JP4263065B2 - 半導体回路、半導体装置および無線通信装置 - Google Patents

Description

この発明は、検波回路部と信号処理部を有する半導体回路およびこの半導体回路を有する半導体装置および無線通信装置に関する。上記半導体回路は、一例として、高周波信号を送受信する無線通信装置および高周波信号の出力電力を測定する測定装置などに用いられ、高周波電力を検波する検波回路を有する半導体回路である。

従来、図９に示すような高周波電力検波回路が提案されている(特開平４−２０７６０９号公報：特許文献１)。この高周波電力検波回路は、入力端子１０１と出力端子１０２との間に、キャパシタＣ１０１とダイオードＤ１０１が順に直列接続され、このダイオードＤ１０１と出力端子１０２とを接続する接続線１０３とグランドとの間にキャパシタＣ１０２と抵抗Ｒ１０２が並列接続されている。

この高周波電力検波回路は、入力端子１０１に高周波信号が入力されると、 ダイオードＤ１０１の整流作用と十分大きな容量値をもつキャパシタＣ１０２により、入力された上記高周波信号の電力に依存した直流電圧が取り出せる仕組みになっている。

この図９に示す高周波電力検波回路では、ダイオード検波を行うが、ダイオードＤ１０１の閾値電圧以上の電圧振幅をもつ高周波信号が入力されないと、ダイオードＤ１０１による検波ができない。したがって、図９の回路では低電力の高周波信号を検波することは困難である。

ちなみに、これまでは、無線通信機器の代表である携帯電話では、ＣＤＭＡ(符号分割多重方式)など基地局側から出力電力に関する詳細な情報が送られるシステムが一般的であり、また、携帯電話に使用される高周波パワーアンプの出力電力も３０ｄＢｍ程度と比較的大きなものが多く、低い出力電力を正確に測定する必要はなかった。

ところが、近年になり、ワイヤレスＬＡＮなどの近距離の無線通信システムの普及が始まりつつある。

これらのシステムは、最大送信電力も２０ｄＢｍ程度と比較的小さい。また、他の通信機器への干渉をできるだけ防ぐため、あるいは、端末の消費電力をできるだけ少なくするために、広い送信電力にわたって詳細な電力制御が必要になってきた。そのためには、そのような低い送信電力を正確に測定することが必要となる。したがって、このような近距離の無線通信の分野では、低い送信電力においても電力検波が可能であることが求められている。

そこで、ダイオードＤ１０１にバイアス電圧を与え、低電力の信号の検波を可能にした回路を図１０に示す。図１０は、図９の高周波電力検波回路にバイアス回路を付加した回路を示している。このバイアス回路付きの高周波電力検波回路は、電圧Ｖｃが印加されるＶｃ端子１０４とグランドとの間に抵抗１０４とトランジスタＴｒ１０３が接続されている。このトランジスタＴｒ１０３はエミッタ接地されている。また、Ｖｃ端子１０４とグランドとの間にキャパシタＣ１０３が接続されている。また、上記トランジスタＴｒ１０３のベースは、抵抗Ｒ１０１を介してキャパシタＣ１０１に接続されている。また、この抵抗Ｒ１０１と上記ベースとの接続線１０５は抵抗Ｒ１０３を介してダイオードＤ１０１に接続されている。

しかしながら、この図１０の高周波電力検波回路では、付加的なバイアス回路が必要となり、回路規模が大きくなり、チップ面積の増大を招くという問題がある。
特開平４−２０７６０９号公報

そこで、この発明の課題は、簡素で小規模な回路でもって、低電力信号に対する検波が可能な半導体回路、半導体装置および無線通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の半導体回路は、トランジスタを有する信号処理部と上記トランジスタの出力電力を検波する検波回路部とを備え、
上記検波回路部は、少なくともダイオードを有し、
上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを抵抗またはインダクタの少なくとも一方で接続し、かつ、上記トランジスタと上記ダイオードとが同一基板上に形成されており、
さらに、
上記検波回路部の上記ダイオードは、上記信号処理部の上記トランジスタと同じ構成のトランジスタのベースとコレクタをショートさせ、この同じ構成のトランジスタのベースをアノードとすると共にエミッタをカソードとしたものであることを特徴としている。

この発明の半導体回路では、信号処理部が有するトランジスタのベースと検波回路部が有するダイオードを抵抗またはインダクタの少なくとも一方を介して接続した構成である。これにより、上記検波回路部のダイオードに信号処理部のトランジスタのベース-エミッタ電圧とほぼ等しい電圧を印加できる。これにより、検波回路部のダイオードに、このダイオードの閾値付近の順方向バイアス電圧をかけることが可能になる。したがって、検波回路部への入力信号が低出力の場合でも比較的大きな検波電圧を検波回路部から取り出すことができる。

