CN109923781B - 使用复制电路的失配检测 - Google Patents

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Abstract

提出了一种用于通过使用复制电路来检测主电路的操作特性的差异的装置。在一个示例性情况下，使用感测的两个电路的操作特性的差异来驱动调谐控制环路以使感测的差异最小化。在另一示例性情况下，使用主电路的若干复制电路，其中，每个复制电路与影响主电路的操作特性的一个或更多个操作变量隔离。每个复制电路可以用于感测不同的操作特性，或者，两个复制电路可以被组合成感测同一操作特性。

Description

使用复制电路的失配检测
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年11月2日提交的题为“Mismatch Detection using ReplicaCircuit”的美国专利申请第15/341,955号的优先权，其公开内容通过引用以其整体并入本文。
本申请可以与于2013年3月12日提交的题为“Scalable Periphery TunableMatching Power Amplifier”的美国专利申请第13/797,779号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2009年3月2日提交的题为“Method and Apparatusfor use in digitally tuning a capacitor in an integrated circuit device”的国际申请第PCT/US2009/001358号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2012年8月27日提交的题为“Methods and Apparatuses for Use in TuningReactance in a Circuit Device”的美国专利申请第13/595,893号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2013年9月30日提交的题为“Methods andDevices for Impedance Matching in Power Amplifier Circuits”的美国专利申请第14/042,312号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2007年7月24日公布的题为“Stacked Transistor Method and Apparatus”的美国专利第7,248,120号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2013年8月15日提交的题为“Tunable Impedance Matching Network”的美国专利申请第13/967,866号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2013年3月12日提交的题为“Variable Impedance Match and Variable Harmonic Terminations for DifferentModes and Frequency Bands”的美国专利申请第13/797,686号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2016年8月9日公布的题为“Amplifier DynamicBias Adjustment for Envelope Tracking”的美国专利第9413298号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。本申请还可以与于2014年4月1日提交的题为“Hot CarrierInjection Compensation”的美国专利申请第14/242,373号相关，其公开内容通过引用以其整体并入本文。
背景
1.领域
本教示涉及RF电路中的性能失配检测，包括使用这样的失配检测的性能补偿。更具体地，本教示涉及使用复制电路的性能失配检测，其中，有意地使影响性能的复制电路的一个或更多个操作变量与主电路的操作变量不同。
2.相关技术的描述
RF电路的性能可以基于RF电路的操作特性集合。这样的操作特性可以包括信号调制特性、信号线性特性、信号失真特性、信号幅度特性、信号相位特性、瞬态响应特性、温度特性以及用作RF电路的性能度量的其他特性。在RF电路的操作期间，这样的操作特性可能受到RF电路经受的操作变量的影响。反过来，操作变量可能使RF电路的性能偏离标称性能。这样的操作变量可以包括RF电路的负载、RF电路的局部温度、RF电路的晶体管器件的HCI效应和浮体效应、与从RF电路的空闲/非活动操作模式到正常/活动操作模式的转换相关联的瞬态效应、RF电路的不同操作模式、RF电路的不同操作频率等。
在一些情况下，可能不希望在RF电路的正常操作期间直接测量RF电路的性能，因为为了测量而耦合至RF电路可能不利地影响RF电路的性能。可以考虑在RF电路的测试模式期间测量性能，其中缺点是不能实时补偿(在正常操作期间)。在其他情况下，每个操作特性的性能可能不能直接测量，而是通过从RF电路感测的信号来得出。这样的信号可能受到操作变量的影响，使得这样的信号可能不能代表RF电路的真实性能。
耦合至RF电路的输出节点的变化负载会影响电路的VSWR。这样的变化负载可能由变化天线或受各种操作变量影响的耦合至输出节点的元件引起。VSWR(电压驻波比)是通常用于指示电路中的两个不同的级(例如功率放大器与发射天线)之间的阻抗失配的程度的度量。1：1的VSWR指示完美阻抗匹配(例如，没有反射波)，而VSWR的较高测量指示较高程度的阻抗失配(例如，10：1的VSWR指示阻抗失配高于5：1的VSWR)。在现有技术实施方式中，可以使用双向耦合器和全功率检测器以测量可以从其得出VSWR测量的正向波和反射波两者来执行VSWR的测量。
例如，由于天线阻抗会受到发射天线的周围环境的影响，因此会发生电路的两个级例如功率放大器与发射天线之间的阻抗失配。作为示例而非限制，在组装时，天线可以具有特定的周围环境，导致天线阻抗的第一值。功率放大器可以与天线阻抗的第一值匹配。如果天线周围的环境改变，则天线阻抗可能由于环境改变而改变为第二值。作为一个示例，将发射天线放置在金属台上可以改变天线阻抗，引起功率放大器与发射天线之间的阻抗失配。作为另一示例，靠近发射天线的金属物体会影响天线阻抗。
发明内容
根据本公开内容的第一方面，提出了一种电路装置，该电路装置包括：感测电路；第一射频(RF)路径，其通过第一RF路径的一个或更多个感测点耦合至感测电路，第一RF路径包括第一放大电路；以及至少一个第二RF路径，其通过第二RF路径的与第一RF路径的一个或更多个感测点对应的一个或更多个感测点耦合至感测电路，第二RF路径包括第二放大电路，第二放大电路是第一放大电路的缩小尺寸复制，其中，感测电路适于感测在第一RF路径的一个或更多个感测点处感测的第一RF路径的一个或更多个操作特性与在第二RF路径的对应的一个或更多个感测点处感测的第二RF路径的一个或更多个参考操作特性之间的差异。
根据本公开内容的第二方面，提出了一种电路装置，该电路装置包括：感测电路；第一射频(RF)路径，其通过第一RF路径的一个或更多个感测点耦合至感测电路，第一RF路径包括包含一个或更多个晶体管的第一有源电路；以及至少一个第二RF路径，其通过第二RF路径的与第一RF路径的一个或更多个感测点对应的一个或更多个感测点耦合至感测电路，第二RF路径包括包含一个或更多个晶体管的第二有源电路，第二有源电路是第一有源电路的缩小尺寸复制，其中，感测电路适于感测在第一RF路径的一个或更多个感测点处感测的第一RF路径的一个或更多个操作特性与在第二RF路径的对应的一个或更多个感测点处感测的第二RF路径的一个或更多个参考操作特性之间的差异。
根据本公开内容的第三方面，提出了一种用于将以上电路装置用于第一RF路径的增益稳定的方法，该方法包括：单片式地集成装置；基于集成，将第二放大电路放置得离开第一放大电路；基于放置，将第二放大电路与第一放大电路热隔离；以及基于热隔离，根据感测的第一放大电路和第二放大电路的增益差异来控制第一放大电路的增益。
根据本公开内容的第四方面，提出了一种用于将以上电路装置用于补偿第一RF路径的瞬态效应和/或浮体效应的方法，该方法包括：单片式地集成装置；在激活第一放大电路之前激活第二放大电路；基于激活，从第二放大电路消除瞬态效应和/或浮体效应；基于消除，提供第二RF路径的稳定操作；激活第一放大电路；感测第一RF路径和第二RF路径的一个或更多个操作特性之间的差异；以及基于感测，控制第一RF路径以影响第一RF路径的一个或更多个操作特性，其中，感测的差异包括以下中的一个或更多个：a)偏置电压；b)输出电压；以及c)增益。
根据本公开内容的第五方面，提出了一种用于将以上电路装置用于补偿第一RF路径上的热载流子注入(HCI)效应的方法，该方法包括：设计第二放大电路以得到减小的应力；基于设计，单片式地集成装置；基于设计，减小第二放大电路上的HCI效应；以及基于减小，根据感测的第一放大电路和第二放大电路的偏置电压差异来控制对第一放大电路的偏置。
根据本公开内容的第六方面，提出了一种用于将以上电路装置用于第一RF路径的根据多个不同操作频率的操作的方法，该方法包括：单片式地集成装置；使用宽带负载在第二RF路径的输出节点处终止第二RF路径；配置第一RF路径以在多个操作频率中的所选操作频率下操作；感测第一RF路径和第二RF路径的一个或更多个操作特性之间的差异；以及基于感测，控制第一RF路径以减小差异，其中，感测的差异包括以下中的一个或更多个：a)偏置电压；b)输出电压；c)增益；d)输出阻抗；以及e)输入阻抗。
根据本公开内容的第七方面，提出了一种用于将以上电路装置用于第一RF路径的功率控制的方法，该方法包括：单片式地集成装置；确定通过第二放大电路的传导路径的电流；以及基于确定，控制第一放大电路，从而控制第一RF路径的输出节点处的功率。
根据本公开内容的第八方面，提出了一种用于将以上电路装置用于第一RF路径的失真控制的方法，该方法包括：单片式地集成装置；在第一RF路径的感测点处感测第一RF路径的RF信号的包络信号；在第二RF路径的感测点处感测第二RF路径的RF信号的包络信号；基于感测，检测第一RF路径的感测点处的包络信号的压缩；以及基于检测，控制第一放大电路以消除压缩，从而控制第一RF路径的失真。
根据本公开内容的第九方面，提出了一种用于使用以上电路的方法，该方法包括：单片式地集成装置，其中，至少一个第二RF路径包括多个第二RF路径；感测多个第二RF路径中的两个不同第二RF路径的操作特性之间的差异；以及基于感测，控制第一RF路径以影响第一RF路径的一个或更多个操作特性。
附图说明
图1示出了使用双向耦合器来检测VSWR的现有技术射频(RF)电路装置。
图2示出了可以使用发射和/或接收RF路径内的调谐元件基于由双向耦合器检测的VSWR信号来调节路径的特性的RF电路装置。
图3A至图3B示出了包括主电路和复制电路的RF电路装置，复制电路是主电路的缩小尺寸复制并且能够跟踪主电路的特性。
图4示出了根据本公开内容的实施方式的使用复制电路作为参考电路来检测主电路的操作特性的失配的装置。
图5A示出了图4中表示的装置的主电路和复制电路的输出加载(loading)的一些细节。
图5B示出了与图5A中类似的电路表示，在该情况下针对耦合至主电路的RF路径内的多个操作点检测失配。
图6A示出了根据本公开内容的实施方式的使用经由图4中描绘的装置检测的失配来调节可调谐RF路径的装置。
图6B示出了在图6A的装置中使用的调谐元件的更多细节。
图6C示出了与图6B中描绘的装置类似的装置，其中，该装置被配置成以多种操作模式操作。
图6D示出了可以用于选择性地调谐可调谐RF路径的段的终止开关。
图6E示出了可以用于在RF路径的末端处选择性地提供理想匹配负载的终止开关。
图7示出了根据本公开内容的示例性实施方式的能够检测可以用于得出VSWR的阻抗失配的RF电路装置。
图8A示出了根据本公开内容的实施方式的RF系统的框图，其中，使用感测电路来检测主RF路径与参考RF路径之间的性能差异。主RF路径包括包含一个或更多个晶体管例如放大器的主电路，而参考RF路径包括主电路的缩小尺寸复制。
图8B示出了关于图8A中描绘的主RF路径、参考RF路径与感测电路之间的耦合的更多细节。
图8C示出了到主RF路径的允许主RF路径的配置控制的控制输入。可以将类似的控制输入提供给参考RF路径。
图8D示出了添加有允许主RF路径和/或参考RF路径的配置控制的控制电路的图8A的RF系统。
图8E示出了图8D的RF系统的替选实施方式，其中，控制电路是单独的集成电路的一部分。
图8F示出了图8D的RF系统的替选实施方式，其中，控制电路和感测电路是单独的集成电路的一部分。
图8G示出了图8A的RF系统的替选实施方式，其中，将参考RF路径的输出与主RF路径的输出组合。
图8H示出了关于主RF路径的感测点到主电路的示例性耦合的更多细节。
图9A、图9B以及图9C示出了根据本公开内容的RF系统的不同示例性IC布局，其中，主RF路径和参考RF路径的不同相对布置允许将RF路径热耦合或热隔离。
图9D示出了根据本公开内容的RF系统的示例性IC布局，其中，使用两个参考RF路径，一个参考RF路径热耦合至主RF路径，而另一参考RF路径与主RF路径热解耦。
图10示出了用作主RF路径中的主电路的脉冲放大器的以及用在参考RF路径中以改进主RF路径的瞬态响应的的脉冲放大器的复制的时序图。
图11A示出了根据本公开内容的使用参考RF路径来改进主RF路径的频率响应的实施方式。
图11B、图11C、图11D、图11E以及图11F示出了耦合至主RF路径和参考RF路径的RF元件的示例性频率响应曲线。
图12示出了图11A的实施方式的变型，其中，可以通过设置可变匹配条件的方式来增加参考RF路径的带宽，这又可以允许对控制主RF路径的频率响应的改进。
图13A、图13B以及图13C示出了用于相对于主电路缩放复制电路的各种方法。
图14示出了根据本公开内容的使用参考RF路径来改进由于主RF路径中的信号压缩而引起的失真的实施方式。
图15A和图15B示出了根据本公开内容的在参考路径的复制电路的传导路径中使用电流感测电阻器的实施方式。
图16示出了根据本公开内容的实施方式，其中，使用多个参考RF路径来改进主RF路径的不同操作特性，其中，多个参考RF路径可以各自与影响操作特性的一个或更多个操作变量隔离。
图17示出了主电路是分布式放大器的示例性情况。根据本公开内容的实施方式，可以使用这样的分布式放大器的缩小复制电路来跟踪主电路的性能。
在各附图中，相同的附图标记和名称指示相同的元件。
具体实施方式
遍及该说明书，为了说明本发明构思的使用和实现方式的目的，描述了实施方式和变型。该说明性描述应被理解为呈现本发明构思的示例，而不是限制本文所公开的构思的范围。
在本公开内容中使用的术语“放大器”旨在指代包括被配置为放大器的单个晶体管(例如，堆叠高度为一)或堆叠晶体管(例如，堆叠高度大于一)的放大器，并且可以与术语“功率放大器(PA)”和“RF放大器”互换使用。这样的术语可以指代被配置成对输入至器件的RF信号进行放大以产生与输入RF信号的幅度相比具有更大幅度的输出RF信号的器件。例如，在2007年7月24日公布的题为“Stacked Transistor Method and Apparatus”的美国专利申请第7,248,120号中描绘了堆叠晶体管放大器，该美国专利申请的全部公开内容通过引用并入本文。这样的放大器和功率放大器可以适用于本领域技术人员已知的任何级的放大器和功率放大器(例如，预驱动器、驱动器、最终的)。
如本公开内容中使用的，术语“模式”可以指代无线标准及其伴随的一个或多个调制与编码方案。因为不同的模式可能需要不同的调制方案，所以这些可能影响所需的信道带宽以及影响也被称为峰均功率比(PAPR)的峰均比(PAR)以及技术人员已知的其他参数。无线标准的示例包括全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、全球微波接入互操作性(WiMAX)、长期演进技术(LTE)以及本领域技术人员可识别的其他无线标准。调制和编码方案的示例包括二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、正交幅度调制(QAM)、8-QAM、64-QAM以及本领域技术人员可识别的其他调制和编码方案。
