JP4859049B2 - Ｒｆ電力増幅装置およびそれを搭載した無線通信端末装置 - Google Patents

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Description

本発明は、ＲＦ（無線周波数）電力増幅装置およびそれを搭載した無線通信端末装置移動体無線通信端末に関し、特にアイソレータと方向性結合器とを使用することなく高性能化するのに有益な技術に関するものである。
携帯電話に代表される移動体通信には、複数の通信方式が存在する。例えば欧州では、第２世代無線通信方式として普及しているＧＳＭおよびＧＳＭのデータ通信速度を向上したＥＤＧＥに加えて、近年サービスが開始された第３世代無線通信方式であるＷ−ＣＤＭＡがある。また、北米では第２世代無線通信方式であるＤＣＳ、ＰＣＳに加えて、第３世代無線通信方式であるｃｄｍａ１ｘが普及している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data rate for GSM Evolutionの略である。Ｗ−ＣＤＭＡは、Wide-band Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellar Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。ｃｄｍａ１ｘは、Code Division Multiple Access 1xの略である。
携帯電話端末が有する高周波電力増幅器の動作は、位相変調のみを使用する基本的なモードのＧＳＭでは飽和動作であり、位相変調と伴に振幅変調も使用するＥＤＧＥはＧＳＭの飽和動作点から数ｄＢのバックオフをとった動作点での線形動作である。また、位相変調と伴に振幅変調も使用するＷ−ＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘでも、高周波電力増幅器の動作は線形動作である。
また、ＧＳＭおよびＥＤＧＥに対応する携帯電話端末の高周波回路部分おいて、高周波電力増幅器とアンテナとの間には、アンテナスイッチが配置される。アンテナスイッチは、ＴＤＭＡ（時分割マルチプルアクセス）方式の送信スロットと受信スロットとを切り換える機能を実行する。
Ｗ−ＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘに対応する携帯電話端末の高周波回路部分おいて、高周波電力増幅器とアンテナとの間には、デュプレクサが配置される。デュプレクサは、ＣＤＭＡ（コード分割マルチプルアクセス）方式の低いＲＦ周波数のＲＦ送信信号の送信と高いＲＦ周波数のＲＦ受信信号の受信とを並列に処理する機能を実行する。更に、Ｗ−ＣＤＭＡおよびｃｄｍａ−１ｘ等では、アンテナでの負荷変動影響が高周波電力増幅器に及ばないように、高周波電力増幅器とデュプレクサとの間にアイソレータを配置している。しかし、アイソレータは、高周波電力増幅器が製作される構造物に集積化することが困難であるので、大きくて高価な部品となっている。
下記非特許文献１には、アイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現する並列電力増幅器（Parallel Power Amplifier）が記載されている。この並列電力増幅器は、複数の増幅経路を持つ。１つの入力端子の入力信号は、ハイブリッド分割器により複数の増幅経路の入力に供給される。各増幅経路は、増幅器と位相シフタとを含む。複数の増幅経路で増幅器の動作の位相が異なるように、複数の増幅経路上に位相シフタが配置されている。ハイブリッド結合器により複数の増幅経路の複数の出力を単一の出力に結合する。下記非特許文献１には、反射率Γが０．５に相当する３：１のＶＳＷＲ（電圧定在波比）以下で、−４５ｄＢｃ以下の歪み、４５％以上の効率、９．８ｄＢ以上のゲインが得られたことが記載されている。尚、ＶＳＷＲは、Voltage Standing-Wave Ratioの略である。また、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は、反射率Γにより、ＶＳＷＲ＝（１＋Γ）／（１−Γ）で求められる。
下記の特許文献１には、前記非特許文献１に記載された並列電力増幅器と類似した平衡電力増幅器（Balanced Amplifier）が記載されている。この平衡電力増幅器は、複数の増幅経路を持つ。１つの入力端子の入力信号は、電力分割器により複数の増幅経路の入力に供給される。各増幅経路の入力には第１位相シフト素子が配置され、各増幅経路の出力には第２位相シフト素子が配置されている。第２位相シフト素子にはインピーダンス変換器が接続され、電力結合器は複数の増幅経路の複数の出力を単一の出力に結合する。下記特許文献１には、電力増幅器の出力とアンテナとの間のインピーダンスの不整合が生じても、平衡電力増幅器の全体のＡＣＰＲ（隣接チャンネル漏洩電力比）は良好となると記載されている。これは、２つの増幅経路の一方の電力増幅器のインピーダンス変換がスミスチャート上で誘導性の回転となり他方の電力増幅器のインピーダンス変換がスミスチャート上で容量性の回転となるためである。その結果、一方のインピーダンスが高インピーダンスになった場合、他方のインピーダンスは低インピーダンスとなり、合成信号の歪を補正することが可能となる。尚、ＡＣＰＲはAdjacent Channel Leakage Power Ratioの略である。また、下記特許文献１には、平衡電力増幅器の出力の増幅送信信号エネルギーの一部を電力制御部に供給する一方、この電力制御部にベースバンドサブシステムのＤ／Ａ変換器が電力レベル信号としての参照電圧を供給することも記載されている。この電力制御部は、平衡電力増幅器の出力電力を制御する閉ループの出力電力制御部である。しかしながら、下記特許文献１には、平衡電力増幅器の出力の増幅送信信号エネルギーの一部を電力制御部に供給するための回路の具体的な構成に関しては記載が無い。
一方、携帯電話端末における高周波回路構成に関する他の傾向として、高周波電力増幅器を有する高周波電力増幅器モジュールへの出力電力検出回路の内蔵化がある。例えば、下記非特許文献２には、電力増幅器により生成される電力を検出する方向性結合器を電力増幅器と伴に電力増幅器モジュールに集積化することか記載されている。方向性結合器の主線路は電力増幅器の出力とアンテナとの間に接続され、方向性結合器の副線路は終端抵抗と電力レベル制御部の入力との間に接続される。方向性結合器は、電力増幅器により生成された進行波信号からの結合電圧と負荷により反射された反射波信号からの結合電圧とのベクトル和の検出電圧を検出することができる。
Ｈｉｋａｒｕ Ｉｋｅｄａ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｌｏｗ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ａｎｄ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｏｐｅａｒｔｉｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｉｎ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｐｈａｓｅｓ ｉｎ Ｗｉｄｅ Ｒａｎｇｅ ｏｆ Ｌｏａｄ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ"， １９９６ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ， ｐｐ．５３５−５３８． Ｊｅｌｅｎａ Ｍａｄｉｃ ｅｔ ａｌ， "Ａｃｃｕｒａｔｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｃｈｉｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｈａｎｄｓｅｔ ＰＡ Ｍｏｄｕｌｅｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｃｏｕｐｌｅｒｓ"， ２００３ ＩＥＥＥ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ， ｐｐ．７１５−７１８． 米国特許 第６、９５４、６２３号 明細書
前記非特許文献２に記載されたような電力増幅器モジュールに集積化された方向性結合器を使用することによって、電力増幅器により生成された進行波信号からの結合電圧と負荷により反射された反射波信号からの結合電圧とのベクトル和の検出電圧を検出することができる。前記非特許文献２に記載された方向性結合器を前記非特許文献１もしくは前記特許文献１に記載された平衡電力増幅器に適用することにより、アイソレータを不必要とするとともに負荷不整合が生じても良好なＡＣＰＲを有する電力増幅器モジュールを提供することができる。すなわち、前記非特許文献１や前記特許文献１に記載されたような平衡電力増幅器を採用することによって、大きくて高価な部品であるアイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現することができる。一方、この平衡電力増幅器からの送信出力電力を精密に制御するためには、前記特許文献１に記載のように、送信出力電力レベルを検出して目標電力レベル信号と比較して電力制御部による閉ループの出力電力制御を行う必要がある。この送信出力電力レベルの検出に、前記非特許文献２に記載された方向性結合器を採用することができる。
しかし、方向性結合器の主線路と副線路との線路長は使用するＲＦ周波数の波長λの１／４とする必要が有り、電力増幅器モジュールの面積が大きくなり、小型化が困難であると言う問題が本発明者等の検討により明らかとされた。更に電力増幅器モジュールに集積化される方向性結合器の方向性係数等の特性が良好でないと、方向性結合器は負荷からの反射波信号を十分な感度で検出することができないと言う問題も本発明者等の検討により明らかとされた。
本発明は以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、為されたものである。従って、本発明の目的は、アイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現するとともに方向性結合器を使用することなく平衡電力増幅器からの進行波信号と負荷からの反射波信号のベクトル和の検出電圧を検出することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。
即ち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅装置は、第１位相シフタ、第１ＲＦ電力増幅器、第２ＲＦ電力増幅器、第２位相シフタ、電力結合器を含む平衡電力増幅器の方式で構成されている。第１ＲＦ電力増幅器の出力に接続された第１電力レベル検出器と第２ＲＦ電力増幅器の出力に接続された第２電力レベル検出器と加算器とにより、電力を検出する。
その結果、方向性結合器を使用することなく平衡電力増幅器からの進行波信号と負荷からの反射波信号のベクトル和の検出電圧を検出することができる。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
すなわち、本発明によれば、アイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現するとともに方向性結合器を使用することなく平衡電力増幅器からの進行波信号と負荷からの反射波信号のベクトル和の検出電圧を検出することが可能となる。
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るＲＦ（無線周波数）電力増幅装置（３１０）は、第１ＲＦ電力増幅器（６０ａ）と、第２ＲＦ電力増幅器（６０ｂ）とを含む。
前記ＲＦ電力増幅装置は、前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第１位相シフタ（２５０ａ、２５０ｂ）と、前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第２位相シフタ（２８０ａ、２８０ｂ）とを含む。
