JP2010169555A - パルス周期計測方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス周期の計測に対するチャタリングの影響を軽減する。
【解決手段】パルス信号ＰＩに現れる目的パルスの立ち上がりの間隔が表すパルス周期を計測する。パルス信号ＰＩは計測クロックＣＬＫに同期してサンプリングされる。信号ＰＩの立ち下がりに同期して、所定の抑止期間の計時が開始される。信号ＰＩの立ち上がり時に、抑止期間が経過していれば現在のパルス周期の計測が完了されると共に、新たな前記パルス周期の計測が開始される。一方、抑止期間が未経過であれば現在のパルス周期の計測が継続される。
【選択図】図３

Description

本発明は、パルス端部にチャタリング等のノイズが発生し得るパルスの周期を計測する方法に関する。

モータの回転速度ωに応じて周期が変化するパルス信号ＰＩをモータモジュールから得てモータの速度制御を行うことができる。モータ速度制御装置は、当該パルス信号に現れるパルスの周期を計測し、その周期からモータの回転速度ωを検出して、回転速度ωが目標値となるようにモータを駆動する。

このパルス信号のエッジ（パルス端）、すなわち、Lowレベル（Ｌレベル）からHighレベル（Ｈレベル）あるいはＨレベルからＬレベルに切り替わるタイミングではチャタリングが発生することがある。このチャタリング等のノイズはパルス周期計測の誤差要因となる。この問題に対して、従来より、パルスエッジの検出に際してチャタリングの影響を軽減し、パルス周期の計測精度の向上が図られてきた。

図７は、従来のパルス周期計測方法を説明する信号波形図である。図７において、横軸が時間軸であり、複数の信号ＣＬＫ，ＰＩ，ｒＰＩ，ＬＥ，ＮＰ，Ｃを縦方向にそれぞれの時間軸を揃えて並べて示している。モータモジュールから入力されるパルス信号ＰＩは、例えば、基準クロックＣＬＫの立ち上がりのタイミングでサンプリングされる。サンプリング値がその変化後、所定回数ｎ_Ｄ（図７ではｎ_Ｄ＝２）連続して同じ値であれば、そのタイミングをパルスエッジと判断する。このようにしてパルスエッジを定めたパルス信号ｒＰＩからは、パルス信号ＰＩのパルス２の前後のエッジに現れていたチャタリング４が除去され得る。パルス信号ｒＰＩに現れるパルス６をクロック信号ＣＬＫの立ち上がりのタイミングでサンプリングし、例えば、そのレベルがＬからＨに変化した時点で、パルス６の立ち上がり検出信号ＬＥにエッジ検出パルス８が生成される。このパルス８の周期を、クロック信号ＣＬＫに同期してカウントアップするカウンタのカウント値ＮＰで計る。すなわち、パルス８の立ち下がり時（時刻Ｔa，Ｔb）でのカウント値ＮＰがラッチされ、パルス信号ＰＩの周期計測値として出力されると共に、当該立ち下がりにてカウント値ＮＰはリセットされ次の周期を計るカウントアップが開始される。

特開平５−３２７４３０号公報

上述の従来方法では、パルス信号ＰＩのエッジの検出位置は、チャタリングが収まった後のタイミングになる。そのため、チャタリングの持続期間のばらつきによって、パルス周期の計測値もばらつくという問題があった。

また、チャタリングが無くてもパルス信号ＰＩのエッジ検出にはｎ_Ｄに応じたクロックレイテンシＤＬが生じ、チャタリングが生じる場合にはその処理遅延ＤＬはさらに大きくなる。その分、パルス周期の取得タイミングが遅れ、これはモータの駆動制御において追従性や動作安定性の低下などの問題が生じ得る。

上述の処理遅延は基準クロックＣＬＫの周期τ_ＣＬＫとｎ_Ｄとの積で与えられ、従来は、制御対象とする回転速度ωの範囲Ｒ_ω内にて、周期τ_ＣＬＫ及びｎ_Ｄはそれぞれ一定値に設定されるので、処理遅延ＤＬの大きさは基本的に当該範囲Ｒ_ω内にてωに依らず一定となる。ここで、パルス信号ＰＩの周波数に応じてチャタリングの周波数も変化し、範囲Ｒ_ωの下限のωでのチャタリングの周期が最も長くなり得る。よって、当該下限でのチャタリングを正規のパルスと判定しないようにｎ_Ｄを設定すれば、範囲Ｒ_ω内の任意のωでのチャタリングを除去可能である。この従来の構成では、モータの回転が高速となりパルス周期が短くなるほど、上述の処理遅延ＤＬの影響を大きく受け、上述の問題が一層顕著となる。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、パルス周期が精度良く、また少ない処理遅延時間で計測されるパルス周期計測方法を提供し、ひいては、それを用いたモータ速度制御の安定性等の向上を可能とすることを目的とする。

