DE3250133B4

DE3250133B4 - Antennensystem

Info

Publication number: DE3250133B4
Application number: DE3250133A
Authority: DE
Inventors: Huw David Malvern Rees
Original assignee: Qinetiq Ltd
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 1981-03-11
Filing date: 1982-03-11
Publication date: 2005-01-13
Anticipated expiration: 2002-03-12

Abstract

Ein Antennensystem für elektromagnetische Strahlung weist ein Substrat auf, mehrere Antennen und zwischen deren Zweige geschaltete Mischeinrichtungen, wobei jede Antenne (41) ein Glied einer planaren Anordnung (83 oder 83') gleicher Dipolantennen ist und eine dielektrische Linse (81) zum Übertragen darauf einfallender Strahlung auf die Anordnung (83 oder 83') vorgesehen ist, die so gestaltet ist, daß die Antennenmittenpositionen in der Anordnung (83 oder 83') unterschiedlichen Strahlrichtungen für auf die Linse (81) einfallende Strahlung entsprechen, wobei die Einstellung der Anordnung (83 oder 83') und der Linse (81) relativ zueinander und die Abmessungen und die dielektrischen Eigenschaften der Linse und des Substrats (21) in Kombination so gewählt sind, daß jede Antenne (41) vorherrschend auf durch die Linse (81) hindurchgehende Strahlung gekoppelt ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Antennensystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solches Antennensystem ist aus der DE-OS-27 38 549 bekannt.

Die genannte Druckschrift beschreibt eine Mikrowellenantenne, die eine dielektrische Linse aufweist, die aus zwei Halbkugeln unterschiedlicher Radien besteht. Auf der Halbkugel mit dem kleineren Radius sind über die Fläche verteilt Auskoppelelemente angebracht. Es kann sich bei ihnen um planare Strahler oder dielektrische Wellenleiter handeln.

Aus der US 3 718 935 ist ein Antennenfeld bekannt. Hier sind in mehreren Ebenen jeweils mehrere Dipolantennen in bestimmten räumlichen Ausrichtungen angebracht.

Aus der Veröffentlichung "Design of Printed Resonant Antennas for Monolithic-Diode Detectors" von K. Mizuno und anderen in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-25, Nr. 6, Juni 1977, ist ein monolithischer Diodendetektor bekannt, der nach Art einer gedruckten Schaltung aufgebaut ist. Der Detektor ist als λ/2-Detektor aufgebaut. Zwischen den Zweigen des Dipols liegt eine Mischdiode.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Antennensystem aufzugeben, das kompakt ist und leicht hergestellt werden kann.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Abhängige Ansprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.

Das Substrat für ein Antennensystem gemäß der Erfindung kann aus einem Dielektrikum mit einer mittleren Dielektrizitätskonstanten und insbesondere aus einem Halbleitermaterial wie Silizium oder Galliumarsenid bestehen. Alternativ kommt zur Vereinfachung der Auslegung der zugehörigen integrierten NF-Schaltkreise ein Substrat aus einem isolierenden Dielektrikum oder aus einem Halbleitermaterial mit hohem spezifischem Widerstand in Betracht, das auf seiner Oberfläche eine oder mehrere Dünnschichten aus Halbleitermaterial mit relativ niedrigem spezifischem Widerstand aufweist. Diese Dünnschichten können insbesondere epitaxial auf die Substratoberfläche aufgewachsene Schichten sein. Für Anwendungen im Bereich größerer Wellenlängen sind für das Substrat Dielektrika mit hoher Dielektrizitätskonstante wie Bariumtitanat oder Titandioxid bevorzugt.

Die Antennen können bei unmittelbarer Ausbildung auf Halbleitermaterial direkt mit der Substratoberfläche in Kontakt stehen, bevorzugt ist jedoch eine Trennung durch eine Schicht aus einem passiven Diektrikum, die einen Oberflächenschutz gewährleistet und die Bildung unerwünschter Verbindungen aus dem metallischen Material der Antennen und dem Halbleitermaterial des Substrats verhindert. Die Antennen selbst können Zweileiterantennen oder Vierleiterantennen sein, wobei jeweils zwei Leiter miteinander einen Dipol bilden. Bevorzugt ist wenigstens ein Antennenzweig längsgeteilt ausgebildet, wobei dieser zweigeteilte Antennenzweig den Schaltungsausgang bildet.

Die Mischeinrichtungen können in Form einer einzigen Diode ausgebildet sein, bevorzugt ist jedoch eine Ausbildung als Diodenring und insbesondere als Kohärentmischer mit einem solchen.

Eine besonders wirksame Ankopplung der einfallenden Strahlung an die Antennen läßt sich schließlich dadurch erreichen, daß die Unterseite des Substrats in einem Stück mit der dielektrischen Linse ausgeführt oder damit verbunden wird.