如本公开内容中使用的，术语“频带”可以指代频率范围。更具体地，如本文中使用的术语“频带”指代可以由无线标准例如、但不限于宽带码分多址(WCDMA)和长期演进技术(LTE)定义的频率范围。
如本公开内容中使用的，术语“信道”可以指代频率范围。更具体地，本文中使用的术语“信道”指代频带内的频率范围。因此，频带可以包括用于发送/接收同一无线标准的若干信道。
图1示出了可以作为RF器件的RF前端级的一部分的现有技术电路装置。在图1的电路装置中，输入端子(101)处的RF信号可以由放大器(例如，放大器模块)(150)进行放大并且通过可以包括双工器单元(132)的发送路径被发送至天线(198)。天线开关(190)可以将多个这样的发送路径(例如，包括元件150、132)连接(例如，接通/断开)至天线(198)。同时，天线(198)处的接收RF信号可以经由可以连接至收发器单元的输入端子(102)处的输入放大器的接收路径被路由至收发器单元的输入放大器，例如，低噪声放大器(LNA)。类似于发送的情况，可以将多个接收路径经由天线开关(190)连接至收发器单元的多个LNA。
在图1的电路装置中，天线(198)与天线开关(190)之间的双向耦合器(192)可以用于检测发送路径和/或接收路径中的失配并且因此可以允许根据检测到的失配来调谐电路的发送路径和/或接收路径。当在双向耦合器(192)的端子(193)和端子(194)处检测到发送波形和反射波形时，可以得到天线处的VSWR并且可以执行对天线的可调整元件或者在发送路径或放大器本身内的其他可调整元件的补偿动作以便调谐电路装置以减小VSWR。这在图2中描绘的示例性实施方式中示出，其中，可调谐匹配网络(230)可以耦合至天线(198)以调谐天线来减小VSWR。替选地或另外地，可以将类似的可调谐匹配(235)耦合至放大器(150)，其可以用于减小由放大器的输出处的阻抗失配贡献的VSWR。在使用图2的相同定向耦合器(192)的情况下，调谐电路(203)的输入处的接收信号的VSWR可以使用在双向耦合器(192)的端子(193)和端子(194)处的发送波形和反射波形来测量，并且经由对调谐电路(203)的调整来减小。
尽管图2的双向耦合器(192)可以提供关于在其被放置的点(例如，在天线与开关之间)处的匹配品质的一些信息并且有助于减少(例如，经由匹配调谐)在该点处的信号反射，但是其不能提供关于功率放大器模块(150)与可调谐匹配电路(235)的匹配品质的信息。因此，执行经由双向耦合器(192)在天线处的匹配调谐，而不管放大器模块(150)与可调谐匹配电路(235)之间的匹配的品质。该缺点可以通过将附加的双向耦合器放在功率放大器模块附近并且使用该双向耦合器来局部地检测由放大器输出导致的失配来解决。然而，由于这样的定向耦合器的尺寸以及其可以提供的附加的插入损耗，这样的配置可能是不实际的。此外，对于其中将发送路径和/或接收路径用于若干模式/信道(例如，RF信号以各种不同的中心频率操作)的情况，可能需要不止一个这样的双向耦合器来支持使用更宽的频率范围，并且因此可以预期由于使用更多耦合器导致的甚至更高的插入损耗。由此，根据本公开内容的各种教示提供了用于在不使用双向耦合器的情况下检测并减小发送路径中的一定点处的失配的方法和器件。可以贡献例如VSWR分量的这样的失配可以在发送路径内的任何点处进行测量，而不限于例如图1至图2中描绘的天线附近的点。在这种情况下，可以通过发送路径和/或接收路径内的操作参数值与期望值的偏差来限定失配，例如，期望值例如通过相应电路的给定点处的特性操作信号例如电压和/或电流来测量。
根据本公开内容的一个方面，图3A示出了可以用作RF发送路径中的RF放大模块的主电路(150)以及可以用于检测发送路径中的失配状况的复制电路(155)。用于使用主电路(150)和复制电路(155)进行失配检测(例如，并且不使用定向耦合器)的示例性电路装置在图4中示出，并且在本公开内容的随后部分中描述。图3A的主电路(150)(例如，功率放大器模块)可以包括一个或更多个放大器(例如，105、110)以及随后的最终放大器级(112)。在根据本公开内容的一些其他实施方式中，主电路(150)可以仅包括最终放大器级(112)而没有级联的预驱动器(105、110)，如图3B中描绘的。可以将主电路输入电压信号VImain馈送至主电路(150)中以例如从放大器(105)开始进行放大。可以经由馈送至各个构成晶体管的栅极的偏置电压来提供对最终放大器级(112)的偏置以进行放大器的期望操作，并且如例如在引用的美国专利第7,248,120号和美国申请第13/829,946号中所描述的——两者的全部内容通过引用并入本文。在图3A至图3B中描绘的示例性实施方式中，最终放大器级(112)可以包括多个堆叠放大器，但是根据依据本公开内容的其他实施方式的最终放大器级可以包括单个晶体管(例如，堆叠高度为一)。主电路(150)的输出节点(140)通过电感器(120)连接至电源电压(125)。可以在输出节点(140)处观察主电路(150)的放大RF输出，在典型装置中所述输出节点(140)如在本公开内容的各个附图中描绘地可以被连接至某种类型的负载和/或匹配电路。
尽管图3A至图3B的放大器级(112)被示出为包括多个堆叠FET晶体管(例如，MOSFET)，但是技术人员还将认识到，可以代替或与(112)的堆叠的N型或P型MOSFET结合来使用其他类型的晶体管(无论是堆叠的还是单个)，例如，双极结型晶体管(BJT)。此外，如前所述，由图3A至图3B中(112)描绘的大于一的堆叠高度仅仅是示例性的，因为根据本公开内容的教示同样适用于均包括单个晶体管的堆叠。然而，本领域技术人员将认识到由较高的堆叠高度提供的一些益处，例如功率处理能力大于单晶体管堆叠的功率处理能力，这是因为与将跨较高高度堆叠的多个晶体管的电压进行划分相比，跨单个晶体管存在的电压可能足够高而损坏该一个晶体管。关于大于一的高度的堆叠晶体管的更多信息可以例如在于2007年7月24日公布的题为“Stacked Transistor Method and Apparatus”的美国专利第7,248,120号中找到，该美国专利的全部内容通过引用并入本文。尽管在图3A至图3B中未示出，但是可以将栅极电容器添加至堆叠的共源共栅器件(例如，输入FET上方的FET)的栅极，以便分别允许共源共栅器件(例如，FET)的栅极电压(跨相应栅极电容器的电压)浮置，也就是说使栅极电压随堆叠的相应FET的漏极处的RF信号一起改变，因此，这允许控制(例如，平均分配)跨共源共栅器件的电压降以获得晶体管堆叠的更高效率的操作。参见例如其全部内容通过引用并入本文的引用的美国专利第7,248,120号以了解更多信息。当使用非体硅技术例如蓝宝石上绝缘硅(SOS)技术和绝缘体上硅(SOI)技术时可以例如实现较高的堆叠高度。通常，用在本公开内容的各个实施方式中的各个电路例如主电路(150)和复制电路(155)在被单片式地集成时可以使用CMOS、锗化硅(SiGe)、砷化镓(GaAs)、氮化镓(GaN)、双极晶体管或者本领域技术人员已知的任何其他可行的半导体技术和架构来构造。
根据本公开内容的若干实施方式的一个方面是使用输入电压和偏置电压与主电路(150)类似(例如，相同或经缩放)的复制电路(155)，复制电路与主电路(150)相比较小(例如，在操作功率、电流以及还有物理尺寸方面)，并且在其输出处基本上阻抗匹配，作为对主电路的操作状况的参考。换句话说，在其输出处基本上阻抗匹配的复制电路因此被配置成在其输出节点(175)处、一直地并且在所有操作状况下察看表示主电路(150)的输出处的期望匹配阻抗的阻抗。因为复制电路(155)基本上是阻抗匹配的，所以在操作期间复制电路(155)可以被理解为操作中的主电路(150)的理想版本。来自主电路(150)和复制电路(155)两者的相同输出特性例如功率、电压、电流等可以指示主电路(150)在理想(例如，期望)的阻抗匹配状况(例如，基本上阻抗匹配)下操作，并且因此没有经受阻抗失配。在主电路(150)的输出(140)与复制电路(155)的输出(175)之间观察到的输出特性(例如，操作特性)的差异可以指示与理想阻抗匹配状况的偏差，并且因此指示主电路(150)的输出(140)处的阻抗失配。电压信号、电流信号或功率信号可以是复制电路和主电路的示例性输出特性。本领域技术人员将理解的是，复制电路(155)的输入电压不需要与主电路(150)的输入电压完全相同，因为可以将从提供至主电路(150)的输入电压VImain得到的缩放电压作为VIreplica提供给复制电路(155)，并且仍将复制电路用作参考。类似地，只要建立了指示理想匹配的这些特性之间的已知关系，则来自两个电路的输出特性(例如，电压、电流、功率等)不需要完全相同以指示理想的匹配，例如，将缩放输入电压提供给复制电路的情况，以及/或者复制电路(155)的增益是主电路(150)的增益的缩放版本的情况。
根据本公开内容的一个示例性实施方式，复制电路(155)可以包括与主电路(150)的布置相同的部件布置(例如，具有缩小的尺寸)。因此并且进一步参照图3A，类似于主电路(150)的布置，复制电路(155)可以包括一个或更多个放大器(160、165)以及随后的最终放大器级(167)。在该实施方式中，最终放大器级(167)如图3A中描绘地可以包括多个堆叠放大器，但是如前所述包括具有堆叠高度为一的单个放大器或更多个放大器的的替选布置也是可行的，如图3B中描绘的。可以将复制电路输入电压信号VIreplica馈送至例如以放大器(160)开始的复制电路(155)，复制电路输入电压信号VIreplica可以与主电路输入电压信号VImain相同或者按其被缩放。根据本公开内容的一些实施方式，如图3B中描绘地可以将两个输入连结在一起以接收相同的输入信号。复制电路(155)的输出节点(175)可以通过电感器(173)连接至复制电路(155)的电源电压(170)。复制电路(155)的电源电压(170)可以提供等于由主电路(150)的电源电压(125)提供的电压的电压(例如，可以是同一电源)。如前所述，最终级(167)的偏置也可以与提供给主电路的最终级(112)的偏置相同或是其缩放版本。
根据本公开内容的实施方式，复制电路(155)内的器件小于主电路(150)内的器件。作为示例而非限制，复制电路(155)内的器件可以是主电路(150)内的器件的尺寸的约1/100，以便与主电路(150)相比汲取更少的电流并且使用更少的功率(例如，约1/100或更少的电流和功率使用)以及使得当被单片式地集成时可以占据更小的电路管芯面积。美国专利申请第(PER-097)号进一步描述了尺寸比主电路的更小的复制电路，其中该美国专利申请的全部内容通过引用并入本文。根据本公开内容的其他实施方式，复制电路的尺寸甚至可以是主电路的尺寸的1/100乃至1/1000或更小，以获得甚至更低的功率消耗以及更紧凑的单片式集成。根据本公开内容的另一实施方式，通过将主电路(150)和复制电路(155)单片式地集成在同一管芯上，两个电路可以在温度上匹配，以及通过使用同一技术(例如，相同的器件参数)来制造两个电路，两个电路相对于温度以类似的方式漂移。因此，主电路(150)的操作漂移可以引起复制电路(155)的类似操作漂移，换句话说，两个电路可以彼此跟踪。通过进一步将和复制电路相关联的负载例如图5A的负载(Z1、Z3)和/或图7中描绘的负载(777)(两个附图稍后进行描述)与复制电路(和主电路)单片式地集成，可以保持复制电路(155)与负载(777)之间的阻抗匹配，而不管温度漂移如何。因此，当主电路、复制电路和负载被单片式地集成并且使用同一制造技术制造时，可以将复制电路(155)和负载(777)的组合用作用于主电路(150)与输出负载(735)的匹配的参考设置。
图4示出了将复制电路(155)用作主电路(150)的参考电路以检测耦合至主电路(150)的输出节点(140)的RF路径(450)中的失配状况的本教示的方面。耦合在RF路径(450)的感测点处并且耦合至复制电路(155)的感测电路(460)可以将主电路(150)的实际操作特性(例如，电压、电流、功率等)与复制电路(155)的期望(例如，参考)操作特性相比较。感测电路可以在RF路径的由(例如，在给定操作频率处的)预期阻抗限定的点处耦合，其中所述预期阻抗是主电路的输出与RF路径的该点之间的阻抗。感测电路还可以向复制电路(155)提供加载以匹配由RF路径(450)提供给主电路(150)的预期加载，并且因此感测复制电路在等效于RF路径处的感测点的点处的操作特性。通过将主电路在实际负载下(在感测点处的)操作特性与复制电路在(例如，通过感测电路)提供的参考负载——该参考负载是例如表示期望实际负载的固定负载——下的操作特性相比较，可以检测在RF路径的感测点处的失配条件。失配可以表示例如，在RF路径的感测点处的VSWR状况。操作特性可以是电压、电流、功率或者限定放大级在负载下的操作和VSWR状况的任何其他特性，例如可以根据操作特性的相关联失配来得到。
如图4中描绘的，感测电路可以在将主电路和复制电路的操作特性进行比较之后在其输出(470)处提供控制信号以指示失配程度，该失配程度如例如通过两个检测到的操作特性之间的值的差来衡量。例如，如果操作特性是电流，则在感测电路(460)的节点(470)处的输出信号可以是例如表示由主电路(150)输出且在RF路径(450)的感测点处检测到的电流与由复制电路(155)输出且在复制电路的输出负载内的等效点(如图5A中描述)处检测到的电流之间的差的电压。根据本公开内容的一些实施方式，可以将失配程度用于检测组合的主电路、RF路径和相关联的负载的操作中的故障。例如，在失配程度超过由图4中描绘的电路装置的各种生产和品质控制测试确定的合理阈值的情况下，那么将这样的失配程度与组合的主电路、RF路径和相关联的负载的操作中的故障相关联是合理的。本领域技术人员容易理解的是，凭借复制电路的缩小的尺寸、较低的功率消耗和可能的紧密集成，与组合的主电路、RF路径和相关联的负载(例如，天线)相比，复制电路和相关联的负载会不太容易受到引起操作故障的损坏。可以在本公开内容的后面段落中找到关于使用复制电路进行故障检测的更多细节。
图5A表示图4的电路装置，其中，RF路径(450)和感测电路(460)由示例性等效阻抗来表示。例如，RF路径(450)可以包括两个元件以及随后的天线(198)，所述两个元件通过由其等效的有效操作阻抗Z1eff和Z2eff来表示。在另一方面，感测电路可以被设计成包括表示RF路径(450)在期望(例如，匹配)的操作状况下的等效阻抗的两个阻抗Z1和Z3。例如，Z1可以具有表示针对Z1eff的期望匹配值的值，并且Z3可以具有表示与天线阻抗的期望匹配值串联的Z2eff的期望匹配值的值。因此，在所有操作状况下由复制电路(155)观察到的负载均可以是主电路(150)的期望操作性能的匹配负载。应注意的是，这样的(等效)阻抗根据RF路径(450)的设计可以是电抗性的和/或电阻性的。另外，图5A示出了RF路径(450)的感测点(555)，所述感测点(555)被用于通过感测电路(460)来检测主电路在负载(例如，由RF路径和天线提供的负载)下的操作特性。操作点(555)处的信号例如电压被路由至感测电路(460)的比较电路块(565)，该比较电路块(565)将操作点(555)处的信号与提供给复制电路的负载中的等效于操作点(555)的点处的参考信号相比较。
尽管根据本公开内容并且如图5A中描绘的示例性实施方式示出了感测RF路径(450)内的一个点并且与经由复制电路和所提供的表示经由RF路径(450)提供给主电路(150)的期望匹配负载的负载获得的参考点相比较，但是本领域技术人员将认识到，可以如何将该同一构思扩展至RF路径(450)中的多个不同的感测点，每个感测点具有在复制电路的输出路径中的并且如由相应负载的设计提供和在图5B中描绘的等效点。
