DE3149200C2

DE3149200C2 -

Info

Publication number: DE3149200C2
Application number: DE3149200A
Authority: DE
Inventors: Toshio Toyonaka Osaka Jp Makimoto; Sadahiko Osaka Jp Nishimura
Original assignee: KANSAI ELECTRONIC INDUSTRY DEVELOPMENT CENTER OSAKA JP
Current assignee: KANSAI ELECTRONIC INDUSTRY DEVELOPMENT CENTER, OSA
Priority date: 1980-12-12
Filing date: 1981-12-11
Publication date: 1989-03-30
Also published as: DE3149200A1; US4475107A; JPS5799803A; JPS6145401B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Mikrostreifenleiter- Antennenanordnung, nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs. Eine solche ist durch die EP 72 22 A1 bekannt geworden. Es ist eine konventionelle kreispolarisierte Mikrostreifenleiterantenne gemäß Fig. 1 bekannt; dabei handelt es sich um eine Wanderwellenantenne mit einem dielektrischen Substrat 1, einer auf dessen Rückfläche gleichmäßig gebildeten, geendeten Leiterfläche 2 und einem Streifenleiter 3, der durch periodisches Falten oder Umbiegen gebildet ist und auf der Substratoberfläche verläuft.

Da jedoch die vorstehend genannte Antenne eine Wanderwellenantenne ist, die jeweils durch periodisches Umfalten eines einzigen kontinuierlichen Streifenleiters gebildet ist, wird bei einer Änderung der Frequenz derart, daß sie höher oder niedriger als die mittlere Arbeitsfrequenz, die Hauptbündelrichtung längs der Längsrichtung der dielektrischen Grundplatte 1 verschwenkt. Bei der Verwendung als Sende- oder Empfangsantenne in bezug auf eine einzige vorbestimmte Richtung ergibt sich somit der Nachteil, daß die Frequenzbandbreite der Antenne wegen der Abhängigkeit der Strahlrichtung von der Frequenz nicht voll genutzt werden kann.

Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde eine Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung der eingangs genannten Art so weiterzuentwickeln, daß diese hinsichtlich Antennengewinn, Frequenzbandbreite und Achsenverhältnis günstige Werte aufweist. Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs angegebenen Merkmale.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt:

Fig.1 eine schematische Perspektivansicht, die den Aufbau einer bekannten kreispolarisierten Mikrostreifenleiterantenne zeigt;

Fig. 2 eine schematische Perspektivansicht einer kreispolarisierten Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung nach der Erfindung mit ihrem Korrdinatensystem;

Fig. 3 eine Draufsicht, die in größerem Maßstab den Aufbau eines nach Fig. 2 verwendeten Streifenleiters zeigt;

Fig. 4 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Streifenleiter und dem imaginären Streifenleiter zeigt;

Fig. 5 ein Diagramm, das den Streifenleiter und sein Koordinatensystem zeigt;

Fig. 6 ein Bezugsdiagramm zum Erhalt der Hauptstrahlrichtung;

Fig. 7 und 8 Diagramme, die Momentanströme auf den Streifenleitern nach Fig. 2 verdeutlichen, um die Erzeugung von kreispolarisierten Wellen zu zeigen;

Fig. 9 Diagramme, die den Unterschied zwischen dem bekannten Antennenaufbau (a) und Antennen (b) und (c) nach der Erfindung zeigen.

