JP5519321B2 - 回転検出装置および直流モータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシ付き直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出する回転検出装置および直流モータ装置に関する。

ブラシ付き直流モータ（以下単に「直流モータ」とも言う。）は、例えば車両において、空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーおよび吹き出し口切り替え用のモードダンパーの開閉角度位置、ならびにパワーウィンドウの上下位置など、各装置の可動部材の位置を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、直流モータの回転角、回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、検出した回転状態に基づいて各可動部材の位置を精度良く調整する必要がある。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を車載ＥＣＵ等の他の装置へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増およびコストアップを招く。

そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は、種々提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１では、複数相の相コイルからなる電機子コイルのいずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシ間の電気抵抗がモータの回転に伴って周期的に変化する構成を採用している。そして、ブラシを介して電機子コイルに直流電流が供給されると、モータに流れる電流（モータ電流とも言う。）の電流値も電機子の回転に伴って変化する。特許文献１では、モータ電流の変化を検出パルスとして検出することによりモータの回転状態を検出している。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、モータを駆動する直流電流値が減少すると、モータ電流の変動も小さくなる。

また、モータを停止させるためにモータを駆動する直流電流の供給を遮断すると、誘導起電力によって電流は流れるものの、その大きさはモータの回転速度が低下するにしたがい小さくなる。そして、モータが停止したときには、誘導起電力によって流れる電流もゼロになる。

このように、直流電流値が減少またはセロになると、直流電流の変動に基づいてモータの回転状態を検出することは困難になる。
また、特許文献１では、モータ電流にノイズやサージ等の誤信号が発生するとモータ電流の電流値は変化する。ノイズやサージによるモータ電流値の変化をそのままモータの回転に伴うモータ電流値の変化として検出すると、モータの回転状態を誤検出する恐れがある。

本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、センサを設けることなくモータ電流の直流成分の大きさに関わらず回転状態を検出できるブラシ付き直流モータの回転状態を、精度良く検出する回転検出装置および直流モータ装置を提供することを目的とする。

請求項１から１３に記載の発明によると、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を備える直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、直流モータは、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構を備え、回転状態検出装置は、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を一対のブラシ間に印加する電源部と、一対のブラシ間に流れる電流またはこの電流が流れる通電経路上の電圧を検出する通電検出手段と、通電検出手段が検出する電流または電圧の交流成分の振幅変化に基づいて、回転状態として、少なくとも直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、可変機構により電機子の回転に伴って通電検出手段が検出する交流成分の出力パターンが変化することに基づいて、回転状態検出手段が検出する回転状態を補正する補正手段と、を備える。

このように、直流電圧に交流電圧を重畳してブラシ付き直流モータに印加する構成は従来にはなく、新規なものである。そして、直流電圧に交流電圧を重畳してモータに印加しても、直流モータのトルクは、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧によってモータに流れるモータ電流のうち直流電流成分により発生し、交流電流成分は直流モータのトルクに影響を与えることはない。

これにより、直流モータの回転状態（加速中、減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、そしてモータのトルクに影響を与えることなく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。

また、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構を直流モータが有しているので、交流成分の振幅も周期的に変化する。したがって、仮に電源部から印加される直流電圧が低下したり、制動時に電源部から印加される直流電圧が０になってモータ電流の直流成分が変動しても、一定の交流電圧を印加し続けることにより、モータ電流の交流成分の振幅の変化に基づいて回転状態を精度良く検出することができる。

そして、モータ電流または経路電圧を通電検出手段が検出し、回転状態検出手段が、その検出されたモータ電流または経路電圧に含まれる交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転状態として、少なくとも回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを、エンコーダ等のセンサを設けることなく検出できる。

また、通電検出手段が検出する交流成分の出力パターンは、直流モータの回転状態に応じたパターンになる。したがって、直流モータに対して指令される回転状態とは異なる出力パターンが検出されるのは、検出された交流成分に、直流電圧に重畳した交流電圧以外のノイズやサージ等の誤信号が発生しているか、あるいは直流モータの回転状態が指令された回転状態とは異なるときである。

