CN108400774B - 一种平衡式射频功率放大器、芯片及通信终端 - Google Patents

一种平衡式射频功率放大器、芯片及通信终端 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种平衡式射频功率放大器、芯片及通信终端。该射频功率放大器通过90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅信号，并将该两路射频输入信号进行放大后输入到可调90度功合器，通过控制单元控制可调90度功合器中的可调电容和可调电阻的数值，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差接近0dBc时合成一路射频输入信号，并通过特定的射频发射路径输入到下一级电路。因此，本射频功率放大器不仅提高了输出的最大线性功率，还降低了本射频功率放大器对射频天线负载变化的敏感度，从而实现支持移动高功率终端(HPUE)的功能。

Description

一种平衡式射频功率放大器、芯片及通信终端
技术领域
本发明涉及一种射频功率放大器，尤其涉及一种用于支持移动高功率终端(HPUE)应用的平衡式射频功率放大器，同时也涉及包括该平衡式射频功率放大器的芯片及相应的通信终端，属于射频集成电路技术领域。
背景技术
射频功率放大器广泛应用在手机等无线通信设备中，为了适应现代通信事业对通信速度越来越高的要求，各种通信终端设备必须提高技术指标，以满足这种需求。例如，当前业界提出了针对Band 41(2496MHz～2690MHz)频段实现支持移动高功率终端(HighPerformance User Equipment，简称HPUE)的功能的要求，因此，移动终端天线发射线性功率需要提高到26dBm。由于通信终端射频天线设计面积减小，导致射频天线增益降低，射频天线负载阻抗驻波比(VSWR)变大，这就要求射频功率放大器输出更大的线性功率来满足通信终端射频指标。
在现有技术中，用于提高通信终端射频功率放大器的线性功率的方法主要包括增大输出电压和增大输出电流两种；增大输出电压即增加射频功率放大器输出端口的电源电压，使得射频功率放大器输出电压波形峰峰值得到增加，从而提高射频功率放大器的线性功率；增大输出电流即增加射频功率放大器在最大功率处的输出电流能力。
增大射频功率放大器电源电压主要分为恒定增大和瞬时增大。恒定增大优点是实现方式简单，代表技术为APT(Average Power Tracking)，但有以下缺点：1)对功率管的坚固性(ruggedness)提出了更高的要求；2)需要通信终端额外增加电源升压器来提升射频功率放大器的电源电压；3)降低射频功率放大器回退功率处的功率附加效率。瞬时增大优点是提升射频功率放大器回退功率处的功率附加效率，代表技术为ET(Envelop Tracking)，但也有以下缺点：1)对功率管的坚固性(ruggedness)提出了更高的要求；2)实现方式复杂，需要通信终端基带芯片和射频前端一起配合工作；3)处理更大带宽射频信号有很大的技术难度。
增大射频功率放大器输出电流主要分为增大输出功率管面积和多路功率放大器并联。增大输出功率管面积优点是实现方式简单，但会带来寄生参数过大的问题，当前提出实现支持HPUE功能的Band41频段属于较高频段，较大的寄生参数会恶化高频段射频功率放大器的性能，其线性功率提升也会受限；多路功率放大器并联相对于增大功率管面积，避免了寄生参数过大的问题，但不能解决通信终端由于天线负载阻抗变化导致的射频功率放大器输出功率损失。
发明内容
本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种平衡式射频功率放大器(以下简称射频功率放大器)。
本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种包括该平衡式射频功率放大器的芯片及相应的通信终端。
为了实现上述发明目的，本发明采用下述的技术方案：
根据本发明实施例的第一方面，提供一种平衡式射频功率放大器，包括控制单元、第一驱动级单元、90度功分器单元、第一功率级单元、第二功率级单元、可调90度功合器单元，所述控制单元分别与第一驱动级单元、所述第一功率级单元、所述第二功率级单元和所述可调90度功合器单元连接，所述第一驱动级单元的输入端与射频信号输入端连接，所述第一驱动级单元的输出端与所述90度功分器单元的输入端连接，所述90度功分器单元的输出端分别与所述第一功率级单元、所述第二功率级单元的输入端连接，所述第一功率级单元与所述第二功率级单元的输出端分别与所述可调90度功合器单元的输入端连接，所述可调90度功合器单元的输出端与射频发射路径连接；
所述可调90度功合器单元包括90度移相器和威尔金森功率合成器；所述90度移相器包括相位滞后阻抗变换网络和相位超前阻抗变换网络，所述相位滞后阻抗变换网络的输入端与所述第一功率级单元的输出端连接，所述相位滞后阻抗变换网络的输出端与所述威尔金森功率合成器的一个输入端连接；所述相位超前阻抗变换网络的输入端与所述第二功率级单元的输出端连接，所述相位超前阻抗变换网络的输出端与所述威尔金森功率合成器的另一个输入端连接；
射频输入信号经所述第一驱动级单元放大后输入到所述90度功分器单元，所述90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号，对应输入到所述第一功率级单元、所述第二功率级单元中进行放大后，输入到所述可调90度功合器单元，通过所述控制单元控制所述可调90度功合器单元，使得两路等幅射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差为0dBc时，将两路射频输入信号合成一路射频输入信号输入到射频发射路径中。
其中较优地，采用第二驱动级单元、第三驱动级单元替代所述第一驱动级单元，并且所述第二驱动级单元、所述第三驱动级单元设置在所述90度功分器单元与所述第一功率级单元和所述第二功率级单元之间，所述90度功分器单元的输入端与所述射频信号输入端连接。
其中较优地，所述可调90度功合器单元与所述射频发射路径之间设置有开关模组单元，所述开关模组单元的输入端与所述可调90度功合器单元的输出端连接，所述开关模组单元的输出端分别与所述射频发射路径和射频接收路径连接；
所述控制单元与所述开关模组单元连接，用于根据频段要求控制所述开关模组单元的开关状态，将所述可调90度工合器单元输出的射频输入信号通过与频段对应的射频发射路径输入到下一级电路。
其中较优地，所述开关模组单元与所述射频发射路径之间设置有Band7双工器、Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。
