JP5587812B2 - 回転検出装置及び回転検出システム - Google Patents

Description

本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置を備えた回転検出システムに関する。

ブラシ付きの直流モータ（以下単に「直流モータ」という）は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。

ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。

また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、当該回転検出装置は、一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、を備えている。

そして、交流重畳手段は、直流電源から交流重畳手段へ直流電流が流れることを防ぐための直流電流遮断部、及び、交流電流が流れると共に直流電流の流入が直流電流遮断部により遮断される直流非流入経路を有している。さらに、交流重畳手段は、交流電圧を生成する交流電源を備え、該交流電源から直流非流入経路を介して直流モータへ交流電流を供給するよう構成されている。また、直流電流遮断部は、直流非流入経路に設けられたコンデンサである。
通電検出手段は、直流非流入経路に設けられている。また、通電検出手段は、直流非流入経路に配置されたインダクタンス素子を検出用素子として備えており、そのインダクタンス素子とコンデンサとにより直列共振回路が構成されている。そして、直列共振回路は、その共振周波数が、交流重畳手段からの交流電圧の周波数成分と同じか、若しくは該周波数成分を含む所定の周波数範囲内の周波数となるように構成されている。

このように構成された請求項１に記載の回転検出装置では、検出対象の直流モータに対し、駆動用の直流電圧とは別に、交流重畳手段によって交流電圧も重畳可能に構成されている。直流モータの駆動は、周知の通り、直流電源からの直流電力によって行われるものであるため、交流重畳手段から交流電圧を印加したとしても、その交流電圧は、直流モータのトルクに影響を与えない。

一方、直流モータは、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化するよう構成されていることから、直流モータに流れる電流のうち、交流重畳手段からの交流電圧印加による交流成分（交流電流）の振幅は、直流モータの回転に伴って（即ちインピーダンスの周期的変化に伴って）周期的に変化する。そのため、その交流電流に関する電気量を検出すれば、その電気量に基づいて直流モータの回転状態を検出することが可能となるのである。なお、電気量としては、例えば、電流、電圧、又は電力などが考えられる。

ところで、仮に、交流重畳手段からの交流電流が流れる経路全体のうち、直流電源からの直流電流も流れる経路に通電検出手段を設けたとすると、例えば通電検出手段として抵抗素子を用いた場合などには、この抵抗素子に交流電流だけでなく直流電流までも流れることとなる。そのため、その抵抗素子による直流電力の損失が生じてしまう。

そこで本発明では、交流電流が流れる経路全体のうち、直流電源からの直流電流も流れる（重畳される）経路には通電検出手段を設けず、直流電流遮断部によって直流電流の流入が遮断された直流非流入経路に通電検出手段を設け、この直流非流入経路を流れる交流電流に関する電気量を検出するようにしている。

従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化する直流モータに対して交流電圧を印加することで、エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能となる。

しかも、直流電源からの直流電流が流入しない直流非流入経路に通電検出手段が設けられているため、通電検出手段として例えば抵抗素子などの直流電力を消費するような素子等を用いたとしても、その通電検出手段での直流電力の損失を防止することが可能となる。

また、通電検出手段には直流電源からの直流電流が流れないことから、通電検出手段の構成の自由度も広がる。即ち、例えば上記例のように抵抗素子を用いる場合、その抵抗素子には基本的には回転状態検出用の交流電流しか流れないため、抵抗値の大きな抵抗素子を用いて検出精度を高めることが可能となる。

また、直流電流遮断部がコンデンサであることから、直流モータへの交流電圧の印加（交流電流の通電）を容易に行えると共に、交流重畳手段側への直流電流の流入も容易に阻止することができる。そのため、直流電流の流入しない直流非流入経路を容易に設けることができる。

また、通電検出手段がインダクタンス素子を備えていることにより、そのインダクタンス素子と、交流重畳手段が備えるコンデンサ（直流電流遮断部）とによって、直流共振回路が形成される。

直流共振回路は、周知の通り、共振周波数においてインピーダンスが最小値となる（理想的には０となる）共振特性を有している。そのため、この直列共振回路の共振周波数を、交流電圧の周波数成分と同じか若しくは該周波数成分を含む所定の周波数範囲内の周波数となるように設定することで、交流重畳手段から出力される交流電力の、コンデンサやインダクタンス素子による損失を、低く抑えることができる。

次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、回転状態検出手段は、通電検出手段により検出された電気量から、交流重畳手段からの交流電圧の周波数成分の少なくとも一部を含む所定の周波数帯域の交流電圧を抽出する抽出手段と、この抽出手段により抽出された交流電圧に対し、予め設定された電圧だけ直流オフセットを加える直流オフセット手段と、この直流オフセット手段によって上記直流オフセットが加えられた後の交流電圧の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。

交流重畳手段から出力される交流電流は、本来は直流モータにのみ流れるのが理想的であるが、実際には、例えば直流電源側にも分流するなど、直流モータ以外の経路に分流してしまう場合もある。その場合、通電検出手段では、直流モータに流れる交流電流に加え、直流モータ以外の経路に分流する交流電流も併せて電気量として検出されてしまうことになる。そのため、その分流する交流電流のレベルが大きいほど、回転状態の検出精度が低下してしまうおそれがある。

そこで請求項２に記載の回転検出装置では、抽出手段により抽出された交流電圧（上記分流する成分も含まれている）に直流オフセットを加えることで、例えば交流電圧のうち不要な成分である上記分流する成分を取り除くといったことが可能となるようにしている。そのため、交流重畳手段からの交流電流の一部が直流モータ以外の経路に分流しても、回転状態の検出精度を良好に維持することができる。

次に、請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制するための、分流抑制手段を備えている。

このように構成された請求項３に記載の回転検出装置によれば、交流重畳手段から出力される交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制することができるため、回転状態の検出精度を向上させることができる。

次に、請求項４に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、を備えた回転検出システムである。

直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。

回転検出装置は、一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、を備え、交流重畳手段は、直流電源から交流重畳手段へ直流電流が流れることを防ぐための直流電流遮断部、及び交流電流が流れると共に直流電流の流入が直流電流遮断部により遮断される直流非流入経路を有している。さらに、交流重畳手段は、交流電圧を生成する交流電源を備え、該交流電源から直流非流入経路を介して直流モータへ交流電流を供給するよう構成されている。また、直流電流遮断部は、直流非流入経路に設けられたコンデンサである。
通電検出手段は、直流非流入経路に設けられている。また、通電検出手段は、直流非流入経路に配置されたインダクタンス素子を検出用素子として備えており、そのインダクタンス素子とコンデンサとにより直列共振回路が構成されている。そして、直列共振回路は、その共振周波数が、交流重畳手段からの交流電圧の周波数成分と同じか、若しくは該周波数成分を含む所定の周波数範囲内の周波数となるように構成されている。

この回転検出システムによれば、直流モータの回転状態を検出するための回転検出装置として、上述した請求項１に記載の構成のものを備えているため、上述した請求項１と同様の効果を得ることができる。

