DE102007040061B4

DE102007040061B4 - Wellendetektorschaltung

Info

Publication number: DE102007040061B4
Application number: DE102007040061A
Authority: DE
Inventors: Kazuya Yamamoto; Miyo Miyashita; Takayuki Matsuzuka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2006-12-13
Filing date: 2007-08-24
Publication date: 2013-10-10
Anticipated expiration: 2027-08-25
Also published as: US20080174356A1; US7705658B2; JP2008148214A; DE102007040061A1; JP4689591B2

Abstract

Wellendetektorschaltung mit
einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann,
einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann,
dadurch gekennzeichnet, dass
sie weiter einen als Diode geschalteten Temperaturkompensationstransistor (Trb1, Trb2, Trb3) enthält, der zwischen Masse und die Basis und somit den Kollektor des ersten Transistors (Tr1) geschaltet ist,
wobei der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Wellendetektorschaltung, die auf demselben Substrat wie ein GaAs-HBT-Leistungsverstärker integriert sein kann und die ein HF-Leistungssignal mit einer geringen Spannungsamplitude detektieren kann und eine verringerte Schwankung der detektierten Spannung über der Temperatur aufweist.
GaAs-HBT (Heterojunction Bipolar Transistor) Leistungsverstarker sind weit verbreitet als Mobiltelefonleistungsverstärker für CDMA usw. und als Wireless-LAN-Leistungsverstärker. Anders als GaAs-FET-Leistungsverstärker erfordern GaAs-HBT-Leistungsverstärker keine negative Gatevorspannung, was es ermöglicht, sie an einer einzelnen Leistungsquelle zu betreiben. Außerdem schwanken ihre Vorrichtungseigenschaften nicht so sehr wie diejenigen von GaAs-FET-Leistungsverstarkern.
23, 24 und 25 sind Schaltbilder von GaAs-HBT-Leistungsverstärkern. In diesen Figuren bezeichnet das Symbol IN einen Eingangsanschluss, OUT einen Ausgangsanschluss, Tr₁₁, Tr₁₂ und Tr₁₃ GaAs-HBTs, C_c1, C_c2 und C_c3 Kapazitäten, V_c1, V_c2 und V_c3 Leistungsversorgungsspannungen, R₀, R₁, R₂ und R₃ Widerstande, IM1, IS1, IS2 und OM1 Anpassschaltungen und Coup1 einen Richtkoppler. Die Wellendetektorschaltung zum Überwachen der Ausgangsleistung eines solchen Leistungsverstärkers ist auf der Platte an der Anschlussvorrichtung oder in dem Leistungsverstärkermodul angebracht (s. z. B. JP 2-80972 und 2005-109644 und WO 99/37019 ).
Die in 23 und 24 gezeigten Wellendetektorschaltungen überwachen die HF-Leistung jeweils direkt an dem Kollektor bzw. der Basis des Endstufentransistors Tr₁₃. Die in 25 gezeigte Wellendetektorschaltung dagegen überwacht die HF-Leistung über den Koppler Coup1, was ein exaktes Überwachen der Leistung der sich vorwärts ausbreitenden Welle ermöglicht.
Die in 23 gezeigte Leistungsüberwachungsschaltung ist einfach und kann verwendet werden, wenn die Genauigkeitsanforderungen nicht so streng sind, da die von der Wellenüberwachungsschaltung überwachte Leistung eine reflektierte Wellenleistung enthält, wenn eine Laständerung auftritt. Es ist beispielsweise relativ üblich, diese Leistungsüberwachungsschaltung in einem LAN-Anschluss zu verwenden, der weniger beweglich als ein Mobiltelefon ist. Andererseits überwacht die in 24 gezeigte Leistungsüberwachungsschaltung nicht die Ausgangsleistung der Endstufe, da die Wellendetektorschaltung wie oben beschrieben auf der Basisseite des Endstufentransistors Tr₁₃ bereitgestellt ist, was zu einer leicht ungenauen Leistungsüberwachung führt. Es ist jedoch kein Problem, diese Leistungsüberwachungsschaltung beim überwachen eines modulierten Signals in OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) zu verwenden, das in Wireless-LAN-Systemen und WiMAX-Systemen in den letzten Jahren verwendet wurde. Der Grund dafür ist wie folgt: die Durchschnittsbetriebsausgangsleistung von OFDM-Leistungsverstärkern ist etwa 8–10 dB kleiner als ihre gesättigte Ausgangsleistung, d. h. sie arbeiten in einem vollkommen linearen Bereich. Daher hängt die Ausgangsleistung des Transistors Tr₁₃ in 24 lediglich von seiner Eingangsleistung und Verstärkung ab, die linear ist. Da weiter der Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Tr₁₃ eine Trennung bereitstellt und die Wellendetektorschaltung auf der Eingangsseite (d. h. an der Basis) des Transistors Tr₁₃ bereitgestellt ist, kann die Wellendetektorschaltung die Leistung der sich vorwärts ausbreitenden Welle ohne Verwendung eines Kopplers auch dann genau überwachen, wenn eine Laständerung auftritt.
26 und 27 sind Schaltbilder bekannter HF-Wellendetektorschaltungen. In diesen Figuren bezeichnet das Symbol V_in eine HF-Eingangsspannung, V_ref eine Referenzgleichspannung, V_det eine detektierte Spannung oder Ausgangsspannung, R_in, R_ref1, R_ref2, R_a1, R_a2 und R_a3 Widerstände, R_out einen Glattungswiderstand, Tr₁ und Tr₂ HBTs, C_in einen Gleichspannungsblockkondensator, C_out einen Glättungskondensator und OP₁ einen Operationsverstärker. Die detektierte Spannung oder Ausgangsspannung V_det ist für gewohnlich proportional zu der HF-Eingangsspannung, und die Eingangsleistung P_in ist proportional zu dem Quadrat der HF-Eingangsspannung. Demzufolge ist die Eingangsleistung P_in wie in 28 gezeigt proportional zu dem Quadrat der detektierten Spannung V_det.