本発明に係るパルス周期計測方法は、入力信号に現れる目的パルスに関し第１状態から第２状態へ遷移するパルス端に基づいてパルス周期を計測する方法であって、所定のサンプリング周期で前記入力信号をサンプリングして信号状態を検知する状態検知ステップと、前記信号状態が前記第２状態から前記第１状態へ変化する第１変化時に、所定の抑止期間の計時を開始する抑止期間計時ステップと、前記信号状態が前記第１状態から前記第２状態へ変化する第２変化時に、前記抑止期間が経過していれば現在の前記パルス周期の計測を完了すると共に、新たな前記パルス周期の計測を開始し、一方、前記抑止期間が未経過であれば現在の前記パルス周期の計測を継続する周期計測ステップと、を有する。

本発明によれば、チャタリングであるかもしれない第１状態から第２状態へ遷移するパルス端からパルス周期の計測を始める一方、チャタリングのように短い周期でパルスが途切れる場合には、パルス周期の計測を継続させることで、チャタリングを目的パルスとして誤検出することが抑制される。また、この方法によれば、パルスの先端部分のチャタリング期間のばらつきの影響を受けないパルス周期計測が可能であり、パルス周期の計測精度の向上が図れる。

本発明の実施形態であるモータ速度制御装置の機能的構成を説明するための概略のブロック図である。 本発明の実施形態であるモータ速度制御装置の駆動目標レジスタ、フィードフォワードフィルタ、フィードバックフィルタ及び合成回路のブロック線図である。 本発明の実施形態であるモータ速度制御装置のパルス周期計測方法を説明する信号波形図である。 本発明の実施形態であるモータ速度制御装置による逆転暴走状態の判定動作を説明するフロー図である。 本発明の実施形態であるモータ速度制御装置による正常状態への復旧動作を説明するフロー図である。 復旧動作を説明するための回転速度とパルス周期との関係を示す図である。 従来のパルス周期計測方法を説明する信号波形図である。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

［装置の構成］
図１は、実施形態であるモータ速度制御装置２０の機能的構成を説明するための概略のブロック図である。モータ速度制御装置２０は、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）２２から制御目標値等のパラメータを設定されて動作し、モータ駆動回路２４へのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。モータ駆動回路２４は、Ｈブリッジ回路を有し、モータ駆動回路２４からのＰＷＭ信号をＨブリッジ回路にてモータモジュール２６への駆動信号に変換する。モータモジュール２６は、ＤＣモータ、駆動対象機構、及びエンコーダを含む。駆動対象機構は、例えば、カメラのズーム機構である。ＤＣモータは、モータ駆動回路２４からの駆動信号の電圧に基本的に比例した回転数で回転し、電圧の極性に応じて回転方向を切り換えることができる。エンコーダはＤＣモータの回転量を、直接に又は駆動対象機構の駆動量から間接的に検出する。エンコーダは、ＤＣモータの所定の回転角度毎にパルスを生成し、これがパルス信号ＰＩとしてモータ速度制御装置２０に入力される。

モータ速度制御装置２０は、駆動目標レジスタ３０、目標計数値レジスタ３２、制御レジスタ３４、フィードフォワードフィルタ３６、パルス周期測定部３８、計数クロック生成回路４０、比較回路４２、フィードバックフィルタ４４、合成回路４６、ＰＷＭ信号発生回路４８、及びバス５０を有する。図２は、このモータ速度制御装置２０のうち、駆動目標レジスタ３０、フィードフォワードフィルタ３６、フィードバックフィルタ４４及び合成回路４６のブロック線図である。

駆動目標レジスタ３０及びフィードフォワードフィルタ３６は、目標回転速度ω_Ｔに応じて定まる目標指令信号を生成し、フィードフォワード制御によりモータの回転速度を目標回転速度にするフィードフォワード制御部を構成する。

駆動目標レジスタ３０は、モータの目標回転速度ω_Ｔに応じて設定される目標設定値Ｋｒを記憶する。目標設定値Ｋｒとして、目標回転速度ω_Ｔの大きさに比例する絶対値に、目標回転速度ω_Ｔの向き（回転方向）に対応した符号を付した値が設定される。目標設定値ＫｒはＭＰＵ２２によって駆動目標レジスタ３０に格納される。

フィードフォワードフィルタ３６は、駆動目標レジスタ３０に格納された目標設定値Ｋｒに基づいて目標指令信号を生成する。図２に示すように、フィードフォワードフィルタ３６は、制御対象であるモータに応じた伝達関数を有するフィルタ６０と、乗算器６２とを有する。駆動目標レジスタ３０から読み出された目標設定値Ｋｒはフィルタ６０を介して乗算器６２に入力される。モータ速度制御装置２０において目標回転速度ω_Ｔは可変設定することができるが、乗算器６２の乗算係数（ゲイン）Ｋｓはその可変設定される目標回転速度ω_Ｔに依存しない固定値とされる。乗算器６２は、目標設定値Ｋｒに応じたフィルタ６０の出力信号にＫｓを乗じて目標指令信号を生成する。

Ｋｓは、目標回転速度ω_Ｔについて予め設定される調節可能範囲の上限値ω_ＭＡＸに定めることができる。この場合、目標設定値Ｋｒとして、目標回転速度ω_Ｔを設定上限値ω_ＭＡＸで除した相対値を設定する。

