DE102006042702A1

DE102006042702A1 - Verfahren zum Schätzen einer Magnetpolposition in einem Synchronmotor

Info

Publication number: DE102006042702A1
Application number: DE102006042702A
Authority: DE
Inventors: Akihiro Kariya Imura; Yasuaki Kariya Aoki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-09-27
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2007-05-03
Anticipated expiration: 2026-09-13
Also published as: CN100417005C; US7514896B2; US20070069681A1; CN1941606A; JP4674516B2; JP2007097263A; DE102006042702B4

Abstract

Bei einem Verfahren zum Schätzen einer Magnetpolposition in einem Synchronmotor ist eine Wechselstromspannung mit alpha- und beta-Achsen-Komponenten in einem alphabeta-Koordinatensystem, das ein Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem darstellt, an den Motor angelegt, und alpha- und beta-Achsen-Komponenten eines Wechselstroms werden von dem Motor erfasst. Eine Wellenhöhe des Wechselstroms, der sich mit der Zeit ändert, wird an eine Wellenhöhe, die von der Zeit nicht abhängt, genähert, derart, dass ein hinsichtlich der Zeit differenzierter Wert der Wellenhöhe in Wesentlichen auf Null eingestellt ist. Eine induzierte Spannung des Motors wird aus den Komponenten der Wechselstromspannung und den Komponenten des Wechselstroms berechnet. Die Magnetpolposition wird aus der induzierten Spannung geschätzt.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG
Diese Anmeldung basiert auf der früheren japanischen Patentanmeldung 2005-280410, eingereicht am 27. September 2005, und nimmt das Vorrecht der Priorität derselben in Anspruch, derart, dass der Inhalt derselben hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Schätzen einer Position (z. B. einer Magnetpolposition) eines Rotors bzw. Läufers in einem Synchronmotor, bei dem Permanentmagneten für den Rotor verwendet sind.
BESCHREIBUNG DER VERWANDTEN TECHNIK
Bei einem Synchronmotor, wie z. B. einem oberflächen-permanentmagnetischen Synchronmotor (SPMSM; SPMSM = Surface Permanent Magnetic Synchronous Motor) oder einem innen-permanentmagnetischen Synchronmotor (IPMSM; IPMSM = Internal Permanent Magnetic Synchronous Motor), werden Permanentmagneten für einen Rotor verwendet, und S- und M-Magnetpole, die durch die Permanentmagneten gebildet sind, sind abwechselnd um eine Welle des Rotors angeordnet. Während des Betriebs dieses Motors ist eine Wechselstromspannung an Wicklungen eines Stators bzw. Ständers angelegt, und ein Wechselstrom, der aus der angelegten Spannung erzeugt wird, fließt durch die Wicklungen. Eine Phase der Spannung wird synchron mit einer Position (z. B. einer Magnetpolposition) eines Rotors gesteuert. Daher ist ein Positionsdetektor zum Erfassen der Magnetpolposition des Rotors erforderlich. Als dieser Detektor wird ein Hall-Element, ein Codierer oder ein Auflöser bzw. Drehmelder verwendet. Es ist jedoch schwierig, einen Motor mit einem Positionsdetektor zu verkleinern, und es ist erforderlich, den Detektor mit einer Steuerung zum Steuern des Motors durch Verbindungsleitungen zu verbinden.

Um einen Synchronmotor ohne Verwenden eines Positionsdetektors zu steuern, wurde daher in letzter Zeit eine Magnetpolposition eines Rotors in einem Motor unter Verwendung einer induzierten Spannung des Motors geschätzt. Während des Betriebs des Motors induziert der Motor selbst eine Spannung, die sich mit der Magnetpolposition ändert. Die Magnetpolposition kann daher aus der induzierten Spannung geschätzt werden. Die veröffentlichte japanische Patenterstveröffentlichung Nr. 2001-251889 offenbart beispielsweise ein Motormodell, das in einem dq-Drehkoordinatensystem mit einer d-Achse und einer q-Achse genähert wird, um eine Magnetpolposition basierend auf einer induzierten Spannung zu schätzen. Die d-Achse ist eingestellt, um in einem Rotor von einem S-Magnetpol zu einem N-Magnetpol gerichtet zu sein. Die q-Achse ist eingestellt, um orthogonal zu der d-Achse an einer Ebene senkrecht zu einer Drehachse des Rotors zu sein. Ein Ursprungspunkt des Koordinatensystems ist auf der Drehachse platziert.

Bei der Schätzung basierend auf diesem Motormodell wird eine Wellen-bzw. Achsenverschiebung Δθ einer geschätzten Polposition aus einer wahren Polposition (d. h. d-Achse) in einem Synchronmotor aus einer Komponente Idc (im Folgenden eine d-Achsen-Komponente genannt) eines erfassten Gleichstroms entlang der d-Achse, einer Komponente Iqc (im Folgenden q-Achsen-Komponente genannt) des erfassten Gleichstroms entlang der q-Achse, einer d-Achsen-Komponente V*d einer an den Motor angelegten Spannung, einer q-Achsen-Komponente V*q der angelegten Spannung und einer befohlenen Drehgeschwindigkeit ω*r des Rotors berechnet. Eine geschätzte Magnetpolposition des Rotors wird aus der Verschiebung Δθ berechnet.

Bei einem tatsächlichen Motor ist jedoch eine Wechselstromspannung von drei Phasen an Wicklungen eines Stators eines Motors angelegt, und ein Drei-Phasen-Wechselstrom, der durch die Wicklungen des Stators fließt, wird erfasst. Um die Komponenten Idc und Iqc des Gleichstroms, die in dem dq-Drehkoordinatensystem ausgedrückt sind, zu erhalten, ist es erforderlich, dieses dreidimensionale Koordinatensystem für den tatsächlich erfassten Wechselstrom in ein zweidimensionales Drehkoordinatensystem basierend auf einer geschätzten Magnetpolposition zu transformieren. Bei diesem Fall weisen die Komponenten Idc und Iqc einen Fehler auf, der aus dem Positionsfehler bei der Schätzung der Position abgeleitet wird. Da eine nächste Magnetpolposition basierend auf den Komponenten Idc und Iqc einschließlich eines Fehlers geschätzt wird, ist die Genauigkeit der Schätzung unvermeidlich gesenkt. Wenn als ein Resultat der Motor gemäß der geschätzten Position gesteuert wird, kann der Motor nicht stabil betrieben werden.

Um dieses Problem zu lösen, ist eine direkte Schätzung einer Magnetpolposition basierend auf einem Motormodell unter Verwendung einer verlängerten bzw. erweiterten induzierten Spannung in einem Aufsatz bzw. Paper "An Extended E.m.f Observer for Salient-Pole Brushless DC Motor's Sensorless Control" bei der nationalen Tagung im Jahre 1999, Institute of Electrical Engineer of Japan (IEEJ), Nr. 1026, vorgeschlagen. In diesem Aufsatz ist ein magnetischer Feldüberwacher basierend auf dem Modell, das in einem αβ-Festkoordinatensystem definiert ist, das ein Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem darstellt, gebildet. Sowohl eine Wechselstromspannung, die an einen Synchronmotor angelegt ist, als auch ein Wechselstrom, der von dem Motor erfasst wird, sind durch einen Vektor mit zwei Komponenten entlang einer α- und einer β-Achse des αβ-Koordinatensystems ausgedrückt. Wenn dem Überwacher α- und β-Achsen-Komponenten der angelegten Wechselstromspannung und α- und β-Achsen-Komponenten des erfassten Wechselstroms gegeben werden, kann eine Magnetpolposition direkt geschätzt werden. Diese Position ist als ein Winkel zwischen der α-Achse und einer Linie, die einen Ursprungspunkt und einen Magnetpol eines Rotors in dem αβ-Koordinatensystem verbindet, ausgedrückt.

In diesem Aufsatz kann eine Genauigkeit einer Schätzung einer Magnetpolposition durch das Motormodell unter Verwendung der Wechselstromspannung und des Wechselstroms, die in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert sind, verbessert werden. Da jedoch das Modell einen Differentialausdruck aufweist, um eine induzierte Spannung detailliert zu berechnen, ist eine Menge einer für die Schätzung erforderlichen Berechnung enorm vergrößert.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, unter angemessener Berücksichtigung der Nachteile der herkömmlichen Schätzung einer Magnetpolposition ein Verfahren zu schaffen, bei dem eine Magnetpolposition eines Rotors in einem Synchronmotor korrekt geschätzt wird, während eine Menge einer Berechnung, die für die Schätzung erforderlich ist, reduziert ist, ohne wesentlich die Genauigkeit der Schätzung zu senken.