そして、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項５や請求項６に記載の構成が挙げられる。

即ち、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の回転検出システムであって、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、この電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子を介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。

また、請求項６に記載の発明は、請求項４に記載の回転検出システムであって、直流モータは、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、回転に伴って上記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。

請求項５に記載の回転検出システムにおける直流モータは、整流子片間の静電容量値に差を持たせることで、回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されており、一方、請求項６に記載の回転検出システムにおける直流モータは、回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するように構成されており、これにより回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されている。

第１実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 第１実施形態の重畳部にて生成される交流（方形波）電圧及び重畳部から出力される交流電流を表す説明図である。 第１実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。 第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第１実施形態の回転信号検出部の構成を表すブロック図である。 第１実施形態の回転検出システムの交流等価回路を表す図である。 第１実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。 第１実施形態の回転信号検出部の動作を説明するための説明図である。 第２実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 第２実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。 第２実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。 （ａ）はバンドリジェクトフィルタの回路図であり、（ｂ）はバンドリジェクトフィルタの通過帯域を説明するための周波数特性図である。 第２実施形態の回転信号検出部のうち、特に第１実施形態の回転信号検出部と異なる部分の構成を説明するための説明図である。 第３実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。 検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。

以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本発明が適用された実施形態の回転検出システムの概略構成を示す。図１に示すように、本実施形態の回転検出システム１は、直流モータ（以下単に「モータ」と称す）２の回転角を検出するための装置であり、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧を出力する直流電源３と、モータ２の回転角を検出するための交流電圧を出力する重畳部５と、この重畳部５から出力されてモータ２へ流れる交流電流に基づいてモータ２の回転角に応じた信号（回転パルスＳｐ）を生成し出力する回転信号検出部６と、この回転信号検出部６から出力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する回転角検出部７と、を備えている。

直流電源３は、所定電圧値の直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ２に印加される（詳しくは各ブラシ１６，１７間に印加される）。なお、直流電源３からモータ２を経てグランド電位に至る経路（直流電流が流れる経路）には、チョークコイルＬｏが設けられているが、このチョークコイルＬｏについては後述する。

重畳部５は、所定の周波数の交流電圧を生成する交流電源４と、直流電源３から出力される直流電圧に交流電源４にて生成された交流電圧を重畳させてモータ２へ印加するためのカップリングコンデンサＣ１０（本発明の直流電流遮断部、コンデンサに相当）と、交流電源４からの交流電源をモータ２へ流すための通電経路であって後述するように直流電源３からの直流電流が流入しない直流非流入経路８と、を備えている。交流電源４にて生成される交流電圧は、図２の上段に示すような方形波電圧である。そして、カップリングコンデンサＣ１０を介して出力される交流電流は、図２の下段に示すような、略インパルス状の波形となる。

尚、重畳部５から出力される交流電流は、常に図１２に示すような略インパルス状の電流波形となるわけではなく、モータ２の回転角や、モータ２以外の他の回路等の回路定数などによって変化する。但し、高調波成分を含むことは同じである。

そのため、重畳部５から出力される交流電流は、交流電源４にて生成される方形波電圧の周波数である基本波周波数ｆ１の他に、高次の高調波成分も含まれる。具体的には、図７の周波数スペクトルに示すように、基本波周波数ｆ１の他、その基本波周波数ｆ１のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。その中でも特に、基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）の電流がより大きくなる。

このような構成により、モータ２には、単に直流電源３から出力される直流電圧が印加されるだけではなく、直流電源３から出力される直流電圧に重畳部５から出力される交流電圧が重畳された交流重畳電圧が印加される。そのため、モータ２には、直流電源３からの直流電圧による直流電流に重畳部５からの交流電圧による交流電流（図２の下段参照）が重畳された、交直混在（脈流の一種）の電流（交流重畳電流）が流れる。

但し、モータ２は直流モータであるため、交流重畳電流のうち、モータ２の回転に寄与する（トルクを与えて回転駆動させる）成分は、直流電源３にて印加される直流電圧による直流成分であり、重畳部５から印加される交流電圧による交流成分は回転そのものには関与せず、トルクに影響を与えることもない。重畳部５からの交流電圧は、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出するためにモータ２に印加されるのであり、回転信号検出部６は、後述するように、モータ２に流れる電流のうち交流成分に基づいて回転パルスを生成する。つまり、重畳部５は、モータ２を回転させるための電源としてではなく、モータ２の回転状態を検出する目的で設けられているのである。

なお、直流電源３からの直流電圧の出力、及び重畳部５からの交流電圧の出力は、それぞれ独立して制御することが可能に構成されている。本実施形態では、モータ２を回転させる際（起動〜定常回転時）は直流電源３からの直流電圧を印可させると共に重畳部５からの交流電圧も重畳して印加させる。一方、回転中のモータ２を停止（制動）させる際は、モータ２への直流電源３からの直流電圧を遮断する。但し、重畳部５からの交流電圧の印加は、制動させる際も継続される。つまり、重畳部５からの交流電圧は、少なくともモータ２が回転している間はモータ２へ印加され続けるのである。

また、直流電源３から出力される直流電流と、重畳部５から出力される交流電流は、図１に示す合流点Ｐにおいて合流し、交流重畳電流としてモータ２へ流れる。重畳部５には既述の通りカップリングコンデンサが備えられているため、直流電源３からの直流電流は、合流点Ｐから直流非流入経路８には流入しない。

モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなる整流子１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。

即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及び整流子１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。

そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

なお、本実施形態のモータ２は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。

更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。そのため、直流電源３からの直流電圧と重畳部５からの交流電圧が重畳された交流重畳電圧は、各ブラシ１６，１７およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３及びコンデンサＣ１からなる回路（モータ回路）に印加される。そして、このように交流重畳電圧が印加されることにより、モータ回路には交流電流成分を含む電流が流れる。

コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、重畳部５からみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ち整流子１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成され、モータ回路全体として、このコンデンサＣ１と、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。

図３（ａ）に、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図３（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。

状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。なお、Ｖｂとは、直流電源３から出力される直流電圧値を示すものである。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスが高くなり、故に、モータ２に流れる電流に含まれる交流成分（以下「交流モータ電流」ともいう）の振幅は小さい。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでもモータ回路全体のインピーダンスは高く、故に、交流モータ電流の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流モータ電流の振幅も同じ大きさである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、モータ回路のインピーダンスは低くなる。

特に本実施形態では、モータ回路全体として並列共振回路が形成され、インピーダンスは並列共振特性を持つことになる。そのため、共振周波数より高い周波数帯域では、周波数が高くなるほどコンデンサＣ１が支配的となってインピーダンスは低くなる。そのため、交流モータ電流の振幅は大きくなる。

このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。但し状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。

なお、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

図３（ｂ）に、各状態におけるインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、周波数ｆａで小さなピーク値（小さな共振点）が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆｂを中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆｃを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数ｆｃよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。

そのため、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流の基本波周波数ｆ１（図７参照）が、上記周波数ｆｃよりも高い所定の周波数となるように設定されている。
そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流モータ電流）の変化、或いはその交流モータ電流が流れる通電経路の電圧に含まれる交流成分（交流電圧成分）の変化として直接現れる。