目標計数値レジスタ３２、パルス周期測定部３８及びフィードバックフィルタ４４は、フィードバック制御部を構成し、現在の回転速度ωと目標回転速度ω_Ｔとの差に応じたエラー信号Ｖｅを生成し、このエラー信号Ｖｅに基づいて補償指令信号を生成して、回転速度ωを目標回転速度ω_Ｔに近づけるフィードバック制御を行う。

パルス周期測定部３８は、モータモジュール２６からのパルス信号ＰＩを入力され、パルス信号ＰＩに現れるパルスを検知する。当該パルスは基本的にモータの回転に応じて生成され、そのパルス周期τ_Ｐはモータの回転速度ωに反比例して変化する。パルス周期測定部３８は、このパルス周期τ_Ｐを計数クロック（基準クロック）ＣＬＫで計測する。すなわち、パルス周期測定部３８は、現在の回転速度ωでのパルス周期τ_Ｐにて計数クロックＣＬＫをカウントして、パルス周期τ_Ｐに相当する測定計数値Ｃを求める。

計数クロック生成回路４０は、所定の周波数を有したマスタークロックを分周して計数クロックＣＬＫを生成し、パルス周期測定部３８へ供給する。計数クロック生成回路４０は、モータの目標回転速度ω_Ｔに応じて計数クロックＣＬＫの周波数Ｆ_Ｃを変化させ、目標回転速度ω_Ｔに対応するパルス周期τ_Ｐでのパルス周期測定部３８によるカウント値Ｃが目標回転速度ω_Ｔに依存しない一定の目標計数値Ｃ_Ｎとなるようにする。例えば、計数クロック生成回路４０は、駆動目標レジスタ３０が記憶する目標設定値Ｋｒを用い、目標設定値Ｋｒに比例させて周波数Ｆ_Ｃを変えることで、目標計数値Ｃ_Ｎを一定に保つことができる。

目標計数値レジスタ３２は、目標計数値Ｃ_Ｎを設定される。比較回路４２は、パルス周期測定部３８から出力される測定計数値Ｃと目標計数値レジスタ３２が記憶する目標計数値Ｃ_Ｎとの差（Ｃ−Ｃ_Ｎ）を求め、当該差に応じたエラー信号Ｖｅを生成する。

フィードバックフィルタ４４は、エラー信号Ｖｅに基づいて、回転速度ωを目標回転速度ω_Ｔに調節するための補償指令信号を生成する。図２に示すように、フィードバックフィルタ４４は、ＰＩＤフィルタ６４と、乗算器６６とを有する。比較回路４２からのエラー信号ＶｅはＰＩＤフィルタ６４に入力される。ＰＩＤフィルタ６４は、エラー信号Ｖｅに対して、Ｐ操作、Ｉ操作及びＤ操作を並列に行い、それらの処理結果を加算合成して出力する。

乗算器６６は、ＰＩＤフィルタ６４の出力に係数（倍率）を乗じて出力する。この乗算器６６の出力信号がフィードバックフィルタ４４から補償指令信号として出力される。

ここで、乗算器６６の倍率は、目標回転速度ω_Ｔに比例する値に設定される。これにより、補償指令信号は目標回転速度ω_Ｔに応じた倍率でスケーリングされる。本実施形態では、上述のように目標設定値Ｋｒを上限値ω_ＭＡＸに対する目標回転速度ω_Ｔの相対値で定義し、乗算器６６の倍率は、駆動目標レジスタ３０に記憶されている目標設定値Ｋｒに設定される。すなわち、ＭＰＵ２２から駆動目標レジスタ３０に目標設定値Ｋｒが設定されると、その絶対値が自動的に乗算器６６の倍率として利用されることになり、別途、倍率を設定する必要がない。

合成回路４６及びＰＷＭ信号発生回路４８はモータの駆動を制御する駆動制御部を構成する。合成回路４６は、フィードフォワードフィルタ３６から出力される目標指令信号と、フィードバックフィルタ４４から出力される補償指令信号とを加算して合成信号を生成する。ＰＷＭ信号発生回路４８は、デューティ比が合成信号の値に応じて変化するＰＷＭ信号を生成し、モータ駆動回路２４へ出力する。

なお、制御レジスタ３４に格納するパラメータをＭＰＵ２２から書き換え、当該パラメータを介してモータ速度制御装置２０の各部の動作や処理内容を制御することができる。

上述のように、モータ速度制御装置２０は、計数クロックＣＬＫの周波数Ｆ_Ｃを目標回転速度ω_Ｔに応じて変化させ、パルス周期τ_Ｐ内の目標計数値を目標回転速度ω_Ｔに依存しない一定値Ｃ_Ｎに維持する。これにより、パルス信号ＰＩの周波数Ｆ_Ｐの単位量当たりの計数値Ｃ_Ｎの重みβは、β＝Ｃ_Ｎ/Ｆ_Ｐとなる。フィードバックフィルタ４４には、この重みβを有する計数値Ｃ_Ｎに基づいて生成されるエラー信号Ｖｅが入力される。さらにモータ速度制御装置２０は、フィードバックフィルタ４４の乗算器６６にて目標回転速度ω_Ｔに比例する倍率を乗じて、補償指令信号をスケーリングする。この倍率は周波数Ｆ_Ｐに比例するので、モータ速度制御装置２０でのフィードバック制御のゲインは重みβと乗算器６６の倍率との積に応じた値となり、目標回転速度ω_Ｔに依存しない一定値となる。