Gemäß einem Aspekt dieser Erfindung wird die Aufgabe durch das Schaffen eines Verfahrens eines Schätzens einer Magnetpolposition bei einem Synchronmotor gelöst, das die Schritte eines (1) Berechnens einer induzierten Spannung des Motors, an dem eine Wechselstromspannung angelegt ist und von dem ein Wechselstrom erfasst wird, aus Komponenten der angelegten Wechselstromspannung in einem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem und Komponenten des erfassten Wechselstroms in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem, und (2) eines Schätzens einer Magnetpolposition des Rotors aus der induzierten Spannung aufweist. Ein differenzierter Wert einer Wellenhöhe des Wechselstroms hinsichtlich der Zeit ist im Wesentlichen auf null eingestellt.

Obwohl sich eine Wellenhöhe des Wechselstroms mit der Zeit geringfügig ändert, wird diese Wellenhöhe an eine Wellenhöhe, die von der Zeit im Wesentlichen nicht abhängt, genähert oder durch dieselbe ersetzt. Bei diesem Fall können Differentialausdrücke bei der Berechnung der induzierten Spannung aus der angelegten Wechselstrom spannung und dem erfassten Wechselstrom entfernt werden. Eine Menge einer für die Schätzung erforderlichen Berechnung kann daher beträchtlich reduziert sein, und eine Genauigkeit der Schätzung ist nicht wesentlich gesenkt. Im Vergleich zu einem Modell einer induzierten Spannung, das in dem Drehkoordinatensystem gebildet ist, kann die Genauigkeit bei der Schätzung erhöht sein.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit für einen Synchronmotor, bei der ein Verfahren gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird;
2 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel zeigt;
3 zeigt Wellenformen von erfassten Wechselströmen mit einer konstanten Wellenhöhe und einer konstanten Wellenform einer Magnetpolposition;
4 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit der Steuereinheit, in der das in 4 gezeigte Verfahren durchgeführt wird;
6 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit der Steuereinheit gemäß einer Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels;
7A zeigt eine Wellenform einer erweiterten induzierten Spannung mit Rauschen in einem αβ-Koordinatensystem gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7B zeigt eine Wellenform einer erweiterten induzierten Spannung mit Rauschen in einem dq-Koordinatensystem gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel;
7C zeigt eine Wellenform einer gefilterten, erweiterten induzierten Spannung in dem dq-Koordinatensystem;
7D zeigt eine Form einer gefilterten, erweiterten induzierten Spannung in dem αβ-Koordinatensystem;
8 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel zeigt;
9 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 9 gezeigte Verfahren durchgeführt wird;
11 zeigt eine Positionsbeziehung zwischen einem Spannungsvektor und einem Positionsvektor einer geschätzten Position;
12 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel zeigt;
13 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 12 gezeigte Verfahren durchgeführt wird;
14 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einer ersten Modifikation des fünften Ausführungsbeispiels zeigt;
15 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 14 gezeigte Verfahren durchgeführt wird; und
16 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der eine zweite Modifikation des fünften Ausführungsbeispiels durchgeführt wird.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 1
1 ist ein Blockdiagramm einer Steuereinheit für einen Synchronmotor, bei der ein Verfahren gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird. 2 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel zeigt.
Ein in 1 gezeigter Synchronmotor 10 weist Wicklungen eines Stators und eines Rotors (nicht gezeigt), der aus Permanentmagneten hergestellt ist, auf. Wenn eine Drei-Phasen-Wechselstromspannung an die Wicklungen angelegt ist, fließt ein Drei-Phasen-Wechselstrom, der aus den Phasenströmen mit den U-, V- und W-Phasen zusammengesetzt ist bzw. besteht, durch die Wicklungen, um ein änderbares Magnetfeld aufgrund einer elektromagnetischen Induktion zu erzeugen, und der Rotor, der die Permanentmagneten aufweist, wird auf der Drehachse desselben ansprechend auf das Magnetfeld gedreht. Die Drehkraft wird durch einen Übertrager, wie z. B. eine Riemenscheibe und einen Riemen, ausgegeben. Eine Phase des Stroms wird in einer in 1 gezeigten Steuereinheit gesteuert, um den Rotor mit einer gewünschten Drehgeschwindigkeit stabil zu drehen.
Wie in 1 gezeigt ist, werden Daten einer befohlenen (oder gewünschten) Drehgeschwindigkeit ω* des Rotors (d. h. Geschwindigkeit eines Magnetpols) zu der Steuereinheit wiederholt gegeben. Jedes Mal, wenn Daten der Geschwindigkeit ω* zu der Steuereinheit gegeben werden, berechnet ein erster Differenzrechner 1 eine Differenz zwischen der Geschwindigkeit ω* und einer geschätzten Drehgeschwindigkeit ω_es des Rotors. Eine Geschwindigkeitssteuerung 2 berechnet Werte von sowohl einer d-Achsen-Komponente i_d* als auch einer q-Achsen-Komponente i_q* eines befohlenen Wechselstroms i_ac*, der in einem dq-Drehkoordinatensystem definiert ist, aus der Differenz ω* – ω_es, derart, dass sich die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_es der befohlenen Drehgeschwindigkeit ω* nähert. Wie im Folgenden beschrieben ist, wirst die Geschwindigkeit ω_es aus den Komponenten i_d* und i_q* abgeleitet. In dem dq-Drehkoordinatensystem ist die d-Achse von einem überwachten S-Magnetpol zu einem entsprechenden N-Magnetpol des Rotors gerichtet, die q-Achse ist orthogonal zu der d-Achse auf einer Ebene senkrecht zu einer Drehachse des Rotors, und ein Ursprungspunkt ist bei einer Position an der Drehachse eingestellt. Eine wahre Magnetpolposition ist daher auf der d-Achse platziert.
Ein zweiter Differenzrechner 3 berechnet eine d-Achsen-Differenz Δi_d zwischen der d-Achsen-Komponente i*_d und einer d-Achsen-Komponente i_d eines erfassten Stroms und berechnet eine q-Achsen-Differenz Δi_q zwischen der q-Achsen-Komponente i*_q und einer q-Achsen-Komponente i_q des erfassten Stroms. Der Strom wird von Statorwicklungen eines Motors 10 erfasst. Eine Stromsteuerung 4 berechnet Werte von sowohl einer d-Achsen-Komponente V*_d einer befohlenen Spannung als auch einer q-Achsen-Komponente V*_q der befohlenen Spannung aus den Differenzen Δi_d und Δi_q, derart, dass sich jede der Differenzen Δi_d und Δi_q null nähert.
Ein dq-αβ-Koordinatentransformierer 5 transformiert das dq-Drehkoordinatensystem basierend auf einer geschätzten Endmagnetpolposition θ_es des Rotors in ein αβ-Koordinatensystem, um die Komponenten V*_d und V*_q der befohlenen Spannung in eine α-Achsen-Komponente V*_α und eine β-Achsen-Komponente V*_β der befohlenen Spannung, die in dem αβ-Koordinatensystem definiert ist, umzuwandeln. Die Position θ_es ist durch einen Drehwinkel des Rotors ausgedrückt.
Wie gut bekannt ist, ist das αβ-Koordinatensystem ein stationäres bzw. ortsfestes Koordinatensystem und ist durch eine α-Achse und eine β-Achse, die an einer Ebene senkrecht zu der Drehachse des Rotors zueinander orthogonal sind, definiert, und der Ursprungspunkt desselben ist auf der Drehachse des Rotors eingestellt, um gleich demselben des dq-Koordinatensystems zu sein. Da das αβ-Koordinatensystem ein ortsfestes System ist, sind eine Spannung und ein Strom durch ein Wechselstromsignal bzw. ein Wechselstromspannungssignal in dem αβ-Koordinatensystem ausgedrückt. Daher stellt das αβ-Koordinatensystem ein Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem dar.
Wenn eine Magnetpolposition des Rotors korrekt geschätzt wird, um mit der wahren Position übereinzustimmen, kann eine relative Beziehung hinsichtlich der Phase (d. h. ein Winkel zwischen der α-Achse und der d-Achse) zwischen dem ortsfesten αβ-Ko ordinatensystem und dem dq-Drehkoordinatensystem basierend auf der korrekt geschätzten Position spezifiziert sein. Die Koordinatentransformation kann daher basierend auf der geschätzten Position θ_es korrekt durchgeführt werden.
Ein αβ/uvw-Koordinatentransformierer 6 transformiert das αβ-Koordinatensystem in ein UVW-Koordinatensystem, das durch eine U-Phasen-Achse, eine V-Phasen-Achse und eine W-Phasen-Achse definiert ist, um die Komponenten V*_α und V*_β der befohlenen Spannung in eine U-Phasen-Komponente V*u, eine V-Phasen-Komponente V*v und eine W-Phasen-Komponente V*w umzuwandeln. Die drei Achsen des UVW-Koordinatensystems sind bei gleichen Intervallen von 120 Grad des elektrischen Winkels beabstandet und entsprechen U-, V- und W-Phasen, und ein Ursprungspunkt des UVW-Koordinatensystems ist auf die gleiche Position wie derselbe des αβ-Koordinatensystems eingestellt.