其中较优地，所述开关模组单元包括n组收发开关，每一组所述收发开关的公共端分别与所述可调90度功合器单元的输出端连接，每一组所述收发开关的一个输出端分别与对应的射频发射路径连接，每一组收发开关的另一个输出端分别与对应的射频接收路径连接。
其中较优地，所述相位滞后阻抗变换网络包括第一电感、第一可变电容和第二可变电容；所述第一电感的一端作为所述相位滞后阻抗变换网络的输入端，用于与所述第一功率级单元的输出端连接；所述第一电感的另一端分别与所述第一可变电容和所述第二可变电容的一端连接，所述第一可变电容的另一端接地，所述第二可变电容的另一端作为所述相位滞后阻抗变换网络的输出端，用于与所述威尔金森功率合成器的一个输入端连接。
其中较优地，所述相位超前阻抗变换网络包括第三可变电容和第二电感；所述第三可变电容的一端作为所述相位超前阻抗变换网络的输入端，用于与所述第二功率级单元的输出端连接；所述第三可变电容的另一端作为所述相位超前阻抗变换网络的输出端，用于分别与所述第二电感的一端和所述威尔金森功率合成器的另一个输入端连接，所述第二电感的另一端接地。
其中较优地，所述威尔金森功率合成器包括第四可变电容、可变电阻、第五可变电容、第三电感、第四电感和第六可变电容；所述第四可变电容的一端作为所述威尔金森功率合成器的一个输入端，用于分别与所述相位滞后阻抗变换网络的输出端、所述可变电阻的另一端和所述第三电感的一端连接；所述可变电阻的一端作为所述威尔金森功率合成器的另一个输入端，用于分别与所述相位超前阻抗变换网络的输出端、所述第五可变电容的一端和所述第四电感的一端连接；所述第三电感和第四电感的另一端作为所述可调90度功合器单元的输出端，用于分别与所述第六可变电容的一端、开关模组单元的输入端连接；所述第四可变电容、所述第五可变电容和所述第六可变电容的另一端分别接地。
其中较优地，所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由电容和n路开关电容组并联组成；或者所述可调90度功合器单元中的每个所述可变电容由n路所述开关电容组并联组成，所述n为正整数。
其中较优地，在n路开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关串联组成，并且，每组所述开关电容中的开关分别与所述控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路开关电容组中特定数量的开关，得到相应的开关电容的电容值。
其中较优地，所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由电容和n路开关电容组串联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由n路开关电容组串联组成。
其中较优地，在n路,开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关并联组成，并且，每组所述开关电容中的开关分别与所述控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路开关电容组中特定数量的开关，得到相应的开关电容的电容值。
其中较优地，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由电阻和n路开关电阻组并联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由n路开关电阻组并联组成。
其中较优地，在n路所述开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关串联组成，并且，每组所述开关电阻中的开关分别与控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路所述开关电阻组中特定数量的开关，得到相应的开关电阻的电阻值。
其中较优地，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由电阻和n路开关电阻组串联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由n路开关电阻组串联组成。
其中较优地，在n路所述开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关并联组成，并且，每组所述开关电阻中的开关分别与控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路所述开关电阻组中特定数量的开关，得到相应的开关电阻的电阻值。
其中较优地，所述90度功分器单元中设置有第一匹配网络，用于阻抗匹配，并参与配合所述90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号。
其中较优地，所述可调90度功合器单元中设置有第二匹配网络，用于阻抗匹配，并参与配合所述可调90度功合器单元使得两路等幅射频输入信号在不同频率处的相位差为0度，幅度差为0dBc。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种射频芯片，所述射频芯片中包括有上述的平衡式射频功率放大器。
根据本发明实施例的第三方面，提供一种通信终端，所述通信终端中包括有上述的平衡式射频功率放大器。
本发明所提供的射频功率放大器通过90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅信号，并将该两路射频输入信号进行放大后输入到可调90度功合器，通过控制单元控制可调90度功合器中的可调电容和可调电阻的数值，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差为0度，幅度差接近0dBc时合成一路射频输入信号，并通过特定的射频发射路径输入到下一级电路。因此，本射频功率放大器不仅提高了输出的最大线性功率，还降低了本射频功率放大器对射频天线负载变化的敏感度，从而实现支持移动高功率终端(HPUE)的功能。
附图说明
图1为本发明实施例1所提供的射频功率放大器的结构示意图1；
图2为本发明实施例1所提供的射频功率放大器的结构示意图2；
图3为本发明实施例1所提供的射频功率放大器的结构示意图3；
图4为本发明实施例2所提供的射频功率放大器的结构示意图1；
图5为本发明实施例2所提供的射频功率放大器的结构示意图2；
图6为本发明实施例2所提供的射频功率放大器的结构示意图3；
图7为本发明所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器的电路原理图；
图8为本发明所提供的射频功率放大器中，采用不可调结构的90度功合器单元代替可调90度功合器单元的结构示意图；