Da ein HBT für gewöhnlich einen sehr geringen Eingangswiderstand aufweist, hat die Spannung an seiner Basis eine viel kleinere Amplitude als die Spannung an seinem Kollektor. Wenn daher die in 26 gezeigte einfache Diodendetektorschaltung in dem in 24 gezeigten Leistungsverstärker mit der Basis des Endstufentransistors Tr₁₃ verbunden ist, kann es sein, dass die Detektorschaltung nicht in der Lage ist, das HF-Signal zu detektieren, da die Amplitude der Spannung an der Basis des Transistors Tr₁₃ sehr klein ist. Die in 27 gezeigte differenzielle Diodendetektorschaltung kann dagegen geringe Spannungsschwankungen detektieren. Weiter weist die in 27 gezeigte Detektorschaltung im Vergleich zu der in 26 gezeigten Detektorschaltung eine verringerte Schwankung der detektierten Spannung über der Temperatur auf.
Während jedoch alle Komponenten der in 26 gezeigten Detektorschaltung durch einen GaAs-HBT-Prozess hergestellt werden können, kann der Operationsverstärker OP₁ der in 27 gezeigten Detektorschaltung nicht durch einen GaAs-HBT-Prozess gebildet werden. Daher muss bei der in 27 gezeigten Detektorschaltung eine SI-Schaltung (nämlich der Operationsverstärker OP₁) auf der Platte oder dem Modulsubstrat angebracht werden. Die in 27 gezeigte Detektorschaltung hat also den Nachteil, dass sie nicht integral mit dem Leistungsverstärker auf dem GaAs-HBT-Substrat gebildet werden kann.
EP 1 050 956 A1 beschreibt eine Detektorschaltung, die auf einem Chip integriert sein kann. Sie hat einen ähnlichen Aufbau wie eine Stromspiegelschaltung. Gate und Kollektor eines ersten Feldeffekttransistors sind miteinander verbunden, und das Gate eines zweiten Feldeffekttransistors ist über einen Widerstand mit dem gemeinsamen Gate/Drain des ersten Feldeffekttransistors verbunden. Ein amplitudenmoduliertes Eingangssignal wird dem Ende des Widerstands zugeführt das mit der Basis des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist. An das Drain des zweiten Feldeffekttransistors ist ein Tiefpassfilter angeschlossen dass ein detektiertes Signal ausgibt. Ein an dieses Drain angeschlossener Widerstand ist 0,8-mal so groß wie ein an das Drain des ersten Feldeffekttransistors angeschlossener Widerstand. Beide Widerstände sind so groß, dass die Feldeffekttransistoren in ihrem Sättigungsbereich arbeiten. So wird aus dem Tiefpassfilter das Signal gewonnen, das mit der positiven oder negativen Einhüllenden des modulierten Signals korreliert.
JP 02-100504 A beschreibt eine Detektorschaltung 30, an deren Eingang eine temperaturkompensierte Biasschaltung angeschlossen ist.
US 7,071,783 B2 beschreibt eine Verstärkerschaltung zum Verstärken von Hochfrequenzsignalen, die eine Temperaturkompensation und eine Biaskompensation aufweist. Die Verstärkerschaltung enthält einen Hochfrequenzverstärker, der ein Hochfrequenzeingangssignal empfängt und ein verstärktes Hochfrequenzsignal ausgibt, einen ersten Transistor, dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind und der als Detektordiode arbeitet, und einen zweiten Transistor zum Verstärken der Gleichspannungskomponente des Hochfrequenzsignals an Basis und Kollektor des ersten Transistors. Die Basis des zweiten Transistors ist über einen Widerstand mit der Basis des ersten Transistors verbunden. Der Kollektor des zweiten Transistors gibt ein Leistungsmesssignal aus.
Die vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um die obigen Probleme zu lösen. Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Wellendetektorschaltung bereitzustellen, die auf dem selben Substrat wie ein GaAs-HBT-Leistungsverstärker integriert werden kann und die ein HF-Leistungssignal mit einer geringen Spannungsamplitude detektieren kann und eine verringerte Schwankung der detektierten Spannung über der Temperatur aufweist.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Wellendetektorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 und 11. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
Diese Wellendetektorschaltung kann auf dem selben Substrat wie ein GaAs-HBT-Leistungsverstärker integriert werden und ein HF-Leistungssignal mit einer geringen Spannungsamplitude detektieren und weist eine verringerte Schwankung der detektierten Spannung über der Temperatur auf.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
1 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein Diagramm, das eine Kennlinie der detektierten Spannung über der Eingangsleistung für die in 1 gezeigte Schaltung zeigt.
3 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemaß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
6 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
7 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
9 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemaß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
11 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
12 ist ein Diagramm, das eine Kennlinie der detektierten Spannung über der Eingangsleistung für die in 11 gezeigte Schaltung zeigt.
13 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
14 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemaß einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
15 ist ein Diagramm, das eine Kennlinie der detektierten Spannung uber der Eingangsleistung für die in 14 gezeigte Schaltung zeigt.
16 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
17 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemaß einer funfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
18 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung.
19 ist ein Diagramm, das eine Kennlinie der detektierten Spannung über der Eingangsleistung für die in 18 gezeigte Schaltung zeigt.
20 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung.
21 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung.
22 ist eine Draufsicht auf eine Anordnung einer Wellendetektorschaltung und eines dreistufigen Leistungsverstärkers gemäß einer neunzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
23 ist ein Schaltbild eines GaAs-HBT-Leistungsverstärkers.
24 ist ein Schaltbild eines anderen GaAs-HBT-Leistungsverstärkers.