Ein Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Signalerzeuger 7 erzeugt aus jeder der Komponenten V*u, V*v und V*w ein PWM-Signal. Die PWM-Signale werden jeweils zu einem Inverter 8 übertragen, um drei Schaltelemente, die den Statorwicklungen entsprechen, zu betreiben. Eine Wechselstromspannung mit den Komponenten V*u, V*v und V*w ist daher an die Wicklungen angelegt. Ansprechend auf die angelegte Spannung fließt ein Drei-Phasen-Wechselstrom mit einer U-Phasen-Komponente i_u, einer V-Phasen-Komponente i_v und einer W-Phasen-Komponente i_w durch die Wicklungen. Der Motor 10 erzeugt ferner selbst abhängig von einer Magnetpolposition eine induzierte Spannung. Der Wechselstrom hängt daher von der angelegten Spannung und der induzierten Spannung ab.
Ein Stromsensor 9 erfasst Werte der Komponenten i_u, i_v und i_w des Wechselstroms. Der Sensor 9 kann lediglich zwei der drei Komponentenwerte erfassen, um den anderen Komponentenwert aus den erfassten Werten zu berechnen. Ein uvw/αβ-Koordinatentransformierer 11 transformiert das UVW-Koordinatensystem in das αβ-Koordinatensystem und wandelt die Komponenten i_u, i_v und i_w des erfassten Wechselstroms in eine α-Achsen-Komponente i_α und eine β-Achsen-Komponente i_β des erfassten Wech selstroms um. Die Komponenten i_α und i_β werden bei einem αβ/dq-Koordinatentransformierer 12 und einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 13 empfangen. Der Transfomierer 12 transformiert basierend auf einer geschätzten Endmagnetpolposition θ_es, die aus der Schätzeinheit 13 ausgegeben wird, das αβ-Koordinatensystem in das dq-Koordinatensystem, um die Komponenten i_α und i_β des erfassten Wechselstroms in die d-Achsen-Komponente i_d und die q-Achsen-Komponente i_q des erfassten Stroms umzuwandeln. Die Komponenten i_d und i_q des erfassten Stroms werden zu dem Rechner 3 übertragen.
Eine Schätzung einer Position und einer Geschwindigkeit eines Magnetpols (oder eines Rotors), die in der Einheit 13 durchgeführt wird, ist unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
Ein Rechner 14 einer erweiterten induzierten Spannung der Einheit 13 berechnet Werte einer α-Achsen-Komponente e_α und einer β-Achsen-Komponente e_β der induzierten Spannung aus Werten der Komponenten V*_α und V*_β der befohlenen Spannung und aus Werten der Komponenten i_α und i_β des erfassten Stroms (Schritt S11). Diese Berechnung wird basierend auf einem Modell einer genäherten induzierten Spannung, das als eine Näherung eines Modells einer erweiterten induzierten Spannung erhalten wird, durchgeführt. Das Modell der erweiterten induzierten Spannung gemäß dem Stand der Technik ist in dem αβ-Koordinatensystem gemäß einer ersten Formel ausgedrückt:
Es werden sowohl eine α-Achsen-Komponente V_α als auch eine β-Achsen-Komponente V_β einer befohlenen Spannung, die an einem Motor angelegt ist, ein Widerstand R eines Stators, eine Drehgeschwindigkeit ω_re eines Rotors hinsichtlich eines elektri schen Winkels, die durch Differenzieren einer Position des Rotors, die bei einem vorhergehenden Schätzungszyklus hinsichtlich der Zeit geschätzt wird, erhalten wird, eine d-Achsen-Induktivität L_d in dem Motor, eine q-Achsen-Induktivität L_q in dem Motor, ein Differentialoperator p, sowohl eine α-Achsen-Komponente i_α als auch eine β-Achsen-Komponente i_β eines Stroms, der von dem Motor erfasst wird, und eine Konstante K_E einer induzierten Spannung verwendet.
In dieser Formel ist der zweite Ausdruck der rechten Seite als eine erweiterte induzierte Spannung definiert. Bei diesem Modell wird zusätzlich zu einer induzierten Spannung basierend auf Permanentmagneten des Rotors eine Induktivitätsdifferenz L_d-L_q, die ein Reluktanzdrehmoment bzw. ein synchrones Drehmoment erzeugt, als eine Komponente eines zusätzlichen Magnetflusses betrachtet. Wenn ein Magnetfeldüberwacher basierend auf diesem Modell gebildet ist, können sowohl eine α-Achsen-Komponente e_α als auch eine β-Achsen-Komponente e_β einer erweiterten induzierten Spannung gemäß einer zweiten Formel direkt berechnet werden:
Es werden zusätzlich ein Differentialoperator s und ein Überwacherpol α verwendet.
Da dieses Modell einen Differentialausdruck s/(s + α) aufweist, ist eine Menge einer für die Schätzung erforderlichen Berechnung enorm vergrößert. Um die Menge der Berechnung bei diesem Ausführungsbeispiel zu reduzieren, wird ein Modell einer genäherten induzierten Spannung, das keinen Differentialausdruck aufweist, für eine Schätzung einer Magnetpolposition anstelle des Modells einer erweiterten induzierten Spannung verwendet.
Eine Wellenhöhe Ia(t) von sowohl der α-Achsen-Komponente i_α (i_α = –Ia(t)·sinθ, θ = ω_ret + c, c ist eine Konstante) als auch der β-Achsen-Komponente i_β (i_β = Ia(t) cosθ) in dem erfassten Strom wird hinsichtlich der Zeit geändert. Diese zeitabhängige Wellenhöhe Ia(t) wird an eine Wellenhöhe Ia, die im Wesentlichen nicht von der Zeit t abhängt (d/dt·Ia = 0), angenähert oder durch dieselbe ersetzt. D. h., ein hinsichtlich der Zeit differenzierter Wert einer Wellenhöhe des Wechselstroms wird im Wesentlichen auf null eingestellt (Schritt S12). Bei diesem Fall kann ein Differentialausdruck für die α-Achsen-Komponente i_α in dem Modell einer erweiterten induzierten Spannung gemäß einer dritten Formel neu geschrieben werden.
Auf die gleiche Art und Weise kann ein Differentialausdruck für die β-Achsen-Komponente i_β in dem Modell für die verlängerte induzierte Spannung gemäß einer vierten Formel neu geschrieben werden. pLd·iβ = Ld·ωre·iα
Die zweite Formel kann daher vereinfacht und neu geschrieben werden, und eine fünfte Formel, die das Modell einer genäherten induzierten Spannung gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung darstellt, wird durch Einfügen der dritten und der vierten Formel in die zweite Formel erhalten.
In dieser fünften Formel ist das Modell für die genäherte induzierte Spannung zum Berechnen der Komponenten e_α und e_β durch den Statorwiderstand R, die Drehgeschwindigkeit ω_re und die q-Achsen-Induktivität Lq ausgedrückt. Wenn daher bedacht wird, dass der hinsichtlich der Zeit differenzierte Wert der Wellenhöhe Ia im Wesentlichen gleich null ist, d. h. die Wellenhöhe im Wesentlichen konstant ist, können Differentialausdrücke, die das Modell der erweiterten induzierten Spannung aufweist, in dem Modell der genäherten induzierten Spannung entfernt werden. Wenn die Komponenten e_α und e_β basierend auf dem Modell der genäherten induzierten Spannung, das keine Differentialausdrücke aufweist, berechnet werden, kann eine Menge einer Berechnung beträchtlich reduziert werden.
Ein Rechner 15 für eine geschätzte Position berechnet eine erste geschätzte Magnetpolposition θ_es1 aus den Komponenten e_α und e_β, die in dem Rechner 14 berechnet werden (Schritt S13). Da ein Vektor der Spannung, der durch Differenzieren eines Magnetflusses (d. h. einer Magnetpolposition) eines Rotors hinsichtlich der Zeit bestimmt wird, um 90 Grad dem Magnetfluss voreilt, ist die Beziehung tanθ_es1 = –e_α/e_β erfüllt. Daher wird die Position θ_es1 durch eine Arcus-tangens-Berechnung gemäß einer sechsten Formel erhalten.
Wenn kein Rauschen der induzierten Spannung überlagert ist, wird die Position θ_es1 zu den Transformierern 5 und 12 als eine geschätzte Endmagnetpolposition θ_es ausgegeben. Eine Differentialverarbeitungseinheit 16 differenziert die Position θ_es1 hinsichtlich der Zeit gemäß einer siebten Formel, um die geschätzte Drehgeschwindigkeit ω_es des Rotors zu erhalten (Schritt S14).
Ein Differentialoperator s und eine Konstante τ sind hier bei dieser Formel verwendet.