一方、目標設定値Ｋｒを上限値ω_ＭＡＸに対する目標回転速度ω_Ｔの相対値ではなく、例えば、目標回転速度ω_Ｔそのものとすることもできる。その場合には、上述の構成では乗算器６２でのゲインを１に設定すればよく、また乗算器６２自体を省略した構成とすることもできる。

上述の構成では、目標回転速度ω_Ｔが変更された場合に、乗算器６６の倍率は駆動目標レジスタ３０の内容で自動的に設定される。一方、目標回転速度ω_Ｔが変更されても目標計数値Ｃ_Ｎは変わらないので、目標計数値レジスタ３２の内容は変更する必要がない。

ちなみに、パルス周期τ_Ｐ内の目標計数値を一定に保たない従来の構成でも、乗算器６６のみを設け、その倍率をＦ_Ｐの２乗で変化させればフィードバック制御のゲインをω_Ｔに依存しない一定値とすることができる。しかし、倍率と共に、乗算器６６でのデジタル演算の負荷は増大する。倍率をＦ_Ｐの２乗で変化させると、例えば、Ｆ_Ｐが１００倍変化する場合には倍率は１００００倍変化させなければならない。これは、乗算器６６を固定小数点デジタル演算器で構成する場合、演算桁数が１４ビット変化することを想定しなければならないことを意味し、処理負荷や回路規模の増加が大きくなり得る。一方、本実施形態の構成では、Ｆ_Ｐが１００倍変化する場合の演算桁数の変動幅は７ビットとなり、負担が比較的少ない。

また、ＰＩＤフィルタ６４等のデジタルフィルタの処理は基本的に加算と乗算とで構成できる。本実施形態ではフィードバックフィルタ４４に追加されるのは乗算器６６であり、除算は追加不要である。そのため、上記デジタルフィルタの演算を行うＡＬＵ（Arithmetic Logic Unit）を共用して乗算器６６の乗算処理を実現することができる。これにより、乗算器６６を別途回路として追加することを避け、回路規模の縮小を図ることが可能である。

また、乗算器６６をＰＩＤフィルタ６４の前や、ＰＩＤフィルタ６４内のＰ，Ｉ，Ｄ各操作それぞれに配置することもできる。

［目標回転速度ω_Ｔの切り換え時の動作］
次に、モータ速度制御装置２０の動作について説明する。モータ速度制御装置２０はフィードフォワードフィルタ３６を含むフィードフォワード制御手段と、フィードバックフィルタ４４を含むフィードバック制御手段とを備え、これらは基本的に並列して動作する。定常状態では、フィードフォワード制御は回転速度ωのうち主として直流レベルを目標回転速度ω_Ｔに保つ役割を担い、フィードバック制御は直流レベルに重畳する比較的小さな振幅の交流成分の収束に主導的役割を果たす。

モータ速度制御装置２０は、モータの回転開始時や、その他の目標回転速度ω_Ｔの切り換え時の過渡応答をさらに向上させるために、目標回転速度ω_Ｔの切り換え時にフィードバック制御を一時的に停止させることができる。

この動作では、現在の回転速度ωが目標回転速度ω_Ｔに対して所定の範囲Ｒ_Δ内であるか否かを判定し、範囲Ｒ_Δ外ではフィードフォワード制御手段及びフィードバック制御手段のうちフィードフォワード制御手段のみを動作させ、一方、範囲Ｒ_Δ内では双方を動作させる。

例えば、所定の閾値Δ_ωを設定して、|ω−ω_Ｔ|≦Δ_ωならば範囲Ｒ_Δ内であり、|ω−ω_Ｔ|＞Δ_ωならば範囲Ｒ_Δ外であると定義することができる。

範囲Ｒ_Δ内であるか否かは例えば、エラー信号Ｖｅに基づいて判定することができる。そこで、フィードバックフィルタ４４に、エラー信号Ｖｅに基づく当該判定を行ってＰＩＤフィルタ６４の動作を停止させたり再開させる、動作切換機能を持たせることができる。

動作切換の一つの方法は、上述のように、回転速度の偏差|ω−ω_Ｔ|と閾値Δ_ωとの比較結果に応じて、フィードバック制御のオン／オフを切り換えるというものである。この方法では、目標回転速度ω_Ｔが変更されても、偏差が閾値Δ_ω以下であればフィードバック制御は停止されず、一方、目標回転速度ω_Ｔが変更されなくても、偏差が閾値Δ_ωより大きくなればフィードバック制御が停止される。他の方法としては、目標回転速度ω_Ｔが変更されれば、偏差の大きさに無関係に一旦、フィードバック制御を停止させ、偏差が閾値以下になったことを検知するとフィードバック制御を再開するという方法も可能である。