このように、単に交流成分の振幅変化をそのまま電機子の回転に伴う交流成分の振幅の変化として検出するのではなく、交流成分の振幅変化による出力パターンの変化に着目することにより、回転状態検出手段が検出する直流モータの回転状態を、交流成分の出力パターンに基づいて補正できる。

請求項１、３、６、９および１０に記載の発明によると、出力パターンの変化から停止時に電機子が逆回転したか否かを逆回転判定手段が判定し、補正手段は、電機子が逆回転したと逆回転判定手段が判定すると、回転状態検出手段が検出する回転状態を補正する。

一方向に回転している電機子がそのまま停止する場合と、コギングトルクまたは駆動対象から加わる負荷変動等により逆回転して停止する場合とでは、交流成分の出力パターンが異なる。したがって、逆回転検出手段は、出力パターンに基づいて、停止時に電機子が逆回転したか否かを判定できる。そして、補正手段は、電機子が逆回転した場合には、回転状態検出手段が検出する回転状態を補正できる。

これにより、電機子が逆回転して停止したにも関わらず、逆回転せずにそのまま停止したと回転状態を誤検出することを極力低減できる。
請求項１および１１に記載の発明によると、逆回転判定手段は、出力パターンとして、交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、振幅が大きくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に電機子が逆回転したか否かを判定する。

交流成分の振幅が大きくなる期間は、電機子が一方向に回転した状態で停止すると、徐々に長くなる。一方、電機子が停止するときに、交流成分の振幅が大きくなる今回の期間が前回の期間以下になると、交流成分の振幅が大きくなる期間の途中で、電機子が逆回転したと判定できる。

請求項２および３に記載の発明によると、逆回転判定手段は、出力パターンとして、交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間が交互に繰り返されるときに、振幅が小さくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に電機子が逆回転したか否かを判定する。

交流成分の振幅が小さくなる期間は、電機子が一方向に回転した状態で停止すると、徐々に長くなる。一方、電機子が停止するときに、交流成分の振幅が小さく今回の期間が前回の期間以下になると、交流成分の振幅が小さくなる期間の途中で、電機子が逆回転したと判定できる。

請求項４および６に記載の発明によると、直流モータはブラシを一対だけ備え、可変機構は、ｎ相の複数の電機子コイルに対応するｎ個の整流子片のうち一対の整流子片をコンデンサで接続し、コンデンサが接続している一対の整流子片の両方と同時に摺接する位置に一対のブラシを設置することにより、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化するように構成されている。

このモータの構成によれば、電機子が１回転する間に、コンデンサが接続されている一対の整流子片の両方と一対のブラシが同時に摺接するときがある。このとき、一対のブラシ間においてリアクタンスが小さくなる。つまり、交流成分の振幅が大きくなる。

一方、コンデンサが接続されている一対の整流子片の両方と一対のブラシが同時に摺接しないときには、一対の整流子片の両方と一対のブラシが同時に摺接する場合よりも、一対のブラシ間においてリアクタンスが大きくなる。つまり、交流成分の振幅が小さくなる。

したがって、交流成分の振幅が大きくなる期間をＴｏｎ、小さくなる期間をＴｏｆｆとすると、定常回転時には、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：（ｎ−１）になる。そして、一方向に回転している電機子がそのまま停止する場合には、期間をＴｏｎ、Ｔｏｆｆがこの順番で発生するときに、１：（ｎ−１）の比率に相当する期間よりも期間Ｔｏｆｆが長くなるので、期間Ｔｏｎの次に期間Ｔｏｆｆが来るとすると、Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＜１／（ｎ−１）になる。

これに対し、電機子が停止するときに、Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ≧１／（ｎ−１）になると、一方向に回転している電機子がそのまま停止する場合の出力パターンと異なるので、電機子は停止時に逆回転したと判定できる。

請求項５に記載の発明によると、可変機構は、複数の整流子片のうち二対以上の整流子片の各対の整流子片の間をそれぞれコンデンサで接続することにより、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化するように構成されており、補正手段は、通電検出手段が検出する交流成分の出力パターンが電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、回転状態検出手段が検出する回転状態を補正する。