Die Position θ_es1 bezeichnet eine Wechselstromkomponente, die der induzierten Spannung entspricht, und diese Komponente ändert sich periodisch mit der Zeit ansprechend auf die Komponenten e_α und e_β. Wenn die Position θ_es1 differenziert wird, kann die Position θ_es1, die die Wechselstromkomponente bezeichnet, in die Geschwindigkeit ω_es, die eine Gleichstromkomponente bezeichnet, die hinsichtlich der Zeit konstant ist, umgewandelt werden.
Die Induktivitäten Ld und Lq ändern sich hinsichtlich der Zeit aufgrund einer Totzeit, die durch die Betätigung des Motors 10 und/oder einer Ausprägung von Magnetpolen erzeugt wird. Wenn daher die Komponenten e_α und e_β der induzierten Spannung berechnet werden, sind Hochfrequenzkomponenten der induzierten Spannung als Rauschen überlagert. Wenn die Position θ_es1 aus der induzierten Spannung abgeleitet wird, beeinflussen die Hochfrequenzkomponenten umgekehrt die Position θ_es1. Die Genauigkeit der Schätzung eines Magnetpols ist daher durch die Hochfrequenzkomponenten verschlechtert.
Ein Tiefpassfilter 17 führt ein Tiefpassfiltern für die Geschwindigkeit ω_es durch, um die Hochfrequenzkomponenten aus der Geschwindigkeit ω_es zu entfernen (Schritt S15). Da die Geschwindigkeit ω_es durch eine Gleichstromkomponente ausgedrückt ist, können die Hochfrequenzkomponenten aus der Geschwindigkeit ω_es zuverlässig entfernt werden.
3 zeigt eine Wellenform von jedem der erfassten Wechselströme i_α (i_α = –Ia·sinθ) und iβ (i_⎕ = Ia·cosθ) und eine Wellenform einer Magnetpolposition θ, die durch eine Sägezahnwelle gezeigt ist. Wie in 3 gezeigt ist, können Hochfrequenzkomponenten aus einer geschätzten Position θ entfernt werden, ohne Informationen von Start- und Endpositionen (θ = 0, 2π) eines Magnetpols zu verlieren. Die Start- und Endpositionen sind auf der α-Achse platziert. Daher kann die Genauigkeit der Schätzung einer Magnetpolposition verbessert sein, wenn die Koordinatentransformation in dem Transformierer 5 basierend auf einer geschätzten Endpolposition, die keine Hochfrequenzkomponenten aufweist, durchgeführt wird.
Das Filter 17 gibt die Geschwindigkeit ω_es zu dem Rechner 1 und einem Integrierer 18 aus. Der Integrierer 18 integriert die Geschwindigkeit ω_es hinsichtlich der Zeit, um eine zweite geschätzte Magnetpolposition θ_es2 zu erhalten (Schritt S16). Die Position θ_es2 bezeichnet eine Position, aus der die Hochfrequenzkomponenten, die die Position θ_es1 in sich aufweist, entfernt sind.
Wenn die Position θ_es2 durch Filtern der Position θ_es1 in dem Filter 17 erhalten wird, tritt eine Phasenverzögerung in der Position θ_es2 auf. Um diese Phasenverzögerung zu kompensieren, addiert ein phasenkompensierender Addierer 19 einen ersten phasenkompensierenden Wert, der aus einem Phasenkompensierer 20 ausgegeben wird, zu der Position θ_es2, um eine geschätzte Endmagnetpolposition θ_es zu erhalten (Schritt S17).
Um den phasenkompensierenden Wert in dem Kompensierer 20 zu erhalten, berechnet ein dritter Differenzrechner 21 eine Positionsdifferenz Δθ_es (= θ_es1 – θ_es) zwischen den geschätzten Positionen θ_es1 und θ_es (Schritt S18), und der Kompensierer 20 multipliziert die Differenz Δθ_es mit einer ersten Proportions- und Integrations-(PI-)Verstärkung, die auf einem Wert von Kp1 + Ki1/s (1/s bezeichnet eine Integration hinsichtlich der Zeit) eingestellt ist, um den ersten phasenkompensierenden Wert zu erhalten (Schritt S19). Da eine Phasenregelschleife (PLL; PLL = Phase Lock Loop) durch den Addierer 19, den Kompensierer 20 und den Rechner 21 gebildet ist, kann sich eine Phase der Position θ_es einer Phase der Position θ_es1 nähern. D. h., die Position θ_es kann hinsichtlich der Phase mit der Position θ_es1 synchronisiert erhalten werden (Schritt S20). Obwohl die Phasenverzögerung bewirkt wird, um die Hochfrequenzkomponenten bei dem Filtern zu entfernen, kann daher eine Phasenverzögerung in der Position θ_es durch Addieren des ersten phasenkompensierenden Werts zu der Position θ_es2 verhindert werden.
Die geschätzte Endposition θ_es wird zu den Transformierern 5 und 12 ausgegeben (Schritt S21). Die geschätzte Position θ_es nähert sich daher einer wahren Magnetpolposition (d. h. der d-Achse) des Rotors, und die Transformation zwischen dem dq-Koordinatensystem und dem αβ-Koordinatensystem kann in den Transformierern 5 und 12 korrekt durchgeführt werden. D. h., der Motor kann stabil betrieben werden.
Da dementsprechend die zeitabhängige Wellenhöhe der erfassten Stromkomponenten i_α und i_β durch die Wellenhöhe Ia, die im Wesentlichen nicht von der Zeit t abhängt, ersetzt ist, kann ein Differentialausdruck für die Komponenten aus dem Modell der erweiterten induzierten Spannung entfernt werden. Eine Menge einer für die Schätzung erforderlichen Berechnung kann daher reduziert werden, und eine Genauigkeit der geschätzten Position θ_es kann im Vergleich zu einem Fall, bei dem eine Schätzung basierend auf einem Modell einer induzierten Spannung, das in dem dq-Drehkoordinatensystem gebildet ist, durchgeführt wird, verbessert werden.
Wenn die erste PI-Verstärkung übermäßig erhöht ist, sind die Hochfrequenzkomponenten unerwünscht in der Position θ_es umfasst. Bei diesem Fall ist es, da eine Genauigkeit der Schätzung einer Magnetpolposition gesenkt ist, erforderlich, die erste PI-Verstärkung nicht übermäßig zu erhöhen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird Hochfrequenzrauschen in dem Filter 17 entfernt. Wenn jedoch der ungünstige Einfluss des Rauschens auf die erste geschätzte Position θ_es1 niedrig ist, kann die Position θ_es1 zu den Transformierern 5 und 12 ausgegeben werden, ohne das Tiefpassfiltern für die Position θ_es1 durchzuführen, und die Geschwindigkeit ω_es, die in der Einheit 16 erhalten wird, kann zu dem Rechner 1 ausgegeben werden.
Ausführungsbeispiel 2
4 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. 5 ist ein Blockdiagramm einer weiteren Schätzeinheit 24, bei der das in 4 gezeigte Verfahren durchgeführt wird.
Wie in 4 und 5 gezeigt ist, weist eine Schätzeinheit 24 einen phasenkompensierender Addierer 22, der zwischen dem Filter 17 und dem Integrierer 18 angeordnet ist, anstelle des Addierers 19 auf. Der Addierer 22 addiert einen zweiten phasenkompensierenden Wert, der aus einem Kompensierer 20 ausgegeben wird, zu der Geschwindigkeit ω_es, die aus dem Filter 17 ausgegeben wird, um eine phasenkompensierte Geschwindigkeit ω_es zu erhalten (Schritt S41). Der Integrierer 18 integriert diese Geschwindigkeit ω_es hinsichtlich der Zeit, um eine geschätzte Endmagnetpolposition θ_es zu erhalten (Schritt S42). Der Rechner 21 berechnet eine Positionsdifferenz Δθ_es (=θ_es1 -θ_es) zwischen den geschätzten Positionen θ_es1 und θ_es (Schritt S43). Der Kompensierer multipliziert den Unterschied Δθ_es mit einer zweiten PI-Verstärkung, die auf einen Wert von Kp2 + Ki2/s eingestellt ist, um den zweiten phasenkompensierenden Wert zu erhalten (Schritt S44).
Eine Phasenregelschleife (PLL) ist durch den Rechner 21, den Kompensierer 20 und den Addierer 22 gebildet. Eine Phasensynchronisation der geschätzten Endposition θ_es mit der ersten geschätzten Position θ_es1 wird daher in der PLL durchgeführt, und die Position θ_es, die hinsichtlich der Phase mit der Position θ_es1 synchronisiert ist, kann erhalten werden (Schritt S45). Die Position θ_es, die mit der Position θ_es1 synchronisiert ist, wird zu den Transformierern 5 und 12 ausgegeben (Schritt S46). Auf die gleiche An und Weise wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann dementsprechend eine Phasenverzögerung in der Position θ_es verhindert werden, und die gleichen Wirkungen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel können erhalten werden.