前記ＲＦ電力増幅装置は、前記第２位相シフタを経由して伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力とを結合する電力結合器（２９０）を含む平衡電力増幅器の方式で構成されている。
前記ＲＦ電力増幅装置は、前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力が入力に供給される第１電力レベル検出器（２００ａ）と、前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力が入力に供給される第２電力レベル検出器（２００ｂ）と、前記第１電力レベル検出器の出力と前記第２電力レベル検出器の出力とが供給される加算器（２１０）とを更に含む（図１参照）。
従って、前記実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅装置は、第１位相シフタ、第１ＲＦ電力増幅器、第２ＲＦ電力増幅器、第２位相シフタ、電力結合器を含む平衡電力増幅器の方式で構成されている。従って、アイソレータを使用することなく広範囲の負荷インピーダンスで低歪と高効率とを実現することができる。また、前記実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅装置は、送信出力電力レベルを検出するため、第１電力レベル検出器、第２電力レベル検出器、加算器を含んでいる。従って、方向性結合器を使用することなく平衡電力増幅器からの進行波信号と負荷からの反射波信号のベクトル和の検出電圧を検出することができる。
好適な実施の形態として、前記ＲＦ電力増幅装置は、目標送信パワーレベル信号（Ｖｒａｍｐ）と前記加算器の出力からの検出信号（Ｖｄｅｔ）とに応答して前記電力結合器の出力（１６）に得られるＲＦ送信出力のレベルを制御するレベル制御信号（Ｖａｐｃ）を生成するレベル制御回路（２２０）を更に含む。前記目標送信パワーレベル信号よりも前記検出信号のレベルが上昇すると、前記レベル制御回路から生成されるレベル制御信号により、前記ＲＦ送信出力のレベルが低下される。
従って、前記好適な実施の形態によれば、負荷が不整合の状態となり負荷からの反射波が著しく増大する場合でも、ＲＦ電力が増大してＡＣＰＲによる歪みと消費電流とが増大するのを低減することができる（図３（ａ）、（ｂ）参照）。
より好適な実施の形態として、前記第１電力レベル検出器は前記第１電力レベル検出器の出力電圧（Ｖａ）の自乗に比例する出力信号を生成して、前記第２電力レベル検出器は前記第２電力レベル検出器の出力電圧（Ｖｂ）の自乗に比例する出力信号を生成する。
他のより好適な実施の形態として、前記ＲＦ電力増幅装置は、前記レベル制御回路（２２０）から生成される前記レベル制御信号（Ｖａｐｃ）により制御される可変利得増幅器（５０）を更に含む。前記ＲＦ電力増幅装置は、前記可変利得増幅器の出力を前記第１位相シフタの複数の入力に供給する電力分割器（２４０）を更に含む。前記可変利得増幅器は前記レベル制御信号（Ｖａｐｃ）のレベルに応答してＲＦ信号入力端子（１０）に供給されるＲＦ信号入力（Ｐｉｎ）を増幅する。前記可変利得増幅器（５０）の出力からの利得制御されたＲＦ増幅出力信号は、前記電力分割器と前記第１位相シフタとを介して前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力とに供給される。
更により好適な形態として、前記ＲＦ電力増幅装置の前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器と前記第１位相シフタと前記第２位相シフタと前記電力結合器と前記第１電力レベル検出器と前記第２電力レベル検出器と前記加算器とはＲＦ電力増幅器モジュール（３１０）のパッケージ内に形成されている。
更により好適な形態として、前記第１ＲＦ電力増幅器は第１多段増幅器（６０ｃ、６０ａ）で構成され、前記第２ＲＦ電力増幅器は第２多段増幅器（６０ｄ、６０ｂ）で構成されている。前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の前段（６０ｃ）の出力から前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の後段（６０ａ）の出力までの第１電気長は、所定の長さに設定されている。前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の前段（６０ｄ）の出力から前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の後段（６０ｂ）の出力までの第２電気長は、前記所定の長さに設定された前記第１電気長と略等しく設定されている（図８参照）。
具体的な一つの実施の形態として、前記第１位相シフタは略９０度の位相差を有する２つのＲＦ入力信号を前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力とに供給する。前記第２位相シフタは、前記第１、第２ＲＦ電力増幅器の出力と前記電力結合器の入力との間の位相を調整する。それにより、前記第２位相シフタを経由して前記電力結合器に伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力の位相と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力の位相とは略合致するものとなる。
他の具体的な一つの実施の形態として、前記ＲＦ電力増幅器モジュール（３１０）は、前記第１位相シフタと、前記第１ＲＦ電力増幅器と、前記第２ＲＦ電力増幅器と、前記第２位相シフタとからなる前記平衡電力増幅器（４２０ａ）はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド５とＷ−ＣＤＭＡのバンド６のいずれかの周波数帯域を増幅するものである。前記ＲＦ電力増幅器モジュール（３１０）は、入力整合回路（７０ｂ）と、前記入力整合回路の２つの出力に接続された第３ＲＦ電力増幅器（６０ｇ、ｅ）と第４ＲＦ電力増幅器（６０ｈ、ｆ）と、前記第３ＲＦ電力増幅器（６０ｇ、ｅ）の出力と前記第４ＲＦ電力増幅器（６０ｈ、ｆ）の出力とに２つの入力が接続された出力整合回路（８０ｂ）とからなりＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド１とＷ−ＣＤＭＡのバンド２とＷ−ＣＤＭＡのバンド３とＷ−ＣＤＭＡのバンド４のいずれかの周波数帯域を増幅する他の平衡電力増幅器（４２０ｂ）を更に含む（図９参照）。
〔２〕本発明の他の実施の形態に係る無線通信端末装置は、第１ＲＦ電力増幅器（６０ａ）と、第２ＲＦ電力増幅器（６０ｂ）とを含む。
前記無線通信端末装置は、前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第１位相シフタ（２５０ａ、２５０ｂ）と、前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第２位相シフタ（２８０ａ、２８０ｂ）とを含む。
前記無線通信端末装置は、前記第２位相シフタ（２８０ａ、２８０ｂ）を経由して伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力とを結合する電力結合器（２９０）を含む平衡電力増幅器の方式で構成されている。
前記無線通信端末装置は、前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力が入力に供給される第１電力レベル検出器（２００ａ）と、前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力が入力に供給される第２電力レベル検出器（２００ｂ）と、前記第１電力レベル検出器の出力と前記第２電力レベル検出器の出力とが供給される加算器（２１０）とを更に含む（図１参照）。
前記無線通信端末装置は、目標送信パワーレベル信号（Ｖｒａｍｐ）と前記加算器の出力からの検出信号（Ｖｄｅｔ）とに応答して前記電力結合器の出力（１６）に得られるＲＦ送信出力のレベルを制御するレベル制御信号（Ｖａｐｃ）を生成するレベル制御回路（２２０）を更に含む。前記目標送信パワーレベル信号よりも前記検出信号のレベルが上昇すると、前記レベル制御回路から生成されるレベル制御信号により、前記ＲＦ送信出力のレベルが低下される。
前記無線通信端末装置は、搭載される電池からの動作電圧に基づいて少なくとも前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器とに供給する電源電圧を供給する電源回路（４３０）を更に含む（図１１参照）。
従って、前記他の実施の形態によれば、負荷が不整合の状態となり負荷からの反射波が著しく増大する場合でも、搭載される電池の消耗を低減することができる。
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
≪携帯電話端末の送信回路の構成≫
図１は本発明の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。図１に示すように、携帯電話端末の送信回路は、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０、可変利得増幅器５０、ＡＰＣ回路２２０を含んでいる。尚、ＡＰＣは、自動パワー制御(Automatic Power Control)を意味している。
ＲＦ電力増幅器モジュール３１０は、入力整合回路７０、シリコン半導体チップ３００、バイパス容量１１０ａ、１１０ｂ、チョークインダクタ１２０ａ、１２０ｂ、出力整合回路８０を、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０の破線で示したパッケージ内に含んでいる。
シリコン半導体チップ３００は、平衡電力増幅器のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂ、カップリング容量１００ａ、１００ｂ、電力レベル検出器２００ａ、２００ｂ、加算器２１０、バイアス制御回路２３０を含んでいる。
ＲＦ信号入力端子１０は可変利得増幅器５０の入力端子に接続され、可変利得増幅器５０の出力端子はＲＦ信号入力端子１１を介して入力整合回路７０に接続される。入力整合回路７０は１入力２出力の３端子を有する回路で、入力端子１３はＲＦ信号入力端子１１に接続され、一方の出力端子１４ａはＲＦ電力増幅器６０ａの入力に接続され、他方の出力端子１４ｂはＲＦ電力増幅器６０ｂの入力に接続される。入力整合回路７０のＲＦ信号入力端子１３は、電力分割器２４０の入力に接続されている。電力分割器２４０の一方の出力は＋４５度位相シフタ２５０ａの入力に接続され、電力分割器２４０の他方の出力は−４５度位相シフタ２５０ｂの入力に接続されている。＋４５度位相シフタ２５０ａの出力と−４５度位相シフタ２５０ｂの出力とは、整合回路２６０ａの入力と整合回路２６０ｂの入力とに接続されている。整合回路２６０ａの出力と整合回路２６０ｂの出力とは、入力整合回路７０の出力１４ａ、１４ｂとなっている。入力整合回路７０の出力１４ａ、１４ｂは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に接続される。
バイアス制御回路２３０は少なくとも１入力２出力を有する３端子回路で、２つの出力端子はＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に接続され、入力端子はモジュール３１０のバイアス制御入力端子２０に接続される。モジュール３１０の電源電圧供給端子３０ａ、３０ｂは、チョークインダクタ１２０ａ、１２０ｂを介してＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力に接続されている。また、チョークインダクタ１２０ａ、１２０ｂは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの最終増幅段の負荷素子である。更に電源電圧供給端子３０ａとチョークインダクタ１２０ａとの間のノードにはバイパス容量１１０ａが接続され、電源電圧供給端子３０ｂとチョークインダクタ１２０ｂとの間のノードにはバイパス容量１１０ｂが接続されている。
