JP6944108B2 - 検波回路及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、検波回路及び無線通信装置に関する。

無線通信装置では、正常に通信を行うために、装置内において入出力する交流信号（変調信号や復調信号）の電力を検出し、検出結果に応じた制御が行われる。交流信号の電力の検出には、例えば検波回路が用いられる（例えば、特許文献１、２参照）。図１０（Ａ）に、整流素子としてダイオードを用いた従来の検波回路の構成例を示す。図１０（Ａ）に示す検波回路は、容量１００１、１００５、インダクタ１００２、ダイオード１００３、抵抗１００４、及び直流電圧源１００６を有する。

容量１００１は、一方の電極が検出対象の交流信号を伝送する伝送路に接続され、他方の電極がダイオード１００３のアノードに接続される。インダクタ１００２は、一端がダイオード１００３のアノードに接続され、他端が直流電圧源１００６に接続される。ダイオード１００３のカソードは、出力電圧ＶＯＵＴを出力するノードに接続される。抵抗１００４は、一端がダイオード１００３のカソードに接続され、他端が基準電位（例えば、グランド）に接続される。容量１００５は、一方の電極がダイオード１００３のカソードに接続され、他方の電極が基準電位に接続される。

容量１００１、インダクタ１００２、及び直流電圧源１００６により生成されるバイアス電圧でバイアスされた交流信号が、ダイオード１００３のアノードに入力される。ダイオード１００３は、アノードに入力される交流信号を整流して電力に応じた信号（電圧）を出力する。ダイオード１００３のカソードから出力された信号（電圧）は、信号における高周波成分が容量１００５と抵抗１００４とのローパスフィルタにより取り除かれ、出力電圧ＶＯＵＴとして出力される。このようにして、図１０（Ａ）に示した検波回路は、入力された交流信号の電力を出力電圧ＶＯＵＴにより直流電圧信号として出力する。

特開２００５−１５１３３１号公報 特開２００８−１４８２１４号公報

図１０（Ａ）に示した検波回路は、ダイオード１００３の温度特性によって、図１０（Ｂ）に示すような温度特性を示す。図１０（Ｂ）は、図１０（Ａ）に示した検波回路の温度特性を示す図であり、横軸が入力される交流信号の電力Ｐｉｎであり、縦軸が出力電圧ＶＯＵＴである。図１０（Ｂ）には、温度Ｔ１１での特性１０１１、温度Ｔ１２での特性１０１２、温度Ｔ１３での特性１０１３、温度Ｔ１４での特性１０１４、及び温度Ｔ１５での特性１０１５を示している。温度Ｔ１１〜Ｔ１５は、Ｔ１１（低温）＜Ｔ１２＜Ｔ１３＜Ｔ１４＜Ｔ１５（高温）である。

図１０（Ｂ）に示されるように、同じ電力Ｐｉｎの交流信号が入力された場合、検波回路の出力電圧ＶＯＵＴは温度に応じて異なり、温度が高いほど出力電圧ＶＯＵＴが高い。このようにダイオードを用いた検波回路は、温度変化に応じて出力電圧ＶＯＵＴが変化する。無線通信装置の温度は、筐体内の発熱や環境温度により変化し一定ではないので、温度変化に対して検波回路の出力電圧が変化すると、交流信号の電力を精度良く検出することが困難である。１つの側面では、本発明の目的は、温度変化による出力電圧の変化を抑制することができる検波回路及び無線通信装置を提供することにある。

検波回路の一態様は、第１のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が第１のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも小さい第１のＮチャネル型トランジスタとを有し、第１の容量を介して入力される交流信号の電力に応じた第１の出力電圧を出力する第１のインバータと、第２のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が第２のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい第２のＮチャネル型トランジスタとを有し、第２の容量を介して入力される交流信号の電力に応じた第２の出力電圧を出力する第２のインバータと、第１のインバータの出力ノード又は第２のインバータの出力ノードの何れか一方の出力ノードに接続される第３の容量と、第１のインバータの出力ノードと検波回路の出力ノードとの間に接続される第１の抵抗と、第２のインバータの出力ノードと検波回路の出力ノードとの間に接続される第２の抵抗とを有する。第１のインバータは、温度が高くなると第１の出力電圧が高くなる特性を有し、第２のインバータは、温度が高くなると第２の出力電圧が低くなる特性を有する。