25 ist ein Schaltbild noch eines anderen GaAs-HBT-Leistungsverstarkers.
26 ist ein Schaltbild einer bekannten HF-Wellendetektorschaltung.
27 ist ein Schaltbild einer weiteren bekannten HF-Wellendetektorschaltung.
28 ist ein Diagramm, das eine Kennlinie der detektierten Spannung über der Eingangsleistung für die in 26 und 27 gezeigten Schaltungen zeigt.
1 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Mit Bezug auf 1 sind Basis und Kollektor eines Transistors (ersten Transistors) Tr₁ miteinander verbunden. Eine HF-Eingangsspannung (AC-Signal) V_in wird der Basis und somit dem Kollektor des Transistors Tr₁ über einen Widerstand R_in und einen Gleichspannungsblockkondensator C_in eingegeben. Weiter wird der Basis und somit auch dem Kollektor des Transistors Tr₁ auch eine Referenzspannung V_ref1 über Widerstände R_ref1 und R_ref2 eingegeben. Der Emitter des Transistors Tr₁ ist über einen Emitterwiderstand R_e1 mit Masse verbunden.
Die Basis eines Transistors (zweiten Transistors) Tr₂ ist über einen Widerstand (ersten Widerstand) R_bb1 mit der Basis des Transistors Tr₁ verbunden. Eine Referenzspannung V_ref2 wird dem Kollektor des Transistors Tr₂ über einen Widerstand R_c1 eingegeben. Der Emitter des Transistors Tr₂ ist über einen Emitterwiderstand R_e2 mit Masse verbunden. Der Transistor Tr₂ gibt an seinem Kollektor eine detektierte Spannung V_det aus. Ein Glättungskondensator C_out und ein Glättungswiderstand R_out sind parallel zwischen Masse und die Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors Tr₂ und dem Ausgangsanschluss fur die detektierte Spannung V_det geschaltet.
Ein Widerstand R_ref13 und Transistoren (Temperaturkompensationstransistoren) Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 sind in Reihe zwischen Masse und die Verbindung zwischen den Widerstanden R_ref1 und R_ref2 geschaltet. Basis und Kollektor jedes Transistors Tr_b1, Tr_b2 sind miteinander verbunden, und die Basis des Transistors Tr_b3 ist über einen Widerstand R_ref4 mit dem Eingangsanschluss für die Referenzspannung V_ref1 verbunden. Die Transistoren Trb1, Tr_b2 und Tr_b3 sind also als Diode geschaltet. Diese Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 und die Widerstände R_ref13 und R Temperaturkompensationsschaltung. Es sei angemerkt, dass die Transistoren Tr₁ und Tr₂ sowie Tr_b1 bis Tr_b3 Heterojunction-Bipolartransistoren (HBTs) sind.
Der Grundbetrieb dieser Wellendetektorschaltung ist wie folgt: die Verstärkungsrate zwischen den Transistoren Tr₁ und Tr₂ ist M:1 (M > 1). Das heißt, dass der Transistor Tr₁ mehr Strom fließen lassen kann als der Transistor Tr₂. Somit ist der Kollektorstrom des Transistors Tr₂ das 1/M-fache des Referenzgleichstroms, der dem Transistor Tr₁ von der Referenzgleichspannungsquelle V_ref1 zugeführt wird. Es sei angemerkt, dass jeder Transistor so vorgespannt ist, dass die Ausgangsspannung V_det minimal ist, wenn die HF-Eingangsspannung V_in nicht zugeführt wird.
Wenn die dem Transistor Tr₁ eingegebene HF-Eingangsspannung steigt, sinkt die Basis-Emitter-Gleichspannung des Transistors Tr₁ und ebenso der Spiegelstrom, der durch den Transistor Tr₂ fließt. Demzufolge steigt die detektierte Spannung oder Ausgangsspannung V_det, weil der Spannungsabfall über den Widerstand R_c1 sinkt. Der Widerstand R_bb1 wird auf einen geeignet hohen Wert gesetzt, so dass die Kennlinie der detektierten Spannung V_det über der Eingangsleistung P_in (die V_det-P_in-Kennlinie) wie in 2 gezeigt eine relativ sanfte Steigung hat. Da es eine exponentielle Beziehung zwischen dem Kollektorstrom und der Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors gibt, ist es einfach, die V_det-P_in-Kennlinie linear in dB einzustellen.
Es sei angemerkt, dass die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Tr₁ und Tr₂ ohne die obige Temperaturkompensationsschaltung beim Ansteigen der Temperatur sinken und dass somit der Referenzstrom in dem Transistor Tr₁ ansteigt, was zu einem Ansteigen des Spiegelstroms führt, der durch den Transistor Tr₂ fließt, und somit zu einer Verringerung der detektierten Spannung V_det. Mit der Temperaturkompensationsschaltung dagegen steigt bei einem Temperaturanstieg der durch die Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 fließende Strom an, was es ermöglicht, den Strom in dem Transistor Tr₁ im wesentlichen konstant zu halten. Demzufolge ist es möglich, die detektierte Spannung V_det (d. h. die Kollektorspannung des Transistors Tr₂) auf einem konstanten Pegel zu halten.
Somit kann die Wellendetektorschaltung der vorliegenden Ausführungsform ein HF-Leistungssignal mit einer geringen Spannungsamplitude detektieren durch Überwachen oder Erfassen kleiner Schwankungen in der Basis-Emitter-Gleichspannung des HBT. Weiter enthält diese Wellendetektorschaltung eine Temperaturkompensationsschaltung, um Schwankungen der detektierten Spannung aufgrund von Temperaturanderungen zu verringern. Weiter können alle Komponenten der Wellendetektorschaltung durch einen GaAs-HBT-Prozess gebildet werden, was es ermöglicht, die Detektorschaltung auf demselben Substrat zu integrieren wie den GaAs-HBT-Leistungsverstärker.