このように、この発明では、従来例のような専用バイアス回路を設けることはせずに、信号の増幅などに用いられている信号処理部のトランジスタのベースに抵抗またはインダクタのうちの少なくとも１つを追加するだけで検波回路部のダイオードに順方向バイアス電圧をかけることができ、回路規模はほとんど大きくならない。

なお、検波回路部のダイオードに与えるバイアス電圧がダイオードの閾値電圧よりも低い場合には、信号処理部が出力する低い電力を検波することができなくなる。一方、上記バイアス電圧が上記ダイオードの閾値電圧を大きく超えると、検出回路部から出力される検波電圧のオフセットが大きくなるので、特に低い電力検波を行った際に誤差を発生させる可能性が高くなる。したがって、検波回路部のダイオードに与えるバイアス電圧は、上記ダイオードの閾値電圧付近であることが望ましい。

ここで、上記信号処理部のトランジスタが増幅用トランジスタであれば、電力効率を高めるため、増幅用トランジスタをＢ級に近いバイアス点で動作させる場合が多い。この場合には、この増幅用トランジスタのベース電位を、検波回路部のダイオードの閾値付近にすることができる。したがって、この場合、検波回路部のダイオードに、比較的容易に閾値付近のバイアスを与えることができる。

また、一実施形態の半導体回路では、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを抵抗で接続した。

この半導体回路では、たとえば、１個の抵抗器だけで検波回路部のダイオードに信号処理部のトランジスタからバイアス電圧を印加することができ、回路の簡素化を最も図れる。

また、一実施形態の半導体回路では、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとをインダクタで接続した。

この半導体回路では、信号処理部のトランジスタのベースと検波回路部のダイオードとをインダクタで接続したことで、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとの接続が高周波的には開放となるので、信号処理部への高周波信号が検波回路に流れ込むことを抑制でき、信号処理部の利得が劣化することを防げる。また、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとの接続が直流的には短絡となるので、上記接続を抵抗で行う場合に比べて、検波回路部から高い検波電圧を得ることができる。

また、一実施形態の半導体回路では、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを抵抗とインダクタで接続した。

この半導体回路では、上記抵抗とインダクタの直列接続でもって、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを接続した場合には、高周波的には上記トランジスタのベースと上記ダイオードとの接続が開放となる。一方、直流的には上記トランジスタのベースと上記ダイオードとが抵抗だけで接続されることになるので、この抵抗の抵抗値によって、検波回路部のダイオードへのバイアス電圧を調節可能である。また、上記抵抗とインダクタの並列接続でもって、上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを接続した場合には、直流的には上記トランジスタのベースと上記ダイオードとの接続が短絡となるので、上記接続を抵抗だけで行う場合に比べて、検波回路部から高い検波電圧を得ることができる。

また、この発明の半導体装置では、上記トランジスタと上記ダイオードとが同一基板上に形成されている。

この半導体装置では、上記トランジスタと上記ダイオードとが同一基板上に形成されているから、さらなる小型化を図れる。

また、一実施形態の半導体装置では、上記トランジスタおよび上記ダイオードがガリウム砒素バイポーラ素子で形成されている。

この半導体装置では、上記トランジスタおよび上記ダイオードを他の半導体材料で作成した場合に比べて、上記トランジスタおよび上記ダイオードの閾値電圧を高くできる。したがって、検波回路部からより高い検波電圧を得ることができる。

また、一実施形態の半導体回路では、上記信号処理部の上記トランジスタのベースに、温度変化による上記トランジスタの出力変化を補償する温度補償回路を接続した。

この半導体回路では、上記信号処理部の上記トランジスタのベースに温度補償回路を接続したことで、温度変化による上記トランジスタの出力変化を補償すると共に、この温度補償回路を信号処理部のトランジスタと検波回路部のダイオードとに兼用とすることができる。したがって、回路規模の増大を招くことなく、検波回路部の温度補償を実現でき、温度変化に対して安定した検波電圧を得ることができる。

また、一実施形態の半導体回路は、上記温度補償回路は、ベースとコレクタとが短絡され、エミッタが接地された温度補償用トランジスタであり、この温度補償用トランジスタのコレクタが上記信号処理部の上記トランジスタのベースに接続されている。

この実施形態では、上記温度補償回路は、ベースとコレクタとが短絡され、エミッタが接地された温度補償用トランジスタであり、この温度補償用トランジスタを、上記信号処理部が有するトランジスタと同じ構造のトランジスタとすれば、簡素な回路構成でもって、信号処理部と検波回路部の温度補償を実現できる。