Für die weitere Erläuterung der Erfindung wird nunmehr auf die Zeichnung Bezug genommen; in dieser zeigen:
1 ein Diagramm einer Antenne für den Millimeterwellenbereich mit zum Ausgangskreis parallel geschaltetem NF-Ausgang,
2 eine Draufsicht auf die Mischstufe der Antenne von 1,
3 einen Querschnitt durch die Mischstufe von 2,
4 bis 7 Querschnitte durch die Mischstufe von 2 in Zwischenphasen ihrer Herstellung,
8 bis 15 Schaltbild und Ansichten möglicher Antennenausführungen,
16 und 17 einen Querschnitt und eine Draufsicht für eine Linsen- und Antennenkombination,
18 und 19 eine Draufsicht auf eine als Gegentaktmischer mit Begrenzerdioden ausgeführte Mischeinrichtung und
20 ein Empfangssystem mit zwei Antennenanordnungen.
Die in 1 dargestellte Antenne ist eine Schmalband-Metalldipolantenne 1 mit einem oberen Antennenleiter 3 und einem unteren Antennenleiter 5. Diese Metallantenne liegt auf der Oberfläche eines Substrats mit hohem spezifischem Widerstand, und die beiden Antennenleiter 3, 5 der Antenne 1 sind im Zentrum des Dipols voneinander beabstandet und durch einen Eintakt-Mischer zusammengeschaltet, der eine Schottky-Mischerdiode 7 ist, die zwischen den Antennenleitern 3, 5 in die Oberfläche des Substrats eingebettet ist. Eine Übertragungsleitung 9 ist parallel zu dieser Diode 7 geschaltet und verläuft von den beiden Antennenleitern 3, 5 orthogonal zur Dipolachse der Antenne; die Übertragungsleitung besteht aus zwei parallelen Verlängerungszweigleitungen 11, 13, die ebenfalls aus einem schmalen Metallband bestehen.
Die Übertragungsleitung 9 dient zur Weiterleitung des NF-Ansprechsignals, d. h. des an der Diode 7 anstehenden Signals, wenn Strahlung einer geeigneten Frequenz von der Antenne 1 empfangen und von der Diode 7 gemischt wird. Die Übertragungsleitung 9 ist an von der Antenne 1 fernen Stellen parallel zum Eingang eines NF-Kreises 15, der in die Oberfläche des Substrats integriert ist.
Länge und Breite der Antenne 1 sind beide so gewählt, daß sich die Antenne 1 zum Empfang von Strahlung eignet, deren Frequenz im Bereich von 25–500 GHz liegt. Die gezeigte Antenne 1 hat eine Länge gleich einer halben Wellenlänge entsprechend einer Strahlung mit einer Frequenz von 100 GHz. Diese Länge ist durch die Geometrie der Antenne, die Dielektrizitätskonstante ε des Substrats und die Dielektrizitätskonstante ε' des umgebenden Mediums, also Luft (ε' = 1) bestimmt. Die genaue Berechnung zeigt, daß die Resonanzlänge einer gehalterten Antenne einem Normierungsfaktor n umgekehrt proportional ist und daß die Antennenadmittanz diesem Normierungsfaktor n direkt porportional ist, wobei der Faktor n in guter Näherung von der Geometrie der Antenne unabhängig ist und zu den Medienkonstanten die folgende Beziehung hat:
d. h, die Quadratwurzel des Mittelwerts der Dielektrizitätskonstanten der beiden Medien, deren eines bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Luft ist. Dabei besteht das Substrat aus einem Silizium-Halbleitermaterial (ε ⋍ 11,7). Somit hat der Normierungsfaktor n einen Wert von ungefähr 2,5, und die Länge der Antenne 1, also eine halbe Wellenlänge (λ/2) bei einer Resonanzfrequenz von 100 GHz wird mit ca. 600 μm errechnet. Bei einer Antennenbreite von 10 % der Antennenlänge ist die Resonanz so errechnet, daß sie vom ca. 0,75- bis 1,1fachen der halben Wellenlängenfrequenz verläuft, so daß eine Antenne mit einer Länge von 600 μm und einer Breite von 60 μm für Frequenzen von 75–110 GHz gut geeignet ist.
Die Übertragungsleitung 9 ist so ausgelegt, daß sie eine elektrische Länge von ca. einer viertel Wellenlänge (λ/4) bei der Resonanzfrequenz hat. Es ist zu beachten, daß diese Länge von ca. 300 μm sich geringfügig von dem Wert einer viertel Wellenlänge, der für die Antenne errechnet wurde, unterscheiden kann, da hier im Ausbreitungsmodus der HF-Stromfluß in den beiden Zweigleitungen 11 und 13 der Übertragungsleitung 9 zwei gleich großen Komponenten, die in entgegengesetzte Richtungen fließen, entspricht. Eine Parallelkapazität 17 ist zu der Übertragungsleitung parallel angeordnet und stellt sicher, daß an der Diode 7 ein Blindwiderstand von hohem Wert, effektiv ein Leerlaufwiderstand, vorhanden ist. Die Übertragungsleitung 9 sieht also einen Ausgang vor, der gegenüber hohen Frequenzen wirksam entkoppelt ist, so daß NF-Ströme, die an der Diode 7 auftreten, zu dem NF-Schaltkreis 15 weitergeleitet werden. Die Breite der Übertragungsleitung 9 ist mit < 50 μm gewählt, und sie ist orthogonal zu der Antenne 1 angeordnet, was sicherstellt, daß die Übertragungsleitung die Wirkung der Antenne 1 nur minimal beeinträchtigen kann.
Alternativ kann die Übertragungsleitung 9 als periodische Leitung mit einem geeigneten Sperrbereich ausgelegt sein.
Der NF-Schaltkreis 15 umfaßt eine integrierte Vorverstärkerstufe mit einem Transistoreingang in Basis- oder Emitterschaltung und kann auch höhere Schaltungskomponenten, z. B. Zeitmultiplexkomponenten, aufweisen.
Die Auslegung des Mischerteils des Sensors 1 ist im einzelnen in den 2 und 3 gezeigt. Der Mischer besteht aus einer Schottky-Diode 7, die in das Siliziummaterial des Substrats 21 eingebettet ist. Dieses Siliziummaterial hat einen relativ hohen spezifischen Widerstand, im vorliegenden Beispiel mehr als 100 Ω cm. Dies dient dem Zweck der Minimierung der Dämpfung der Eingangsstrahlung, die sich von der Substratunterseite her fortpflanzt.
Es ist zu beachten, daß bei einer auf einem Substrat (ε > 1) angeordneten Antenne vorwiegend eine Kopplung an die Strahlung im Medium mit der höheren Dielektrizitätskonstanten, also in dem Substrat, erfolgt.
Die Dämpfungsverluste sind ungefähr durch das Verhältnis (Z/ρ_S) gegeben, wobei Z der Wellenwiderstand für die Strahlungsausbreitung durch das Substrat und ρ_S der Flächenwiderstand ist. Bei dem Siliziumsubstrat (Z ≃ 100 Ω), das hier eine Nenndicke von 400 μm aufweist, entspricht ein spezifischer Widerstand von 100 Ω cm einem Dämpfungsverlust von ca. 5 %, was ein annehmbarer Wert ist. Der Antennenscheinwiderstand und das Strahlungs-Polardiagramm sind ebenfalls gegenüber dem spezifischen Widerstand des Substrats empfindlich, aber bei der vorstehend angegebenen Antenne ist die Auswirkung bei einem spezifischen Widerstand des Substrats von 100 Ω cm oder mehr gering.