根据本公开内容的另一实施方式，图5B示出了示例性实现方式，其中，通过感测电路(460)来感测耦合至主电路(150)的RF路径(450)中的多个操作点(555a、555b、…、555m)，并且经由比较电路(565)与经由耦合至参考复制电路(155)的阻抗网络(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)获得的参考操作点集合相比较。如先前部分中所述的并且参照图5A，阻抗网络(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)被设计成向复制电路(155)提供与经由RF路径(450)提供给主电路(150)的匹配加载等效的加载配置，其中所述匹配加载向主电路(150)提供期望操作特性。根据由图5B描绘的本公开内容的实施方式，比较电路(565)感测RF路径中的实际操作点并且将RF路径中的实际操作点与阻抗网络中的参考操作点相比较并且输出表示这样的感测和比较的结果的信号。这样的信号可以在感测电路(460)的端子(470)处输出。
还参照图5B，因为多个操作点被感测并被比较，所以在端子(470)处的输出信号可以包括多个信号，每个对应于一个感测操作点的比较。替选地，并且如在本领域技术人员的能力范围内的，可以设计其他电路实现方式以便提供感测和比较的任务。在一个可能的示例性实现方式中，可以使用开关来选择一个操作点信号及相应的参考信号并且将其馈送至同一感测与比较电路。在又一可能的实现方式中，可以在可以选择相应的操作点的控制信号的控制下在端子(470)处输出单一失配信号。这样的单一失配信号可以与根据请求控制信号执行的实时感测和比较相关联，或者可以与感测电路(460)在其中储存测量的失配的存储器中的位置相关联。
根据本公开内容的实施方式，通过在图4、图5A至图5B的RF路径(450)中提供可调谐元件，如图6A中描绘的，可以使用这样的可调谐元件以在对应于在端子(470)处提供的一个或更多个失配信号的一个或更多个信号的控制下调谐RF路径。如图6A中描绘的，将一个或更多个失配信号提供给控制电路(680)，所述控制电路(680)又可以缩放(例如，增益和/或偏移)和/或进一步调节(例如，A/D、D/A、V-I、I-V等)接收到的信号并且用于控制可调谐RF路径(650)的可调谐元件。对于给定的操作点，这样的控制可以：以单一步骤来执行，其中，使用来自(470)的一个或更多个信号来执行影响给定操作点的一个或更多个调谐元件的一次性调整；或以多个步骤来执行，其中，调整使用若干连续的这样的单一步骤，其中，每个单一步骤接下来是给定操作点的后续感测和比较，该后续感测和比较产生反映由于先前的调整步骤例如每反馈控制方案而引起的给定操作点的变化的更新的测量失配集合。
还参考主电路、可调谐RF路径和相关联的输出负载的组合的操作故障检测，根据本公开内容的一个实施方式，可以例如在工厂测试阶段期间调谐可调谐RF路径(650)以确定主电路(150)与输出负载(198)的理想匹配。基于这样的理想匹配，向复制电路(155)提供加载阻抗网络(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)并且可以储存(例如，存储器存储)RF路径的相关联调谐配置。这样的调谐配置可以包括对可调谐RF路径的各个可调谐元件的所有控制/调谐值以便使得能够恢复在工厂测试期间获得的理想匹配状况。在不同的阶段例如成品测试阶段——其中电路在成品(例如，手机)中是操作的——期间，可以恢复(例如，重回)储存的调谐配置并且可以检测RF路径中的操作点(例如，555a、555b、…、555m)与复制电路(155)的加载阻抗网络(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)中的相关联参考操作点之间的操作特性的失配。在这样的配置中，可以使得幅度(例如，绝对值)上大于某一工厂预设值的失配指示组合主电路(150)、可调谐RF路径(650)和输出负载(198)中的故障。根据另外的实施方式，可以随着时间推移检查这样的失配以查看电路中的任何部分是否劣化。
图6B是图6A的电路装置的示例性表示，其中，表示了可调谐RF路径(650)和感测电路(460)的一些内部细节。如在图6B的示例性电路表示中所表示的，可调谐RF路径(650)可以包括一个或更多个可调谐元件(Z1eff、Z2eff、…、Zneff)，其中每个可调谐元件可以经由在控制电路(680)的端子(690)处提供的控制信号来控制。在优选的实现方式中，控制电路可以经由单一步骤或者多个顺序步骤来调整可调谐RF路径(650)的可调谐元件(Z1eff、Z2eff、…、Zneff)，以便使可调谐RF路径(650)的感测操作点(555a、555b、…、555m)与如由加载网络(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)提供的复制电路的相应参考操作点之间的操作特性的差异(例如，差异信号)最小化，从而获得主电路相对于其负载(650、198)的期望匹配(例如，基本上匹配)操作模式。
尽管不是根据本公开内容的教示的中心，但是本领域技术人员将知道如何使用图6A至图6B的电路装置来设计各种调谐方法。在要调谐两个以上可调谐元件的情况下，可以选择按序列调谐每个可调谐元件，从距主电路(150)最近的例如Z1eff开始并且以最远的(Zneff)结束，或者从距主电路(150)最远的例如Zneff开始并且以最近的(Z1eff)结束。在其他实施方式中，可以将可调谐RF路径(650)分为各个级(例如，段)，每个级包括一个或更多个顺序(可调谐)元件，并且经由开关和虚负载(例如，终止开关)来隔离每个级，以便允许独立于下一级(或多个级)来调整每个级。根据本公开内容的一些实施方式，每个虚负载可以表示由前一级观察到的RF路径(450、650)的匹配(期望)负载。在图6D中描绘了根据本公开内容的这样的实施方式，其中，插入在可调谐RF路径(650)的两个可调谐元件(625、635)之间的终止开关(630)可以被用于基于在RF路径的操作点(555a)处的感测信号来调谐RF路径(650)的段(例如，级)。根据该实施方式，终止开关可以在操作点(555a)处提供RF路径的理想终端(632a)(例如，ZL，其可以是电阻性的或电抗性的负载)同时将RF路径的从可调谐元件(635)开始的段隔离。因此，经由基于操作点(555a)的差异信号检测到的失配可以表示要提供给可调谐元件(625)以调谐RF路径的调整。尽管为了附图的简洁，图6D示出了单个终止开关，但是技术人员容易理解的是这样的终止开关可以被置于RF路径(650)中的各个操作点例如点(555a、555b、…、555m)处，具有根据开关在RF路径(650)内的位置的终止负载值。尽管在图6D中未示出，但是在RF路径被配置成根据不同的操作模式(例如，操作模式，参见下一部分)来操作的情况下，可以使终止开关的(例如，值ZL的)终止负载(632a)是可配置的并且适于所选的操作模式。可以例如，在其全部公开内容通过引用并入本文的上述参考美国专利公布第2015/0326326-A1号中找到更多关于RF电路中的终止开关和有关实现方式的信息。
根据本公开内容的另一实施方式，可以使用终止开关(630)来检测组合主电路(150)、可调谐RF路径(650)和输出负载(198)的操作故障。这样的开关还可以精确地找到组合中发生操作故障的段，该段由RF路径内的终止开关的位置来定界。例如并且参照图6D，终止开关(630)可以通过在RF路径(650)的操作点(555a)处以负载ZL终止RF路径来提供理想的匹配状况，因此在可调谐RF路径被恢复至工厂预设调谐配置时，相对于操作点检测到的大于工厂预设值的失配可以指示在操作点(555a)之前的RF路径段中或者在主电路(150)中的故障。此外并且根据本公开内容的另外的实施方式，通过在可调谐RF路径中插入多个终止开关，如在本公开内容的前面部分中指示的，可以逐渐地执行故障检测以便允许隔离RF路径中的由两个连续的终止开关限定的段内的故障。在终止开关被置于天线(198)与RF路径(650)之间的情况下，也可以实现关于天线的故障检测(例如，图6E，稍后描述)。例如，当终止开关有效(例如，RF路径终止于负载ZL)时关于操作点(555p)的合理失配(例如，在工厂预设值内)以及当终止开关无效时大于工厂预设值的失配可以指示天线电路(198)中的故障。
根据本公开内容的一些实施方式，主电路(150)和相应RF路径(450、650)可以被配置成以多个操作模式操作，其中每个模式可以与经由组合(150)，(450、650)和天线(198)发送的RF信号的不同操作频率和/或调制方案相关联。在这样的配置中，使用RF路径(450、650)的各个调谐元件(Z1eff、Z2eff、…、Zneff)根据期望/选择的操作模式来调谐RF路径。类似于上面呈现的讨论，每个操作模式可以与由RF路径(450、650)的各个元件表示的期望匹配负载相关联，所述期望匹配负载可以是使用各个调谐元件和查找表或者储存用于每个特定模式的配置控制数据类似物的工厂预设。这些储存的配置数据可以用来驱动控制电路(680)或者类似物，作为用于相对于选择的操作模式来调谐RF路径(450)的默认值。在这样的配置中，如在本公开内容的先前部分中说明并且如在图6C中描绘的，可以经由组合复制电路(155)和感测电路(460)来获得RF路径(450、650)的进一步调谐以在操作期间获得更好的匹配。
如在图6C中描绘的，经由与感测电路(460)的耦合提供给复制电路(155)的各个加载元件(Z1、Z2、…、Z(n-1)、ZF)可被调整为取值等于(或表示)用于由组合(150、450、198)支持的各种操作模式的(Z1eff、Z2eff、…、Zneff)的工厂预设匹配值。因此，对于给定的选定操作模式，感测电路(460)被控制成针对选定操作模式选择可以用作复制电路(155)的参考匹配电路的相应加载网络配置。这允许根据在前面部分中呈现的各种实施方式来使用可调谐元件(Z1eff、Z2eff、…、Zneff)相对于RF路径(650)的默认配置(例如，由默认调谐值提供)进一步调整RF路径(650)的调谐。
图7示出了根据图6A至图6C中描绘的本公开内容的更一般实施方式的示例性实现方式。如本公开内容的前面部分中所述以及如本领域技术人员容易知道的，包括在图7的示例性功率放大器模块(150)中的各个元件不一定需要如所描绘的，因为用于功率放大器模块的许多配置是可能的，例如包括不同数目的放大器级(例如，105、110、112)例如一级(例如，根据图3B的112)或两级的配置，或者最终放大器级(112)包括单个RF晶体管而不是图7中描绘的两个或更多个堆叠晶体管的配置。例如，在美国专利第7,248,120号中描述了具有两个以及更多个堆叠RF晶体管的配置，该美国专利的全部公开内容通过引用并入本文。根据其他示例性实施方式，用在放大器模块(150)中的这样的放大器可以被配置用于效率提高操作，例如，如在其全部公开内容通过引用并入本文的美国专利申请第13/829,946号中描述的包络跟踪放大，或者其他效率提高方案例如平均功率跟踪、多尔蒂(Doherty)以及使用非线性部件的线性放大(LINC)。也可以将例如在其全部公开内容通过引用并入本文的引用的美国专利申请第13/797,779号中描述的可扩展外围放大器用在放大器模块(150)中。在放大器模块是包括可以选择性地接通/断开的多个并联段的可扩展外围放大器的情况下，复制电路也可以包括具有多个缩小尺寸并联段的缩小尺寸可扩展外围放大器。
在图7中描绘的根据本公开内容的示例性实施方式中，复制电路(155)可以是电阻加载的，但是也可以是电感加载的，以便产生与主电路(150)相同的偏置条件和电压。负载(777)表示复制电路(155)的电阻负载或电感负载。可以使用标准技术来设计复制电路(155)、电压检测器(780)和负载(777)，使得输出节点(175)的阻抗与对应于电压检测器(780)的第二检测信号输入端子和负载(777)的并联组合的阻抗匹配。替选地，电压检测器(780)可以被设计成以减小的方式影响至节点(175)的加载，因此可以在不考虑与电压检测器(780)的耦合的影响的情况下进行负载(777)的设计。根据本公开内容的一些实施方式，呈现给复制电路(155)的节点(175)的负载例如负载(777)可以与在理想匹配状况(例如，如例如在电路的生产测试期间得到)下呈现给主电路(150)的节点(140)的负载相同。因此，这样的负载可以是电感性的、电容性的或电阻性的。通过将复制电路(155)设计成具有与主电路(150)相同的偏置条件(例如，经由相同器件特性)和电压以及具有将输出节点(175)与电压检测器(780)的第二检测信号输入端子的阻抗匹配的阻抗，复制电路(155)可以用作用于比较目的的参考以确定在主电路(150)的输出节点(140)处是否存在阻抗失配。
可以使用本领域技术人员已知的技术来设计主电路(150)和复制电路(155)，使得当主电路输入电压信号VImain和复制电路输入电压信号VIreplica相同时，这样的相同的输入电压在输出节点(140)与负载(735)之间的完美阻抗匹配的状况下通过主电路(150)和复制电路(155)在输出节点(140、175)处产生相同的输出电压，其中，后者负载经由可调谐匹配网络(730)耦合至输出节点(140)。此外，根据同一实施方式，当主电路输入电压信号VImain和复制电路输入电压信号VIreplica基本上相同时，这样的相同的输入电压在输出节点(140)与负载(735)之间基本匹配阻抗(例如，基本上完美阻抗匹配)的状况下在输出节点(140、175)处产生基本上相同的输出电压，例如，以提供组合主电路(150)和相关联RF路径(650)的期望操作特性。可以由将输出节点(140)耦合至负载(735)的可调谐匹配网络(730)来执行输出节点(140)与负载(735)之间的阻抗匹配。如本文中使用的，术语“基本上相同的输出电压”可以指代相差不会影响电路操作的足够小的量的输出电压。如本文中使用的，术语“基本上完美阻抗匹配”或“基本上阻抗匹配”可以指代阻抗失配(如果有)足够小以致不会影响电路操作的情况。根据本公开内容的一些实施方式，术语“基本上完美阻抗匹配”或“基本上阻抗匹配”可以指代生成不大于1.5:1的VSWR的阻抗匹配。
继续参照图7，电压检测器(780)可以计算电压VOmain与VOreplica之间的差异，这样的差异在下文被称为“主复制差异”，以便确定例如相关联的VSWR。如果在输出节点(140、175)处测量的电压之间没有差异，则主电路(150)的输出节点(140)与负载(735)之间不存在阻抗失配，这指示1:1的VSWR。非零主复制差异可以指示输出节点(140)与负载(735)之间的阻抗失配并且因此指示大于1:1的VSWR。
如前所述，两个电路，主电路(150)和复制电路(155)，可以被设计成通过使用输入信号和电路器件的缩放版本来跟踪彼此。在两个电路使用缩放的情况下，在每个电路的输出处的输出电压也可以被缩放并且因此两个电路的相同理想匹配状况可能在节点(140)和节点(175)中的每一个处具有不同的输出电压。这样的差异不会影响理想状况的确定，只要缩放是已知的并且两个电路跟踪彼此即可。
根据本公开内容的一个实施方式，主复制差异驱动图7的控制电路(680)。在该实施方式中，控制电路(680)经由控制信号(695)以使主复制差异最小化的方式来调整可调谐匹配网络(730)的阻抗。控制信号(695)也可以被称为控制输出并且在使用缩放的情况下，描述两个电路(例如，150、155)之间的跟踪关系的相关联的缩放参数(例如，偏移和增益)可以内置在控制电路(680)中。作为示例而非限制，可以使用控制系统教示来执行设计，其中，包括控制电路(680)和输出匹配网络(730)的反馈环路接收主复制差异，并且将必要时包括偏移和增益的主复制差异处理为要通过反馈环路的适当调整来最小化的误差信号。特别地，反馈环路调整可调谐匹配网络(730)以使误差信号(主复制差异)最小化。
因为可调谐匹配网络(730)可以包括一个或更多个可调谐部件，所以控制电路(680)可以产生一个或更多个输出(695)，一个输出用于控制可调谐匹配网络(730)中的每个可调谐部件(例如，DTC(数字可调谐电容器)、DTL(数字可调谐电感器))。在图7中由跨控制电路输出信号线(695)的标记为“N”的斜线来指示控制信号(695)的潜在多重性，其中，N表示大于或等于一的整数。控制电路(680)可以数字地调整可调谐匹配网络，因为调谐控制不一定是线性函数。根据本公开内容的一些实施方式，可以使用可调谐匹配电路(730)的各个可调谐元件在控制电路(680)中实现用于使误差信号(例如，主复制差异)最小化的递归搜索算法。例如，这样的搜索算法可以考虑可调谐匹配电路(730)的一个可调谐元件的值的阶跃改变对误差信号的影响，同时考虑可调谐匹配电路的其他可调谐元件中的每个的值的阶跃改变。本领域技术人员将了解可以结合本公开内容的各种教示使用的各种最小化搜索算法。