発明の一態様においては、温度変化による検波回路の出力電圧の変化を抑制することができる。

図１（Ａ）及び図１（Ｂ）は、本発明の実施形態における無線通信装置の構成例を示す図である。 図２（Ａ）は、本実施形態における検波回路の構成例を示す図であり、図２（Ｂ）は、本実施形態における整流機能を説明する図である。 図３は、本実施形態におけるインバータの出力電圧及び検波回路の出力電圧の温度特性を示す図である。 図４は、本実施形態における抵抗値の算出方法を説明する図である。 図５は、本実施形態における検波回路の出力電圧の温度依存特性を示す図である。 図６は、本実施形態における温度に対する出力電圧の変化量を示す図である。 図７は、本実施形態における検波回路の他の構成例を示す図である。 図８は、本実施形態における検波回路の他の構成例を示す図である。 図９（Ａ）及び図９（Ｂ）は、本実施形態における無線通信装置の他の構成例を示す図である。 図１０（Ａ）は、従来の検波回路の構成例を示す図であり、図１０（Ｂ）は、図１０（Ａ）に示した検波回路の温度特性を示す図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１（Ａ）及び図１（Ｂ）は、本発明の一実施形態における検波回路を有する無線通信装置の構成例を示す図である。図１（Ａ）及び図１（Ｂ）には、搬送波方式による四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）方式の無線通信装置の構成を一例として示しており、送信部の構成を図１（Ａ）に示し、受信部の構成を図１（Ｂ）に示している。

図１（Ａ）に示す無線通信装置の送信部（送信機）は、ベースバンド処理回路１０１、乗算器（ミキサ）１０２、１０３、局部発振器（ローカル発振器）１０４、９０度ハイブリッド回路１０５、加算器１０６、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）１０７、及びアンテナ１０８を有する。ベースバンド処理回路１０１は、図示しないデジタル処理回路等から入力される送信データＳＤＴに基づいて中間周波数信号（ＩＦ信号）を生成して出力する。

乗算器１０２、１０３は、ベースバンド処理回路１０１から出力されるＩＦ信号に、局部発振器１０４が発振出力する局部発振信号をミキシングする。すなわち、乗算器１０２、１０３は、ベースバンド処理回路１０１からのＩＦ信号を局部発振信号によりアップコンバートして高周波数信号（ＲＦ信号）を生成する。ここで、局部発振器１０４からの局部発振信号は、９０度ハイブリッド回路１０５を介して乗算器１０２、１０３へ供給されており、乗算器１０２に供給される局部発振信号と乗算器１０３に供給される局部発振信号とは位相が９０度ずれている。

乗算器１０２、１０３により生成されるＲＦ信号は、加算器１０６によって加算されて電力増幅器１０７に出力される。電力増幅器１０７は、加算器１０６から出力されるＲＦ信号の送信電力を増幅し、アンテナ１０８に入力する。アンテナ１０８は、電力増幅器１０７により入力されるＲＦ信号を送信する。

図１（Ａ）に示す無線通信装置の送信部において、例えば、電力増幅器１０７とアンテナ１０８との間に本実施形態における検波回路１０９が接続され、検波回路１０９は、電力増幅器１０７から出力されてアンテナ１０８に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路１０９は、電力増幅器１０７によって送信電力が増幅されたＲＦ信号の電力を検出する。例えば、検波回路１０９での検出結果を基に、最終的にアンテナ１０８の出力電力がどの位であるかを検出したり、アンテナ１０８の出力電力が所望の電力となるように電力増幅器１０７を制御したりすることが可能となる。

図１（Ｂ）に示す無線通信装置の受信部（受信機）は、アンテナ１１１、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１１２、乗算器（ミキサ）１１３、１１４、クロックデータリカバリ回路１１５、局部発振器（ローカル発振器）１１６、９０度ハイブリッド回路１１７、リミッタ増幅器１１８、１１９、アナログ−デジタル変換器１２０、及びベースバンド処理回路１２１を有する。

低雑音増幅器１１２は、アンテナ１１１で受信したＲＦ信号を所望のレベルまで増幅して出力する。乗算器１１３、１１４は、低雑音増幅器１１２から出力されるＲＦ信号に、局部発振器１１６が発振出力する局部発振信号をミキシングする。すなわち、乗算器１１３、１１４は、受信したＲＦ信号を局部発振信号によりダウンコンバートしてＩＦ信号を生成する。乗算器１１３、１１４は、復調回路の一例である。

