieses Antennenleiters 41D, den beiden parallelen Leitern 55 und 57 von Fig. 2 abgenommen. Ein NF-Verstärker kann zwischen diese Metalleiter 55 und 57 geschaltet sein, ohne daß nichtme­ tallische Widerstandsanschlüsse 47 vorgesehen werden, und infolgedessen ergibt sich auch kein Verlust hinsicht­ lich der Empfindlichkeit. Es ist vorteilhaft, den NF-Ver­ stärker unter dem den zweigeteilten Antennenleiter 41D bildenden Metall anzuordnen, da das elektrische HF-Feld schwach ist und die Anwesenheit der Verstär­ kerkomponenten, z. B. Transistoren, die Antennenwir­ kung nicht merklich beeinflußt. Erforderlichenfalls kann der Verstärker bei niedriger Frequenz von dem Metall durch eine Oxidschicht entkoppelt sein. Die Stromver­ sorgung und die Ausgangsanschlüsse für den Verstärker müssen als Widerstandsverbindungen ausgeführt sein, dies bedingt jedoch nur eine sehr geringe Verschlechte­ rung des Gesamtrauschabstands und einen mäßigen Energieverlust. Die Gleichströme durch die Dioden 43A-43D können nicht um den Diodenring fließen, da die Dioden nicht mehr in Vorderende-zu-Hinterende- Konfiguration angeordnet sind. Statt dessen müssen die Ströme durch externe Schaltkreise geleitet werden, die­ se können jedoch ohne Verschlechterung der Empfän­ gerempfindlichkeit als Widerstandsschaltkreise ausge­ führt werden. Widerstandsanschlüsse 49A-49D und 49D' für die Vorspannung der Dioden sind am Ende jedes der Antennenleiter 41A-41D in Fig. 2 vorgese­ hen.

Die Antennenleiter müssen nicht rechteckig ausge­ führt sein. Eine andere Geometrie wird dadurch erhal­ ten, daß das Metall vom Antennenmittelpunkt weg brei­ ter gemacht wird. Nach Fig. 3 umfaßt die Antenne vier Antennenleiter 141A-141D, die jeweils keilförmig sind. Der seitliche Antennenleiter 141D ist in Hälften 155 und 157 wie in Fig. 2 zweigeteilt; diese Antennenleiter 141A-141D sind durch einen Ring von Dioden 143A-143D zusammengeschaltet. Diese sind wie die Dioden in Fig. 2 angeordnet, und die Gesamtanordnung wirkt als Brückenmischer. Berechnungen zeigen, daß die Resonanzfrequenz der Antenne geringfügig verrin­ gert und die Admittanz geringfügig erhöht wird durch die Konfigurationsänderung. Die erweiterte Antenne resultiert in einer größeren Flache für integrierte NF-Schaltungskomponenten unter dem Metall.

Die Fig. 4-7 zeigen eine alternative Anordnung von Dioden und Antenne. Die Antenne 241 weist zwei seitliche Antennenleiter 241B und 241D sowie in Ortho­ gonalrichtung quer dazu verlaufend einen oberen An­ tennenleiter 241A und einen unteren Antennenleiter 241C auf. Die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D bilden zusammen einen Dipol einer ausgewählten Län­ ge λ/2, und jeder ist über seine Länge zweigeteilt. Jeder zweigeteilte Antennenleiter muß bei Hochfrequenz als einziges Leiterelement wirken, und es kann vorteilhaft sein, die Kapazität zwischen den Hälften der zwei geteil­ ten Antennenleiter zu erhohen, etwa mittels der bereits unter Bezugnahme auf die zweigeteilten Antennenleiter des Brückenmischers nach Fig. 2 erläuterten Verfahren.

Der obere und der untere Antennenleiter 241A und 241C bilden zusammen mit einem zwischen ihnen ver­ laufenden unterteilten Metallstreifen 261 einen modifi­ zierten Dipol, der ebenfalls eine vorbestimmte Länge λ/2 hat.