図４は、回転中のモータ電流の一例を示す図である。図４に示すように、モータ電流は、直流電流成分に交流電流成分（交流モータ電流）が重畳した波形となる。そして、交流電流成分に着目すると、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。即ち、モータ２が１８０°回転する間に、交流電流成分の振幅は二種類（二段階）に変化するのである。

そこで本実施形態では、回転信号検出部６が、モータ２の回転に伴う上記インピーダンスの変化によって生じる、モータ電流の交流電流成分の振幅変化に基づいて、回転パルスＳｐを生成する。そして、その回転パルスＳｐに基づき、回転角検出部７が、モータ２の回転角を検出する。

図５に、回転信号検出部６の具体的構成を示す。回転信号検出部６は、重畳部５から出力される交流電流を検出する電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出された交流電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２とを備えている。

電流検出部２１は、重畳部５からモータ２を経てグランド電位に至る経路（交流電源４からの交流電流が流れる経路）に配置された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端のうちモータ２側に接続されている一端とグランドの間の電圧が、モータ２に流れる交流モータ電流に応じた検出信号（本発明の電気量に相当）として信号処理部２２へ取り込まれる。

尚、このように電流検出抵抗Ｒ１の一端（モータ２側）とグランドの間の電圧を検出することによって交流モータ電流を検出する構成はあくまでも一例であり、交流モータ電流を直接又は間接的に検出できる限り、その具体的構成は他にも種々考えられる。例えば、電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧を差動増幅回路で増幅し、その差動増幅後の電圧（交流モータ電流を示す電圧）を信号処理部２２に入力するようにしてもよい。また例えば、電流プローブを設けて電流を検出するようにしてもよい。後述する図９の構成（第２実施形態）においても同様である。

ここで、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの変化によって生じる交流モータ電流の振幅変化を検出するためには、その交流モータ電流を直接検出できる位置に電流検出抵抗Ｒ１を配置するのが好ましい。具体的には、図１において、合流点Ｐからモータ２を経てグランド電位に至る経路に電流検出抵抗Ｒ１を配置するのが好ましい。

しかし、モータ２に流れる交流モータ電流を直接検出するということは、直流電源３からの直流電流も含まれた状態で検出（即ち交流重畳電流を検出）するということであり、故に、電流検出抵抗Ｒ１にはモータ２の駆動用の直流電流も流れることになる。そのため、この電流検出抵抗Ｒ１による駆動エネルギーの損失が生じてしまう。

この電流検出抵抗Ｒ１による損失は、当然ながら小さければ小さいほど好ましいため、抵抗値の小さい電流検出抵抗Ｒ１を用いることで、ある程度の損失の低減は図ることができる。しかし、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値が小さくなると電流検出も困難になるため、抵抗値を小さくするにも限界がある。とはいえ、抵抗値を大きくすると、その分損失も大きくなり、冷却のためのコストアップも生じてしまう。特に、モータ２が中〜大型であって比較的大きな電流が流れるものであると、電流検出抵抗Ｒ１としても抵抗値の大きいものを用いる必要性が生じ、これにより電流検出抵抗Ｒ１での損失は非常に大きなものとなる。

一方、回転角検出のために本来検出する必要がある電流は、モータ２に流れる電流（交流重畳電流）のうち交流電流成分であり、モータ２に流れる交流電流成分の振幅変化を検出できればよい。

そこで本実施形態では、電流検出抵抗Ｒ１を、重畳部５からモータ２を経てグランド電位側に至る経路のうち、重畳部５内、即ち交流電源４からの交流電流は流れるが直流電源３からの直流電流は流入しない直流非流入経路８（合流点Ｐから交流電源４側の経路）に設けている。このようにすることで、電流検出抵抗Ｒ１に直流電源３からの直流電流が流れるのを阻止し、上述した損失が生じるのを防止している。

一方、電流検出抵抗Ｒ１を直流非流入経路８に設けたことにより、次のことが問題となるおそれがある。即ち、重畳部５からみた交流回路は、図６に示す等価回路のように、直流電源３とモータ２の並列回路が存在することとなり、よって、重畳部５からの交流電流は、直流電源３とモータ２の双方に流れる（分流する）ことになる。

尚、図６の等価回路において、カップリングコンデンサＣ１０のインピーダンスをＺｃ、電流検出抵抗Ｒ１のインピーダンスをＺｒとすると、交流電源４からみた交流回路のインピーダンスＺは、次式（１）で表される。

式（１）のインピーダンスＺにおいて、モータ２のインピーダンスＺｍは、既述の通り、モータ２の回転に伴って変化する。そして、モータ２のインピーダンスＺｍが大きいときは、上記式（１）の右辺における第３項の値は１に近付き、逆にモータ２のインピーダンスＺｍが小さいときは、上記式（１）の右辺における第３項の値は０に近づく。このモー２のインピーダンスＺｍの変化によって、交流回路全体のインピーダンスＺも変化し、その変化が、電流検出抵抗Ｒ１にて検出される交流成分の振幅変化となって現れる。

モータ２の回転角検出を高精度に行うためには、直流電源３側に分流する交流電流ｉｖが小さければ小さいほど良く、モータ２に流れる交流電流ｉｍが大きければ大きいほどよい。しかし、直流電源３のインピーダンスは一般に小さいため、直流電源３側に多くの交流電流が分流してしまう。そして、重畳部５からの交流電流のうち直流電源３側に分流する割合が大きいほど（即ちモータ２側に流れる割合が小さくなるほど）、モータ２のインピーダンス変化によって生じる交流電流の振幅変化が鈍くなり、回転角の検出精度が低下してしまう。

そこで本実施形態では、直流電源３の正極側から合流点Ｐに至る経路に、チョークコイルＬｏを設け、このチョークコイルＬｏによって、重畳部５からの交流電流が直流電源３側に流入するのを抑制している。そのため、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流のほとんどがモータ２に流れることになり、よって、電流検出抵抗Ｒ１により検出される交流電流は、モータ２に直接流れる交流モータ電流と同じであるものとして扱うことができる。

図５に戻り、回転信号検出部６の構成についての説明を続ける。信号処理部２２は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２３と、レベルシフト回路２４と、包絡線検波部２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、閾値設定部２７と、比較部２８と、を備えている。

ＨＰＦ２３は、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ２からなる周知の構成のものである。信号処理部２２に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ２３によって所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされる。この遮断周波数は、図７に破線で示すように、重畳部５から出力される交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い周波数に設定されている。そのため、重畳部５から出力される交流電流の全ての周波数成分がＨＰＦ２３を通過することとなる。このＨＰＦ２３からの出力波形（検出信号）例を、図８の最上段に示す。図８に示すように、ＨＰＦ２３からの検出信号は、０Ｖを中心として振幅するものであって、その振幅は、既述の通り、二段階に変化する。

