JP6232852B2 - モータ制御装置およびターボ分子ポンプ - Google Patents

Description

本発明は、センサレスで駆動制御されるモータの制御装置およびそのモータ制御装置を用いたターボ分子ポンプに関する。

ブラシレスＤＣモータを回転させるには、ロータの回転角（磁極位置）を精度よく検出または推定する必要がある。従来から、ホール素子などの回転角検出素子を用い回転角を検出してモータ駆動する方法と、回転角検出素子を用いずにいわゆるセンサレスで回転角を推定してモータ駆動する方法が知られている。高速、高機能のマイコンや高速演算処理装置（ＤＳＰ）等の演算素子が低コストで入手できる近年では、センサレスでモータ駆動する方法が一般的となりつつある。

センサレスでモータを駆動する方法では、コイル抵抗やコイルインダクタンスなどの定数と、コイルに印加される電圧やコイルを流れる電流などに基づいて回転角が推定され、さらに、この回転角から回転速度が算出される。しかし、実際は、コイル抵抗やコイルインダクタンスの値は安定しておらず、これらの値は厳密には定数ではない。よって、定数として設定された値と実際の値に誤差が生じた場合、特に低速回転領域において回転角や回転速度が精度よく推定できないという問題が生じる。

特許文献１では、センサレス制御で起こりうる演算の複雑さを解消する発明が記載されている。

特開２００７−９７２６３号公報

しかし、低速回転領域においても精度よくモータ回転角を推定演算してモータを制御する必要がある。

（１）本発明の第１の態様によるモータ制御装置は、モータ回転角検出器を使用せずに、ＤＣブラシレスモータ（以下、モータ）に固有のモータ定数、モータのコイルに流れる電流およびコイルに印加される電圧に基づいて前記モータの回転角を繰り返し推定演算する回転角推定部と、回転角推定部で繰り返し推定演算される回転角の信号波形であって、前記モータ定数の不安定性に起因して時間変化が一定ではない信号波形をパルス化し、前記パルス化した信号波形の周期を算出し、周期に基づいてモータの実回転速度を演算する速度演算部と、少なくとも、実回転速度と目標回転速度との偏差、および回転角に基づいて、モータを駆動制御する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号に基づいてスイッチングされてモータへ駆動電力を供給するスイッチング回路とを有する。
（２）本発明の第２の態様によるモータ制御装置は、第１の態様によるモータ制御装置において、上記回転角推定部は、モータに固有のモータ定数である抵抗ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、およびｑ軸インダクタンスＬｑと、モータのコイルに流れる電流に基づいて算出されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、モータのコイルに印加される電圧に基づいて算出されるｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑ、ならびにモータの実回転速度ωから、
として、回転角θを推定演算する。
（３）本発明の第３の態様によるモータ制御装置は、さらに、第１の態様のモータ制御装置において、モータの目標回転速度を設定する設定部と、設定部で設定された目標回転速度と速度演算部で演算された実回転速度との偏差に基づいてｄ軸電圧とｑ軸電圧を演算するｄ軸/ｑ軸電圧演算部と、ｄ軸電圧とｑ軸電圧を三相のａ軸電圧とｂ軸電圧とｃ軸電圧に変換する二相三相変換部とをさらに備えることが好ましい。このモータ制御装置では、駆動信号生成部は、二相三相変換部で得られたａ軸電圧とｂ軸電圧とｃ軸電圧とに基づいて駆動信号を生成してスイッチング回路に送出し、回転角推定部は、駆動信号により駆動されるモータのモータ電流から算出されるｄ軸電流およびｑ軸電流と、モータのモータ電圧から算出されるｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、実回転速度とに基づいてモータの回転角を繰り返し推定演算する。
（４）本発明の第４の態様によるモータ制御装置は、第１の態様ないしは第３の態様におけるモータ制御装置は、さらに、演算された実回転速度の高周波成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタで高周波成分が除去された実回転速度と目標回転速度との差分を算出する差分器とをさらに有することが好ましい。
（５）本発明の第５の態様は、第１の態様ないしは第４の態様のいずれかのモータ制御装置をターボ分子ポンプに適用したものであり、この第５の態様のターボ分子ポンプは、シャフトとロータ翼が形成されたロータとを有するロータ組立体と、ロータ翼と所定の間隔をあけて配設されたステータ翼と、ロータ組立体を回転させるためのモータと、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御装置とを備える。