また、一実施形態の半導体装置は、上記信号処理部の上記トランジスタと上記検波回路部の上記ダイオード、および上記温度補償回路が同一基板上に形成されている。

この実施形態によれば、上記トランジスタと上記ダイオードおよび上記温度補償回路が同一基板上に形成されているから、低電力信号に対する検波が可能であると共に、温度変化に対して安定した検波電圧を得ることができる半導体装置のさらなる小型化を図れる。

また、一実施形態の半導体装置は、上記信号処理部の上記トランジスタと上記検波回路部の上記ダイオード、および上記温度補償回路がガリウム砒素バイポーラ素子で形成されている。

この実施形態によれば、上記トランジスタおよび上記ダイオードを他の半導体材料で作成した場合に比べて、上記トランジスタおよび上記ダイオードの閾値電圧を高くできる。したがって、検波回路部からより高い検波電圧を得ることができる。さらに、上記温度補償回路により、上記信号処理部および上記検波回路部の温度補償を行える。

また、一実施形態の無線通信装置では、上記半導体回路を備えている。

この無線通信装置によれば、簡素な回路規模でもって、低電力信号に対する検波が可能な無線通信装置を実現できる。たとえば、上記半導体回路を、無線通信装置の最終段に用いれば、低出力電力の検波が可能で、温度に対して安定な検波が可能、かつ、検波回路部と信号処理部(電力増幅器)とのモノリシック化が可能など、大きな効果がある。

この発明の半導体回路によれば、信号処理部が有するトランジスタのベースと検波回路部が有するダイオードを抵抗またはインダクタを介して接続した構成により、上記検波回路部のダイオードに信号処理部のトランジスタのベース-エミッタ電圧とほぼ等しい電圧が印加される。これにより、検波回路部のダイオードに、ダイオードの閾値付近の順方向バイアス電圧をかけることが可能になる。したがって、検波回路部への入力信号が低出力の場合でも比較的大きな検波電圧を検波回路部から取り出すことができる。

このように、この発明では、従来例のような専用バイアス回路を設けることはせずに、信号の増幅などに用いられている信号処理部のトランジスタのベースに抵抗またはインダクタを１つ追加するだけで検波回路部のダイオードに順方向バイアス電圧をかけることができ、回路規模はほとんど大きくならない。したがって、簡素な回路規模でもって、低電力信号に対する検波が可能な半導体回路を実現できる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

（第１の実施の形態）
図１に、この発明の第１実施形態としての半導体装置の回路を示す。この第１実施形態の半導体装置は、信号処理部としての電力増幅回路１と、この電力増幅回路１の出力を検波する検波回路部２とを備える。

上記電力増幅回路１は、入力端子１１と出力端子１２の間にキャパシタＣ２とトランジスタＴｒ１が直列接続されている。このトランジスタＴｒ１は、バイポーラｎｐｎトランジスタであり、エミッタがグランドに接続され、ベースがキャパシタＣ２に接続され、コレクタが出力端子１２に接続されている。なお、トランジスタＴｒ１をｐｎｐトランジスタとしてもよい。また、上記コレクタと出力端子１２との接続線１３は、抵抗器Ｒ３で電源電圧端子１４に接続されるとともに、キャパシタＣ１で検波回路部２の検波用ダイオードＤ１に接続されている。この電源電圧端子１４は直流電圧源Ｖｃに接続されている。

また、上記トランジスタＴｒ１のベースとキャパシタＣ２との接続線１５はバイアス電圧端子１６に接続されるとともに、抵抗器Ｒ１で検波回路部２の検波用ダイオードＤ１に接続されている。このバイアス電圧端子１６は直流電圧源Ｖｂに接続されている。

上記検波回路部２が有する検波用ダイオードＤ１は、ベースとコレクタが短絡されたトランジスタからなる。この検波用ダイオードＤ１のアノード(入力側)には、上記抵抗器Ｒ１が接続され、この抵抗器Ｒ１は、トランジスタＴｒ１のベースに接続されている。また、上記検波用ダイオードＤ１のアノード(入力側)には、上記キャパシタＣ１が接続され、このキャパシタＣ１は上記トランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。

また、この検波用ダイオードＤ１のカソード(出力側)は、接続線１８で検波出力端子１７に接続されている。この接続線１８とグランドとの間に、キャパシタＣ３と抵抗器Ｒ２が並列接続されている。