例如，在于2013年8月15日提交的题为“Tunable Impedance Matching Network”的美国专利申请第13/967,866号中描述了可以用在本公开内容的各个实施方式中的可调谐匹配网络，其中该美国专利申请的全部内容通过引用并入本文。根据一个实施方式，可调谐匹配网络(730)以及/或者图5A至图5B和图6A至图6B的各个可调谐阻抗网络可以包括可以被调整以针对变化负载状况执行阻抗匹配的一个或更多个可调谐部件(例如，电阻器、电容器和电感器)。一个或更多个可调谐部件可以包括数字可调谐电容器(DTC)和/或数字可调谐电感器(DTL)。例如，在于2009年3月2日提交的题为“Method and Apparatus for usein digitally tuning a capacitor in an integrated circuit device”的国际申请第PCT/US2009/001358号中描述了数字可调谐电容器，其中该国际申请的全部公开内容通过引用并入本文。例如，在于2012年8月27日提交的题为“Methods and Apparatuses for Usein Tuning Reactance in a Circuit Device”的美国专利申请第13/595,893号中描述了数字可调谐电感器，其中该美国专利申请的全部公开内容通过引用并入本文。
根据图7中示出的实施方式，可调谐匹配网络(730)连接至负载(735)。作为示例而非限制，负载(735)可以是例如双工器、同向双工器、天线或者与天线有关的电路(例如，天线开关)，例如图1中描绘的。如前所述，在组装时天线可以具有特定的周围环境，导致天线阻抗的第一值。可以使主电路(150)与天线阻抗的第一值相匹配。如果天线周围的环境改变，则天线阻抗可能由于环境改变而改变为第二值。如果天线用作负载(735)并且天线阻抗改变，则负载(735)的阻抗改变，引起主电路(150)的输出节点(140)与负载(735)之间的阻抗失配。可以调整可调谐匹配网络(730)以执行阻抗匹配，从而减小负载(735)的阻抗与输出节点(140)的阻抗之间的失配。类似地，可以在最终级放大器(140)与可调谐匹配电路(730)的一定温度下执行这样的匹配，所述一定温度可能影响最终级放大器(140)的输出阻抗以及由最终级放大器看到的可调谐匹配电路的输入阻抗，并且因此两者之间的匹配可能根据操作温度而漂移。根据如图6E中描绘的本公开内容的另一实施方式，可以在RF路径(650)与天线(198)之间的点处提供如在本公开内容的前面部分中描述的终止开关(630)，以便进一步经由复制电路实现由于故障天线引起的故障检测。在这样的示例性配置中，由终止开关(630)呈现的终止负载(632b)可以具有与在相应系统(例如，手机)的设计阶段和/或测试阶段/组装阶段期间确定的天线(198)的理想值匹配的阻抗值(ZL)。通过针对在点(555p)处的终止负载是(ZL)的情况以及在点(555p)处的终止负载是天线(198)的情况来对比感测点(555p)与由复制电路(155)生成的感测电路(460)中的相应参考点之间的失配，可以检测归因于天线(198)的故障。如在本公开内容的前面有关部分中描述的，在将可调谐RF路径(650)设置成其调谐匹配的同时可以确定主电路与复制电路失配。图6E的附加终止开关(630)允许向RF路径(650)提供调谐(例如，理想)端部负载。
此外并且如前根据本公开内容的各种实施方式所述的，主电路(150)可以用于根据一个或更多个频带和信道来发送射频(RF)信号，因此可调谐匹配电路(730)可以根据相应的操作模式(例如，频带、信道)要求不同的匹配。对于每个这样的操作模式，可以在使用图7的电路装置的器件的生产步骤期间确定理想匹配。在这样的其中需要各种操作模式的情况下，负载(777)可以是可配置的(例如，可调谐)以反映如在生产步骤期间确定的理想阻抗以提供理想匹配。
上面的描述使用了补偿例如受耦合至主电路(150)的阻抗失配影响的VSWR的改变的示例性情况。在与主电路(150)相关联的主RF路径(例如，450、650)的感测点处以及在与复制电路(155)相关联的参考RF路径(例如，460内的阻抗网络)的参考感测点处的RF信号幅度的差异(例如，失配)被用于生成影响主RF路径的VSWR性能的控制信号。可以扩展与使用参考RF路径来提供参考感测点以用于与主RF路径的相应感测点进行比较相同的构思，以用于补偿主RF路径的其他操作特性。这样的操作特性可能受主RF路径经受的操作变量来影响，其中所述这样的操作特性可以包括例如信号调制特性、信号线性特性、信号失真特性、信号幅度特性、信号相位特性、瞬态响应特性、温度特性以及用作对主RF路径的性能的度量的其他特性。反过来，操作变量可以使主RF路径的性能偏离标称性能。这样的操作变量可以包括主RF路径的负载、在主RF路径处——具体地在主放大电路(150)处——的局部温度、主放大电路(150)的晶体管器件的热载流子注入(HCI)和浮体效应、与从主RF路径的空闲/非活动操作模式到正常/活动操作模式的转变相关联的瞬态效应、主RF路径的不同操作模式(例如，不同的空气标准)、主RF路径的不同操作频率等。类似于VSWR性能度量的情况，可能无法直接测量主RF路径的操作特性，而是根据在主RF路径的感测点处的感测信号以及在一些情况下对这样的感测信号与在参考RF路径的参考感测点处感测的信号的比较来得到。本领域技术人员将理解的是，感测信号可以包括电压信号、电流信号和功率信号中的任何一种。此外，并且如在下面的段落中描述的，可以使用感测信号的评估和/或比较来生成控制信号以控制主RF路径的可配置块(例如，150、图8B和图8G的850a、850b、850c)，例如，偏置控制、阻抗匹配控制、信号滤波控制、信号衰减控制等。最后，应注意的是，在本公开内容中，术语“失配”和“差异”可以互换地使用，原因是两者均可以涉及相对于参考RF路径的主RF路径的操作特性的感测变化。
图8A表示根据本公开内容的实施方式的框图，其中，主RF路径(850)的性能通过耦合至感测电路(860)的主RF路径(850)的一个或更多个感测点(555a、...、555n)来感测。这样的感测点(555a、...、555n)可以耦合在包括主放大电路(150)的主RF路径(850)的任何点处，并且这样的感测点可以用来确定主RF路径的一个或更多个操作特性的绝对值或相对值。以相同的方式，通过耦合至感测电路(860)的一个或更多个参考感测点(575a、...、575n)来感测参考RF路径(855)。根据本公开内容的实施方式，感测电路可以处理(例如，比较、减去、包括增益、包括偏移、其他)感测点(555a、…、555n)和(575a、...、575n)处的值，并且因此确定主RF路径(850)的操作特性与参考RF路径(855)的操作特性的差异。可以在感测电路(860)的端子(870)处输出操作特性的的这样的差异，以供后续电路块处理。来自端子(870)的交叉输出线表示在端子(870)输出的一个或更多个物理信号连接，每个物理信号连接表示与不同操作特性相关联的差异信号。本领域技术人员将知道，存在端子(870)处设置的物理/逻辑接口的许多可能的实现方式，一些实现方式可以包括单个物理连接。
进一步参照图8A，主RF路径(850)可以耦合至后续RF级(830)和天线(198)。RF级(830)也可以包括一个或更多个元件(830a、...、830m)。RF级(830)和/或天线(198)可以是影响主RF路径(850)的操作特性的操作变量的一部分，因为RF级和天线都影响在主RF路径(850)的输出处观察到的阻抗。相比之下，参考RF路径(855)可以终止于已知值和性能的阻抗(880)，因此这消除了变化阻抗对参考RF路径(855)的操作特性的影响。本领域技术人员将理解，通过可控制地将参考RF路径(855)的部分与影响主RF路径(850)的操作特性的一些操作变量隔离，参考RF路径(855)可以用作确定主RF路径(850)的操作特性的偏差的参考。图8A示出了根据本公开内容的示例性实施方式，其中，参考RF路径(855)与负载变化隔离，并且因此可以用作确定组合负载(830+198)与主RF路径的偏差的指示的参考。根据本公开内容的教示将参考RF路径与影响主RF路径的性能(操作特性)的无、任何或所有操作变量隔离。应当注意，主RF路径和参考RF路径的单片式集成允许匹配两个RF路径的性能和/或精确地控制影响参考RF路径的一个或更多个性能的操作变量。通过两个RF路径的单片式集成，可以利用两个RF路径的器件之间的匹配来以跨多个IC以及可能多个技术不能被支持的方式来跟踪和调整由于操作变量引起的性能的变化。此外，单片式集成意味着将对通过两个RF路径的RF信号进行匹配并且将很好地控制跨RF路径的部件的幅度/相位响应。将这样的RF信号保持在芯片上可以维持信号的完整性并且可以使降低信号的负荷、使信号的相位偏移以及引入串扰或信号隔离问题的寄生效应最小化。通过这样的集成以及跨IC的器件和无源元件匹配的优势，可以决定如何挑出参数或变量，使得复制电路提供该参数或变量的指示，或者主RF路径与参考RF路径之间的差异可以提供该参数或变量的相对差异的指示。同样，通过设计，可以控制主RF路径和参考RF路径的输入和/或输出处的相对信号，以隔离或突出特定的性能参数或变量。参考RF路径(855)通过其复制电路(155)提供主RF路径(例如主电路150)的稍微理想的代替物(proxy)。
图8B示出了包括到感测电路(860)的耦合的主RF路径(850)和参考RF路径(855)的更多细节。如在图8B中可以看到的，主RF路径(850)可以包括主放大电路(150)、耦合至主放大电路(150)的放大器偏置电路(850b)、耦合至主放大电路(150)的输入的预处理电路(850a)以及耦合至主放大电路(150)的输出的后处理电路(850c)。放大器偏置电路(850b)可以包括用于向放大电路的(堆叠的)晶体管提供偏置，以及对放大器(150)的输出晶体管的漏极进行偏置的电路。这样的偏置可以包括电压偏置和/或电流偏置。根据一些示例性实施方式，放大器偏置电路(850b)可以根据前述的各种效率提高方案来提供偏置，并且例如可以包括诸如DC/DC转换器或低压差(LDO)调节器的可控电源。关于一些偏置电路的更多信息可以在例如上面引用的美国专利第9413298号和美国专利第7,248,120号中找到，所述两个美国专利的全部公开内容通过引用并入本文。如在图8B中可以看到的，并且由本领域技术人员理解的，参考RF路径(855)包括与参照主RF路径(850)来描述的元件(150、850a、850b、850c)等效的元件(155、855a、855b、855c)。
进一步参照图8B，感测点(555a、...、555n)可以耦合至主RF路径(850)的任何点，并且参考感测点(575a、...、575n)可以耦合至参考RF路径(855)的任何点。应当注意，感测点还可以耦合至主放大电路(150)的内部电路(如稍后描述的图8G所示)和复制放大电路(155)的内部电路(例如，通过参考感测点575i)，但是在耦合至主放大电路(155)时可能需要特别小心。此外，如图8B所示，应当注意，感测电路(860)可以包括不同的感测子电路(860a、...、860k)以确定两个RF路径的不同操作特性的差异。例如，感测电路(860)可以包括用于检测信号调制特性的峰值幅度检测器(860a)和用于检测信号相位特性的相位检测器电路(860b)，其中，检测器电路(860a、860b)可以使用主RF路径和参考RF路径的公共的(如图8B所示)或各自的感测点。在该情况下，每个检测器可以耦合至主RF路径(850)的一个或更多个感测点，以及参考RF路径(855)的相应参考感测点。最后，本领域技术人员将理解，在一些情况下，如关于感测子电路(860k)所示，感测电路(860)可以仅感测来自参考RF路径(855)的、在主RF路径(850)中可能没有相应的感测点的参考感测信号(例如，575i)。稍后描述的图15B示出了包括电流传感器的复制放大电路，该电流传感器可以用于感测通过复制放大电路(155)的传导路径的电流。不期望主RF路径(850)中的等效感测点，因为它可能对主放大电路(150)的操作产生负面影响。
如图8C所示，主RF路径(850)可以是通过对RF路径的元件进行调谐的可调谐RF路径。可以经由一个或更多个输入控制信号(585)来调谐(例如，调整、控制、配置)主RF路径的任何一个或所有元件(150、850a、850b、850c)。任何一个或所有这样的控制信号可以基于由感测电路(860)提供的失配信号，因此这允许基于主RF路径(850)与参考RF路径(855)之间操作特性的差异调谐(例如，调整、控制、配置)主RF路径。这样的控制信号可以各自以连续或离散的方式来馈送，并且每个控制信号可以是模拟或数字信号。以类似的方式，参考RF路径(855)可以是经由被配置成经由一个或更多个控制信号(例如，如图8D所示的595)来调谐的元件(155、855a、855b、855c)的可调谐RF路径。应当注意，在根据本公开内容的一些实施方式中，参考RF路径(855)的控制可以不依赖于确定的主RF路径与参考RF路径之间的操作特性的差异，而是依赖于期望的RF路径的操作模式和/或操作频率。因此，对参考RF路径(855)的控制可以允许将参考RF路径与不同操作模式和/或不同操作频率的影响隔离。例如，在参考RF路径(855)的输出处耦合的图8A的终止负载(880)可以是可能需要基于RF路径的操作频率来调整的宽带负载。应当注意，终止负载(880)可以基本上吸收由参考RF路径(855)输出的总RF功率。如在图8A中可以看到的，参考RF路径(855)的输出与主RF路径(850)的输出隔离，并且因此参考RF路径(855)的输出也与RF级(830)和天线(198)隔离。稍后描述的图8G示出了根据本公开内容的另一实施方式，其中，组合了两个RF路径的输出。
如图8D所示，到主RF路径(850)的输入控制信号(585)可以由控制电路(890)提供。控制电路(890)还可以向参考RF路径(855)提供输入控制信号(595)。如上所述，一些或所有控制信号(585)可以基于感测电路(860)的输出。例如一些控制信号(595)可以基于诸如由信号感知控制器(例如，收发器)提供的高级系统配置控制。这样的信号感知控制器知道主RF路径(850)的期望操作模式和/或操作频率。应当注意，图8D中未示出与信号感知控制器的连接，因为这样的连接可以通过控制电路(890)或绕过控制电路直接至两个RF路径(850、855)。
进一步参照图8D，控制电路(890)与感测电路(860)、主RF路径(850)和参考RF路径(855)相结合，可以实现控制主RF路径(850)的操作特性的闭环控制系统。如本领域技术人员知道的，这样的控制系统可以包括与感测点(555)和参考感测点(575)处的感测信号进行组合的偏移和增益参数。替选地，可以以开环方式使用偏移和增益参数。可以通过查找表、参数映射函数或本领域技术人员已知的任何其他方式来实现偏移和增益参数。
根据本公开内容的实施方式，控制电路(890)可以与主RF路径(850)、参考RF路径(855)和感测电路(860)单片式集成在同一集成电路上。根据本公开内容的另一示例性实施方式，控制电路(890)可以是独立的集成电路的一部分，如图8E所示。
根据本公开内容的又一实施方式，如图8F所示，感测点(555)和参考感测点(575)处的感测信号可以通过缓冲电路(865)被缓冲并被发送至独立电路(895)。独立电路(895)可以组合将感测信号转换成操作特性(例如，检测)的功能并且生成控制信号(585、595)。如图8D、图8E和图8F所示，可以以不同的方式划分下述各种任务：感测、将感测信号转换为操作特性或操作特性的差异、以及根据经转换的感测信号得到控制信号。本领域技术人员将知道如何考虑到期望的设计和集成目标来根据多种不同的划分方案使用本教示。
