DE3506933C2 - Phasensteuer-Reflektorelement sowie solche Phasensteuer-Reflektorelemente aufweisende Vorrichtungen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Phasensteuer-Reflektorelement nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solches Reflektorelement ist aus der DE-OS 24 52 703 bekannt. Ferner betrifft die Erfindung Anordnungen solcher Reflektorelemente und Vorrichtungen, die sie enthalten.

Phasensteuer-Reflektoranordnungen haben einen großen Anwendungsbereich. Sie finden Anwendung bei der Strahlformung und Strahllenkung. Wenn solche Anordnungen z. B. in Verbindung mit einem Sender verwendet werden, können sie dazu benutzt werden, entweder die Form des Hauptstrahls und der Nebenkeulen oder die Richtung des Hauptstrahls zu ändern. Dies wird durch Auswahl und Änderung der durch jedes Anordnungselement eingeführten Phase erreicht. Diese Anordnungen können ebenso bei der Strahlauswahl verwendet werden, sie können z. B. dazu verwendet werden, aus einer oder mehreren ausgewählten Richtungen einfallende Strahlung auf einen Empfänger zu lenken. Sie können ebenfalls bei der Signalmodulation verwendet werden. Die durch jedes Reflektorelement hervorgerufene Phase kann kohärent zeitabhängig geändert werden, um eine Frequenzmodulation zu erzielen. Alternativ dazu können Reflektorelemente, die eine unabhängige Polarisationssteuerung erlauben, in Verbindung mit einem Analysator verwendet werden, um eine Amplitudenmodulation oder -tastung durchzuführen.

Eine herkömmliche Phasensteuer-Anordnung für Frequenzen aus dem Bereich zwischen 3 und 8 GHz weist eine Anordnung von horngespeisten Empfangsantennen auf, die Rücken an Rücken mit einer ähnlichen Anordnung von Sendeantennen mit je einem Ausgangshorn angeordnet sind. Entsprechende Empfangs- und Sendeantennen sind paarweise über entsprechende Phasenschieberschaltungen miteinander gekoppelt. Diese typische Sende-/Empfangsgeräteanordnung ist teuer, großvolumig und von beachtlichem Gewicht. Eine solche Anordnung kann z. B. ein Volumen von etwa 1 m³ einnehmen.

Derzeit werden Phasensteuer-Anordnungen benötigt, die bei höheren Frequenzen arbeiten, insbesondere im Mikrowellenfrequenzbereich zwischen 3 bis 100 GHz. Eine herkömmliche Anordnung stellt aufgrund ihrer Kosten und räumlichen Ausmaße eine sehr unattraktive Lösung dar.

Aus US 32 76 023 ist eine Phasensteuer-Reflektoranordnung mit mehreren Schichten individueller reflektierender Elemente bekannt. Diese Anordnung ist kompliziert im Aufbau und kostspielig.

US 39 55 201 und US 43 14 249 beschreiben Vorrichtungen mit steuerbarer Reflektivität, die aber keine Phasensteuerung ermöglichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Phasensteuer-Reflektorelemente sowie solche Reflektorelemente aufweisende Vorrichtungen anzugeben, die robust, leicht, kompakt und relativ preisgünstig herzustellen sind. Diese Elemente und Vorrichtungen sind für Mikrowellenstrahlung im Bereich von 3 bis 100 GHz bestimmt.

Das diese Aufgabe lösende, erfindungsgemäße Phasensteuerelement weist auf:

• (1) einen Dipol,
• (2) ein an den Dipol angrenzendes, im wesentlichen verlustfreies dielektrisches Glied 5, das so angeordnet ist, daß es stark Strahlung an den Dipol koppelt und
• (3) einen änderbaren Blindwiderstand, der als im wesentlichen verlustfreie Last an den Dipol geschaltet ist, wobei auf den Dipol einfallende Strahlung mit einer gemäß dem Vorzeichen und der Größe des Blindwiderstands der Last änderbaren Phase zurückgestrahlt wird.

Das Material des dielektrischen Gliedes ist so gewählt, daß niedrige dielektrische Verluste auftreten, so daß die von dem dielektrischen Glied absorbierte Mikrowellenenergie klein ist im Verhältnis zu der an den Dipol oder von dem Dipol durch das dielektrische Glied gekoppelten Energie. In diesem Sinne ist der Ausdruck "im wesentlichen verlustfreies dielektrisches Glied" zu verstehen.

Ein zusätzlicher Widerstandsbeitrag zur Lastimpedanz ergibt sich aus den nicht idealen Eigenschaften der Last. Einige geringe Widerstandsbeiträge sind unvermeidbar. Es ist erforderlich, daß so viel wie möglich von der auf den Dipol einfallenden Strahlung reflektiert wird. Unter der Voraussetzung, daß entweder die Impedanz der Last eine mit der Impedanz des Dipols vergleichbare Größe und der Wirkwiderstandsanteil der Lastimpedanz klein ist im Verhältnis zum Blindwiderstandsanteil, oder daß die Impedanz der Last entweder sehr groß oder sehr klein ist verglichen mit der Dipolimpedanz, wird die von der Last absorbierte Energie gering und somit die Reflektivität groß sein. In diesem Zusammenhang behandelt die Mikrowellentheorie normalerweise offene und geschlossene Kreise als extreme Fälle von Blindwiderständen. Die Ausdrücke "Blindwiderstand", "reaktiv" und ähnliche Ausdrücke sollen entsprechend so verstanden werden, daß sie unter anderem auch auf offene oder geschlossene Kreise anwendbar sind.

Es stellt einen besonderen Vorteil dar, daß der Dipol und seine Last in ebener Form konstruiert werden können. Das dielektrische Glied kann einen Raum der Größenordnung 10^-3 m³ einnehmen und der Dipol und die Last können einen Raum von 10^-7 m³ füllen. In dieser Kombination ist die Anordnung drei Größenordnungen kleiner als herkömmliche Anordnungen. Daß der Dipol im wesentlichen nur auf einer Seite an Strahlung ankoppelt, dank des stark koppelnden dielektrischen Gliedes, ist ebenso ein Vorteil. Dies vereinfacht die wirkungsvolle Anpassung an ein Mikrowellenfeld.

Das Phasensteuerelement kann eine Hybridkonstruktion sein. Der Dipol kann aus Metall hergestellt sein, das auf der Oberfläche eines Substrats aus isolierendem dielektrischem Material angebracht ist. In diesem Fall würde die Last diskrete Komponenten umfassen, die miteinander verbunden sind, um eine Schaltung zu bilden, die zum Dipol im Nebenschluß liegt.