Fig. 2 zeigt eine kreispolarisierte Mikrostreifenleiterantenne, die im wesentlichen ein Substrat 4 aus einem Dielektrikum von ebener Plattenform mit geeigneter Dicke, eine Erdplatte 5 über der gesamten Rückseite des Substrats 4 sowie einen Streifenleiter 6, der aus einem einzigen Leiter gebildet ist und auf der Oberfläche des Substrats 4 angeordnet ist, aufweist. Der Streifenleiter 6 ist zickzackförmig und verläuft dementsprechend und ist derart angeordnet, daß gerade Abschnitte und U-förmige Abschnitte mit vorbestimmten Abmessungen abwechselnd aufeinanderfolgend in einer Mehrzahl Sätzen (deren Anzahl willkürlich bestimmbar ist) verbunden sind, wobei sämtliche geraden Abschnitte auf einer Geraden (Z-Richtung) gebildet sind, während die U-förmigen Abschnitte auf einer Seite der einen Geraden positioniert sind. Somit umfaßt der Streifenleiter 6 die Z-Richtungsseiten A₁-A₄ (insgesamt mit "A") bezeichnet und C₁-C₃ (insgesamt mit "C" bezeichnet) sowie Y-Richtungsseiten B₁-B₆ (insgesamt mit "B" bezeichnet), wobei die Längen der jeweiligen Seiten prinzipiell so gewählt sind, daß sie vorbestimmten Abmessungen entsprechen. Nach Fig. 2 ist ein Ende F der beiden entgegengesetzten Enden des Substrats 4 in dessen Längsrichtung als Speisepunkt ausgebildet, während an das andere Ende G eine angepaßte Last R zum Ausgleichen einer Leitungsimpedanz (50 Ω), die ausschließlich durch die Dimensionen des Streifenleiters 6 bestimmt ist, angeschlossen ist.

Die Grundstruktur des periodischen Aufbaus des Streifenleiters nach Fig. 2 ist in Fig. 3 gezeigt. Diese Grundstruktur wird im vorliegenden Fall als gekröpfte Grundstruktur bezeichnet, und ihre kreispolarisierten Strahlungskennlinien werden nachstehend theoretischen Berechnungen unterworfen.

Unter der Annahme, daß die Größe gekröpften Grundelements unendlich fein ist, und unter der weiteren Annahme, daß von einer Stromquelle ausgehend ein gleichmäßiger Wanderwellen- Strom durch das Grundelement fließt, so wird ein Strahlungsfeld an einem unendlichen Punkt erhalten. Nach Fig. 4 wird zuerst das Koordinatensystem bestimmt, so daß die geerdete Leiterfläche innerhalb der YZ-Ebene liegt, wobei das Symbol h die Höhe von der Leiterfläche zum Streifenleiter bezeichnet, während ein imaginärer Streifenleiter unter der Annahme, daß die Leiterfläche unendliche Größe hat, bei einer Höhe -h in Strichlinien gezeigt ist. Im vorliegenden Fall wird als Medium in der Umgebung beider Streifenleiter Luft angenommen, und der Beitrag der Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Substrats wird in die Leiterwellenlänge λ _g eingeschlossen. Wenn dabei das Fernfeld, zu dem der Streifenleiter beträgt, mit E₁ und das Fernfeld, zu dem der imaginäre Streifenleiter beiträgt, mit E₂ bezeichnet wird, ist das resultierende Feld E beider repräsentiert durch:

mit k = 2 π/λ₀ und
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum.

Daraufhin wird das Fernfeld E₀ für den Fall, in dem das gekröpfte Grundelement in der YZ-Ebene liegt, erhalten. Unter der Annahme, daß die sphärischen Koordinaten des gekröpften Grundelements (r′, α,π /2) sind, wird das Fernfeld durch den P(r, R,Φ berechnet. Wenn nun die Stromdichte des gekröpften Grundelements mit bezeichnet ist, ist das elektrische Vektorpotential in einer unendlichen Entfernung im allgemeinen gegeben durch

mit µ = Permeabilität.