この動作により、目標回転速度ω_Ｔの切り換え時等にて生じる大きな偏差がフィードバックフィルタ４４における演算結果に残りにくくなり、回転速度ωが目標回転速度ω_Ｔを行き過ぎるオーバーシュートが除去又は低減され得る。また、この観点から、フィードバックフィルタ４４は、その動作停止時に、それまでの演算結果を初期状態にリセットすることが好適である。

なお、本実施形態では、回転速度ωはパルス周期τ_Ｐにおける計数クロックＣＬＫのカウント値で表される。よって、範囲Ｒ_Δ内であるか否かは、具体的には、測定計数値Ｃと目標計数値Ｃ_Ｎとの差（Ｃ−Ｃ_Ｎ）に基づいて判定される。例えば、所定の閾値Δ_Ｃを設定して、|Ｃ−Ｃ_Ｎ|≦Δ_Ｃならば範囲Ｒ_Δ内であり、|Ｃ−Ｃ_Ｎ|＞Δ_Ｃならば範囲Ｒ_Δ外であると定義することができる。

［パルス周期τ_Ｐの測定］
パルス周期測定部３８は、回転速度ωを把握するために、計数クロックＣＬＫをカウントしてパルス周期τ_Ｐを測定する。したがって、パルス信号ＰＩにおけるパルスのエッジの検出精度が低いと、モータの速度制御の精度も落ちる。そのため、パルス端で生じ得るチャタリング等のノイズの影響を軽減することが求められる。

図３は、モータ速度制御装置２０のパルス周期計測方法を説明する信号波形図である。図３において、横軸が時間軸であり、計数クロックＣＬＫ，パルス信号ＰＩ、ＰＩにおけるパルスの立ち下がり（後端）検出信号ＴＥ、立ち下がり周期カウント値ＮＴ、パルスの立ち上がり（前端）検出信号ＬＥ、立ち上がり周期カウント値ＮＬ、及びパルス周期τ_Ｐに関するカウント値Ｃを縦方向にそれぞれの時間軸を揃えて並べて示している。

図３に示す例では、モータ速度制御装置２０は、モータモジュール２６からモータ速度制御装置２０に入力されたパルス信号ＰＩに現れる目的パルスに関し、Ｌレベルの状態からＨレベルの状態へ遷移するパルス端に基づいてパルス周期τ_Ｐを計測する。

パルス周期測定部３８はパルス信号ＰＩを、計数クロック生成回路４０から供給される計数クロックＣＬＫの例えば、立ち上がりのタイミングでサンプリングする（状態検知ステップ）。なお、図３において、波形４はパルス信号ＰＩのパルス２の前後のエッジにて生じるチャタリングを表している。

パルス周期測定部３８は、サンプリング値がＬレベルからＨレベルに変化すると、パルス周期τ_Ｐの計測を開始し得る。具体的には、パルス周期測定部３８は、サンプリング値のＬレベルからＨレベルへの変化をパルス信号ＰＩの立ち上がりとして検知し、立ち上がり検出信号ＬＥにパルス７０を発生させる。パルス７０の幅は計数クロックＣＬＫの１周期τ_ＣＬＫとする。パルス周期測定部３８は、パルス７０が立ち上がると、後述する例外処理を行う場合を除き、パルス周期τ_Ｐを計時する立ち上がり周期カウンタの現時点でのカウント値ＮＬを測定計数値Ｃとして出力する（パルス周期τ_Ｐの計測完了）。そして、パルス周期測定部３８は、次の計数クロックＣＬＫの周期から新たなパルス周期τ_Ｐの計測に入る（時刻Ｔ1）。すなわち、パルス周期測定部３８は、時刻Ｔ1にてカウント値ＮＬを０にリセットした後、計数クロックＣＬＫに同期してカウント値ＮＬを１ずつインクリメントし始める。

パルス周期測定部３８は、サンプリング値がＨレベルからＬレベルに変化すると、所定の抑止期間Ｐｄの計時を開始する（抑止期間計時ステップ）。具体的には、パルス周期測定部３８は、サンプリング値のＨレベルからＬレベルへの変化をパルス信号ＰＩの立ち下がりとして検知し、立ち下がり検出信号ＴＥにパルス７２を発生させる。パルス７２の幅はτ_ＣＬＫとする。パルス周期測定部３８は、パルス７２が立ち上がると、それまでの立ち下がり周期カウンタの計数を停止し、次の計数クロックＣＬＫの周期から新たな抑止期間Ｐｄの計時に入る（時刻Ｔ1）。すなわち、パルス周期測定部３８は、パルス７２の立ち下がりにてカウント値ＮＴを０にリセットした後、計数クロックＣＬＫに同期してカウント値ＮＴを１ずつインクリメントし始める。

パルス信号ＰＩのＬレベルからＨレベルへの変化は、チャタリング等のノイズが存在しない場合には、パルス周期τ_Ｐの計測対象である目的パルスの立ち上がりと解される。よって、パルス７０が発生した場合には上述のように、それまでのパルス周期τ_Ｐの計測を完了し、次のパルス周期τ_Ｐの計測を開始することができる。しかし、チャタリング等のノイズが存在する場合には、パルス信号ＰＩのＬレベルからＨレベルへの変化はチャタリング等のノイズパルスの立ち上がり時にも起こり、パルス周期測定部３８はこれを検知してパルス７０を発生し得る。