6 ist ein Blockdiagramm einer Schätzeinheit 25 gemäß einer Modifikation des zweiten Ausführungsbeispiels.
Wie in 6 gezeigt ist, kann eine Schätzeinheit 25 beide Addierer 19 und 22 aufweisen. Der Kompensierer 20 gibt den ersten und den zweiten phasenkompensierenden Wert zu den Addierern 19 bzw. 22 aus. Der Addierer 22 addiert den zweiten phasenkompensierenden Wert zu der Geschwindigkeit ω_es, die aus dem Filter 17 ausgegeben wird, um eine phasenkompensierte Geschwindigkeit ω_es zu erhalten. Der Integrierer 18 integriert diese Geschwindigkeit ω_es, um eine zweite geschätzte Magnetpolposition θ_es2 zu erhalten. Der Addierer 19 addiert den ersten phasenkompensierenden Wert zu der Position θ_es2, um eine geschätzte Endmagnetpolposition θ_es zu erhalten.
Eine Phasenregelschleife (PLL) ist durch den Rechner 21, den Kompensierer 20 und die Addierer 19 und 22 gebildet, derart, dass die Position θ_es, die mit der Position θ_es1 synchronisiert ist, zu den Transformierern 5 und 12 ausgegeben werden kann. Eine Phasenverzögerung in der Position θ_es kann daher weiter verhindert werden.
Ausführungsbeispiel 3
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird, um Hochfrequenzkomponenten (d. h. Rauschen), die den Komponenten der erweiterten induzierten Spannung e_α und e_β überlagert sind, zu entfernen, die Position θ_es1, die durch eine Wechselstromkomponente ausgedrückt ist, in die Geschwindigkeit ω_es, die durch eine Gleichstromkomponente ausgedrückt ist, umgewandelt. Bei dem dritten Ausführungsbeispiel werden im Gegensatz dazu die Spannungskomponenten e_α und e_β, die durch Wechselstromkomponenten ausgedrückt sind, in Komponenten einer erweiterten induzierten Spannung e_d und e_q, die durch Gleichstromkomponenten ausgedrückt sind, umgewandelt, um Rauschen aus den Spannungskomponenten e_d und e_q zu entfernen.
7A zeigt eine Wellenform einer erweiterten induzierten Spannung in dem αβ-Koordinatensystem, 7B zeigt eine Wellenform einer erweiterten induzierten Spannung in dem dq-Koordinatensystem, 7C zeigt eine Wellenform einer gefilterten, erweiterten induzierten Spannung in dem dq-Koordinatensystem, und 7D zeigt eine Wellenform einer gefilterten, erweiterten induzierten Spannung in dem αβ-Koordinatensystem. 8 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel zeigt.
Da die Spannungskomponenten e_α und e_β in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem (z. B. αβ-Koordinatensystem) definiert sind, ändern sich die Spannungskomponenten e_α und e_β mit der Zeit. Wie in 7A gezeigt ist, ist es, wenn Hochfrequenzkomponenten, die Rauschen bezeichnen, der erweiterten induzierten Spannung überlagert sind, schwierig, Rauschen aus den Komponenten e_α und e_β zu entfernen.
Wie in 7B gezeigt ist, werden daher die Komponenten e_α und e_β des Rechners in Komponenten e_d und e_q der erweiterten induzierten Spannung durch Transformieren des ortsfesten αβ-Koordinatensystems in das dq-Drehkoordinatensystem umgewandelt (Schritt S81 in 8). Die verlängerte induzierte Spannung ist durch Gleichstromkomponenten e_d und e_q ausgedrückt, derart, dass Hochfrequenzrauschen aus den Komponenten e_d und e_q ohne weiteres entfernt werden kann. Ein Tiefpassfiltern wird dann für die Komponenten e_d und e_q durchgeführt, um Hochfrequenzkomponenten aus der erweiterten induzierten Spannung zu entfernen (Schritt S82 in 8). Wie in 7C gezeigt ist, werden die Komponenten e_d und e_q, die keine Hochfrequenzkomponenten aufweisen, erhalten. Die Komponenten e_d und e_q werden dann durch Transformieren des dq-Drehkoordinatensystems in das ortsfeste αβ-Koordinatensystem in Komponenten e_α und e_β umgewandelt (Schritt S83 in 8). Wie in 7D gezeigt ist, werden daher die Komponenten e_α und e_β, die kein Rauschen aufweisen, erhalten.
Eine geschätzte Endmagnetpolposition θ_es, die kein Rauschen aufweist, wird danach aus den Komponenten e_α und e_β gemäß einer achten Formel berechnet (Schritt S84 in 8).
Dann wird die Position θ_es hinsichtlich der Zeit gemäß einer neunten Formel differenziert, um eine geschätzte Magnetpolgeschwindigkeit ω_es (d. h. Drehgeschwindigkeit eines Rotors) zu erhalten (Schritt S85 in 8).
Die Position θ_es wird zu den Transformierern 5 und 12, die in 2 gezeigt sind, ausgegeben, und die Geschwindigkeit ω_es wird zu dem in 2 gezeigten Rechner 1 ausgegeben (Schritt S86 in 8). Da dementsprechend Hochfrequenzrauschen aus den Gleichstromkomponenten der erweiterten induzierten Spannung entfernt ist, können die gleichen Wirkungen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel erhalten werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel kann eine Phasenkompensation für eine Phasenverzögerung, die bei dem Schritt S82 bewirkt wird, für die geschätzte Magnetpolposition auf die gleiche Art und Weise wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel durchgeführt werden.
Ausführungsbeispiel 4
9 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zeigt, und 10 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 9 gezeigte Verfahren durchgeführt wird.
Wie in 9 und 10 gezeigt ist, berechnet eine Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 30 eine geschätzte Magnetpolposition aus der erweiterten induzierten Spannung. Ein Rechner 31 eines inneren Produkts der Einheit 30 berechnet insbesondere ein inneres Produkt eines Vektors e(e_α, e_β) einer erweiterten induzierten Spannung und eines Vektors θ_es einer geschätzten Position einer geschätzten Magnetpolposition gemäß einer neunten Formel (Schritt S91).
Δθ bezeichnet eine Differenz hinsichtlich des Winkels zwischen den Vektoren θ_es und θ_c, und θ_c bezeichnet eine wahre Magnetpolposition, die auf der d-Achse platziert ist.
11 zeigt eine Positionsbeziehung zwischen den Vektoren e und θ_es. Der Spannungsvektor e wird durch Differenzieren eines Magnetflusses Φ eines Rotors 40 des Motors 10 hinsichtlich der Zeit erhalten. Der Fluss Φ ist von einem S-Magnetpol zu einem N-Magnetpol gerichtet. Wie in 11 gezeigt ist, eilt der Spannungsvektor e um 90 Grad der Richtung des Flusses Φ vor. Eine Position (oder ein Winkel), der durch den Fluss gezeigt ist, ist ferner äquivalent zu einer wahren Magnetpolposition des Rotors. Wenn daher der Vektor θ_es die wahre Magnetpolposition des Rotors korrekt anzeigt, ist ein inneres Produkt des Vektors e und des Vektors θ_es null. Wenn, mit anderen Worten, der Vektor θ_es derart korrigiert wird, dass das innere Produkt im Wesentlichen null wird, zeigt der Vektor θ_es die wahre Magnetpolposition θ_c des Rotors korrekt an.
Ein Geschwindigkeitswandler 32 multipliziert das innere Produkt mit einer dritten PI-Verstärkung, die auf einen Wert von Kp3 + Ki3/s eingestellt ist, um eine geschätzte Geschwindigkeit ω_es zu erhalten (Schritt S92). D. h., der Wandler 32 gibt eine Geschwindigkeit, die gemäß der siebten Formel berechnet ist, nicht aus, sondern gibt eine Geschwindigkeit abhängig von einer Positionsdifferenz Δθ zwischen den Vektoren θ_es und θ_c aus. Dies bedeutet, dass der Wandler 32 die Geschwindigkeit ω_es derart berechnen kann, dass sich eine korrigierte Position, die aus der Geschwindigkeit ω_es abgeleitet ist, der wahren Position θ_c nähert, und derart, dass ein inneres Produkt, das aus der korrigierten Position berechnet wird, im Wesentlichen null wird. Die Geschwindigkeit ω_es wird zu dem in 1 gezeigten Rechner 1 und einem Integrierer 34 ausgegeben. Der Integrierer 34 integriert die Geschwindigkeit ω_es hinsichtlich der Zeit, um eine geschätzte Zwischenmagnetpolposition θ_esi zu erhalten (Schritt S93).