カップリング容量１００ａ、１００ｂの一方の電極はＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力に接続され、カップリング容量１００ａ、１００ｂの他方の電極は電力レベル検出器２００ａ、２００ｂの入力に接続される。電力レベル検出器２００ａ、２００ｂの出力は加算器２１０に接続され、加算器２１０の出力である検出出力端子４０の検出電圧ＶｄｅｔはＡＰＣ回路２２０の入力に接続される。ＡＰＣ回路２２０にはベースバンド信号処理ＬＳＩとＲＦアナログ信号処理集積回路とを介して送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐが供給される。更にＡＰＣ回路２２０の出力のＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが、可変利得増幅器５０に供給される。送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐは、基地局と移動体無線通信端末との距離に応じて移動体無線通信端末の電力増幅器から送信されるＲＦ送信信号のレベルを示す信号である。携帯電話端末の送信回路の可変利得増幅器５０、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０、ＡＰＣ回路２２０の閉ループは、検出電圧Ｖｄｅｔが送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐと一致するようにＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルを制御する。それによって、電力増幅器から送信されるＲＦ送信信号のレベルが、送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐにより制御されることができる。他の実施の形態では、可変利得増幅器５０を省略する一方、ＡＰＣ回路２２０からのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃは、バイアス制御回路２３０のバイアス制御入力端子２０に供給されることができる。ＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃのレベルによりＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのバイアスレベルが制御される。その結果、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのゲインが制御され、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのＲＦ送信出力信号レベルが制御されることができる。更に他の実施の形態では、ＡＰＣ回路２２０からのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃは、バイアス制御回路２３０に供給されるとともに、電源電圧供給端子３０ａ、３０ｂに電源電圧を供給する電源電圧供給回路に供給されることができる。ＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃのレベルによりＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂへの電源電圧レベルが制御される。その結果、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのゲインが制御され、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのＲＦ送信出力信号レベルが制御されることができる。
出力整合回路８０は２入力１出力の３端子回路で、一方の入力端子１５ａはＲＦ電力増幅器６０ａの出力に接続され、他方の入力端子１５ｂはＲＦ電力増幅器６０ｂの出力に接続され、出力端子１６はＲＦ信号出力端子１２に接続される。出力整合回路８０のＲＦ信号入力端子１５ａ、１５ｂは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力に接続される。また、ＲＦ信号入力端子１５ａ、１５ｂは、整合回路２７０ａ、２７０ｂの入力に接続される。一方の整合回路２７０ａの出力は−４５度位相シフタ２８０ａの入力に接続され、他方の整合回路２７０ｂの出力は＋４５度位相シフタ２８０ｂの入力に接続されている。−４５度位相シフタ２８０ａの出力と＋４５度位相シフタ２８０ｂの出力とは電力結合器２９０の入力に接続され、電力結合器２９０の出力は出力整合回路８０の出力１６となっている。
上述したようにシリコン半導体チップ３００は、集積化されたＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂ、カップリング容量１００ａ、１００ｂ、電力レベル検出器２００ａ、２００ｂ、加算器２１０、バイアス制御回路２３０を含んでいる。尚、シリコン半導体チップ３００は、入力整合回路７０および出力整合回路８０の一部もしくは全部を含むこともできる。また、モジュール３１０は、可変利得増幅器５０およびＡＰＣ回路２２０の一部もしくは全部を含むこともできる。
図１２は、図１に示した入力整合回路７０の電力分割器２４０と＋４５度位相シフタ２５０ａと−４５度位相シフタ２５０ｂの構成の一例を示す回路図である。図１２において、電力分割器２４０は、容量１５０ｃ、１１０ｉ、１１０ｊ、１１０ｋ、インダクタ１２０ｅ、１２０ｆ、抵抗１６０ａにより形成されている。また、＋４５度位相シフタ２５０ａは、インダクタ１２０ｇ、容量１１０ｌ、ＤＣカット容量１５０ｄにより形成され、−４５度位相シフタ２５０ｂは容量１１０ｍ、インダクタ１２０ｈにより形成されている。尚、容量１５０ｃ、１１０ｉ、１１０ｊ、１１０ｋ、インダクタ１２０ｅ、１２０ｆ、抵抗１６０ａにより形成される電力分割器２４０は、整合回路２６０ａ、２６０ｂの機能を有することもできる。この場合には、図１で整合回路２６０ａ、２６０ｂを配置する必要がなくなるため、回路の小型化が可能となる。図１２に示した入力整合回路７０では、ウィルキンソン分配回路と呼ばれる回路形式を電力分割器２４０に適用しているため、ＲＦ信号出力端子１４ａ、１４ｂの間のアイソレーションがとりやすい。従って、図１２に示した入力整合回路７０では、ＲＦ電力増幅器モジュールの安定化、高性能化が可能となる。
図１３は、図１に示した入力整合回路７０の電力分割器と位相シフタの他の構成と整合回路の例を示す回路図である。図１３（ａ）において、２出力間の９０度位相差を生成する電力分割器２４０＆２５０ａｂが容量１１０ｎ、インダクタ１２０ｉ、ＤＣカット容量１５０ｅにより形成されている。また、整合回路２６０ａが容量１１０ｏ、インダクタ１２０ｊにより形成され、整合回路２６０ｂが容量１１０ｐ、インダクタ１２０ｋにより形成される。尚、電力分割器２４０＆２５０ａｂで、ＤＣカット容量１５０ｅとインダクタ１２０ｉの配置は逆であっても構わない。また、図１３（ａ）の電力分割器２４０＆２５０ａｂで図１３（ｂ）のように、ＤＣカット１５０ｆを用いることもできる。
図１３（ａ）の回路構成では、インダクタ１２０ｉとＤＣカット容量１５０ｅが互いに逆方向に位相を回転させる素子であるため、電力分割器兼位相シフタ２４０＆２５０ａｂの設計が困難である一方、回路定数の微調整が可能となる。一方、図１３（ｂ）の回路構成では、ＤＣカット容量１５０ｆ、容量１１０ｎ、インダクタ１２０ｉの役割が明確に分離されているため、設計の容易化が可能となる。また、図１３（ａ）の回路構成が９０度の位相シフトを得られない場合に、図１３（ｂ）の回路構成を使用することができる。
図１４は、図１に示した出力整合回路８０の整合回路２７０ａ、ｂと位相シフタ２８０ａ、ｂと電力結合器２９０の構成の一例を示す回路図である。図１４において、整合回路２７０ａがインダクタ１２０ｉ、容量１１０ｑにより形成され、整合回路２７０ｂがインダクタ１２０ｍ、容量１１０ｒにより形成されている。また、−４５度位相シフタ２８０ａがインダクタ１２０、容量１１０ｓにより形成され、＋４５度位相シフタ２８０ｂが容量１１０ｔ、インダクタ１２０ｏ、ＤＣカット容量１５０ｇにより形成されている。また、電力結合器２９０が、容量１１０ｕ、１１０ｖ、１１０ｗ、インダクタ１２０ｐ、１２０ｑ、ＤＣカット容量１５０ｈ、抵抗１６０ｂにより形成されている。尚、容量１１０ｕ、１１０ｖ、１１０ｗ、インダクタ１２０ｐ、１２０ｑ、ＤＣカット容量１５０ｈ、抵抗１６０ｂにより形成される電力結合器２９０は、整合回路の機能を有することもできる。また、インダクタ１２０ｌ、１１０ｑにより形成される整合回路２７０ａと、インダクタ１２０ｍ、容量１１０ｒにより形成される整合回路２７０ｂとは不要な場合は小型化のため省略することもできる。更にまた、少なくともインダクタ１２０ｌ、１２０ｍ、１２０ｎ、容量１１０ｑ、１１０ｒ、１１０ｔは寄生抵抗成分の小さい（Ｑ値が高い）部品を使うことが、消費電力の低減ために好ましい。例えば、インダクタとして、Ａｕを主成分とするボンディングワイヤまたは空芯コイルを使用することが可能である。Ｑ値の高い容量としてチップコンデンサまたは半導体チップ上に形成されるＭＩＭ（金属・絶縁体・金属）容量を使用することが可能である。他の実施の形態では、インダクタは、多層配線基板中の配線、リードフレームのリード、半導体チップ上に形成されるスパイラルコイルを使用することもできる。
図１５は、図１に示した電力レベル検出器２００ａ、２００ｂと加算器２１０との構成の一例を示す回路図である。図１５において、電力レベル検出器２００ａ、２００ｂは、定電流源１８０、ダイオード接続のＮチャンネルＭＯＳＱｍ０、容量Ｃ０で構成されたバイアス回路２００に接続されている。電力レベル検出器２００ａの検出ＮチャンネルＭＯＳＱｍ１のゲートは、リップル除去フィルタ（抵抗Ｒ１、容量Ｃ１）を介してバイアス回路２００のダイオード接続ＮチャンネルＭＯＳＱｍ０のしきい値電圧Ｖｔｈの近傍にバイアスされている。電力レベル検出器２００ａの検出ＮチャンネルＭＯＳＱｍ１のゲートは、容量１００ａを介してＲＦ電力増幅器６０ａの出力に接続されている。電力レベル検出器２００ｂの検出ＮチャンネルＭＯＳＱｍ２のゲートは、リップル除去フィルタ（抵抗Ｒ２、容量Ｃ２）を介してバイアス回路２００のダイオード接続ＮチャンネルＭＯＳＱｍ０のしきい値電圧Ｖｔｈの近傍にバイアスされている。電力レベル検出器２００ｂの検出ＮチャンネルＭＯＳＱｍ２のゲートは、容量１００ｂを介してＲＦ電力増幅器６０ｂの出力に接続されている。
ＲＦ電力増幅器６０ａの出力の電圧をＶａ、ＲＦ電力増幅器６０ｂの出力の電圧をＶｂとし、トランジスタＭＯＳＱｍ１のしきい値電圧をＶｔｈ１とし、トランジスタＭＯＳＱｍ２のしきい値電圧をＶｔｈ２とし、Ｖａ≫Ｖｔｈ１とし、Ｖｂ≫Ｖｔｈ２とする。良く知られているように、トランジスタＭＯＳＱｍ１、Ｑｍ２のチャンネルコンダクタンスをβQｍ１、βQｍ２とすると、トランジスタＭＯＳＱｍ１、Ｑｍ２のドレイン電流はＩQｍ１、ＩQｍ２は次式のように求められる。
Figure 0004859049
Figure 0004859049
電力レベル検出器２００ａの検出トランジスタＭＯＳＱｍ１のドレイン電流ＩQｍ１は、ＰチャンネルＭＯＳＱｐ１、Ｑｐ３で構成されたカレントミラーを介して加算器２１０の抵抗Ｒ３に供給される。同様に、電力レベル検出器２００ｂの検出トランジスタＭＯＳＱｍ２のドレイン電流ＩQｍ２は、ＰチャンネルＭＯＳＱｐ２、Ｑｐ４で構成されたカレントミラーを介して加算器２１０の抵抗Ｒ３に供給される。
従って、加算器２１０の抵抗Ｒ３に発生する加算電圧Ｖｓｕｍは、次式で求められる。
Figure 0004859049