本発明によれば、単純な制御システムで低速回転領域においても安定した回転速度を算出でき、精度の高いモータ駆動制御をすることができる。また、センサレス方式のターボ分子ポンプの低速時の精度と応答性を向上させることができる。

本発明のターボ分子ポンプ１００の断面図。 本発明のモータ制御装置２００におけるシステム構成図。 本発明の回転速度ωの算出方法を示す図。 従来法で算出された高速回転領域における回転速度ωを示す図。 従来法で算出された低速回転領域における回転速度ωを示す図。

図１は、ターボ分子ポンプ１００の概略構成を示す断面図である。ターボ分子ポンプ１００のケーシング５２内にはロータ組立体１０（ロータアッシー１０）が回転自在に設けられている。ターボ分子ポンプ１００は磁気軸受式のポンプであり、ロータ組立体１０は、上部ラジアル電磁石６２、下部ラジアル電磁石６４、スラスト電磁石６６によって非接触支持される。

ロータ組立体１０は、ロータ１２と、シャフト１４とを備える。ロータ１２には、複数段のロータ翼２０と円筒部１８とが設けられている。複数段のロータ翼２０の間には、軸方向に対して複数段のステータ翼４４が設けられ、円筒部１８の外周側にはネジステータ４８が設けられている。各ステータ翼４４は、スペーサ５０を介してベース５４上に配設されている。ケーシング５２をベース５４に固定すると、積層されたスペーサ５０がベース５４とケーシング５２との間に挟持され、各ステータ翼４４が位置決めされる。

ターボ分子ポンプ１００には、モータ制御装置２００が接続されている。また、モータ制御装置２００は、ターボ分子ポンプ１００と一体型とされてもよい。モータ制御装置２００は、ロータ組立体１０を回転させる直流モータ４０（ＤＣブラシレスモータ４０、以下単に、モータ４０という）を制御するためのものである。

ベース５４には排気口５６が設けられ、この排気口５６にバックポンプが接続される。ロータ組立体１０が上部ラジアル電磁石６２、下部ラジアル電磁石６４、スラスト電磁石６６によって磁気浮上されつつモータ４０により高速回転されることにより、吸気口３０側の気体分子は排気口５６側へと排気される。

図２は、本発明のモータ制御装置２００を中心としたシステム構成図である。モータ制御装置２００は、目標速度設定部２０１と、Ｖｄ/Ｖｑ演算部２０２と、第１パラメータ変換部２０３と、第２パラメータ変換部２０４と、モータ駆動信号生成部２０５と、スイッチング回路２１１と、回転角推定部２０６と、パルス変換部２０７と、速度算出部２０８と、ローパスフィルタ２０９と、比較素子(差分器)２１０とを備えている。本発明の一実施形態によるモータ制御装置２００は、パルス変換部２０７および速度算出部２０８を備えるのが主たる特徴である。以下、図２および図３を参照して、回転角推定部２０６、パルス変換部２０７、および、速度算出部２０８を説明する。

なお、図２において、スイッチング回路２１１は、ＩＧＢＴなどで構成され、モータ駆動信号生成部２０５で生成されたモータ駆動信号で駆動され、直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動する。符号２１２は、モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出部である。一般的にはモータ駆動回路に設けたシャント抵抗によって電流を検出するが、本発明ではその手段は問わない。符号２１３は、電流検出部２１２で検出された電流に基づいてｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを演算する電流演算部である。符号２１４は、モータのコイルにかかる電圧を検出する電圧検出部である。一般的にはモータ駆動回路に設けた分圧抵抗によって電圧を検出するが、本発明ではその手段は問わない。符号２１５は、電圧検出部２１４で検出された電圧に基づいてｄ軸電圧Ｖｄ’とｑ軸電圧Ｖｑ’を演算する電圧演算部である。