Eine Phasenverzögerung tritt ferner in der Position θ_esi aufgrund der Integration auf. Um diese Phasenverzögerung zu kompensieren, multipliziert ein Phasenkompensierer 33 das innere Produkt mit einer vierten PI-Verstärkung, die auf einen Wert von Kp4 + Ki4/s eingestellt ist, um einen kompensierenden Wert zu erhalten (Schritt S94). Ein Addierer 35 addiert diesen kompensierenden Wert zu der Position θ_esi, um den Positionsvektor θ_es zu erhalten (Schritt S95). Der Vektor θ_es wird als eine geschätzte Endmagnetpolposition zu dem in 1 gezeigten Transformierer 5 und dem Rechner 31 ausgegeben (Schritt S96).
Wenn eine Position (oder ein Winkel), die durch den Vektor θ_es angezeigt ist, von einer wahren Magnetpolposition θ_c durch einen Positionsfehler Δθ verschoben ist, ist es erforderlich, dass der Wandler 32 eine Geschwindigkeit ω_es berechnet, die basierend auf dem Positionsfehler Δθ erhöht oder gesenkt wird, derart, dass sich eine geschätzte Position, die aus der Geschwindigkeit ω_es berechnet wird, der Position θ_c nähert. Da ein Wert des inneren Produkts dem Fehler Δθ entspricht, kann der Wandler 32 eine Geschwindigkeit ω_es abhängig von dem Fehler Δθ berechnen, derart, dass eine geschätzte Position θ_es, die aus der Geschwindigkeit ω_es erhalten wird, im Wesentlichen die wahre Position θ_c erreicht. Die Polposition θ_es, die in der Einheit 30 geschätzt wird, kann daher im Wesentlichen die wahre Position θ_c erreichen.
Wie in 11 gezeigt ist, berechnet beispielsweise, wenn ein geschätzter Positionsvektor θ_es von der wahren Position θ_c verzögert ist (d. h. Δθ > 0), der Wandler 32 eine Geschwindigkeit ω_es, die höher als eine Geschwindigkeit ist, die durch Differenzieren des Positionsvektors θ_es hinsichtlich der Zeit gemäß der siebten Formel erhalten wird. Die erhöhte Geschwindigkeit ω_es wird daher basierend auf dem Fehler Δθ berechnet, und der Positionsvektor θ_es kann sich der wahren Position θ_c nähern.
Obwohl Hochfrequenzkomponenten, die dem Spannungsvektor e überlagert sind, zu der Geschwindigkeit ω_es übertragen werden, werden die Komponenten bei der Integration der Geschwindigkeit ω_es geglättet. Der Integrierer 34 führt daher im Wesentlichen das Filterverarbeiten zusätzlich zu dem Integrieren durch.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann, da eine geschätzte Geschwindigkeit ω_es, die durch Multiplizieren des inneren Produkts mit der dritten PI-Verstärkung erhalten wird, von dem Positionsfehler Δθ abhängt, die Geschwindigkeit ω_es basierend auf dem Positionsfehler Δθ erhöht oder gesenkt werden. Wenn dementsprechend ein Vektor einer geschätzten Position θ_es aus der Geschwindigkeit ω_es erhalten wird, um im Wesentlichen das innere Produkt auf null zu reduzieren, kann der Positionsvektor θ_es geeignet korrigiert werden und sich der wahren Position θ_c nähern.
Ausführungsbeispiel 5
12 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel zeigt, und 13 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 12 gezeigte Verfahren durchgeführt wird.
Wie in 12 und 13 gezeigt ist, empfängt bei einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 50 eine Geschwindigkeitsschätzeinheit 51 aufeinander folgend Vektoren e (e_α, e_β) einer erweiterten induzierten Spannung von dem Rechner 14 und berechnet eine erste geschätzte Geschwindigkeit ω_es1 aus den Vektoren e_t1 und e_t2, die zu unterschiedlichen Zeitpunkten t1 und t2 in dem Rechner 14 berechnet werden (Schritt S121). D. h., die Geschwindigkeit ω_es1 wird aus einem Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 und einer Positionsdifferenz zwischen den Vektoren e_t1 und e_t2 berechnet.
Hochfrequenzkomponenten, die Rauschen bezeichnen, sind jedem der Vektoren e_t1 und e_t2 überlagert, derart, dass die Komponenten in der Geschwindigkeit ω_es1 existieren. Ein Tiefpassfilter 52 entfernt die Komponenten aus der Geschwindigkeit ω_es1 (Schritt S122), derart, dass Rauschen, das in der Geschwindigkeit ω_es1 existiert, beträchtlich reduziert werden kann. Bei diesem Tiefpassfiltern tritt eine Phasenverzögerung in der Geschwindigkeit ω_es1 auf.
Auf die gleiche Art und Weise wie bei dem Rechner 31 und dem Wandler 32 bei dem vierten Ausführungsbeispiel berechnet ferner ein Rechner 54 eines inneren Produkts ein inneres Produkt des Spannungsvektors e(e_α, e_β) und eines Vektors θ_es einer geschätzten Position, der eine geschätzte Magnetpolposition des Rotors 40 anzeigt (Schritt S123), und ein Geschwindigkeitswandler 55 multipliziert das berechnete innere Produkt mit der dritten PI-Verstärkung, um eine Geschwindigkeitskorrektur ω_es2 zu erhalten (Schritt S124). Die Geschwindigkeitskorrektur hängt von einem Positionsfehler Δθ zwischen einer geschätzten Position des Vektors θ_es und einer wahren Position θ_c des Magnetpols ab. Ein Addierer 53 addiert die Geschwindigkeitskorrektur ω_es2 zu der geschätzten Geschwindigkeit ω_es1, um die Geschwindigkeit ω_es1 zu korrigieren und die Phasenverzögerung der Geschwindigkeit ω_es1 zu kompensieren (Schritt S125). Daher wird eine geschätzte Endgeschwindigkeit ω_es (=ω_es1 + ω_es2) ohne eine Phasenverzögerung erhalten. Die Geschwindigkeit ω_es wird zu dem in 1 gezeigten Rechner und einem Integrierer 56 ausgegeben. Der Integrierer 56 integriert die Geschwindigkeit ω_es hinsichtlich der Zeit, um den Vektor θ_es zu erhalten (Schritt S126). Der Positionsvektor θ_es wird als eine geschätzte Endmagnetpolposition zu dem in 1 gezeigten Transformierer 5 und dem Rechner 54 ausgegeben (Schritt S127).
Die Geschwindigkeitskorrektur ω_es2 wird basierend auf einem Positionsfehler zwischen einer geschätzten Position und einer wahren Position θ_c des Magnetpols be stimmt. Die Geschwindigkeitskorrektur ω_es2 kann daher derart bestimmt werden, dass ein inneres Produkt, das aus der Geschwindigkeit ω_es abgeleitet wird, im Wesentlichen auf null eingestellt ist, und der Positionsvektor θ_es, der durch die Geschwindigkeitskorrektur korrigiert ist, kann sich dieser wahren Position θ_c auf die gleiche Art und Weise wie bei dem vierten Ausführungsbeispiel nähern. Auf die gleiche Art und Weise wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann dementsprechend eine Phasenverzögerung in der Position θ_es verhindert werden, und die gleichen Wirkungen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel können erhalten werden.
14 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur eines Verfahrens zum Schätzen einer Magnetpolposition gemäß einer ersten Modifikation des fünften Ausführungsbeispiels zeigt, und 15 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der das in 14 gezeigte Verfahren durchgeführt wird.
Wie in 14 und 15 gezeigt ist, kann ein Phasenkompensierer 57 anstelle des Wandlers 55 verwendet sein. Der Integrierer 56 integriert insbesondere die Geschwindigkeit ω_es1, die aus dem Filter 52 ausgegeben wird, hinsichtlich der Zeit, um einen ersten geschätzten Vektor θ_es1 einer Position zu erhalten (Schritt S141). Der Kompensierer 57 multipliziert das innere Produkt, das aus dem Rechner 54 ausgegeben wird, mit der vierten PI-Verstärkung, um eine Phasenkorrektur (oder eine Positionskorrektur) zu erhalten (Schritt S142). Um den Vektor θ_es1 der Position zu korrigieren und die Phasenverzögerung, die in dem Filter 52 bewirkt wird, zu kompensieren, addiert ein Addierer 58 die Phasenkorrektur zu dem Positionsvektor θ_es1, um einen Vektor θ_es einer geschätzten Position zu erhalten, der eine geschätzte Endmagnetpolposition bezeichnet (Schritt S143). Der Vektor θ_es wird zu den Transformierern 5 und 12 ausgegeben (Schritt S144).
Da sich die Phasenkorrektur basierend auf dem inneren Produkt erweitert oder verringert, kann sich der Vektor θ_es einer wahren Position θ_c des Magnetpols auf die gleiche Art und Weise wie bei dem vierten Ausführungsbeispiel nähern. Eine Phasen verzögerung in der Position θ_es kann dementsprechend verhindert werden, und die gleichen Wirkungen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel können erhalten werden.