ノイズは、目的パルスの途中にてパルス信号ＰＩの立ち下がり及びそれに続く立ち上がりを生じ得る。このパルス信号ＰＩの変動は、目的パルスの本来のＨレベル持続期間に比べて、基本的に十分に短い期間内に起こる。よって、パルス周期測定部３８は、立ち上がり検出信号ＬＥにパルス７０が発生した場合の例外処理として、先行する立ち下がりに基づくパルス７２からパルス７０までの経過時間が所定の抑止期間未満である場合には、そのパルス信号ＰＩの変動はノイズによるものであると判断して、現在既に行っているパルス周期τ_Ｐの計測を継続する。

立ち下がり周期カウンタのカウント値ＮＴにより計時される上述の抑止期間Ｐｄは、この判断に用いるためのものであり、目的パルス端にて生じるチャタリングの周期の想定値に応じて設定される。

図３に示す例では、抑止期間Ｐｄは、計数クロックＣＬＫの２クロックに設定されている。パルス周期測定部３８は、パルス７０発生時におけるカウント値ＮＴが“２”未満であれば、カウント値ＮＬのインクリメントを継続し（例えば、時刻Ｔ2，Ｔ3，Ｔ4）、一方、パルス７０発生時におけるカウント値ＮＴが“２”以上であれば、その時点のカウント値ＮＬをパルス周期τ_Ｐを表す測定計数値Ｃとして出力すると共に、立ち上がり周期カウンタをリセットして次のパルス周期τ_Ｐの計測を開始する（例えば、時刻Ｔ5）。

従来方法でのパルス信号ＰＩに現れる目的パルスのエッジの検出位置は、チャタリングが収まった後のタイミングになる。そのため、チャタリングの持続期間のばらつきによって、パルス周期の計測値がばらつき、また、パルス周期τ_Ｐの検出に遅延が生じる。

これに対し、モータ速度制御装置２０におけるパルス周期τ_Ｐの測定方法によれば、上述のように、チャタリングが収まる前のパルス信号ＰＩの立ち上がりからパルス周期τ_Ｐの計測を始める一方、チャタリングのように短い周期でパルスが途切れる場合には、パルス周期τ_Ｐの計測を継続させる。これにより、チャタリングを目的パルスとして誤検出することが抑制される。また、当該測定方法によれば、パルスの先端部分のチャタリング期間のばらつきの影響を受けないパルス周期計測が可能である。よって、パルス周期τ_Ｐを精度良く測定できる。さらに、パルス周期τ_Ｐの検出までの遅延が少なくなるので、モータ速度制御の安定性等が向上し得る。

基本的にチャタリングの周期はパルス信号ＰＩでのパルス周期τ_Ｐに比例する。すなわち、抑止期間Ｐｄもパルス周期τ_Ｐに比例させることが好適である。ここで、モータ速度制御装置２０は、目標回転速度ω_Ｔに応じて計数クロックＣＬＫの周波数Ｆ_Ｃを変化させるので、パルス周期τ_Ｐに比例して変化する抑止期間Ｐｄは、計数クロックＣＬＫのクロック数で表すと回転速度ωに依存しない一定値となる。すなわち、パルス信号ＰＩの立ち上がり時（パルス７０の発生時）に抑止期間Ｐｄの経過の有無の判断に用いる立ち下がり周期カウンタのカウント値ＮＴの閾値（図３の例では“２”）は、回転速度ωに依存しない一定値とすることができる。

［逆転暴走への対策］
モータモジュール２６からモータ速度制御装置２０に入力されるパルス信号ＰＩは１相だけであるので、モータ速度制御装置２０は回転速度の向きを判別できない。モータ速度制御装置２０はモータの逆転暴走を生じる可能性がある。しかし、モータ速度制御装置２０は、逆転暴走状態になった場合には、それを検知して正常状態に復旧させることができる。モータ速度制御装置２０は、逆転暴走状態を判定する逆転暴走判定部（図示せず）と、正常状態への復旧を行う復旧処理部（図示せず）とを備える。これら逆転暴走判定部及び復旧処理部は例えば、パルス周期測定部３８、計数クロック生成回路４０、フィードバックフィルタ４４、ＰＷＭ信号発生回路４８、制御レジスタ３４などのモータ速度制御装置２０の各部がバス５０を介して連係動作することにより実現することができる。また、逆転暴走判定部及び復旧処理部として、図１に示していない独立した回路ブロックを設け、モータ速度制御装置２０の各部を統合的に制御してもよい。この統合的な制御はＭＰＵ２２によって実現することもでき、その場合には、ＭＰＵ２２は本発明に係るモータ速度制御装置の一部を構成する。