目標速度設定部２０１は、目標回転速度を設定する。比較素子２１０は、後述するローパスフィルタ２０９から出力された実回転速度ω’（以下、回転速度ω’とも呼ぶ）と目標回転速度を比較する。Ｖｄ/Ｖｑ演算部２０２は、上述の比較結果に応じてｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧/Ｖｑを演算する。実回転速度ω’が目標回転速度よりも大きければｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑを小さくし、実回転速度ω’が目標回転速度よりも小さければｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑを大きくする。実回転速度ω’が目標回転速度と等しければ、現在のｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑを維持する。すなわち、Ｖｄ/Ｖｑ演算部２０２は、ｄｑ軸座標系による電圧である電圧Ｖｄ、電圧Ｖｑを出力する。

第１パラメータ変換部２０３は、後述する回転角θを用いて、Ｖｄ/Ｖｑ演算部２０２で出力された回転直交座標系（ｄｑ座標系）の電圧である電圧Ｖｄ、Ｖｑを、二軸固定座標系（αβ軸座標系）の電圧である電圧Ｖα、Ｖβに変換する。さらに、第２パラメータ変換部２０４は、電圧Ｖα、Ｖβを、三相固定座標系（ａｂｃ軸座標系）の電圧である電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに変換する。第１パラメータ変換部２０３と第２パラメータ変換部２０４は二相三相変換部を構成する。モータ駆動信号生成部２０５は、ａｂｃ軸座標系の電圧である電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃに基づいて、３相の上下アーム（不図示）をオンオフさせるモータ駆動信号を生成する。モータ駆動信号はスイッチング回路２１１に入力されモータ４０が駆動される。

回転角推定部２０６は、後述の式（３）を用いて、モータ４０の回転角θ（ロータ組立体１０の回転角θ）を繰り返し演算して推定する。なお、ここでの回転角θは、電気角で表した時の角度とする（以下、同様）。式（３）を導くために、モータ４０の電圧方程式である式（１）、（２）を以下に示す。
ここで、ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、ｋＥはモータ４０に固有のモータ定数であり、予めモータ４０を測定することで得られる。これらのパラメータは運転状態によらず固定値とするのが一般的である。Ｖｄ、Ｖｑには、電圧演算部２１５で演算されたｄ軸電圧Ｖｄ’とｑ軸電圧Ｖｑ’がそれぞれ入力される。Ｉｄ、Ｉｑには電流演算部２１３で演算されたｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑがそれぞれ入力される。また、ωは、モータ４０の回転速度であるが、このωには、後述するローパスフィルタ２０９から出力された回転速度ω’が入力される。

式（１）、式（２）から回転角θについて解くと、以下の式（３）となる。
この式（３）に、上述のパラメータである、ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、ｋＥ、Ｖｄ’、Ｖｑ’、Ｉｄ、Ｉｑ、ω’をそれぞれ入力して、回転角θが得られる。

図３（ａ）、（ｂ）は、式（３）をグラフ化したものである。具体的には、図３（ａ）は、回転角推定部２０６が推定した高速回転領域におけるモータ４０の回転角θの時間依存性（信号波形）を示す図である。図３（ｂ）は、回転角推定部２０６が推定した低速回転領域におけるモータ４０の回転角θの時間依存性（信号波形）を示す図である。上述したが、回転角θは、電気角で表されたものである。ここで、高速回転領域とは、例えばモータの回転速度で７０Ｈｚ以上を指す領域であり、低速回転領域とは、例えばモータの回転速度で７０Ｈｚ未満を指す領域である。なお、この２つの領域の境界は、モータの特性によって異なるので上述の周波数はあくまでも例示である。