また、この第１実施形態では、図１に示す回路、すなわち、トランジスタＴｒ１、検波用ダイオードＤ１、キャパシタＣ１,Ｃ２およびＣ３、抵抗器Ｒ１,Ｒ２およびＲ３から構成されている回路が、ガリウム砒素半導体基板上に一体形成されている。

また、この第１実施形態では、検波用ダイオードＤ１はトランジスタＴｒ１と同じ構成のトランジスタのベース‐コレクタをショートさせ、ベースをアノード、エミッタをカソードとしたものである。また、トランジスタＴｒ１のベースと検波用ダイオードＤ１が抵抗器Ｒ１を介して接続されている。

この第１実施形態では、電力増幅回路１の入力端子１１に高周波信号である入力信号が入力されると、この入力信号はトランジスタＴｒ１のベースに入力され、トランジスタＴｒ１は上記入力信号を増幅して、コレクタから出力信号を出力する。この出力信号は、出力端子１２から出力されるが、上記出力信号の一部がキャパシタＣ１を経由して検波用ダイオードＤ１に入力される。

したがって、この半導体装置では、入力端子１１から電力増幅回路１に入力された入力信号をトランジスタＴｒ１で増幅した出力信号を出力端子１２から出力すると共に、このトランジスタＴｒ１の出力信号の出力レベルに応じた直流電圧、すなわち検波電圧Ｖsenseを上記検波回路部２の検波出力端子１７から取り出すことができる。

この第１実施形態の半導体装置では、ダイオードＤ１のアノードとトランジスタＴｒ１ベースは抵抗器Ｒ１を介して接続されているので、バイアス電圧端子１６に直流電圧Ｖｂを印加すると、ダイオードＤ１にはトランジスタＴｒ１のベース-エミッタ電圧とほぼ同等の電圧がかかることになる。また、この第１実施形態の半導体装置では、ダイオードＤ１とトランジスタＴｒ１とが同一基板上に形成されているので、ダイオードＤ１のオン電圧はトランジスタＴｒ１のベース-エミッタ電圧とほぼ等しい。

このため、上記高周波信号が検波回路部２に入力されていない場合でも、検波用ダイオードＤ１はオン状態付近にバイアスされることになる。したがって、電力増幅回路１のキャパシタＣ１から、電力レベルの低い信号が電力検波回路２の検波用ダイオードＤ１に入力された場合でも、検波用ダイオードＤ１が動作し、上記検波回路部２の検波出力端子１７から検波電圧Ｖsenseを取り出すことができる。

図２に、図１の第１実施形態における検波電圧Ｖsenseの出力電力依存特性と上記電力増幅回路１に従来の検波回路(図９)を付加した回路の出力電力依存特性との比較を示す。なお、ここで、出力電力依存特性とは、検波電圧Ｖsenseが電力増幅回路１の出力信号の電力に依存する特性である。図２において、実線で示す特性Ｓ１が第１実施形態における出力電力依存特性であり、破線で示す特性Ｓ２が従来の検波回路における出力電力依存特性である。

従来の検波回路では、ダイオードの閾値電圧以上の電力が検波回路に入力されないと検波電圧が取り出せないため、この例の場合、図２の特性Ｓ２に示すように、出力電力が２０ｄＢｍ以上でしか検波電圧が取り出せていない。

これに対し、この第１実施形態では、図２に特性Ｓ１で示すように、電力増幅回路１から検波回路部２に入力される出力信号の電力がより低くても、検波電圧Ｖsenseを取り出せていることがわかる。すなわち、上記出力信号の電力が０ｄＢｍ付近でも出力信号の電力に応じて検波電圧が変化している。

なお、抵抗器Ｒ１の値には最適値が存在する。つまり、抵抗器Ｒ１の値が上記最適値に比べて、所定の値だけ小さい場合、入力端子１１から電力増幅回路１のトランジスタＴｒ１へ向う高周波入力信号が検波回路部２にも大きく流れ込み、信号増幅用のトランジスタＴｒ１に入力される信号電力が低下するので、電力増幅回路１の利得が劣化し、回路の特性が劣化してしまう。

一方、抵抗器Ｒ１は、検波電圧Ｖsenseの供給源および抵抗器Ｒ２への直流電流の供給源となっているので、抵抗器Ｒ１の値が上記最適値に比べて、所定の値だけ大きい場合、抵抗器Ｒ１を流れる電流が小さくなり、検波用ダイオードＤ１の入力側に印加する電圧が小さくなる。すると、検波回路部２から十分な検波電圧Ｖsenseを得ることができなくなる。