3 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der ersten Ausführungsform darin, dass sie zusätzlich einen Kondensator (zweiten Kondensator) C_e1 enthalt, der parallel zu dem Widerstand R_e1 zwischen den Emitter des Transistors T_r1 und Masse geschaltet ist. Alle anderen Komponenten sind ähnlich den im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschriebenen.
Dieser Kondensator C_e1 bewirkt, dass die HF-Eingangsleistung an R_e1 vorbeifließt, d. h. dass das HF-Eingangsleistungssignal uberwiegend durch den Kondensator C_e1 fließt. Das ermöglicht es der Wellendetektorschaltung, im Vergleich zu der ersten Ausführungsform eine geringere Eingangsleistung zu detektieren. Die in 2 gezeigte V_det-P_in-Kennlinie wurde also entlang der P_in-Achse nach links verschoben. Es sei jedoch angemerkt, dass das keinen erhöhten dynamischen Eingangsleistungsbereich P_in der Wellendetektorschaltung bedeutet. Daher gerät die Wellendetektorschaltung bei einer geringeren Eingangsleistung P_in in die Sättigung. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform auch die Wirkungen aufweist, die in Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschrieben sind.
4 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der dritten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass sie zusätzlich eine Diode variabler Kapazität usw. enthält, um eine variable Kapazität bereitzustellen. Genauer gesagt sind mit Bezug auf 4 in Reihe geschaltete Kondensatoren C_e1 und C_e2 parallel zu dem Widerstand R_e1 zwischen den Emitter des Transistors Tr₁ und Masse geschaltet. Weiter ist ein Widerstand R_g1 zwischen einen Eingangsanschluss für eine Steuerspannung V_cnt und die Verbindung zwischen den Kondensatoren C_e1 und C_e2 geschaltet. Weiter ist eine Diode variabler Kapazität D₁ an ihrer Kathode mit dem Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren C_e1 und C_e2 und an ihrer Anode mit Masse verbunden. Alle anderen Komponenten sind ahnlich den in Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschriebenen.
Die obige Anordnung ermöglicht es, die in 2 gezeigte V_det-P_in-Kennlinie entlang der P_in-Achse zu verschieben, indem der Kapazitätswert der Diode variabler Kapazitat D₁ geändert wird. Auf diese Weise ist es möglich, eine geeignete V_det-P_in-Kennlinie fur den erforderlichen Eingangsleistungsbereich einzustellen. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die in Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschrieben sind.
5 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der vierten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass sie anstelle der Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 Schottkydioden (Temperaturkompensationsdioden) D₁ bis D₄ enthält.
Die Schottkydioden D₁ bis D₄ werden für gewöhnlich in einem HBT-Prozess gebildet durch Bilden eines Metalls in einem Schottkykontakt mit einer Kollektorschicht. Das Barrierenpotential der Schottkydioden D₁ bis D₄ ist gering (etwa 0,7 V) verglichen mit demjenigen der Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 der zweiten Ausfuhrungsform (etwa 1,25 V). Daher ermoglicht es die vorliegende Ausführungsform, verschiedene Größen der Temperaturkompensation anzuwenden, was zu einem erhöhten Freiheitsgrad beim Entwurf der Temperaturkompensationsschaltung fuhrt. Es sei angemerkt, dass die resultierende V_det-P_in-Kennlinie ähnlich derjenigen der zweiten Ausführungsform ist. Weiter weist die vorliegende Ausfuhrungsform ebenfalls die Wirkungen auf, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
6 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der fünften Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass ihre Temperaturkompensationsschaltung anstelle der Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 einen Stromspiegel und eine Konstantstromquelle I_b1 mit einem positiven Temperaturkoeffizienten enthält. Der Stromspiegel ist aus einem Transistor (erstem Temperaturkompensationstransistor) Tr_b1 und einem Transistor (zweiten Temperaturkompensationstransistor) Tr_b2 aufgebaut. Alle anderen Komponenten dieser Wellendetektorschaltung sind ähnlich denjenigen, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
Mit Bezug auf 6 ist der Transistor Tr_b2 zwischen den Widerstand R_ref3 und Masse geschaltet, d. h. zwischen die Basis (und somit den Kollektor) des Transistors Tr₁ und Masse. Basis und Kollektor des Transistors Tr_b2 sind zusammen mit der Basis des Transistors Tr_b1 verbunden. Die Konstantstromquelle I_b1 führt Basis und Kollektor des Transistors Tr_b1 einen Strom zu.
Die Konstantstromquelle I_b1 mit einem positiven Temperaturkoeffizienten kann aus einer Bandluckenreferenzspannungsquelle (BGR = Band Gap Reference), die in Si-Schaltungen häufig verwendet wird, und einem Emitterfolger aufgebaut sein. Es sei angemerkt, dass die BGR-Spannungsquelle eine Spannung von etwa 4 Vbe oder mehr aufweisen muss. Die BGR-Spannungsquelle kann so entworfen sein, dass sie leicht die Temperaturkennlinie der Konstantstromschaltung I_b1 einstellt und somit im Vergleich zu der zweiten und vierten Ausführungsform eine feinere Einstellung des Temperaturkoeffizienten der Temperaturkompensationsschaltung ermöglicht. Es sei angemerkt, dass die resultierende V_det-P_in-Kennlinie ähnlich derjenigen der zweiten Ausführungsform ist. Weiter weist die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen auf, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
7 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der sechsten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass sie anstelle der aus den Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 gebildeten Temperaturkompensationsschaltung einen Transistor (Temperaturkompensationstransistor) Tr_b1 enthält, der mit dem Kollektor (der Ausgangsseite) des Transistors Tr₂ verbunden ist. Alle anderen Komponenten sind ahnlich denjenigen, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
Der Transistor Tr_b1 ist zwischen den Eingangsanschluss für die Referenzspannung V_ref2 und den Kollektor des Transistors Tr₂ geschaltet. Basis und Kollektor des Transistors Tr_b1 sind miteinander verbunden, d. h. der Transistor Tr_b1 ist als Diode geschaltet.