Das Phasensteuerelement kann integriert konstruiert sein, z. B. kann der Dipol mit einem Substrat aus im wesentlichen verlustfreiem Halbleitermaterial versehen sein. Alternativ dazu kann das Substrat ein zusammengesetzter Körper mit einer Oberfläche aus diesem Halbleitermaterial sein. Im letzteren Fall können die Impedanzkomponenten als in dem Halbmaterial integrierte Komponenten ausgebildet sein. Alternativ dazu kann das Substrat aus isolierendem dielektrischem Material sein, und die Phasensteuerelemente können in ihrem Aufbau eine Trägerschicht aus Halbleitermaterial aufweisen, wobei der Dipol zwischen dem dielektrischen Glied und dieser Schicht angeordnet ist. Bei dieser Alternative kann eine Wärmeableitung ohne Schwieriggkeiten erzielt werden. Die Schicht aus Halbleitermaterial kann auf ihrer Rückseite mit Metall beschichtet sein oder mit einer dünnen Schicht aus elektrisch isolierendem dielektrischem Material, die mit einem Metallüberzug versehen ist. Diese alternative Ausführungsform wird daher bei Hochenergieanwendungen bevorzugt, da in diesem Fall eine wirkungsvolle Wärmeabfuhr wichtig ist.

Die Erfindung macht von folgendem Prinzip Gebrauch. Ein änderbarer Blindwiderstand liegt im Nebenschluß zum Dipol. Dieser Dipol strahlt mit unveränderlicher Polarisation, jedoch mit einer Phasenverschiebung, die durch die komplexe Reflektivität R_V gegeben ist:

wobei G_A+jB_A der komplexe Leitwert des eine Strahlungsquelle darstellenden Dipols und G_L+jB_L der komplexe Lastleitwert sind. R_V ist die Spannungsreflektivität. Es ist ersichtlich, daß R_V den Wert 1 hat, solange die Lastkonduktanz G_L Null ist. Dieser ideale Fall hängt davon ab, daß die Impedanzkomponente verlustfrei ist und keine Energieabsorption im Metall des Dipols und im dielektrischen Glied auftritt. Die Phasenverschiebung des wiederabgestrahlten Signals relativ zu dem einfallenden Signal ist in diesem allgemeinen Fall:

- arctan ((B_A+B_L)/(G_A-G_L)) - arctan ((B_A+B_L)/(G_A+G_L))

In dem verlustfreien Fall G_L=Null wird die Phasenverschiebung zu

- 2 arctan ((B_A+B_L)/(G_A)

Wenn B_L über einen Bereich von großen negativen zu großen positiven Werten änderbar ist, kann eine Phasenänderung von näherungsweise -π bis +π erzielt werden. Dieses Ausmaß an Phasensteuerung erfordert, daß die Last von induktiv nach kapazitiv veränderbar ist.

Wenn das Phasensteuerelement einen einzigen Dipol aufweist, wird dieses Element nur an Strahlung ankoppeln, die eine zum Dipol parallele Polarisationskomponente hat. Von diesem Dipol abgestrahlte Strahlung ist parallel zum Dipol polarisiert.

Die Schaltung kann z. B. mehrere mittels Schalter wählbare Impedanzkomponenten aufweisen, wobei jede Komponente mit einem Steuerschalter kombiniert ist.

Als ein weiteres Beispiel kann das Phasensteuerelement ein gekreuztes Paar von orthogonalen Dipolen aufweisen, wobei eine Dipollast entweder eine offene oder eine geschlossene Schaltung ist und die andere Dipollast ein antiparalleles Diodenpaar ist. Bei dieser Konstruktion ist die Lastimpedanz abhängig vom Pegel der einfallenden Strahlungsleistung. Bei niedrigen Pegeln ist die Lastimpedanz groß. Bei hohen Pegeln leiten die Dioden jedoch und die Lastimpedanz ist klein.

Eine anpassungsfähigere Ausführungsform dieser Erfindung weist ein gekreuztes Paar orthogonaler Dipole auf, die jeweils unabhängig steuerbare Lasten haben. Bei dieser Konstruktion ist jeder Dipol so ausgebildet und angeordnet, daß er als induktive Last dient, die zu dem anderen Dipol im Nebenschluß liegt. Diese Konstruktion erlaubt, daß getrennte Phasenverschiebungen für jede der beiden orthogonalen Polarisationen angelegt werden können, wobei die Polarisationsrichtungen jeweils parallel zu einem der Dipole sind. Wenn die einfallende Strahlung zirkular in einem der Drehsinne polarisiert ist oder unter einem Winkel von ±45° zu den Dipolen linear polarisiert ist, ermöglicht die Auswahl der Phasenverschiebungen für jeden Dipol die Polarisation der wiederabgestrahlten Strahlung so zu wählen, daß sie wieder zirkular mit einem der Drehsinne oder linear unter ±45° polarisiert ist. Eine Änderung der Polarisation ist also möglich. Es können Anordnungen konstruiert werden, die viele ähnliche einzelne oder gekreuzte Dipole umfassen. Dabei kann ein gemeinsames dielektrisches Glied verwendet werden.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 und 2 in Draufsicht bzw. im Querschnitt ein erfindungsgemäßes Reflektorelement mit Phasensteuerung und einem einzelnen Dipol,

Fig. 3 und 4 in Draufsicht bzw. im Querschnitt ein Phasensteuerelement mit Kreuzdipol,

Fig. 5 und 6 Details verschiedener Steuerschaltungsanordnungen des in Fig. 3 und 4 gezeigten Steuerelements,

Fig. 7 einen Querschnitt durch einen FM-Phasenmodulator mit einem Phasensteuerelement mit einem Kreuzdipol,

Fig. 8 einen Querschnitt durch eine Vorrichtung zur Steuerung der Strahlrichtung mit einer Dipolanordnung,

Fig. 9 und 10 zwei alternative Ausführungen eines Phasensteuerelements mit Kreuzdipolen,

Fig. 11 einen Querschnitt durch ein Duplexradar mit einer Anordnung von Kreuzdipolen, die jeweils wie in den vorhergehenden Fig. 9 und 10 gezeigt aufgebaut sind,

Fig. 12 ein Phasensteuerelement mit einer Kurzschluß-Antennenleitung und einer Kapazitivdiodenblindlast,

Fig. 13 ein Phasensteuerelement mit Kreuzdipol und kapazitiven Dioden und

Fig. 14 einen Querschnitt durch einen Sender mit steuerbarer Abstrahlrichtung.