Das Substrat 21 umfaßt eine Zone 23 mit überschußdotiertem N⁺-Silizium, die durch Diffusion oder ein anderes Verfahren, z. B. durch Implantation, gebildet ist. Ein Ohmscher Kontakt besteht zwischen dem Metall eines der Antennenleiter 3 und dieser N⁺-Zone 23 durch ein Fenster 25 in einer Isolierschicht 27 aus dielektrischem Siliziumoxid, die zwischen den Antennenleitern 3 und 5 und dem Substrat 21 vorgesehen ist. Eine N-leitfähige Siliziumzone 29 in einem weiteren Fenster 31 in der Isolierschicht 27 grenzt an die N⁺-Zone 23 an, und der andere Antennenleiter 5 bildet einen Schottky-Sperkontakt auf der Oberseite der N-leitfähigen Zone 29. Die Diode hat eine Gesamtgröße von ca. 10 μm², wobei der größte Teil der Diodenoberfläche von dem Ohmschen Metall-Halbleiterkontakt 3/23 eingenommen wird. Der Durchmesser des Sperrkontakts ist so gewählt, daß die Diodenimpedanz an den Resonanzwiderstand (≃ 25 Ω) der Antenne 1 angepaßt ist. Der Durchmesser ist nicht kritisch, typischerweise beträgt er 5 μm bei 25 GHz und nimmt mit der Frequenz auf ca. 1 μm bei 500 GHz ab.
Die monolithische Antenne kann mittels konventioneller Halbleiter-Herstellungsverfahren gefertigt werden, z. B. gemäß den 4–7. Ein Siliziumsubstrat 21 ist vorgesehen, und ein N⁺-leitfähiger Diffusionsbereich 23 wird erzeugt, und eine Oxidschicht 27' wird durch Wärmeeinwirkung auf den Substratoberflächen erzeugt (4). Dann wird in der Oxidschicht 27' durch Fotolithografie und anschließendes Ätzen ein Fenster 31' gebildet. Nachdem die freiliegenden Oberflächen gereinigt wurden, wird epitaxial eine N-leitfähige Siliziumschicht 29' gebildet, so daß über der N⁺-leitfähigen Zone 23, die durch das Fenster 31' der Oxidschicht 27' freiliegt, eine Schicht gebildet wird (5).
Durch Fotolithografie und Ätzen wird der größte Teil der Schicht 29' entfernt, so daß nur die Zone 29 in dem und unmittelbar um das Fenster 31' verbleibt. Siliziumoxid wird auf die exponierte Fläche des Substrats 21 aufgebracht, so daß es die Sperrzone überdeckt und eine dickere Oxidschicht 27 über der restlichen Oberfläche bildet (6). Dann werden fotolithografisch Fenster 25 und 31 abgegrenzt und durch die Oxidschicht 27 geätzt, und Metall wird auf die Oberfläche des Substrats aufgedampft zur Bildung einer Schicht 33, so daß ein Ohmscher Kontakt durch ein Fenster 25 und ein Sperrkontakt durch das andere Fenster 31 entsteht (7). Die Antennenleiter 3, 5 und die Zweige 11, 13 der Übertragungsleitung werden dann fotolithografisch abgegrenzt und verbleiben, nachdem überschüssiges Metall von der Metallschicht 33 weggeätzt wurde.
Alternativ kann das Fenster 31 vor dem Fenster 25 geätzt werden, und ein Metall wie Titan, Nickel oder Chrom, das mit N-leitfähigem Silizium einen guten Schottky-Sperrkontakt bildet, wird darauf aufgedampft. Dieses Metall wird fotolithografisch abgegrenzt und abgeätzt, so daß es in dem und unmittelbar um das Fenster 31 verbleibt. Das Fenster 25 wird abgegrenzt und abgeätzt, eine Metallschicht wird darauf aufgedampft, und dann werden die Antennenleiter 3, 5 und die Übertragungsleitungszweige 11, 13 abgegrenzt und geätzt.
Die monolithische Integration von Antenne und Mischer kann auch komplexere Konfigurationen aufweisen. So kann der Mischer als ein Brücken- bzw. Gegentaktmischer (8, 9 und 10) oder noch komplexer als Kohärenzmischer (11–15) ausgebildet sein. Eine Eigenschaft dieser Mischer ist es, daß die entwickelte Niederfrequenzkurve Null ist, wenn nur Strahlung einer Polarisation parallel zu einem Paar von Antennenleitern empfangen wird. Dies hat den großen Vorteil einer relativen Unempfindlichkeit gegenüber Amplitudenschwankungen des Empfangsoszillators, d, h. gegenüber einem Amplitudenrauschen des Empfangsoszillators. Ein Signal wird erzeugt, wenn diese Strahlung mit einer Signalstrahlung orthogonaler Polarisation kombiniert wird.
Die Antenne in 8 ist eine Vierleiter-Antenne 41 auf einem Siliziumsubstrat, wobei die Antennenleiter 41A bis 41D der Antenne 41 durch einen Brückenmischer 43 zusammengeschaltet sind, der aus einem Ring von Schottky-Dioden 43A–43D gebildet ist; die Dioden sind um diesen Ring so angeordnet, daß das Vorderende der einen Diode jeweils dem Hinterende der nächsten Diode zugewandt ist. Paare von entgegengesetzten Antennenleitern 41A und 41C, 41B und 41D bilden jeweils einen Dipol, und diese Dipole sind orthogonal angeordnet, so daß sie Signal- und Referenzstrahlung mit orthogonaler Polarisation, z. B. vertikaler und horizontaler Polarisation, wie gezeigt, empfangen. Um ein korrektes Einphasen des Stroms in der Antenne sicherzustellen, ist es wichtig, daß die Dioden 43A–43D symmetrisch in bezug auf die Antennenleiter 41A–41D angeordnet sind. Bei einem Phasenfehler von ± 1 % von 2 π rad bei 100 GHz bedeutet dies eine Lagetoleranz von ca. ± 10 μm.
Der in der Antenne auftretende Stromflußverlauf kann durch äquivalente Kurzschlußströme einer Amplitude a ± s durch jede Diode repräsentiert werden, wobei "a" eine Stromkomponente ist, die sich aus der Gleichrichtung des Empfangsoszillators allein ergibt, und "s" die Stromkomponente ist, die sich aus der Kombination des Bezugswerts und des Signals ergibt. Die ringförmige Anordnung ergibt einen natürlichen Kurzschlußweg für den gleichgerichteten Empfangsoszillatorstrom "a", (d. h. bei Abwesenheit einer Signalstrahlung ist die Spannung an jeder Diode Null). Die kombinierte bzw. gemischte Stromkomponente "s", die das Ansprechsignal bezeichnet, kann jedoch aus jedem Paar aneinandergrenzender Antennenleiter (z. B. 41A und 41D) extrahiert und über Anschlußleitungen 47 einem Vorverstärkerglied zugeführt werden, das in das Substrat integriert ist (z. B. Glied 45).
Grundsätzlich kann eine höhere Empfindlichkeit dadurch erzielt werden, daß die NF-Signale aller vier Dioden kombiniert werden. Eine Möglichkeit hierzu ist die Herstellung von Anschlüssen über den Mischerring, also vom Antennenleiter 41A zum Antennenleiter 41C sowie vom Antennenleiter 41B zum Antennenleiter 41D. Alternativ kann ein Verstärker jeder Diode parallelgeschaltet werden, und die Signale können nach der Verstärkung verknüpft oder kombiniert werden. Diese Verstärker sind in 8 mit 45, 45A, 45B und 45C bezeich net. In allen Fällen müssen jedoch die NF-Anschlüsse an den oder die Verstärker oder die Anschlüsse über den Mischerring derart hergestellt werden, daß die HF-Ströme nicht unannehmbar modifiziert oder vernichtet werden. Die Anschlüsse dürfen nicht metallisch sein, da hierdurch die Antennenwirkung verzerrt werden würde. Sie können aus Widerstandsmaterial, z. B. dotiertem Halbleitermaterial, bestehen, aber in diesem Fall muß der Flächenwiderstand ausreichend hoch sein, so daß eine minimale Absorption von HF-Signalen erhalten wird. Berechnungen zeigen, daß der Flächenwiderstand mehr als ca. 300 Ω cm² betragen sollte und daß der Gesamtwiderstand jeder Verbindung die Antennenimpedanz bei Resonanz, die typischerweise 25 Ω ist, stark überschreiten muß. Ein hoher Flächen- bzw. Schichtwiderstand ist besonders in der Nähe des Antennenmetalls von Bedeutung, wo die elektrischen Randfelder am höchsten sind. Für einen minimalen Verlust der HF-Energie muß der Widerstand jedes Anschlusses größer als 10³Ω sein, und dieser Serienwiderstand bewirkt eine Verschlechterung des Rauschabstands von Mischer und Verstärker. In Anwendungsfällen, in denen ein. optimaler Rauschabstand erforderlich ist, wäre dies unannehmbar, aber in Fällen, in denen eine verminderte Empfindlichkeit toleriert werden kann, ist diese Möglichkeit anwendbar.