電流検出抵抗Ｒ１により検出され、ＨＰＦ２３によって抽出された検出信号は、レベルシフト回路２４によって、レベルシフト及び増幅される。
レベルシフト回路２４は、オペアンプ３０と、このオペアンプ３０の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ５と、一端がこのオペアンプ３０の非反転入力端子に接続されて他端がグランドラインに接続された抵抗Ｒ６と、一端がこのオペアンプ３０の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ４と、一端がこのオペアンプ３０の非反転入力端子に接続された抵抗Ｒ３と、レベルシフトさせる量に対応した所定の基準電圧を生成する基準電圧生成部３２と、オペアンプ３１と、を備えている。このオペアンプ３１は、反転入力端子と出力端子が短絡された、いわゆる電圧フォロワとして構成されており、非反転入力端子に入力された基準電圧生成部３２からの基準電圧がそのままの値で入力される。このオペアンプ３１の出力端子は抵抗Ｒ４の他端に接続されており、オペアンプ３１からの出力電圧（即ち基準電圧）は、抵抗Ｒ４を介してオペアンプ３０の反転入力端子に入力される。

一方、オペアンプ３０は、これに接続された各抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５と共に全体として非反転増幅回路を構成している。そして、ＨＰＦ２３からの検出信号は、抵抗Ｒ３を介してオペアンプ３０の非反転入力端子に入力される。

そのため、ＨＰＦ２３からの検出信号は、基準電圧生成部３２にて生成される基準電圧だけレベルシフト（レベルダウン）されると共に、上記の非反転増幅回路にて増幅される。つまり、検出信号に対して基準電圧だけ直流オフセットが加えられ、更に増幅される。そして、０Ｖ以上の電圧が包絡線検波部２５へ出力される。

本実施形態のレベルシフト回路２４では、図８の最上段に示すように、レベルシフト量（直流オフセット）が、ＨＰＦ２３からの検出信号のうち、振幅の小さい期間における振幅の１／２に相当する量に設定されている。そのため、図８の上から２段目に示すように、レベルシフト回路２４からの出力波形には、ＨＰＦ２３からの検出信号のうち振幅の小さい期間については波形が現れず、振幅の大きい期間のみが波形出力されることとなる。

レベルシフト回路２４にてレベルシフト、増幅された検出信号は、包絡線検波部２５にて包絡線検波される。この包絡線検波部２５は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ７と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１２とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、レベルシフト回路２４からの検出信号が入力される。

この包絡線検波部２５により、レベルシフト回路２４から入力された検出信号が包絡線検波され、交流電流の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される（図８の上から３段目参照）。

そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ２６にて高周波成分がカットされた上で、比較部２８に入力される。ＬＰＦ２６は、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ１３からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ８にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。

比較部２８は、コンパレータ３３と、コンパレータ３３の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１１と、一端がコンパレータ３３の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ２６に接続された抵抗Ｒ９と、一端がコンパレータ３３の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部２７に接続された抵抗Ｒ１０とを備えてなるものである。

包絡線検波部２５から出力された検波信号は、ＬＰＦ２６を介して比較部２８に入力され、この比較部２８において抵抗Ｒ９を介してコンパレータ３３の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ３３の反転入力端子には、抵抗Ｒ１０を介して閾値設定部２７からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ３３では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

閾値設定部２７にて設定され比較部２８に入力される閾値は、本実施形態では、図４に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間（つまり状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間）での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間（つまり状態Ｃ、Ｃ’の期間）での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。

そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は０Ｖであって閾値設定部２７からの閾値よりも小さいため、コンパレータ３３からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ３３からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ３３から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして、回転角検出部７へ出力される（図８の最下段参照）。

このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出された交流電流（検出信号）に対して各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。

回転角検出部７は、信号処理部２２から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ２の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。

なお、本実施形態の回転検出システム１は、回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスＳｐの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。或いは、回転角ではなく回転速度を検出する回転速度検出装置として構成してもよい。モータ２が何度回転する毎に回転パルスＳｐが出力されるかは予めわかっているため、その回転パルスＳｐが出力される間隔（周期）がわかれば、モータ２の回転速度を検出することができる。

以上説明したように、本実施形態の回転検出システム１では、モータ２を駆動させるための駆動源としての直流電源３とは別に、回転角検出のために重畳部５が設けられ、モータ２が回転される際は、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ２へ印加され、これによりモータ２には交流成分を含む交流重畳電流が流れる。

また、モータ２においては、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列に回転角検出用のコンデンサＣ１が接続されている。そして、信号処理部２２にて、電流検出部２１にて検出されたモータ電流（交流電流）の振幅の変化に応じた回転パルスＳｐを生成する。コンデンサＣ１が接続されていることにより、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは、モータ２の回転角に応じて変化し、その変化は交流電流の振幅変化として現れる。そのため、交流電流の振幅の変化に基づいて、回転パルスＳｐの生成、延いては回転角の検出を行うことができるのである。

従って、本実施形態の回転検出システム１によれば、仮にモータ２の停止（制動）時に直流電源３らの直流電圧の印加（直流電流の供給）が停止されても、交流電圧が印加（交流電流が供給）され続けることにより、完全に停止するまで（延いては完全に停止した後も）回転角を確実に検出することができる。しかも、回転角の検出は、重畳部５から出力される交流電流に基づいて行っており、モータ駆動に影響を与えることなく検出が行われる。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。

また、電流検出部２１を構成する電流検出抵抗Ｒ１は、重畳部５内の直流非流入経路８、即ち直流電源３からの直流電流が流入しない経路に設けられている。そのため、直流電源３の電力が電流検出抵抗Ｒ１で消費されることはなく、よって、電流検出抵抗Ｒ１での直流電力の損失を防止することができる。

しかも、電流検出抵抗Ｒ１には直流電源３からの直流電流が流れないことから、電流検出抵抗Ｒ１として、抵抗値の大きいものを用いることができる。そして、そのように抵抗値の大きいものを用いることで、回転角の検出精度を高めることができる。

なお、本実施形態において、重畳部５は本発明の交流重畳手段に相当し、電流検出部２１は本発明の通電検出手段に相当し、信号処理部２２及び回転角検出部７によりは本発明の回転状態検出手段が構成され、レベルシフト回路２４は本発明の直流オフセット手段に相当し、チョークコイルＬｏは本発明の分流抑制手段に相当する。

［第２実施形態］
図９に、本実施形態の回転検出システム４０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システムは、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部４１を備えている点、重畳部４１からモータ２を経てグランド電位側に至る経路における、合流点Ｐから交流電源４６側の直流非流入経路４９に電流検出部４７が設けられている点、この電流検出部４７にて検出された交流電流（検出信号）に基づいて信号処理部４８が回転パルスＳｐを生成する点、などについては、第１実施形態と同じである。

そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。

本実施形態の回転検出システム４０では、重畳部４１において、交流電源４６は正弦波電圧を生成する。そのため、重畳部４１から出力される電圧は正弦波電圧となり、電流についても正弦波状の交流電流が出力される。そして、交流電源４６からの交流電流は、カップリングコンデンサＣ１０及びこれが配置された直流非流入経路４９を介してモータ２へ供給され、合流点Ｐにて直流電源３からの直流電流に重畳される。