従って、加算器２１０で得られる加算電圧Ｖｓｕｍは、ＲＦ電力増幅器６０ａの出力電圧Ｖａの自乗とＲＦ電力増幅器６０ｂの出力電圧Ｖｂの自乗との和に比例するものとなる。また、加算器２１０では、差動増幅器５１０により加算器２１０で得られる加算電圧ＶｓｕｍからＮチャンネルＭＯＳＱｍ０、Ｑｍ１、Ｑｍ２のしきい値電圧Ｖｔｈの減算が行われ、この減算により検出電圧Ｖｄｅｔが生成される。
≪ＲＦ電力増幅器モジュールの動作≫
次に、図１を参照して、本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器モジュールの動作を説明する。
ＲＦ信号入力端子１０より供給されたＲＦ入力信号Ｐｉｎは、可変利得増幅器５０により増幅され、モジュール３１０のＲＦ信号入力端子１１を介して入力整合回路７０に供給される。入力整合回路７０において、ＲＦ増幅信号は電力分割器２４０により略二分され、位相シフタ２５０ａ、２５０ｂに供給される。ＲＦ増幅信号は位相シフタ２５０ａで＋４５度位相シフトされ、ＲＦ増幅信号は位相シフタ２５０ｂで−４５度位相シフトされる。その結果、位相シフタ２５０ａ、２５０ｂによって９０度位相差を有する位相差信号がＲＦ信号出力端子１４ａ、１４ｂより出力され、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂに供給される。整合回路２６０ａは、位相シフタ２５０ａの出力インピーダンスとＲＦ電力増幅器６０ａの入力インピーダンスとを整合させる。また、整合回路２６０ｂも同様に、位相シフタ２５０ｂの出力インピーダンスとＲＦ電力増幅器６０ｂの入力インピーダンスとを整合させる。
９０度位相差を有するＲＦ位相差信号はＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂによって所望の電力まで増幅され、出力整合回路８０を介してＲＦ信号出力端子１２から出力さる。出力整合回路８０において、ＲＦ信号入力端子１５ａより供給されたＲＦ増幅信号は位相シフタ２８０ａにより−４５度位相シフトされ、ＲＦ信号入力端子１５ｂより供給されたＲＦ増幅信号は位相シフタ２８０ｂにより＋４５度位相シフトされる。従って位相シフタ２８０ａ、２８０ｂの出力の２つのＲＦ信号は略同位相となり、電力結合器２９０で合成された後、ＲＦ送信出力信号ＰｏｕｔはＲＦ信号出力端子１６より出力される。整合回路２７０ａはＲＦ電力増幅器６０ａの出力インピーダンスと位相シフタ２８０ａの入力インピーダンスとを整合させる。また、整合回路２７０ｂも同様に、ＲＦ電力増幅器６０ｂの出力インピーダンスと位相シフタ２８０ｂの入力インピーダンスとを整合させる。また更に、電力結合器２９０は、電力合成を行うに際して位相シフタ２８０ａ、２８０ｂの出力インピーダンスとモジュール３１０の出力端子１２の出力インピーダンス（通常５０Ω）とを整合させる機能を有することもできる。
バイアス制御回路２３０は、バイアス制御入力端子２０に印加されるバイアス制御信号に基づいて、最適化なバイアス電圧もしくはバイアス電流をＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に供給する。また、電源電圧端子３０ａ、３０ｂより印加された電源電圧はチョークインダクタ１２０ａ、１２０ｂを介してＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力に供給される。ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力は、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂがバイポーラトランジスタの場合はベース電極であり、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）の場合はゲート電極である。また、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力は、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂがバイポーラトランジスタの場合はコレクタ電極であり、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）の場合はドレイン電極である。ただし、トランジスタの接地方式によっては、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力および出力は上記電極以外の電極とすることもできる。
ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力電圧Ｖａ、Ｖｂはカップリング容量１００ａ、１００ｂを介して電力レベル検出器２００ａ、２００ｂに供給される。上述したように電力レベル検出器２００ａ、２００ｂと加算器２１０とにより、ＲＦ電力増幅器６０ａの出力電圧Ｖａの自乗とＲＦ電力増幅器６０ｂの出力電圧Ｖｂの自乗との和に比例した検出電圧Ｖｄｅｔが検出出力端子４０より出力される。下記の説明から、この検出電圧Ｖｄｅｔの値はＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力端子におけるＲＦ信号の進行波および反射波の電力の和に比例することが理解されるであろう。
図２は負荷変動時に負荷で取り出される電力を計算するための簡単な等価回路である。信号源１３０の電圧値をＶ０とし、信号源１３０の出力インピーダンス１４０ａの値をＺ０とし、負荷インピーダンス１４０ｂの値をＺＬとすると、負荷で取り出される電流および電圧は各々（数４）、（数５）で表される。
Figure 0004859049
Figure 0004859049
負荷インピーダンスをＺＬとし、点Ａでの反射係数をΓとし、負荷インピーダンスＺＬを
Figure 0004859049
とすると、（数４）〜（数６）より、負荷で取り出される電流、電圧および電力は各々（数７）〜（数９）となる。
Figure 0004859049
Figure 0004859049
Figure 0004859049
点Ａでの進行波電力Ｐforwardは反射係数Γ=０を（数９）に代入することにより求められ、（数１０）で表される。
Figure 0004859049
また、同様に反射波電力Ｐreverseは（数９）および（数１０）より、
Figure 0004859049
と表される。
図１のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力電圧Ｖａ、ＶｂのＲＦ信号の位相が互いに９０度異なっており、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの負荷インピーダンスが互いに９０度異なっていることから、出力電圧Ｖａ、Ｖｂは、
Figure 0004859049
Figure 0004859049
と簡潔に表される。ＲＦ電力増幅器６０ａの出力電圧Ｖａの自乗とＲＦ電力増幅器６０ｂの出力電圧Ｖｂの自乗との和に比例した検出電圧Ｖｄｅｔは（数１２）、（数１３）より、
Figure 0004859049
と表され、更に（数１０）および（数１１）より、
Figure 0004859049
となる。以上の説明より、ＲＦ電力増幅器６０ａの出力電圧Ｖａの自乗とＲＦ電力増幅器６０ｂの出力電圧Ｖｂの自乗との和に比例した検出電圧Ｖｄｅｔの値は、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力におけるＲＦ信号の進行波および反射波の電力の和に比例することが理解される。尚、負荷が整合された状態では、反射波電力Preverse＝０である。
図３は、一般的なＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力（Ｐｏｕｔ）に対するＡＣＰＲ（隣接チャンネル漏洩電力比）と消費電流Ｉｃｎｓの関係を示す図である。ＡＣＰＲはＲＦ電力増幅器における歪を表す指数として一般的に使用されているパラメータである。尚、ＡＣＰＲは、Adjacent Channel Leakage Power Ratioの略である。ＲＦ電力増幅器の設計では、一般的に電力付加効率（ＰＡＥ）とＡＣＰＲによる歪とはトレードオフの関係にあり、電力付加効率（ＰＡＥ）が良くなるとＡＣＰＲによる歪が大きくなってしまう。高効率化はＲＦ電力増幅器の電池動作時間の増大で基本的な課題であるが、ＡＣＰＲによる歪の低減も移動体通信での妨害信号を抑圧すると言う基本的な課題である。すなわち、電力付加効率（ＰＡＥ）の高いＲＦ電力増幅器の所望出力電力でのＡＣＰＲによる歪の特性は、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔの増加に対して一般的に図３（ａ）の動作点Ａ２から動作点Ａ１のような単調増加特性となる。また、電力付加効率（ＰＡＥ）の高いＲＦ電力増幅器の消費電流Ｉｃｎｓは、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔの増加に対して一般的に図３（ｂ）のように出力電力に対して単調に増加する。
図４は、ＲＦ電力増幅器の送信出力電力レベルの検出に方向性結合器を使用した一般的なＲＦ電力増幅器の特性をシュミュレーションした結果を示す図である。図４において、破線はＲＦ電力増幅器モジュールの負荷が整合された状態で、負荷の位相を０〜３６０度回転した場合の特性を示している。シュミュレーションの条件は、ＲＦ電力増幅器モジュールに動作周波数９１５ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡ変調入力信号を供給したものである。このように負荷が整合された状態では、負荷の位相を０〜３６０度回転しても、図４（ａ）の破線に示すようにＡＣＰＲによる歪は一定に維持され、図４（ｂ）の破線に示すように消費電流Ｉｃｎｓも一定に維持されることができる。
図４において、実線はＲＦ電力増幅器モジュールへＷ−ＣＤＭＡ変調信号を入力し、負荷をＶＳＷＲ（電圧定在波比）＝３：１の不整合とした状態で、負荷の位相を０〜３６０度回転した場合の特性を示している。このように負荷が不整合の状態では、負荷の位相を０〜３６０度回転すると、図４（ａ）の実線に示すようにＡＣＰＲによる歪は大きく変動して、図４（ｂ）の実線に示すように消費電流Ｉｃｎｓも大きく変動してしまう。
この負荷の不整合の状態の特性の変動は、以下のように推測される。すなわち、前記非特許文献２に記載のように方向性結合器を使用すると、ＲＦ電力増幅器により生成された進行波信号からの結合電圧と負荷により反射された反射波信号からの結合電圧とのベクトル和の検出電圧を検出できる。しかし、このベクトル和の検出電圧Ｖｄｅｔは、次式のように与えられる。
Figure 0004859049
ここで、ＶＡＶＳｃは進行波信号からの結合電圧で、Ｖｒｃは反射波信号からの結合電圧で、Ｃは電圧結合ファクタで、Ｄは方向性結合器の方向性係数で、｜Γ｜は負荷反射係数で、θは進行波信号と反射波信号との位相差である。
従って、上記（数１６）でＣ／Ｄが極めて小さな方向性結合器を使用すると、検出電圧Ｖｄｅｔとして反射波信号からの結合電圧Ｖｒｃを十分な感度で検出することができない。その結果、負荷が不整合の状態で、負荷の位相が回転して、負荷からの反射波信号が増大したとしても、方向性結合器による検出電圧Ｖｄｅｔはそれ程増大することがない。
それに対して、本発明の一実施の形態によるＲＦ電力増幅器モジュールによれば、検出電圧Ｖｄｅｔは、平衡電力増幅器のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力電圧Ｖａ、Ｖｂが供給される電力レベル検出器２００ａ、２００ｂと加算器２１０とから生成される。すなわち、前記（数１５）に示したように、検出電圧Ｖｄｅｔの値は、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力のＲＦ信号の進行波および反射波の電力の和に比例する。言い換えると、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力のＲＦ信号の進行波が、まず検出電圧Ｖｄｅｔの一部となる。また、ＲＦ信号出力端子１２の接続されるアンテナである負荷からの反射波は、出力整合回路８０の出力端子１６からＲＦ信号入力端子１５ａ、１５ｂを経由して電力レベル検出器２００ａ、２００ｂの入力に供給される。従って、アンテナである負荷からの反射波も、検出電圧Ｖｄｅｔの他の一部となることができる。