Eine weitere mögliche Anordnung für den NF-Ausgang unter Wegfall der Widerstandsverbindung mit dem NF-Verstärker resultiert aus der Zweiteilung eines oder mehrerer der Antennenleiter 41A–41D. Jeder zweigeteilte Antennenleiter umfaßt ein Paar von eng beabstandeten Metallleitern und wirkt als niederohmige Übertragungsleitung, so daß die HF-Spannung an jedem Leiterpaar niedrig ist. Tatsächlich sind die zweigeteilten Antennenleiter bei Hochfrequenz kurzgeschlossen, jedoch bei Niederfrequenz entkoppelt. Die HF-Impedanz zwischen den Leitern kann durch Erhöhen der Kapazität zwischen ihnen weiter vermindert werden. Eine Möglichkeit besteht in der Bildung kleiner Zonen von hochdotiertem Halbleitermaterial, die unter beiden Metalleitern verlaufen, jedoch von dem Metall durch die Oxidschicht gleichstromentkoppelt sind. Alternativ kann eine dielektrische Schicht auf das Metall und darauf wiederum eine weitere Metallschicht aufgebracht werden. Ein entgegengesetztes Diodenpaar ist relativ zu der Konfiguration nach 8 umgekehrt angeordnet, und der NF-Signalausgang kann zwischen dem Leiterpaar, das einen der Antennenleiter bildet, entnommen werden.
In 9 ist der Antennenleiter 41D zweigeteilt, die beiden Dioden 43B und 43D sind umgekehrt angeordnet, und der Ausgang wird an den beiden Zweigen dieses Antennenleiters 41D, den beiden parallelen Leitern 55 und 57 von 9, abgenommen. Ein NF-Verstärker kann zwischen diese Metalleiter 55 und 57 geschaltet sein, ohne daß nichtmetallische Widerstandsanschlüsse 47 vorgesehen werden, und infolgedessen ergibt sich auch kein Verlust hinsichtlich der Empfindlichkeit. Es ist vorteilhaft, den NF-Verstärker unter dem den zweigeteilten Antennenleiter 41D bildenden Metall anzuordnen, da das elektrische HF-Feld schwach ist und die Anwesenheit der Verstärkerkomponenten, z. B. Transistoren, die Antennenwirkung nicht merklich beeinflußt. Erforderlichenfalls kann der Verstärker bei niedriger Frequenz von dem Metall durch eine Oxidschicht entkoppelt sein. Die Stromversorgung und die Ausgangsanschlüsse für den Verstärker müssen als Widerstandsverbindungen ausgeführt sein, dies bedingt jedoch nur eine sehr geringe Verschlechterung des Gesamtrauschabstands und einen mäßigen Energieverlust. Die Gleichströme durch die Dioden 43A–43D können nicht um den Diodenring fließen, da die Dioden nicht mehr in Vorderende-zu-Hinterende-Konfiguration angeordnet sind. Stattdessen müssen die Ströme durch externe Schaltkreise geleitet werden, diese können jedoch ohne Verschlechterung der Empfängerempfindlichkeit als Widerstandsschaltkreise ausgeführt werden. Widerstandsanschlüsse 49A–49D und 49D' für die Vorspannung der Dioden sind am Ende jedes der Antennenleiter 41A–41D in 9 vorgesehen.
Die Antennenleiter müssen nicht rechteckig ausgeführt sein. Eine andere Geometrie wird dadurch erhalten, daß das Metall vom Antennenmittelpunkt weg breiter gemacht wird. Nach 10 umfaßt die Antenne vier Antennenleiter 141A–141D, die jeweils keilförmig sind. Der seitliche Antennenleiter 141D ist in Hälften 155 und 157 wie in 9 zweigeteilt; diese Antennenleiter 141A–141D sind durch einen Ring von Dioden 143A–143D zusammengeschaltet. Diese sind wie die Dioden in 9 angeordnet, und die Gesamtanordnung wirkt als Brückenmischer. Berechnungen zeigen, daß die Resonanzfrequenz der Antenne geringfügig verringert und die Admittanz geringfügig erhöht wird durch die Konfigurationsänderung. Die erweiterte Antenne resultiert in einer größeren Fläche für integrierte NF-Schaltungskomponenten unter dem Metall.
Die 11–14 zeigen eine alternative Anordnung von Dioden und Antenne. Die Antenne 241 weist zwei seitliche Antennenleiter 241B und 241D sowie in Orthogonalrichtung quer dazu verlaufend einen oberen Antennenleiter 241A und einen unteren Antennenleiter 241C auf. Die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D bilden zusammen einen Dipol einer ausgewählten Länge λ/2, und jeder ist über seine Länge zweigeteilt. Jeder zweigeteilte Antennenleiter muß bei Hochfrequenz als einziges Leiterelement wirken, und es kann vorteilhaft sein, die Kapazität zwischen den Hälften der zweigeteilten Antennenleiter zu erhöhen, etwa mittels der bereits unter Bezugnahme auf die zweigeteilten Antennenlei ter des Brückenmischers nach 9 erläuterten Verfahren. Der obere und der untere Antennenleiter 241A und 241C bilden zusammen mit einem zwischen ihnen verlaufenden unterteilten Metallstreifen 261 einen modifizierten Dipol, der ebenfalls eine vorbestimmte Länge λ/2 hat.
Der obere und der untere Antennenleiter haben jeweils gleiche vorbestimmte Länge von ca. λ/8, und der unterteilte Metallstreifen 261 hat eine Länge λ/4, d. h. eine Länge entsprechend einer viertel Wellenlänge gemäß der Resonanzfrequenz des Dipols, der durch die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D der Antenne 241 gebildet ist. Die zweigeteilten Antennenleiter 241B und 241D haben einen oberen und unteren Arm 251 und 253 bzw. 255 und 257. Der unterteilte Metallstreifen 261 besteht aus drei parallelen Leitern 263, 265 und 267. Die äußersten schmalen Leiter 263 und 267 haben räumlich gleiche Erstreckung wie eine Orthogonale zu den unteren Zweigen 253 und 257 der seitlichen Antennenleiter 241B und 241D. Die drei Leiter 263, 265 und 267 vervollständigen den durch die Antennenleiter 241A, 241C der Antenne 241 gebildeten Dipol und wirken außerdem als Übertragungsleitung mit einer Länge λ/4, die die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D überbrücken. Für eine Strahlung vertikaler Polarisation wird kein TEM-Modus der Übertragungsleitung 261 erregt, und die beiden Diodenpaare 243A, 243D und 243B, 243C wirken als Belastungen Z, die symmetrisch auf der Antenne 241 angeordnet sind (12). Die