Wenn die Temperatur steigt, sinken die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Tr₁ und Tr₂, und somit steigen der Referenzstrom in dem Transistor Tr₁ und der Kollektorstrom des Transistors Tr₂, was zu einem Ansteigen des Spannungsabfalls über den Widerstand R_c1 führt. Ohne den Transistor Tr_b1 würde dies zu einer Verringerung der detektierten Spannung V_det führen. Mit dem Transistor Tr_b1 ist die Verringerung der detektierten Spannung V_det jedoch eingeschränkt, da die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Tr_b1 ebenfalls sinkt. Der Transistor Tr_b1 hat also eine Temperaturkompensationsfunktion. Es sei angemerkt, dass die resultierende V_det-P_in-Kennlinie ähnlich derjenigen der zweiten Ausführungsform ist. Weiter weist die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen auf, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
8 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der siebten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der sechsten Ausführungsform darin, dass ihre Temperaturkompensationsschaltung anstelle des Transistors Tr_b1 eine Schottkydiode (Temperaturkompensationsdiode) D₁ enthalt. Die Verwendung der Schottkydiode erhöht den Freiheitsgrad beim Entwurf der Temperaturkompensationsschaltung. Es sei angemerkt, dass die resultierende V_det-P_in-Kennlinie ähnlich derjenigen der zweiten Ausführungsform ist. Weiter weist die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen auf, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausfuhrungsform beschrieben sind.
9 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Es sei angemerkt, dass die Wellendetektorschaltungen der ersten und zweiten Ausführungsform in zwei Blöcke unterteilt werden können: einen Detektorblock, der den Transistor Tr₁ enthalt, und einen Spannungs-Strom-Wandlerblock, der den Transistor Tr₂ enthält. Die Wellendetektorschaltung der vorliegenden Ausführungsform enthält einen einzelnen gemeinsamen Spannungs-Strom-Wandlerblock und eine Mehrzahl von Detektorblocken (nämlich zwei Detektorblöcke M1 und M2). Der Detektorblock M1 (und ebenso der Detektorblock M2) enthalten wie die Detektorblöcke der ersten und zweiten Ausführungsform einen Transistor Tr₁, einen Widerstand R_bb1 und Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3. Alle anderen Komponenten sind ähnlich denjenigen, die in Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
Diese Wellendetektorschaltung ist geeignet für Mehrbandleistungsverstärker, von denen zu erwarten ist, dass sie in Zukunft weit verbreitet sein werden. Ein Mehrbandleistungsverstärker enthält so viele Ausgangseinheiten (in der Endstufe), wie Zielbänder vorhanden sind. Daher kann die Wellendetektorschaltung so aufgebaut sein, dass sie so viele Detektorblöcke enthalt, wie es Ausgabeeinheiten in dem Mehrbandleistungsverstärker gibt. So kann die Wellendetektorschaltung daran angepasst werden, unter Verwendung lediglich eines einzelnen gemeinsamen Spannungs-Strom-Wandlerblocks mit dem Mehrbandleistungsverstarker zusammenzupassen. Demzufolge erfordert die Wellendetektorschaltung der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zu herkömmlichen Wellendetektorschaltungen für Mehrbandleistungsverstarker lediglich einen verringerten Platz. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die in Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
10 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der vorliegenden Ausführungsform enthält einen einzelnen gemeinsamen Detektorblock und eine Mehrzahl von Spannungs-Strom-Wandlerblöcken (nämlich zwei Spannungs-Strom-Wandlerblöcke VI1 und VI2). Der Spannungs-Strom-Wandlerblock VI1 (und ebenso der Spannungs-Strom-Wandlerblock VI2) enthält wie die Spannungs-Strom-Wandlerblöcke der ersten und zweiten Ausführungsform einen Transistor Tr₂ und einen Widerstand R_bb1. Alle anderen Komponenten sind ähnlich denjenigen, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
Die Widerstände R_bb1 in den Spannungs-Strom-Wandlerblocken VI1 und VI2 können auf unterschiedliche Werte eingestellt sein zum Erzeugen unterschiedlicher detektierter Spannungen oder Ausgangsspannungen für dieselbe Eingangsleistung. Mit dieser Anordnung können Produkte mit verschiedenen Spezifikationen oder Verwendungen verschiedene detektierte Spannungen von derselben Wellendetektorschaltung empfangen. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausfuhrungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
11 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der zehnten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass sie zusätzlich einen Feldeffekttransistor F₁ enthält, der parallel zu dem Widerstand R_bb1 geschaltet ist, um einen variablen Widerstand zu bilden. Genauer gesagt wird dem Gate des Feldeffekttransistor F₁ über einen Widerstand R_g1 eine Steuerspannung V_cnt eingegeben. Mit dieser Anordnung wird die Steuerspannung V_cnt geändert, um die Übertragungseigenschaften der Transistoren Tr₁ und Tr₂ zu ändern und dadurch wie in 12 gezeigt die Steigung der V_det-P_in-Kennlinie einzustellen. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
13 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der elften Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass sie zusatzlich einen Widerstand R_cc1 enthält, die zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors Tr₁ geschaltet ist. Der Wert dieses Widerstands R_cc1 kann geändert werden, um die Steigung der V_det-P_in-Kennlinie wie in 15 gezeigt zu ändern. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
Gemaß einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Widerstand R_bb1 in der Wellendetektorschaltung der ersten bis elften Ausführungsform durch eine Transistorbasisschicht implementiert. Da der Widerstand R_bb1, der zwischen die Transistoren Tr₁ und Tr₂ geschaltet ist, relativ hoch ist, beeinflusst die Gleichspannungsstromverstarkung β der Transistoren die V_det-P_in-Kennlinie. Wenn die Gleichspannungsstromverstärkung β der Transistoren hoch ist, d. h. die Basisschicht dünn ist, ist daher der Widerstand R_bb1 hoch. Wenn dagegen die Gleichspannungsverstärkung β der Transistoren klein ist, ist der Widerstand R_bb1 klein. Somit ermöglicht die vorliegende Ausführungsform eine Einstellung der Steigung der V_det-P_in-Kennlinie. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweisen kann, die im Zusammenhang mit der ersten bis elften Ausführungsform beschrieben sind.