クロックデータリカバリ回路１１５は、受信したＲＦ信号を基に局部発振器１１６が出力する局部発振信号の位相を制御する。また、局部発振器１１６からの局部発振信号は、９０度ハイブリッド回路１１７を介して乗算器１１３、１１４へ供給されており、乗算器１１３に供給される局部発振信号と乗算器１１４に供給される局部発振信号とは位相が９０度ずれている。

リミッタ増幅器１１８は、乗算器１１３から出力されるＩＦ信号を増幅して出力する。また、リミッタ増幅器１１９は、乗算器１１４から出力されるＩＦ信号を増幅して出力する。アナログ−デジタル変換器１２０は、リミッタ増幅器１１８、１１９から出力されるアナログのＩＦ信号をアナログ−デジタル変換してデジタルデータに変換する。ベースバンド処理回路１２１は、アナログ−デジタル変換器１２０での変換によって得られたデジタルデータに基づいて受信データＲＤＴを生成し、図示しないデジタル処理回路等に出力する。

図１（Ｂ）に示す無線通信装置の受信部において、例えば、低雑音増幅器１１２と乗算器１１３、１１４との間に本実施形態における検波回路１２２が接続され、検波回路１２２は、低雑音増幅器１１２から出力されて乗算器１１３、１１４に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路１２２は、低雑音増幅器１１２によって増幅されたＲＦ信号の電力を検出する。例えば、検波回路１２２での検出結果を基に、受信したＲＦ信号の電力がどの位であるかを検出することが可能となる。

また、例えば、リミッタ増幅器１１８、１１９とアナログ−デジタル変換器１２０との間に本実施形態における検波回路１２３、１２４が接続され、検波回路１２３、１２４は、リミッタ増幅器１１８、１１９から出力されてアナログ−デジタル変換器１２０に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路１２３は、リミッタ増幅器１１８によって増幅されたＩＦ信号の電力を検出し、検波回路１２４は、リミッタ増幅器１１９によって増幅されたＩＦ信号の電力を検出する。例えば、検波回路１０９での検出結果を基に、復調してデータの信号になったときにどの位の電力であるかを検出したり、アナログ−デジタル変換等を適切に実行できるようリミッタ増幅器１１８、１１９やアナログ−デジタル変換器１２０を制御したりすることが可能となる。

図２（Ａ）は、本実施形態における検波回路の構成例を示す図である。検波回路は、ノードＩＮからノードＯＵＴへ交流信号を伝送する伝送路に対して接続されて交流信号の電力検出を行い、入力される交流信号の電力に応じた出力電圧ＶＯＵＴを出力する。検波回路は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、容量Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、及び抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２を有する。

インバータＩＮＶ１は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（Ｐチャネル型ＴＦＴ、以下、「Ｐチャネル型トランジスタ」と称す。）ＰＴ１及びＮチャネル型電界効果トランジスタ（Ｎチャネル型ＴＦＴ、以下、「Ｎチャネル型トランジスタ」と称す。）ＮＴ１とを有するＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）インバータである。Ｐチャネル型トランジスタＰＴ１のソースが電源電圧に接続され、Ｎチャネル型トランジスタＮＴ１のソースが基準電位（グランドレベル）に接続され、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ１のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ１のドレインとが接続される。

また、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ１のゲートとＮチャネル型トランジスタＮＴ１のゲートとが、検出対象の交流信号を伝送する伝送路に一方の電極が接続された容量Ｃ１１の他方の電極に接続される。すなわち、インバータＩＮＶ１の入力ノードは、ＡＣカップリング用の容量Ｃ１１を介して、検出対象の交流信号を伝送する伝送路に交流的に接続されており、インバータＩＮＶ１の入力はＤＣカットされている。

抵抗Ｒ１１は、一端がＰチャネル型トランジスタＰＴ１のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ１のドレインとの相互接続点に接続され、他端が基準電位に接続される。抵抗Ｒ１２は、一端がＰチャネル型トランジスタＰＴ１のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ１のドレインとの相互接続点に接続され、他端が出力電圧ＶＯＵＴを出力するノードに接続される。すなわち、インバータＩＮＶ１の出力ノードは、抵抗Ｒ１１を介して基準電位に接続されるとともに、抵抗Ｒ１２を介して出力電圧ＶＯＵＴの出力ノードに接続されている。