上述のように、式（１）〜（３）において、ｒ、Ｌｄ、Ｌｑは運転状態によらず固定値とするのが一般的である。しかし、実際は、抵抗ｒやインダクタンスＬｄ、Ｌｑは、値が安定しておらず、厳密には定数ではない。高速回転領域においては、上述の定数の不安定性の影響を受けにくく、図３（ａ）に示されるように、式（３）によって演算された回転角θの時間変化は一定である。一方、低速回転領域においては、上述の定数の不安定性の影響を受けやすく、図３（ｂ）に示されるように、式（３）によって演算された回転角θの時間変化は一定でない。
なお、回転角θに基づいて従来法で算出される回転速度ωに関する問題については後述する。

パルス変換部２０７は、回転角推定部２０６から出力されたモータ４０の回転角θの信号波形をパルス化する。具体的には、図３（ａ）、（ｂ）に示された回転角θの信号波形をパルス化し、図３（ｃ）に示されたパルス波形Ｐに変換する。パルス化の方法としては、図３（ａ）、（ｂ）における回転角θのゼロクロス点を基準としており、回転角θが−πから０までの範囲では−１とし、回転角θが０からπまでの範囲では＋１としている。ここでは、二値として−１および＋１を用いたが、その他の二値であってもよい。
このように変換された図３（ｃ）に示すパルス波形Ｐは、周期Ｔを有している。この周期Ｔは、パルス変換前の信号波形である図３（ａ）、（ｂ）に示された回転角θの信号波形の周期でもある。しかし、パルス化することで信号波形のエッジを捉えやすくなり、その結果、周期Ｔが求めやすくなる。なお、周期Ｔは、電気角で表された場合の周期である。

速度算出部２０８は、パルス変換部２０７が出力したパルス信号波形Ｐの周期Ｔをもとに、図３（ｄ）に示された回転速度ωを求める。回転速度ωは、周期Ｔの逆数にすることで求められる。後述する従来法と異なり、本発明では回転速度ωが安定している。
なお、パルス変換部２０７と速度算出部２０８は速度演算部を構成する。

ローパスフィルタ２０９は、速度算出部２０８が出力した回転速度ωの高周波ノイズを除去し、回転速度ω’を出力する。後述するように、従来法での回転速度ωは時間変動が生じるため、適切なローパスフィルタを設定するのが難しいが、本発明では回転速度ωが安定しているため、適切なローパスフィルタを容易に設定できる。

以上の実施形態では、回転角θの信号波形はゼロクロス点を基準にパルス化されているが、ゼロクロス点以外の点を基準にとってパルス化してもよい。

また、以上に示したモータ駆動装置２００では、パルス変換した後に回転速度ωを求めているが、上述のように回転角θでも周期Ｔは求められるので、必ずしもパルス変換する必要はない。例えば、図３（ａ）、（ｂ）のπから−πに切り替わる時刻を起点として周期Ｔを求めて回転速度ωを求めることも可能である。

ここで、従来法による回転速度ωの求め方について述べる。従来のモータ制御装置では、パルス変換部２０７を省略し、回転角推定部２０６で得られたモータ４０の回転角θを以下の式（４）に入力し、回転角θを時間微分（厳密には、時間差分）して、回転速度ωを算出している。

図４は、高速回転領域における従来法で算出された回転速度の時間依存性（信号波形）を示す図である。高速回転領域において回転角推定部２０６が出力する回転角θの信号波形は図３（ａ）に示す波形となる。回転角θに対して式（４）に示す時間微分を行うことで図４に示すような波形が得られる。高速回転領域における回転角θは時間変化が一定であるため、時間微分されることで得られる回転速度ωは、一定の値となる。