そのため、モータ２に流れるモータ電流（交流重畳電流）は、図１０に示すような波形となる。なお、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の場合に交流電流成分の振幅が小さくなって状態Ｃ、Ｃ’の場合に交流電流成分の振幅が大きくなことについては、第１実施形態（図４参照）と同様である。

重畳部４１から出力される交流電流の周波数成分は、図１１の周波数スペクトルに示すように、基本的には、交流電源４６にて生成される正弦波電圧の周波数（基本波周波数）ｆ１のみである。尚、厳密には基本波周波数ｆ１以外の高調波成分も含まれるが、そのレベルは基本波周波数ｆ１の成分に比べれば無視し得る程度であるため、本実施形態では考慮しないものとする。

また、上記第１実施形態の回転検出システム１では、重畳部４１からの交流電流が直流電源３側に流入しないよう、直流電源３の正極側から合流点Ｐに至る経路にチョークコイルＬｏが設けられていたが、本実施形態では、チョークコイルＬｏに代えて、設定された周波数帯域の信号の通過を阻止するためのバンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）４３が設けられている。

このＢＲＦ４３は、具体的には、図１２（ａ）に示すような回路構成となっている。即ち、２つのコンデンサＣ２６，Ｃ２７の直列接続体と並列に抵抗Ｒ２６が接続され、この並列回路の両端において信号の入出力が行われる。また、２つのコンデンサＣ２６，Ｃ２７の接続点は、抵抗Ｒ２７を介してグランド電位側に接続されている。即ち、このＢＲＦ４３は、一般によく知られているＴ型のバンドリジェクトフィルタである。

ＢＲＦ４３の通過帯域は、図１２（ｂ）に破線で示す通りである。即ち、重畳部４１から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の帯域の信号が遮断され、それ以外の帯域の信号は通過する。

尚、バンドリジェクトフィルタは、周知の通り、バンドエリミネートフィルタ、ノッチフィルタなどと呼ばれることもある。また、よく知られたＬＣ並列共振回路も、バンドリジェクトフィルタの一種であり、よってＢＲＦ４３の代わりにＬＣ並列共振回路を用いてもよい。その場合、そのＬＣ並列共振回路の共振周波数を、交流電流の周波数ｆ１と同じか若しくは周波数ｆ１を含む所定の周波数帯域内に設定するとよい。

また、上記第１実施形態では、電流検出部２１として電流検出抵抗Ｒ１を用いていたが、本実施形態の電流検出部４７では、電流検出抵抗Ｒ１に代えてコイルＬ１０が設けられている。そして、このコイルＬ１０の両端のうちモータ２側に接続されている一端とグランドの間の電圧が、重畳部４１から流れる交流電流を示す検出信号として信号処理部４８に入力される。

電流検出部４７としてコイルＬ１０を用いていることにより、このコイルＬ１０と、重畳部４１内のカップリングコンデンサＣ１０とで、直列共振回路が構成されることとなる。

そこで、本実施形態では、この直列共振回路の共振周波数が、交流電源４６にて生成される正弦波電圧の周波数ｆ１と一致するか若しくはその周波数ｆ１を含む所定の帯域内の周波数となるように、コイルＬ１０やカップリングコンデンサＣ１０の素子値が設定されている。

信号処理部４８は、入力段のフィルタを除き、第１実施形態の信号処理部２２と同じ構成である。即ち、第１実施形態の信号処理部２２では、電流検出部２１からの検出信号がＨＰＦ２３を介してレベルシフト回路２４へ入力される構成であったが、本実施形態の信号処理部４８では、図１３に示すように、電流検出部４７からの検出信号が、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０を介してレベルシフト回路２４へ入力される。

ＢＰＦ５０は、図１３に示すような一般的な構成のものであり、オペアンプ５１と、オペアンプ５１の出力端子と反転入力端子の間に接続された、抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２１からなる並列回路と、オペアンプ５１の反転入力端子に接続された、抵抗Ｒ２２及びコンデンサＣ２２からなる直列回路と、により構成されている。オペアンプ５１の非反転入力端子はグランドに接地されている。また、抵抗Ｒ２２及びコンデンサＣ２２からなる直列回路の一端側（コンデンサＣ２２側）は、オペアンプ５１の反転入力端子に接続されており、他端側（抵抗Ｒ２２側）に、電流検出部４７からの検出信号が入力される。

このＢＰＦ５０の通過帯域は、図１１に破線で示す通りであり、重畳部４１から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の帯域の信号が通過し、それ以外の帯域の信号は遮断される。

なお、上記第２実施形態では、電流検出部４７を構成するコイルＬ１０の一端（モータ２側）とグランドの間の電圧を検出信号として信号処理部４８へ入力するようにしたが、このコイルＬ１０と重畳部４１内のカップリングコンデンサＣ１０からなる直列共振回路全体を電流検出部として、この電流検出部の両端の電圧（即ち直列共振回路の両端の電圧）を、例えば差動増幅回路で増幅後に信号処理部４８へ入力するようにしてもよい。

このように構成された本実施形態の回転検出システム４０では、電流検出部４７が備えるコイルＬ１０と、重畳部４１が備えるカップリングコンデンサＣ１０とによって、直流共振回路が形成されており、この直流共振回路の共振周波数は、交流電源４６にて生成される正弦波電圧の周波数ｆ１と一致するか若しくはその周波数ｆ１を含む所定の帯域内の周波数となるように設定されている。そのため、交流電源４６から出力される交流電力の、カップリングコンデンサＣ１０やコイルＬ１０による損失を、低く抑えることができる。

［第３実施形態］
図１４に、本実施形態の回転検出システム６０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム６０も、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部５を備えている点、重畳部５からモータ２への経路における、合流点Ｐから交流電源４側の直流非流入経路８に電流検出部２１が設けられている点、この電流検出部２１にて検出された交流電流（検出信号）に基づいて信号処理部２２が回転パルスＳｐを生成する点、などについては、第１実施形態と同じである。

そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。

本実施形態の回転検出システム６０では、直流電源３からモータ２への電力供給が、モータドライバ６１を介して行われる。
また、直流電源３とモータドライバ６１の間には、直流電源スイッチ６５が設けられている。この直流電源スイッチ６５は、制御部６２からの直流印加制御信号Ｓｄｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには直流電源３からの直流電圧がモータドライバ６１に入力され、ＯＦＦされているときには直流電源３からモータドライバ６１への直流電圧の入力が遮断される。

モータドライバ６１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭＯＳ１、スイッチＭＯＳ２、スイッチＭＯＳ３、及びスイッチＭＯＳ４を備え、このうちハイサイド側の各スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２（いずれもＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースは直流電源スイッチ６５を介して直流電源３に接続され、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４（いずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースはグランド電位に接続されている。また、ハイサイド側のスイッチＭＯＳ１のドレインはローサイド側のスイッチＭＯＳ３のドレインに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＭＯＳ２のドレインはローサイド側における他方のスイッチＭＯＳ４のドレインに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。