Die Fig. 1 und 2 zeigen ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Reflektorelements 1 mit Phasensteuerung und einem einzigen Dipol. Dieses Element weist einen einzigen Dipol 3 aus Metall auf, der auf einem Substrat 5 aus im wesentlichen verlustfreiem dielektrischem Material, z. B. Silizium-Halbleitermaterial, aufgebracht ist. Bei dieser Ausführungsform wirkt das Substrat 5 sowohl als Träger des Dipols als auch als dielektrisches Glied zum Ankoppeln der Strahlung an den Dipol 3. Der Dipol 3 ist in zwei Schenkel 3a, 3b mit gleicher oder etwa gleicher Länge unterteilt. Eine lokale Impedanzschaltung 7, die in der Nähe der Mitte des Dipols 3 angeordnet ist, ist zwischen die beiden Schenkel 3a, 3b geschaltet. Diese Schaltung 7 weist eine Kurzschluß-Übertragungsleitung 9 auf, die als induktive Last dient. Die Schaltung 7 weist ebenfalls mehrere Schalter-wählbare Impedanzkomponenten 11, 13 auf, von denen jede bei diesem Beispiel einen Kondensator 11c, 13c und einen PIN-Diodenschalter 11s, 13s aufweist. Bei angemessenen Werten für die Induktivität und Kapazität erzeugt die Betätigung der Schalter 11s, 13s eine Last über dem Dipol 3, die entweder induktiv oder kapazitiv sein kann. Jeder der Kondensatoren 11c und 13c ist mit dem Dipol 3 verbunden oder nicht, in Abhängigkeit davon, ob dessen zugehöriger Diodenschalter 11s oder 13s geöffnet oder geschlossen ist. Dies führt zu vier Möglichkeiten für den Blindwiderstand, die durch einen Zwei-Bit-Befehl wählbar sind. Die Steuerleitungen 15, 17 und 19 dienen zur Vorspannungssteuerung. Die Steuerleitung 15 ist den beiden Dioden 11s und 13s gemeinsam, wohingegen die Leitungen 17 und 19 jeweils an eine der Dioden 11s bzw. 13s geschaltet sind. Die zwischen den Steuerleitungen 15 und 17 bzw. 15 und 19 angelegten Vorspannungen schalten die Dioden 11s und 13s, die wiederum die Kondensatoren 11c und 13c mit dem Dipol 3 verbinden. Eine Störkopplung zwischen dem Dipol 3 und den Steuerleitungen 15, 17 und 19 ist dadurch minimiert, daß die Leitungen so angeordnet sind, daß sie in einer zum Dipol 3 senkrechten Richtung liegen. Die Impedanzschaltung 7 enthält eine feste Induktivität mit schaltbaren Kondensatoren. Es ist auch möglich, eine schaltbare Induktivität mit einem festen Kondensator zu verwenden.

Im folgenden werden solche Faktoren betrachtet, die die Wahl der Länge des Dipols bestimmen. Bei Resonanz ist die Länge "l 1/2" des Dipols mit der absoluten Wellenlänge λ_v der Strahlung über folgende Gleichung verbunden:

(siehe Brewitt-Taylor et al "Planar Antennas on a dielectric surface", Electronics Letters Vol. 17 N⁰ 20, Seiten 729-731, (Oktober 1981)), wobei ε₁ und ε₂ die dielektrischen Konstanten der Medien zu beiden Seiten des Dipols sind. Für Silizium gilt ε₁ ≃ 12 und für Luft gilt ε₂ ≃ 1. Das Zeichen λ bezeichnet die Wellenlänge der Strahlung, gemessen im Medium des dielektrischen Substrats. Bei dieser Formel wird eine Resonanz in der niedrigsten Mode angenommen, der sogenannten "Halbwellenlängen"-Resonanz, in Analogie zu der Resonanz in einem freistehenden Dipol. Bei dieser Wellenlänge entspricht die Resonanz der nächsthöheren Ordnung einer dreimal so großen Länge des Dipols. Die Länge l des Dipols wird innerhalb des Bereichs

l 1/2 < l < 3 l 1/2 (2)

gewählt. Die oben angegebene Gleichung (1) ist insofern theoretischer Natur, als darin angenommen wird, daß das Dipollängen- zu -breitenverhältnis gegen unendlich geht. Diese Gleichung kann jedoch als eine vernünftige Näherung für einen Dipol mit einem Längenverhältnis 10 : 1 angesehen werden. Die Formel kann durch einen einfachen geometrischen Faktor modifiziert werden, um der Dipolform und dessen Ausmaßen in allgemeineren Fällen Rechnung zu tragen.

Der Dämpfungsverlust aufgrund des Widerstandswerts des Trägersubstrats oder des dielektrischen Glieds ist näherungsweise durch das Verhältnis (Z/ρ_s) gegeben, wobei Z die charakteristische Impedanz und ρ_s der spezifische Flächenwiderstand sind. Bei einem Siliziumsubstrat (Z ≃ 100 Ω) mit einer nominellen Dicke von 400 µm entspricht einem Widerstandswert von 100 Ω · cm ein Dämpfungsverlust von näherungsweise 5%, was einen akzeptablen Wert darstellt. Die Antennendipolimpedanz und das polare Strahlungsdiagramm hängen ebenfalls vom spezifischen Widerstand des Substrats ab, für den beschriebenen Dipol ist dieser Effekt jedoch gering, für einen spezifischen Substratwiderstand von 100 Ω · cm oder mehr.

Die Kurzschluß-Länge der Übertragungsleitung 9 liegt typischerweise zwischen λ_eff/32 und λ_eff/8, weshalb die Leitung induktiv ist.

Eine anpassungsfähigere Variante des obigen Steuerelements 1 ist in Draufsicht und im Querschnitt in Fig. 3 und 4 gezeigt. Dieses Element 1 weist ein Paar von orthogonal gekreuzten Dipolen 3 und 3′ auf, die aus einer gemeinsamen Metallschicht geformt sind, die auf der Oberfläche einer dünnen Halbleiterschicht 21 aus Silizium angebracht ist. Diese Schicht 21 hat typischerweise eine Dicke zwischen λ/100 und λ/4, wobei λ die gewählte Signalwellenlänge, gemessen in Silizium, ist. Eine schützende Oxidschicht 23 ist zwischen dem Metall und dem Silizium angebracht, um die Bildung von unerwünschten intermetallischen Verbindungen zu vermeiden. Die Siliziumschicht 21 ist auf ihrer Rückseite mit einer dünnen Schicht aus Berylliumoxid 25 und einem Metallüberzug 27 versehen, um die Wärmeabfuhr zu erleichtern. Die Dipole 3 und 3′ sind auf der Oberfläche des dielektrischen Glieds 5 aus isolierendem dielektrischem Material oder direkt darüber angebracht. Die dielektrische Konstante dieses isolierenden Materials 5 ist so gewählt, daß die Dipole im wesentlichen nur an Strahlung ankoppeln, die über das Material 5 einfällt.

Jeder der Dipolschenkel 3a, 3b, 3′a, 3′b weist jeweils einen Schlitz 4a, 4b, 4′a, 4′b auf. Jeder geschlitzte Dipolbereich dient als eine Kurzschluß-Übertragungsleitung, wie z. B. 9, die zu jeweils einem entsprechenden Dipolschenkel 3a, 3b, 3′a oder 3′b im Nebenschluß liegt. Jeder Schenkel hat etwa eine Länge von λ/4. Die Kurzschluß-Leitungslänge, das heißt die Länge jedes Schlitzes, beträgt weniger, typischerweise liegt diese im Bereich von λ/32 bis λ/8, so daß die Kurzschluß-Leitung eine induktive Last darstellt. Diese parallelen induktiven Lasten über den Dipolen 3 und 3′ werden ergänzt durch Schalter-wählbare Impedanzkomponenten 11, 13 und 11′, 13′. Jede dieser Schalter-wählbaren Impedanzkomponenten 11, 11′, 13 und 13′ weist einen Kondensator 11c, 11′c, 13c oder 13′c und einen PIN-Diodenschalter 11s, 11′s, 13s oder 13′s auf.