また、インバータＩＮＶ２は、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ２及びＮチャネル型トランジスタＮＴ２とを有するＣＭＯＳインバータである。Ｐチャネル型トランジスタＰＴ２のソースが電源電圧に接続され、Ｎチャネル型トランジスタＮＴ２のソースが基準電位に接続され、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとが接続される。

また、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ２のゲートとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のゲートとが、検出対象の交流信号を伝送する伝送路に一方の電極が接続された容量Ｃ２１の他方の電極に接続される。すなわち、インバータＩＮＶ２の入力ノードは、ＡＣカップリング用の容量Ｃ２１を介して、検出対象の交流信号を伝送する伝送路に交流的に接続されており、インバータＩＮＶ２の入力はＤＣカットされている。

容量Ｃ２２は、一方の電極がＰチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとの相互接続点に接続され、他方の電極が基準電位に接続される。抵抗Ｒ２１は、一端がＰチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとの相互接続点に接続され、他端が基準電位に接続される。抵抗Ｒ２２は、一端がＰチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとの相互接続点に接続され、他端が出力電圧ＶＯＵＴを出力するノードに接続される。すなわち、インバータＩＮＶ２の出力ノードは、容量Ｃ２２及び抵抗Ｒ２１のそれぞれを介して基準電位に接続されるとともに、抵抗Ｒ２２を介して出力電圧ＶＯＵＴの出力ノードに接続されている。

容量Ｃ３１は、検波回路の出力を安定化させるためのものであり、一方の電極が出力電圧ＶＯＵＴを出力するノードに接続され、他方の電極が基準電位に接続される。なお、抵抗Ｒ１２、Ｒ２２は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧の温度特性の度合いに合わせた、言い換えればインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧変化と同じ比率となるような抵抗値を有している。

図２（Ａ）に示した検波回路では、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が、整流素子としての機能を実現する。インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の入力は、それぞれが有するＰチャネル型トランジスタ及びＮチャネル型トランジスタのゲートに係る容量比等に応じた電圧でバイアスされる。例えば、図２（Ｂ）に一例を示すように、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の入力が電圧ＶＢでバイアスされている状態で交流信号が入力されると、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力はＶＯに示すようになり、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２により整流素子としての機能が実現される。

ここで、検波回路が有する２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれが有するＰチャネル型トランジスタ及びＮチャネル型トランジスタの飽和電流値の大小関係が異なる。インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の一方のインバータは、Ｐチャネル型トランジスタの飽和電流値がＮチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい。また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の他方のインバータは、Ｎチャネル型トランジスタの飽和電流値がＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい。

Ｐチャネル型トランジスタ及びＮチャネル型トランジスタの飽和電流値は、例えばトランジスタのゲート幅により調整すればよい。Ｐチャネル型トランジスタの飽和電流値をＮチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きくする場合、Ｐチャネル型トランジスタの飽和電流値とＮチャネル型トランジスタの飽和電流値とが同じであるときと比較して、少なくともＰチャネル型トランジスタのゲート幅を大きくするか、又はＮチャネル型トランジスタのゲート幅を小さくする。また、Ｎチャネル型トランジスタの飽和電流値をＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きくする場合、Ｐチャネル型トランジスタの飽和電流値とＮチャネル型トランジスタの飽和電流値とが同じであるときと比較して、少なくともＰチャネル型トランジスタのゲート幅を小さくするか、又はＮチャネル型トランジスタのゲート幅を大きくする。なお、トランジスタのゲート幅に限らず、トランジスタのゲート長によりトランジスタの飽和電流値を調整するようにしてもよい。

本例では、インバータＩＮＶ１は、Ｐチャネル型トランジスタＰＴ１の飽和電流値がＮチャネル型トランジスタＮＴ１の飽和電流値よりも大きく、インバータＩＮＶ２は、Ｎチャネル型トランジスタＮＴ２の飽和電流値がＰチャネル型トランジスタＰＴ２の飽和電流値よりも大きいものとして説明する。このとき、インバータＩＮＶ１の出力電圧は、図３に示す３０１〜３０３のような特性を示し、インバータＩＮＶ２の出力電圧は、図３に示す３１１〜３１３のような特性を示す。図３において、３０１及び３１１が温度Ｔ１での出力電圧を示し、３０２及び３１２が温度Ｔ２（Ｔ１＜Ｔ２）での出力電圧を示し、３０３及び３１３が温度Ｔ３（Ｔ２＜Ｔ３）での出力電圧を示している。なお、横軸はインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に入力される交流信号の電力であり、縦軸は出力電圧である。

