TWI514753B - 功率放大器 - Google Patents

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TWI514753B
TWI514753B TW098108015A TW98108015A TWI514753B TW I514753 B TWI514753 B TW I514753B TW 098108015 A TW098108015 A TW 098108015A TW 98108015 A TW98108015 A TW 98108015A TW I514753 B TWI514753 B TW I514753B
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Description

功率放大器 發明領域
本發明係有關於補償功率放大器中非線性電容效應之技術。
 發明背景
在各種電路中，放大器通常被用以將一進入信號的振幅提升到一期望位準。例如，一給定系統中可存在各種放大器來提升進入信號的信號強度而以一期望位準來提供它們以作進一步處理。
在諸如蜂巢式手機、行動網際網路裝置、無線個人數位系統(PDA)等之無線系統中，通常存在一功率放大器(PA)來接收按照一給定通訊協定所調變的一射頻(RF)信號並放大此信號以經由該裝置的一天線來發射。通常，一功率放大器可以放大一進入信號的電流以及電壓來以一期望位準提供該信號。
不同的通訊協定可能存在不同的要求。許多通訊系統對一手機有各種有關於在變化信號位準範圍內的功率、效率及線性的要求要實現。例如，各種通訊系統，包括GSM演進增強資料率(EDGE)、長期演進(LTE/4G)、根據IEEE 802.11標準的WiFi、全球互通微波存取(WiMax)、分碼多重存取(CDMA)及寬頻分碼多重存取(W-CDMA)都有需要一線性信號路徑的調變方案。
在諸如PA的一放大器級中，如果該級中的一相移是該輸入信號之振幅的一函數，則該放大器有相位失真(又名振幅調變至相位調變(AM至PM)失真)。AM至PM失真是使該放大器的匯流排性降級的一非線性過程。AM至PM失真可伴有或沒有振幅(又名AM至AM)失真存在。該兩種非線性過程共同特徵化理想線性通訊系統中有關的該非線性行為。這些非線性過程導致信號能量從一期望通道頻譜散射或洩漏到附近通道。在許多系統中，這種頻譜散射由鄰近通道功率比(ACPR)或鄰近通道洩漏比(ACLR)測定。
目前的PA通常是以不會經歷明顯AM至PM失真的雙載子裝置，利用砷化鎵(GaAs)製程來形成。然而，在使用高效互補式金屬氧化物半導體(CMOS)功率放大器的情況下，AM至PM失真會導致一顯著的線性問題。對於CMOS裝置存在AM至AM線性化技術，但此類技術既不能處理AM至PM失真，又因為AM至PM失真而不那麼有效。因此，諸如使用CMOS裝置而形成的功率放大器之放大器可能有線性問題。可選擇地，可以使該CMOS功率放大器在一不同的模式(A類)中操作，這提高了匯流排性但降低了效率。
 發明概要
在一層面中，本發明提供了一種用來補償由於輸入到一增益裝置的一輸入信號中的相應變化而發生的電容變化。根據一實施方案，一電路包括用來接收一輸入信號及輸出一放大信號的一增益裝置，諸如一功率放大器之一增益級中存在的。為了提供對該輸入信號中的變化的補償，一補償裝置耦接到該增益裝置。較特別地，此補償裝置可以是該增益裝置的一互補裝置，其作用來補償由於該輸入信號變化而發生的該增益裝置之一電容中的一變化。該補償裝置可以被一偏壓產生器控制，該偏壓產生器提供一偏壓來使該補償裝置的一電容能夠實質上等於且相對於實際上在該增益裝置之一臨界電壓附近的該相應增益裝置中的該電容變化。
本發明的另一層面是針對包括一增益級及多個補償級的一功率放大器。該增益級可以包括用以接收一差動輸入信號及輸出一差動放大信號的一對互補式放大器。每個補償級則具有每個都耦接到該等互補式放大器中的一個的一放大器的第一及第二補償裝置。以此方式，每個補償裝置都可以在該差動輸入信號處於一輸入範圍的一預定轉變區中時補償該相應放大器之電容中的一變化。這樣一功率放大器可以在一無線系統中被實施來將一收發器或其他此類電路所提供的信號放大到一適當位準以便經由一天線或其他發射裝置來傳輸。
本發明的又一層面是針對一種用於開迴路或閉迴路補償一增益級中的電容變化的方法。在一閉迴路實施方案中，該方法可以包括檢測進入增益級的輸入信號振幅；回應於該經檢測振幅，確定耦接到該增益級來補償該增益級對該輸入信號的一非線性相位回應的一電容；以及控制一可控制元件來將該已確定量的電容耦接到該增益級。