Die jeweils mit einer Last versehenen Dipole 3 und 3′ koppeln unabhängig an ihre eigenen Polarisationen. Die in den wiederabgestrahlten Feldern bewirkten Phasenverschiebungen werden durch die Impedanzkomponenten 11, 13, 11′ und 13′ gesteuert und sind unabhängig voneinander.

Es sei eine linear polarisierte, unter 45° auf die Dipole 3 und 3′ einfallende Strahlung angenommen, die gleichphasige Ströme induziert. Bei den wiederabgestrahlten Feldern erfolgen Phasenverschiebungen ψ und R an dem horizontalen bzw. vertikalen Dipol 3′ und 3. Wenn R=ψ ist, ist die resultierende Strahlung unter einem Winkel von 45° linear polarisiert (d. h. parallel zum einfallenden Feld). Wenn andererseits R=ψ+π gilt, dann ist das wiederabgestrahlte Feld unter einem Winkel von -45° linear polarisiert (d. h. orthogonal zu dem einfallenden Feld). Wenn R=ψ±π/2 gilt, wird zirkular polarisierte Strahlung mit einem der beiden Drehsinne wiederabgestrahlt. In jedem Fall sind die wiederabgestrahlten Felder bezüglich des einfallenden Felds um ψ phasenverschoben. Dies demonstriert die unabhängige Steuerung von Phase und Polarisation.

Die Verbindung der Steuerleitungen mit den PIN-Dioden 11s, 11′s, 13s und 13′s kann über Widerstandsschichtverbindungen erfolgen. Es ist ebenso möglich, Niederfrequenz-Halbleitervorrichtungen in der Nähe des Antennenmetalls anzubringen, um somit logische Funktionen oder Steuerungen der PIN-Dioden 11s, 11′s, 13s, 13′s vorzusehen. In diesem Fall kann elektrische Energie entweder über weitere Übertragungsleitungen oder über Widerstandsverbindungen geliefert werden.

Wenn große Beträge von Mikrowellenenergien durch die Relaiselemente gesteuert werden müssen, ist der Strombedarf der PIN-Dioden 11s bis 13′s gesteigert (typischerweise auf etwa 10 mA für eine Diode, die 10 W Mikrowellenleistung steuern kann). Für gekreuzte Dipole 3, 3′ kann es wegen der Energieverluste nachteilig sein, den Strom für alle Steuerdioden durch Widerstandsverbindungen einzuspeisen. Ein Weg, um dieses Problem zu vermeiden, besteht darin, einen kleinen Anteil der einfallenden Mikrowellenleistung gleichzurichten, um den Gleichstrom für die Dioden 11s bis 13′s und für alle eingeschlossenen Logik- und Steuertransistoren zu liefern. Dann brauchen nur Steuersignale mit niedrigem Pegel über die Widerstandsverbindungen eingespeist werden. Schottky-Dioden eignen sich als Hochfrequenz- zu Gleichstromwandler. In der in Fig. 5 gezeigten Schaltung sind eine Metalleitung 11m und zwei Schottky-Gleichrichtungs-Dioden 11r über einen Dipolschlitz 4′a in Reihe zueinander geschaltet. Die Dioden 11r sind über die Leitung 11m an das Mikrowellenfeld angekoppelt und über einen Kondensator C an der Stelle 10′a an den Dipolschenkel 3′a angeschlossen. Der gleichgerichtete Ausgang der Dioden 11r ist über einen Transistorschalter 11t und einen Vorspannungswiderstand R an die PIN-Diode 11s geschaltet. Ein Basis-Emittersteuerstrom wird an den Transistor 11t über Widerstände 12b und 12e angelegt. Wenn ein starkes Strahlungsfeld auf die Antenne einfällt, wird über der Diode 11r eine Mikrowellenspannung erzeugt und der sich daraus ergebende gleichgerichtete Strom lädt den Kondensaator C auf. Dies erzeugt einen Steuerstrom für die Diode 11s über den Vorspannungswiderstand R und den Transistor 11t. Der Transistor 11t verstärkt den Steuerstrom, der deshalb klein gegenüber dem von der Diode 11s genommenen Strom ist, wenn diese sich im leitenden Zustand befindet.

Ein weiterer Weg zum Einspeisen von Gleichstromenergie und von Steuersignalen ist der mittels Metalleiterbahnen - z. B. der Leiterbahn 29, wie in Fig. 6 gezeigt. Diese Metalleiterbahnen können an verschiedenen Stellen um das Antennenmetall 3, 3′ angeordnet werden. Da sie kapazitiv mit dem Antennenmetall gekoppelt sind, werden sie immer einen Teil des Antennenstroms abzweigen, mit dem Ergebnis, daß die erforderte wiederabgestrahlte Leistung gestört wird oder zu einem gewissen Teil verlorengeht. Die Mikrowellenimpedanz der Leiterbahn 29 kann erhöht werden, zumindest über eine schmale Bandbreite, in dem z. B. Mäander 31 und Kondensatoren 33 als Resonanzstops eingefügt werden. Eine Erhöhung der Impedanz vermindert Mikrowellenströme in den Leiterbahnen und führt dazu, daß der Verlust der Effektivität reduziert wird.

Ein FM-Phasenmodulator mit einem einzigen Kreuzdipolreflektor 3 ist in Fig. 7 gezeigt. Dieser Modulator umfaßt eine dielektrische Linse 41, auf deren Rückseite der Kreuzdipol 3 angebracht ist. Die Linse 41 enthält innerhalb ihres Aufbaus einen polarisationsselektiven Spiegel 43. Ein Senderdipol 45 ist auf der Seite der Linse 41 angeordnet und bestrahlt zusammen mit dem Spiegel 43 das Eelement 1. Typischerweise weist der Kreuzdipol 3 Blindlasten mit einer Anzahl von Schalter-wählbaren Impedanzen, zusammen mit kooperierenden Logikschaltungen auf, die eine 3-Bit-Phasenverschiebungswahl ermöglichen. Die den Kreuzdipol 3 bildenden Dipole sind unter 45° geneigt zu der Polarisationsebene der einfallenden Strahlung angeordnet, die vom Sendedipol 45 auf ihn gerichtet ist. Die Lastimpedanzen sind so gewählt, daß das wiederabgestrahlte Feld orthogonal polarisiert ist. Die von dem Phasensteuerelement ausgehende Strahlung passiert also den Spiegel 43, ohne daß eine bemerkenswerte Reflexion auftritt. Phasenverschiebungen von 0, π/4, π/2, 3 π/4, π, 5 π/4, 3 π/2, 7 π/4 können ausgewählt und mittels der 3-Bit-Logiksteuerung eingefügt werden, um eine schrittweise diskrete Phasenmodulation zu erzeugen. Diese Phasenverschiebungen könnten zumindest näherungsweise durch drei schaltbare Dioden-Kondensatoren-Reihenschaltungen (z. B. 11s/11c in Fig. 1) erhalten werden. Da diese Phase keine lineare Funktion der Kapazität ist, würden die vorgenannten π/4-Phasenverschiebungsintervalle nicht genau reproduziert werden können. Wenn genaue π/4-Phasenverschiebungsintervalle notwendig wären, würden sieben Dioden-Kondensator-Kombinationen gebraucht, wovon höchstens eine Diode zu jeder Zeit leiten würde.