图9A为本发明所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器中的每个可变电容的一种电路原理图；
图9B为本发明所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器中的每个可变电容的另一种电路原理图；
图10A为本发明所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器中的每个可变电阻的一种电路原理图；
图10B为本发明所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器中的每个可变电阻的另一种电路原理图；
图11为本发明所提供的射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1，可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差分别为80度、90度、100度情况下，输出功率(Pout)随负载相位变化的曲线示意图；
图12为本发明所提供的射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1，可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差分别为-1dBc、0dBc、+1dBc情况下，输出功率(Pout)随负载相位变化的曲线示意图；
图13为本发明所提供的射频功率放大器中，中心频带为2.5GHz的可调90度功合器的设计结果；
图14为本发明所提供的射频功率放大器中，通过改变可调90度功合器中的可变电容和可变电阻的数值，将中心频带移到Band40(2.3GHz–2.4GHz)的设计结果；
图15为本发明所提供的射频功率放大器中，通过改变可调90度功合器中的可变电容和可变电阻的数值，将中心频带移到Band41(2.496GHz–2.69GHz)的设计结果；
图16为现有的单端结构射频功率放大器的结构示意图；
图17为现有的单端结构射频功率放大器与本发明所提供的射频功率放大器的增益(Gain)对比的曲线示意图；
图18为现有的单端结构射频功率放大器与本发明所提供的射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1的情况下，输出功率(Pout)对比的曲线示意图；
图19为本发明所提供的射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1的情况下，第一功率级单元与第二功率级单元的输出功率(Pout)对比的曲线示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容做进一步的详细说明。
本发明提供了一种射频功率放大器，用于支持移动高功率终端(HPUE)的相关指标，实现提高射频功率放大器的最大输出线性功率和降低射频功率放大器对负载敏感度的目的。下面通过不同的实施例对本射频功率放大器的结构和工作原理进行详细说明。
实施例1
如图1所示，本实施例所提供的射频功率放大器包括控制单元100、第一驱动级单元110、90度功分器单元160、第一功率级单元120、第二功率级单元121、可调90度功合器单元170和开关模组单元130。其中，控制单元100分别与第一驱动级单元110、第一功率级单元120、第二功率级单元121、可调90度功合器单元170和开关模组单元130连接，可以用于控制第一驱动级单元110、第一功率级单元120、第二功率级单元121的静态电流。第一驱动级单元110的输入端与射频信号输入端连接，第一驱动级单元110的输出端与90度功分器单元160的输入端连接，90度功分器单元160的输出端分别与第一功率级单元120、第二功率级单元121的输入端连接，第一功率级单元120与第二功率级单元121的输出端分别与可调90度功合器单元170的输入端连接，可调90度功合器单元170的输出端与开关模组单元130的输入端连接，开关模组单元130的输出端分别与射频发射路径(A1～An)和射频接收路径(B1～Bm)连接。
当有射频输入信号进入本射频功率放大器时，该射频输入信号通过射频信号输入端输入到第一驱动级单元110中进行放大，经第一驱动级单元110放大后的射频输入信号会输入到90度功分器单元160中，90度功分器单元160将该射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号，对应输入到第一功率级单元120、第二功率级单元121中进行放大，经第一功率级单元120、第二功率级单元121放大后的两路射频输入信号对应输入到可调90度功合器单元170，通过控制单元100控制可调90度功合器单元170，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差为0dBc时，将两路射频输入信号合成一路射频输入信号输入到开关模组单元130，此时，根据频段要求控制单元100会控制开关模组单元130的开关状态，实现将合并后的射频输入信号通过特定射频发射路径输入到下一级电路。
为了使经第一驱动级单元110放大后的射频输入信号能最大限度的输入到90度功分器单元160中，并且还能参与配合90度功分器单元160将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号，以及将两路等幅射频输入信号最大限度的输入到第一功率级单元120、第二功率级单元121中进行放大，同时尽可能的降低本射频功率放大器的设计复杂度，可以在90度功分器单元160中设置第一匹配网络，通过该第一匹配网络实现90度功分器单元160分别与第一驱动级单元110、第一功率级单元120和第二功率级单元121之间的阻抗匹配。
同样，为了使经第一功率级单元120和第二功率级单元121放大的射频输入信号能最大限度的输入到可调90度功合器单元170中，并且还能参与配合可调90度功合器单元170使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差为0度，幅度差为0dBc，以及将两路射频输入信号合成一路射频输入信号最大限度的输入到开关模组单元130，同时尽可能的降低本射频功率放大器的设计复杂度，也可以在可调90度功合器单元170中设置第二匹配网络，通过该第二匹配网络实现可调90度功合器单元170分别与第一功率级单元120、第二功率级单元121和开关模组单元130之间的阻抗匹配。
如图1所示，开关模组单元130包括n组收发开关(单刀双掷开关S1～Sn，n为正整数)。每一组收发开关的公共端分别与可调90度功合器单元170的输出端连接，每一组收发开关的一个输出端分别与对应的射频发射路径连接，每一组收发开关的另一个输出端分别与对应的射频接收路径连接。