圖式簡單說明
第1圖是電容變化與一閘極至源極電壓的一圖形說明。
第2A圖是一CMOS增益級的一小信號模型。
第2B圖是以中心頻率進行操作的一CMOS增益級的一小信號模型。
第3A圖是根據本發明一實施例的一補償電路的一示意圖。
第3B圖是關於第3A圖之該電路的電容變化的一圖形說明。
第3C圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一示意圖。
第3D圖是第3C圖之該補償電路的一對偶電路的一示意圖。
第3E圖是根據本發明一實施例的一互補式補償電路的一示意圖。
第4A圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一示意圖。
第4B圖是關於第4A圖之該電路的電容變化的一圖形說明。
第5圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一概念示意圖。
第6A圖是根據本發明一實施例的無補償的電容變化的一圖形說明。
第6B圖是根據本發明一實施例的有補償的電容變化的一圖形說明。
第7A圖是根據本發明一實施例的一閉迴路系統的一示意圖。
第7B圖是根據本發明另一實施例的一閉迴路系統的一示意圖。
第8圖是根據本發明一實施例的一無線裝置的一方塊圖。
 較佳實施例之詳細說明
實施例可被用以改良放大器的線性，尤其是改良諸如CMOS PA之PA的相位線性。然而，這裏所描述的技術還可被用來改良PA以外的電路中的CMOS裝置的線性。如下面要進一步描述的，實施例可以藉由補償一裝置在被提供以變化的輸入信號位準時而出現的電容變化來改良線性。較特別地，電晶體在不同操作區中導電時動態地改變它們的特性時，可能存在不同的固有或寄生電容。實施例可試圖降低或移除此類電容變化之效應。
在諸如用於一PA中的一CMOS增益級中，MOS裝置可被組配為一互補式共源放大器，其中多個金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，即一p通道MOSFET(PMOS)及一n通道MOSFET(NMOS)，被一進入信號驅動閘極且使它們的汲極端子耦接在一起來提供該輸入信號的一放大版本。在此情況中，該等NMOS及PMOS裝置的閘極至源極電容(Cgs )是AM至PM失真的主要來源。這是由輸入信號振幅(Vgs )增加時Cgs 中的明顯變化造成的。對於一高效PA，增益級通常被偏壓至AB類或B類，在此該等MOS裝置幾乎不導通。當輸入信號RMS值增加到大於靜態的一位準時，該等裝置的平均操作點被移到一較“導通”狀態中。此移動操作狀態致使該等裝置的通道電荷變化，從而使平均Cgs 變化。
此電容變化通常發生在該等裝置的臨界電壓附近，在此它們開始明顯地導電。例如，如果一裝置在一時間點上瞬間被截止且沒有電流流過該裝置，則一通道沒有任何明顯電荷，因此對於一非常小的信號，在輸入處所看見的該電容也非常小。當一輸入電壓開始向上擺動且使該裝置導通時，該裝置開始導電且該通道開始在其中增加某個電荷，該裝置實際上作用如同平行板，這樣當一通道中沒有電荷時，該等平板相距很遠，但一電荷一開始堆積在該通道中，該等平板就變得更近。因此該裝置一導通，該等平板更靠近且電容快速增加。
現在參見第1圖，所示為在偏置電壓(亦稱操作點)中的一相對應變化期間發生的小信號電容變化的一圖形說明。特別地，第1圖顯示關於一NMOS裝置及一PMOS裝置的電容變化，當這些裝置的Vgs 變化時。如第1圖所示，雖然每個裝置的電容確實在Vgs 範圍內變化，但要注意到實質上在該給定裝置的一臨界電壓位準附近的一Vgs 位準處會出現一快速變化。第1圖也顯示了該兩個裝置的組合電容變化，這相對應於NMOS Cgs 及PMOS Cgs 的總輸入電容。因此第1圖顯示對於個別NMOS及PMOS裝置的一小信號Cgs 與一DC偏壓值(Vgs )的電容變化，以及該NMOS Cgs 及該PMOS Cgs 的一總輸入電容。
考量一正弦輸入信號Vgs 。從概念上說，當暫態電壓變化時，該輸入電容也改變。因而，該輸入信號追循諸如第1圖那樣的一電容vs.電壓點列圖上的一路徑。當該正弦波的峰值電壓增加時，該電容波明顯變化。對於一給定Vgs 振幅而言，該電容波的時間平均值是關於AM至PM失真的臨界量。當該時間平均Cgs 隨輸入振幅而變化時，該增益級的相移要改變。正是這個相位變化導致了AM至PM失真。