Es können Anordnungen konstruiert werden, die viele einzelne oder gekreuzte Dipole beinhalten und ein gemeinsames Substrat verwenden. Die an jedem Dipol eingeführte Phase kann für verschiedene Anwendungen gesteuert werden - z. B. Strahlrichtungssteuerung. Ein Beispiel einer solchen Anwendung ist in Fig. 8 gezeigt. Eine Anordnung 47 von vier einzelnen oder gekreuzten Dipolen 48 ist auf der Rückseite einer dielektrischen Linse 49 angebracht. Von einem Dipolsender 45 aus wird Stahlung auf die Anordnung gerichtet. Mikrowellenleistung wird von der Anordnung wieder abgestrahlt und durch die Linse 49 in ein Strahlenbündel fokussiert. Die Lage des virtuellen Bildes I des Senderdipols 45 kann geändert werden, indem die Strahlrichtung durch eine angemessene Phasenverschiebung an jeden der Dipole 48 gesteuert wird.

Eine andere Ausführungsform eines Phasensteuerelements 1 mit Kreuzdipol ist in Fig. 9 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform ist die Lastimpedanz über einem der beiden Dipole 3, 3′ durch den Strahlungsleistungspegel anstatt durch die Anwendung einer Vorspannung von einer äußeren Schaltung aus, wie oben diskutiert, veränderbar. Die Polarisation der von diesem Phasensteuerelement 1 reflektierten Strahlung unterscheidet sich für Strahlung mit hohem und mit niedrigem Leistungspegel. Die zwischen den beiden Schenkeln 3a, 3b eines der Dipole 3 geschaltete Impedanzschaltung 7 weist ein antiparallel geschaltetes Diodenpaar 11s und 13s auf. Diese Dioden sind parallel über der Lücke zwischen zwei Schenkel 3a und 3b geschaltet und so angeordnet, daß die Polarität einer der Dioden 11s umgekehrt zu der der anderen Diode 13s ist. Die Dioden 11s und 13s können vom selben Typ sein, z. B. Schottky-Barrieren-Dioden.

Alternativ dazu können die Dioden 11s und 13s verschiedenen Typs sein, z. B. eine Diode 11s kann eine Schottky-Barrieren-Diode und die andere Diode 13s eine PIN-Diode sein. Wenn der Leistungspegel der einfallenden Strahlung niedrig ist, sind beide Dioden 11s und 13s im nicht leitenden Zustand und die Schaltung 7 stellt eine Last mit hoher Impedanz für den Dipol 3 dar. Wenn jedoch der Leistungspegel der einfallenden Strahlung hoch ist, leiten beide Dioden 11s und 13s, so daß die Lastimpedanz der Schaltung 7 auf einen niedrigen Pegel, verglichen mit der Dipolimpedanz, abfällt. Die Phase der von diesem Dipol 3 reflektierten Strahlung unterscheidet sich ungefähr um π für hohe und niedrige Strahlungsleistungspegel. Der zweite Dipol 3′ hat eine Last in Form eines offenen Kreises und ist senkrecht zu dem ersten Dipol 3 angeordnet. Bei niedrigen Leistungspegeln sind die beiden Dipole 3, 3′ ähnlich belastet. Mit π/4 bezüglich der beiden Dipole 3, 3′ linear polarisierte Strahlung wird ohne Polarisationsänderung reflektiert. Bei hohen Leistungspegeln jedoch unterscheiden sich die Lasten der Dipole und im Idealfall ist die von einem Dipol 3 reflektierte Strahlung um π mit der von dem anderen Dipol 3′ reflektierten Strahlung außer Phase. In der Praxis wird diese Phasendifferenz nur ungefähr π betragen. Parallel zu den gezeigten Achsen X und Y linear polarisierte Strahlung regt beide Dipole 3, 3′ gleichmäßig an, da die Dipole 3, 3′ unter Winkeln π/4 oder -π/4 bezüglich der Achsen X, Y orientiert sind. Die reflektierte Strahlung ist linear polarisiert, jedoch parallel zu den orthogonalen Achsen Y bzw. X, aufgrund der Phasenverschiebung.

Eine Variante dieser letzten Ausführungsform ist in Fig. 10 gezeigt. Hier ist eine Last 7′ mit kleiner Impedanz, wie z. B. eine Kurzschlußschaltung zwischen die Schenkel 3a, 3b des zweiten Dipols 3′ geschaltet. In diesem Fall ist die reflektierte Strahlung senkrecht zu der bei niedrigem Leistungspegel einfallenden Strahlung polarisiert, wenn die Diodenimpedanz groß ist, und sie ist parallel zur einfallenden Strahlung polarisiert, wenn die Diodenimpedanz klein ist. Wie in der konventionellen Mikrowellentheorie üblich, werden offene und geschlossene Kreise behandelt und angesehen als Extremfälle von Blindlasten.

Eine Anordnung gleicher Kreuzdipole, wie in der Fig. 9 oder 10 gezeigt, kann in einem Radar verwendet werden, um einen Sender und einen oder mehrere Empfänger an eine gemeinsame Strahleröffnung anzukoppeln. Ein Beispiel für ein Duplex-Radar ist in Fig. 11 gezeigt. Dieses Radar weist einen Körper aus dielektrischem Material 5 auf, dessen Stirnseite 5a so geformt ist, daß sie eine dielektrische Linse bildet. Dieses Radar enthält eine Anordnung 1 von Kreuzdipolen der in Fig. 9 gezeigten Art, einen Empfänger Rx, einen Sender Tx, die jeweils anliegend an den Seiten 5b und 5c und 5d des dielektrischen Körpers 5 angeordnet sind. Die Flächen 5c und 5d stehen senkrecht aufeinander und sind mit π/4 gegenüber der Fläche 5b geneigt. Der Körper 5 enthält einen geneigten polarisationsselektiven Spiegel 43. Der Spiegel 43 wird durch Aufdampfen paralleler Metallstreifen auf einer dargebotenen Oberfläche (nicht gezeigt) des Körpers 5 gebildet. Der Abstand zwischen den Streifenmitten beträgt weniger als π/4 und die Streifenbreite ist kleiner als die Breite der Lücke zwischen den Streifen. Notwendigerweise wird der Körper 5 ursprünglich aus zwei Komponententeilen (nicht gezeigt) hergestellt, um die Herstellung dses Spiegels vor dem Zusammensetzen zu ermöglichen. Strahlung mit niedrigem Leistungspegel, die auf die Fläche 5a fällt, wird auf den Empfänger Rx fokussiert. Diese Strahlung wird jedoch zuerst auf die Anordnung der Steuerelemente 1 zugeführt und an dieser reflektiert, um dann ein zweites Mal an dem polarisationsselektiven Spiegel 43 reflektiert zu werden. Die Polarisation der Signalstrahlung bleibt unverändert. Die Senderquelle Tx ist so orientiert, daß sie die Strahlung in den dielektrischen Körper 5 mit einer solchen Polarisation weiterleitet, daß diese durch den Spiegel 43 passieren kann (die Ausgangsstrahlung des Senders und die reflektierte einfallende Strahlung haben am Spiegel 43 jeweils aufeinander senkrecht stehende Polarisation). Die Senderausgangsstrahlung hat einen hohen Leistungspegel. Wenn die Senderausgangsstrahlung an der Anordnung 1 von Kreuzdipolen, von denen jeder dem in Fig. 9 gezeigten Kreuzdipol entspricht, reflektiert wird, wird die Polarisation um π/2 gedreht. Die austretende Strahlung, die die Fläche 5a verläßt, ist somit parallel zur einlaufenden Signalstrahlung polarisiert.