図３に示されるように、インバータＩＮＶ１は、温度が高くなると出力電圧が高くなり、インバータＩＮＶ２は、温度が高くなると出力電圧が低くなる。すなわち、温度変化に対するインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧の温度特性は逆の特性を示す。また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力ノードの一方には容量を設け、他方には容量を設けないことで、交流信号の電力変化に対するインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧の変化率を異ならせる。これにより、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力ノードを、それぞれの出力電圧の温度特性の度合いに合わせた抵抗値を有する抵抗Ｒ１２、Ｒ２２を介して接続することで抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の間の電位は温度特性を持たなくなり、検波回路の出力電圧ＶＯＵＴとして出力される抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の間の電位は図３に示す３２１のような特性を示す。つまり、検波回路の出力電圧ＶＯＵＴは、温度変化に対する電圧変化が抑制され、入力される交流信号の電力に応じた電圧変化を示す。

抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の算出方法について、図４を参照して説明する。図４において、Ｖ１はインバータＩＮＶ１の出力ノードＶ１の電圧（出力電圧）を示し、Ｖ２はインバータＩＮＶ２の出力ノードＶ２の電圧（出力電圧）を示し、ＶＯＵＴは検波回路の出力電圧を示している。横軸は温度であり、縦軸は出力電圧である。

抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の抵抗値は、例えば、入力される交流信号の電力が小さい値であるときの出力電圧を用いて算出する。入力される交流信号の電力が所定の値であるとき、所定量の温度変化に対する、インバータＩＮＶ１の出力電圧Ｖ１の変化量がｄＶ１であり、インバータＩＮＶ２の出力電圧Ｖ２の変化量がｄＶ２であったとする。インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧の変化と同じ比率となるように抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の抵抗値を設定することで検波回路の出力電圧ＶＯＵＴは温度によらず一定となる。したがって、ｄＶ２：ｄＶ１＝（抵抗Ｒ２２の抵抗値）：（抵抗Ｒ１２の抵抗値）の関係を満たすような抵抗値を算出し抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の抵抗値とする。

以上のように、Ｐチャネル型トランジスタの飽和電流値とＮチャネル型トランジスタの飽和電流値との大小関係が異なる２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を整流素子として用い、一方のインバータの出力ノードには基準電位に接続された容量及び抵抗を接続し、他方のインバータの出力ノードには容量は接続せずに基準電位に接続された抵抗を接続する。そして、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力ノードを２つの抵抗を介して接続し、２つの抵抗間の電位を検波回路の出力電圧ＶＯＵＴとして出力する。これにより、温度変化による検波回路の出力電圧ＶＯＵＴの変化を抑制することができる。したがって、温度補償された検波回路を実現し、入力される交流信号の電力を精度良く検出することが可能となる。また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力ノードを接続する２つの抵抗の抵抗値を、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧の変化と同じ比率となるように設定することで、温度変化による検波回路の出力電圧ＶＯＵＴの変化をさらに抑制することができ、より温度補償された検波回路を実現することが可能となる。

例えば、本実施形態における検波回路の出力電圧は、図５に示すような温度依存特性を示す。図５は、本実施形態における検波回路の出力電圧の温度依存特性を示す図であり、横軸が入力される交流信号の電力Ｐｉｎであり、縦軸が出力電圧ＶＯＵＴである。図５には、温度Ｔ１１での特性５１１、温度Ｔ１２での特性５１２、温度Ｔ１３での特性５１３、温度Ｔ１４での特性５１４、及び温度Ｔ１５での特性５１５を示している。温度Ｔ１１〜Ｔ１５は、Ｔ１１（低温）＜Ｔ１２＜Ｔ１３＜Ｔ１４＜Ｔ１５（高温）である。図５から明らかなように、温度が変化したとしても、本実施形態における検波回路の出力電圧はほとんど変化しない。例えば、入力される交流信号の電力が所定の値であるときの温度変化に対する検波回路の出力電圧の変化量は、図６に一例を示すように従来と比較して１／２０以下となる。図６は、温度に対する検波回路の出力電圧の変化量を示す図である。従来のダイオードを用いた検波回路では破線６０２で示すように０．２Ｖを越える変化を示すのに対して、本実施形態における検波回路では実線６０１で示すように変化量は０．０１Ｖ以下である。