为了缩小本射频功率放大器的封装尺寸，优化该射频功率放大器和集成滤波器件之间的匹配，简化通信终端设计，可以在本实施例的开关模组单元130与射频发射路径之间设置Band7双工器、Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。例如，如图2所示，可以在第一组收发开关S1和射频发射路径之间设置Band7双工器，在最后一组收发开关Sn和射频发射路径之间设置Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。
为了方便通信终端用户自定义应用，如图3所示，还可以将本实施例的开关模组单元130去掉，通过可调90度功合器单元170将两路等幅射频输入信号合成一路射频输入信号后直接输入到特定的射频发射路径后，然后输入到下一级电路。
实施例2
如图4所示，本实施例所提供的射频功率放大器与实施例1所提供的射频功率放大器的不同之处在于，将90度功分器单元160设置在第一驱动级单元110前面，并且将第一驱动级单元110更改为第二驱动级单元111、第三驱动级单元112。因此，90度功分器单元160的输入端与射频信号输入端连接，90度功分器单元160的输出端对应与第二驱动级单元111、第三驱动级单元112的输入端连接，第二驱动级单元111、第三驱动级单元112的输出端对应与第一功率级单元120、第二功率级单元121的输入端连接。本实施例所提供的射频功率放大器与实施例1所提供的射频功率放大器的相同部分不再赘述；同实施例1中所述，在90度功分器单元中可以设置第一匹配网络，在可调90度功合器单元170中可以设置第二匹配网络。
当有射频输入信号进入本射频功率放大器时，该射频输入信号通过射频信号输入端输入到90度功分器单元160中，90度功分器单元160将该射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号，对应输入到第二驱动级单元111、第三驱动级单元112中进行放大，经第二驱动级单元111、第三驱动级单元112放大的两路等幅射频输入信号将对应输入到第一功率级单元120、第二功率级单元121中进行进一步放大后，对应输入到可调90度功合器单元170中，通过控制单元100控制可调90度功合器单元170，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差为0dBc时，将两路射频输入信号合成一路射频输入信号输入到开关模组单元130，此时，根据频段要求控制单元100会控制开关模组单元130的开关状态，实现将合并后的射频输入信号通过特定射频发射路径输入到下一级电路。
同样，为了缩小本射频功率放大器的封装尺寸，优化该射频功率放大器和集成滤波器件之间的匹配，简化通信终端设计，可以在本实施例的开关模组单元130与射频发射路径之间设置Band7双工器、Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。例如，如图5所示，可以在第一组收发开关S1和射频发射路径之间设置Band7双工器，在最后一组收发开关Sn和射频发射路径之间设置Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。
为了方便通信终端用户自定义应用，如图6所示，还可以将本实施例的开关模组单元130去掉，通过可调90度功合器单元170将两路等幅射频输入信号合成一路射频输入信号后直接输入到特定的射频发射路径后，然后输入到下一级电路。
另外，实施例1和实施例2中的第一驱动级单元110、第二驱动级单元111和第三驱动级单元112可以为单级驱动级单元，也可以为两级驱动级单元。第一功率级单元120、第二功率级单元121可以为单级功率级单元，也可以为两级功率级单元。并且，第一功率级单元120、第二功率级单元121可以为砷化镓(GaAs)衬底上或锗硅(SiGe)衬底上制作的异质结晶体管(HBT)或高电子迁移率晶体管(HEMT)或赝高电子迁移率晶体管(p-HEMT)，也可以为双极结晶体管(BJT)，或硅基衬底上制作的互补金属氧化物半导体晶体管(CMOS)。
如图7所示，在实施例1和实施例2所提供的射频功率放大器中，可调90度功合器单元170包括90度移相器1和威尔金森功率合成器2。其中，90度移相器1包括相位滞后阻抗变换网络3和相位超前阻抗变换网络4，相位滞后阻抗变换网络3的输入端与第一功率级单元120的输出端连接，相位滞后阻抗变换网络3的输出端与威尔金森功率合成器2的一个输入端连接；相位超前阻抗变换网络4的输入端与第二功率级单元121的输出端连接，相位超前阻抗变换网络4的输出端与威尔金森功率合成器2的另一个输入端连接。经第一功率级单元120和第二功率级单元121放大后的两路相位差为90度的等幅射频输入信号，根据两路等幅射频输入信号相位关系分别进入相位滞后阻抗变换网络3和相位超前阻抗变换网络4，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc后，输入到威尔金森功率合成器2中，威尔金森功率合成器2将两路相位差为0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc的射频输入信号合成为一路射频输入信号，并输入到开关模组单元130，或者直接输入到特定的射频发射路径中。
如图7所示，相位滞后阻抗变换网络3包括第一电感301、第一可变电容302和第二可变电容309；其中，第一电感301的一端作为相位滞后阻抗变换网络3的输入端，用于与第一功率级单元120的输出端连接；第一电感301的另一端分别与第一可变电容302和第二可变电容309的一端连接，第一可变电容302的另一端接地，第二可变电容309的另一端作为相位滞后阻抗变换网络3的输出端，用于与威尔金森功率合成器2的一个输入端连接。相位超前阻抗变换网络4包括第三可变电容303和第二电感304；第三可变电容303的一端作为相位超前阻抗变换网络4的输入端，用于与第二功率级单元121的输出端连接；第三可变电容303的另一端作为相位超前阻抗变换网络4的输出端，用于分别与第二电感304的一端和威尔金森功率合成器2的另一个输入端连接；第二电感304的另一端接地。威尔金森功率合成器2包括第四可变电容310、可变电阻308、第五可变电容311、第三电感305、第四电感306和第六可变电容307；其中，第四可变电容310的一端作为威尔金森功率合成器2的一个输入端，用于分别与相位滞后阻抗变换网络3的输出端、可变电阻308的另一端和第三电感305的一端连接；可变电阻308的一端作为威尔金森功率合成器2的另一个输入端，用于分别与相位超前阻抗变换网络4的输出端、第五可变电容311的一端和第四电感306的一端连接；第三电感305和第四电感306的另一端作为可调90度功合器单元170的输出端，用于分别与第六可变电容307的一端、开关模组单元130的输入端连接；第四可变电容310、第五可变电容311和第六可变电容307的另一端分别接地。