Das Duplex-Radar kann auch mit Phasensteuerelementen 1 nach Fig. 10 aufgebaut sein. In diesem Fall werden entweder Rx und Tx in ihrer Lage vertauscht, verglichen mit der in Fig. 11 gezeigten Lage, oder der polarisationsselektive Spiegel 43 wird so orientiert, daß seine Metallstreifen in einer zu der in Fig. 11 gezeigten Richtung senkrechten Richtung verlaufen. Die Polarisation der Senderausgangsstrahlung bleibt dann unverändert, wohingegen die Polarisation der einfallenden Signalstrahlung bei Reflexion an der Anordnung geändert wird. Wie im vorstehenden Beispiel ist die auslaufende Strahlung parallel zur einlaufenden Strahlung polarisiert.

Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Phasensteuerelements 50. Das Element 50 hat zwei Dipolschenkel 51 und 51b, die an jeweilige Arme 52a und 52b einer Kurzschluß-Übertragungsleitung 52 angeschlossen sind. Eine Kapazitätsdiode 53 verbindet die Dipolschenkel 51a und 51b über die Breiten der Arme 52a und 52b und ein Kondensator 54 schließt die Kurzschluß-Übertragungsleitung 52 ab. Eine zweite Übertragungsleitung 55 mit Armen 55a und 55b, die Widerstände 56a und 56b einschließt, ist mit der Kurzschluß-Übertragungsleitung 52 verbunden und liefert die Gleich-Vorspannung, die an die Kapazitätsdiode 53 angelegt werden muß. Widerstände 56a und 56b verhindern Mikrowellenleistungsverluste in der Leitung 55.

Die in Fig. 12 gezeigte Vorrichtung arbeitet wie folgt. Der Blindleitwert der Kapazitätsdiode 53 bei der Mikrowellenfrequenz hängt von der Gleich-Vorspannung über ihr und ebenfalls von der Größe der Mikrowellenspannung ab. Die Phase der vom Element 50 wiederabgestrahlten Strahlung wird über die Gleich-Vorspannung über der Kapazitätsdiode 53 aus den oben diskutierten Gründen gesteuert. Die Phase wird in einem gewissen Ausmaß von der Größe der einfallenden Mikrowellenleistung abhängen, da der Kapazitätsdioden-Blindleitwert sich mit der Mikrowellenspannung ändert. Unter folgenden zwei Bedingungen wird die Phase durch die Gleich-Vorspannung vollständig bestimmt sein:

• a) entweder die Mikrowellenspannung ist sehr klein, wenn z. B. das Phasensteuerelement 50 in einem Mikrowellenempfänger verwendet wird, oder
• b) der Mikrowellenleistungspegel ist eine festgelegte Größe, was der Fall ist, wenn das Phasensteuerelement 50 in einem Sender verwendet wird. Für praktische Zwecke wird die Phase also durch die Gleich-Vorspannung über der Kapazitätsdiode gesteuert.

In Fig. 13 ist ein Phasensteuerelement 60 mit gekreuzten Dipolen gezeigt. Das Element ist äquivalent zu einem Paar gekreuzter Elemente 50 und enthält Dipole 61 und 61′, mit Schenkeln 61a, 61b, 61′a und 61′b. Diese Schenkel weisen jeweils Schlitze 62a, 62b, 62′a und 62′b auf, und stellen Übertragungsleitungen dar. Letztere sind durch Kondensatoren abgeschlossen, die von übereinanderliegenden Flächenausschnitten 63a, 63b, 63′a und 63′b gebildet werden. Vier Kapazitätsdioden 64a, 64b, 64′a und 64′b sind wie gezeigt zwischen die Dipolschenkel geschaltet und überbrücken die Schlitze 62a, 62b, 62′a und 62′b. Die Polaritäten der Kapazitätsdioden entsprechen einer Brückengleichrichteranordnung. Diodenvorspannungsanschlüsse 65a, 65b, 65′a und 65′b sind vorgesehen und enthalten jeweils Widerstände 66a, 66b, 66′a und 66′b, um Mikrowellenleistungsverluste zu reduzieren.

Das Phasensteuerelement 60 mit gekreuzten Dipolen arbeitet wie folgt. Die Last des Dipols 61 umfaßt die kurzgeschlossenen Übertragungsleitungen, die durch die geschlitzten Dipolschenkel 61′a und 61′b gebildet werden, zusammen mit den Kapazitätsdioden 64′a und 64′b. Die Kapazitätsdioden 64′a und 64′b sind bevorzugterweise in gleicher Richtung geschaltet und zeigen die gleiche Abhängigkeit der Kapazität von der Spannung. Vorzugsweise erfolgt die Auslegung so, daß die Gleich-Vorspannung über den Kapazitätsdioden 64′a und 64′b jeweils gleich ist. Strahlung, die auf den Dipol 61 fällt und parallel zu diesem polarisiert ist, führt dazu, daß Ströme in diesen Dipol fließen, die zu gleichen Teilen zwischen den Kapazitätsdioden 64′a und 64′b aufgeteilt werden. Über den Kapazitätsdioden 64a und 64b bildet sich keine Mikrowellenspannung aus. Aus den für die Schaltung nach Fig. 12 oben beschriebenen Gründen steuert die Gleich-Vorspannung über den Kapazitätsdioden 64′a und 64′b die Phase der vom Dipol 61 wieder abgestrahlten Strahlung bezüglich zu der Phase der einfallenden Strahlung. Die Kapazitätsdioden 64a und 64b sind vorzugsweise ebenfalls identisch und ihre Gleich-Vorspannungen sind vorzugsweise gleich ausgelegt. Die Gleich-Vorspannung über diesen Kapazitätsdioden steuert die Phase der vom Dipol 61′ wieder abgestrahlten Strahlung bezüglich zu der parallel zum Dipol 61′ polarisierten einfallenden Strahlung. Wenn die Gleich-Vorspannungen, die an die Vorspannungsanschlüsse 65a, 65b, 65′a und 65′b angelegt sind, jeweils V₁+V₂, 0, V₂ und V₁ betragen, beträgt die Gleichspannung über den Kapazitätsdioden 64a und 64b V₂ und V₁ über den Kapazitätsdioden 64′a und 64′b. Das Anlegen der Vorspannungen an diese Vorspannungsanschlüsse liefert eine unabhängige Steuerung der Phase der beiden Polarisationen der wiederabgestrahlten Strahlung.