図５は、低速回転領域における従来法で算出された回転速度の時間依存性（信号波形）を示す図である。低速回転領域において回転角推定部２０６が出力する回転角θの信号波形は図３（ｂ）に示す波形となる。回転角θに対して式（４）に示す時間微分を行うことで図５に示すような波形が得られる。低速回転領域における回転角θは時間変化が一定でないため、時間微分されることで得られる回転速度ωは、図５に示すように一定の値とならず時間変動する。回転速度ωが時間変動することによって、適切なローパスフィルタ２０９の設定が困難となり、その結果、モータ４０の制御が困難となる問題があった。

しかし、本発明では、回転速度ωの時間変動は見られないため、適切なローパスフィルタ２０９を選定し精度よく回転速度ω’を出力することができ、それに基づいて精度良いモータ駆動を行うことができる。

以上説明した実施形態のモータ制御装置２００によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置２００は、モータ回転角検出器を使用せずに、ＤＣブラシレスモータ（以下、モータ）の電流、電圧に基づいてモータの回転角θを繰り返し推定演算する回転角推定部２０６と、回転角推定部２０６で繰り返し推定演算される回転角θの信号波形の周期を算出し、周期に基づいてモータ４０の実回転速度ωを演算する速度演算部（２０７、２０８）と、少なくとも、実回転速度ωと目標回転速度との偏差、および回転角θに基づいて、モータ４０を駆動制御する駆動信号を生成する駆動信号生成部２０５と、駆動信号に基づいてスイッチングされてモータ４０へ駆動電力を供給するスイッチング回路２１１とを備えている。
したがって、繰り返して推定演算される回転角θの周期Ｔから回転速度ωを算出したことによって、従来の方法より低回転数で起こりやすい回転速度ωの時間変動が低減されるため、精度の高い回転速度が得られ、精度の高いモータ駆動制御を低速回転領域においてもすることができる。

（２）モータ制御装置２００は、速度演算部として、回転角推定部２０６より得られた回転角θの信号を二値化する２値化部、すなわちパルス変換部２０７と、二値化部２０７で得られた二値化信号に基づいて周期Ｔを算出する速度算出部２０８とを備えている。これによって、回転角θがパルス化されることでエッジが検出されやすくなり、より精度の高い回転速度が得られ、より精度の高いモータ駆動制御をすることができる。

（３）モータ制御装置２００は、モータ４０の目標回転速度を設定する設定部２０１と、設定部２０１で設定された目標回転速度と速度演算部２０７，２０８で演算された実回転速度ωとの偏差に基づいてｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑを演算するｄ軸/ｑ軸電圧演算部２０２と、ｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑを三相のａ軸電圧Ｖａとｂ軸電圧Ｖｂとｃ軸電圧Ｖｃに変換する二相三相変換部２０３，２０４とをさらに備え、駆動信号生成部２０５は、二相三相変換部２０３，２０４で得られたａ軸電圧Ｖａとｂ軸電圧Ｖｂとｃ軸電圧Ｖｃとに基づいて駆動信号を生成してスイッチング回路２１１に送出する。そして、回転角推定部２０６は、駆動信号により駆動されるモータ４０のモータ電流から算出されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、モータ４０のモータ電圧から算出されるｄ軸電圧Ｖｄ’ およびｑ軸電圧Ｖｑ’と、実回転速度ωとに基づいてモータの回転角θを繰り返し推定演算する。
したがって、実施形態のモータ制御装置によれば、精度の高いモータ駆動制御を低速回転領域においても行うことができる。

（４）モータ制御装置２００は、演算された実回転速度ωの高周波成分を除去するローパスフィルタをさらに備え、差分器２１０は、ローパスフィルタで２０９で高周波成分が除去された実回転速度ω‘と目標回転速度との差分を算出する。
したがって、回転速度ωの時間変動が低減されたことから適切なローパスフィルタ２０９が選定されやすくなるため、速度フィードバック制御の応答性を良くすることができる。