そして、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のゲートには、それぞれ、制御部６２からモータドライバ制御信号ＳＭ１〜ＳＭ４が入力され、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。

このように、モータドライバ６１を備えていることにより、このモータドライバ６１によるモータ２の正転・逆転の切り替えが可能である。即ち、モータ２を正転させる際は、直流電源スイッチ６５をＯＮさせると共に、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４をＯＮさせ、他の２つのスイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。これにより、直流電源３からの直流電圧が、モータドライバ６１を介してモータ２へ印加され、モータ２が正転を開始する。正転時には、図１４に矢印で示したように、モータ２において、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。

一方、モータ２を逆転させる際は、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。これにより、図１４に矢印でしたように、モータ２において、他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。

そして、回転中のモータ２を制動させる際は、短絡制動が行われる。短絡制動とは、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうちローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４をＯＮさせることで、モータ２の端子間（各ブラシ１６，１７間）を、これら各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させることにより、モータ２を制動させるものである。回転中のモータ２の各ブラシ１６，１７間を各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ２の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４、及びモータ２によって消費され、これによりモータ２が制動されてやがて停止することになる。

そのため、正転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１４に矢印で示すように、モータ２には、正転時とは逆方向のモータ電流、即ち他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることとなる。逆に、逆転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１４に矢印で示すように、モータ２には、逆転時とは逆方向のモータ電流、即ち一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることとなる。

短絡制動によってモータ２を制動させる場合に、重畳部５を、例えばモータドライバ６１の上流側（直流電源３側）に設けるようにすると、短絡制動が行われる期間中は、モータ２には重畳部５からの交流電圧が印加されないことになる。そこで本実施形態では、直流電源３からモータ２への通電経路のうち、起動〜定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路に対して、重畳部５からの交流電圧を重畳するようにしている。

より具体的には、図１４に示すように、モータドライバ６１の一方の中点Ｊからモータ２の一方のブラシ１６に至る経路上の合流点Ｐに、重畳部５からの交流電圧が重畳（印加）される。そして、第１実施形態と同様、重畳部５における直流非流入経路８（合流点Ｐから交流電源４側の経路）に、回転信号検出部６における電流検出部２１が設けられている。そして、信号処理部２２からの回転パルスＳｐは、制御部６２に入力される。

制御部６２は、上述した直流電源スイッチ６５の制御や、モータドライバ６１を構成する各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の制御を行うほか、第１実施形態の回転角検出部７と同様の機能、即ち回転パルスＳｐに基づいて回転角を検出する機能も備えている。なお、重畳部５からの交流電圧の出力を制御部６２によって制御するようにしてもよいし、また、信号処理部２２内の閾値設定部２７（図５参照）にて設定される閾値を、制御部６２からの制御信号によって可変設定できるようにしてもよい。

また、上記第１実施形態では、直流電源３の正極側から合流点Ｐに至る経路にチョークコイルＬｏを設けたが（図１参照）、本実施形態では、図１４に示す通り、合流点Ｐからモータドライバ６１における一方の中点Ｊに至る経路にチョークコイルＬｏが設けられている。

仮にこのチョークコイルＬｏがない場合、モータ２の正転時には、重畳部５からの交流電流の一部が、合流点Ｐからモータドライバ６１側へ分流し、中点Ｊ及びスイッチＭＯＳ１を経て直流電源３側へ流入してしまう。また、モータ２の逆転時にも、重畳部５からの交流電流の一部が、合流点Ｐからモータドライバ６１側へ分流し、中点Ｊ及びスイッチＭＯＳ３を経てグランド電位側へ流入してしまう。

そこで本実施形態では、合流点Ｐとモータドライバ６１との間にチョークコイルＬｏを設けることにより、重畳部５からの交流電流がモータドライバ６１側へ分流するのを抑制し、定常回転時はもちろん、短絡制動時でも、交流電流の大部分（理想的には全て）がモータ２へ流れるようにしているのである。

［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記第１実施形態の回転検出システム１では、図５に示すように、電流検出部２１による検出信号を、ＨＰＦ２３を通してレベルシフト回路２４に入力するようにしたが、このＨＰＦ２３に代えて、例えば、重畳部５から出力される交流電流の周波数成分を含む所定の帯域のみを通過させるＢＰＦを用いるようにしてもよい。この場合、交流電流の各周波数成分のうちどの周波数成分を通過させるようにするかは任意に決めることができ、例えば基本波周波数ｆ１のみを通過させるようにしてもよいし、特定の高調波成分のみを通過させるようにしてもよい。

但し、好ましくは、信号強度の強い基本波周波数ｆ１や３倍波ｆ３などを通過させるのがよい。また、重畳部５からは複数の周波数成分を持つ交流電流（即ち、高調波成分を多く含んだ交流電流）が出力されるため、検出信号のロスを低減するためには、ＨＰＦ３２を用いて全ての周波数成分を通過させるのがよい。

また、上記第２実施形態では、電流検出部４７としてコイルＬ１０を用いたが、第１実施形態及び第３実施形態の電流検出部２１についても、電流検出抵抗Ｒ１に限らずコイルを用いてもよい。また、電流検出抵抗やコイルに限らず、結果として交流電流の振幅変化が反映された検出信号を出力できる限り、電流検出部の具体的構成は限定されない。

また、上記各実施形態では、直流電源からの直流電流と重畳部からの交流電流が合流点Ｐにおいて合流（重畳）されてモータ２へ流れるものとして説明したが、このような合流点Ｐを備えることは必須ではない。例えば、モータ２の各ブラシ１６，１７と直流電源３との間を電線で接続すると共に、この電線とは物理的に別に用意された電線によって重畳部５と各ブラシ１６，１７との間を接続し、その電線に対して電流検出部を設けるようにしてもよい。

また、上記各実施形態では、直流電源３からモータ２への直流の通電経路における、モータ２の上流側に、重畳部５を接続して交流電流を重畳させるようにしたが、モータ２の下流側において交流電流を重畳させる構成としてもよい。具体的には、例えば図１の回路構成において、直流電源３を、チョークコイルＬｏとグランドとの間ではなく、モータ２においてグランドと接続されている一方のブラシ１７とグランドとの間に、ブラシ１７側に正極が接続されるように設ける。この構成の場合、直流電源３からの直流電流は、モータ２、合流点Ｐ、チョークコイルＬｏを経てグランドに至る経路を流れることになり、その電流経路におけるモータ２の下流側に重畳部５からの交流電流が重畳されることとなる。

電流検出部を設ける位置についても、上記実施形態では、直流非流入経路における、カップリングコンデンサＣ１０よりも交流電源側とは反対側に電流検出部を設ける例を示したが、これも一例であって、交流電源とカップリングコンデンサＣ１０の間に設けるようにしてもよい。

つまり、結果として、重畳部５からモータ２を経てグランド電位側に至る経路において、直流電源３からの直流電流が流れない経路が存在し、その経路に電流検出部を設けることができる限り、モータ２に対して直流電圧（電流）、交流電圧（電流）をどのように、どのような経路で印加する（通電させる）かの具体的形態は、種々考えられる。