Der obere und der untere Antennenleiter haben je­ weils gleiche vorbestimmte Länge von ca. λ/8. und der unterteilte Metallstreifen 261 hat eine Länge λ/4, d. h. eine Länge entsprechend einer viertel Wellenlänge ge­ mäß der Resonanzfrequenz des Dipols, der durch die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D der Antenne 241 gebildet ist. Die zweigeteilten Antennenleiter 241B und 241D haben einen oberen und unteren Arm 251 und 253 bzw. 255 und 257. Der unterteilte Metallstreifen 261 besteht aus drei parallelen Leitern 263, 265 und 267. Die äußersten schmalen Leiter 263 und 267 haben räumlich gleiche Erstreckung wie eine Orthogonale zu den unte­ ren Zweigen 253 und 257 der seitlichen Antennenleiter 241B und 241 D. Die drei Leiter 263, 265 und 267 vervoll­ ständigen den durch die Antennenleiter 241A, 241C der Antenne 241 gebildeten Dipol und wirken außerdem als Obertragungsleitung mit einer Länge λ/4, die die seitli­ chen Antennenleiter 241B und 241D überbrücken. Für eine Strahlung vertikaler Polarisation wird kein TEM-Modus der Übertragungsleitung 261 erregt, und die bei­ den Diodenpaare 243A, 243D und 243B, 243C wirken als Belastungen Z, die symmetrisch auf der Antenne 241 angeordnet sind (Fig. 5). Die Strahlung wird an einen Antennenmodus gekoppelt, in dem die Lastströme gleich sind. Bei einer Strahlung horizontaler Polarisa­ tion führt die Übertragungsleitung eine Phasenverschie­ bung von λ/2 zwischen den Signalen an der unteren und der oberen Belastung Z ein. Der dritte oder Mittelleiter 265 verläuft von dem oberen Zweig 251 des einen seitli­ chen Antennenleiters 241B zum Unterende des Trenn­ streifens 261, wo er an den äußersten Leiter 267 ange­ schlossen ist. Dieser Mittelleiter 265 stellt einen NF-An­ schluß an den unteren Zweig 257 des anderen seitlichen Antennenleiters 241B her. Dies ermöglicht eine Neuver­ teilung des NF-Stroms, der in den seitlichen Antennen­ leitern fließt, und dient der Trennung von Gleichtakt- und um 90° phasenverschobenen Ansprechsignalen S₁ bzw. S₂. Damit kann ein Gleichtakt-Ansprechsignal S₁ von dem durch den zweigeteilten Antennenleiter 241D gebildeten Ausgang weitergeleitet werden. und das um 90° phasenverschobene Ansprechsignal S₂ kann von dem durch den anderen zweigeteilten Antennenleiter 241 B gebildeten Ausgang weitergeleitet werden.

Da der Mittenleiter 265 an seinem einen Ende (dem unteren in Fig. 7 an den Leiter 267 und an seinem anderen Ende über den Antennenleiter 241B, der eine niedrige HF-Impedanz darstellt, an den Leiter 263 ange­ schlossen ist, werden durch den Einschluß des Mittellei­ ters die HF-Eigenschaften der Übertragungsleitung 261 modifiziert. Der wesentlichste Effekt ist die Erhöhung der Anpassungsimpedanz bei einer Übertragungslei­ tung, deren elektrische Länge eine viertel Wellenlänge beträgt. Um eine gute Anpassung an die Mischerdioden zu erzielen, ist es vorteilhaft, eine Übertragungslei­ tungsimpedanz zu wählen, die nicht zu hoch ist, und dies wird erreicht, indem die Breite des Mittelleiters 265 im Vergleich zu den Breiten der Außenleiter 263 und 267 und auch im Vergleich zu dem Abstand zwischen den drei Leitern 263, 265 und 267 klein gemacht wird.