（５）モータ制御装置２００はターボ分子ポンプに使用される。ターボ分子ポンプは、シャフト１４とロータ翼が形成されたロータ１２とを有するロータ組立体１０と、ロータ翼と所定の間隔をあけて配設されたステータ翼４４と、ロータ組立体１０を回転させるためのモータ４０と、モータ４０のコイルに流れる電流を検出する電流検出部２１２と、モータ４０のコイルに印加される電圧を検出する電圧検出器２１４と、上述のモータ制御装置２００と、モータ制御装置２００から出力される駆動信号でモータを駆動するスイッチング回路２１１とを備える。
したがって、実施形態のようなモータ制御装置２００を搭載したターボ分子ポンプは、精度よくモータ４０が駆動制御されるため、安定した排気を行うことができる。

以上の説明はあくまで一例であり、発明は、上記の実施形態に何ら限定されるものではない。したがって、本発明のモータ制御装置は、ターボ分子ポンプ以外の種々の産業用モータに適用することができる。

１０：ロータ組立体、
１２：ロータ、
１４：シャフト、
２０：ロータ翼、
４４：ステータ翼
４０：モータ、
１００：ターボ分子ポンプ、
２００：モータ制御装置、
２０１：目標速度設定部
２０２：Ｖｄ/Ｖｑ演算部
２０３：第１パラメータ変換部
２０４：第２パラメータ変換部
２０５：モータ駆動信号生成部
２０６：回転角推定部、
２０７：パルス変換部、
２０８：速度算出部、
２０９：ローパスフィルタ、
２１１：スイッチング回路、
２１２：電流検出部、
２１３：電流演算部、
２１４：電圧検出部、
２１５：電圧演算部

Claims (5)

1. モータ回転角検出器を使用せずに、モータに固有のモータ定数、モータのコイルに流れる電流およびコイルに印加される電圧に基づいて、前記モータの回転角を繰り返し推定演算する回転角推定部と、
   前記回転角推定部で繰り返し推定演算される前記回転角の信号波形であって、前記モータ定数の不安定性に起因して時間変化が一定ではない信号波形をパルス化し、前記パルス化した信号波形の周期を算出し、前記周期に基づいて前記モータの実回転速度を演算する速度演算部と、
   少なくとも、前記実回転速度と目標回転速度との偏差、および前記回転角に基づいて、前記モータを駆動制御する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
   前記駆動信号に基づいてスイッチングされて前記モータへ駆動電力を供給するスイッチング回路とを有するモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記回転角推定部における前記回転角の推定演算は、前記モータに固有のモータ定数である抵抗ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、およびｑ軸インダクタンスＬｑと、モータのコイルに流れる電流に基づいて算出されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、モータのコイルに印加される電圧に基づいて算出されるｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑ、ならびにモータの実回転速度ωから、
   として、回転角θを推定演算するモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの目標回転速度を設定する設定部と、
   前記設定部で設定された目標回転速度と前記速度演算部で演算された実回転速度との偏差に基づいてｄ軸電圧とｑ軸電圧を演算するｄ軸/ｑ軸電圧演算部と、
   前記ｄ軸電圧とｑ軸電圧を三相のａ軸電圧とｂ軸電圧とｃ軸電圧に変換する二相三相変換部とをさらに備え、
   前記駆動信号生成部は、二相三相変換部で得られたａ軸電圧とｂ軸電圧とｃ軸電圧とに基づいて前記駆動信号を生成して前記スイッチング回路に送出し、
   前記回転角推定部は、前記駆動信号により駆動される前記モータのモータ電流から算出されるｄ軸電流およびｑ軸電流と、前記モータのモータ電圧から算出されるｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記実回転速度とに基づいて前記モータの回転角を繰り返し推定演算するモータ制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
   演算された前記実回転速度の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタで高周波成分が除去された実回転速度と目標回転速度との差分を算出する差分器とをさらに有するモータ制御装置。
5. シャフトとロータ翼が形成されたロータとを有するロータ組立体と、
   前記ロータ翼と所定の間隔をあけて配設されたステータ翼と、
   前記ロータ組立体を回転させるためのモータと、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御装置とを備えるターボ分子ポンプ。