Als Symbol für das berechnende Fernfeld wird der Strahlungsvektor wie folgt definiert:

Daher gilt die Beziehung:

Unter der Annahme, daß die Einheitsvektoren in x-, y- und z-Richtung jeweils mit _x bzw. _y bzw. _z bezeichnet sind, ist der Einheitsvektor _r in Richtung des Beobachtungspunkts durch die folgende Gleichung gegeben:

_r = _x sin R cos Φ + _y sin R sin Φ + _z cos R. (5)

Andererseits ist der Vektor ′ vom Ausgangspunkt O zu dem Wellenursprung auf dem gekröpften Grundelement gegeben durch

′ = _y y′ sin α + _z z′ cos α. (6)

Aus den Gleichungen (5) und (6) wird die folgende Beziehung abgeleitet:

r′ cos ζ = _r · ′ = y′ sin R sin Φ sin = α + z′ cos R cos α . (7)

Das elektrische Feld und das Magnetfeld werden wie folgt durch den Term des elektrichen Vektorpotentials gezeigt:

mit ω = die Winkelfrequenz und
= ein Nablaoperator, der gegeben ist durch

Dabei sind _r, _R und _Φ Einheitvektoren in r-, R- und Φ- Richtung.

Wenn in diesem Fall die Beobachtungsstelle in unendlicher Entfernung liegt, kann · in einfacher Form wie folgt dargestellt werden:

Daher kann die Gleichung (8a) wie in den nachstehenden Gleichungen verwandelt werden:

Unter der Annahme ebener Wellen als Wellen des Fernfelds werden diese erhalten durch

E _R = Z₀H _Φ (12a)
E _Φ = -Z₀H _Φ (12b)

mit Z₀ = der Wellenwiderstand der Luft (120f).

Aus den Gleichungen (11) und (12) werden somit die folgenden Beziehungen abgeleitet:

und bei Substitution des Obigen in Gleichung (1) kann das den imaginären Streifenleiter berücksichtigende Ergebnis erhalten werden, aber die Bedingungen für die kreispolarisierte Strahlung können nur unter Nutzung von Gleichung (13) abgeleitet werden, wobei die Ziffern (13a) und (13b) als (13) bezeichnet werden, was auch für weitere Ziffern entsprechend gilt. Somit werden die R- und Φ-Komponenten der Strahlungsvektoren in Gleichung (13) aus der rechtwinkligen Koordinatenkomponente durch Anwendung der folgenden Beziehung erhalten:

N _R = N _y cos R sin Φ - N _z sin R , (14a)
N _R = n _y cos Φ . (14b).

Somit können nach der Ableitung der Strahlungsvektoren N _z und N _y die Bedingungen für die kreispolarisierte Strahlung daraus erhalten werden.

Anschließend werden der Strahlungsvektor und infolgedessen das elektrische Feld des gekröpften Grundelements erhalten. Es ist jedoch zu beachten, daß nur der Fall Φ = 0, d. h. nur der Strahlungsvektor in der ZX-Ebene behandelt wird.

Unter der Annahme, daß die Stromdichte gegeben ist durch J₀ · e^-j ^βζ,
mit β = 2π/λ g, wobei
λ g die Leiterwellenlänge ist, und
ζ = Entfernungsvariable,
sind N _z und N _y durch die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung (3) unter Bezugnahme auf Fig. 5, repräsentiert:

In der Beziehung Φ = 0 kann, wenn die Gleichung (14) benutzt wird, die Gleichung (15) durch die folgenden Gleichungen repräsentiert werden:

In den obigen Gleichungen besteht eine Phasendifferenz von π/2 zwischen N _R und N _Φ, und daher können die Bedingungen für die kreispolarisierte Strahlung in Richtung R = R m erhalten werden durch

|N _R| = |N _Φ| . (17)

Daher wird aus den Gleichungen (16) und (17) die Strahlung wie folgt abgeleitet.