ここで、まず、抵抗器Ｒ１の抵抗値の下限について考える。この第１実施形態の回路を高周波的に考えた場合、入力端子１１に対して、トランジスタＴｒ１と、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ３からなる回路とが並列接続された形になっている。したがって、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ３からなる回路の入力インピーダンスが、トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスに比べて、十分大きい値であれば、高周波的には抵抗器Ｒ１にほとんど電流が流れないと考えてよい。

上記抵抗器Ｒ１に電流が流れる現象によって、電力増幅回路１において、電力利得が劣化する値を１ｄＢまで許容すると仮定すると、上記ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ３からなる回路のインピーダンスがトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスの１０倍以上であればよい。

すなわち、周波数をｆ、トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスをＺｉ１とし、ダイオードＤ１のインピーダンスをＺｉ２(＝Ｒ_Ｄ＋ｊＸ_Ｄ)とし、抵抗器Ｒ１の抵抗値をＲ１とし、キャパシタＣ３のキャパシタンスをＣ３とすると、次式(１)を満たせばよい。

{(Ｒ１＋Ｒ_Ｄ)^２＋(Ｘ_Ｄ−１/ωＣ３)^２}^１/２ ＞ Ａ×|Ｚｉ１| … (１)
式(１)において、ω＝２πｆ、１０＜Ａ
次に、抵抗器Ｒ１の抵抗値の上限について考える。抵抗器Ｒ１はキャパシタＣ３に電荷を充電する電流源の役目をしている。すなわち、抵抗器Ｒ１の抵抗値が大きくなると抵抗器Ｒ１を流れる電流が減少し、キャパシタＣ３を十分に充電することができず、検波電圧Ｖsenseが減少してしまう。したがって、検波電圧Ｖsenseを大きくするためには、抵抗器Ｒ１は小さい方が望ましい。

以上の考察により、この実施形態の回路に使用する素子の値や使用する周波数(つまり入力信号の周波数)によって抵抗器Ｒ１の抵抗値の最適値は変化する。

ここで、この抵抗器Ｒ１の抵抗値の計算の一例を挙げる。この第１実施形態の回路に、入力端子１１から１.９５ＧＨｚの入力信号が入力され、この回路のトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが(５−ｊ０.１)Ωであり、ダイオードＤ１の入力インピーダンスが（１０−ｊ０.０５）Ωであり、キャパシタＣ３が６.２ｐＦであり、式(１)におけるＡを１００とすると、式(１)は、
[(Ｒ１＋１０)^２＋
{０.０５＋１/(２π×１.９５×１０^９×６.２×１０^−１２ )}^２ ]^１/２
＞１００×(５^２＋０.１^２)^１/２ … (２)
∴ Ｒ１＞４8９.９ (Ω)
したがって、抵抗器Ｒ１の抵抗値はおよそ５００Ω以上であれば、上式(２)を満たす。

この抵抗器Ｒ１の抵抗値は、検波電圧の観点から考えるとできるだけ小さい方が望ましいので、この計算例の場合、抵抗器Ｒ１の抵抗値は５００Ω程度が最も適した値と言える。

次に、図３に、この第１実施形態において、抵抗器Ｒ１の抵抗値に対する電力増幅回路１の電力利得の依存性を特性Ｓ３(実線)で示し、抵抗器Ｒ１の抵抗値に対する検波回路部２の検波電圧Ｖsenseの依存性を特性Ｓ４(破線)で示す。この特性Ｓ３,Ｓ４はシミュレーション結果である。

図３に示す特性Ｓ３,Ｓ４は、電力増幅回路１の出力電力が２０ｄＢｍのときの特性である。図３に示すように、抵抗器Ｒ１の抵抗値Ｒ１が約２００Ωよりも小さくなると、電力増幅回路１の電力利得と検波電圧Ｖsenseが急激に低下している。また、抵抗器Ｒ１の抵抗値が、約２００Ωよりも大きくなると検波電圧Ｖsenseが減少している。この図３の特性は、上述の考察と一致している。したがって、抵抗器Ｒ１の抵抗値Ｒ１の最適値は、図３に示すような特性から、所望の電力利得と検波電圧を読み取って決めてもよい。

例えば、この第１実施形態において、電力利得が２７ｄＢｍ以上必要であり、かつ、検波電圧が０.５Ｖ以上必要であるとすると、抵抗器Ｒ１の抵抗値は２００Ω以上１２００Ω以下であればよい。

なお、この第１実施形態では、ガリウム砒素基板上に回路を形成したが、他の化合物半導体基板上に形成してもよく、シリコンや窒化ガリウムなど、他の材料を用いた基板上に回路を形成した場合にも上述した効果を得ることができる。特に、ガリウム砒素などの化合物半導体を材料として形成したダイオードを検波用ダイオードＤ１とすれば、閾値電圧が高いので、検波電圧Ｖsenseを高くするのに大きな効果が望める。