このように、一対の整流子片ではなく二対以上の整流子片の各対の間をコンデンサで接続する構成においても、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化し、交流成分の出力パターンが周期的に変化する。これにより、回転状態検出手段が検出する直流モータの回転状態を、交流成分の出力パターンに基づいて補正できる。

請求項７および８に記載の発明によると、補正手段は、交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数の変化に基づいて、定常回転時に通電検出手段が検出する交流成分以外の誤信号を除去する。

交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数は、電機子が定常回転している場合には一定である。このときに、モータ電流またはモータ電圧にノイズまたはサージ等による誤信号が発生すると、この誤信号を交流成分の振幅が大きい成分として通電検出手段が検出することがある。

しかし、誤信号を検出したときの周波数は、定常回転時の周波数と異なる。したがって、補正手段は、定常回転時において、交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数に基づいて、交流成分中に発生する誤信号を除去できる。

請求項１２に記載の発明によると、電機子の回転に伴う交流成分の振幅変化に応じてパルス信号を生成するパルス生成手段を備えている。
これにより、交流成分そのものよりも、出力パターンを検出しやすいパルス信号の出力パターンの変化に基づいて、補正手段は回転状態を容易に補正できる。

ここで、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する直流モータの可変機構として、例えば相コイルに抵抗を接続することにより、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる構成の場合、モータ電流の直流成分の大きさが変動し、モータにトルク変動が生じる。モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、あるいはモータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。

そこで、請求項１３に記載の発明によると、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、を有する直流モータと、請求項１から１３のいずれか一項に記載の回転検出装置と、を備えている。

このように、直流モータにおいて、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構の構成は、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる可変機構に比べ、モータ電流の直流成分の変動を極力小さくすることができる。したがって、直流モータのトルク変動を極力低減できる。

第１実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 モータに印加する電源電圧の特性図。 回転検出装置の回転信号検出部の回路構成を表すブロック図。 （Ａ）はモータが１８０°回転する間の３種類のモータ回路を表す説明図、（Ｂ）は３種類のモータ回路における周波数とインピーダンスとの関係を表す特性図。 モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。 （Ａ）はモータ停止時のモータ電流を示すタイムチャート、（Ｂ）はモータ停止時のＨＰＦ通過後の交流成分および検出パルスを示すタイムチャート。 モータの回転開始から停止までのモータ電流、ＨＰＦ後の検出電流、検出パルスを示すタイムチャート。 モータ停止時の回転状態検出ルーチンを示すフローチャート。 第２実施形態によるモータの構成を示す概略回路図。 定常回転時および停止時における交流成分を示すタイムチャート。 第３実施形態によるモータの構成を示す概略回路図。 定常回転時および停止時における交流成分を示すタイムチャート。 （Ａ）は第４実施形態によるモータの構成を示す概略回路図、（Ｂ）は定常回転時における交流成分を示すタイムチャート。 第５実施形態によるモータの構成を示す概略回路図。 回転に伴い変化するモータ回路を示す回路図。 定常回転時および停止時における交流成分を示すタイムチャート。 第６実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 第７実施形態によるモータを示す概略構成図。 第８実施形態によるモータを示す概略構成図。 モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、第１実施形態による直流モータ装置２を示す。直流モータ装置２は、モータ１０と、モータ１０の回転状態を検出する回転検出装置１００とから主に構成されている。

（モータ１０）
モータ１０は、回転方向に１８０°離れ互いに対向して配置された一対のブラシ１２、１４と電機子２０とを備えている。モータ１０は、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、ブラシ１２、１４と接触する３つの整流子片３１、３２、３３からなる整流子３０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３が、それぞれデルタ結線されている。

すなわち、第３整流子片３３と第１整流子片３１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片３１と第２整流子片３２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片３２と第３整流子片３３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３からなる電機子コイルおよび整流子３０により、電機子２０が構成されている。

なお、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、互いに電気角で２π／３ずつ離れるように配置されている。