該相移與Cgs 中該變化的函數關係可以使用一增益級的一小信號模型來確定。現在參見第2A圖，所示為耦接在一源極(表示為一電流源IS 、一電源電阻RS 及一電源電感LS )與一負載之間的一CMOS增益級的一小信號模型。該增益級本身的小信號模型被表示成一電容Cgs 、為gm Vgs 的一電流源以及一輸出電阻、電容及電感(RO 、CO 、LO )，其被耦接至由一負載電阻RL 表示的一負載。令RS 包括來自LS (呈並聯形式)的任何損耗。Cgs 等於Cgs0 加ACgs ，其中Cgs0 是小信號輸入電容。LS 與Cgs0 在中心頻率ω o 處諧振。RL 包括來自LO 及RO 的損耗，LO 與CO 在中心頻率處諧振。
要注意在此小信號模型中，一中心頻率附近的頻率可相對應於該增益裝置以之進行操作的一中心頻率，例如一給定通訊系統之RF頻率的一中心頻率(例如1800兆赫(MHz))，在該等頻率處，第2A圖的該小信號模型可以由第2B圖中提及的該小信號模型來表示。參考第2B圖的該小信號模型，在一中心頻率ω=ω o 附近，
在大信號條件下擷取該總輸入電容，該(未補償)電容以中等輸入位準減少。在一示範系統中，假定皮法拉(pF)，且RS =100Ω及中心頻率為900MHz，則該相移大約為45°，這可能會導致明顯的相位失真。
為了減少或防止此類相位失真，在各種實施例中可以提供一開迴路補償方法。尤其是實施例可以將一互補裝置用作一電容，其補償該增益裝置的Cgs 中的變化。為了使補償有效，該補償裝置面積可以參考該增益裝置面積來被依比例縮放，藉此一快速轉變區中的電容變化大致相等。如這裏所使用的，該術語“快速轉變區”指的是一信號範圍的一部分(作為輸入信號Vgs 的一函數，或者其他電壓位準)，在該部分中，該電容變化之速率實質上大於在該電壓位準的其他部分。此區域與該裝置的一臨界電壓有關，因而該快速轉變區也可被用來指該等裝置本身。
一補償偏壓源可被設定，使得該等快速轉變區(對於增益裝置及補償裝置)相對於輸入電壓對齊。在一些實施方案中，該補償裝置的面積可約為該增益裝置的一半，且相應補償偏壓可大約為VDD -VTN -|VTP |，其中VDD 是電源電壓而VTN 及VTP 分別是該NMOS及PMOS裝置的臨界電壓。
現在參見第3A圖，所示為根據本發明一實施例的一補償電路的一示意圖。如第3A中所示，電路100可以是一功率放大器之一增益級的一部分。較特別地，如第3A圖中所示，電路100包括由一MOSFET M1形成的一放大器，該MOSFET M1如圖所示為一NMOS裝置。如第3A圖中所示，電路100可以被耦接來經由一電容器C1接收一進入信號Vin ，該電容器C1作用為一DC阻隔，因而將一進入AC信號耦接至MOSFET M1，其中該進入AC信號可以是要被放大以便從一手機或其他無線裝置輸出的一RF信號。雖然以此簡單的電容方塊來顯示，但要瞭解的是在各種實施方案中，各種耦接方式可被使用。如第3A圖中所示，此輸入信號被耦接至電晶體M1，尤其是到該裝置的一閘極端子。MOSFET M1可以是一共源放大器，其具有耦接至一參考電壓(例如一地端電壓)的一源極端子以及經由一偏置網路耦接至一電源電壓的一汲極端子，或者耦接到一PMOS裝置的一汲極端子(在一互補實施方案中)，因而提供一放大輸出信號到該增益級被耦接所至的一負載。雖然在第3A圖的該實施例中未被顯示，但要瞭解的是耦接至MOSFET M1之該汲極端子的一輸出線可以將該放大信號提供到該功率放大器之一信號路徑的另一部分，例如到另一增益級，到一輸出匹配網路等等。
仍然參見第3A圖，為了提供開迴路補償，一第二MOSFET，即MOSFET M2可被耦接至MOSFET M1。特別地，如第3A圖中所示，MOSFET M2可以是一個所謂的閘極電容器或MOS電容器，其由具有耦接在一起如同該電容器的一平板那樣作用的源極及汲極端子的一個MOSFET形成。要注意到MOSFET M2可以具有互補的設計，即與MOSFET M1的極性相反而提供該期望的電容補償。在第3A圖的該實施例中，該MOSFET M2可以是一PMOS裝置。要注到在第3A圖的該實施例中，一偏壓源110被耦接來提供一偏壓到這些共同耦接的源極及汲極端子，而MOSFET M2的閘極被耦接至MOSFET M1的閘極。雖然在第3A圖的該實施例中被顯示為一NMOS裝置，但要瞭解的是在其他實施方案中，一放大器可以由一PMOS裝置與一相應NMOS補償裝置形成，如下面第4A圖中所示。另外，如下文所述，一放大器可以由耦接在一起的互補NMOS及PMOS裝置形成。此外，雖然在第3A圖中為便於討論而被以一單端實施方案來顯示，但要瞭解的是各種實施例可以具有一差動設計，同樣在各種實施方案中，多個增益裝置可以以級聯方式耦接在一起，使得該輸入電容補償可被施加於一或多個此類增益裝置。此外，在一些實施方案中可以存在並聯增益級。在一些實施方案中，輸入及輸出補償裝置都可以存在。