因此，根据不同的频率值，通过控制单元100改变可调90度功合器单元170中的多个可变电容和可变电阻的数值，可以使得可调90度功合器将两路相位差为90度的等幅射频输入信号在不同频率处的相位差保持在0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc。根据实际设计需求，可以将可调90度功合器170中的可变电容改为固定电容，可变电阻可以改为固定电阻，即为不可调结构(如图8所示，采用不可调结构的90度功合器单元171代替可调90度功合器单元170)；例如，不可调结构的90度功合器可以是电感、电容、电阻器件搭建的匹配网络和移相网络，也可以是金属耦合器件搭建的阻抗和相位变换网络，还可以是传输线网络搭建的阻抗和相位变换网络。并且，为了尽可能的减少可调90度功合器中的器件数量，还可以将可调90度功合器中的可变电容与附近的可变电容、固定电容或电感进行合并。
如图9A所示，可调90度功合器单元170中的每个可变电容可以由电容C0和n路开关电容组并联组成，也可以由n路开关电容组独立并联组成；在n路开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关串联组成，并且，每组开关电容中的开关分别与控制单元100连接；例如，开关电容组可以由电容C1串联开关K1、电容C2串联开关K2……电容Cn串联开关Kn等n个同样结构的开关电容并联组成；开关K1、开关K2……开关Kn分别与控制单元100连接，通过控制单元100闭合或打开开关K1至开关Kn中特定数量的开关，来得到相应的开关电容的电容值，进而优化可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差和幅度差，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差保持在0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc，从而不仅使本射频功率放大器的最大输出线性功率得到提高，还使得本射频功率放大器的输出功率随着负载相位变化最小。
如图9B所示，可调90度功合器单元170中的每个可变电容还可以由电容C0和n路开关电容组串联组成，也可以由n路开关电容组独立串联组成；在n路开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关并联组成，并且，每组开关电容中的开关分别与控制单元100连接；例如，开关电容组可以由电容C1并联开关K1、电容C2并联开关K2……电容Cn并联开关Kn等n个同样结构的开关电容串联组成；开关K1、开关K2……开关Kn分别与控制单元100连接，通过控制单元100闭合或打开开关K1至开关Kn中特定数量的开关，来得到相应的开关电容的电容值，进而优化可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差和幅度差，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差保持在0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc，从而不仅使本射频功率放大器的最大输出线性功率得到提高，还使得本射频功率放大器的输出功率随着负载相位变化最小。
如图10A所示，可调90度功合器单元170中的每个可变电阻可以由电阻R0和n路开关电阻组并联组成，也可以由n路开关电阻组独立并联组成；在n路开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关串联组成，并且，每组开关电阻中的开关分别与控制单元100连接；例如，开关电阻组可以由电阻R1串联开关K1、电阻R2串联开关K2……电阻Rn串联开关Kn等n个同样结构的开关电阻并联组成；开关K1、开关K2……开关Kn分别与控制单元100连接，通过控制单元100闭合或打开开关K1至开关Kn中特定数量的开关，来得到相应的开关电阻的电阻值，进而优化可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差和幅度差，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差保持在0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc，从而不仅使本射频功率放大器的最大输出线性功率得到提高，还使得本射频功率放大器的输出功率随着负载相位变化最小。
如图10B所示，可调90度功合器单元170中的每个可变电阻可以由电阻R0和n路开关电阻组串联组成，也可以由n路开关电阻组独立串联组成；在n路开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关并联组成，并且，每组开关电阻中的开关分别与控制单元100连接；例如，开关电阻组可以由电阻R1并联开关K1、电阻R2并联开关K2……电阻Rn并联开关Kn等n个同样结构的开关电阻串联组成；开关K1、开关K2……开关Kn分别与控制单元100连接，通过控制单元100闭合或打开开关K1至开关Kn中特定数量的开关，来得到相应的开关电阻的电阻值，进而优化可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差和幅度差，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差保持在0度、幅度差接近(等于或约等于)0dBc，从而不仅使本射频功率放大器的最大输出线性功率得到提高，还使得本射频功率放大器的输出功率随着负载相位变化最小。
图9A～图10B中的每个开关可以在绝缘衬底硅基材料(Silicon On Insulator，简称SOI)芯片上设计，也可以在砷化镓衬底材料(Gallium Arsenide，简称GaAs)芯片上设计，也可以在锗硅衬底材料(Silicon Germanium，简称SiGe)芯片上设计。图9A～图10B中的每个电阻和电容可以在芯片上进行设计，也可以用分立器件实现。
由于Band7(2.5GHz-2.57GHz)、Band38(2.57GHz-2.62GHz)、Band40(2.3GHz-2.4GHz)和Band41(2.496GHz-2.69GHz)频段都处在2.3GHz至2.69GHz频率范围内，因此，通信终端会将Band7、Band38、Band40和Band41这几个频段的射频功率放大器都集成到一颗芯片上。