14 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der dreizehnten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der zweiten Ausführungsform darin, dass der Stromspiegel der zweiten Ausführungsform durch einen Kaskodenspiegel ersetzt wurde.
Mit Bezug auf 14 sind Basis und Kollektor eines Transistors (ersten Transistors) Tr_1a miteinander verbunden. Eine HF-Eingangsspannung (ein AC-Signal) V_in wird der Basis (und somit dem Kollektor) des Transistors Tr_1a über einen Widerstand R_in und eine Gleichspannungsblockkapazität C_in1 eingegeben. Der Emitter des Transistors Tr_1a ist über einen Widerstand R_e1 mit Masse verbunden. Ein Kondensator (zweiter Kondensator) C_e1 ist parallel zu dem Widerstand R₁ zwischen den Emitter des Transistors Tr_1a und Masse geschaltet.
Die Basis eines Transistors (zweiten Transistors) Tr_2a ist aber einen Widerstand (ersten Widerstand) R_bb1 mit der Basis des Transistors Tr_1a verbunden. Der Emitter des Transistors Tr_2a ist über einen Widerstand R_e2 mit Masse verbunden.
Der Emitter eines Transistors (dritten Transistors) Tr_1b ist mit dem Kollektor des Transistors Tr_1a verbunden. Basis und Kollektor des Transistors Tr_1b sind miteinander verbunden. Eine Referenzspannung V_ref1 wird der Basis und dem Kollektor des Transistors Tr_1b über Widerstände R_ref1 und R_ref2 eingegeben.
Die Basis eines Transistors (vierten Transistors) Tr_2b ist uber einen Widerstand (zweiten Widerstand) R_bb2 mit der Basis des Transistors Tr_1b verbunden. Eine Referenzspannung V_ref2 wird dem Kollektor des Transistors Tr_2b über einen Widerstand R_c1 eingegeben. Der Transistor Tr_2b gibt an seinem Kollektor eine detektierte Spannung V_det aus. Ein Glättungskondensator C_out und ein Glättungswiderstand R_out sind parallel zwischen Masse und die Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors Tr_b2 und den Ausgangsanschluss für die detektierte Spannung V_det geschaltet.
Ein Widerstand R_ref3 und Transistoren (Temperaturkompensationstransistoren) Tr_b1, Tr_b2, Tr_b3 und Tr_b4 sind in Reihe zwischen Masse und die Verbindung zwischen den Widerständen R_ref1 und R_ref2 geschaltet. Basis und Kollektor jedes der Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 sind miteinander verbunden, und die Basis des Transistors Tr_b4 ist über einen Widerstand R_ref4 mit dem Eingangsanschluss für die Referenzspannung V_ref1 verbunden. Diese Transistoren Tr_b1, Tr_b2, Tr_b3 und Tr_b4 sind also als Diode geschaltet. Die Transistoren Tr_b1, Tr_b2, Tr_b3 und Tr_b4 und die Widerstände R_ref3 und R_ref4 bilden eine Temperaturkompensationsschaltung. Es sei angemerkt, dass die Transistoren Tr_1a, Tr_1b, Tr_2a und Tr_2b sowie Tr_b1 bis Tr_b4 Heterojunction-Bipolartransistoren (HBTs) sind. Die Verstärkungsrate zwischen dem Transistor Tr_1a oder Tr_1b und dem Transistor Tr_2a oder Tr_2b ist M:1 (M > 1). Die Transistoren Tr_1a und Tr_1b lassen also mehr Strom fließen als die Transistoren Tr_2a und Tr_2b.
Bei dieser Kaskodenanordnung können die Werte der Widerstände R_bb1 und R_bb2 so eingestellt werden, dass wie in 15 gezeigt eine V_det-P_in-Kennlinie mit einer sanften Steigung bereitgestellt wird. Die Kaskodeanordnung erfordert es, dass die Referenzspannungen V_ref1 und V_ref2 um 1 Vbe (oder etwa 1,3 V) höher sind als diejenigen in der zweiten Ausführungsform. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben sind.
16 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemäß einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der vierzehnten Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der dreizehnten Ausführungsform darin, dass sie zusätzlich einen Kondensator (ersten Kondensator) C_in2 enthalt, der zwischen den Eingangsanschluss für die HF-Eingangsspannung V_in und die Basis und somit den Kollektor des Transistors Tr_1b geschaltet ist.
Somit wird die HF-Eingangsspannung V_in den Transistoren Tr_1a und Tr_1b jeweils über die Kondensatoren C_in1 und C_in2 eingegeben, um eine V_det-P_in-Kennlinie bereitzustellen mit einer sanfteren Steigung als die V_det-P_in-Kennlinie der dreizehnten Ausfuhrungsform. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die in Zusammenhang mit der dreizehnten Ausführungsform beschrieben sind.