根据本公开内容的另一实施方式，如图8G所示，主RF路径(850)和参考RF路径(855)的输出可以通过组合电路(885)来组合。本领域技术人员将知道组合电路(885)的许多设计实现方式，该组合电路的细节在本申请的范围之外。在该示例性实施方式中，两个RF路径可以受到RF块(830、198)的相同变化的影响，并且因此参考RF块(855)可以向在相同的加载状况下的主RF路径(850)提供所需的关于其他操作变量的调整的指示。
如上所述，关于例如图8B，感测点(555a、...、555n)可以耦合至主RF路径(850)的任何点，包括主放大电路(150)。这在图8H中以更详细的方式示出，其中，主RF路径(850)的示例性感测点(555e、...、555j)耦合至主放大电路(150)。如在图8H的底部区域的主放大电路(150)的分解图中可以看到的，感测点(555e、555f、555g)耦合至主放大电路(150)的堆叠(112)的晶体管的栅极节点，并且感测点(555h、555i、555j)耦合至主放大电路(150)的堆叠(112)的晶体管的漏极节点。应当注意，参考RF路径(855)可以包括耦合至如图8H中关于主放大电路(150)所示的复制放大电路(155)的类似节点的感测点。本领域技术人员将理解，由于主RF路径(850)可以包括与图8H中示出的示例性放大电路(150)在结构上不同的主电路(具有有源晶体管器件)，与图8H中所示的感测点不同的感测点可以耦合至主电路。这样的主电路可以是以下各种RF和模拟应用的一部分：例如混合器、VCO、电荷泵、LNA以及包括形成主RF路径的主电路的一个或更多个晶体管的其他电路。本领域技术人员将知道如何使用本教示考虑到这样的其他应用通过使用主电路的缩小尺寸复制电路来进行设计。可以根据本公开内容中描述的任何各种实施方式来提供缩小尺寸复制电路的缩放。在一个示例性情况下，主电路可以是如稍后描述的图17中所示的分布式放大器。
以上呈现的根据本公开内容的各种实施方式使用基于晶体管RF块(也称为“路径”或“电路”)的缩放复制来跟踪可能经受不同操作变量的较大主基于晶体管RF块的参考行为。由主RF路径经受的不同操作变量可以使该路径偏离其期望操作特性。在理想或受控操作条件下操作的参考(复制)路径产生期望信号(例如，参考信号)的缩放版本，因此使得能够校正主RF路径的性能或将主RF路径调整到期望的结果。
本领域技术人员将知道，复制放大电路(155)的缩放可以通过例如缩放以下物理要素来实现，例如，操作偏置(电压和电流两者)、输入或控制信号以及无源支持电路(例如，850a、850b)。在RF路径包括诸如CMOS晶体管的FET晶体管的示例性情况下，本领域技术人员将知道缩放基于晶体管的RF路径的宽度W是用于缩放这样的电路的一种技术。通常，可以将整个参考RF路径(855)视为主RF路径(850)的缩放版本或缩小尺寸复制版本，并且因此，在本公开内容中，表述“复制RF路径”、“复制路径”、“参考RF路径”、“参考路径”、“缩放RF路径”、“缩放路径”及其组合可以互换使用，其中，这样的路径包括缩小尺寸放大电路(155)。
图9A、图9B和图9C描绘了用于控制影响包括主放大电路(150)的主RF路径(850)的操作特性的热效应的示例性IC布局布置(900a、900b、900c)。本领域技术人员将会知道，实际上所有晶体管和许多无源元件都会因温度变化而变化。在许多情况下，这样的温度变化可能由主放大电路(150)自身而引起。例如，RF功率放大器(PA)放松效率并且可以引起根据其温度的失真。此外，PA可以表现出低于100％的效率，其中，相应浪费的DC功率被转换成热量，从而使PA成为任何无线或RF系统例如主RF路径(850)中最热的电路之一。由于效率通常会因较高的温度而降低，因此升高的温度会具有增加浪费功率的反馈效应，并且从而引起甚至更高的温度。在极端示例中，被称为热失控的现象可以引起灾难性的结果。
图9A、图9B和图9C中所示的缩放复制电路可以用于控制温度影响或用于在热失控状况下提供主放大电路(150)操作的中断。在图9A所示的示例性实施方式中，包括复制放大电路(155)的参考RF路径(855)紧邻包括发热主放大电路(150)的主RF路径(850)。由于它们非常接近，主RF路径(850)和参考RF路径(855)是热耦合的，并且因此可以认为包括复制放大电路(155)的参考RF路径(855)的温度与由主放大电路(150)的温度主导的主RF路径(850)的温度基本相同。应当注意，IC布局(900a)可以表示两个RF路径(850、855)或仅两个放大电路(150、155)的相对物理布置，因为除了放大电路(150、155)之外的RF路径(850、855)的部件可以放置在IC布局(900a)内的更远距离处。类似地，在示例性IC布局(900b)中，当复制RF路径(855)被放置在主RF路径(850)的区域内时，两个RF路径(850、855)被热耦合。特别地，根据本公开内容的实施方式，可以将复制放大电路(155)放置在主放大电路(150)的区域内，以获得两个放大器之间的增加的热耦合。
根据本公开内容的一些实施方式，如图9C的示例性IC布局(900c)所示，可能期望的是将参考RF路径(855)和/或复制放大器(155)与主RF路径(850)的热效应的热影响隔离。在示例性IC布局(900c)中，两个RF路径(或放大器)被放置在足够大的相对距离处，以在两个RF路径(850、855)和/或两个放大器(150、155)之间提供热隔离。
根据本公开内容的实施方式，可以使用IC布局(900c)来通过比较两个RF路径(850、855)的性能特性并相应地调整主RF路径(850)来控制纯粹热影响。例如，在一个实施方式中，可以将来自复制放大电路(155)的输出与主放大电路(150)的输出进行比较，其中感测到的差异用于调整例如主放大电路(150)上的偏置条件。这样的调整可以继续，直到实现主放大电路(155)的期望行为(例如，操作特性)。如前所述，该调整可以是闭环反馈系统的一部分，该闭环反馈系统将主RF路径(例如，放大器150)的操作特性保持在期望范围内。参考路径(855)与主RF路径(850)热隔离这允许比较对两个路径的操作特性的纯粹热影响并相应地进行调整。
根据本公开内容的实施方式，可以使用IC布局(900a)来独立于主RF路径(850)的操作温度控制主RF路径(850)的操作特性，因为复制放大电路(155)可以与主放大电路(150)处于大致相同的操作温度。由于复制放大电路(155)可以与主放大电路(150)处于相同的温度，因此其热特性可以与主放大电路的热特性相匹配。因此，在主放大电路(150)与复制放大电路(155)之间感测到的操作特性的任何差异都与温度变化无关。本领域技术人员将认识到，参考RF路径(855)(和/或复制放大器155)的位置可以遵循主放大电路(150)的温度效应，并且从而可以允许识别由其他操作变量引起的其他较小的差异。
在现实世界RF系统中，通常使得多个操作变量经受变化，并且很难将操作变量变化的原因区分开。在图9A和图9B所示的以上示例中，，对主RF路径和参考RF路径的操作特性的潜在大的温度影响可以被消除作为所谓的共模信号，从而允许复制放大电路(155)在高温操作存在的情况下提供关于第二影响例如失配负载或低电池电压的清楚的控制信息。
如稍后参照图16所讨论的，可以使用多于一个参考RF路径(855)作为用于与主RF路径(850)比较操作特性的参考，其中，参考RF路径(例如，图16的855a)均可以与影响主RF路径(850)性能的不同操作变量隔离。在图9D的IC布局(900d)中示出了根据本公开内容的一个这样的示例性实施方式，其中，示出了两个参考RF路径(855)，一个热耦合至主RF路径(850)并且另一个基本上与主RF路径(850)热隔离。此外，IC布局(900d)同样可以应用于整个RF路径(850、855)或相应的放大器电路(150、155)的相对布置。在该实施方式中，可以感测热耦合到主RF路径(850)的复制放大电路(155)的操作特性，并将其和与主RF路径(850)热隔离的复制放大电路的相应的感测到的操作特性进行比较，从而向主RF路径(850)和/或主放大电路(150)提供附加信息和反馈控制。
图10示出了与根据本公开内容的另一示例性实施方式相关联的时序图，其中，包括复制放大电路的参考RF路径用于控制受某些操作变量影响的主RF路径的操作特性。应当注意，根据本公开内容的各种实施方式的参考RF路径或复制RF电路的用途同样可以应用于其他RF和模拟应用，例如混合器、VCO、电荷泵、LNA和包括形成主RF路径的主电路的一个或更多个晶体管的其他电路。本领域技术人员将知道如何使用本教示来考虑到这样的其他应用通过使用主电路的缩小的尺寸复制电路来进行设计。可以根据本公开内容中描述的各种实施方式中的任何实施方式来提供缩小尺寸复制电路的缩放。
图10示出了脉冲放大器(例如功率放大器)信号的时序图。本领域技术人员容易知道许多RF系统依赖于作为其调制的一部分的脉冲传输。如上所述，在这样的系统中，例如尤其在诸如温度或电源的可变的操作状况下，接通和关断放大器通常是放大器规范的复杂且困难的部分。脉冲放大器的一个关键问题是，当放大器使其功率(在图10中表示为主放大器电流)斜升时，它可能正从未通电状态(例如，无偏置、空闲/不活动状态)转换到为主传输脉冲设计的期望偏置条件(活动状态)。图10示出了与斜升的开始对应的主放大器电流的上升沿转换。如在图10中可以看出的，主放大器电流最初根据偏置电流的两个不同的提升而斜升，其中，由时间常数τ表示的两个提升中的第一个由于放大器的尺寸和内部电容而具有相对长的时间常数，以及与放大器的晶体管器件相关联的可能缓慢的偏置时间常数(例如浮体效应)。
继续参照图10的时序图，在达到放大器的偏置电流的第一提升之后，预期放大器接近其合适的偏置点，并且然后可控制地使RF输入功率斜升(经由RF脉冲信号)以满足各种系统规范，尤其是可以使附近的其他无线电退化的失真和伪传输。然而，由于相对于RF突发(burst)信号的开始与PA使能信号的开始之间的定时的相对长的时间常数τ，以下情况是可能的：当放大器开始使功率斜升(RF突发开始)时，放大器不在其合适的偏置点处，从而导致违反系统规范(例如，由本地实体规定)和可能的输出信号失真。由此得出，根据本公开内容的实施方式，如图10所示，使用缩放复制放大器以使其斜升到其偏置状况(图10的复制放大器电流图)，使得缩放复制放大器在主放大器的偏置电流的第一提升之前在其(稳态)偏置状况下进行操作。通过使用复制放大器作为在PA使能的开始与RF突发信号的开始之间的时间窗口期间用于偏置主放大器的参考，可以提供基于感测到的两个放大器之间的偏置差异的对主放大器的偏置校正。
尽管图10指示在启用主放大器之前的固定时间Δt处启用复制放大器，但是根据本公开内容的替选实施方式，复制放大器可以始终保持有效并且因此一直处于其预期的操作偏置状况。根据图10的示例性实施方式相对于主放大器(主RF路径)的瞬态效应将复制放大器(参考RF路径)隔离，以允许控制主放大器的偏置，其中，复制放大器可以比主放大器使用较少的功率(通过缩放因子)。
进一步参照图10的时序图，复制放大器是主放大器的缩放版本，它比主放大器消耗的功率要少得多，并且因此可以足够早地接通以达到其自身的稳态状况，而不会消耗在使主放大器如此早地导通的情况下将会使用的功率。偏置控制电路(例如图8B的850b)和基于复制放大器(例如155)控制主放大器(例如150)的控制电路(例如图8D、图8E、图8F的890、895)可以被设计成具有相对于图10的时间常数τ的快速时间常数，以允许在PA使能与RF突发信号的开始之间的所述时间窗口内主放大器的偏置的快速校正和稳定。本领域技术人员容易知道这样的快速时间常数仅是设计参数。这与放大器的晶体管器件中的例如可能不受控制(例如，浮体效应、内部电容等)的一些时间常数形成对比。通过提早接通复制电路，该复制稳定到其合适的偏置电平，并且然后控制电路操作以在主放大器激活时快速地使主放大器达到期望的偏置电平，以提供响应于RF脉冲信号的期望功率斜升。通过在引入RF输入信号之前处于最终的稳态状况，可以产生更清楚的输出信号，而且节省功耗和热负荷。另外，诸如增益和输出功率的参数可以相对于RF脉冲更加恒定。
本领域技术人员将理解由本教示提供的灵活性，因为参考RF路径可以与一个或更多个操作变量隔离，或者替选地，可以使用各自与一个或更多个不同的操作变量隔离的不同的参考RF路径。例如，可以将关于图9A至图9D描述的实施方式与关于图10描述的实施方式组合。例如，如果(功率)放大器以50％的占空比操作，即使在其关断时段期间，其也可以具有升高的温度。通过将关于图9A至图9D描述的温度比较与关于图10描述的斜升控制相结合，可以为主放大器的接通阶段设置温度补偿偏置条件。
图11A示出了根据本公开内容的另一实施方式，其中，参考RF路径(855)用于改善包括主RF路径(855)的RF系统(1100)的频率响应。主RF路径(850)包括放大电路(150)，并且参考RF路径(855)包括主放大电路(150)的缩小尺寸复制(155)。如在图11A中可以看到的，主RF路径(850)包括输出匹配(850c)，该输出匹配(850c)将RF路径耦合至后续RF块，该后续RF块包括RF块(830)和天线(198)。RF块(830)可以包括一个或更多个滤波器(830b)，所述滤波器(830b)可以经由一个或更多个开关(830a、830c)被选择性地耦入和耦出主RF路径(850)与天线(198)之间的传导路径。滤波器(830b)可以是带通滤波器，但是也可以是任何其他类型的滤波器，例如陷波滤波器、通带滤波器、带阻滤波器、低通滤波器和高通滤波器。
进一步参照图11A，图11B、图11C和图11D中示出的频率响应曲线分别示出了阻抗匹配(850c)、带通滤波器(830b)和天线(198)的示例性响应。应当注意，天线(198)的阻抗也可能根据天线的环境随时间变化，并且因此，图11D中示出的示例性频率响应可以被认为天线在固定位置和环境处的频率响应。主放大电路(150)观察到输出匹配阻抗，该输出匹配阻抗由输出匹配网络(850c)根据期望设置，而且包括其后的RF块(830、198)的阻抗的影响。放大器输出匹配的最终变化可能导致主RF路径(850)的不期望的增益、功率或功率附加效率(PAE)。如本领域技术人员将知道的，可能难以预测RF块(830、198)的耦合对主RF路径(850)的性能的所有外部影响以及预先针对其进行设计。因此，本领域技术人员将理解由根据本公开内容的参考RF路径提供的益处，参考RF路径通过其缩小尺寸复制放大电路(155)，可以提供用于校正主RF路径的性能变化的更理想的参考。
图11E示出了耦合到图11A的复制放大电路(155)的输出的理想电阻性负载(855c)的频率响应。通过感测主RF路径(850)并与来自复制RF路径(855)的结果进行比较，可以检测到差异信号(870)可以并且使用差异信号(870)来在主RF路径(850)的任何可变RF电路块(850a、850b、850c)处调谐主RF路径(850)。特别地，并且进一步参照图11A，(预处理)RF块(850a)可以包括耦合至输入匹配电路的可变衰减器，(后处理)RF块(850c)可以包括可变输出匹配电路，并且偏置电路(850b)可以是可变偏置系统，所有这些都可以被调整以控制主RF路径(850)输出来实现通过被理想地终止的参考RF路径(855)实现的期望宽带输出。在该示例中，本领域技术人员将理解，可以通过偏置电路(850b)或输出匹配电路(850c)来调整增益，同时可以通过RF块(850a)的输入衰减电路来调整输出功率。
图11F示出了到图11A的复制放大电路(155)的终止负载(855c)的频率响应的另一示例性实施方式。在该实施方式中，可以选择复制放大电路(155)的终止负载以模拟宽带匹配，该宽带匹配可能是期望的(如图11F所示，带宽边缘处的较低增益)或者可以表示可达到的实际频率响应。在后一种情况下，复制放大电路(155)提供参考信号(575)来生成控制信号(585)，该控制信号驱动主RF路径(850)以实现更好的性能。应当注意，虽然该示例示出了将本教示应用于校正输出匹配变化，但是其同样可以应用于输入匹配、主RF路径(850)内的其他级或其他元件的匹配。