16 ist ein Blockdiagramm einer Positions- und Geschwindigkeitsschätzeinheit, bei der eine zweite Modifikation des fünften Ausführungsbeispiels durchgeführt ist.
Wie in 16 gezeigt ist, können sowohl der Wandler 55 als auch der Kompensierer 57 verwendet sein. Der Addierer 53 addiert insbesondere die Geschwindigkeitskorrektur ω_es2 zu der Geschwindigkeit ω_es1, um eine korrigierte Geschwindigkeit ω_es zu erhalten, und der Integrierer 56 erhält eine geschätzte Position θ_es1 aus der korrigierten Geschwindigkeit ω_es. Der Addierer 58 addiert die Phasenkorrektur zu der Position θ_es1, um einen Vektor θ_es einer geschätzten Position zu erhalten, der eine geschätzte Endmagnetpolposition bezeichnet, und gibt den Vektor θ_es zu den Transformierern 5 und 12 aus.
Diese Ausführungsbeispiele sollten nicht als die vorliegende Erfindung auf die Verfahren dieser Ausführungsbeispiele begrenzend aufgefasst werden, und das Verfahren gemäß dieser Erfindung kann mit demselben, das auf dem Stand der Technik basiert, kombiniert sein.
Eine Magnetpolposition wird beispielsweise in dem αβ-Koordinatensystem, das das Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem darstellt, geschätzt. Anstelle des αβ-Koordinatensystems kann jedoch irgendein zweidimensionales Koordinatensystem, das das Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem darstellt, verwendet sein. Dieses zweidimensionale Koordinatensystem kann durch zwei zueinander nicht orthogonale Achsen und einen Ursprungspunkt, der auf der Drehachse bei einer Position platziert ist, die sich von derselben in dem dq-Koordinatensystem unterscheidet, definiert sein.
Bei dem vierten und dem fünften Ausführungsbeispiel kann ferner ein inneres Produkt aus normierten Vektoren berechnet werden. Der Vektor θ_es der Position wird insbesondere durch einen Absolutwert des Vektors θ_es geteilt, der Vektor e der Spannung wird durch einen Absolutwert des Vektors e geteilt, und ein inneres Produkt der geteilten Vektoren wird berechnet. Da daher das innere Produkt lediglich von einem Winkelunterschied (oder einem Positionsfehler) zwischen den Vektoren θ_es und e abhängt, kann die geschätzte Geschwindigkeit ω_es genau berechnet werden.
Da außerdem das vierte und das fünfte Ausführungsbeispiel nicht auf das innere Produkt begrenzt sind, kann eine Magnetpolposition aus einem zweiten Vektor θ_±90es einer Position geschätzt werden, der dem Vektor θ_es der Position um 90 Grad voreilt oder nacheilt. Ein zweiter Vektor θ_±90es der Position, der sich von dem Vektor θ_es der Position um einen Winkel von +90 Grad oder -90 Grad um den Ursprungspunkt unterscheidet, wird berechnet, und eine Länge eines äußeren Produkts des Vektors θ_±90es und des Vektors e der Spannung wird gemäß einer elften Formel berechnet. e × θ±90es = |e||θ±90es|sin(–Δθ). = –|e||θ±90es|sin(Δθ)
Wenn ein Winkel (oder ein Phasenunterschied) zwischen den Vektoren e und θ_es im Wesentlichen gleich 90 Grad ist, ist ein Winkel zwischen den Vektoren e und θ_±90es im Wesentlichen gleich 0 oder 180 Grad. Wenn daher der Positionsvektor θ_es derart korrigiert wird, dass sich ein Wert des äußeren Produkts null nähert, kann der Positionsvektor θ_es eine wahre Magnetpolposition anzeigen.
Bei den Ausführungsbeispielen wird ferner eine Position eines Magnetpols eines Rotors in einem Synchronmotor geschätzt. Es kann jedoch eine Position (d. h. ein Drehwinkel) eines beliebigen Abschnitts des Rotors geschätzt werden.

Claims

Verfahren zum Schätzen einer Magnetpolposition in einem Synchronmotor, mit folgenden Schritten: Berechnen einer induzierten Spannung des Motors, an den eine Wechselstromspannung angelegt ist und aus dem ein Wechselstrom erfasst wird, aus Komponenten der angelegten Wechselstromspannung in einem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem und Komponenten des erfassten Wechselstroms in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem; und Schätzen einer Magnetpolposition aus der induzierten Spannung, wobei der Wechselstrom aus Wellen mit einer Wellenhöhe, von der ein hinsichtlich der Zeit differenzierter Wert im Wesentlichen auf null eingestellt ist, besteht.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die induzierte Spannung in einem αβ-Koordinatensystem, das das Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem darstellt, definiert ist, und sowohl eine α-Achsen-Komponente e_α als auch eine β-Achsen-Komponente e_β der induzierten Spannung in dem αβ-Koordinatensystem bei dem Schritt des Berechnens der induzierten Spannung gemäß einer Formel
unter Verwendung von sowohl einer α-Achsen-Komponente V_α als auch einer β-Achsen-Komponente V_β der Wechselstromspannung in dem αβ-Koordinatensystem, eines Widerstandswerts R eines Stators des Motors, einer Drehgeschwindigkeit ω in einem elektrischen Winkel, eines Induktivitätswerts L und sowohl einer α-Achsen-Komponenten i_α als auch einer β-Achsen-Komponente i_β des Wechselstroms in dem αβ-Koordinatensystem berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Hochfrequenzkomponente der induzierten Spannung überlagert ist und der Schritt des Schätzens der Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Erhalten einer Wechselstromkomponente aus der induzierten Spannung; Umwandeln der Wechselstromkomponente, die der induzierten Spannung entspricht, in eine Gleichstromkomponente, der die Hochfrequenzkomponente überlagert ist; Entfernen der Hochfrequenzkomponente aus der Gleichstromkomponente; und Berechnen der geschätzten Magnetpolposition aus der Gleichstromkomponente, aus der die Hochfrequenzkomponente entfernt ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Schritt des Erhaltens einer Wechselstromkomponente das Berechnen einer ersten Magnetposition, die durch die Wechselstromkomponente ausgedrückt ist, aus der induzierten Spannung aufweist, der Schritt des Umwandelns der Wechselstromkomponente das Differenzieren der ersten Magnetpolposition aufweist, um die Gleichstromkomponente zu erhalten, und der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Integrieren der Gleichstromkomponente, aus der die Hochfrequenzkomponente entfernt ist, um eine zweite Magnetpolposition zu erhalten; und Berechnen der geschätzten Magnetpolposition aus der zweiten Magnetpolposition.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Berechnen einer Positionsdifferenz zwischen der ersten Magnetpolposition und einer vorher berechneten geschätzten Magnetpolposition; Erhalten eines phasenkompensierenden Werts durch Multiplizieren der Positionsdifferenz mit einer vorbestimmten Verstärkung, derart, dass eine Position, die durch Addieren des phasenkompensierenden Werts zu der zweiten Magnetpolposition erhalten wird, hinsichtlich der Phase mit der ersten Magnetpolposition synchronisiert ist; und Bestimmen der Position, die durch Addieren des phasenkompensierenden Werts zu der zweiten Magnetpolposition erhalten wird, als eine geschätzte Magnetpolposition, die aktuell berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Schritt des Erhaltens einer Wechselstromkomponenten das Berechnen einer ersten Magnetpolposition, die durch die Wechselstromkomponente ausgedrückt ist, aus der induzierten Spannung aufweist, der Schritt des Umwandelns der Wechselstromkomponente das Differenzieren der ersten Magnetpolposition, um die Gleichstromkomponente zu erhalten, aufweist, und der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Berechnen einer Positionsdifferenz zwischen der ersten Magnetpolposition und einer vorher berechneten geschätzten Magnetpolposition; Erhalten eines phasenkompensierenden Werts durch Multiplizieren der Positionsdifferenz mit einer vorbestimmten Verstärkung derart, dass eine Position, die durch Addieren des phasenkompensierenden Werts zu der Gleichstromkomponente, die keine Hochfrequenzkomponente aufweist, erhalten wird, hinsichtlich der Phase mit der ersten Magnetpolposition synchronisiert ist; Addieren des phasenkompensierenden Werts zu der Gleichstromkomponente, aus der die Hochfrequenzkomponente entfernt ist, um eine phasenkompensierte Gleichstromkomponente zu erhalten; Integrieren der phasenkompensierten Gleichstromkomponente, um ein Integrationsresultat zu erhalten; und Bestimmen des Integrationsresultats als eine aktuell berechnete geschätzte Magnetpolposition.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Hochfrequenzkomponente der induzierten Spannung überlagert ist, und der Schritt des Schätzens der Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit Wechselstromkomponenten in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem; Umwandeln der Wechselstromkomponenten der induzierten Spannung in Gleichstromkomponenten in einem Zwei-Phasen-Drehkoordinatensystem; Entfernen der Hochfrequenzkomponente aus den Gleichstromkomponenten der induzierten Spannung; Umwandeln der Gleichstromkomponenten der induzierten Spannung, aus der die Hochfrequenzkomponente entfernt ist, in zweite Wechselstromkomponenten in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem; und Berechnen der geschätzten Magnetpolposition aus den zweiten Wechselstromkomponenten der induzierten Spannung.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Schätzens der Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert ist; Einstellen eines Vektors einer Position, der eine vorher geschätzte Magnetpolposition in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem anzeigt; Korrigieren des Vektors der Position derart, dass ein inneres Produkt des Vektors der induzierten Spannung und des Vektors der Position im Wesentlichen null ist; und Erhalten einer Position, die dem korrigierten Vektor der Position entspricht, als eine aktuell bestimmte geschätzte Magnetpolposition.