Bei dem Kohärenzmischer nach Fig. 7 ist der Quer­ dipol 241B-241D in einem Abstand λ/8 vom Antennen­ zentrum positioniert. Dies resultiert in einer erheblichen Differenz der Dipolimpedanzen, die an der von dem oberen Diodenpaar 243A und 243D und der von dem unteren Diodenpaar 243B und 243C überbrückten Trennstelle erzeugt werden. Ein höherer Sensor-Wir­ kungsgrad kann durch eine einfache Modifizierung er­ zielt werden. Die Impedanzdifferenz kann dadurch ver­ ringert werden, daß der Querdipol 241B3-241D relativ näher am Antennenzentrum positioniert wird und daß die relativen Abmessungen der Dipolarme 241A, 241C und des Dreileiterabschnitts 261 geändert werden. Eine Verringerung der Versetzung zwischen dem Querdipol und dem Antennenzentrum resultiert in einer vermin­ derten Feldverzerrung in der Nähe des oberen Dioden­ paars 243A, 243D, und infolgedessen ist die Impedanz an der Trennstelle der Impedanz an der unteren Trennstel­ le stärker angenähert. Es ist sorgfältig darauf zu achten, daß die erwünschten Signal-Phasenlagen aufrechterhal­ ten werden. Eine Möglichkeit der Erzielung der korrek­ ten Phasenlagen besteht darin, den Sensor mit einem Empfangsoszillator zu verwenden, der mit einer geeig­ neten Anpassungsfrequenz arbeitet: zur Verdeutlichung sei an den Einsatz eines Empfangsoszillators gedacht, der mit der halben Resonanzsignalfrequenz f_s läuft. Ein wirkungsvoller Kohärenzmischer für diesen Anwen­ dungszweck kann wie folgt ausgelegt sein:
Länge des Querdipols: λ_s/2;
(Dieser Dipol 241B-241D schwingt bei der Signalfre­ quenz f_s und ist parallel zu der Ebene der Signalpolarisa­ tion ausgerichtet);
Länge des Längsdipols: λ_s;
(Dieser Dipol 241A-241C schwingt bei der Empfangs­ oszillatorfrequenz f_s/2 und ist parallel zu der Ebene der Empfangsoszillator-Strahlungspolarisation ausgerich­ tet, einer zur Ebene der Signalpolarisation orthogona­ len Ebene);
Versetzung des Querdipols: -λ_s/8;
Länge des Dreileiterabschnitts: -λ^s/4.

Da der Dreileiterabschnitt 261 eine Länge entspre­ chend einer viertel Resonanzwellenlänge des Signals hat, werden die richtigen Phasenlagen aufrechterhalten.

Es ist möglich, die Oszillatorfrequenz, die Anpas­ sungslänge des Längsdipols und die Querdipol Verset­ zung zu ändern unter gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Länge des Dreileiterabschnitts mit λ_s/4, so daß wei­ tere wirksame Konfigurationen erhalten werden.

Eine weitere Möglichkeit der Erzielung korrekter Phasenlagen besteht darin, den Dreileiterabschnitt 261 mit einer Last zu beaufschlagen, um dadurch die Signal­ ausbreitung längs dem Abschnitt zu verlangsamen. Dies kann unter Verwendung diskreter kapazitiver Belastun­ gen erfolgen. Eine Möglichkeit für die kapazitive Bela­ stung besteht darin, auf die Metalleiter 263, 265 und 265 quer zu ihnen verlaufende Metallstreifen aufzubringen, die durch eine dielektrische Schicht von den Metallei­ tern getrennt sind.

Eine Eigenschaft der Dioden Antennen Kombination nach den Fig. 4-7 besteht dann, daß die NF-Ausgän­ ge einen gemeinsamen Anschluß, namlich den Leiter 265, aufweisen. Eine Trennung der Ausgänge kann in einfacher Weise erreicht werden, so daß die Konstruk­ tion der zugehörigen NF-Verstärker vereinfacht wird. Bei der in Fig. 8 gezeigten Modifizierung ist der Verbindungsleiter 265 über seine Gesamtlänge in zwei ge­ sonderte Leiterhälften 271 und 273 unterteilt. Dadurch wird ferner sichergestellt, daß zwischen den beiden Lei­ terhälften 271 und 273 entweder eine hinreichende Ka­ pazität vorhanden ist, oder die Kapazität wird erforder­ lichenfalls in der bereits erläuterten Weise erhöht.

Es ist zu beachten, daß die Polarität jeder Diode durch das konventionelle Symbol bezeichnet ist. Die Polarität sämtlicher Dioden in jedem Ausführungsbei­ spiel kann jedoch umgekehrt werden, ohne daß deshalb die Mischerfunktion geändert wird, und häufig wird wohl die Wahl der einen oder anderen Richtung bevor­ zugt werden, um eine Kompatibilität mit den NF-Schaltkreisen zu erreichen.