In Fig. 14 ist eine reflektierende Vorrichtung 70 gezeigt, die zur Steuerung der Richtung der Ausgangsstrahlung ausgelegt ist. Die Vorrichtung 70 weist eine Mehrelementeanordnung 71 aus vier entweder einzelnen oder (vorzugsweise) gekreuzten Dipol-Phasensteuerelementen 72a bis 72d auf, die an einer ebenen Rückfläche 73 einer plankonvexen ersten dielektrischen Linse 74 angebracht sind. Die Anzahl der Elemente 72 ist nicht kritisch. Die Linse 74 teilt eine sphärische Grenzfläche 75 mit einer konkav-konvexen zweiten dielektrischen Linse 76, die eine äußere Oberfläche 77 aufweist. Diese Anordnung bildet eine zusammengesetzte Linse. Wenn die dielektrischen Konstanten der ersten und zweiten Linse ε₁ und ε₂ sind, dann ist ε₁ größer als ε₂ und beide sind verglichen mit der Dielektrizitätskonstante des freien Raums relativ groß, wie im folgenden beschrieben wird. Ein Sender 78 ist auf einer dritten Fläche 79 der ersten Linse 74 angebracht und so angeordnet, daß er die Anordnung 71 nach Reflexion an dem polarisationsselektiven Spiegel 80 anstrahlt. Die Dipole 72 ändern die Polarisation der Strahlung zu der Polarisation, die vom Spiegel 80 durchgelassen wird. Die Strahlung wird an der sphärischen Grenzfläche 75 zwischen den Linsen 74 und 76 gebrochen. Die Krümmung dieser Grenzfläche 75 ist so ausgelegt, daß jeder der Dipole 72a bis 72d einfallende Strahlung durch entsprechende Bereiche 81a bis 81d auf der äußeren Oberfläche 77 der zweiten Linse reflektiert. Die Bereiche 81a bis 81d sind so angeordnet, daß sie wie gezeigt im wesentlichen kontinuierlich verlaufen. Strahlenwege 82b und 82c sind jeweils als Kettenlinien und durchgezogene Linien für die inneren Dipole 72b und 72c gezeigt. Es ist zu bemerken, daß die von der äußeren Linsenfläche 77 abgestrahlte Strahlung gegenüber der Dipollage in der Anordnung 71 invertiert ist.

Von der Anordnung 71 reflektierte Strahlung erzeugt eine (nicht gezeigte) Wellenfront im freien Raum, die die äußere Linsenoberfläche 77 verläßt, wobei die Wellenfrontrichtung durch die relativen Phasen der Strahlungsbeiträge, die die äußeren Linsenoberflächenbereiche 81a bis 81d durchqueren, bestimmt wird.

Jeder Beitrag wird eine Phase haben, die eine feste Komponente enthält, die durch die des Ausgangs des Senders 78 bestimmt ist und eine veränderliche Komponente, die durch den Betriebszustand (das heißt die Vorspannungssituation) der entsprechenden Dipole 72 bestimmt ist. Entsprechend kann eine Strahlformung für die Strahlung von der äußeren Linsenfläche 77 durchgeführt werden, in dem eine geeignete Wahl der Dipol-Lasten erfolgt, z. B. durch Einschalten passender Kondensatoren oder Festlegen passender Kapazitätsdioden-Vorspannungen, wie in Verbindung mit den Fig. 1 und 12 beschrieben wurde.

Diese Strahlformungstechnik erfordert, daß ε₂ (zweite Linse 76) groß ist gegenüber der Dielektrizitätskonstante des freien Raums, und daß zwei Bedingungen, die die Größe der Bereiche 81a bis 81d bestimmen, erfüllt sein müssen. Zum einen sollte der Mitte-zu-Mitte-Abstand dieser Bereiche kleiner als λ₀/2 sein, wobei λ₀ die Wellenlänge der Strahlung im freien Raum ist. Zweitens sollte der Abstand nicht kleiner als die optische Auflösung sein, die mit den ersten und zweiten Linsen 74 und 76 erzielt wird. Diese Auflösung ist kλ₁/2 · sinR₁, wobei k eine Zahl in der Nähe von 1,2, λ₁ die Wellenlänge in der zweiten Linse 76, das heißt λ₁=λ₀/ und R₁ der halbe Winkel des Öffnungswinkels des Strahlungskonus ist, der den Bereich 81 auf der äußeren Linsenfläche beleuchtet.

Um beide obengenannten Bedingungen zu erfüllen, muß der Brechungsindex n₂ des dielektrischen Materials, aus dem die zweite Linse 76 geformt ist, größer als n sein, das gegeben ist durch

n = λ₀/λ₁ = k/sin R₁

R₁ kann typischerweise im Bereich von 25° liegen, wobei in diesem Fall n²=8 und n₂ ungefähr 2,8 ist; n₂ muß daher größer sein als 2,8 und ε₂=n₂ muß größer als 8 sein. Zusätzlich muß ε₁ größer als ε₂ sein, wie bereits oben ausgeführt wurde. Diese Kriterien sind in der Praxis bei Mikrowellenfrequenzen nicht schwer zu erfüllen. Aluminiumoxidkeramik hat eine Dielektrizitätskonstante (ε₂)=10, und Zirkontitanatstannat (ZTS) hat zum Beispiel eine Dielektrizitätskonstante (ε₁) von ungefähr 36.

Um die Anpassung der Phasensteueranordnung 71 an die Kombination der Linsen 74 und 76 zu verbessern, kann jeder der Dipole 72a bis 72d jeweils mit einer kleinen Positivlinse versehen sein. Jede dieser kleinen positiven Linsen kann praktischerweise in der Rückfläche 73 der ersten Linse 74 eingesetzt sein. Die kleinen Linsen sind entweder konvex oder konkav, je nachdem, ob ihr Linsenmaterial eine Dielektrizitätskonstante hat, die größer oder kleiner als ε₁ ist.

Die kleinen oder einzelnen Phasensteuerelementlinsen ändern die Polardiagramme ihrer zugehörigen Dipole. Das zusammengesetzte Polardiagramm für die Anordnung 71 kann dementsprechend fein zu einer gewünschten Konfiguration justiert werden, indem die einzelnen Fokussierungseigenschaften der kleinen Linsen entsprechend variiert werden. Das Einbeziehen dieser Linsen schafft einen zusätzlichen Freiheitsgrad zur Optimierung der Phasensteueranordnung-Strahlkonfiguration. Das optische Design, um dies zu erreichen, ist aus der Optik gut bekannt und wird hier nicht im Detail beschrieben.