Strahlung wird an einen Antennenmodus gekoppelt, in dem die Lastströme gleich sind. Bei einer Strahlung horizontaler Polarisation führt die Übertragungsleitung eine Phasenverschiebung von λ/2 zwischen den Signalen an der unteren und der oberen Belastung Z ein. Der dritte oder Mittelleiter 265 verläuft von dem oberen Zweig 251 des einen seitlichen Antennenleiters 241B zum Unterende des Trennstreifens 261, wo er an den äußersten Leiter 267 angeschlossen ist. Dieser Mittelleiter 265 stellt einen NF-Anschluß an den unteren Zweig 257 des anderen seitlichen Antennenleiters 241B her. Dies ermöglicht eine Neuverteilung des NF-Stroms, der in den seitlichen Antennenleitern fließt, und dient der Trennung von Gleichtakt- und um 90° phasenverschobenen Ansprechsignalen S₁ bzw. S₂, Damit kann ein Gleichtakt-Ansprechsignal S₁ von dem durch den zweigeteilten Antennenleiter 241D gebildeten Ausgang weitergeleitet werden, und das um 90° phasenverschobene Ansprechsignal S₂ kann von dem durch den anderen zweigeteilten Antennenleiter 241B gebildeten Ausgang weitergeleitet werden.
Da der Mittenleiter 265 an seinem einen Ende (dem unteren in 14) an den Leiter 267 und an seinem anderen Ende über den Antennenleiter 241B, der eine niedrige HF-Impedanz darstellt, an den Leiter 263 angeschlossen ist, werden durch den Einschluß des Mittelleiters die HF-Eigenschaften der Übertragungsleitung 261 modifiziert. Der wesentlichste Effekt ist die Erhöhung der Anpassungsimpedanz bei einer Übertragungsleitung, deren elektrische Länge eine viertel Wellenlänge beträgt. Um eine gute Anpassung an die Mischerdioden zu erzielen, ist es vorteilhaft, eine Übertragungsleitungsimpedanz zu wählen, die nicht zu hoch ist, und dies wird erreicht, indem die Breite des Mittelleiters 265 im Vergleich zu den Breiten der Außenleiter 263 und 267 und auch im Vergleich zu dem Abstand zwischen den drei Leitern 263, 265 und 267 klein gemacht wird.
Bei dem Kohärenzmischer nach 14 ist der Querdipol 241B–241D in einem Abstand λ/8 vom Antennenzentrum positioniert. Dies resultiert in einer erheblichen Differenz der Dipolimpedanzen, die an der von dem oberen Diodenpaar 243A und 243D und der von dem unteren Diodenpaar 243B und 243C überbrückten Trennstelle erzeugt werden. Ein höherer Sensor-Wirkungsgrad kann durch eine einfache Modifizierung erzielt werden. Die Impedanzdifferenz kann dadurch verringert werden, daß der Querdipol 241B–241D relativ näher am Antennenzentrum positioniert wird und daß die relativen Abmessungen der Dipolarme 241A, 241C und des Dreileiterabschnitts 261 geändert werden. Eine Verringerung der Versetzung zwischen dem Querdipol und dem Antennenzentrum resultiert in einer verminderten Feldverzerrung in der Nähe des oberen Diodenpaars 243A, 243D, und infolgedessen ist die Impedanz an der Trennstelle der Impedanz an der unteren Trennstelle stärker angenähert. Es ist sorgfältig darauf zu achten, daß die erwünschten Signal-Phasenlagen aufrechterhalten werden. Eine Möglichkeit der Erzielung der korrekten Phasenlagen besteht darin, die Antenne mit einem Empfangsoszillator zu verwenden, der mit einer geeigneten Anpassungsfrequenz arbeitet: zur Verdeutlichung sei an den Einsatz eines Empfangsoszillators gedacht, der mit der halben Resonanzsignalfrequenz f_S läuft. Ein wirkungsvoller Kohärenzmischer für diesen Anwendungszweck kann wie folgt ausgelegt sein:
Länge des Querdipols: λ_S/2
(Dieser Dipol 241B–241D schwingt bei der Signalfrequenz f_S und ist parallel zu der Ebene der Signalpolarisation ausgerichtet);
Länge des Längsdipols: λ_S
(Dieser Dipol 241A–241C schwingt bei der Empfangsoszillatorfrequenz f_S/2 und ist parallel zu der Ebene der Empfangsoszillator-Strahlungspolarisation ausgerichtet, einer zur Ebene der Signalpolarisation orthogonalen Ebene);
Versetzung des Querdipols: –λ_S/8;
Länge des Dreileiterabschnitts: –λ_S/4.
Da der Dreileiterabschnitt 261 eine Länge entsprechend einer vierteil Resonanzwellenlänge des Signals hat, werden die richtigen Phasenlagen aufrechterhalten.
Es ist möglich, die Oszillatorfrequenz, die Anpassungslänge des Längsdipols und die Querdipol-Versetzung zu ändern unter gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Länge des Dreileiterabschnitts mit λ_S/4, so daß weitere wirksame Konfigurationen erhalten werden.
Eine weitere Möglichkeit der Erzielung korrekter Phasenlagen besteht darin, den Dreileiterabschnitt 261 mit einer Last zu beaufschlagen, um dadurch die Signalausbreitung längs dem Abschnitt zu verlangsamen. Dies kann unter Verwendung diskreter kapazitiver Belastungen erfolgen. Eine Möglichkeit für die kapazitive Belastung besteht darin, auf die Meta11leiter 263, 265 und 265 quer zu ihnen verlaufende Metallstreifen aufzubringen, die durch eine dielektrische Schicht von den Metalleitern getrennt sind.
Eine Eigenschaft der Dioden-Antennen-Kombination nach den 11–14 besteht darin, daß die NF-Ausgänge einen gemeinsamen Anschluß, nämlich den Leiter 265, aufweisen. Eine Trennung der Ausgänge kann in einfacher Weise erreicht werden, so daß die Konstruktion der zugehörigen NF-Verstärker vereinfacht wird. Bei der in 15 gezeigten Modifizierung ist der Verbindungsleiter 265 über seine Gesamtlänge in zwei gesonderte Leiterhälften 271 und 273 unterteilt. Dadurch wird ferner sichergestellt, daß zwischen den beiden Leiterhälften 271 und 273 entweder eine hinreichende Kapazität vorhanden ist, oder die Kapazität wird erforderlichenfalls in der bereits erläuterten Weise erhöht.
Es ist zu beachten, daß die Polarität jeder Diode durch das konventionelle Symbol bezeichnet ist. Die Polarität sämtlicher Dioden in jedem Ausführungsbeispiel kann jedoch umgekehrt werden, ohne daß deshalb die Mischerfunktion geändert wird, und häufig wird wohl die Wahl der einen oder anderen Richtung bevorzugt werden, um eine Kompatibilität mit den NF-Schaltkreisen zu erreichen.