ところで、電力増幅回路などの高周波回路はガリウム砒素などの化合物半導体上に形成されている場合が多いが、ガリウム砒素などの化合物半導体に形成されるＰＮ接合ダイオードは閾値電圧が１.２Ｖ程度と高いことから、従来においては、低い電力の信号を検波することが困難であるので、上記電力増幅回路の出力信号を検波するための検波回路はチップの外付けで形成されていた。

これに対して、この第１実施形態のような検波回路部を採用することにより、電力増幅回路１と検波回路部２とを同一チップに形成することが可能になる。したがって、この第１実施形態によれば、検波回路部２を電力増幅回路１等の高周波集積回路とのモノリシック化が可能になるという点でも小型化と信頼性向上の大きな効果がある。また、この第１実施形態によれば、検波回路部２に、１つの抵抗器Ｒ１を追加するだけで、回路規模をほとんど増大させることなく、検波用ダイオードＤ１に順方向バイアス電圧をかけることができ、チップ面積もほとんど大きくならない。

また、増幅用のトランジスタは、出力電力が小さい(すなわち入力電力が小さい)と、バイアス電圧が一定であってもベース電位は大きくなるということが知られている（特開平９−２６０９６４公報参照）。したがって、この第１実施形態において、増幅用のトランジスタＴｒ１の出力電力が低いほど検波用ダイオードＤ１にバイアスされる電圧が大きくなり、低出力電力時に高い検波電圧Ｖsenseを得ることができる。また、トランジスタＴｒ１の出力電力が高くなるほど、検波用ダイオードＤ１にバイアスされる電圧が小さくなるので、高出力時の検波電圧Ｖsenseの飽和が抑制され、検波のダイナミックレンジが大きくなるという効果もある。

（第２の実施の形態）
図４は、この発明の第２実施形態の半導体装置の回路図である。この第２実施形態は、図４に示すように、図１の第１実施形態における抵抗器Ｒ１をインダクタＬ１に置き換えた点だけが前述の第１実施形態と異なる。

したがって、この第２実施形態では、検波回路部２の検波用ダイオードＤ１のアノードと電力増幅回路１のトランジスタＴｒ１のベースとがインダクタＬ１で接続されている。

この第２実施形態では、抵抗器Ｒ１をインダクタＬ１に置き換えたことにより、電力増幅回路１と検波回路部２の接続が高周波的にはオープン(開放)になる。したがって、この第２実施形態では、電力増幅回路１への入力信号が検波回路部２にも大きく流れ込むことがなくて、電力増幅回路１の利得が劣化するという現象は起こらない。

また、電力増幅回路１と検波回路部２とを接続するインダクタＬ１は、直流的にはショート(短絡)になるので、この第２実施形態によれば、図１のように抵抗器Ｒ１で電力増幅回路１と検波回路部２とが接続されている回路に比べて、キャパシタＣ３に充電される電荷量が多くなる。したがって、この第２実施形態によれば、第１実施形態に比べて、高い検波電圧Ｖsenseを得ることができる。

図５に、検波電圧Ｖsenseの出力電力依存特性について、図４の第２実施形態と図１の第１実施形態とを比較した結果を示す。出力電力依存特性は、検波電圧Ｖsenseが電力増幅回路１の出力信号の電力に依存する特性である。図５において、実線で示す特性Ｓ５が第２実施形態の出力電力依存特性であり、破線で示す特性Ｓ６が第１実施形態の出力電力依存特性である。図５を参照すれば、同じ出力電力であっても、第１実施形態に比べて、第２実施形態の方が高い検波電圧Ｖsenseを得ることができるのが分かる。

なお、インダクタＬ１としては、電力増幅回路１からの高周波信号をカットするのに十分な大きさのインダクタンス値のものを使用することが望ましい。例えば、この第２実施形態において、入力端子１１から入力される入力信号の周波数が１.９５ＧＨｚである場合、５０ｎＨ以上のインダクタＬ１を使用すればよい。

（第３の実施の形態）
次に、図６に、この発明の第３実施形態の半導体装置の回路を示す。この第３実施形態は、温度補償用のトランジスタＴｒ２からなる温度補償回路３を電力増幅回路１に接続した点だけが、第１実施形態と異なる。