また、上記各実施形態の信号検出部の構成（図５や図１３）は、あくまでも一例であり、図示の構成に限定されるものではないことはいうまでもない。電流検出部からの検出信号に基づいて回転パルスＳｐを生成できる限り、種々の構成を採ることができる。

また、上記実施形態では、重畳部内の交流電源が生成する電圧として、方形波電圧の場合（第１，第３実施形態）及び正弦波電圧の場合（第２実施形態）について説明したが、これら各電圧もあくまでも一例であり、例えば第１，第３実施形態において正弦波電圧を生成するようにしてもよいし、第２実施形態において方形波電圧を生成するようにしてもよい。或いは、他の種類の交流電圧を生成するようにしてもよい。

また、上記各実施形態では、モータ２の回転の過程において、ブラシに接触する整流子片が切り替わる際に生じる、モータ回路の瞬間的なインピーダンスの変化については、考慮しないものとして説明したが、瞬間的ではあれ、インピーダンスが変化することは事実であり、しかもそのインピーダンスの変化は回転に伴って周期的に生じる。そのため、その瞬間的に生じるインピーダンスの変化に基づいて（延いてはそれにより生じる交流成分の変化に基づいて）回転角等の回転状態を検出することも可能である。その場合、上記各実施形態のモータ２のようにコンデンサＣ１を設けることは必ずしも必要ではなくなる。

また、上記各実施形態では、モータ２の回転角を検出する回転検出システムについて説明したが、モータ２に代えて、例えば図１５に示すようなモータ７０を用いることで、回転方向も検出することが可能となる。

図１５に示すモータ７０は、上記各実施形態のモータ２に対して更に、第２相コイルＬ２にもコンデンサＣ２が並列接続された構成となっている。そして、このコンデンサＣ２の静電容量値は、第１相コイルＬ１に並列接続されたコンデンサＣ１の静電容量値とは異なる値である。

そのため、このモータ７０が１８０°回転する間、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ１６，１７間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第１実施形態では、図３に示したように、１８０°回転する間にモータ回路は状態Ａ〜Ｃの３種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態Ａ，Ｂの高インピーダンスと状態Ｃの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が３種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値（３種類の値）となる。即ち、１８０°回転する間にモータ回路のインピーダンスは３段階に変化するのである。

そのため、電流検出部２１により検出される交流電流は、モータ７０が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の３段階に順次変化する。
そこで、この３段階の振幅変化を検出するために、信号処理部２２において、互いに異なる値の閾値が設定された２つの閾値設定部を設けると共に、これら各閾値設定部に対応するように２つの比較部を設け、各比較部からそれぞれ回転パルスを出力させるようにするとよい。より具体的には、例えば、検出信号の振幅が中振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部と、検出信号の振幅が大振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部とを設ける。

このように構成することで、双方の比較部から出力される回転パルスの変化パターンに基づいて、モータ７０の回転方向を検出できるようになる。
また、図１５に示したモータ７０以外にも、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出及び回転方向の検出が可能である。

なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。

また、上記第１実施形態では、第１相コイルＬ１全体に対して完全に並列となるようにコンデンサＣ１を接続したが、例えば、第１相コイルＬ１の一部に中間タップをたててそこにコンデンサＣ１の一端を接続することにより、コンデンサＣ１を第１相コイルＬ１の一部に対して並列となるように接続してもよい。このような接続方法は、図１５に示したモータ７０や、後述する他のモータについても同様に適用できる。

また、上記各実施形態では、モータ２として、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図１６に示すモータ８０のように、電機子コイルとしての各相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３がスター結線されたモータであってもよい。スター結線の場合、例えば、図１６に示すように、２つの相コイルＬ１１，Ｌ１２の双方にそれぞれコンデンサＣ３１，Ｃ３２を並列接続することで、モータ８０の回転角や回転方向を検出することができる。

なお、図１６に示した構成はあくまでも一例に過ぎず、例えば、何れか１つの相コイルにのみコンデンサを並列接続するようにしてもよい。また例えば、全ての相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、２つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。

また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。

４相以上のモータに対する本発明の適用例として、図１７に、５相の直流モータの場合を示す。図１７に示すモータ９０は、５つの整流子片９１，９２，９３，９４，９５からなる整流子を有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５がそれぞれ接続（Δ結線）されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。

そして、各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５のうち２つの相コイル（第１相コイルＬ２１、第２相コイルＬ２２）に、それぞれコンデンサＣ４１，Ｃ４２が並列接続されている。このような５相のモータ９０についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。

なお、４相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、４相以上のモータにおいても、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、図１５に示したモータ７０と同様、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン（延いては交流電流の振幅変化パターン）に基づいて回転方向の検出も可能となる。

また、上記各実施形態では、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの周期的な変化を、モータ２の第１相コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列接続することによって実現していたが、回転に伴ってインピーダンスの変化が周期的に生じるようなモータの具体的構成は、他にも種々考えられる。

例えば、図１８に示すモータ１００も、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが周期的に変化する。図１８のモータ１００は、ハウジング１０１と、このハウジング１０１内に収容されたロータコア１１０とを備えている。ロータコア１１０は、ハウジング１０１の軸心に配置されている回転軸１０６に固定され、この回転軸１０６と共に回転する。

ハウジング１０１は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石１０２，１０３が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの磁石が所定間隔隔てて固定されている。各磁石１０２，１０３は、いずれも永久磁石であり、ロータコア１１０と対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。つまり、このモータ１００は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング１０１は軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの磁石１０２，１０３と共にモータ１００の磁気回路を構成している。

ロータコア１１０は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）１１１，１１２，１１３を有し、電機子コイル１０５が巻回されている。具体的には、第１ティース１１１に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース１１２に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース１１３に第３相コイルＬ３が巻回されており、これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により電機子コイル１０５が構成されている。

また、回転軸１０６には、整流子１０が固定されており、この整流子１０に、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７が摺接している。整流子１０と各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３との結線状態は、第１実施形態のモータ２（図１参照）と同じである。

更に、モータ１００には、ハウジング１０１の内周面において、２つの磁石１０２，１０３の間に、凸部１０４が設けられている。ハウジング１０１の内周面には、２つの磁石１０２，１０３が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石１０２，１０３の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。モータ１００では、図１８に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング１０１の内周面から径方向内側へ突出するように凸部１０４が設けられている。また、この凸部１０４は、２つの磁石１０２，１０３のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石１０２，１０３の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。

凸部１０４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部１０４が設けられていることにより、モータ１００のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア１１０の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ２のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ロータコア１１０及びハウジング１０１はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ１００の磁気抵抗は、ロータコア１１０（詳しくは各ティース１１１，１１２，１１３の外周面）とハウジング１０１の内周面又は磁石１０２，１０３との間のエアギャップ、及び各磁石１０２，１０３の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各磁石１０２，１０３については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石１０２，１０３は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ１００の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石１０２，１０３の存在は無視することができ、各磁石１０２，１０３はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部１０４がないならば、ロータコア１１０とハウジング１０１の内周面とのエアギャップはロータコア１１０が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、モータ１００は、ハウジング１０１の内周面に、ハウジング１０１とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部１０４が設けられている。そのため、モータ１００の回転角によって、即ちロータコア１１０の各ティース１１１，１１２，１１３の外周面がこの凸部１０４と対向しているか否かによって、モータ１００の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ１００の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、重畳部から出力されて電流検出部を流れる交流電流の振幅も変化する。