Die vorstehend erläuterten Antennen sind mit einer dielektrischen Antenne kombiniert. Dies ist in den 16, 17 dargestellt, wo das tragende Siliziumsubstrat 21 auf die ebene Rückfläche einer dielektrischen Linse 81 aus Aluminiumoxidkeramik (ε ≃ 10) haftend aufgebracht ist. Die Antennen 83 sind in regelmäßiger Anordnung auf der Rückseite des Substrats 21 angeordnet und sind in der Brennebene der Linse 81 positioniert. Jede Antenne, die in einem jeweils verschiedenen Bereich der Brennebene liegt, spricht somit auf Strahlung an, die aus einem zur Linsenachse unterschiedlichen Winkel einfällt. Eine Referenzstrahlung geeigneter Polarisation kann von einem Empfangsoszillator geliefert werden. Diese Strahlung kann von der Rückseite der Antenne her eingeführt werden, d. h. aus dem Medium Luft, wo die Antennenkopplung schwach ist. Alternativ kann das Signal des Empfangsoszillators durch Ausbreitung durch die Linse eingeführt werden – d. h. aus dem Dielektrikum/Halbleiter-Medium, wo die Antennenkopplung stark ist. In diesem Fall muß der Empfangsoszillator nahe der Linse 81 positioniert sein, so daß die Referenzstrahlung mit sämtlichen Sensoren 83 der Gruppierung gekoppelt werden kann. Ein Vorteil ist, daß die Antennen 83 auf der Rückseite der Substrat-Linsen-Kombination angeordnet sind, denn hier sind sie leicht zugänglich, und es können konventionelle Verbindungen mit den zugehörigen NF-Schaltkreisen hergestellt werden.
Ein weiteres Verfahren zur Belegung der Empfangsantenne mit Empfangsoszillator-Energie besteht darin, Energie in die dielektrische Linse abzustrahlen unter Einsatz einer Übertragungsantenne an einer Stelle auf ihrer Oberfläche, so daß Strahlung, die intern an der Linsenoberfläche reflektiert wird, auf den die Antenne tragenden Halbleiterchip fällt.
Alternativ kann die innere Reflexion auch auf einer Spiegelfläche erfolgen, die innerhalb der Linse z. B. durch ein Metalldrahtgitter gebildet ist, das parallel zu der Polarisation der vom Spiegel zu reflektierenden Strahlung orientiert ist. Das Metalldrahtgitter überträgt die orthogonale Polarisation, was für die Trennung der Pfade des Empfangsoszillators und der Signalstrahlung vorteilhaft ist.
Eine brauchbare Antennenbeabstandung über die Gruppenanordnung entspricht der Auflösung der Linse entsprechend dem Rayleighschen Kriterium, demgemäß der Abstand des aufgelösten Punkts grob 1,2 F λ/η ist, mit F = die Lichtstärke der Linse, d. h. das Verhältnis von Linsenbrennweite zu Linsendurchmesser, das im vorliegenden Fall nahe 0,7 gewählt ist, λ = Freiraumwellenlänge und η = Brechzahl des Dielektrikums. Bei einer Frequenz von 100 GHz beträgt der Abstand des aufgelösten Punkts ca. 800 μm bei einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstanten ε ≃ 10, also einem Dielektrikum, das ungefähr an Silizium (ε ≃ 11,7) angepaßt ist. Damit können die Antennen zur Anpassung an diese Auflösung mit Mittenabständen von jeweils 800 μm angeordnet werden, wobei jede Antenne eine Zelle einnimmt, deren Fläche ca. 600 μm² beträgt. Diese Anordnung von Linse und Antennengruppe ist vorteilhaft, da sie den Empfang der Signalstrahlung in den verschiedenen aufgelösten Strahlen der Linse zum gleichen Zeitpunkt ermöglicht.
Die Antennenanordnung erlaubt ferner einen Vergleich der gleichzeitig aus verschiedenen Richtungen empfangenen Signale, so daß ein Bild des reflektierenden Objekts konstruiert werden kann. Die zusammengefügte Anordnung kann dann in einem Abstand von der Brennebene liegen, so daß einfallende Strahlung aus einer ausgewählten Richtung an einige oder sämtliche Antennen gekoppelt wird. Es ist dann möglich, das Muster des Fraunhofer-Felds durch Kombination von Antennensignalen während der anschließenden Signalverarbeitung zu konstruieren. Auf diese Weise kann eine höhere Winkelauflösung erzielt werden, als dies mit dem Rayleighschen Kriterium möglich ist.
Die Dielektrizitätskonstante des Linsenwerkstoffs ist ein Hauptfaktor bei der Bestimmung der Resonanzlänge einer Antenne bei einer bestimmten Frequenz. Solange der Halbleiterkörper sehr viel dünner als die Wellenlänge im Halbleiter ist, werden die Resonanzfrequenz und Impedanz der Antenne hauptsächlich durch die Dielektrizitätskonstante der Linse anstatt diejenige des Halbleiters bestimmt. Eine Alternative zum Einsatz eines Linsenwerkstoffs, dessen Dielektrizitätskonstante nahe derjenigen des Halbleiters ist, ist die Verwendung eines Linsenwerkstoffs mit einer höheren oder niedrigeren Dielektrizitätskonstanten. Bei einer höheren Dielektrizitätskonstanten werden die Antennenlänge und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor verringert, der ungefähr gleich
ist, mit ε₁ = Dielektrizitätskonstante der Linse und ε_s = Dielektrizitätskonstante des Halbleiters. Dies kann hinsichtlich einer Größenverminderung eines Empfängers oder einer Empfängeranordnung für niedrigere Frequenzen günstig sein, wobei die Wellenlänge im Halbleiter eine ungünstig große Schaltungsgröße bedingen würde. Diese Wahl der Dielektrizitätskonstanten der Linse ist somit für Frequenzen unterhalb ca. 60 GHz am geeignet sten. Ein geeigneter Werkstoff für die Linse ist Bariumnonatitanat-Keramik (Ba₂Ti₉O₂₀-Keramik) mit einer Dielektrizitätskonstanten von nahezu 39, wobei die Resonanzlänge der Antenne und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor von ca. 2 im Vergleich zu einer Linse aus Aluminiumoxid-Keramik verringert werden.
Der Einsatz eines Werkstoffs mit niedrigerer Dielektrizitätskonstante, z. B. Kieselerde oder Polytetrafluoräthylen, erhöht die Resonanzlänge der Antenne und die Größe des aufgelösten Punkts, was vorteilhaft sein kann, wenn die erforderlichen Schaltungsdimensionen sonst unerwünscht klein wären, wie z. B. für Frequenzen von mehr als 250 GHz. Es besteht nunmehr ein potentielles Problem, nämlich, daß Strahlung in dem Halbleiterkörper eingefangen werden könnte, da dessen Dielektrizitätskonstante höher als diejenige der Medien auf beiden Seiten ist. Dies könnte eine unerwünschte Kopplung zwischen Antennen bewirken. Das Problem kann dadurch verringert werden, daß der Halbleiterkörper entweder dünner ausgeführt wird oder daß seine Leitfähigkeit zwecks Vergrößerung der eingefangenen Wellenverluste erhöht wird oder daß beide Maßnahmen ergriffen werden.
Die Linse braucht nicht unbedingt aus einem homogenen Werkstoff zu bestehen. Die Größe von Antenne und Empfänger ist durch die Dielektrizitätskonstante des Umsenwerkstoffs angrenzend an den Halbleiterkörper bestimmt. Außenschichten der Linse können aus anderen Werkstoffen bestehen, ohne daß sich merkliche Auswirkungen auf die Antennenresonanz ergeben, aber solche Außenschichten ändern die Brennweite und das Fraunhofer-Feldmuster der Linse in gleicher Weise, wie Mehrschichtlinsen bei sichtbaren Lichtwellenlängen (z. B. in Kameras) benutzt werden. Eine Mehrschichtlinse kann somit zur Modifizierung des Blickfelds einer Antennengruppe verwendet werden.