如图11所示，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1，输入到可调90度功合器170中的两路射频输入信号的相位差为80度、90度、100度情况下，随负载相位变化的输出功率(Pout)曲线；从图中可以看到，曲线207是输入到可调90度功合器170中的两路射频输入信号的相位差保持在90度时，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为1.1dBc；曲线208是输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差减小到80度，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为2dBc；曲线209是输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差增大到100度，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为2.6dBc；所以设计可调90度功合器时，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差保持在90度，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化最小。
如图12所示，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差为-1dBc、0dBc、+1dBc情况下，随负载相位变化的输出功率(Pout)曲线；从图中可以看到，曲线210是输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差为0dBc时，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为1.1dBc；曲线211是输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差为-1dBc时，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为1.4dBc；曲线212是输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差为+1dBc时，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化，大约为1.6dBc；所以设计可调90度功合器时，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的幅度差缩小为0dBc时，本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，输出功率随着负载相位变化最小。
综上所述，输入到可调90度功合器170中的两路射频输入信号的相位差偏离90度越多或幅度差越大时，射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，随负载相位变化的输出功率变化越大；因此，本射频功率放大器中，在2.3GHz至2.69GHz频率范围内，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差保持为90度附近，幅度差接近0dBc。
如图13所示，在中心频带为2.4GHz至2.6GHz的频率范围内，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差为86度(曲线213)至90度(曲线214)，幅度差为+0.5dBc至-0.5dBc，因此，在Band7频段本射频功率放大器可以保持较好的性能。
如图14所示，通过改变可调90度功合器中可变电容和可变电阻的数值将中心频带移到Band40(2.3GHz–2.4GHz)的频率范围内，输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差为88度(曲线213)至90度(曲线214)，幅度差为+0.18dBc至+0.23dBc，因此，在本射频功率放大器在Band40频段可以保持较好的性能。
如图15所示，通过改变可调90度功合器中可变电容和可变电阻的数值将中心频带移到Band41(2.496GHz–2.69GHz)的频率范围内；输入到可调90度功合器中的两路射频输入信号的相位差为87度(曲线213)至89度(曲线214)，幅度差为-0.21dBc至-0.05dBc，因此，本射频功率放大器在Band38和Band41频段可以保持较好的性能。
如图16所示，现有的单端结构射频功率放大器包括控制单元100、驱动级单元110、功率级单元120、输出匹配网络单元150和开关模组单元130；其中，控制单元100分别与驱动级单元110、功率级单元120和开关模组单元130连接；驱动级单元110的输入端与射频信号输入端连接，驱动级单元110的输出端与功率级单元120的输入端连接，功率级单元120的输出端与输出匹配网络单元150的输入端连接，输出匹配网络单元150的输出端与开关模组单元130的输入端连接。通过驱动级单元110对接收的射频输入信号进行放大，传输到功率级单元120进行放大后，传输到输出匹配网络单元150，输出匹配网络单元150参与阻抗转换和抑制射频输入信号中的谐波能量，并将射频输入信号传输到开关模组单元130，根据频段要求，通过控制单元100控制开关模组单元130的开关状态，使得射频输入信号通过特定的射频发射路径输入到下一级电路。该单端结构射频功率放大器优点是结构简单，但很难满足高功率终端提出的最大线性功率要求。并且，当通信终端射频天线负载有较大变化时，该单端结构射频功率放大器的最大输出线性功率也会有较大变化。下面通过图17和图18，将本射频功率放大器与现有的单端结构射频功率放大器的性能进行对比。
众所周知，通信终端的射频天线遇到的情况很复杂，例如，手机在不同握持方式下，射频天线的负载相位变化很大；通信协议对通信终端的最大线性功率有明确要求，例如，在Band7频段，且功率等级为3(PC3)的标准下，通信终端的天线的最大输出线性功率不低于23dBm；因此，通信终端需要在射频天线的负载相位变化较大的条件下输出满足要求的最大线性功率。
如图17所示，本射频功率放大器在负载为50Ohm情况下，现有的单端结构射频功率放大器与本射频功率放大器增益(Gain)曲线对比；曲线201所示的现有的单端结构射频功率放大器由于只有单路功率级放大单元，单端结构射频功率放大器的最大输出线性功率为34dBm(2.51瓦)；曲线202所示的本射频功率放大器由于有两路功率级放大单元，本射频功率放大器最大输出线性功率为37dBm(5.01瓦)，接近现有的单端结构射频功率放大器的两倍；因此，本射频功率放大器相对于现有的单端结构射频功率放大器能更好的支持移动高功率终端(HPUE)的线性功率要求。