この振幅の変化は、モータ１００の回転（詳しくはロータコア１１０及び回転軸１０６の回転）に伴って周期的に生じる。そこで、この交流電流の振幅の変化に基づき、上述した各実施形態と同様に、モータ１００の回転角を検出することができる。

なお、ハウジング側に工夫を加えることでモータ回路のインダクタンスを周期的に変化させることが可能な構成は、図１８に示したモータ１００以外にも多種多様のものが考えられる。具体的には、凸部の設置位置や設置数を適宜変更したり、凸部の形状自体に工夫を加えることで回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化パターンに特徴を持たせたりすることができる。

また、モータ回路のインダクタンスを周期的に変化させるための構成は、図１８に示したモータ１００のようにハウジング側に工夫を加えること以外にも実現可能である。例えば、図１９に示すモータ１２０は、第１実施形態のモータ２に対し、コンデンサＣ１に代えて、コンデンサ以外のインピーダンス素子１２２を相コイルに並列接続した構成となっている。

インピーダンス素子１２２としては、例えばインダクタンス素子（コイル）であってもよいし、抵抗であってもよい。また、１つの相コイルにのみ並列接続するのはあくまでも一例に過ぎない。結果としてモータ回路のインピーダンスが回転に伴って周期的に変化する限り、どのような素子をどの相コイルに対してどのように接続するかは適宜決めることができる。

また、一般に直流モータにおいては、サージ吸収のためにリングバリスタが用いられることがある。このようにリングバリスタを有するモータの場合には、このリングバリスタを利用して、回転に伴う周期的なインピーダンス変化を生じさせるようにすることができる。

例えば、リングバリスタが有する複数の電極のうち隣接する電極間にコンデンサやインダクタンス素子等を接続するようにしてもよい。また例えば、上述した各種モータのように別途コンデンサやインダクタンス素子等を接続することなく、各電極の面積に差異をもたせるなどしてリングバリスタ自体の構成に工夫を加えることで、回転に伴う周期的なインピーダンス変化が生じるようにすることもできる。

また、上記各実施形態では、一対のブラシを有するモータについて説明したが、複数対のブラシを有するモータに対しても本発明を適用することが可能である。

１，４０，６０…回転検出システム、２，７０，８０，９０，１００，１２０…モータ、３…直流電源、４，４６…交流電源、５，４１…重畳部、６…回転信号検出部、７…回転角検出部、８，４９…直流非流入経路、１０…整流子、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７…ブラシ、２１，４７…電流検出部、２２，４８…信号処理部、２３…ＨＰＦ、２４…レベルシフト回路、２５…包絡線検波部、２６…ＬＰＦ、２７…閾値設定部、２８…比較部、３０，３１，５１…オペアンプ、３２…基準電圧生成部、３３…コンパレータ、４３…ＢＲＦ、６１…モータドライバ、６２…制御部、６５…直流電源スイッチ、９１〜９５…整流子片、１０１…ハウジング、１０２，１０３…磁石、１０４…凸部、１０５…電機子コイル、１０６…回転軸、１１０…ロータコア、１１１…第１ティース、１１２…第２ティース、１１３…第３ティース、１２２…インピーダンス素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２６，Ｃ２７，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ４１，Ｃ４２…コンデンサ、Ｃ１０…カップリングコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｊ，Ｋ…中点、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５…相コイル、Ｌ１０…コイル、Ｌｏ…チョークコイル、ＭＯＳ１〜ＭＯＳ４…スイッチ、Ｐ…合流点、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２６，Ｒ２７…抵抗

Claims (6)

1. 直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
   前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
   当該回転検出装置は、
   前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
   前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
   を備え、
   前記交流重畳手段は、前記直流電源から前記交流重畳手段へ直流電流が流れることを防ぐための直流電流遮断部、及び前記交流電流が流れると共に前記直流電流の流入が前記直流電流遮断部により遮断される直流非流入経路を有し、さらに、交流電圧を生成する交流電源を備え、該交流電源から前記直流非流入経路を介して前記直流モータへ前記交流電流を供給するよう構成されており、
   前記直流電流遮断部は、前記直流非流入経路に設けられたコンデンサであり、
   前記通電検出手段は、前記直流非流入経路に設けられ、該直流非流入経路に配置されたインダクタンス素子を検出用素子として備え、
   前記インダクタンス素子と前記コンデンサとにより直列共振回路が構成されており、
   前記直列共振回路は、その共振周波数が、前記交流重畳手段からの前記交流電圧の周波数成分と同じか、若しくは該周波数成分を含む所定の周波数範囲内の周波数となるように構成されている
   ことを特徴とする回転検出装置。
2. 請求項１に記載の回転検出装置であって、
   前記回転状態検出手段は、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記交流重畳手段からの前記交流電圧の周波数成分の少なくとも一部を含む所定の周波数帯域の交流電圧を抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段により抽出された交流電圧に対し、予め設定された電圧だけ直流オフセットを加える直流オフセット手段と、
   前記直流オフセット手段によって前記直流オフセットが加えられた後の前記交流電圧の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
   を備えたことを特徴とする回転検出装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の回転検出装置であって、
   前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制するための、分流抑制手段を備えている
   ことを特徴とする回転検出装置。
4. 直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、
   前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、
   を備えた回転検出システムであって、
   前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
   前記回転検出装置は、
   前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
   前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
   を備え、
   前記交流重畳手段は、前記直流電源から前記交流重畳手段へ直流電流が流れることを防ぐための直流電流遮断部、及び前記交流電流が流れると共に前記直流電流の流入が前記直流電流遮断部により遮断される直流非流入経路を有し、さらに、交流電圧を生成する交流電源を備え、該交流電源から前記直流非流入経路を介して前記直流モータへ前記交流電流を供給するよう構成されており、
   前記直流電流遮断部は、前記直流非流入経路に設けられたコンデンサであり、
   前記通電検出手段は、前記直流非流入経路に設けられ、該直流非流入経路に配置されたインダクタンス素子を検出用素子として備え、
   前記インダクタンス素子と前記コンデンサとにより直列共振回路が構成されており、
   前記直列共振回路は、その共振周波数が、前記交流重畳手段からの前記交流電圧の周波数成分と同じか、若しくは該周波数成分を含む所定の周波数範囲内の周波数となるように構成されている
   ことを特徴とする回転検出システム。
5. 請求項４に記載の回転検出システムであって、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子を介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
   を有し、
   前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
   ことを特徴とする回転検出システム。
6. 請求項４に記載の回転検出システムであって、
   前記直流モータは、
   内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
   前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   を有し、
   回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
   ことを特徴とする回転検出システム。

Images