すなわち、この第３実施形態では、電力増幅回路１のトランジスタＴｒ１のベースに接続された接続線１５をバイアス電圧端子１６に接続する接続線２１に温度補償用のトランジスタＴｒ２のコレクタを接続した。この温度補償用のトランジスタＴｒ２はベースとコレクタとが短絡され、エミッタが接地されている。この温度補償用トランジスタＴｒ２とキャパシタＣ２とは、トランジスタＴｒ１のベースに対して、並列に接続されている。また、この温度補償用トランジスタＴｒ２と検波用ダイオードＤ１とは、トランジスタＴｒ１のベースに対して並列に接続されている。

この第３実施形態では、第１実施形態で説明したのと同様に、トランジスタＴｒ１と検波用ダイオードＤ１とは同じ構造のトランジスタで構成されている。したがって、温度補償用トランジスタＴｒ２からなる温度補償回路３は、トランジスタＴｒ１に対する温度補償と同程度に、検波用ダイオードＤ１に対しても温度補償を行うことができる。つまり、この温度補償回路３をトランジスタＴｒ１と検波用ダイオードＤ１とに兼用とすることができ、温度補償回路３によって、温度変化によるトランジスタＴｒ１の出力変化を補償すると共に、検波回路部２の温度補償を実現できる。したがって、新たに回路を付加することなく、回路規模の増大を招くことなく、検波回路部２の温度補償を実現でき、温度変化に対して安定した検波電圧Ｖsenseを得ることができる。したがって、検波回路部２のバイアス回路を非常に簡略化できるので、回路規模を非常に小さくできる。

図７に、実線の特性Ｓ７で、この第３実施形態における検波電圧Ｖsenseの温度依存特性を示す。また、破線の特性Ｓ８で、従来の検波回路(図９)を電力増幅回路１に接続した場合の検波電圧Ｖsenseの温度依存特性を示す。図７の特性Ｓ７と特性Ｓ８を参照すれば、この第３実施形態によれば、従来の検波回路に比べて、検波電圧Ｖsenseの温度依存性が少なく、温度変化に対して比較的安定した検波電圧が得られることがわかる。

なお、この第３実施形態では、電力増幅回路１と検波回路部２および温度補償回路３をガリウム砒素基板上に形成したが、シリコンや窒化ガリウムなど他の材料を用いた基板に形成してもよい。また、前述の第２実施形態において、この第３実施形態と同様に、温度補償回路３を備えてもよく、この場合にも検波電圧Ｖsenseの温度依存性を低減できる。

（第４の実施の形態）
次に、図８のブロック図に、第４実施形態を示す。この第４実施形態は、検波機能を有する無線送信装置の一例であり、５ＧＨｚの無線信号を扱うワイヤレスＬＡＮにおける検波機能を有する送信機である。

図８に示すように、この送信機は、検波機能を有する電力増幅器２４と入力制御部２５とＡ/Ｄコンバータ２６とで構成されている。この電力増幅器２４は、電力増幅部２４Ａと検波回路部２４Ｂを有する。この第４実施形態では、この電力増幅部２４Ａは最終段に上述の電力増幅回路１を有し、検波回路部２４Ｂは上記第１または第２実施形態の検波回路部２からなる。

この第４実施形態では、電力増幅器２４の検波回路部２４Ｂから出力した送信出力検波信号Ｓ１２はＡ/Ｄコンバータ２６に入力され、このＡ/Ｄコンバータ２６によって送信レベルが計測される。このＡ/Ｄコンバータ２６は、計測した送信レベルが、予め設定されていたレベルに対して所定量だけ変動した場合に、入力制御信号Ｓ１１を入力制御部２５に出力する。すると、入力制御部２５は、電力増幅器２４に入力される電圧レベルを制御し、電力増幅器２４の送信出力を所定値に維持する。

この第４実施形態の送信機では、電力増幅器２４の最終段に、第１実施形態または第２実施形態の半導体装置を備えたので、低出力レベルの検波が可能になり、非常に有用である。なお、電力増幅器２４の最終段に、第３実施形態の半導体装置を用いれば、低出力レベルの検波が可能になる上に、温度変動に対して安定な検波が可能になる。さらに、電力増幅器２４の電力増幅部２４Ａと検波回路部２４Ｂとを同一のチップ上に形成できるので、チップのモノリシック化も実現できる。

この第４実施形態の５ＧＨｚのワイヤレスＬＡＮにおける送信機では、電力増幅器２４が検波回路部２４Ｂを内蔵することにより、過大な送信電力を発しないように送信電力を制御できるので、送信機の低消費電力化を果たすことができるという効果がある。