图12示出了根据本公开内容的实施方式，其是关于图11A至图11F描述的实施方式的扩展。如图12所示，可以将可变匹配条件(855a、855c)包括到参考RF路径(855)的复制放大电路(155)，以使复制放大电路(155)(并且因此参考RF路径855)的带宽扩展超出原带宽。扩展复制放大电路(155)的带宽可以使得能够生成控制信号(585)，该控制信号可以将主RF路径(850)驱动到比根据关于图11A至图11F描述的实现方式可能得到的带宽更宽的带宽。用于提供图12的扩展带宽复制放大电路(155)的可变匹配条件(855a、855c)的设置可以通过校准步骤来生成，或者可以通过将扩展带宽复制放大电路(155)的各种设置与包括具有宽带频率响应(例如，每个图11E、11F)的理想匹配的第二缩放复制放大电路进行比较来完成。
如前所述，将复制放大电路(155)的宽度W相对于主放大电路(150)的宽度按例如1:100的因子缩放可以是有效但非唯一的相对于主电路缩放复制电路的方式。图13A至图13C示出了附加示例性缩放技术，该附加示例性缩放技术特别适合于CMOS技术并且还适合于诸如SOI、SOS或体硅的隔离CMOS技术，并且使得各个晶体管能够串联堆叠。CMOS FET的堆叠使堆叠能够比任何单个FET处理更高的电压(并且因此处理更高的RF功率)。关于堆叠CMOS FET的更多信息可以在例如上面引用的美国专利第7,248,120号和美国专利第9413298号中找到，所述两个美国专利的公开内容的全部内容通过引用并入本文。应当注意，尽管在上面的描述中主RF路径(850)和参考RF路径(855)的主要有源元件被描述为放大电路(150、155)，但是本领域技术人员将理解，本教示不应被视为限于这样的示例性放大电路，因为这样的教示同样可以应用于包括其性能可以受操作变量集合影响的有源晶体管器件的任何RF电路。因此，复制电路可以包括缩放版本的有源晶体管器件，以向主电路的复制(参考)电路提供可以映射到主电路的操作特性的操作特性。本领域技术人员将理解，这样的映射可以由任何确定性函数表示，该确定性函数可以提供主电路与参考电路的操作特性之间的一比一关系。因此，本教示可以应用于包括混合器、VCO、电荷泵、LNA及其他的RF路径。
图13A示出了主电路(150)和复制电路(155)，主电路包括被布置为堆叠(112)的串联连接晶体管，复制电路是主电路(150)的缩放版本，复制电路(155)也包括被布置为堆叠(167)的串联晶体管。如在图13A中可以看到，对两个堆叠(112、167)的串联连接晶体管的数量(堆叠高度)进行缩放。在图13A中描绘的示例性实施方式中，主电路(150)具有6个晶体管的堆叠高度，而缩放复制电路(155)具有3个晶体管的堆叠高度。在该示例中，施加的偏置(电源电压)也按2∶1缩放，这意味着主电路(150)和复制电路(155)两者中的晶体管可以经受相同的DC偏置，因为所施加的偏置跨堆叠的晶体管的数量分布。这样的设计可以使得缩放的复制电路(155)能够跟踪主电路(150)的理想操作条件，但具有较小的物理区域。该方式还可以具有例如允许复制电路(155)的相关联参考RF路径(855)的其他RF块以会更易于适应的较低的电源电压(例如，6V相对于12V)操作的益处。
进一步参考图13A，本领域的技术人员将理解，如图13B所示，堆叠高度的比率可以是根据缩放复制电路(155)上的更高的堆叠高度，而不是主电路(150)(具有非常低的器件宽度来保持小的缩放复制堆叠)上。在图13B中描绘的示例性实施方式中，假设每个堆叠上的偏置电压相等(例如12V)，则复制电路(155)的堆叠(167)中的每个晶体管可以相比于主电路(150)的堆叠(112)中的每个晶体管经受一半的DC偏置。然而，在复制电路(155)的堆叠(167)中的成对的晶体管之间在节点(SD155a、SD155b)处经受的偏置点与在主电路(150)的堆叠(122)中的成对的晶体管之间在节点(SD150a、SD150b)处经受的偏置点具有相同的状况。这样的状况意味着复制电路(155)的堆叠(167)中的每个晶体管可以具有指数地更低的应力效应(例如，在DC偏置RF功率放大器中的热载流子注入，HCI)。如图13B所示，这样的缩放堆叠高度的布置可以使得缩放复制电路(155)能够补偿主放大器电路(150)中的HCI效应。
如本领域的技术人员所公知的，有源器件(例如晶体管)可以通过其操作状况受应力。该应力可以减少器件的操作寿命或可靠性。对于CMOS器件应力的示例包括热载流子注入(HCI)和时间相关电介质击穿(TDDB)。TDDB是在栅极氧化物上的电压应力，其导致通过栅极氧化物形成传导路径。TDDB主要是应变电压、时间和温度的函数。DC和RF状况可以影响TDDB。HCI是由来自电场的具有高动能的载流子被注入到诸如栅极氧化物的区域中导致的。然后，这些被捕获的载流子影响诸如导致电流传导的变化的阈值电压的器件参数。效果是累积的。HCI是由DC和RF操作导致的电压和电流状况的函数。
图13C示出了缩放技术的另一示例性实施方式，其中，复制电路(155)具有与主电路(155)相同的堆叠高度和电源电压，但是复制电路的输入上具有RF衰减器(1420)。复制电路(155)的堆叠(167)中的晶体管器件可以从至复制电路(155)的高功率RF输入信号(在节点VIreplica处)或者从来自复制电路(155)的高功率RF输出信号(在节点VOreplica处)经受较小的器件恶化。本领域的技术人员将认识到，图13C的缩放复制电路(155)可以与附加的缩放复制电路结合使用，附加的缩放复制电路中的每一个被设计成控制不同的、潜在独立的操作变量。
进一步参考回到图12，参考RF路径(855)的复制放大电路(155)可以用于以通常不实现主放大电路(150)的前馈路径的方式驱动主RF路径(850)的主放大电路(150)。相对于图10呈现的本教示的实施方式是其中复制放大电路(155)被设计成预测和校正主放大电路(150)中的问题(斜升曲线)的示例。在图12中描绘的本公开内容的实施方式中，复制放大电路(155)不仅校正关于操作变量例如温度的问题，而且还提供预处理功能，该预处理功能通过主放大电路(150)的固有特性(缓慢斜升时间)来减小对性能的影响。因此，在根据图12中描绘的本公开内容的示例性实施方式中，除了用于响应于操作变量来补偿主RF路径(850)的性能之外，参考RF路径(855)可以用作主RF路径(850)的主要性能的驱动器。许多传统RF功能可以以此方式执行，例如调制、前馈补偿、相位或幅度校正等。在参考RF路径(855)中使用复制放大电路(155)的优点在于，复制放大电路基本更小，并且因此包含更低的寄生效应和耦合。
在图14中示出了根据本公开内容的另外的实施方式，在该实施方式中，可以检测并且校正特定的公知的问题即压缩。在该示例中，主RF路径(850)的在感测点(555k)处感测到的输出信号的包络被压缩。这可能是由于例如以下的情况：主放大电路(150)的输出信号处的包络幅度超过放大电路(150)的线性范围，并且因此不能提供期望的峰值电压。如图14所示，在感测点(555k)处感测到的来自主RF路径(850)的输出信号的峰值相比于其期望电平变平。在该情况下，如在感测点(575k)处感测到的复制放大电路的感测包络信号中可以看到，参考RF路径(855)的复制放大电路(155)未被压缩，因此参考RF路径(855)可以实时提供准确峰值电平，该准确峰值电平可以与主RF路径(850)的输出或者主电路(155)的输出的感测包络进行比较。应当注意，尽管图14示出了要处于放大电路处的感测点，但是也可以设想其他感测点，无论是在放大电路内还是在后续RF块(例如850c、855c)中。
进一步参考图14，本领域的技术人员将认识到，存在包括峰值检测器、解调包络的运算放大器比较、使用A/D转换器的直接转换等若干方式来检测和比较包络的峰值。该实施方式的关键在于，可以从参考RF路径(855)实时获得主RF路径(850)处的期望信号的准确表示。复制放大电路(155)可以被设计成可能通过选择偏置设置或匹配阻抗而具有过量的操作空间，使得复制放大电路(155)不会在主放大电路(150)失真的信号峰值上失真(压缩)。因此，基于来自参考RF路径(855)的感测包络信号以及与来自主RF路径(850)的感测包络信号的比较，可以校正主RF路径(850)的失真。这样的校正可以包括改变主RF路径(850)的参数，例如偏置条件(图14的850b)或匹配阻抗(图14的850a、850c)。
如本领域的技术人员所公知的，可以与主RF放大器的传导路径串联连接来添加一个或更多个小电阻器，例如与放大器的堆叠晶体管串联连接，以测量通过放大器的电流。在高电流路径中的这样的串联监视电阻器，例如在RF功率放大器中的监视电阻器，可以耗散与电流的平方成比例的大量的功率，并且因此可能不是期望的。然而，如图15A所示，由于本教示的复制放大电路(155)的缩小的尺寸，以及通过相应的晶体管堆叠(167)的相应减小的电流，与堆叠(167)串联连接的感测电阻器(1525)变为用于测量通过堆叠(167)的处于非常低的功率的参考电流的可行手段。如图15A所示，这样的电流感测电阻器(1525)可以被放置在电源电压VDD节点和耦合至复制放大电路(155)的输出的电感器(173)之间。替选地或另外地，如图15B所示，一个或更多个感测电阻器(1525)可以被放置在堆叠(167)中，与堆叠(167)的晶体管串联连接。这样的感测电阻器可以是固定的并且因此总是与堆叠(167)的晶体管串联连接，或者可以经由例如一个或更多个开关被选择性地放置成串联连接。本领域的技术人员将知道许多方式以实现此目的。
进一步参考图15A、图15B，如果相对于电流复制放大电路(155)缩放因子是1:100，则流过复制放大电路(155)的电流是流过主放大电路(155)的电流的1％。因此，在感测电阻器(1525)中消耗的功率是在被放置在主放大电路(150)中的电阻器中可能消耗的功率的1/104。除了节省功率之外，由在图15A、图15B中描绘的实施方式提供的复制电流测量还可以用于根据上述控制教示来校正或驱动主RF路径(850)。这样的电流测量还可以与电压测量结合以计算产生的功率。借助于本领域的技术人员所公知的电路，可以测量DC功率或RF功率并且用于控制主RF路径(850)。
在根据图16中描绘的本公开内容的另一实施方式中，示出了示例性RF系统(1600)，其中，多个参考RF路径(8551、8552、…、855n)各自被配置成提供相对于主RF路径(850)的一个或更多个操作特性的参考。图16的每个RF路径(8551、8552、…、855n)可以根据本公开内容中描述的实施方式中的任何实施方式来配置，并且因此可以与影响主RF路径(850)的性能的操作变量中的任何、全部或没有一个隔离。不同参考RF路径(8551、8552、…、855n)的感测点可以用于感测这样的路径的操作特性相对于主RF路径(850)的操作特性的差异，并且相应地控制/调整主RF路径(850)。
进一步参考图16的RF系统(1660)，根据本公开内容的示例性实施方式，两个或更多个参考RF路径(8551、8552、…、855n)可以用于校正主RF路径(850)的一个或更多个操作特性。例如，第一参考RF路径(8552)可以热耦合至主RF路径(850)，第二参考RF路径(8554)可以与主RF路径(850)热隔离，并且第一参考RF路径(8552)与第二参考RF路径(8554)之间的感测电流的差异可以用于使用例如映射函数来调整主RF路径(850)的任何操作特性，映射函数将通过参考RF路径(855b、855d)的电流的差异映射到校正控制信号(585)，该校正控制信号在被施加至主RF路径(850)的可配置RF块(例如850a、850b、850c)时校正主RF路径(850)的操作特性的相应预期漂移。
图16中所示的多个参考RF路径(8551、8552、…、855n)可以用于提供对许多不同操作变量的控制或反馈。这在多个操作变量具有可以通过该具有成本效益的方案而彼此分离的相互依赖性(例如温度和电池电压)的情况下可能特别有用。
本领域技的术人员将知道如何考虑到期望的设计目标和性能来使用根据本公开内容的教示，并且因此补充本教示。例如，在一种情况下，可能期望使用以下参考RF路径(图16的8553)：该参考RF路径不仅与主RF路径(850)热隔离，而且还被针对参考RF路径(8553)的局部温度的任何漂移进行了热补偿。如图16所示，本领域的技术人员可以通过靠近参考RF路径(8553)向RF系统(1600)引入温度传感器(1620)来实现此目的，其中，RF参考RF路径(8553)被放置在距主RF路径(850)一定距离处，该距离足以使两个RF路径基本热解耦。感测电路(860)可以经由温度传感器(1620)感测参考RF路径(855c)处的温度，并且控制电路(890)可以调整参考RF路径(8553)的可配置块(855a、855b、855c)，以校正针对其来使用参考RF路径(8553)的至少一个或更多个参考特性。
如上所述，主RF路径(850)的主电路(150)可以不同于例如图13A至图13C中所示的示例性放大电路(150)。根据本公开内容的一个示例性实施方式，主电路可以是如图17所示的分布式放大器(1700)。本领域的技术人员将知道这样的电路的操作原理，其详细描述超出了本公开内容的范围。如在图17的放大器表示中可以看到，分布式放大器(1700)包括电感耦合的多个级联的级(S1、S2、…、S3)。电感(LG1、LG2、…、LG3)将分布式放大器(1700)的输入端口处的输入信号耦合至每个放大级(S1、S2、…、S3)的输入节点，并且电感(LD1、LD2、…、LD3)将每个放大级(S1、S2、…、S3)的输出耦合至分布式放大器(1700)的输出端口。这样的电感被设计成控制每个放大级(S1、S2、S3)的输入相对于分布式放大器(1700)的输入端口处的输入信号的相位，以及控制放大级(S1、S2、…、S3)的输出的相位，以在分布式放大器(1700)的输出端口处提供输出信号。在图17中描绘的示例性实施方式中，每个放大级(S1、S2、…、S3)被示为具有相关联的晶体管特性的晶体管，其中相关联的晶体管特性被表示为Wg(栅极外围(gate periphery))、Cds(漏极-源极电容)、Rds(漏极-源极电阻)和Cgs(栅极-源极电容)。因此，放大级(S1、S2、…、S3)的输入被示为栅极节点，以及放大级(S1、S2、…、S3)的输出被示为漏极节点。本领域的技术人员将理解，每个放大级(S1、S2、…、S3)转而包括晶体管堆叠(如同图13A至图13C)以及相应的偏置(未在图17中示出)。本领域的技术人员还将认识到，电感器(LG1、LG2、…、LG3)和(LD1、LD2、…、LD3)可以被实现为分立式的、分布式的或者离散式和分布式的组合。图17中描绘的分布式放大器(1700)仅用于说明性目的，并且不旨在作为良好记载的主题的完整处理/表示。
继续参照图17，本领域的技术人员将理解，可以根据设计优化过程来提供耦合电感，该设计优化过程考虑到晶体管特性和电路布局来严格控制放大级(S1、S2、…、S3)的输入/输出相位关系。由于晶体管特性可能根据分布式放大器(1700)的操作变量而偏离/漂移，因此分布式放大器的性能可能恶化(例如输出信号失真)。由此可见，根据本公开内容的实施方式，分布式放大器的复制电路可以用于跟踪主电路(1700)的特性，并且使用这样的跟踪来补偿主电路(1700)的任何性能恶化。换言之，复制电路可以用作主电路(1700)的代替物，以监视主电路的性能并且相应地进行补偿。如上所述，单片式集成可以允许经由(缩小尺寸的)复制电路以通过其他方式不能实现的精确度来精确跟踪主电路(1700)的性能。这样的跟踪可以指示例如主电路(1700)的放大级(S、S2、…、S3)的Cgs(栅极-源极电容)的变化或偏置点的变化。
进一步参照图17，例如，可以使用相应的复制电路来跟踪和检测(例如经由感测电路860)主放大级S1的Cgs的偏离，并且因此控制电路(890)可以调整复制电路的相应放大级的栅极外围尺寸以达到期望的Cgs值，并且使用这样的调整来调整主电路(1700)的放大级S1的栅极外围。本领域技术人员将知道，可以以可扩展外围结构提供栅极外围的调整，其中，主结构由多个较小并联结构构成。关于可扩展外围结构的更多信息可以在例如引用的美国专利申请第13/797,779号中找到，其全部公开内容通过引用并入本文。根据本公开内容的示例性实施方式，感测电路(860)可以通过直接测量复制电路的Cgs，通过测量复制电路的共振频率，或者通过测量复制电路的频率响应来感测复制电路的相应S1放大级的Cgs的变化。本领域的技术人员将理解，对主电路(1700)的调整可以基于复制电路的整体性能偏移，或者基于相应放大级(S1、S2、…、S3)的个别偏移。基于检测到的复制电路的偏移，控制电路(890)可以调整例如主电路(1700)的栅极外围和/或偏置点。也可以使用可选择的电容来改变放大级的Cgs，其中，可选择的电容经由开关耦合在每个级(S1、S2、…、S3)的晶体管的栅极和源极之间，以控制有效电容Cgs。在一些实施方式中，这样的可选择的电容可以是如在例如上面引用的国际申请第PCT/US2009/001358l号中所描述的DTC，该国际申请的全部公开内容通过引用并入本文。