Im nächsten Schritt sind die Bedingungen zur Bildung des Hauptstrahls in Richtung R = R m und Φ = 0 durch die Bildung einer Antennenanordnung mittels periodischer Verbindungen der gekröpften Grundelemente, d. h. die Bedingungen, unter denen die Phasen der vom Ausgangspunkt F₁ und vom Endpunkt F₂ des gekröpften Grundelements abgestrahlten Wellen in R _m- Richtung phasengleich werden, gegeben durch

k (2a + c) cos R _m - β (2a +2b + c) = 2n π (19a)

mit n = ganze Zahl oder

Bei Substitution der Gleichung (19b) in die Gleichung (18) gilt die Beziehung

und unter der Annahme, daß

wird die obige Gleichung wie folgt beschrieben:

Bei Transformation wird die Gleichung (20b) wie folgt geschrieben:

mit η = k/β = λ g/λ₀ und
n = eine ganze Zahl.

Aus den Gleichungen (19b) und (21) kann die folgende Gleichung erhalten werden:

In bezug auf die Gleichungen (21) und (22) kann, wenn b gegeben ist, a und c für die richtige Kombination vom m und n erhalten werden. D. h., der Dimensionswert für jede Seite des gekröpften Grundelements kann erhalten werden. Es ist zu beachten, daß von den Zeichen ± und ∓ das obere Zeichen jeweils den Fall der linksdrehend kreispolarisierten Welle und das untere jeweils den Fall der rechtsdrehend kreispolarisierten Welle angibt.

In den Gleichungen (21) und (22) ist die Kombination m = 1 und n = -2 am besten geeignet in bezug auf die Konstruktion des gekröpften Grundelements.

Daher gelten die Beziehungen:

Wenn also in den vorstehenden Gleichungen ein geeigneter Wert für b gegeben ist, werden Werte für a und c bestimmt, und damit kann die Konfiguration des gekröpften Grundelements zum Abstrahlen der kreispolarisierten Wellen im R m-Richtung bestimmt werden. In diesem Fall ist ersichtlich, daß die Strahlungsvektoren |N R| und |N Φ| des gekröpften Grundelements proportional sind zu

aus den Gleichungen (16) und (19b). Da der Höchstwert von

nun 1 ist, wird der Wert von b = λ g/2 maximal aus der Beziehung

Infolgedessen kann der Wert b in erwünschter Weise im Bereich

gewählt werden.

Als spezielles Beispiel wird nachstehend der Fall R m = π/2 erläutert. Insbesondere im Fall von Querstrahlung wird die Gleichung (23) einfach wie folgt geschrieben:

wobei das obere Vorzeichen die Bestimmungsgleichung für die Abstrahlung der linksdrehenden kreispolarisierten Welle und das untere Vorzeichen die Bestimmungsgleichung für die Abstrahlung der rechtsdrehenden kreispolarisierten Welle bezeichnet. Die Erläuterung folgt nachstehend unter Bezugnahme auf die rechtsdrehende kreispolarisierte Welle. Aus der Gleichung (24b) wird die Beziehung wie folgt geschrieben:

und wenn in den obigen Gleichungen der Wert von b gegeben ist, können die Werte für a und c bestimmt werden. Es ist jedoch zu beachten, daß, obwohl der Zustand physikalisch innerhalb des Bereichs 3λ g/4<b<0 möglich ist, der Wert für b bevorzugt mit weniger als g g/2 gewählt werden sollte. Aus der Gleichung (25) kann die folgende Beziehung erhalten werden:

2a + 2b + c = 2λ g (26a)

aber die obige Gleichung bedeuten, daß es für die kreispolarisierte Strahlung in Querrichtung wesentlich ist, die Leiterlänge ℓ = 2a + 2b + c des gekröpfen Grundelements mit 2λ g zu wählen und die Länge für 2a - c mit λ g/2 einzustellen.

Nachstehend wird das Funktionsprinzip des erläuterten gekröpften Grundelements bei der Abstrahlung der kreispolarisierten Welle unter beispielsweiser Bezugnahme auf den Fall R m = π/2, Φ = 0 und b = λ g/4 erläutert. Im obigen Fall werden verschiedene Faktoren wie folgt unter Anwendung der Gleichung (25) bestimmt.