Eine oder mehrere der erläuterten Antennen können mit einer dielektrischen Linse kombiniert werden. Dies ist in den Fig. 9, 10 dargestellt, wo das tragende Sili­ ziumsubstrat 21 auf die ebene Rückfläche einer dielek­ trischen Linse 81 aus Aluminiumoxidkeramik (ε ≃ 10) haftend aufgebracht ist. Die Sensoren 83 sind in regel­ mäßiger Anordnung auf der Rückseite des Substrats 21 angeordnet und sind in der Brennebene der Linse 81 positioniert. Jede Antenne, die in einem jeweils verschie­ denen Bereich der Brennebene liegt, spricht somit auf Strahlung an, die aus einem zur Linsenachse unter­ schiedlichen Winkel einfällt. Eine Referenzstrahlung ge­ eigneter Polarisation kann von einem Empfangsoszilla­ tor geliefert werden. Diese Strahlung kann von der Rückseite her eingeführt werden, d. h. aus dem Medium Luft, wo die Antennenkopplung schwach ist. Alternativ kann das Signal des Empfangsoszillators durch Ausbreitung durch die Linse eingeführt werden - d. h. aus dem Dielektrikum/Halbleiter-Medium, wo die Antennenkopplung stark ist. In diesem Fall muß der Empfangsoszillator nahe der Linse 81 positioniert sein, so daß die Referenzstrahlung mit sämtlichen Antennen 83 der Gruppierung gekoppelt werden kann. Ein Vorteil ist, daß die Antennen 83 auf der Rückseite der Substrat- Linsen-Kombination angeordnet sind, denn hier sind sie leicht zugänglich, und es können konventionelle Verbin­ dungen mit den zugehörigen NF-Schaltkreisen herge­ stellt werden.

Ein weiteres Verfahren zur Belegung der Empfangs­ antenne mit Empfangsoszillator-Energie besteht dann, Energie in die dielektrische Linse abzustrahlen unter Einsatz einer Übertragungsantenne an einer Stelle auf ihrer Oberflache, so daß Strahlung, die intern an der Linsenoberfläche reflektiert wird, auf den die Antenne tragenden Halbleiterchip fällt.

Alternativ kann die innere Reflexion auch auf einer Spiegelfläche erfolgen, die innerhalb der Linse z. B. durch ein Metalldrahtgitter gebildet ist, das parallel zu der Polarisation der vom Spiegel zu reflektierenden Strahlung orientiert ist. Das Metalldrahtgitter überträgt die orthogonale Polarisation, was für die Trennung der Pfade des Empfangsoszillators und der Signalstrahlung vorteilhaft ist.

Eine brauchbare Beabstandung über die Grup­ penanordnung entspricht der Auflösung der Linse ent­ sprechend dem Rayleighschen Kriterium, demgemäß der Abstand des aufgelösten Punkts grob 1,2 F λ/ηϑ ist, F = die Lichtstärke der Linse, d. h. das Verhältnis von Linsenbrennweite zu Linsendurchmesser, das im vorliegenden Fall nahe 0,7 gewählt ist, λ = Freiraum­ wellenlange und η = Brechzahl des Dielektrikums. Bei einer Frequenz von 100 GHz beträgt der Abstand des aufgelösten Punkts ca. 800 µm bei einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstanten ε ≃ 10, also einem Dielektrikum, das ungefähr an Silizium (ε ≃ 11,7) ange­ paßt ist. Damit können die Antennen zur Anpassung an diese Auflösung mit Mittenabständen von jeweils 800 µm angeordnet werden, wobei jeder Sensor eine Zelle einnimmt, deren Fläche ca. 600 µm² beträgt. Diese Anordnung von Linse und Sensorgruppe ist vorteilhaft, da sie den Empfang der Signalstrahlung in den verschie­ denen aufgelösten Strahlen der Linse zum gleichen Zeit­ punkt ermöglicht.

Die Anordnung erlaubt ferner einen Vergleich der gleichzeitig aus verschiedenen Richtungen empfan­ genen Signale, so daß ein Bild des reflektierenden Ob­ jekts konstruiert werden kann. Die zusammengefügte Anordnung kann dann in einem Abstand von der Brenn­ ebene liegen, so daß einfallende Strahlung aus einer ausgewählten Richtung an einige oder sämtliche Antennen gekoppelt wird. Es ist dann möglich, das Muster des Fraunhofer-Felds durch Kombination von Signa­ len während der anschließenden Signalverarbeitung zu konstruieren. Auf diese Weise kann eine höhere Winkel­ auflösung erzielt werden, als dies mit dem Ray­ leighschen Kriterium möglich ist.