作为示例而非限制，根据本公开内容的器件也可以与存在于幅度调制器(例如，在EDGE型GSM无线电中找到的那些)中的功率放大器一起使用。
因此，已经示出的是用于使用复制电路对主电路的操作特性进行失配检测的器件和方法，其中复制电路转而可以用于得出例如相应的控制信号以调整主电路。虽然已经借助于特定的实施方式及其应用描述了器件和方法，但是应当理解，本领域的技术人员可以在不背离本公开内容的精神和范围的情况下对其作出许多修改和变型。因此，应当理解，在权利要求的范围内，可以以不同于如本文中具体地描述的方式的方式实践本公开内容。
术语“MOSFET”在技术上指的是金属氧化物半导体；MOSFET的另一同义词是“MISFET”，对应金属绝缘体半导体FET。然而，“MOSFET”已经成为大多数类型的绝缘栅极FET(“IGFET”)的通用标号。尽管如此，公知的是，名称MOSFET和MISFET中的术语“金属”现在通常是误称，因为先前的金属栅极材料现在通常是多晶硅(多晶硅)层。类似地，名称MOSFET中的“氧化物”可以是误称，因为在利用较小施加电压获得强沟道的目的下使用了不同的电介质材料。因此，如本文中使用的术语“MOSFET”不应从字面上理解为限于金属氧化物半导体，而是通常包括IGFET。
对本领域的普通技术人员而言应当是明显的是，本发明的各种实施方式可以被实现为满足各种各样的规范。除非另有说明，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施方式可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET和IGFET结构)，或者以混合电路或分立电路的形式实现。集成电路实施方式可以使用任何合适的衬底和工艺来制造，包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)、GaN HEMT、GaAspHEMT和MESFET技术。然而，上述发明构思对于基于SOI的制造工艺(包括SOS)以及具有类似特性的制造工艺特别有用。以SOI或SOS上CMOS进行制造能够实现低功耗、由于FET堆叠而引起的承受操作期间的高功率信号的能力、良好的线性度和高频操作(超过约10GHz，并且特别是约20GHz以上)。单片式IC实现方式特别有用，因为通常可以通过精心设计使寄生电容保持低(或最小，跨所有单元保持一致，允许其得到补偿)。
可以根据特定规范和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS，以及增强型或耗尽型晶体管器件)来调整电压电平或者反转电压和/或逻辑信号极性。可以根据需要通过以下操作来适应性调整部件电压、电流和功率处理能力，例如，调整器件尺寸、串联地“堆叠”组件(特别是FET)以承受更大的电压和/或使用并联的多个部件以处理更大的电流。可以添加附加的电路部件以在不显著改变所公开的电路的功能的情况下提供附加的功能和/或增强所公开的电路的能力。
提供以上阐述的示例是向本领域普通技术人员给出如何制造和使用备用电压状况的实施方式以用于本公开内容的快速RF放大器偏置恢复的完整公开和描述，并且不旨在限制申请人认为可以是发明的范围。这样的实施方式可以例如用于当前通信系统(例如，WCMDA、LTE、WiFi等)的移动手持终端中，其中，可能需要放大具有100MHz以上的频率含量并且功率电平在50mW以上的信号。技术人员可以找到所提出的实施方式的其他合适的实现方式。
用于执行本文中公开的方法和系统的上述模式的对本领域的技术人员显而易见的修改旨在落入所附权利要求的范围内。说明书中提及的所有专利和出版物指示本公开内容所属领域的技术人员的技术水平。在本公开内容中引用的所有参考文献均以引用的方式并入，其程度如同每个参考文献已经单独地通过引用全部并入。
应当理解，本公开不限于特定的方法或系统，这些方法或系统当然可以变化。还应当理解，在本文中使用的术语仅出于描述特定实施方式的目的，并且不旨在限制。除非内容另有明确指示，否则如在本说明书和所附权利要求中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”包括复数所指对象。除非内容另有明确指示，术语“多个”包括两个或更多个所指对象。除非另有定义，否则在本文中使用的所有技术和科学术语具有与本公开内容所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。
已经描述了本公开内容的许多实施方式。然而，将理解的是，在不背离本公开内容的精神和范围的情况下，可以作出各种修改。因此，其他实施方式在所附权利要求的范围内。

Claims (22)

1.一种电路装置，包括：
感测电路；
第一射频(RF)路径，其通过第一RF路径的一个或更多个感测点耦合至所述感测电路，所述第一RF路径包括第一有源电路；以及
至少一个第二RF路径，其通过所述第二RF路径的与所述第一RF路径的所述一个或更多个感测点对应的一个或更多个感测点耦合至所述感测电路，所述第二RF路径包括第二有源电路，所述第二有源电路是所述第一有源电路的缩小尺寸复制，
其中，所述感测电路适于感测在所述第一RF路径的所述一个或更多个感测点处感测的所述第一RF路径的一个或更多个操作特性与在所述第二RF路径的对应的一个或更多个感测点处感测的所述第二RF路径的一个或更多个参考操作特性之间的差异，并且
其中，所述第一RF路径的所述一个或更多个感测点包括耦合至所述第一有源电路的内部节点的至少一个感测点。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其中：
所述第一RF路径的所述一个或更多个操作特性受到操作变量集合的影响；并且
所述第二RF路径被配置成使得所述第二RF路径的一个或更多个参考操作特性受到所述操作变量的子集的影响。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述操作变量集合包括以下中的一个或更多个：a)所述第一RF路径/所述第二RF路径的负载；b)所述第一有源电路/所述第二有源电路处的局部温度；c)所述第一有源电路/所述第二有源电路的器件上的热载流子注入(HCI)效应；d)所述第一有源电路/所述第二有源电路上的瞬态效应；e)所述第一有源电路/所述第二有源电路的器件上的浮体效应；f)所述第一RF路径/所述第二RF路径的不同操作模式；以及g)所述第一RF路径/所述第二RF路径的不同操作频率。
4.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述第一有源电路的所述操作特性和所述第二有源电路的所述操作特性根据关于所述操作变量集合的已知映射函数相关。
5.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述一个或更多个操作特性包括以下中的一个或更多个：a)信号调制特性；b)信号线性特性；c)信号失真特性；d)信号幅度特性；e)信号相位特性；f)瞬态响应特性；g)温度特性；以及e)偏置条件，包括偏置电压和偏置电流。
6.根据权利要求2所述的电路装置，其中：
所述第一RF路径被配置成通过耦合至所述第一RF路径的输出节点的匹配阻抗在所述第一RF路径的所述输出节点处发送RF信号，并且
所述第二RF路径被配置成通过耦合至所述第二RF路径的输出节点的终止阻抗在所述第二RF路径的所述输出节点处终止RF信号。
7.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述感测电路感测所述第一RF路径的所述一个或更多个感测点处的与所述第一RF路径的所述一个或更多个操作特性对应的信号，并且感测所述第二RF路径的所述一个或更多个感测点处的与所述第二RF路径的所述一个或更多个参考操作特性对应的信号。
8.根据权利要求7所述的电路装置，其中，所感测的信号是以下中的一个或更多个：a)电压信号；b)电流信号；以及c)功率信号。
9.根据权利要求7所述的电路装置，其中，所述第一RF路径和所述第二RF路径还包括控制输入，所述控制输入被配置成接收控制信号以影响所述一个或更多个操作特性。
10.根据权利要求9所述的电路装置，其中，所述控制信号基于所感测的信号。
11.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第二有源电路的所述缩小尺寸约为所述第一有源电路的尺寸的1/100或更小，例如，所述第二有源电路的电流和功耗约为所述第一有源电路的电流和功耗的1/100或更小。
12.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第一RF路径和所述第二RF路径各自还包括耦合至所述第一有源电路和所述第二有源电路的相应输出节点的输出信号处理电路。
13.根据权利要求12所述的电路装置，其中，所述第一RF路径和所述第二RF路径各自还包括耦合至所述第一有源电路和所述第二有源电路的相应输入节点的输入信号处理电路。
14.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述输入信号处理电路和所述输出信号处理电路被配置成影响以下中的一个或更多个：a)信号幅度；b)信号相位；以及c)呈现给所述相应输入节点和所述相应输出节点的阻抗。
15.根据权利要求14所述的电路装置，其中，所述输入信号处理电路和所述输出信号处理电路各自包括以下中的一个或更多个：a)可调谐匹配电路；b)固定匹配；c)可变衰减器；d)固定衰减器；e)可变移相器电路；以及f)滤波器。
16.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第一RF路径和所述第二RF路径各自包括被配置成偏置所述第一有源电路和所述第二有源电路中的相应一个的偏置电路。
17.根据权利要求16所述的电路装置，其中，所述偏置电路包括被配置成向所述第一有源电路和所述第二有源电路中的所述相应一个提供电力的DC/DC转换器或低压差(LDO)调节器。
18.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述电路装置部分地或以其整体根据CMOS工艺单片式地集成在集成电路中，所述CMOS工艺包括以下中之一：a)绝缘体上硅(SOI)工艺；b)蓝宝石上硅工艺(SOS)；以及c)体硅工艺。
19.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述至少一个第二RF路径包括多个第二RF路径，每个第二RF路径被配置成使得相应一个或更多个参考操作特性受到所述操作变量的不同子集的影响。
20.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第一有源电路包括以下中之一：a)放大器电路；b)功率放大器；c)低噪声放大器(LNA)；d)混合器；e)压控振荡器(VCO)；f)调制器；以及g)解调器。
21.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第一有源电路包括一个或更多个晶体管，并且所述至少一个感测点耦合至所述一个或更多个晶体管中的晶体管。
22.根据权利要求21所述的电路装置，其中：
所述一个或更多个晶体管被以串联连接进行布置以作为放大器操作，并且
所述至少一个感测点耦合至所述晶体管的栅极。
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2568608B1 (en) 2008-02-28 2014-05-14 Peregrine Semiconductor Corporation Method and Apparatus for use in Digitally Tuning a Capacitor in an Integrated Circuit Device
JP2018050159A (ja) * 2016-09-21 2018-03-29 株式会社村田製作所 送受信モジュール
CN109923781B (zh) * 2016-11-02 2023-05-30 派赛公司 使用复制电路的失配检测
US10056874B1 (en) 2017-02-28 2018-08-21 Psemi Corporation Power amplifier self-heating compensation circuit
US10305433B2 (en) 2017-02-28 2019-05-28 Psemi Corporation Power amplifier self-heating compensation circuit
JP6944108B2 (ja) * 2017-08-23 2021-10-06 富士通株式会社 検波回路及び無線通信装置
KR20210040558A (ko) * 2019-10-04 2021-04-14 삼성전자주식회사 체배 주파수의 신호 성분을 이용하는 방법 및 이를 위한 전자 장치
CN112234332B (zh) * 2020-10-15 2021-05-07 上海三吉电子工程有限公司 一种射频合路器
US11770107B2 (en) * 2021-01-19 2023-09-26 Qualcomm Incorporated Load-adaptive power amplifier
US11870404B2 (en) * 2021-05-13 2024-01-09 Qualcomm Incorporated Gain stabilization

Family Cites Families (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5973363A (en) * 1993-07-12 1999-10-26 Peregrine Semiconductor Corp. CMOS circuitry with shortened P-channel length on ultrathin silicon on insulator
JP3461484B2 (ja) * 2000-04-05 2003-10-27 埼玉日本電気株式会社 無線通信装置及びその無線周波数補正方式
JP2001358606A (ja) * 2000-06-14 2001-12-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 時分割多重方式無線装置
US6297696B1 (en) * 2000-06-15 2001-10-02 International Business Machines Corporation Optimized power amplifier
US6804502B2 (en) * 2001-10-10 2004-10-12 Peregrine Semiconductor Corporation Switch circuit and method of switching radio frequency signals
US7003043B2 (en) * 2002-01-09 2006-02-21 Intel Corporation Replica driver mismatch correction using a variable offset comparator
US6812885B2 (en) 2002-05-24 2004-11-02 Honeywell International Inc. Radio altimeter test method and apparatus
US6892060B2 (en) * 2002-06-28 2005-05-10 Institute Of Microelectronics Fully integrated self-tuned image rejection downconversion system