Die Mikrostreifenleiterantenne der vorstehend erläuterten Art ist zwar so ausgelegt, daß sie durch periodisches Falten oder Umbiegen des Streifenleiters als Wanderwellenantenne arbeitet, wird in der nachfolgenden Beschreibung der durch den Streifenleiter fließende Strom als äquivalente Strahlungsquelle angesehen. Beim Einspeisen von HF-Strom in den Streifenleiter, der aus den geraden und den U-förmigen Abschnitten entsprechend Fig. 2 gebildet ist, am Speisepunkt F wird die Richtung des Stromflusses durch jeden leitenden Abschnitt jeweils bei λ g/2 relativ zu einem bestimmten Moment, dessen Zustand durch dicke und dünne Striche in Verbindung mit Pfeilen in Fig. 7(a) bezeichnet ist, umgekehrt; Fig. 7(b) veranschaulicht nur die Konfiguration des gekröpften Grundelements. Dieses gekröpfte Grundelement ist für eine lineare symmetrische Beziehung entsprechend Fig. 7(c) in zwei Stufen aufgeteilt. Die Mikrostreifenleiterantenne strahlt elektromagnetische Wellen ab, die in die gleiche Richtung wie der HF-Strom im Streifenleiter gerichtet sind und größenmäßig dem HF-Strom proportional sind. Infolgedessen ist das resultierende Feld der von entsprechenden Seiten der Leiter der Stufenausbildung abgestrahlten elektromagnetischen Wellen in die Richtung gemäß Fig. 7(d) zu einem bestimmten Zeitpunkt t = 0 bei Beobachtung im unwesentlichen Abstand in Querrichtung entsprechend R = π/2 und Φ = 0 gerichtet. Dies kann als Zusammensetzung von zwei linear polarisierten Wellenkomponenten angesehen werden, die von den zwei stufenförmigen Strahlerelementen abgestrahlt werden und sich im rechten Winkel zueinander kreuzen. Der Zustand zu einem bestimmten Zeitpunkt t = 0 ist auch in Fig. 8(a) wiedergegeben. Danach ist die Richtung des momentanen Stroms nach Ablauf der Zeit t um in Fig. 8(b) gezeigt, wobei f die Frequenz des HF-Stroms bezeichnet. In diesem Fall dreht sich das resultierende Feld im Gegenuhrzeigersinn bei Beobachtung unter Zuwendung zur Antenne (in -X-Richtung) entsprechend der Figur. Die Fig. 8(c)-(i) zeigen den weiteren Zeitablauf, und schließlich dreht sich die von dem gekröpften Grundelement abgestrahlte elektromagnetische Welle bei Zeitablauf im Gegenuhrzeigersinn bei Beobachtung unter Zuwendung zur Antenne, so daß eine Drehung innerhalb der Zeit 1/f, d. h. innerhalb einer Periode, durchgeführt wird. In diesem Fall hat der resultierende Feldvektor nach Fig. 8 konstante Größe und dreht sich gleichmäßig in bezug auf die Zeit in die Richtung R = π/2 und Φ = 0, d. h. in Querrichtung, mit einer Rotationsgeschwindigkeit von einer Umdrehung je Zyklus. Fig. 8 zeigt, daß die beiden stufenförmigen Abstrahlelemente jeweils linear polarisierte Abstrahlelemente sind, die sich mit Zeitablauf rechtwinklig kreuzen, wobei zeitlich eine Phasendifferenz von 90° zwischen beiden vorhanden ist. Wenn die Feldamplituden beider zueinander gleich sind, bedeutet dies, daß die resultierende Welle eine kreispolarisierte Welle ist. Infolgedessen ist die von dem zickzackförmigen Streifenleiter 6 abgestrahlte elektromagnetische Welle zeitlich eine rechtsdrehende kreispolarisierte Welle. Da im obigen Fall die Streifenleiterlänge ℓ des gekröpften Grundelements 2λ g ist, sind die von den jeweiligen gekröpften Grundelementen abgestrahlten kreispolarisierten Wellen in Querrichtung gleichphasig und werden zueinander addiert. Infolgedessen kann die Antenne 10 von Fig. 2 als Dipolreihe angesehen werden, wobei die gekröpften Grundelemente einer Reiheneinspeisung unterliegen. Es ist zu beachten, daß zwar die vorstehenden Erläuterungen eine Sendeantenne betreffen, daß die Antenne jedoch ebenso gut als kreispolarisierte Empfangsantenne arbeiten kann.