如图18所示，曲线203为现有的单端结构射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，最大输出线性功率与射频天线负载相位的关系，当射频天线负载相位为80度时，现有的单端结构射频功率放大器输出的最大线性功率为27.2dBm，当射频天线负载相位为160度时，现有的单端结构射频功率放大器输出的最大线性功率为36.4dBm，因此，射频天线负载相位变化引起9.2dBc的最大线性功率变化。当射频天线负载相位为60度时，现有的单端结构射频功率放大器输出的最大线性功率为32.9dBm，当射频天线负载相位为100度时，现有的单端结构射频功率放大器输出的最大线性功率为33.8dBm，射频天线负载阻抗变化引起0.9dBc的最大线性功率变化。曲线204为本射频功率放大器在负载阻抗驻波比(VSWR)为3：1情况下，最大输出线性功率与射频天线负载相位的关系，在射频天线负载变化的情况下，本射频功率放大器的最大输出线性功率变化远小于现有的单端结构射频功率放大器的最大输出线性功率变化；在不同射频天线负载相位变化下，本射频功率放大器的最小饱和功率远大于现有的单端结构射频功率放大器。
如图19所示，当射频天线负载变化时，本射频功率放大器的第一功率级单元120与第二功率级单元121的负载也会变化，由于90度功分器将射频输入信号分成两路相位差为90度的等幅射频输入信号，因此，第一功率级单元120与第二功率级单元121的负载变化趋势相反，导致第一功率级单元120与第二功率级单元121的最大输出线性功率变化趋势相反。曲线205为本射频功率放大器的第一功率级单元120在不同射频天线的负载相位下输出的最大线性功率曲线，曲线206为本射频功率放大器的第二功率级单元121在不同射频天线的负载相位下输出的最大线性功率曲线；在负载相位为0度至60度之间，曲线205上升，曲线206下降；在负载相位为60度至100度之间，曲线205处于高功率段，曲线206处于低功率段；在负载相位为100度至180度之间，曲线205下降，曲线206上升；由于曲线205和曲线206在负载相位为0度至180度之间的变化趋势相反，因此，第一功率级单元120与第二功率级单元121的最大输出线性功率叠加结果变化不大，实现了本射频功率放大器对射频天线负载不敏感的特性。
本发明所提供的射频功率放大器通过90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅信号，并将该两路射频输入信号进行放大后输入到可调90度功合器，通过控制单元控制可调90度功合器中的可调电容和可调电阻的数值，使得两路射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差接近0dBc时合成一路射频输入信号，并通过特定的射频发射路径输入到下一级电路。因此，本射频功率放大器不仅提高了输出的最大线性功率，还降低了本射频功率放大器对射频天线负载变化的敏感度，从而实现支持移动高功率终端(HPUE)的功能。
本发明所提供的用于支持移动高功率终端(HPUE)射频功率放大器可以应用在多种调制信号的功率放大器电路模块中，调制信号包括但不限于WCDMA、TDSCDMA、CDMA2000、LTE、Wifi等。还可以应用在不同制式的频段，目前为Band7、Band38、Band40、Band41，也可以应用到5G频段，如Band42、Band43等等。
本发明所提供的射频功率放大器还可以被用在射频芯片中。对于该射频芯片中的射频功率放大器的具体结构，在此就不再一一详述了。
另外，上述射频功率放大器还可以被用在通信终端中，作为射频集成电路的重要组成部分。这里所说的通信终端是指可以在移动环境中使用，支持GSM、EDGE、TD_SCDMA、TDD_LTE、FDD_LTE等多种通信制式的计算机设备，包括移动电话、笔记本电脑、平板电脑、车载电脑等。此外，本发明所提供的技术方案也适用于其他射频集成电路应用的场合，例如通信基站等。
以上对本发明所提供的平衡式射频功率放大器、芯片及通信终端进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质精神的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将属于本发明专利权的保护范围。

Claims (20)

1.一种平衡式射频功率放大器，其特征在于包括控制单元、第一驱动级单元、90度功分器单元、第一功率级单元、第二功率级单元、可调90度功合器单元，所述控制单元分别与第一驱动级单元、所述第一功率级单元、所述第二功率级单元和所述可调90度功合器单元连接，所述第一驱动级单元的输入端与射频信号输入端连接，所述第一驱动级单元的输出端与所述90度功分器单元的输入端连接，所述90度功分器单元的输出端分别与所述第一功率级单元、所述第二功率级单元的输入端连接，所述第一功率级单元与所述第二功率级单元的输出端分别与所述可调90度功合器单元的输入端连接，所述可调90度功合器单元的输出端与射频发射路径连接；
所述可调90度功合器单元包括90度移相器和威尔金森功率合成器；所述90度移相器包括相位滞后阻抗变换网络和相位超前阻抗变换网络，所述相位滞后阻抗变换网络的输入端与所述第一功率级单元的输出端连接，所述相位滞后阻抗变换网络的输出端与所述威尔金森功率合成器的一个输入端连接；所述相位超前阻抗变换网络的输入端与所述第二功率级单元的输出端连接，所述相位超前阻抗变换网络的输出端与所述威尔金森功率合成器的另一个输入端连接；
射频输入信号经所述第一驱动级单元放大后输入到所述90度功分器单元，所述90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号，对应输入到所述第一功率级单元、所述第二功率级单元中进行放大后，输入到所述可调90度功合器单元，通过所述控制单元控制所述可调90度功合器单元，使得两路等幅射频输入信号在不同频率处的相位差变换为0度，幅度差为0 dBc时，将两路射频输入信号合成一路射频输入信号输入到射频发射路径中。
2.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
采用第二驱动级单元、第三驱动级单元替代所述第一驱动级单元，并且所述第二驱动级单元、所述第三驱动级单元设置在所述90度功分器单元与所述第一功率级单元和所述第二功率级单元之间，所述90度功分器单元的输入端与所述射频信号输入端连接。
3.如权利要求1或2所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元与所述射频发射路径之间设置有开关模组单元，所述开关模组单元的输入端与所述可调90度功合器单元的输出端连接，所述开关模组单元的输出端分别与所述射频发射路径和射频接收路径连接；