なお、この第４実施形態では、ワイヤレスＬＡＮの送信機の検波信号を処理する方法の一例を説明したが、上記検波信号の処理方法はこの限りではないのはもちろんである。また、この発明の半導体回路は、５ＧＨｚのワイヤレスＬＡＮの送信機以外にも携帯端末の送信機等、他の通信機に使うこともできる。

また、第１〜第３実施形態では、上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１とを抵抗器Ｒ１もしくはインダクタＬ１で接続したが、上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１とを、直列に接続した抵抗器Ｒ１とインダクタＬ１とで接続してもよい。この場合、上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１との接続が高周波的には開放となる。一方、直流的には上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１とが抵抗器Ｒ１だけで接続されたのと等価になるので、この抵抗器Ｒ１の抵抗値によって、検波回路部２のダイオードＤ１へのバイアス電圧を調節可能である。

また、上記抵抗器Ｒ１とインダクタＬ１の並列接続でもって、上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１とを接続した場合には、直流的には上記トランジスタＴｒ１のベースと上記ダイオードＤ１との接続が短絡となるので、上記接続を抵抗器Ｒ１だけで行う場合に比べて、検波回路部２から高い検波電圧Ｖsenseを得ることができる。

この発明の半導体装置の第１実施形態である半導体装置の回路図である。 上記第１実施形態による検波電圧と従来の検波回路の検波電圧の入力電力依存性の比較を示す特性図である。 上記第１実施形態における電力利得と検波電圧とが抵抗器Ｒ１の抵抗値に対して示す依存性を示す特性図である。 この発明の第２実施形態としての半導体装置の回路図である。 この発明の第２実施形態における検波電圧とこの発明の第１実施形態における検波電圧とが出力電力に対して示す依存性を表す特性図である。 この発明の第３実施形態の半導体装置の回路図である。 この発明の第３実施形態における検波電圧とこの発明の第１実施形態における検波電圧が温度に対して示す依存特性を表す特性図である。 この発明の無線通信装置としての第４実施形態の検波機能を有する無線送信機のブロック図である。 従来の出力電力検波回路の回路図である。 今１つの従来例の出力電力検波回路の回路図である。

符号の説明

１ 電力増幅回路
２ 検波回路部
３ 温度補償回路
１１ 入力端子
１２ 出力端子
１４ 電源電圧端子
１６ バイアス電圧端子
１７ 検波出力端子
２４ 電力増幅器
２５ 入力制御部
２６ Ａ/Ｄコンバータ
Ｖｄ,Ｖc 直流電圧源
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗器
Ｃ１〜Ｃ３ キャパシタ
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ 検波用ダイオード
Ｔｒ１ トランジスタ
Ｔｒ２ 温度補償用トランジスタ
Ｔｒ１０３ バイアス用トランジスタ
Ｖsense 検波電圧

Claims (7)

1. トランジスタを有する信号処理部と上記トランジスタの出力電力を検波する検波回路部とを備え、
   上記検波回路部は、少なくともダイオードを有し、
   上記トランジスタのベースと上記ダイオードとを抵抗またはインダクタの少なくとも一方で接続し、かつ、上記トランジスタと上記ダイオードとが同一基板上に形成されており、
   さらに、
   上記検波回路部の上記ダイオードは、上記信号処理部の上記トランジスタと同じ構成のトランジスタのベースとコレクタをショートさせ、この同じ構成のトランジスタのベースをアノードとすると共にエミッタをカソードとしたものであることを特徴とする半導体回路。
2. 請求項１に記載の半導体回路を備え、
   上記トランジスタおよび上記ダイオードがガリウム砒素バイポーラ素子で形成されていることを特徴とする半導体装置。
3. 請求項１に記載の半導体回路において、
   上記信号処理部の上記トランジスタのベースに、温度変化による上記トランジスタの出力変化を補償する温度補償回路を接続したことを特徴とする半導体回路。
4. 請求項３に記載の半導体回路において、
   上記温度補償回路は、
   ベースとコレクタとが短絡され、エミッタが接地された温度補償用トランジスタであり、この温度補償用トランジスタのコレクタが上記信号処理部の上記トランジスタのベースに接続されていることを特徴とする半導体回路。
5. 請求項４に記載の半導体回路を備え、
   上記信号処理部の上記トランジスタと上記検波回路部の上記ダイオード、および上記温度補償回路が同一基板上に形成されていることを特徴とする半導体装置。
6. 請求項４に記載の半導体回路を備え、
   上記信号処理部の上記トランジスタと上記検波回路部の上記ダイオード、および上記温度補償回路がガリウム砒素バイポーラ素子で形成されていることを特徴とする半導体装置。
7. 請求項１または３に記載の半導体回路を備えた無線通信装置。

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