Nachstehend wird die Beziehung zwischen der Betriebsfrequenz f und der Hauptstrahlrichtung R _m erläutert, die bereits durch die Gleichung (19a) angegeben wurde. Wenn die Gleichung (19a) durch Verwendung von L = 2a + c, ℓ = 2a + 2b + c und n = -2 repräsentiert wird, ergibt sich die Beziehung durch die folgenden Gleichungen:

kL cos R _m - βℓ = -4π
mit

mit ℓ bzw. L = die Streifenleiterlänge bzw. die periodische Länge der gekröpften Grundelemente nach Fig. 2 und
v = Lichtgeschwindigkeit.

Die Gleichung (28) bedeutet, daß sich die Hauptstrahlrichtung mit der Frequenzänderung ändert, und die obige Beziehung ist nach Umwandlung in die spezifische Abtastempfindlichkeit durch die folgende Gleichung gegeben:

Die vorstehende Gleichung zeigt an, daß der Absolutwert von Q klein wird, wenn der Wert der periodischen Länge L des Streifenleiters groß wird, und bedeutet daher, daß die Abtastung des Hauptstrahls klein ist in bezug auf die Frequenzänderung, wenn die periodische Länge L groß wird.

Bei einem Vergleich der konventionellen kreispolarisierten Mikrostreifenleiterantenne nach Fig. 9(a) mit der Antenne 10 nach den Fig. 9(b) und 9(c) ist ersichtlich, daß in bezug auf die gleiche Streifenleiterlänge in Abhängigkeit von der Wahl des Werts für die Länge b des U-förmigen Abschnitts die periodische Länge L des Streifenleiters über einen Bereich vom Mindestwert λ g bis zu dem Höchstwert von weniger als 2λ g betragen kann.

Somit ergibt sich, daß bei der Antenne 10 gemäß einer bevorzugten Auslegung die spezifische Abtastempfindlichkeit Q etwa auf das 1fache bis 0,5fache reduziert ist und daß zum Senden und zum Empfang in eine konstante Richtung die Frequenzbandbreite etwa auf das 1fache bis 2fache vergrößert und somit verbessert wird. Wie bereits erwähnt, ist die Strahlungsintensität von dem gekröpften Grundelement proportional zu

und wenn der Wert von b extrem klein ist, ist die Strahlung zu gering, um realistisch zu sein; somit ergibt sich ein geeigneter Wert für b etwa durch die Beziehung λ g/2b λ g/ 5, wobei eine Frequenzbandbreite erhalten wird, die um das ca. 1- bis 1,6fache breiter ist.

Wie vorher gesagt, ergibt sich der Vorteil, daß die Frequenzbandbreite um so größer wird, je kleiner der für b gewählte Wert ist, aber es besteht auch die Möglichkeit, daß z. B. für L = 2a + c<λ₀ ein Nachteil auftritt. Wenn nämlich die periodische Länge L des Streifenleiters größer als die Wellenlänge im freien Raum λ₀ wird, kann es geschehen, daß ein Nebenzipfel sich ausbildet, wodurch die Antennen-Charakteristiken verschlechtert werden.

Wenn z. B. ein Mikrostreifenleiter mit der effektiven Wellenlängenverkürzungsrate η = λ g/λ₀ = 0,68 im Fall von b = λ g/ 4 verwendet wird, ergibt sich die Beziehung wie folgt:

L = 1,5 λ g = 1,5 · 0,68λ₀ = 1,02 λ₀<λ₀ (30)

und der Nebenzipfel erscheint nahe der Längsrichtung des dielektrischen Substrats 4.