アンテナである負荷が整合している状態でＡＰＣ回路２２０に供給される送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐは、例えば図３（ａ）と図３（ｂ）の動作点Ａ２のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔに対応するレベルとなっている。この状態では、図１の送信回路の可変利得増幅器５０、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０、ＡＰＣ回路２２０の閉ループは検出電圧Ｖｄｅｔが動作点Ａ２に対応する送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐと一致するようにＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃによってＲＦ電力増幅器のＲＦ送信出力信号のレベルが制御される。図３（ａ）と図３（ｂ）の動作点Ａ２では、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔが異常に大きくはなく、ＡＣＰＲによる歪も消費電流Ｉｃｎｓも異常に大きな値とはなっていない。
アンテナである負荷が不整合の状態となり、図１のＲＦ電力増幅器モジュールのＲＦ信号出力端子１２の接続されるアンテナである負荷からの反射波が著しく増大したとする。すると、ＲＦ電力増幅器モジュールのＲＦ消費電力Ｐｏｕｔは、進行波電力Ｐforwardに反射波電力Ｐreverseが加わり、図３（ａ）、（ｂ）の動作点Ａ２から動作点Ａ１に変化して、ＡＣＰＲによる歪も消費電流Ｉｃｎｓも異常に大きな値に増加しようとする。しかし、この時、ＲＦ信号出力端子１２の接続されるアンテナからの著しく増大した反射波は、出力整合回路８０の出力端子１６からＲＦ信号入力端子１５ａ、１５ｂを経由して電力レベル検出器２００ａ、２００ｂの入力に供給される。従って、前記（数１５）に従って検出電圧Ｖｄｅｔの値はＲＦ信号の反射波に比例して増大して、検出電圧Ｖｄｅｔの値は図３（ａ）、（ｂ）の動作点Ａ１の著しく増大したＲＦ出力電力Ｐｏｕｔに対応するレベルとなる。動作点Ａ２に対応する送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐと比較すると、動作点Ａ１の著しく増大したＲＦ出力電力Ｐｏｕｔに対応する検出電圧Ｖｄｅｔの値は大きすぎる。その結果、図１の送信回路の閉ループは、検出電圧Ｖｄｅｔが動作点Ａ２に対応する送信パワーレベル信号Ｖｒａｍｐに戻るようにＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃによってＲＦ電力増幅器の利得を低下させる。従って、ＲＦ電力増幅器から送信されるＲＦ送信信号のレベルが低下するので、ＲＦ消費電力Ｐｏｕｔに対応する検出電圧Ｖｄｅｔの値は動作点Ａ１の著しく増大したレベルから動作点Ａ２の適正なレベルに戻る。その結果、ＡＣＰＲによる歪も消費電流Ｉｃｎｓも適正な値に戻ることができる。
図５は、図１の送信回路の可変利得増幅器５０、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０、ＡＰＣ回路２２０の閉ループの特性をシュミュレーションした結果を示す図である。図５において、破線はＲＦ電力増幅器モジュールの負荷が整合された状態で、負荷の位相を０〜３６０度回転した場合の特性を示している。シュミュレーションの条件は、ＲＦ電力増幅器モジュールに動作周波数９１５ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡ変調入力信号を供給したものである。このように負荷が整合された状態では、負荷の位相を０〜３６０度回転しても、図５（ａ）の破線に示すようにＡＣＰＲによる歪は一定に維持され、図５（ｂ）の破線に示すように消費電流Ｉｃｎｓも一定に維持されることができる。
図５において、実線はＲＦ電力増幅器モジュールへＷ−ＣＤＭＡ変調信号を入力し、負荷をＶＳＷＲ（電圧定在波比）＝３：１の不整合とした状態で、負荷の位相を０〜３６０度回転した場合の特性を示している。このように負荷が不整合の状態では、負荷の位相を０〜３６０度回転すると、図５（ａ）の実線に示すようにＡＣＰＲによる歪は若干変動して、図５（ｂ）の実線に示すように消費電流Ｉｃｎｓも若干変動する。しかし、図５（ａ）、（ｂ）に示したＡＣＰＲによる歪と消費電流Ｉｃｎｓとの変動は、図４（ａ）、（ｂ）に示したＡＣＰＲによる歪と消費電流Ｉｃｎｓとの変動と比較すると相当低減されている。ＲＦ電力増幅器の送信電力の検出に方向性結合器を使用するよりも、図１に示した電力レベル検出器２００ａ、２００ｂと加算器２１０を使用した方が遥かに有利であることが理解される。
このように負荷が不整合の状態では、方向性結合器や出力整合回路の電力結合器等の特性により、図３のように消費電力が増大してＡＣＰＲによる歪みや消費電流Ｉｃｎｓが増加する負荷の位相が存在する。従って、不整合の状態での歪み特性を満足するため、線型動作の最大ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｍａｘ）での動作点から飽和動作開始の動作点までの余裕であるバックオフを大きくする場合もある。しかしながら、余裕であるバックオフを大きくすると、負荷が整合した状態の最大ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｍａｘ）が小さくなり、電力付加効率（ＰＡＥ）が劣化する問題がある。
これに対して、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでは負荷の不整合によりＲＦ消費電力Ｐｏｕｔが図３（ａ）、（ｂ）の動作点Ａ２から動作点Ａ１に変化すると、自動的に動作点Ａ１から動作点Ａ２に戻す作用を有している。従って、負荷が不整合の状態において、図１のＲＦ電力増幅器モジュールでは反射波電力に比例する電力をオフセットとしてＲＦ消費電力Ｐｏｕｔを低減できる。図３（ａ）、（ｂ）において、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が３：１の場合には、オフセット電力（Ｐ１−Ｐ２）は理想的には１．２５ｄＢとなる。このオフセット電力（Ｐ１−Ｐ２）１．２５ｄＢに相当するＡＣＰＲによる歪および消費電流を、低減することができる。
また、図１に示したＲＦ電力増幅器モジュールでは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂ、カップリング容量１００ａ、１００ｂ、電力レベル検出器２００ａ、２００ｂが同一半導体チップ３１０上に形成されている。従って、ＲＦ電力増幅器６０ａの出力端子から電力レベル検出器２００ａの入力端子までの距離と、ＲＦ電力増幅器６０ｂの出力端子から電力レベル検出器２００ｂの入力端子までの距離とが短い。従って、他のＲＦ回路部分からの電磁的カップリングによる雑音の影響を受けにくく、検出電圧の精度向上および回路設計の容易化が可能となり、回路面積の大幅な小型化も可能となる。
≪他の実施の形態≫
≪多段ＲＦ電力増幅器≫
図６は本発明の他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュール３１０を具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。図６に示した本発明の他の１つの実施の形態が図１に示した本発明の１つの実施の形態と基本的に相違するのは、図１のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂが図６で多段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ａ、６０ｄ、６０ｂに置換されていることである。他の実施の形態では、図１のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのそれぞれは、３段のＲＦ電力増幅器に置換されることも可能である。また、前段のＲＦ電力増幅器６０ｃの出力と後段のＲＦ電力増幅器６０ａの入力との間には結合容量１５０ａが接続され、前段のＲＦ電力増幅器６０ｄの出力と後段のＲＦ電力増幅器６０ｂの入力との間には結合容量１５０ｂが接続されている。更に、前段のＲＦ電力増幅器６０ｃの入力と前段のＲＦ電力増幅器６０ｃｄの入力には、バイアス制御回路２３０から生成されたバイアス電圧が供給される。前段のＲＦ電力増幅器６０ｃの出力と電源電圧供給端子３０ｃとの間にはチョークインダクタ１２０ｃが接続され、前段のＲＦ電力増幅器６０ｄの出力と電源電圧供給端子３０ｄとの間にはチョークインダクタ１２０ｄが接続されている。また、電源電圧供給端子３０ｃ、３０ｄには、バイパス容量１１０ｃ、１１０ｄが接続されている。それ以外は、図６に示した本発明の他の１つの実施の形態の構成と動作とは、図１に示した本発明の１つの実施の形態の構成と動作と同一である。従って、半導体チップ３００には、前段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、ｄ、結合容量１５０ａ、ｂ、後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、ｂ、カップリング容量１００ａ、ｂ、出力整合回路８０、電力レベル検出器２００ａ、ｂ、加算器２１０、バイアス制御回路２３０が形成されている。
前段のＲＦ電力増幅器６０ｃの出力端子から後段のＲＦ電力増幅器６０ａの入力端子に至る信号経路と前段のＲＦ電力増幅器６０ｄの出力端子から後段のＲＦ電力増幅器６０ｂの入力端子に至る信号経路とは、略互いに等しい電気長を有する。ただし、ＲＦ入力整合回路７０より出力される２つのＲＦ信号の位相差が、本来の９０度から誤差を持つ場合がある。この場合には、後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に供給されるＲＦ信号の位相差が互いに９０度となるように、上記の２つの信号経路の電気長を補正することもできる。
≪等距離接続、対称レイアウト≫
図７は、図６に示したＲＦ電力増幅器モジュール３１０および半導体チップ３００の平面レイアウトを示す図である。また、図８は、図７に示したＲＦ電力増幅器モジュール３１０および半導体チップ３００の平面レイアウトのうちＲＦ信号に関係する部分を示した図である。
図７において、バイアス制御回路２３０、電力レベル検出器２００ａ、２００ｂ、加算器２１０が、上段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ａと下段のＲＦ電力増幅器６０ｄ、６０ｂとの間に配置されている。また、入力整合回路７０の２つの出力は、略並列かつ略等距離で前段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ｄの入力に接続されている。前段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ｄの出力は、略並列かつ略等距離で結合容量１５０ａ、１５０ｂを介して後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に接続されている。後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力は、略並列かつ略等距離で出力整合回路７０の２つの入力に接続されている。更に、前段のＲＦ電力増幅器６０ｃ、ｄの出力は、所定の配線距離でチョークインダクタ１２０ｃ、ｄを介してバイパスコンデンサ１１０ｃ、ｄと電源電圧供給端子３０ｃ、ｄに接続されている。また、後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、ｂの出力は、所定の配線距離でチョークインダクタ１２０ａ、ｂを介してバイパスコンデンサ１１０ａ、ｂと電源電圧供給端子３０ａ、ｂに接続されている。更に、後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、ｂの出力は、略等距離で容量１００ａ、ｂを介して電力レベル検出器２００ａ、ｂの入力に接続されている。電力レベル検出器２００ａ、ｂの出力は、略等距離で加算器２１０の入力に接続され、加算器２１０の出力は検出出力端子４０に接続されている。