例如，此類並聯增益級每個都可以具有不同的尺寸且每個都被施加不同的偏壓。在這樣一實施方案中，每個增益裝置可以具有如上述施加的一電容補償。每個補償裝置可類似地被以一不同的偏壓來偏置。以此方式，在取值不同的偏壓源都用於增益裝置及補償裝置的情況下，該電容變化的轉變區可被有效地展開。在另一些實施例中，該等多個並聯增益級可以在同一點或完全不同點(即一些導通而一些不導通)處被施以偏壓。在每種情況中，一補償裝置可分別應用於每一並聯路徑且該補償偏壓可以為其耦接所至的該相應增益裝置而設定。
一單一增益級可以進一步具有並聯到此的多個補償裝置，每個此類補償裝置於稍微不同點處被施以偏壓因而使非線性展開，且因此使該電容變化的轉變區展開。
用於一補償裝置的偏壓可被設置來追蹤該增益裝置的偏壓、電源電壓、溫度及製程變異中的任何改變。可以經由考量導致該等電容變化的物理過程來瞭解對用於補償的該偏壓的基本依賴。對於一NMOS裝置，隨著Vgs 從0開始增加，當Vds >0時，一通道在該閘極下面形成。此形成導致在電容板間的間隔被縮小時Cgs 相對於Vgs 快速增加。對於一給定的Vgs ，該裝置的VT 決定該通道中的電荷量，其中Vgs 會影響Cgs 。因此，VT 嚴重影響Cgs 經歷一快速轉變時的Vgs 的值。
類似地，一PMOS增益裝置的VT 決定該增益裝置的Cgs 快速轉變時的Vgs 的值。由於該PMOS增益裝置的該Vgs 係參考該電源電壓(VDD )，所以用於補償的該偏壓也可以是有關VDD 的一函數。如上所述，在一些實施方案中，該偏壓大約為VDD -|VTP |-VTN 。要注意的是經由將此偏壓產生設計的負擔從RF移到DC，會出現許多優點，諸如設計的靈活性較大及較容易實現。
現在參考第3B圖，所示為關於第3A圖之該電路的在變化輸入信號條件(即ΔVgs )期間發生的電容變化(即ΔCgs )的一圖形說明。特別要注意的是該NMOS增益裝置實質上在該裝置的一臨界電壓附近經歷一大的快速電容變化，即該快速轉變區。因而為了補償此變化，該PMOS補償裝置可以在該進入信號的這個相同值附近經歷一相反但實質上相等的電容變化。因此如第3B圖的上部曲線所示，出現的該總電容變化平滑的多，Cgs 的變化速度明顯減小，從而提高該增益裝置的相位線性。要注意的是即便在補償之前及之後電容中的最大變化幾乎相同，該補償電容特性也會改良線性。因此實際上提供該相位線性改良的是該電容特性的斜率減小。
在一些實施例中，在該增益裝置的一輸出節點處可以有一可變電容，其可以從該增益裝置的汲極耦接至源極且可以改變。在此備選實施例中，一互補空乏區電容可以耦接來補償該增益裝置之輸出的該電容變化。特別地，如第3C圖中所示，一電路100’可以包括被一進入信號驅動閘極的一增益裝置M1，該進入信號是經由一耦合電容C1耦接的AC。圍著該NMOS增益裝置M1的該方框也顯示了一固有寄生二極體D1，其形成於該增益裝置的該汲極端子處。此二極體是N+：P-井類型，其中該N+相應於該汲極擴散，而該P-井是該二極體的另一端。為了提供輸出電容補償，一個類似的二極體結構D2可以由一P-井中的一N+擴散來實現且連接到一適當的偏壓110，如第3C圖中所示。要注意的是其他二極體結構也可以被使用。如果該NMOS汲極面積是An ，則該二極體會具有依比例適當縮放的一個面積：C1 ×An ，藉此作為有關輸出信號位準(其又取決於輸入信號位準)的一非線性函數的該總電容(其為該NMOS增益裝置之該本質汲極二極體與該補償二極體的總和)變化被減小。
第3D圖是第3C圖之該補償電路的一對偶電路的一示意圖。特別地，第3D圖顯示包括具有一固有寄生二極體D1的一PMOS增益裝置M1的一電路100”，該D1是一P+型N-井二極體，而補償二極體D2是以連接到偏壓110的一N-井中的一P+擴散形成。
在其他一些實施中，可以提供既包括NMOS裝置又包括PMOS裝置，諸如具有一互補式增益級的一補償版本。現在參見第3E圖，所示為一CMOS實施例的一示意圖。如第3E圖中所示，電路100’’’包括經由一耦合電容CN 而AC耦合的一NMOS增益路徑以及經由一耦合電容CP 而AC耦合的一PMOS增益路徑。因此互補式增益裝置M1及M2提供由輸出補償二極體D3及D4補償的一輸出信號Vout ，其中D3及D4均耦接在增益裝置M1及M2之共同耦接的汲極端子與相應偏壓源110及111之間。