逆転暴走判定部は、合成回路４６で生成される合成信号を監視対象信号とする。逆転暴走判定部は、監視対象信号の回転速度ωに対する調節向きが目標回転速度ω_Ｔの向きとは逆で、かつ監視対象信号の強度が所定の閾値を超えた状態が所定期間継続した場合に、モータが目標回転速度ω_Ｔとは逆向きに暴走している逆転暴走状態であると判定する。逆転暴走判定部が逆転暴走状態を検知すると、復旧処理部が回転速度ωを逆転暴走状態から目標回転速度ω_Ｔへ向けて復旧させる。なお、逆転暴走状態では、目標指令信号に比べて補償指令信号が支配的になっているので、合成信号の代わりに補償指令信号を監視対象信号とすることもできる。

図４は、逆転暴走状態の判定動作を説明するフロー図である。モータ速度制御装置２０は、逆転暴走状態を検知しない場合、通常の制御での動作を行う（Ｓ５）。逆転暴走判定部は通常制御での動作中、逆転暴走の発生の有無を監視する（Ｓ１０〜Ｓ２５）。

目標回転速度ω_Ｔの向きは、駆動目標レジスタ３０に設定される目標設定値Ｋｒの符号から把握することができる。一方、監視対象信号の回転速度ωに対する調節向きは、合成信号の符号から把握することができる。したがって、監視対象信号の回転速度ωに対する調節向きが目標回転速度ω_Ｔの向きとは逆であるか否かは、目標設定値Ｋｒの符号が合成信号の符号と相違するか否かにより判定できる（Ｓ１０）。符号が同じであれば、モータは逆転暴走ではないと判断され、通常制御Ｓ５を継続する。

一方、符号が相違する場合には、監視対象信号の強度、すなわち絶対値が所定の閾値Ｖｒを超えているかが判定される（Ｓ１５）。合成信号の絶対値が閾値Ｖｒ以下であれば、モータは逆転暴走ではないと判断され、通常制御Ｓ５を継続する。閾値Ｖｒは例えば、モータ駆動回路２４により生成される駆動信号を飽和させる程度の比較的大きな値に設定することができる。

合成信号の絶対値が閾値Ｖｒを超えている場合は、監視タイマーに対する操作が行われる（Ｓ２０）。この監視タイマー操作Ｓ２０では、監視タイマーが停止状態であれば起動され、既に起動されていれば監視タイマー値がインクリメントされる。

逆転暴走判定部は監視タイマー値が所定の値Ｔｒを超えたか否かを判定する（Ｓ２５）。監視タイマー値がＴｒ以下の間は、通常制御Ｓ５が継続される。その間に、処理Ｓ１０，Ｓ１５にて逆転暴走ではないと判定されれば、監視タイマーは停止され、リセットされる（Ｓ３０）。一方、監視タイマー値がＴｒを超えると、逆転暴走状態であると判断され（Ｓ３５）、正常状態への復旧動作が開始される。

図５は、正常状態への復旧動作を説明するフロー図である。また、図６は、復旧動作を説明する模式図であり、回転速度ωとパルス周期τ_Ｐとの関係を示す図である。図６において横軸が回転速度ω、縦軸がパルス周期τ_Ｐである。

逆転暴走状態を検出すると、モータ速度制御装置２０はモータの回転を制動する制動制御に移行する（Ｓ５０）。制動制御として、例えば、モータ駆動回路２４が回転を停止させる方向に最大の駆動力をモータに発生させるように、ＰＷＭ信号発生回路４８がＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。なお、制動制御は、他の方法であってもよく、例えば、モータの端子間を強制的に短絡させて停止させる短絡ブレーキを用いることもできる。

ここで、上述したように、目標回転速度ω_Ｔを含んだ所定の範囲Ｒ_Δ内でのみフィードバック制御を行って、範囲Ｒ_Δ外ではフィードフォワード制御のみを行う場合には、制動制御は、範囲Ｒ_Δの下限及び上限のうち目標回転速度ω_Ｔよりも絶対値が小さい低速側限界ω_Ｌより絶対値が小さい範囲内に設定される制動終了速度ω_ＢＳにて終了する。例えば、図６に示すω_Ｔ＞０の場合には、範囲Ｒ_Δの下限がω_Ｌとなる。

回転速度ωが制動終了速度ω_ＢＳに達したか否かは、パルス周期測定部３８が計測する測定計数値Ｃに基づいて判定できる。逆転暴走状態が検知されると、計数クロックＣＬＫの周波数Ｆ_Ｃを、目標回転速度ω_Ｔに対応した値から制動終了速度ω_ＢＳに対応した値に変更する（Ｓ５５）。これにより、制動終了速度ω_ＢＳでの測定計数値Ｃは目標計数値レジスタ３２に格納される目標計数値Ｃ_Ｎに一致し、そのときのエラー信号Ｖｅは０となる。

例えば、目標回転速度ω_Ｔとは符号が逆の範囲内にω_ＢＳを設定する場合、逆転暴走状態から制動をかけると、ωがω_ＢＳに達するまで、すなわち|ω|＞|ω_ＢＳ|である範囲ではＣ−Ｃ_Ｎ＜０であり、ω＝ω_ＢＳにてＣ−Ｃ_Ｎ＝０となり、ωがω_ＢＳを超えてさらに停止状態に近づいて|ω|＜|ω_ＢＳ|となるとＣ−Ｃ_Ｎ＞０となる。よって、エラー信号Ｖｅの符号を監視し、Ｖｅ＞０となったら回転速度ωが制動終了速度ω_ＢＳを超えたと判断することができる（Ｓ６０）。