なお、前述した図２（Ａ）に示す検波回路では、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の入力、すなわちＰチャネル型トランジスタ及びＮチャネル型トランジスタのゲートは、それぞれが有するＰチャネル型トランジスタ及びＮチャネル型トランジスタのゲートに係る容量比等に応じた電圧でバイアスされるようにしている。しかし、これに限定されず、例えば図７に示すようにバイアス電圧を生成するバイアス回路を設けて、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の入力を所定の電圧にバイアスするようにしてもよい。

図７は、本実施形態における検波回路の他の構成例を示す図である。図７において、図２（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図７に示す検波回路では、インバータＩＮＶ１が有するＰチャネル型トランジスタＰＴ１及びＮチャネル型トランジスタＮＴ１のゲートがインダクタ７０１を介してゲート電圧ＧＡＴＥ１に接続される。すなわち、インバータＩＮＶ１の入力は、ゲート電圧ＧＡＴＥ１に基づく電圧でバイアスされる。

また、インバータＩＮＶ２が有するＰチャネル型トランジスタＰＴ２及びＮチャネル型トランジスタＮＴ２のゲートがインダクタ７０２を介してゲート電圧ＧＡＴＥ２に接続される。すなわち、インバータＩＮＶ２の入力は、ゲート電圧ＧＡＴＥ２に基づく電圧でバイアスされる。このようにバイアス電圧を生成するバイアス回路を設けて、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の入力をバイアスするようにしても、同様の効果を得ることができる。

また、前述した図２（Ａ）に示す検波回路では、インバータＩＮＶ２の出力ノードであるＰチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとの相互接続点に接続される容量を基準電位に対して接続するようにしているが、図８に示すように電源電圧に対して接続しても、同様の効果を得ることができる。

図８は、本実施形態における検波回路の他の構成例を示す図である。図８において、図２（Ａ）に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図８に示す検波回路では、容量Ｃ２３は、一方の電極がＰチャネル型トランジスタＰＴ２のドレインとＮチャネル型トランジスタＮＴ２のドレインとの相互接続点に接続され、他方の電極が電源電圧に接続される。

なお、本実施形態における検波回路を有する無線通信装置の一例として、四位相偏移変調方式の無線通信装置を示したが、搬送波方式による他の変調方式の無線通信装置にも、本実施形態における検波回路を適用可能である。また、搬送波方式による無線通信装置に限らず、インパルス方式による無線通信装置にも、本実施形態における検波回路を適用可能である。

図９（Ａ）及び図９（Ｂ）は、本実施形態における検波回路を有するインパルス方式による無線通信装置の構成例を示す図である。図９（Ａ）に無線通信装置の送信部の構成を示し、図９（Ｂ）に無線通信装置の受信部の構成を示す。なお、以下に説明するインパルス方式による無線通信装置は、１シンボル周期内におけるパルスの配置位置（位相）を送信データに応じて変えることで、１シンボルに複数のビットの情報をのせて通信を行う。

図９（Ａ）に示す無線通信装置の送信部（送信機）は、パルス位置変調回路２０１、ディレイロックドループ回路（ＤＬＬ：Delay Locked Loop）２０２、２０３、パルス発生器２０４、バンドパスフィルタ２０５、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）２０６、及びアンテナ２０７を有する。

パルス位置変調回路２０１は、送信データＳＤＴ及びクロックＣＬＫが入力され、送信データＳＤＴに応じて１シンボル周期内におけるパルスの配置位置を制御する。例えば、７１−７６ＧＨｚや８１−８６ＧＨｚのＥバンドと呼ばれる周波数帯（ミリ波帯）を使用して無線通信を行う場合、パルス位置変調回路２０１は、送信データＳＤＴに応じて時間的に＋６ｐｓ（π）、＋３ｐｓ（π／２）、０ｐｓ、−３ｐｓ（−π／２）の何れかにパルスの配置位置（位相）をずらす。パルス位置変調回路２０１は、ディレイロックドループ回路２０２、２０３から出力される信号を用いて、パルスの配置位置（位相）の制御を行う。