第4A圖顯示與第3A圖的放大器類似的一放大器，但具有一PMOS增益裝置。特別地，如第4A圖中所示，電路150可以是一功率放大器的一增益級的一部分，且包括一MOSFET M3，如圖所示，該MOSFET M3是具有耦接至一電源電壓的一源極端子以及將一進入信號之一放大版本提供到該增益級耦接所至的一負載的一汲極端子的一個PMOS裝置。電路150可以耦接來經由一電容C2接收一進入信號Vin ，該電容器C2作用為一DC阻隔，因而將一進入AC信號耦接至MOSFET M3，其中該進入AC信號可以是要被放大的一RF信號。雖然以此簡單的電容方塊來顯示，但要瞭解的是在各種實施方案中，各種耦接方式可被使用。一第二MOSFET，即MOSFET M4可以耦接至MOSFET M3。特別地，MOSFET M4可以是具有共同耦接的源極及汲極端子的一MOS電容器。要注意的是MOSFET M4是一個NMOS裝置。一偏壓源160被耦接來提供一偏壓到這些共同耦接的源極及汲極端子，而MOSFET M4的閘極耦接到MOSFET M3的閘極。電路150可以以與第3A圖的電路100的方式互補的一方式來操作。第4B圖顯示關於第4A圖之該電路的電容變化的一圖形說明。
為了將第3A圖及第4A圖中提及的電容補償的概念擴展到一互補電容，該等圖式的該等NMOS及PMOS增益裝置可以使其汲極端子耦接在一起，使得這些圖式中出現的電路被組合來提供互補式操作。
現在參見第5圖，所示為根據本發明另一實施例的一補償電路的一示意圖。如第5圖中所示，電路200可以是差動放大器，其具有係耦接來接收一進入差動信號的一正部分In+的一正部分(或p側)210，以及係耦接來接收該差動信號的一負部分In-的一負部分(或n側)250。具有180°相位差的振幅相等的這些信號(在理想上)可以被驅動。
如第5圖中所示，第一部分210包括一增益級220而第二部分250包括一增益級260。此外，兩個補償級230及270可被提供，每個均耦接到該第一及第二部分的多個部分，如下面要進一步描述的。如第5圖的該實施例中所示，增益級220包括一對互補式MOSFET M1及M2。增益級260則包括互補式MOSFET M5及M6。這些增益級係耦接來經過由電容器C1-C4形成的一DC阻隔，在它們的閘極端子處接收各自的進入信號。另外，一偏壓經由這些電容器及電感L1-L4被供應來提供一偏壓給這些增益級，其中該等電感L1-L4耦接於該等輸入線與各自的偏置電壓VQP 及VQN 之間。當然，存在其他耦接及偏壓方法並可被用來取而代之。
補償級230及270係提供來藉由減小形成該等增益級的該等裝置之臨界電壓附近發生的一電容變化的速率來改良相位線性。如圖所示，補償級230由一對NMOS電晶體M3及M4形成，這二者都具有耦接到獲取自一偏壓產生器240的一偏壓的源極及汲極端子。接著，這些裝置的閘極端子被該等輸入信號差動驅動至增益級220及260的該等PMOS裝置，即MOSFET M2及M6。類似地，補償級270由一對PMOS電晶體M7及M8形成，這二者都具有耦接到獲取自一偏壓產生器280的一偏壓的源極及汲極端子。接著，這些裝置的閘極端子被該等輸入信號差動驅動至增益級220及260的該等NMOS裝置，即MOSFET M1及M5。
要注意的是偏壓產生器240及280可以被設置在大致相同的偏壓位準處。另外，在一些實施方案中，只有一個單一偏壓源可被提供且耦接到所有補償裝置，儘管對於某些實施方案而言，分別提供偏壓產生器給該等不同補償級可以簡化佈局及路由安排問題。因此在電路200中，在每一增益級的該等互補裝置的共汲極端子處所獲取的差動輸出信號Out+/-在其操作範圍內被提供以更高的線性。
為了得到適當的偏壓，該等補償裝置之塊體與其他裝置DC隔離。在各種CMOS製程中，一深N井可被提供給該等NMOS補償裝置。如第5圖中所示，在一差動應用中，該差動放大器有4個補償裝置：被差動驅動的兩個NMOS補償裝置(M3及M4)以及被差動驅動的兩個PMOS補償裝置(M7及M8)。藉由將每對補償裝置靠近在一起放置在該同一個井中，對該井及塊體施以偏壓較切合實際。這是因為該兩個裝置被差動驅動，且一裝置的返回電流穿過該第二裝置，從而消除掉穿過該塊體的大電流，這大大簡化了一給定偏壓實施方案。也就是說，藉由提供被差動驅動的一對補償裝置，該塊體的偏置變得較容易。以此方式，該信號電流不會洩漏到別處而引起複雜的情況。這也簡化了該偏壓源的設計，因為它不必提供該等大信號電流，而可以在小面積上被實現而幾乎沒有功耗。