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Schritt des Einstellens des Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Schätzen einer Geschwindigkeit eines Magnetpols; und Berechnen des Vektors der Position aus der geschätzten Geschwindigkeit, und der Schritt des Korrigierens des Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Korrigieren der geschätzten Geschwindigkeit mit dem inneren Produkt, derart, dass ein inneres Produkt, das aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit abgeleitet ist, im Wesentlichen null ist; und Berechnen eines korrigierten Vektors der Position aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem der Schritt des Berechnens des korrigierten Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Integrieren der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit, um einen phasenverschobenen Vektor der Position zu erhalten; Berechnen eines phasenkompensierenden Werts aus dem inneren Produkt, das aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit abgeleitet wird; und Berechnen des korrigierten Vektors der Position aus sowohl dem phasenverschobenen Vektor der Position als auch dem phasenkompensierenden Wert.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem sowohl der Vektor der induzierten Spannung als auch der Vektor der Position bei der Berechnung des inneren Produkts normalisiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Schätzens der Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Berechnen einer Mehrzahl von Werten der induzierten Spannung zu unterschiedlichen Zeiten; Berechnen einer geschätzten Geschwindigkeit eines Magnetpols aus den Werten der induzierten Spannung und den unterschiedlichen Zeiten; und Berechnen der geschätzten Magnetpolposition aus der geschätzten Geschwindigkeit.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Addieren einer Geschwindigkeitskorrektur zu der geschätzten Geschwindigkeit, um eine korrigierte Geschwindigkeit zu erhalten; und Bestimmen der geschätzten Magnetpolposition aus der korrigierten Geschwindigkeit, und der Schritt des Addierens der Geschwindigkeitskorrektur folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert ist; und Berechnen eines inneren Produkts des Vektors der induzierten Spannung und eines Vektors einer vorher berechneten, geschätzten Magnetpolposition; und Bestimmen der Geschwindigkeitskorrektur als ein Wert, der durch Multiplizieren des inneren Produkts mit einer vorbestimmten Verstärkung erhalten wird, derart, dass ein inneres Produkt des Vektors der induzierten Spannung und ein Vektor einer geschätzten Magnetpolposition, die aus der berechneten Geschwindigkeitskorrektur abgeleitet ist, im Wesentlichen null ist.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Geschwindigkeit das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der geschätzten Geschwindigkeit aufweist.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem der Vektor der induzierten Spannung und der Vektor der Position bei der Berechnung des inneren Produkts normiert werden.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Berechnen einer ersten Magnetpolposition aus der geschätzten Geschwindigkeit; und Addieren einer Phasenkorrektur zu der ersten Magnetpolposition, um die geschätzte Magnetpolposition zu erhalten, und der Schritt des Addierens der Phasenkorrektur folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystems definiert ist; Berechnen eines inneren Produkts des Vektors der induzierten Spannung und eines Vektors einer vorher berechneten geschätzten Magnetpolposition; und Bestimmen der Phasenkorrektur als ein Wert, der durch Multiplizieren des inneren Produkts mit einer vorbestimmten Verstärkung erhalten wird, derart, dass ein inneres Produkt des Vektors der induzierten Spannung und eines Vektors einer geschätzten Magnetpolposition, der aus der berechneten Phasenkorrektur abgeleitet wird, im Wesentlichen null ist.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Geschwindigkeit das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der geschätzten Geschwindigkeit aufweist.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Vektor der induzierten Spannung und der Vektor der Position bei der Berechnung des inneren Produkts normiert werden.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Addieren einer Geschwindigkeitskorrektur zu der geschätzten Geschwindigkeit, um eine korrigierte Geschwindigkeit zu erhalten; und Bestimmen der geschätzten Magnetpolposition aus der korrigierten Geschwindigkeit, und der Schritt des Addierens der Geschwindigkeitskorrektur folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert ist; Einstellen eines ersten Vektors der Position, der eine vorher berechnete geschätzte Magnetpolposition in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem anzeigt; Berechnen eines zweiten Vektors der Position, der dem ersten Vektor der Position um 90 Grad in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem voreilt oder nacheilt; Berechnen eines äußeren Produkts des Vektors der induzierten Spannung und des zweiten Vektors der Position; und Bestimmen der Geschwindigkeitskorrektur als ein Wert, der durch Multiplizieren des äußeren Produkts mit einer vorbestimmten Verstärkung erhalten wird, derart, dass ein äußeres Produkt, das aus der berechneten Geschwindigkeitskorrektur abgeleitet wird, im Wesentlichen null ist.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Geschwindigkeit das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der geschätzten Geschwindigkeit aufweist.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Vektor der induzierten Spannung und der zweite Vektor der Position bei der Berechnung des äußeren Produkts normiert werden.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt der Berechnens der geschätzten Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Berechnen einer ersten Magnetpolposition aus der geschätzten Geschwindigkeit; und Addieren einer Phasenkorrektur zu der ersten Magnetpolposition, um die geschätzte Magnetpolposition zu erhalten, und der Schritt des Addierens der Phasenkorrektur folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert ist; Einstellen eines ersten Vektors einer Position, der eine vorher berechnete geschätzte Magnetpolposition in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem anzeigt; Berechnen eines zweiten Vektors der Position, der dem ersten Positionsvektor um 90 Grad in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem voreilt oder nacheilt; Berechnen eines äußeren Produkts des Vektors der induzierten Spannung und des zweiten Vektors der Position; und Bestimmen der Phasenkorrektur als ein Wert, der durch Multiplizieren des äußeren Produkts mit einer vorbestimmten Verstärkung erhalten wird, derart, dass ein äußeres Produkt, das aus der berechneten Phasenkorrektur abgeleitet wird, im Wesentlichen null ist.
Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der Schritt des Berechnens der geschätzten Geschwindigkeit das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der geschätzten Geschwindigkeit aufweist.
Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der Vektor der induzierten Spannung und der Vektor der Position bei der Berechnung des äußeren Produkts normiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Schätzens der Magnetpolposition folgende Schritte aufweist: Ausdrücken der induzierten Spannung mit einem Vektor einer induzierten Spannung, der in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem definiert ist; Einstellen eines ersten Vektors einer Position, der eine im Vorhergehenden geschätzte Magnetpolposition in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem anzeigt; Berechnen eines zweiten Vektors der Position, der dem ersten Positionsvektor in dem Zwei-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem um 90 Grad voreilt oder nacheilt; Korrigieren des ersten Vektors der Position, derart, dass ein äußeres Produkt des Vektors der induzierten Spannung und des zweiten Vektors der Position im Wesentlichen null ist; und Erhalten einer Position, die dem korrigierten ersten Vektor der Position entspricht, als eine aktuell bestimmte, geschätzte Magnetpolposition.
Verfahren nach Anspruch 25, bei dem der Schritt des Einstellens des ersten Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Schätzen einer Geschwindigkeit eines Magnetpols; und Berechnen des ersten Vektors der Position aus der geschätzten Geschwindigkeit, und der Schritt des Korrigierens des ersten Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Korrigieren der geschätzten Geschwindigkeit mit dem äußeren Produkt, derart, dass das äußere Produkt, das aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit abgeleitet wird, im Wesentlichen null ist; und Berechnen eines korrigierten ersten Vektors der Position aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit.
Verfahren nach Anspruch 26, bei dem der Schritt des Berechnens des korrigierten ersten Vektors der Position folgende Schritte aufweist: Integrieren der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit, um einen phasenverschobenen Vektor einer Position zu erhalten; Berechnen eines phasenkompensierenden Werts aus dem äußeren Produkt, das aus der korrigierten geschätzten Geschwindigkeit abgeleitet wird; und Berechnen des korrigierten ersten Vektors der Position aus sowohl dem phasenverschobenen Vektor der Position als auch dem phasenkompensierenden Wert.
Verfahren nach Anspruch 25, bei dem der Vektor der induzierten Spannung und der zweite Vektors der Position bei der Berechnung des äußeren Produkts normiert werden.