図８において、ＲＦ主信号経路４１０ａはＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ａと段間整合回路４００ａを含み、ＲＦ主信号経路４１０ｂはＲＦ電力増幅器６０ｄ、６０ｂと段間整合回路４００ｂとを含む。段間整合回路４００ａは、ＲＦ電力増幅器６０ｃの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ａの入力端子との間でバイパス容量１１０ｃとに接続されＲＦ信号の電気長に関係している。段間整合回路４００ｂも同様にＲＦ電力増幅器６０ｄの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ｂの入力端子との間でバイパス容量１１０ｄとに接続されＲＦ信号の電気長に関係している。このように、段間整合回路４００ａ、４００ｂは、半導体チップ３００およびＲＦ電力増幅器モジュール３１０に配置されている。
段間整合回路４００ａ、４００ｂのうち半導体チップ３００に実装される回路部分は半導体チップ３００上において、ＲＦ主信号経路４１０ａ、４１０ｂを中心として上下対称に配置される。また、半導体チップ３００上において、段間整合回路４００ａはＲＦ主信号経路４１０ｂと交差せず、段間整合回路４００ｂも同様に、ＲＦ主信号経路４１０ａと交差しない。その結果、各ＲＦ主信号経路を流れるＲＦ信号の電磁気的干渉が低減され、低歪化、低消費電力化が可能となる。
以上の構造により、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０において、ＲＦ主信号経路４１０ａ、４１０ｂの電気長が互いに等しくなるため、後段のＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂより出力されるＲＦ出力信号の位相が互いに９０度異なる動作が可能となる。
≪マルチバンドＲＦ電力増幅器モジュール≫
図９は本発明の他の１つの実施の形態であるマルチバンドのＲＦ送信出力信号を生成するＲＦ電力増幅器モジュール３１０を具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。図９に示すＲＦ電力増幅器モジュール３１０には、ＲＦ周波数が略１ＧＨｚのローバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとＲＦ周波数が略２ＧＨｚのハイバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとが供給される。
略１ＧＨｚのローバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、例えば、ＲＦ周波数が８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚのＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号、８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚのＧＳＭ９００のＲＦ送信信号である。他に、ＲＦ周波数が８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド５のＲＦ送信信号、８３０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド６のＲＦ送信信号も可能である。
略２ＧＨｚのハイバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、例えば、ＲＦ周波数が１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚのＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号、１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚのＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号である。他に、ＲＦ周波数が１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド１のＲＦ送信信号、１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド２のＲＦ送信信号も可能である。更に他に、ＲＦ周波数が１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド３のＲＦ送信信号、１７１０ＭＨｚ〜１７５５ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡのバンド４のＲＦ送信信号も可能である。
略１ＧＨｚのローバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、１ＧＨｚ帯入力整合回路７０ａの１ＧＨｚ帯ＲＦ信号入力端子１１ａに供給され、１ＧＨｚ帯入力整合回路７０ａの出力信号は１ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ｄ、６０ａ、６０ｂにより増幅される。１ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの出力信号は１ＧＨｚ帯出力整合回路８０ａに供給され、１ＧＨｚ帯出力整合回路８０ａの出力は１ＧＨｚ帯ＲＦ信号出力端子１２ａとなっている。図８と同様に、図９でも１ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ａは１ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ａと１ＧＨｚ帯段間整合回路４００ａとを含み、１ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ｂは１ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｄ、６０ｂと１ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｂを含む。１ＧＨｚ帯段間整合回路４００ａは、ＲＦ電力増幅器６０ｃの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ａの入力端子との間でバイパス容量１１０ｃとに接続され１ＧＨｚ帯ＲＦ信号の電気長に関係している。１ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｂも同様にＲＦ電力増幅器６０ｄの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ｂの入力端子との間でバイパス容量１１０ｄとに接続され１ＧＨｚ帯ＲＦ信号の電気長に関係している。１ＧＨｚ帯段間整合回路４００ａ、４００ｂは、半導体チップ３００およびＲＦ電力増幅器モジュール３１０に配置されている。従って、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０の上半分は、１ＧＨｚ帯ＲＦ回路部分４２０ａとなっている。
略２ＧＨｚのハイバンドＲＦ入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、２ＧＨｚ帯入力整合回路７０ｂの２ＧＨｚ帯ＲＦ信号入力端子１１ｂに供給され、２ＧＨｚ帯入力整合回路７０ｂの出力信号は２ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｇ、６０ｈ、６０ｅ、６０ｆにより増幅される。２ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｅ、６０ｆの出力信号は２ＧＨｚ帯出力整合回路８０ｂに供給され、２ＧＨｚ帯出力整合回路８０ｂの出力は２ＧＨｚ帯ＲＦ信号出力端子１２ｂとなっている。図８と同様に、図９でも２ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ｃは２ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｇ、６０ｅと２ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｃとを含み、２ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ｄは２ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｈ、６０ｆと２ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｄとを含む。２ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｃは、ＲＦ電力増幅器６０ｇの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ｅの入力端子との間でバイパス容量１１０ｇとに接続され２ＧＨｚ帯ＲＦ信号の電気長に関係している。２ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｄも同様にＲＦ電力増幅器６０ｈの出力端子とＲＦ電力増幅器６０ｆの入力端子との間でバイパス容量１１０ｈとに接続され２ＧＨｚ帯ＲＦ信号の電気長に関係している。２ＧＨｚ帯段間整合回路４００ｃ、４００ｄは、半導体チップ３００およびＲＦ電力増幅器モジュール３１０に配置されている。従って、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０の下半分は、２ＧＨｚ帯ＲＦ回路部分４２０ｂとなっている。
以上の構造により、図９に示すＲＦ電力増幅器モジュール３１０において、１ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ａ、４１０ｂの電気長が互いに等しくなるため、１ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂより出力されるＲＦ信号の位相が互いに９０度異なる動作が可能となる。また、２ＧＨｚ帯ＲＦ主信号経路４１０ｃ、４１０ｄの電気長が互いに等しくなるため、２ＧＨｚ帯ＲＦ電力増幅器６０ｃ、６０ｄより出力されるＲＦ信号の位相が互いに９０度異なる動作が可能となる。
≪逆相入力ＲＦ電力増幅器≫
図１０は本発明の更に他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュール３１０を具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。図１０に示した本発明の他の１つの実施の形態が図１に示した本発明の１つの実施の形態と基本的に相違するのは、図１では単一のＲＦ信号入力端子１０に単一の入力信号が供給されているのに対して、図１０では互いに逆位相（１８０度位相差）の２つの入力信号がＲＦ信号入力端子１０ａ、１０ｂに供給されていることである。互いに逆位相（１８０度位相差）の２つの入力信号は、例えば図示されていない差動増幅回路の出力から得ることができる。従って、図１のＲＦ信号入力端子１０が図１０のＲＦ信号入力端子１０ａ、１０ｂに置換され、図１の可変利得増幅器５０が図１０の可変利得増幅器５０ａ、ｂに置換されている。例えば、一方のＲＦ信号入力端子１０ａの一方の入力信号は０度の位相を有しており、他方のＲＦ信号入力端子１０ｂの他方の入力信号は−１８０度の位相を有している。尚、可変利得増幅器５０ａ、ｂの増幅利得は、ＡＰＣ回路２２０の出力のＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって共通に制御される。