Eine alternative Lösung des angesprochenen Problems, die sich insbesondere für die Anwendung bei niedrigeren Frequenzen (längeren Wellenlängen) eignet, besteht darin, die Antenne oder die Antennenanordnung 83' zwischen dem Halbleitersubstrat 21 und einem Substrat 81 aus einem Werkstoff mit wesentlich höherer Dielektrizitätskonstanten anzuordnen. In diesem Fall hängen das Strahlungsmuster der Antenne und ihre Resonanz erheblich von den dielektrischen Eigenschaften des Trägerkörpers 81 (vgl. 16) ab. In diesem Fall ist jede Antenne hauptsächlich für Strahlung empfindlich, die von der Trägerkörperseite der Antenne einfällt. Das Halbleitersubstrat 21 dient in diesem Fall nur dazu, die Mischerdioden und andere Schaltungsbauteile zu integrieren, wogegen das Substrat 81 als Fortpflanzungsmedium dient und als Linse oder als Teil einer Verbundlinse geformt sein kann.
Nachstehend wird auf den Überlastschutz Bezug genommen.
Die Diodenring-Antennen nach den 8, 9, 10, 14 und 15 sind in einfacher weise so modifizierbar, daß die Sensorschaltkreise vor Beschädigungen durch auf das optische System der Antennen einfallende energiereiche Strahlung geschützt sind. Eine Möglichkeit besteht im Nebenschließen jeder Mischerdiode mit einem Begrenzungselement, z. B. einer Schottky- oder PIN-Diode. Diese Möglichkeit ist in 18 gezeigt. Jede Mischerdiode 143A–143D ist durch eine Schottky-Diode 144A–144D nebengeschlossen. Jede Begrenzerdiode – z. B. 144A – ist antiparallel – d. h. Kopf-zu-Hinterende und Hinter-zu-Kopfende – mit der entsprechenden Mischerdiode – z. B. 143A – angeordnet. Unter Normalbedingungen, wenn die Signalpegel niedrig sind, ist jede Begrenzerdiode in Sperrichtung betrieben, so daß sie sich in einem Niedrigstrom-, Hochimpedanzzustand befindet. Im Fall einer Überlastung leitet jedoch jede Begrenzerdiode stark und hat eine niedrige Impedanz. Dadurch wird die an den Mischerdioden aufgebaute Spannung begrenzt. Wenn der Strahlungspegel verringert wird, kehren die Begrenzerdioden in ihren Normalzustand zurück. In diesem Fall ergibt sich ein Überlastschutz unabhängig von der Polarisation der einfallenden Strahlung.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, eines oder mehrere Begrenzerpaare – z. B. ein Paar von antiparallelen Schottky-Dioden oder eine Schottky-Diode und eine antiparallele PIN-Diode – zwischen die entgegengesetzten Antennenleiter eines der Kreuzdipole der Antenne zu schalten. In diesem Fall (vgl. 18) werden die Begrenzerdioden 144A-144D ersetzt durch ein Begrenzerpaar 144P, das zwischen die Dipolleiter 141A und 141C der Antenne 141 geschaltet ist. Bei dieser Anordnung ergibt sich jedoch ein Überlastschutz nur für eine Polarisation der Strahlung, nämlich die zu dem überbrückten Dipol 141A–141C parallele Polarisation. Unter Normalbedingungen, d. h. im Niedrigsignalbetrieb, ist die an dem Begrenzerpaar auftretende Spannung sehr niedrig, und zwar unabhängig von der Größe der Empfangsoszillatorstrahlung, die parallel zur dem orthogonalen Dipol 141B–141D polarisiert ist, so daß ein hoher Impedanzzustand für das Diodenpaar leicht erreichbar ist.
In 19 werden zwei Begrenzerpaare 144Q, 144R eingesetzt als Überlastschutz gegen eine Signalstrahlung, die parallel zu dem anderen Dipol 141A–141C polarisiert ist. Jedes Begrenzerpaar 144Q, 144R ist zwischen einen Antennenleiter 141B und eine der Hälften 155, 157 des zweigeteilten anderen Antennenleiters 141D geschaltet. Wenn die Kapazität zwischen den zweigeteilten Leiterhälften 155 und 157 ausreichend groß gemacht werden kann, so daß hochfrequente Spannungen zwischen den beiden Antennenleiterhälften immer niedrig sind, kann eines der Begrenzerpaare 144Q oder 144R entfallen.
Die Optik kann so ausgelegt sein, daß einfallende Signalstrahlung, die parallel zu derjenigen vom Empfangsoszillator polarisiert ist, die Antenne nicht erreichen kann. Eine Möglichkeit besteht darin, ein polarisationsselektives Filter, das eine Anordnung leitender Streifen aufweist, vorzusehen. Dieses Filter hat die Eigenschaft, Strahlung zu reflektieren, deren elektrisches Feld (E-Vektor) parallel zu den Streifen verläuft, wogegen es Strahlung mit dazu orthogonaler Polarisation durchläßt.
Die Vorspannungsglieder können ebenfalls so modifiziert werden, daß sich ein gewisser Überlastschutz ergibt, und diese Maßnahme kann als Alternative zu den Begrenzern oder in Kombination mit diesen ergriffen werden. Sowohl die Mischdämpfung als auch die HF-Überlastungsleistung der Dioden hängen vom Vorspannungspegel ab, die Vorspannungssteuerglieder können so ausgelegt werden, daß sie den Durchlaßvorspannungspegel immer dann erhöhen, wenn eine hohe einfallende Energie erfaßt wird, so daß die Sensorschaltkreise und Dioden geschützt werden.
Die Antennenanordnungen gemäß der vorstehenden Erläuterung können mit einem Empfangsoszillator kombiniert werden, so daß ein Radiometer für die Erfassung natürlicher Emissionen oder ein Antistrahlungs-Detektor für die Erfassung von von Menschen erzeugten Emissionen geschaffen wird. Alternativ können sie mit einem Empfangsoszillator und einem Sender (entweder einem Orts- oder einem Fernsender) kombiniert werden, so daß ein Radar- oder Nachrichtensystem geschaffen wird.
20 zeigt ein System mit zwei unter Vorspannung stehenden Antennenfeldern S1, S2 für die Auflösung der verschiedenen Polarisationskomponenten einer Signalemission, z. B, der Emission von einem Fernsender Tx. Die Optik des Systems umfaßt ein polarisationsempfindliches Spiegelfilter M, das zu den Ebenen der beiden Antennenanordnungen S1, S2 geneigt ist. Dieser Spiegelfilter M umfaßt ein Gitter paralleler Metallstreifen MS, und der Spiegel M ist so angeordnet, daß diese Streifen MS entweder parallel oder orthogonal zu den Antennendipolen A verlaufen. Der Spiegel reflektiert Strahlung, die parallel zu den Streifen MS polarisiert ist, wogegen er Strahlung mit orthogonaler Polarisation durchläßt.
Das System umfaßt einen Empfangsoszillator LO, der relativ zu dem Spiegel M so angeordnet ist, daß er die beiden Antennenfelder S1, S2 mit Referenzstrahlung einer Resonanzfrequenz belegt. Der Spiegel M trennt die orthogonalen Komponenten der Referenzstrahlung, und die Polarisation der Referenzstrahlung, die kreisförmig, elliptisch oder linear sein kann, ist derart, daß der reflektierte und der durchgelassene Strahl gleiche Amplitude haben. Der Spiegel M dient ferner dazu, die Komponenten orthogonaler Polarisation der Signalstrahlung abzutrennen. Der durchgelassene Strahl und der reflektierte Strahl, die auf jedes Antennenfeld auftreffen, sind orthogonal polarisiert (vgl. die Figur). Dieses System, das kompakt zusammengebaut werden kann, ermöglicht somit eine gleichzeitige Auflösung der Signalstrahlung.