Mit einem Versuch unter Verwendung einer Mikrostreifenleiterantenne, die wie erläutert aufgebaut ist und derjenigen von Fig. 2 entspricht, wird das folgende Resultat erhalten. Unter Bezugnahme auf Fig. 3 sind die Dimensionen einer beispielsweisen Antenne wie folgt:
Sämtliche Längen für die Seiten sind durch Längen längs der Mittenlinie repräsentiert.

a) Substratwerkstoff: Material: vernetztes Polystyrol; relative Dielektrizitätskonstante:
ε _r = 2,53;
Verlustziffer: tan δ = 6,6 · 10^-4,
b) Substratdicke: 0,79 mm,
c) Substratdicke: 30 cm,
d) Breite W des Streifenleiters 6: 2 mm,
e) Länge a der Z-Richtungsseite A: 10 mm,
f) Länge b der Y-Richtungsseite B: 7 mm,
g) Länge c der Z-Richtungsseite C: 12 mm,
a) Frequenz: f = 9,3 GHz,
b) Wellenlänge in freien Raum: λ₀ = 32,25 mm,
c) Leiterwellenlänge: g _g = 21,93 mm,
d) Verstärkung: G = 8,5 dBi
(i bedeutet, daß das Verhältnis sich auf eine isotrope Antenne bezieht),
e) Produkt aus Verstärkung und Bündelbreite: 4200,
f) Stehwellenverhältnis: σ = 1,22,
g) Verlustleistung in der Last: -5,0 dB (31,6%),
h) angepaßte Last: R = 50 Ω.

Wenn "b" in der Gleichung (25) durch λ g/2 bzw. 3g g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird, wird aus den experimentellen Ergebnissen die folgende Beziehung erhalten:
Verstärkung: G₁ G₂<G₃,
Frequenzbandbreite: WD₃<WD₂<WD₁,
Achsenverhältnis: AR₂<AR₁ AR₃,
mit
G₁, G₂ und G₃ = die Verstärkung, die sich aus dem Austauch von b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. g g/4 ergibt,
WD₁, WD₂, WD₃ = Die Frequenzbandbreite, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird, und
AR₁, AR₂, AR₃ = das Achsenverhältnis, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird.

Unter Berücksichtigung aller Umstände und Faktoren ist es somit am besten, wenn b mit 3g g/8 gewählt wird.

Claims

1. Kreispolarisierte Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung mit wenigstens einem mit dem Wellenwiderstand abgeschlossenen Mikrostreifenleiter-Strahlungselement (6), das auf der Oberfläche eines dielektrischen Substrats (1) angeordnet ist, dessen Rückseite mit einer geerdeten Leiterfläche (2) versehen ist und wobei das Strahlungselement (6) aus Mikrostreifenleitern gebildet ist, die in gleichmäßigen Abständen rechteckförmige Ausbuchtungen von einer Länge c und einer Tiefe b aufweisen und durch gerade Leitungsteile mit einer Länge 2 a verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefe b der der rechteckförmigen Ausbuchtungen des Strahlungselements (6) der Formel b = ⅜ λ _gentspricht wobei λ _g die Mikrostreifenleiter- Wellenlänge ist, und daß die Größen von a und c bestimmt sind durch die Gleichungen:2a = {(-n-m∓T) λ _g-b} / (1-η cos R _m)mit m und n als ganze Zahlen und
T = 1/π arctan {sin R _m/ (1-η cos R _m)
η = λ _g/λ₀, wobei
R _m = Winkel der Hauptstrahlrichtung gegenüber der Ebene der Mikrostreifenleiter und
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum, und
c = {(m±T) λ _g - b} / (1-η cos R _m)