17 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung gemaß einer fünfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Wellendetektorschaltung der vorliegenden Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen der vierzehnten Ausführungsform darin, dass der Kondensator C_in1, der zwischen den Eingangsanschluss für die HF-Eingangsspannung V_in und die Basis und somit den Kollektor des Transistors Tr_1a geschaltet ist, ein Variabler Kondensator und kein fester Kondensator ist. Mit dieser Anordnung kann der Wert des Kondensators C_in1 geändert werden, um die Steigung der Vdet-P_in-Kennlinie einzustellen. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausfuhrungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der vierzehnten Ausführungsform beschrieben sind.
18 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung. Diese Wellendetektorschaltung ist eine Detektorschaltung auf der Grundlage eines Spannungsverdopplers mit einer Temperaturkompensationsfunktion.
Mit Bezug auf 18 sind Basis und Kollektor eines Transistors (ersten Transistors) Tr₁ miteinander verbunden. Eine Referenzspannung V_ref1 wird der Basis und somit dem Kollektor des Transistors Tr₁ uber Widerstande R_ref1 und R_ref2 zugeführt. Basis und Kollektor des Transistors Tr₁ sind über einen Kondensator C_s1 mit Masse verbunden. Dieser Kondensator C_s1 trennt Basis und Kollektor des Transistors Tr₁ gleichspannungsmäßig von Masse, um es zu ermöglichen, dass den Transistoren Tr₁ und Tr₂ auf einmal ein geeigneter Vorstrom von der Referenzspannungsquelle V_ref1 zugeführt werden kann.
Mit Bezug weiter auf 18 sind auch Basis und Kollektor eines Transistors (zweiten Transistors) Tr₂ miteinander verbunden. Der Emitter des Transistors Tr₁ ist mit der Basis und daher mit dem Kollektor des Transistors Tr₂ verbunden. Eine HF-Eingangsspannung (ein AC-Signal) wird der Basis und daher dem Kollektor des Transistors Tr₂ über einen Widerstand R_in und einen Gleichspannungsblockkondensator C_in zugeführt. Der Transistor Tr₂ gibt an seinem Kollektor eine detektierte Spannung V_det aus. Ein Glättungskondensator C_out und ein Glättungswiderstand R_out sind parallel zwischen Masse und die Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors Tr₂ und den Ausgangsanschluss für die detektierte Spannung V_det geschaltet.
Ein Widerstand R_ref3 und Transistoren (Temperaturkompensationstransistoren) Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 sind in Reihe zwischen Masse und die Verbindung zwischen den Widerständen R_ref1 und R_ref2 geschaltet. Basis und Kollektor jedes der Transistoren Tr_b1 und Tr_b2 sind miteinander verbunden, und die Basis des Transistors Tr_b3 ist über einen Widerstand R_ref4 mit dem Eingangsanschluss für die Referenzspannung V_ref1 verbunden. Diese Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 sind also als Diode geschaltet. Die Transistoren Tr_b1, Tr_b2 und Tr_b3 und die Widerstände R_ref3 und R_ref4 bilden eine Temperaturkompensationsschaltung. Es sei angemerkt, dass die Transistoren Tr₁ und Tr₂ sowie Tr_b1 bis Tr_b3 Heterojunction-Bipolartransistoren (HBTs) sind.
19 ist ein Diagramm, das die Kennlinie der detektierten Spannung uber der Eingangsleistung der in 18 gezeigten Wellendetektorschaltung zeigt. Da diese Wellendetektorschaltung aus einem Spannungsverdoppler aufgebaut ist, kann sie eine höhere detektierte Spannung erzeugen als die Wellendetektorschaltung der ersten Ausführungsform. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausfuhrungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschrieben sind.
20 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung. Die Wellendetektorschaltung unterscheidet sich von derjenigen der vorherigen Ausführungsform darin, dass ihre Temperaturkompensationsschaltung anstelle der Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 Schottkydioden (Temperaturkompensationsdioden) D₁ bis D₄ enthält. Das ermöglicht es, verschiedene Größen der Temperaturkompensation anzuwenden, was zu einem erhöhten Freiheitsgrad beim Entwurf der Temperaturkompensationsschaltung führt. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform ebenfalls die Wirkungen aufweist, die im Zusammenhang mit der vorherigen Ausführungsform beschrieben sind.
21 ist ein Schaltbild einer Wellendetektorschaltung. Die Wellendetektorschaltung unterscheidet sich von derjenigen der Ausführungsform nach 18 darin, dass ihre Temperaturkompensationsschaltung anstelle der Transistoren Tr_b1 bis Tr_b3 eine Stromspiegelschaltung enthalt. Die Stromspiegelschaltung ist aus Transistoren Tr_b1 und Tr_b2 und Widerständen R_ref3 und R_ref4 aufgebaut. Der Widerstand R_ref3 und der Transistor Tr_b1 sind in Reihe zwischen die Basis und daher den Kollektor des Transistors Tr₁ und Masse geschaltet. Der Transistor Tr_b1 ist als Diode geschaltet. Weiter sind der Widerstand R_ref4 und der Transistor Tr_b2 in Reihe zwischen Masse und die Verbindung zwischen dem Widerständen R_ref1 und R_ref2 geschaltet. Diese Anordnung ermöglicht es im Vergleich zu der Schaltung nach 18, die Schaltungsgröße um eine Menge zu verringern, die äquivalent zu der Größe eines Einzeltransistors ist. Es sei angemerkt, dass die vorliegende Wellendetektorschaltung ebenfalls die Wirkungen aufweist, die in Zusammenhang mit der Schaltung nach 18 beschrieben sind.
22 ist eine Draufsicht auf eine Anordnung einer Wellendetektorschaltung und eines dreistufigen Leistungsverstämrkers gemaß einer neunzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur bezeichnen die Symbole Tr₁₁, Tr₁₂ und Tr₁₃ GaAs-HBTs, IM1, IS1, IS2 und OM1 Anpassschaltungen und DET die Wellendetektorschaltung.