また、回転速度ωが制動終了速度ω_ＢＳに達したか否かは、目標回転速度ω_Ｔ（若しくは制動終了速度ω_ＢＳ）の符号及びフィードバックフィルタ４４から出力される補償指令信号の符号から判定することもできる。

制動終了速度ω_ＢＳに達すると、通常制御に復帰する（Ｓ６５）。通常制御への復帰処理Ｓ６５では、計数クロックＣＬＫの周波数Ｆ_Ｃが、目標回転速度ω_Ｔに対応した値に戻される。モータはωがω_Ｌに達するまではフィードフォワード制御により加速される。ωがω_Ｌに達するとフィードフォワード制御に加えてフィードバック制御が開始され、ωが目標回転速度ω_Ｔに維持される正常状態が回復する。なお、ω_ＢＳを目標回転速度ω_Ｔとは逆符号に設定した場合、通常制御へ復帰した時点では、モータはまだ目標回転速度ω_Ｔとは反対の方向に回転しているが、フィードフォワード制御によりさらに減速し、さらにはω＝０を通過して目標回転速度ω_Ｔと同じ方向に回転を始める。そして、ω＝ω_Ｌに達すると、上述のようにフィードバック制御が開始される。

なお、フィードバック制御を行う範囲Ｒ_Δを設定しない場合、すなわち、通常制御では常にフィードフォワード制御とフィードバック制御とが並列して行われる場合には、再び逆転暴走状態に向かわない回転速度ωまで制動制御を継続する必要がある。

ここで、目標回転速度ω_Ｔとは向きが逆で大きさが同じである速度（−ω_Ｔ）は、フィードバック制御によって、逆転暴走へ向かうか、目標回転速度ω_Ｔに向かうかの分水嶺となる境界速度である。そこで、範囲Ｒ_Δを設定しない場合には、制動制御を境界速度（−ω_Ｔ）より絶対値の小さい所定の制動終了速度ω_ＢＳに達するまで継続し、|ω_ＢＳ|＞|ω|となった時点でフィードフォワード制御手段とフィードバック制御手段とを用いた元の通常制御に復帰させる。

このように範囲Ｒ_Δを設定しない制御では、制動終了速度ω_ＢＳは基本的に境界速度（−ω_Ｔ）より絶対値の小さい値に設定される。

２０ モータ速度制御装置、２２ ＭＰＵ、２４ モータ駆動回路、２６ モータモジュール、３０ 駆動目標レジスタ、３２ 目標計数値レジスタ、３４ 制御レジスタ、３６ フィードフォワードフィルタ、３８ パルス周期測定部、４０ 計数クロック生成回路、４２ 比較回路、４４ フィードバックフィルタ、４６ 合成回路、４８ ＰＷＭ信号発生回路、５０ バス、６０ フィルタ、６２，６６ 乗算器、６４ ＰＩＤフィルタ。

Claims (5)

1. 入力信号に現れる目的パルスに関し第１状態から第２状態へ遷移するパルス端に基づいてパルス周期を計測するパルス周期計測方法であって、
   所定のサンプリング周期で前記入力信号をサンプリングして信号状態を検知する状態検知ステップと、
   前記信号状態が前記第２状態から前記第１状態へ変化する第１変化時に、所定の抑止期間の計時を開始する抑止期間計時ステップと、
   前記信号状態が前記第１状態から前記第２状態へ変化する第２変化時に、前記抑止期間が経過していれば現在の前記パルス周期の計測を完了すると共に、新たな前記パルス周期の計測を開始し、一方、前記抑止期間が未経過であれば現在の前記パルス周期の計測を継続する周期計測ステップと、
   を有することを特徴とするパルス周期計測方法。
2. 請求項１に記載のパルス周期計測方法において、
   前記状態検知ステップは、前記サンプリング周期を有する基準クロックに同期して、前記信号状態を検知し、
   前記抑止期間計時ステップは、前記第１変化時に前記基準クロックのカウントを開始し、そのカウント値に基づいて前記抑止期間を計時し、
   前記周期計測ステップは、前記第２変化時に前記基準クロックのカウントを開始し、そのカウント値に基づいて前記パルス周期を計測すること、
   を特徴とするパルス周期計測方法。
3. 請求項２に記載のパルス周期計測方法であって、前記パルス周期を目標周期に制御する際に用いられる方法において、
   前記サンプリング周期は、前記目標周期に応じて可変設定されること、
   を特徴とするパルス周期計測方法。
4. 請求項３に記載のパルス周期計測方法において、
   前記サンプリング周期は、前記目標周期に比例し、
   前記抑止期間における前記基準クロックのカウント値は一定値に設定されること、
   を特徴とするパルス周期計測方法。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１つに記載のパルス周期計測方法において、
   前記抑止期間は、前記パルス端にて生じるチャタリングの周期の想定値に応じて設定されること、を特徴とするパルス周期計測方法。

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