Claims (19)

1. Phasensteuer-Reflektorelement für Mikrowellenstrahlung mit einer Antenne mit variabler Last (7), dadurch gekennzeichnet, daß
die Antenne ein Dipol (3) mit zwei Zweigen (3a, 3b) ist,
die variable Last (7) als im wesentlichen verlustfreie Last zwischen den Zweigen (3a, 3b) des ersten Dipols (3) geschaltet ist und einen änderbaren Blindwiderstand hat, der für eine Wiederausstrahlung einfallender Strahlung mit einer Phase sorgt, die in Entsprechung zur Größe und zum Vorzeichen des Blindwiderstands variiert, und
angrenzend an den Dipol (3) ein im wesentlichen verlustfreies dielektrisches Glied (5) angeordnet ist, das eine Dielektrizitätskonstante, Abmessungen und eine relative Lage zum Dipol (3) aufweist, die in Kombination dafür sorgen, daß der Dipol (3) vorherrschend Strahlung koppelt, die durch das dielektrische Glied (5) hindurchgeht.

2. Reflektorelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Dipol (3) und die variable Last (7) eben ausgeführt sind.

3. Reflektorelement nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe des änderbaren Blindwiderstands durch ein an die variable Last (7) angelegtes Gleichspannungssignal steuerbar ist.

4. Reflektorelement nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Last (7) mindestens eine Kapazitätsdiode (53) mit Vorspannungsanschlüssen (55a, 55b) zur Kapazitätsänderung aufweist.

5. Reflektorelement nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Last (7) mindestens einen schaltbaren Blindwiderstand (11c, 13c) aufweist.

6. Reflektorelement nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Last (7) kapazitiv ist und parallel zu einer Induktivität (9) geschaltet ist.

7. Reflektorelement nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität ein geschlitzter zweiter Dipol (3′) ist, der quer über dem Dipol (3) des Reflektorelements angeordnet ist.

8. Reflektorelement nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Kreuzdipol, der aus dem Dipol (3) und einem quer zu dem Dipol (3) angeordneten zweiten Dipol (3′) besteht und über das dielektrische Glied (5) an verschiedene Strahlungspolarisationen kombiniert koppelt.

9. Reflektorelement nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Last (7) des ersten Dipols (3) ein antiparalleles Diodenpaar (11s, 13s) aufweist, dessen Impedanz durch Änderung der Strahlungsleistung von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel von einem hohen Wert auf einen niedrigen Wert änderbar ist.

10. Reflektorelement nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Dipol (3′) eine im wesentlichen verlustfreie variable Last (7′) in Form eines zweiten änderbaren Blindwiderstands (11′, 13′) aufweist.

11. Reflektorelement nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Dipol (3, 3′) geschlitzt sind und geschaltet sind, um jeweils einen induktiven Beitrag zu dem änderbaren Blindwiderstand des anderen Dipols zu liefern und daß jede variable Last jeweils ein änderbares kapazitives Element (11, 13, 11′, 13′) aufweist.

12. Reflektorelement nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitiven Elemente (11, 13, 11′, 13′) durch Schalter (11s, 13s) wählbar sind.

13. Reflektorelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Dipol (3′a, 3′b) zwischen einer Schicht aus im wesentlichen verlustfreiem Halbleitermaterial (21) und dem dielektrischen Glied (5) zwischengeschichtet ist.

14. Reflektorelement nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterschicht (21) auf der vom dielektrischen Glied (5) abgelegenen Seite eine mit ihr verbundene Metallschicht aufweist.

15. Anordnung von Reflektorelementen nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (47) mehrere gleiche Dipole (48) umfaßt.

16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (47) so ausgelegt ist, daß sie Strahlung einer Strahlungsquelle (45) durch eine Linse (49) reflektiert.

17. FM-Phasenmodulator mit einem Reflektorelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
er eine Strahlungsquelle (45) und einen polarisationsselektiven Spiegel (43) umfaßt,
daß der Dipol (3) von einem zweiten Dipol gekreuzt wird und so angeordnet ist, daß er Strahlung der Strahlungsquelle (45) empfängt, nach dem sie am polarisationsselektiven Spiegel (43) reflektiert worden ist und daß der Dipol (3) und der zweite Dipol (3′) so angeordnet sind, daß sie die einfallende Strahlung reflektieren und ihre Polarisierung ändern, so daß sie den polarisationsselektiven Spiegel (43) passiert.

18. Radar mit einem Reflektorelement nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Sender (TX), einen Empfänger (RX) und einen polarisationsselektiven Spiegel (43) umfaßt und der Kreuzdipol ausgelegt ist, um Ausgangsstrahlung vom Sender (TX) nach Transmission durch den polarisationsselektiven Spiegel (43) und Signalstrahlung aus dem freien Raum zu empfangen, die Polarisation entweder der Ausgangsstrahlung oder der Signalstrahlung zu ändern, und die Signalstrahlung zur Reflexion am polarisationsselektiven Spiegel auf den Empfänger, die Ausgangsstrahlung in den freien Raum zu reflektieren, oder um Ausgangsstrahlung vom Sender (TX) nach Reflexion am polarisationsselektiven Spiegel (43) und Signalstrahlung aus dem freien Raum zu empfangen, die Polarisation entweder der Ausgangsstrahlung oder der Signalstrahlung zu ändern und die Signalstrahlung zur Transmission durch den polarisationsselektiven Spiegel auf den Empfänger, die Ausgangsstrahlung in den freien Raum zu reflektieren.

19. Reflektorvorrichtung (70) mit einer Anordnung (71) von Dipolen (72) nach einem der Ansprüche 1-14, dadurch gekennzeichnet, daß

• (1) die Dipole (72) jeweils einen änderbaren, durch eine angelegte Vorspannung in seiner Größe steuerbaren Blindwiderstand aufweisen,
• (2) das dielektrische Glied als Linse (74) ausgebildet ist, die einen polarisationsselektiven Spiegel (80) beinhaltet und mit einer zweiten Linse (76) mit einer kleineren Dielektrizitätskonstante, die gegenüber der des freien Raums groß ist, verbunden ist,
• (3) ein Sender (78) so angeordnet ist, daß er Strahlung auf den Spiegel (80) richtet, der diesen auf die Dipolanordnung (71) reflektiert, und
• (4) die Dipolanordnung (71), der Spiegel (80) und die Linsen (74, 76) so angeordnet sind, daß die von der Dipolanordnung (71) reflektierte Strahlung vom Spiegel (80) durchgelassen wird und durch die Linsen (74, 76) tritt, wobei jeder Dipol (72) Strahlung durch einen jeweiligen äußeren Oberflächenbereich (81) der zweiten Linse (76) reflektiert.