Gemaß der vorliegenden Ausführungsform ist eine beliebige der Wellendetektorschaltungen der ersten bis fünfzehnten Ausführungsform auf dem selben Substrat wie ein GaAs-HBT-Leistungsverstarker integriert. Die Wellendetektorschaltung DET (die zum Überwachen des HF-Leistungssignals bereitgestellt ist) führt eine HF-Detektion auf der Basisseite des Endstufentransistors Tr₁₃ des Leistungsverstärkers durch. Die Wellendetektorschaltung DET ist von der Basisleitung des Endstufentransistors Tr₁₃ des Leistungsverstarkers auf dem Chip um einen Abstand (d) eines Zwanzigstels oder weniger der Wellenlange des AC-Signals entfernt. Das erlaubt es, dass die parasitare Induktivität der Verbindungsleitungen verringert ist, so dass Schwankungen der detektierten Spannung aufgrund von Frequenzänderung auf ein in der Praxis annehmbares Niveau begrenzt sind.
Selbstverständlich sind im Licht der obigen Lehre zahlreiche Abwandlungen und Varianten der vorliegenden Erfindung möglich.

Claims

Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiter einen als Diode geschalteten Temperaturkompensationstransistor (Trb1, Trb2, Trb3) enthält, der zwischen Masse und die Basis und somit den Kollektor des ersten Transistors (Tr1) geschaltet ist, wobei der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiter eine Temperaturkompensationsdiode (D1–D4) enthält, die zwischen Masse und die Basis und somit den Kollektor des ersten Transistors (Tr1) geschaltet ist, wobei der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiter enthält: einen ersten Temperaturkompensationstransistor (Trb2), der zwischen Masse und die Basis und somit den Kollektor des ersten Transistors (Tr1) geschaltet ist, einen zweiten Temperaturkompensationstransistor (Trb1), dessen Basis und Kollektor miteinander und mit einer Basis des ersten Temperaturkompensationstransistors (Trb2) verbunden sind, und eine Konstantstromquelle (Ib1) zum Liefern eines Stroms an Basis und Kollektor des zweiten Temperaturkompensationstransistors (Trb1), wobei die Konstantstromquelle (Ib1) einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, wobei der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine erste Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiter einen als Diode geschalteten Temperaturkompensationstransistor (Trb1) enthält, der zwischen einen Eingangsanschluss für eine zweite Referenzspannung (Vref2) und den Kollektor des zweiten Transistors (Tr2) geschaltet ist, wobei der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) und eine erste Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist, wobei der zweite Transistor (Tr2) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, und einer Temperaturkompensationsdiode (D1–D4), die zwischen einen Eingangsanschluss für eine zweite Referenzspannung (Vref2) und den Kollektor des zweiten Transistors (Tr2) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und zweite Transistor (Tr1, Tr2) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung nach Anspruch 1 mit einer Mehrzahl von Blöcken (M1, M2), von denen jeder den ersten Transistor (Tr1), den ersten Widerstand (Rbb1) und den Temperaturkompensationstransistor (Trb1, Trb2, Trb3) enthält.
Wellendetektorschaltung nach Anspruch 1 mit einer Mehrzahl von Blöcken (VI1, VI2), von denen jeder den zweiten Transistor (Tr2) und den ersten Widerstand (Rbb1) enthält.
Wellendetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der Wert des ersten Widerstands (Rbb1) verändert werden kann.
Wellendetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 mit einem zweiten Widerstand (Rcc1), der mit der Basis und dem Kollektor des ersten Transistors (Tr1) verbunden ist.
Wellendetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der erste Widerstand (Rbb1) aus einer Transistorbasisschicht gebildet ist.
Wellendetektorschaltung mit einem ersten Transistor (Tr1a), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor (Tr1a) so beschaltet ist, dass er ein AC-Signal (Vin) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem zweiten Transistor (Tr2a), dessen Basis über einen ersten Widerstand (Rbb1) mit der Basis des ersten Transistors (Tr1a) verbunden ist, einem dritten Transistor (Tr1b), dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind und dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors (Tr1a) verbunden ist, wobei der dritte Transistor (Tr1b) so beschaltet ist, dass er eine Referenzspannung (Vref1) an der Basis und dem Kollektor empfangen kann, einem vierten Transistor (Tr2b), dessen Emitter mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Tr2a) verbunden ist und dessen Basis über einen zweiten Widerstand (Rbb2) mit der Basis des dritten Transistors (Tr1b) verbunden ist, wobei der vierte Transistor (Tr2b) so beschaltet ist, dass er an seinem Kollektor eine detektierte Spannung (Vdet) ausgeben kann, und einem als Diode geschalteten Temperaturkompensationstransistor (Trb1, Trb2, Trb3), der zwischen Masse und die Basis und somit den Kollektor des dritten Transistors (Tr1b) geschaltet ist wobei der erste bis vierte Transistor (TR1a, TR1b, Tr2a, Tr2b) einen Stromspiegel mit einer Verstärkungsrate von weniger als 1 bilden.
Wellendetektorschaltung nach Anspruch 12 mit einem ersten Kondensator (Cin2), der zwischen einen Eingangsanschluss für das AC-Signal (Vin) und die Basis und somit den Kollektor des dritten Transistors (Tr1b) geschaltet ist.
Wellendetektorschaltung nach Anspruch 12 oder 13 mit einem variablen Kondensator (Cin1), der der zwischen einen Eingangsanschluss für das AC-Signal (Vin) und die Basis und somit den Kollektor des ersten Transistors (Tr1a) geschaltet ist.
Wellendetektorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 15 mit einem zweiten Kondensator (Ce1), der zwischen den Emitter des ersten Transistors (Tr1; Tr1a) und Masse geschaltet ist.
Wellendetektorschaltung nach Anspruch 16, bei der der Wert des zweiten Kondensators (Ce1) verändert werden kann.