パルス発生器２０４は、パルス位置変調回路２０１の出力に応じたタイミングで、幅の狭い短パルス（インパルス）を発生する。バンドバスフィルタ２０５は、パルス発生器２０４により発生された短パルスに無線通信に使用する周波数帯に応じた帯域制限を施して、高周波成分を抽出する。電力増幅器２０６は、バンドパスフィルタ２０５から出力される信号の送信電力を増幅し、アンテナ１０８に入力する。アンテナ１０８は、電力増幅器１０７により入力される信号を送信する。

図９（Ａ）に示す無線通信装置の送信部においては、例えば、電力増幅器２０６とアンテナ２０７との間に検波回路２０８が接続され、検波回路２０８は、電力増幅器２０６から出力されてアンテナ２０７に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路２０６は、電力増幅器２０６によって送信電力が増幅された交流信号の電力を検出する。

図９（Ｂ）に示す無線通信装置の受信部（受信機）は、アンテナ２１１、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）２１２、乗算器（ミキサ）２１３、２１４、クロックデータリカバリ回路２１５、パルス発生器２１６、バンドパスフィルタ２１７、９０度ハイブリッド回路２１８、リミッタ増幅器２１９、２２０、アナログ−デジタル変換器２２１、及びベースバンド処理回路２２２を有する。

低雑音増幅器２１２は、アンテナ２１１で受信したＲＦ信号を所望のレベルまで増幅して出力する。乗算器２１３、２１４は、低雑音増幅器２１２から出力されるＲＦ信号に、パルス発生器２１６及びバンドパスフィルタ２１７により生成されるパルス信号をミキシングして検波を行う。これにより、乗算器２１３、２１４は、受信したＲＦ信号からＩＦ信号を生成する。乗算器２１３、２１４は復調回路の一例である。

クロックデータリカバリ回路２１５は、受信したＲＦ信号を基にパルス発生器２１６における短パルスの発生タイミング（位相）を制御する。パルス発生器２１６は、送信部のパルス発生器２０４と同様の周期で短パルスを発生する。バンドバスフィルタ２１７は、送信部のバンドパスフィルタ２０５と同様の通過特性を有し、パルス発生器２１６により発生された短パルスから高周波成分を抽出する。バンドパスフィルタ２１７から出力される信号は、９０度ハイブリッド回路２１８を介して乗算器２１３、２１４へ供給されており、乗算器２１３に供給されるパルス信号と乗算器２１４に供給されるパルス信号とは位相が９０度ずれている。

リミッタ増幅器２１９は、乗算器２１３から出力されるＩＦ信号を増幅して出力する。また、リミッタ増幅器２２０は、乗算器２１４から出力されるＩＦ信号を増幅して出力する。アナログ−デジタル変換器２２１は、リミッタ増幅器２１９、２２０から出力されるアナログのＩＦ信号をアナログ−デジタル変換してデジタルデータに変換する。ベースバンド処理回路２２２は、アナログ−デジタル変換器２２１での変換によって得られたデジタルデータに基づいて受信データＲＤＴを生成し出力する。

図９（Ｂ）に示す無線通信装置の受信部においては、例えば、低雑音増幅器２１２と乗算器２１３、２１４との間に検波回路２２３が接続され、検波回路２２３は、低雑音増幅器２１２から出力されて乗算器２１３、２１４に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路２２３は、低雑音増幅器２１２によって増幅されたＲＦ信号の電力を検出する。

また、例えば、リミッタ増幅器２１９、２２０とアナログ−デジタル変換器２２１との間に検波回路２２４、２２５が接続され、検波回路２２４、２２５は、リミッタ増幅器２１９、２２０から出力されてアナログ−デジタル変換器２２１に入力される交流信号の電力を検出する。すなわち、検波回路２２４は、リミッタ増幅器２１９によって増幅されたＩＦ信号の電力を検出し、検波回路２２５は、リミッタ増幅器２２０によって増幅されたＩＦ信号の電力を検出する。

なお、前記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０１、１２１ ベースバンド処理回路
１０２、１０３、１１３、１１４ 乗算器
１０４、１１６ 局部発振器
１０５、１１７ ９０度ハイブリッド回路
１０６ 加算器
１０７、１１１ 電力増幅器
１０８ アンテナ
１０９、１２２〜１２４、２０８、２２３〜２２５ 検波回路
１１２ 低雑音増幅器
１１５ クロックデータリカバリ回路
１１８、１１９ リミッタ増幅器
１２０ アナログ−デジタル変換器
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ
Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１ 容量
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗

Claims (9)

1. 第１のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第１のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも小さい第１のＮチャネル型トランジスタとを有し、入力ノードが交流信号を伝送する伝送路に第１の容量を介して接続され、前記交流信号の電力に応じた第１の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第１の出力電圧が高くなる第１のインバータと、
   第２のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第２のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい第２のＮチャネル型トランジスタとを有し、入力ノードが前記伝送路に第２の容量を介して接続され、前記交流信号の電力に応じた第２の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第２の出力電圧が低くなる第２のインバータと、
   前記第１のインバータの出力ノード又は前記第２のインバータの出力ノードの何れか一方の出力ノードに、一方の電極が接続される第３の容量と、
   前記第１のインバータの出力ノードと検波回路の出力ノードとの間に接続される第１の抵抗と、
   前記第２のインバータの出力ノードと前記検波回路の出力ノードとの間に接続される第２の抵抗とを有することを特徴とする検波回路。
2. 前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗は、温度変化に対する前記第１のインバータの前記第１の出力電圧の変化量をｄＶ１とし前記第２のインバータの前記第２の出力電圧の変化量をｄＶ２とし、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１とし前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２としたとき、ｄＶ２：ｄＶ１＝Ｒ２：Ｒ１の関係を満たす抵抗値を有することを特徴とする請求項１記載の検波回路。
3. 前記第１のインバータの入力ノード及び前記第２のインバータの入力ノードは、それぞれ所定の電圧にバイアスされることを特徴とする請求項１又は２記載の検波回路。
4. 前記第１のインバータの入力ノード及び前記第２のインバータの入力ノードをそれぞれ所定の電圧にバイアスするバイアス回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の検波回路。
5. 送信する交流信号の電力を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器により入力される前記交流信号を送信するアンテナと、
   前記交流信号の電力を検出する検波回路とを有し、
   前記検波回路は、
   第１のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第１のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも小さい第１のＮチャネル型トランジスタとを有し、第１の容量を介して入力される前記交流信号の電力に応じた第１の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第１の出力電圧が高くなる第１のインバータと、
   第２のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第２のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい第２のＮチャネル型トランジスタとを有し、第２の容量を介して入力される前記交流信号の電力に応じた第２の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第２の出力電圧が低くなる第２のインバータと、
   前記第１のインバータの出力ノード又は前記第２のインバータの出力ノードの何れか一方の出力ノードに、一方の電極が接続される第３の容量と、
   前記第１のインバータの出力ノードと前記検波回路の出力ノードとの間に接続される第１の抵抗と、
   前記第２のインバータの出力ノードと前記検波回路の出力ノードとの間に接続される第２の抵抗とを有することを特徴とする無線通信装置。
6. 前記電力増幅器と前記アンテナとの間に前記検波回路が接続されることを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
7. アンテナと、
   前記アンテナで受信した交流信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器で増幅された前記交流信号を復調する復調回路と、
   復調された前記交流信号をデジタル信号に変換する変換器と、
   前記交流信号の電力を検出する検波回路とを有し、
   前記検波回路は、
   第１のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第１のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも小さい第１のＮチャネル型トランジスタとを有し、第１の容量を介して入力される前記交流信号の電力に応じた第１の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第１の出力電圧が高くなる第１のインバータと、
   第２のＰチャネル型トランジスタと飽和電流値が前記第２のＰチャネル型トランジスタの飽和電流値よりも大きい第２のＮチャネル型トランジスタとを有し、第２の容量を介して入力される前記交流信号の電力に応じた第２の出力電圧を出力し、温度が高くなると前記第２の出力電圧が低くなる第２のインバータと、
   前記第１のインバータの出力ノード又は前記第２のインバータの出力ノードの何れか一方の出力ノードに、一方の電極が接続される第３の容量と、
   前記第１のインバータの出力ノードと前記検波回路の出力ノードとの間に接続される第１の抵抗と、
   前記第２のインバータの出力ノードと前記検波回路の出力ノードとの間に接続される第２の抵抗とを有することを特徴とする無線通信装置。
8. 前記増幅器と前記復調回路との間に前記検波回路が接続されることを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記復調回路と前記変換器との間に前記検波回路が接続されることを特徴とする請求項７又は８記載の無線通信装置。

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