Die Dielektrizitätskonstante des Linsenwerkstoffs ist ein Hauptfaktor bei der Bestimmung der Resonanzlän­ ge einer Antenne bei einer bestimmten Frequenz. So lange der Halbleiterkörper sehr viel dünner als die Wel­ lenlänge im Halbleiter ist, werden die Resonanzfre­ quenz und Impedanz der Antenne hauptsächlich durch die Dielektrizitätskonstante der Linse anstatt diejenige des Halbleiters bestimmt. Eine Alternative zum Einsatz eines Linsenwerkstoffs, dessen Dielektrizitätskonstante nahe derjenigen des Halbleiters ist, ist die Verwendung eines Linsenwerkstoffs mit einer höheren oder niedrige­ ren Dielektrizitätskonstanten. Bei einer höheren Dielek­ trizitätskonstanten werden die Antennenlange und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor verrin­ gert, der ungefähr gleich ist, mit ε₁ = Dielektrizi­ tätskonstante der Linse und ε_s = Dielektrizitätskon­ stante des Halbleiters. Dies kann hinsichtlich einer Grö­ ßenverminderung eines Empfängers oder einer Emp­ fängeranordnung für niedrigere Frequenzen günstig sein, wobei die Wellenlänge im Halbleiter eine ungün­ stig große Schaltungsgröße bedingen würde. Diese Wahl der Dielektrizitätskonstanten der Linse ist somit für Frequenzen unterhalb ca. 60 GHz am geeignetsten. Ein geeigneter Werkstoff für die Linse ist Bariumnonati­ tanat-Keramik (Ba₂Ti₉O₂₀-Keramik) mit einer Dielek­ trizitätskonstanten von nahezu 39, wobei die Resonanz länge der Antenne und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor von ca. 2 im Vergleich zu einer Linse aus Aluminiumoxid-Keramik, verringert werden. Der Einsatz eines Werkstoffs mit niedrigerer Dielek­ trizitätskonstante, z. B. Kieselerde oder Polytetrafluor­ äthylen, erhöht die Resonanzlange der Antenne und die Große des aufgelösten Punkts, was vorteilhaft sein kann, wenn die erforderlichen Schaltungsdimensionen sonst unerwünscht klein wären, wie z. B. für Frequenzen von mehr als 250 GHz. Es besteht nunmehr ein poten­ tielles Problem, nämlich, daß Strahlung in dem Halblei­ terkörper eingefangen werden könnte, da dessen Di­ elektrizitätskonstante höher als diejenige der Medien auf beiden Seiten ist. Dies könnte eine unerwünschte Kopplung zwischen Antennen bewirken. Das Problem kann dadurch verringert werden, daß der Halbleiterkör­ per entweder dünner ausgeführt wird oder daß seine Leitfähigkeit zwecks Vergrößerung der ein gefangenen Wellenverluste erhöht wird oder daß beide Maßnahmen ergriffen werden.

Die Linse braucht nicht unbedingt aus einem homo­ genen Werkstoff zu bestehen. Die Größe von Antenne und Empfänger ist durch die Dielektrizitätskonstante des Linsenwerkstoffs angrenzend an den Halbleiterkör­ per bestimmt. Außenschichten der Linse können aus anderen Werkstoffen bestehen, ohne daß sich merkliche Auswirkungen auf die Antennenresonanz ergeben, aber solche Außenschichten ändern die Brennweite und das Fraunhofer-Feldmuster der Linse in gleicher Weise, wie Mehrschichtlinsen bei sichtbaren Lichtwellenlängen (z. B. in Kameras) benutzt werden. Eine Mehrschichtlin­ se kann somit zur Modifizierung des Blickfelds einer Antennengruppe verwendet werden.

Eine alternative Lösung des angesprochenen Pro­ blems, die sich insbesondere für die Anwendung bei niedrigeren Frequenzen (längeren Wellenlängen) eig­ net, besteht darin, die Antenne oder die Antennenan­ ordnung 83' zwischen dem Halbleitersubstrat 21 und einem Trägerkörper 81 aus einem Werkstoff mit we­ sentlich höherer Dielektrizitätskonstanten anzuordnen. In diesem Fall hängen das Strahlungsmuster der Anten­ ne und ihre Resonanz erheblich von den dielektrischen Eigenschaften des Trägerkörpers 81 (vgl. Fig. 16) ab. In diesem Fall ist jede Antenne hauptsächlich für Strahlung empfindlich, die von der Trägerkörperseite der Antenne einfällt. Das Halbleitersubstrat 21 dient in diesem Fall nur dazu, die Mischerdioden und andere Schaltungsbau­ teile zu integrieren, wogegen der Trägerkörper 81 als Fortpflanzungsmedium dient und als Linse oder als Teil einer Verbundlinse geformt sein kann. Nachstehend wird auf den Überlastschutz Bezug ge­ nommen.