所述控制单元与所述开关模组单元连接，用于根据频段要求控制所述开关模组单元的开关状态，将所述可调90度功合器单元输出的射频输入信号通过与频段对应的射频发射路径输入到下一级电路。
4.如权利要求3所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述开关模组单元与所述射频发射路径之间设置有Band7双工器、Band38滤波器、Band40滤波器和Band41滤波器之中的任意一种。
5.如权利要求3所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述开关模组单元包括n组收发开关，每一组所述收发开关的公共端分别与所述可调90度功合器单元的输出端连接，每一组所述收发开关的一个输出端分别与对应的射频发射路径连接，每一组收发开关的另一个输出端分别与对应的射频接收路径连接。
6.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述相位滞后阻抗变换网络包括第一电感、第一可变电容和第二可变电容；所述第一电感的一端作为所述相位滞后阻抗变换网络的输入端，用于与所述第一功率级单元的输出端连接；所述第一电感的另一端分别与所述第一可变电容和所述第二可变电容的一端连接，所述第一可变电容的另一端接地，所述第二可变电容的另一端作为所述相位滞后阻抗变换网络的输出端，用于与所述威尔金森功率合成器的一个输入端连接。
7.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述相位超前阻抗变换网络包括第三可变电容和第二电感；所述第三可变电容的一端作为所述相位超前阻抗变换网络的输入端，用于与所述第二功率级单元的输出端连接；所述第三可变电容的另一端作为所述相位超前阻抗变换网络的输出端，用于分别与所述第二电感的一端和所述威尔金森功率合成器的另一个输入端连接，所述第二电感的另一端接地。
8.如权利要求1、6或7所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述威尔金森功率合成器包括第四可变电容、可变电阻、第五可变电容、第三电感、第四电感和第六可变电容；所述第四可变电容的一端作为所述威尔金森功率合成器的一个输入端，用于分别与所述相位滞后阻抗变换网络的输出端、所述可变电阻的另一端和所述第三电感的一端连接；所述可变电阻的一端作为所述威尔金森功率合成器的另一个输入端，用于分别与所述相位超前阻抗变换网络的输出端、所述第五可变电容的一端和所述第四电感的一端连接；所述第三电感和第四电感的另一端作为所述可调90度功合器单元的输出端，用于分别与所述第六可变电容的一端、开关模组单元的输入端连接；所述第四可变电容、所述第五可变电容和所述第六可变电容的另一端分别接地。
9.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由电容和n路开关电容组并联组成；或者所述可调90度功合器单元中的每个所述可变电容由n路所述开关电容组并联组成，所述n为正整数。
10.如权利要求9所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
在n路开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关串联组成，并且，每组所述开关电容中的开关分别与所述控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路开关电容组中特定数量的开关，得到相应的开关电容的电容值。
11.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由电容和n路开关电容组串联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电容由n路开关电容组串联组成。
12.如权利要求11所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
在n路,开关电容组中，每组开关电容由一个电容与一个开关并联组成，并且，每组所述开关电容中的开关分别与所述控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路开关电容组中特定数量的开关，得到相应的开关电容的电容值。
13.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由电阻和n路开关电阻组并联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由n路开关电阻组并联组成。
14.如权利要求13所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
在n路所述开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关串联组成，并且，每组所述开关电阻中的开关分别与控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路所述开关电阻组中特定数量的开关，得到相应的开关电阻的电阻值。
15.如权利要求1所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由电阻和n路开关电阻组串联组成；或者，所述可调90度功合器单元中的每个可变电阻由n路开关电阻组串联组成。
16.如权利要求15所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
在n路所述开关电阻组中，每组开关电阻由一个电阻与一个开关并联组成，并且，每组所述开关电阻中的开关分别与控制单元连接，所述控制单元闭合或打开n路所述开关电阻组中特定数量的开关，得到相应的开关电阻的电阻值。
17.如权利要求1或2所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述90度功分器单元中设置有第一匹配网络，用于阻抗匹配，并参与配合所述90度功分器单元将射频输入信号分成相位差为90度的两路等幅射频输入信号。
18.如权利要求1或2所述的平衡式射频功率放大器，其特征在于：
所述可调90度功合器单元中设置有第二匹配网络，用于阻抗匹配，并参与配合所述可调90度功合器单元使得两路等幅射频输入信号在不同频率处的相位差为0度，幅度差为0dBc。
19.一种射频芯片，其特征在于所述射频芯片中包括有权利要求1～18中任意一项所述的平衡式射频功率放大器。
20.一种通信终端，其特征在于所述通信终端中包括有权利要求1～18中任意一项所述的平衡式射频功率放大器。
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