因此，藉由提供一或多個補償裝置給一增益級，可出現減少的電容變化，從而改良相位線性。現在參見第6A圖，所示為根據本發明一實施例在沒有電容補償的情況下，在一示範PA的一操作區內在變化RMS輸入位準範圍內的電容變化的一圖形說明。如第6A圖中所示，當輸入功率(與該輸入電壓的RMS值有關)增加時，在中間輸入功率位準處，在電容處出現一個相當大的減少。例如，如上文中就該小信號模型所述，對於一個900MHz的信號而言，在沒有使用如這裏所揭露的一補償技術的情況下，在中間輸入功率位準處可能發生大約-1.8pF的一個變化，從而導致大約45°的一個相位變化。相比而言，使用諸如用第5圖的電路200來說明的本發明之實施例，在中間輸入功率位準範圍內，電容變化發生明顯的減少，如第6B圖的圖形說明中所示。因此要注意的是該總電容並未獨立於Vgs ，但斜率(最大)已被明顯減小。例如，參見第1圖(顯示出在沒有電容補償情況下的一明顯斜率變化)與第3B圖及第4B圖(顯示出在不同Vgs 位準上總電容中的一平滑變化)之間的斜率差。使用這種補償，一大信號輸入在該中間輸入功率位準範圍內顯示出輸入電容中明顯較小的變化。在振幅壓縮時，回頭參見上述該等相同的示範參數，且該相位失真被減少到3°。
在其他實施方案中，並非一開迴路方法，而是一閉迴路系統可被提供來獲取關於一進入信號之一位準的回饋並調整一可控制元件來將一期望的電容量提供到該增益裝置。現在參見第7A圖，所示為根據本發明一實施例的一閉迴路系統的一示意圖。如第7A圖中所示，系統300包括一信號源310，其可以是經過一收發器的一手機的一部分，因此提供一RF信號到一放大器320，諸如該手機的一PA的一增益級。為了致能根據本發明一實施例的電容補償，一檢測器330可以耦接來檢測該進入信號的一振幅，該檢測器330可以是一振幅檢測器(例如一RMS或峰值檢測器)。在各種實施例中，被檢測的該振幅可以是一電壓振幅或電流振幅。此經檢測振幅可被提供到一控制器340，該控制器340可以是存在於一PA中或者為一手機或其他裝置之其他電路的一部分的一類比或數位控制電路。基於該輸入位準，控制信號可被提供到可變電容器C1及C2，從而按一期望量的電容切換到增益級320的輸入。作為一範例，控制器340可以包括一查詢表，該查詢表係耦接來接收該信號的振幅作為一輸入並輸出一控制值到電容器C1及/或C2，從而按一期望量的電容來切換(在一些實施方案中可以為一負值)。該查詢表中存在的值可以根據經驗分析、小信號模型法等等來被產生。在各種實施方案中，該等可變電容器可以是數位控制型離散固定電容器的一排組。可選擇地，在其他實施方案中，在諸如第7B圖中所示的一系統300’中，該等可控制電容可以是類比控制型變容器。
操作時，一閉迴路系統可以按照以下來提供電容補償。首先，該輸入信號振幅可被檢測，且回應於此經檢測振幅，耦接到該增益級的一定量的電容可被確定。要注意的是此電容因而可以補償該增益級的對該輸入信號的一非線性相位回應。接著，根據該已確定電容，可以是一可變電容、一類比控制型變容器等的該可控制元件可被控制來將該已確定量的電容耦接到該增益級。
如上所述，根據本發明一實施例的補償電路可以以諸如CMOS PA的一PA來實現。這樣一裝置可被用於各種無線系統中，包括手機、行動裝置、PDA等。現在參見第8圖，所示為根據本發明一實施例的一無線裝置400的一方塊圖。如第8圖中所示，無線裝置400可以包括一應用處理器410，其可以是用以處置各種系統特徵，諸如執行一使用者想要的應用程式的一微處理器或其他規劃邏輯。為了執行其功能，應用處理器410可以與一記憶體415進行通訊，該記憶體415可以是一快閃記憶體或其他非依電性記憶體。應用處理器410可以進一步與諸如該系統之一LCD顯示器的一顯示器420進行通訊。為了，例如根據一W-CDMA協定來處理RF通訊，如無線電話呼叫、無線資料傳輸等，應用處理器410可以與一基頻處理器430進行通訊，該基頻處理器430可以為發送及接收路徑處置基頻操作。基頻處理器430又耦接到一收發器，該收發器可以自基頻處理器430接收基頻進入信號並執行處理以將該等信號向上轉換到RF位準以便傳輸到一PA 450。PA 450可以是根據本發明一實施例的一功率放大器，其包括一或多個具有如上述的電容補償電路的增益級。PA 450又可以耦接到一天線切換器、雙工器或這二者455，而該天線切換器、雙工器或這二者455又耦接到一天線460，該天線460發射該放大RF信號。
在一接收路徑中，天線460經由天線切換器455，且可能經由該雙工器或SAW濾波器，然後耦接到收發器440，收發器440將該等進入RF信號解調回到基頻來傳輸到基頻處理器430以作進一步處理。雖然在第8圖的該實施例中是以此特定實施方案來顯示，但本發明的範圍未被限制於這一點上。