Claims

Antennensystem für elektromagnetische Strahlung, mit mehreren gleichen Antennen (41), die Strahlung von einer dielektrischen Linse (81) zum Übertragen darauf einfallender Strahlung empfangen, wobei die Linse so gestaltet ist, daß die einzelnen Antennenmittenpositionen unterschiedlichen Strahlrichtungen für auf die Linse einfallende Strahlung entsprechen, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennen (41) auf einem Substrat (21) angeordnet sind, die Abmessungen und die dielektrischen Eigenschaften der Linse (81) und des Substrats (21) in Kombination so gewählt sind, daß jede Antenne (41) vorherrschend auf durch die Linse hindurchgehende Strahlung gekoppelt ist, die Antennen Dipolantennen sind, zwischen deren Zweige jeweils zumindest eine Mischdiode (7, 43, 143, 243) geschaltet ist, und die Antennen jeweils einen Ausgang (9) zur Ableitung eines niederfrequenten Ausgangssignals aufweisen.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenmittelpunkte in etwa einen Abstand von 1,2 × F × λ/η haben, wobei F das Verhältnis von Linsenbrennweite zu Linsendurchmesser ist, λ die Strahlungs wellenlänge im freien Raum und η die Brechzahl des Dielektrikums.
System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß – die Linse (81) eine höhere Dielektrizitätskonstante aufweist als das Substrat (21), – die Antennen (83) zwischen der Linse (81) und dem Substrat (21) liegen, und – die Mischdioden auf einem Halbleitermaterial des Substrats (21) integriert sind.
System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennen (83) auf derjenigen Seite des Substrats (21) angebracht sind, die nicht mit der Linse (81) verbunden ist.
System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Linse eine niedrigere Dielektrizitätskonstante aufweist als das Substrat, wobei Leitfähigkeit und Dicke des Substrats auf die Verhinderung eines Strahlungseinfangs ausgelegt sind.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß jede Antenne (83) einen ersten Dipol (41A/41C) und einen diesen rechtwinklig kreuzenden zweiten Dipol (41B/41D) aufweist, jede Antenne vier Mischdioden (43A bis 43D) aufweist, die zwischen benachbarten Zweigen (z.B. 41A/41B) verschiedener Dipole angeschlossen und so angeordnet sind, daß sie für abgeglichenes Mischen sorgen, und eine Einrichtung zum Einkoppeln eines Bezugssignals von einem Bezugsoszillator in die zweiten Dipole (41B/41D) der Antennen (83) vorgesehen ist.
System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der zweiten Dipole (41B/41D) einen Zweig (41D) aufweist, der entlang seiner Länge geteilt ist, um eine Verstärkungseinrichtung für niederfrequente Ausgangssignale zu schaffen, und die Diodenpolung der Dioden so gewählt ist, daß sie für jeden mit zwei Mischdioden (z.B. 43A, 43D) zu verbindenden Dipolzweig (z.B. 41A) im Falle des einen Dipols auf den Zweig zu und im Falle des anderen Dipols von dem Zweig weg weist.
System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder geteilte Zweig (41D) jeder Antenne mit einem Niederfrequenzverstärker verbunden ist, der in einem Bereich liegt, in dem das hochfrequente elektrische Feld schwach ist.
System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (43) und die Verstärker in integrierter Schaltungstechnik im Halbleitermaterial des Substrats ausgebildet sind, wobei die Verstärker jeweils unterhalb der jeweils geteilten Zweige (41D) liegen.
System nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Einkoppeleinrichtung für das Bezugssignal einen polerisationsselektiven Spiegel (M) aufweist.
System nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppeleinrichtung für den Bezugsoszillator eine linsenmontierte Übertragungsantenne aufweist, die auf der Bezugsfrequenz des Bezugsoszillators arbeitet.
System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einkopplung der Strahlung des Bezugsoszillators in die Antennenanordnung über Reflexion an einer Linsenoberfläche oder an einem in die Linse integrierten polarisationsselektiven Spiegel vorgesehen ist.