Die Diodenring-Antennen nach den Fig. 1, 2, 3, 7 und 8 sind in einfacher Weise so modifizierbar, daß die Sensorschaltkreise vor Beschädigungen durch auf das optische System der Antennen einfallende energiereiche Strahlung geschützt sind. Eine Möglichkeit besteht im Nebenschließen jeder Mischerdiode mit einem Begren­ zungselement, z. B. einer Schottky- oder PIN-Diode. Diese Möglichkeit ist in Fig. 11 gezeigt. Jede Mischer­ diode 143A-143D ist durch eine Schottky-Diode 144A-144D nebengeschlossen. Jede Begrenzerdiode - z. B. 144A - ist antiparallel - d. h. Kopf-zu-Hinte­ rende und Hinter-zu-Kopfende - mit der entsprechen­ den Mischerdiode - z. B. 143A - angeordnet. Unter Normalbedingungen, wenn die Signalpegel niedrig sind, ist jede Begrenzerdiode in Sperrichtung betrieben so daß sie sich in einem Niedrigstrom-, Hochimpedanzzu­ stand befindet. Im Fall einer Oberlastung leitet jedoch jede Begrenzerdiode stark und hat eine niedrige Impe­ danz. Dadurch wird die an den Mischerdioden aufge­ baute Spannung begrenzt. Wenn der Strahlungspegel verringert wird, kehren die Begrenzerdioden in ihren Normalzustand zurück. In diesem Fall ergibt sich ein Überlastschutz unabhangig von der Polarisation der einfallenden Strahlung.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, eines oder mehrere Begrenzerpaare - z. B. ein Paar von antiparal­ lelen Schottky-Dioden oder eine Schottky-Diode und eine antiparallele PIN-Diode - zwischen die entgegen­ gesetzten Antennenleiter eines der Kreuzdipole der An­ tenne zu schalten. In diesem Fall (vgl. Fig. 11) werden die Begrenzerdioden 144A-144D ersetzt durch ein Be­ grenzerpaar 144P, das zwischen die Dipolleiter 141A und 141C der Antenne 141 geschaltet ist. Bei dieser Anordnung ergibt sich jedoch ein Überlastschutz nur für eine Polarisation der Strahlung, nämlich die zu dem überbrückten Dipol 141A-141C parallele Polarisation. Unter Normalbedingungen, d. h. im Niedrigsignalbe­ trieb, ist die an dem Begrenzerpaar auftretende Span­ nung sehr niedrig, und zwar unabhängig von der Größe der Empfangsoszillatorstrahlung, die parallel zur dem orthogonalen Dipol 141B-141D polarisiert ist, so daß ein hoher Impedanzzustand für das Diodenpaar leicht erreichbar ist.

In Fig. 12 werden zwei Begrenzerpaare 144Q, 144R eingesetzt als Überlastschutz gegen eine Signalstrah­ lung, die parallel zu dem anderen Dipol 141B-141C polarisiert ist. Jedes Begrenzerpaar 144Q, 144R ist zwi­ schen einen Antennenleiter 141B und eine der Hälften 155, 157 des zweigeteilten anderen Antennenleiters 141D geschaltet. Wenn die Kapazität zwischen den zweigeteilten Leiterhälften 155 und 157 ausreichend groß gemacht werden kann, so daß hochfrequente Spannungen zwischen den beiden Antennenleiterhälf­ ten immer niedrig sind, kann eines der Begrenzerpaare 144Q oder 144R entfallen.

Die Optik kann so ausgelegt sein, daß einfallende Si­ gnalstrahlung, die parallel zu derjenigen vom Emp­ fangsoszillator polarisiert ist, die Antenne nicht errei­ chen kann. Eine Möglichkeit besteht darin, ein polarisa­ tionsselektives Filter, das eine Anordnung leitender Streifen aufweist, vorzusehen. Dieses Filter hat die Ei­ genschaft, Strahlung zu reflektieren, deren elektrisches Feld (E-Vektor) parallel zu den Streifen verläuft, woge­ gen es Strahlung mit dazu orthogonaler Polarisation durchläßt.