雖然已根據有限數目個實施例來對本發明作出描述，但是該技術領域中的那些技術人員會從中瞭解許多修改及變化。所附之申請專利範圍想要涵蓋所有此類在本發明之真實精神與範圍內的修改及變化。
100，100’，100”，100”’，150，200．．．電路
110．．．偏壓源/偏壓
111，160．．．偏壓源
210．．．正部分/第一部分
220，260．．．增益級
230，270．．．補償級
240，280．．．偏壓產生器
250．．．負部分/第二部分
300，300’．．．系統
310．．．信號源
320．．．放大器/增益級
330．．．檢測器
340．．．控制器
400．．．無線裝置
410．．．應用處理器
415．．．記憶體
420．．．顯示器
430．．．基頻處理器
440．．．收發器
450．．．PA(功率放大器)
455．．．天線切換器或雙工器
460．．．天線
Cgs ．．．閘極至源極電容/小信號
Vgs ．．．輸入信號振幅/正弦輸入信號/DC偏壓值
IS ，gm Vgs ．．．電流源
RS ．．．電源電阻
LS ．．．電源電感
RO ，RL ．．．輸出電阻
CO ．．．輸出電容
LO ．．．輸出電感
Cgs0 ．．．信號輸入電容
VDD ．．．電源電壓
VTN ．．．NMOS裝置的臨界電壓
VTP ．．．PMOS裝置的臨界電壓
MOSFET M1．．．電晶體/NMOS增益裝置/NMOS增益裝置/PMOS增益裝置/互補式增益裝置
C1．．．電容器/可變電容器
Vin ．．．進入信號
MOSFET M2．．．閘極電容器/MOS電容器/PMOS裝置/互補式增益裝置
D1．．．固有寄生二極體
D2．．．二極體結構/補償二極體
CN ，CP ．．．耦合電容
D3，D4．．．輸出補償二極體
Vout ．．．輸出信號
MOSFET M3．．．PMOS裝置/NMOS電晶體/NMOS補償裝置
MOSFET M4．．．NMOS裝置/NMOS電晶體/NMOS補償裝置/MOS電容器
M5，M6．．．PMOS裝置
In+．．．進入差動信號的正部分
In-．．．進入差動信號的負部分
L1-L4．．．電感
VQP ，VQN ．．．偏置電壓
M7，M8．．．PMOS電晶體PMOS補償裝置
Out+/-．．．差動輸出信號
C2．．．可變電容器
第1圖是電容變化與一閘極至源極電壓的一圖形說明。
第2A圖是一CMOS增益級的一小信號模型。
第2B圖是以中心頻率進行操作的一CMOS增益級的一小信號模型。
第3A圖是根據本發明一實施例的一補償電路的一示意圖。
第3B圖是關於第3A圖之該電路的電容變化的一圖形說明。
第3C圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一示意圖。
第3D圖是第3C圖之該補償電路的一對偶電路的一示意圖。
第3E圖是根據本發明一實施例的一互補式補償電路的一示意圖。
第4A圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一示意圖。
第4B圖是關於第4A圖之該電路的電容變化的一圖形說明。
第5圖是根據本發明另一實施例的一補償電路的一概念示意圖。
第6A圖是根據本發明一實施例的無補償的電容變化的一圖形說明。
第6B圖是根據本發明一實施例的有補償的電容變化的一圖形說明。
第7A圖是根據本發明一實施例的一閉迴路系統的一示意圖。
第7B圖是根據本發明另一實施例的一閉迴路系統的一示意圖。
第8圖是根據本發明一實施例的一無線裝置的一方塊圖。
100．．．電路
110．．．偏壓源/偏壓
MOSFET M1．．．電晶體/NMOS增益裝置
MOSFET M2．．．閘極電容器/MOS電容器/PMOS裝置

Claims (15)

  1. 一種功率放大器，其包含：用以接收一輸入信號及輸出一放大信號的一增益裝置；耦接到該增益裝置來補償由於該輸入信號中的一變化而發生的該增益裝置之一電容中的一變化的一補償裝置；以及其進一步包含耦接到該補償裝置的一偏壓源來使該補償裝置的一電容在與該增益裝置的該電容變化相反的一方向上變化，其中該偏壓源係被設定為根據一供應電壓、該增益裝置之一臨界電壓、以及該補償裝置之一臨界電壓來將該補償裝置與該增益裝置的預定轉變區對齊。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之功率放大器，其中該補償裝置是該增益裝置的一互補裝置。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之功率放大器，其中該互補裝置係用以降低該增益裝置的相位非線性。