また、図１０の入力整合回路７０は、図１０の下に示すように、図１の入力整合回路７０に存在している電力分割器２４０を含んでいない。図１０では、ＲＦ信号入力端子１０ａは可変利得増幅器５０ａの入力端子に接続され、可変利得増幅器５０ａの出力端子はＲＦ信号入力端子１１ｃを介して入力整合回路７０に接続される。ＲＦ信号入力端子１０ｂは可変利得増幅器５０ｂの入力端子に接続され、可変利得増幅器５０ｂの出力端子はＲＦ信号入力端子１１ｄを介して入力整合回路７０に接続される。入力整合回路７０は２入力２出力の４端子を有する回路で、一方の入力端子１３ａはＲＦ信号入力端子１１ｃに接続され、他方の入力端子１３ｂはＲＦ信号入力端子１１ｄに接続され、一方の出力端子１４ａはＲＦ電力増幅器６０ａの入力に接続され、他方の出力端子１４ｂはＲＦ電力増幅器６０ｂの入力に接続される。入力整合回路７０のＲＦ信号入力端子１３ａは−４５度位相シフタ２５０ｃの入力に接続され、入力整合回路７０のＲＦ信号入力端子１３ｂは＋４５度位相シフタ２５０ｄの入力に接続されている。−４５度位相シフタ２５０ｃの出力と＋４５度位相シフタ２５０ｄの出力とは、整合回路２６０ｃの入力と整合回路２６０ｄの入力とに接続されている。整合回路２６０ｃの出力と整合回路２６０ｄの出力とは、入力整合回路７０の出力１４ａ、１４ｂとなっている。入力整合回路７０の出力１４ａ、１４ｂは、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂの入力に接続される。
従って、入力整合回路７０の一方の出力１４ａの一方の出力信号の位相は０度−４５度＝−４５度となり、入力整合回路７０の他方の出力１４ａの一方の出力信号の位相は−１８０度＋４５度＝−１３５度となる。その結果、図１０に示した入力整合回路７０の２つの出力１４ａ、１４ｂの２つの出力信号の位相差は９０度となり、図１に示した入力整合回路７０の２つの出力１４ａ、１４ｂの２つの出力信号と全く等価となる。
≪可変電源≫
図１１は本発明の更に他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュール３１０を具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。図１１に示した本発明の他の１つの実施の形態が図１に示した本発明の１つの実施の形態と基本的に相違するのは、下記の通りである。すなわち、図１では、モジュール３１０の電源電圧供給端子３０ａ、３０ｂとバイアス制御回路２３０のバイアス制御入力端子２０とは、携帯電話端末の電源電圧に接続されていた。しかし、図１１では、バイアス制御回路２３０のバイアス制御入力端子２０は可変電源電圧供給回路４３０ａに接続され、モジュール３１０の電源電圧供給端子３０ａ、３０ｂは可変電源電圧供給回路４３０ｂに接続されている。更に、図１１の可変電源電圧供給回路４３０ａ、４３０ｂから生成される可変電源電圧のレベルは、ＡＰＣ回路２２０から生成されるＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルによって制御される。図１１の可変電源電圧供給回路４３０ａ、４３０ｂは、スイッチングレギュレータ等による低消費電力のＤＣ・ＤＣコンバータ、高速応答性に優れたシリーズレギュレータ等により構成されることができる。また、図１１の可変電源電圧供給回路４３０ａ、４３０ｂは、携帯電話端末に搭載される電池からの動作電圧に基づいてＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂとに供給される電源電圧を供給する。図１１のＲＦ電力増幅器モジュール３１０でも、図１のＲＦ電力増幅器モジュール３１０と同様に、負荷の不整合により負荷からの反射波が著しく増大する場合でも、消費電流の低減を抑圧することができる。その結果、携帯電話端末に搭載される電池の消耗を低減することができ、長時間の移動体通信が可能となる。
更に、ＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂから生成されるＲＦ送信出力信号が極めて低レベルの場合には、可変電源電圧供給回路４３０ｂからＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのドレインまたはコレクタに供給される電源電圧レベルを低く制御することにより、電力効率は著しく改善される。従って、ＲＦ送信出力信号が極めて低レベルの場合には、ＡＰＣ回路２２０からの低レベルのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって、可変電源電圧供給回路４３０ｂからの電源電圧は低レベルに制御される。また、ＲＦ送信出力信号が高レベルに変化すると、ＡＰＣ回路２２０からの高レベルのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって、可変電源電圧供給回路４３０ｂからの電源電圧は高レベルに制御されることができる。
また、ＲＦ送信出力信号が極めて低レベルの場合には、可変電源電圧供給回路４３０ａ、バイアス制御回路２３０からＲＦ電力増幅器６０ａ、６０ｂのゲートまたはベースに供給されるバイアス電圧レベルを低く制御することにより、電力効率は著しく改善される。従って、ＲＦ送信出力信号が極めて低レベルの場合には、ＡＰＣ回路２２０からの低レベルのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって、可変電源電圧供給回路４３０ａ、バイアス制御回路２３０からのバイアス電圧は低レベルに制御される。また、ＲＦ送信出力信号が高レベルに変化すると、ＡＰＣ回路２２０からの高レベルのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって、可変電源電圧供給回路４３０ａ、バイアス制御回路２３０からのバイアス電圧は高レベルに制御されることができる。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、入力整合回路７０、出力整合回路８０では、位相シフタは＋４５度と−４５度を対として、９０度の位相差を形成していたが、９０度と０度を対とする組合せなど、任意の組合せが可能である。
また、入力整合回路７０の出力と出力整合回路８０の入力との間のＲＦ主信号経路の数は２つ以外の４個とすることもできる。この場合には、第１ＲＦ主信号経路の位相シフタは＋１３５度と＋０度とを対とし、第２ＲＦ主信号経路の位相シフタは＋９０度と＋４５度とを対とし、第３ＲＦ主信号経路の位相シフタは＋４５度と＋９０度とを対とし、第４ＲＦ主信号経路の位相シフタは０度と＋１３５度と＋０度を対とすることもできる。
また、ＲＦ電力増幅器のパワーデバイスとしては、シリコンによるＬＤ（Lateral Diffused）構造のパワーＭＯＳＦＥＴを採用する以外にも、ＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ、ＳｉＧｅ等のＨＢＴ（Hetero-junction Bipolar Transistor）を採用することも可能である。
また、ＲＦ電力増幅器モジュール３１０のバイパス容量１１０ａ、１１０ｂは、チップコンデンサで構成されることができる。ＲＦ電力増幅器モジュール３１０のチョークインダクタ１２０ａ、１２０ｂは、多層配線基板の内部の多層配線や外部接続のリードの一部によって構成されることができる。シリコン半導体チップ３００のカップリング容量１００ａ、１００ｂは、半導体チップ３００の上のＭＩＭ（金属・絶縁体・金属）容量により構成されることができる。
また、本発明を主に携帯電話端末について述べたが、本発明は携帯電話端末に限定されるものではなく、車載機器、家電製品、その他の無線通信を用いる機器、装置に広く適用することができる。
本発明のマルチバンド・マルチモード電力制御回路は携帯電話などの移動体通信端末に搭載されるＲＦ電力増幅器モジュールの出力電力検出回路の小型化および低コスト化を実現する効果がある。また、携帯電話に限らず、車載器、家電製品、その他無線通信を用いる装置においてその効果を発揮するものである。
図１は本発明の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。 図２は負荷変動時に負荷で取り出される電力を計算するための簡単な等価回路である。 図３は、一般的なＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力に対する隣接チャンネル漏洩電力比と消費電流の関係を示す図である。 図４は、ＲＦ電力増幅器の送信出力電力レベルの検出に方向性結合器を使用した一般的なＲＦ電力増幅器の特性をシュミュレーションした結果を示す図である。 図５は、図１の送信回路の可変利得増幅器、ＲＦ電力増幅器モジュール、ＡＰＣ回路の閉ループの特性をシュミュレーションした結果を示す図である。 図６は本発明の他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。 図７は、図６に示したＲＦ電力増幅器モジュールおよび半導体チップの平面レイアウトを示す図である。 図８は、図７に示したＲＦ電力増幅器モジュールおよび半導体チップの平面レイアウトのうちＲＦ信号に関係する部分を示した図である。 図９は本発明の他の１つの実施の形態であるマルチバンドのＲＦ送信出力信号を生成するＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。 図１０は本発明の更に他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。 図１１は本発明の更に他の１つの実施の形態であるＲＦ電力増幅器モジュールを具備した携帯電話端末の送信回路の一部を示したブロック図である。 図１２は、図１に示した入力整合回路の電力分割器と＋４５度位相と−４５度位相シフタの構成の一例を示す回路図である。 図１３は、図１に示した入力整合回路の電力分割器と位相シフタの他の構成と整合回路の例を示す回路図である。 図１４は、図１に示した出力整合回の整合回路と位相シフタと電力結合器の構成の一例を示す回路図である。 図１５は、図１に示した電力レベル検出器と加算器との構成の一例を示す回路図である。
符号の説明
３１０ ＲＦ電力増幅器モジュール
７０ 入力整合回路
３００ シリコン半導体チップ
１１０ａ、１１０ｂ バイパス容量
１２０ａ、１２０ｂ チョークインダクタ
８０ 出力整合回路
６０ａ、６０ｂ ＲＦ電力増幅器
１００ａ、１００ｂ カップリング容量
２００ａ、２００ｂ 電力レベル検出器
２１０ 加算器
２３０ バイアス制御回路
Ｖｄｅｔ 検出電圧
２２０ ＡＰＣ回路
Ｖｒａｍｐ 送信パワーレベル信号
２２０ ＡＰＣ回路
Ｖａｐｃ ＡＰＣ制御電圧
２４０ 電力分割器
２５０ａ ＋４５度位相シフタ
２５０ｂ −４５度位相シフタ
２６０ａ、２６０ｂ 整合回路
８０ 出力整合回路
２７０ａ、２７０ｂ 整合回路
２８０ａ −４５度位相シフタ
２８０ｂ ＋４５度位相シフタ
２９０ 電力結合器

Claims (13)

  1. 第１ＲＦ電力増幅器と、第２ＲＦ電力増幅器と、前記第１ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第１位相シフタと、前記第２ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第２位相シフタと、前記第１ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第３位相シフタと、前記第２ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第４位相シフタと、前記第３位相シフタと前記第４位相シフタを経由してそれぞれ伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力とを結合する電力結合器を含む平衡電力増幅器の方式で構成され、