Die Vorspannungsglieder können ebenfalls so modifi­ ziert werden, daß sich ein gewisser Überlastschutz er­ gibt, und diese Maßnahme kann als Alternative zu den Begrenzern oder in Kombination mit diesen ergriffen werden. Sowohl die Mischdämpfung als auch die HF-Überlastungsleistung der Dioden hängen vom Vorspan­ nungspegel ab. Die Vorspannungssteuerglieder können so ausgelegt werden, daß sie den Durchlaßvorspan­ nungspegel immer dann erhöhen, wenn eine hohe einfal­ lende Energie erfaßt wird, so daß die Sensorschaltkreise und Dioden geschützt werden.

Der Antennenanordnungen gemäß der vorstehenden Erläuterung können mit einem Empfangs­ oszillator kombiniert werden, so daß ein Radiometer für die Erfassung natürlicher Emissionen oder ein Anti­ strahlungs-Detektor für die Erfassung von von Men­ schen erzeugten Emissionen geschaffen wird. Alternativ können sie mit einem Empfangsoszillator und einem Sender (entweder einem Orts- oder einem Fernsender) kombiniert werden, so daß ein Radar oder Nachrich­ tensystem geschaffen wird.

Fig. 13 zeigt ein System mit zwei unter Vorspannung stehenden Sensorfeldern S1, S2 für die Auflosung der verschiedenen Polarisationskomponenten einer Signa­ lemission, z. B. der Emission von einem Fernsender Tx. Die Optik des Systems umfaßt ein polarisationsemp­ findliches Spiegelfilter M, das zu den Antennenanord­ nungsebenen der beiden Sensoranordnungen S1, S2 ge­ neigt ist. Dieser Spiegel M umfaßt ein Gitter paralleler Metallstreifen MS, und der Spiegel M ist so angeordnet, daß diese Streifen MS entweder parallel oder orthogo­ nal zu den Antennendipolen A verlaufen. Der Spiegel reflektiert Strahlung, die parallel zu den Streifen MS polarisiert ist, wogegen er Strahlung mit orthogonaler Polarisation durchläßt.

Das System umfaßt einen Empfangsoszillator LO, der relativ zu dem Spiegel M so angeordnet ist, daß er die beiden Sensorfelder S1, S2 mit Referenzstrahlung einer Resonanzfrequenz belegt. Der Spiegel M trennt die or­ thogonalen Komponenten der Referenzstrahlung, und die Polarisation der Referenzstrahlung, die kreisförmig, elliptisch oder linear sein kann, ist derart, daß der reflek­ tierte und der durchgelassene Strahl gleiche Amplitude haben. Der Spiegel M dient ferner dazu, die Komponen­ ten orthogonaler Polarisation der Signalstrahlung abzu­ trennen. Der durchgelassene Strahl und der reflektierte Strahl, die auf jedes Antennenfeld auftreffen, sind orthogo­ nal polarisiert (vgl. die Figur). Dieses System, das kom­ pakt zusammengebaut werden kann, ermöglicht somit eine gleichzeitige Auflösung der Signalstrahlung.

Claims (15)