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之功率放大器，其中該補償裝置小於該增益裝置，該偏壓源係用以提供一偏壓給該增益裝置及該補償裝置，該偏壓實質上相應於一電源電壓位準與臨界電壓之間的一差值。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之功率放大器，其中該補償裝置耦接到該增益裝置的一輸入。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之功率放大器，其中該補償 裝置包含具有一第一極性的一CMOS(互補式金屬氧化物半導體)電晶體而該增益裝置包含具有一第二極性的一CMOS電晶體，其中該補償裝置具有耦接到一偏壓源的一源極端子及一汲極端子以及耦接到該增益裝置之一閘極端子的一閘極端子。
  7. 一種功率放大器，其包含：具有第一及第二互補式放大器的一增益級，該增益級用來接收一差動輸入線上的一差動輸入信號以及輸出一差動放大信號；一第一補償級，其具有耦接到該第一互補式放大器的一第一放大器的一第一補償裝置以及耦接到該第二互補式放大器的一第一放大器的一第二補償裝置，其中該第一補償級形成於一個井中且被差動驅動；用以提供一偏壓到該第一補償級的該第一及第二補償裝置的一偏壓產生器，且其中該第一補償裝置的一返回電流流經該第二補償裝置；以及一第二補償級，其具有耦接到該第一互補式放大器的一第二放大器的一第一補償裝置以及耦接到該第二互補式放大器的一第二放大器的一第二補償裝置，其中每個補償裝置係用以在該差動輸入信號處於一輸入範圍的一預定轉變區時補償該相應放大器之電容中的一變化。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之功率放大器，其中每個補償裝置具有與其耦接所至的該放大器相反的一極性。
  9. 一種功率放大器，其包含：具有一互補式放大器的一第一增益級，該第一增益級用來接收一輸入線上的一射頻(RF)輸入信號及輸出一放大RF信號；耦接到該互補式放大器之一第一增益裝置的一第一補償裝置及耦接到該互補式放大器之一第二增益裝置的一第二補償裝置，其中每個補償裝置係用以在該RF輸入信號的一位準致使輸入到該相應增益裝置的一輸入位準實質上處於該相應增益裝置的一臨界電壓附近時減少該相應增益裝置之電容中的一變化速率的一量值；以及用來提供一偏壓到該第一及第二補償裝置的一偏壓產生器，其中該偏壓產生器係用以產生至少一偏壓來使該第一及第二補償裝置的一電容能夠實質上等於且相對於實際上在該臨界電壓附近的該相應增益裝置中的該電容變化。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之功率放大器，其中該第一補償裝置具有與該第一增益裝置相反的極性，且該第一補償裝置具有耦接到該第一增益裝置之一閘極端子的一閘極端子，其中該第一補償裝置是一電容耦合電晶體。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之功率放大器，其中該第一增益級的該閘極端子耦接到一第二增益級的一輸出，該第二增益級用來提供該RF輸入信號到該輸入線上的該第一增益級。
  12. 如申請專利範圍第9項所述之功率放大器，其進一步包含具有一第二互補式放大器的一第二增益級，該第二增益級用來接收一第二輸入線上的該RF輸入信號及輸出該放大RF信號，耦接到該第二互補式放大器之一第三增益裝置的一第三補償裝置以及耦接到該第二互補式放大器之一第四增益裝置的一第四補償裝置。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之功率放大器，其中該偏壓產生器包括用來提供一第一偏壓到該第一及第三補償裝置的一第一偏壓源，該第一及第三補償裝置形成於一共用井中且每個均具有耦接到該第一偏壓源的源極及汲極端子。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之功率放大器，其中該第一及第三補償裝置被該RF輸入信號差動驅動，且該第一補償裝置的一返回電流要流經該第三補償裝置。
  15. 如申請專利範圍第9項所述之功率放大器，其中該功率放大器在一無線裝置中被實現，該無線裝置具有用以從一基頻處理器中接收基頻信號資訊以及輸出該RF輸入信號的一收發器。
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