    前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力に一方の電極が接続された第１カップリング容量と、前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力に一方の電極が接続された第２カップリング容量と、前記第１カップリング容量の他方の電極が入力に接続されて前記第１ＲＦ電力増幅器の出力電圧の自乗に比例する出力信号を生成する第１電力レベル検出器と、前記第２カップリング容量の他方の電極が入力に接続されて前記第２ＲＦ電力増幅器の出力電圧の自乗に比例する出力信号を生成する第２電力レベル検出器と、前記第１電力レベル検出器の出力と前記第２電力レベル検出器の出力とが供給される加算器とを更に含むことによって、前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力における第１ＲＦ信号の進行波と反射波の電力の和と前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力における第２ＲＦ信号の進行波と反射波の電力の和に比例する検出電圧を前記加算器の出力より出力するＲＦ電力増幅装置。
  2. 目標送信パワーレベル信号と前記加算器の出力からの検出信号とに応答して前記電力結合器の出力に得られるＲＦ送信出力のレベルを制御するレベル制御信号を生成するレベル制御回路を更に含み、
    前記目標送信パワーレベル信号よりも前記検出信号のレベルが上昇すると、前記レベル制御回路から生成されるレベル制御信号により、前記ＲＦ送信出力のレベルが低下される請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。
  3. 前記ＲＦ電力増幅装置は、前記レベル制御回路から生成される前記レベル制御信号により制御される可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力を前記第１位相シフタの入力と前記第２位相シフタの入力に供給する電力分割器とを更に含み、
    前記可変利得増幅器は前記レベル制御信号のレベルに応答してＲＦ信号入力端子に供給されるＲＦ信号入力を増幅して、前記可変利得増幅器の出力からの利得制御されたＲＦ増幅出力信号は前記電力分割器と前記第１位相シフタおよび前記第２位相シフタを介して前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力に供給される請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
  4. 前記ＲＦ電力増幅装置の前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器と前記第１位相シフタと前記第２位相シフタと前記第３位相シフタと前記第４位相シフタと前記電力結合器と前記第１電力レベル検出器と前記第２電力レベル検出器と前記加算器はＲＦ電力増幅器モジュールのパッケージ内に形成されている請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
  5. 前記第１ＲＦ電力増幅器は第１多段増幅器で構成され、前記第２ＲＦ電力増幅器は第２多段増幅器で構成され、
    前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の前段の出力から前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の後段の出力までの第１電気長は、所定の長さに設定され、
    前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の前段の出力から前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の後段の出力までの第２電気長は、前記所定の長さに設定された前記第１電気長と略等しく設定されている請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
  6. 前記第１位相シフタと前記第２位相シフタは略９０度の位相差を有する２つのＲＦ入力信号を前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力とに供給して、
    前記第３位相シフタと前記第４位相シフタは、前記第１、第２ＲＦ電力増幅器の出力と前記電力結合器の入力との間の位相を調整することにより、前記第３位相シフタと前記第４位相シフタを経由して前記電力結合器に伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力の位相と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力の位相とは略合致するものとなる請求項２に記載のＲＦ電力増幅装置。
  7. 前記ＲＦ電力増幅器モジュールは、前記第１位相シフタと、前記第２位相シフタと、前記第１ＲＦ電力増幅器と、前記第２ＲＦ電力増幅器と、前記第３位相シフタと、前記第４位相シフタとからなる前記平衡電力増幅器はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド５とＷ−ＣＤＭＡのバンド６のいずれかの周波数帯域を増幅するものであり、
    前記ＲＦ電力増幅器モジュールは、入力整合回路と、前記入力整合回路の２つの出力に接続された第３ＲＦ電力増幅器と第４ＲＦ電力増幅器と、前記第３ＲＦ電力増幅器の出力と前記第４ＲＦ電力増幅器の出力とに２つの入力が接続された出力整合回路とからなりＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド１とＷ−ＣＤＭＡのバンド２とＷ−ＣＤＭＡのバンド３とＷ−ＣＤＭＡのバンド４のいずれかの周波数帯域を増幅する他の平衡電力増幅器を更に含む請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
  8. 第１ＲＦ電力増幅器と、第２ＲＦ電力増幅器と、前記第１ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第１位相シフタと、前記第２ＲＦ電力増幅器の入力側に配置された第２位相シフタと、前記第１ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第３位相シフタと、前記第２ＲＦ電力増幅器の出力側に配置された第４位相シフタと、前記第３位相シフタと前記第４位相シフタを経由してそれぞれ伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力とを結合する電力結合器を含む平衡電力増幅器の方式で構成され、
    前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力に一方の電極が接続された第１カップリング容量と、前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力に一方の電極が接続された第２カップリング容量と、前記第１カップリング容量の他方の電極が入力に接続されて前記第１ＲＦ電力増幅器の出力電圧の自乗に比例する出力信号を生成する第１電力レベル検出器と、前記第２カップリング容量の他方の電極が入力に接続されて前記第２ＲＦ電力増幅器の出力電圧の自乗に比例する出力信号を生成する第２電力レベル検出器と、前記第１電力レベル検出器の出力と前記第２電力レベル検出器の出力とが供給される加算器を更に含むことによって、前記第１ＲＦ電力増幅器の前記出力における第１ＲＦ信号の進行波と反射波の電力の和と前記第２ＲＦ電力増幅器の前記出力における第２ＲＦ信号の進行波と反射波の電力の和に比例する検出電圧を前記加算器の出力より出力して、
    目標送信パワーレベル信号と前記加算器の出力からの検出信号とに応答して前記電力結合器の出力に得られるＲＦ送信出力のレベルを制御するレベル制御信号を生成するレベル制御回路を更に含み、
    前記目標送信パワーレベル信号よりも前記検出信号のレベルが上昇すると、前記レベル制御回路から生成されるレベル制御信号により、前記ＲＦ送信出力のレベルが低下され、
    電池からの動作電圧に基づいて少なくとも前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器とに供給する電源電圧を供給する電源回路を更に含む無線通信端末装置。
  9. 前記ＲＦ電力増幅装置は、前記レベル制御回路から生成される前記レベル制御信号により制御される可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力を前記第１位相シフタの入力と前記第２位相シフタの入力に供給する電力分割器とを更に含み、
    前記可変利得増幅器は前記レベル制御信号のレベルに応答してＲＦ信号入力端子に供給されるＲＦ信号入力を増幅して、前記可変利得増幅器の出力からの利得制御されたＲＦ増幅出力信号は、前記電力分割器と前記第１位相シフタおよび前記第２位相シフタを介して前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力とに供給される請求項８に記載の無線通信端末装置。
  10. 前記ＲＦ電力増幅装置の前記第１ＲＦ電力増幅器と前記第２ＲＦ電力増幅器と前記第１位相シフタと前記第２位相シフタと前記第３位相シフタと前記第４位相シフタと前記電力結合器と前記第１電力レベル検出器と前記第２電力レベル検出器と前記加算器はＲＦ電力増幅器モジュールのパッケージ内に形成されている請求項８に記載の無線通信端末装置。
  11. 前記第１ＲＦ電力増幅器は第１多段増幅器で構成され、前記第２ＲＦ電力増幅器は第２多段増幅器で構成され、
    前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の前段の出力から前記第１ＲＦ電力増幅器の前記第１多段増幅器の後段の出力までの第１電気長は、所定の長さに設定され、
    前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の前段の出力から前記第２ＲＦ電力増幅器の前記第２多段増幅器の後段の出力までの第２電気長は、前記所定の長さに設定された前記第１電気長と略等しく設定されている請求項８に記載の無線通信端末装置。
  12. 前記第１位相シフタと前記第２位相シフタは略９０度の位相差を有する２つのＲＦ入力信号を前記第１ＲＦ電力増幅器の入力と前記第２ＲＦ電力増幅器の入力とに供給して、
    前記第３位相シフタと前記第４位相シフタは、前記第１、第２ＲＦ電力増幅器の出力と前記電力結合器の入力との間の位相を調整することにより、前記第３位相シフタと前記第４位相シフタとを経由して前記電力結合器に伝達される前記第１ＲＦ電力増幅器の出力の位相と前記第２ＲＦ電力増幅器の出力の位相とは略合致するものとなる請求項８に記載の無線通信端末装置。
  13. 前記ＲＦ電力増幅器モジュールは、前記第１位相シフタと、前記第２位相シフタと、前記第１ＲＦ電力増幅器と、前記第２ＲＦ電力増幅器と、前記第３位相シフタと、前記第４位相シフタとからなる前記平衡電力増幅器はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド５とＷ−ＣＤＭＡのバンド６のいずれかの周波数帯域を増幅するものであり、
    前記ＲＦ電力増幅器モジュールは、入力整合回路と、前記入力整合回路の２つの出力に接続された第３ＲＦ電力増幅器と第４ＲＦ電力増幅器と、前記第３ＲＦ電力増幅器の出力と前記第４ＲＦ電力増幅器の出力とに２つの入力が接続された出力整合回路とからなりＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷ−ＣＤＭＡのバンド１とＷ−ＣＤＭＡのバンド２とＷ−ＣＤＭＡのバンド３とＷ−ＣＤＭＡのバンド４のいずれかの周波数帯域を増幅する他の平衡電力増幅器を更に含む請求項１０に記載の無線通信端末装置。
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