US7103328B2 (en) * 2003-07-24 2006-09-05 Sige Semiconductor Inc. Power transfer measurement circuit for wireless systems
US7593689B2 (en) * 2003-09-16 2009-09-22 Spotwave Wireless Inc. Method for detecting an oscillation in an on-frequency repeater
US7353020B2 (en) * 2003-11-17 2008-04-01 Hitachi Communication Technologies, Ltd. Radio access point testing apparatus and method of testing radio access point
US7248120B2 (en) 2004-06-23 2007-07-24 Peregrine Semiconductor Corporation Stacked transistor method and apparatus
US7729727B2 (en) * 2004-07-06 2010-06-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericson (Publ) Aligning radio base station node transmission timing on multiple transmit paths
WO2006016309A1 (en) * 2004-08-06 2006-02-16 Koninklijke Philips Electronics N.V. Rf power sensing circuit
DE102004051595B4 (de) * 2004-10-22 2006-06-14 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Bestimmung eines Offsetwertes einer Verstärkung eines Sendepfades, Sendepfad mit einstellbarer Verstärkung und Verwendung eines Sendepfades
US8019309B2 (en) * 2004-10-29 2011-09-13 Broadcom Corporation Method and system for a second order input intercept point (IIP2) calibration scheme
US7369820B2 (en) * 2005-04-01 2008-05-06 Freescale Semiconductor, Inc. System and method for DC offset correction in transmit baseband
US7910993B2 (en) * 2005-07-11 2011-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFET's using an accumulated charge sink
US7532483B2 (en) * 2006-06-09 2009-05-12 Peregrine Semiconductor Corporation Mounting integrated circuit dies for high frequency signal isolation
US8238838B2 (en) 2006-07-11 2012-08-07 St-Ericsson Sa Calibration of transmit signals in FDD-transceivers
US7894546B2 (en) * 2006-08-04 2011-02-22 Axiom Microdevices, Inc. Replica linearized power amplifier
JP4283294B2 (ja) * 2006-09-20 2009-06-24 株式会社日立国際電気 ドハティ増幅器
JP4859049B2 (ja) * 2006-11-27 2012-01-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｒｆ電力増幅装置およびそれを搭載した無線通信端末装置
WO2008118049A1 (en) * 2007-03-26 2008-10-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A method and a device for finding imperfections in an rf path
US7893763B2 (en) * 2007-04-18 2011-02-22 Onq Technology, Inc. Apparatus and method for power added efficiency optimization of high amplification applications
WO2008136080A1 (ja) * 2007-04-20 2008-11-13 Fujitsu Limited 増幅装置
US20090180403A1 (en) * 2008-01-11 2009-07-16 Bogdan Tudosoiu Multi-band and multi-mode radio frequency front-end module architecture
EP2568608B1 (en) 2008-02-28 2014-05-14 Peregrine Semiconductor Corporation Method and Apparatus for use in Digitally Tuning a Capacitor in an Integrated Circuit Device
US8112043B2 (en) * 2008-04-11 2012-02-07 Infineon Technologies Ag Radio frequency communication devices and methods
US8131232B2 (en) * 2009-10-09 2012-03-06 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for antenna tuning
EP2339745A1 (en) * 2009-12-15 2011-06-29 Nxp B.V. Doherty amplifier
US9277501B2 (en) * 2010-02-08 2016-03-01 Broadcom Corporation Envelope tracker driven transmit beamforming
US8229372B2 (en) * 2010-03-16 2012-07-24 Motorola Solutions, Inc. Parallel forward path cartesian feedback loop and loop filter with switchable order for cartesian feedback loops
US9077405B2 (en) * 2010-04-20 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. High efficiency path based power amplifier circuitry
US9553550B2 (en) * 2010-04-20 2017-01-24 Qorvo Us, Inc. Multiband RF switch ground isolation
US8892063B2 (en) * 2010-04-20 2014-11-18 Rf Micro Devices, Inc. Linear mode and non-linear mode quadrature PA circuitry
US8314654B2 (en) * 2010-05-17 2012-11-20 Alcatel Lucent Multi-band high-efficiency Doherty amplifier
US8624641B1 (en) * 2010-11-03 2014-01-07 Pmc-Sierra, Inc. Apparatus and method for driving a transistor
CN103248392B (zh) * 2012-02-14 2015-12-23 英特尔移动通信有限责任公司 用于消除rf二阶互调失真的收发器系统和方法
TWI492549B (zh) * 2012-10-09 2015-07-11 Realtek Semiconductor Corp 多模式功率放大電路、多模式無線發射模組及其方法
US9287829B2 (en) * 2012-12-28 2016-03-15 Peregrine Semiconductor Corporation Control systems and methods for power amplifiers operating in envelope tracking mode
US9716477B2 (en) * 2012-12-28 2017-07-25 Peregrine Semiconductor Corporation Bias control for stacked transistor configuration
US9602063B2 (en) * 2013-03-12 2017-03-21 Peregrine Semiconductor Corporation Variable impedance match and variable harmonic terminations for different modes and frequency bands
US9294056B2 (en) * 2013-03-12 2016-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Scalable periphery tunable matching power amplifier
US9276527B2 (en) * 2013-09-30 2016-03-01 Peregrine Semiconductor Corporation Methods and devices for impedance matching in power amplifier circuits
US20150236798A1 (en) * 2013-03-14 2015-08-20 Peregrine Semiconductor Corporation Methods for Increasing RF Throughput Via Usage of Tunable Filters
US9595923B2 (en) * 2013-03-14 2017-03-14 Peregrine Semiconductor Corporation Systems and methods for optimizing amplifier operations
US9391565B2 (en) * 2013-03-15 2016-07-12 TriQuint International PTE, Ltd. Amplifier phase distortion correction based on amplitude distortion measurement
US9780756B2 (en) * 2013-08-01 2017-10-03 Qorvo Us, Inc. Calibration for a tunable RF filter structure
US9026068B2 (en) * 2013-05-28 2015-05-05 Dsp Group Ltd. Tunable system and method for tuning a system
JP5854372B2 (ja) * 2013-07-05 2016-02-09 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
US9647631B2 (en) * 2013-08-15 2017-05-09 Peregrine Semiconductor Corporation Tunable impedance matching network
WO2015038191A1 (en) * 2013-09-12 2015-03-19 Dockon Ag Logarithmic detector amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion
US9864000B2 (en) * 2013-09-30 2018-01-09 Peregrine Semiconductor Corporation Mismatch detection using replica circuit
US9331643B2 (en) * 2013-09-30 2016-05-03 Peregrine Semiconductor Corporation Methods and devices for thermal control in power amplifier circuits
US10454565B2 (en) * 2015-08-10 2019-10-22 California Institute Of Technology Systems and methods for performing shape estimation using sun sensors in large-scale space-based solar power stations
WO2017040223A1 (en) * 2015-08-28 2017-03-09 Skyworks Solutions, Inc. Tunable notch filter and contour tuning circuit
US9712196B2 (en) * 2015-08-28 2017-07-18 Skyworks Solutions, Inc. Tunable notch filter
US10250199B2 (en) 2016-09-16 2019-04-02 Psemi Corporation Cascode amplifier bias circuits
CN109923781B (zh) * 2016-11-02 2023-05-30 派赛公司 使用复制电路的失配检测
US10305433B2 (en) * 2017-02-28 2019-05-28 Psemi Corporation Power amplifier self-heating compensation circuit
US10374838B2 (en) * 2017-06-30 2019-08-06 Futurewei Technologies, Inc. Image distortion correction in a wireless terminal
EP3506500B1 (en) * 2017-12-07 2021-06-09 Infineon Technologies AG Notch filters based on coupled acoustic resonators

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