1. Empfangsantennenanordnung für elektromagnetische Strahlung mit

• - einem Antennendipole und zwischen deren Zweigen angeschlossene Misch­ dioden tragenden Trägersubstrat aus Halbleitermaterial und
• - einem mit einem Antennendipol gekoppelten Bezugsoszillator,
  dadurch gekennzeichnet,
  daß auf dem Trägersubstrat (21) zwei Dipole (41A/41C und 41B/41D) einander im wesentlichen orthogonal kreuzend angeordnet sind,
  daß von den beiden Dipolen (41A/41C und 41B/41D) der eine auf den Empfang von einfallender Strahlung und der andere auf den Empfang eines Signals des Bezugsoszillators eingerichtet ist,
  daß zwischen die zu verschiedenen Dipolen gehörenden Antennenzweige (41A/41B, 41B/41C, 41C/41D, 41D/41A) je eine von vier Mischdioden (43A bis 43D) geschaltet ist und
  daß am Verbindungspunkt wenigstens zweier benachbarter Mischdioden (43A/43B, 43B/43C, 43C/43D, 43D/43A) ein Ausgangsanschluß (47; 55, 57) zum Abnehmen von durch Mischen empfangener einfallender Strahlung mit einem Signal des Bezugsoszillators erhaltenen Zwischenfrequenzsignalen vorgesehen ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß mehrere gleiche Dipolantennen (41) in einer planaren Gruppe (83 oder 83') über dem Trägersubstrat (21) angeordnet sind und
daß eine dielektrische Linse (81) zum Übertragen darauf einfallender Strahlung auf die Antennengruppe (83 oder 83') vorgesehen ist, die so gestaltet ist, daß aus unterschiedlichen Richtungen auf die Linse (81) einfallende Strahlung jeweils auf die Mittenpositionen der zugeordneten Antennen (41) in der Gruppe (83 oder 83') trifft.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mischdioden (43A bis 43D) in integrierter Schaltungstechnik auf dem Halbleitermaterial (23) ausgebildet sind.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Antennenzweig (41D) entlang seiner Länge in zwei Halbzweige (55, 57) aufgeteilt ist, die mit den jeweiligen Mischdioden (43C und 43D) verbunden sind, und einen Ausgangsanschluß für Zwischenfrequenzsignale bilden und
daß die Zweige (41B, 41D) des einen Dipols mit Mischdiodenpaaren (43A/43B, 43C/43D) mit auf sie zu weisender Polung und die Zweige (41A, 41C) des anderen Dipols mit Mischdiodenpaaren (43A/43D, 42B/43C) mit von ihnen weg gerichteter Polung verbunden sind, wobei die Misch­ dioden insgesamt für ein abgeglichenes Mischen sorgen.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet daß an den geteilten Antennenzweig (41D) ein Verstärker zum Verstärken der in der Mischeinrichtung (43) entwickelten Zwischenfrequenzsignale angeschlossen ist, der nahe dem geteilten Antennenzweig in einem Bereich mit schwachem elektrischem Hochfrequenzfeld angeordnet ist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker in integrierter Schaltungstechnik auf Halbleitermaterial unterhalb des geteilten Antennenzweiges (41D) ausgebildet ist.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (141) keilförmig ausgebildete Zweige (141A bis 141D) auf­ weist, die andere Schaltungskomponenten überdecken.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Dipol zwei entlang ihrer Länge geteilte Zweige (241B, 241D) und der andere Dipol äußere Zweigabschnitte (241A, 241C) aufweist, die miteinander über ein erstes Paar von Mischdioden (243A, 243D), eine Übertragungsleitung (261) und ein zweites Paar von Mischdioden (243B, 243C) verbunden sind, wobei die Leitung (261) an den Dipol mit den geteilten Zweigen (241B, 241D) angeschlossen und so gestaltet ist, daß sich ein kohärentes Mischen zwischen parallel zu den jeweiligen Dipolen (241A/241C, 241B/241D) polarisierten Strahlungs- und Bezugssignalen ergibt und an den jeweiligen geteilten Zweigen (241D/241B) Antwortsignale in Phase und in Quadratur erscheinen.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung (261) vier Leiter (263, 267, 271, 273) aufweist, die so angeordnet sind, daß ein geteilter Antennenzweig (241B) bei niedriger Frequenz gegen den anderen (241D) elektrisch isoliert ist.

10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung (261) kapazitiv belastet ist, um eine elek­ trische Länge bei Resonanz gleich der Hälfte der des Dipols mit ge­ teilten Zweigen (241B/241D) zu schaffen.

11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß Begrenzerdioden (z. B. 144A) vorgesehen sind, die für Schutz gegen Mischerüberlastung sorgen.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die Linse (81) eine höhere Dielektrizitätskonstante aufweist als das Substrat (21) und
daß die Antennengruppe (83') zwischen Linse (81) und Substrat (21) liegt.

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Linse (81) eine niedrigere Dielektrizitätskonstante aufweist als das Substrat (21), wobei Leitfähigkeit und Dicke des Substrats (21) auf die Verhinderung eines Strahlungseinfangs ausgelegt sind.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zum Einkoppeln eines Bezugssignals vom Bezugsoszillator in die zweiten Dipole (41B/41D) der Antennengruppe (83 oder 83') ein polarisations­ selektiver Spiegel (M) vorgesehen ist.

15. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß als Koppeleinrichtung für den Bezugsoszillator eine linsenmontierte Übertragungsantenne vorgesehen ist, die auf der Bezugsfrequenz des Bezugsoszillators arbeitet.