整流子片３１、３２、３３の回転方向の長さは等しく、３つの整流子片３１、３２、３３のうちいずれか２つが、ブラシ１２、１４にそれぞれ接触している。モータ１０の回転による整流子３０の回転に伴って、ブラシ１２、１４と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

本実施形態のモータ１０は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有するとともに、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するように電機子２０が配置されている。

さらに、本実施形態では、モータ１０において、第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続されている。つまり、コンデンサＣ１は、第１整流子片３１と第３整流子片３３とを接続している。

そのため、後述する交流電源１０４から出力されてカップリングコンデンサ１０６により直流電源１０２からの直流電圧に重畳される交流重畳電圧は、ブラシ１２、１４およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ１０内部の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３およびコンデンサＣ１からなるモータ回路に印加される。そして、このように直流電圧に交流電圧が印加された電源電圧が印加されることにより、モータ回路には交流電流成分を含む電流が流れる。

コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には電流が流れやすい低リアクタンス特性、つまり低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源１０２からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができる。したがって、直流電源１０２からの直流電流は各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、交流電源１０４からみれば、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は高リアクタンス、つまり高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態から電機子２０が時計回りに回転し、ブラシ１４に第１整流子片３１が接触するようになると、ブラシ１２、１４間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。すなわち、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成される。この状態では、ブラシ１２、１４間のモータ回路のインピーダンスは図１に示した状態とは異なり、例えば特定の周波数以上の領域では非常に小さいインピーダンスとなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のみからなる回路とみなせる。それ故、直流電源１０２からの直流電流によって回転するモータ１０の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ１０の回転角に応じてブラシ１２、１４と接触する２つの整流子片が切り替わる毎にブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路の構成が変化するので、モータ回路においてリアクタンスとして静電容量値、つまりインピーダンスが変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ１０の電機子２０が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は２段である。これについては後で図４を用いて詳しく説明する。

そして、インピーダンス（リアクタンス）の変化は、モータ１０に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の振幅変化、或いはそのモータ電流が流れる通電経路上の電圧（経路電圧）に含まれる交流成分（交流電圧成分）の振幅変化として現れる。

したがって、回転角に応じて変化するモータ電流または経路電圧の交流成分の振幅変化を検出できれば、モータ１０の回転角を検出することができる。そこで本実施形態の回転検出装置１００では、回転信号検出部１１０がモータ電流に含まれる交流成分の振幅変化を検出する。これにより、交流成分の変化から、ブラシ間におけるモータ回路のリアクタンスの変化を間接的に検出する。そして、検出した交流電流成分の振幅の変化に基づいて、後述するように検出パルスＳｐを生成する。

（回転検出装置１００）
回転検出装置１００は、モータ１０の回転角を検出するための装置であり、直流電源１０２、交流電源１０４、回転信号検出部１１０、回転状態検出部１４０、および補正部１５０等を備えている。回転検出装置１００は、例えば車両の空調装置における各ダンパーを駆動するモータ、あるいはパワーウィンドウを駆動するモータの回転角を検出するために用いられるものである。もちろん、車両の空調装置またはパワーウィンドウへの適用は本発明の実施態様としてのあくまでも一例である。

（電源部）
本実施形態の電源部は、直流電源１０２と、交流電源１０４と、カップリングコンデンサ１０６とを備えている。

直流電源１０２は、モータ１０を回転駆動さるトルクを発生させるための電圧を発生する。交流電源１０４は、所定の周波数の交流電圧を発生する。カップリングコンデンサ１０６は、直流電源１０２から出力される直流電圧に交流電源１０４から出力される交流電圧を重畳させる。

図２に示すように、モータ１０に印加される交流重畳電圧は、直流電圧Ｖｂに、振幅Ｖｓで周波数ｆの交流電圧が重畳された交直混在（脈流の一種）である。この交流重畳電圧がモータ１０に印加されることにより、モータ１０に流れるモータ電流も直流電流に交流電流が重畳された電流となる。

このような電源部の構成により、モータ１０には、単に直流電源１０２から出力される直流電圧が印加されるだけではなく、交流電源１０４から出力される交流電圧が直流電圧に重畳されて印加される。そのため、モータ１０には、直流電圧による直流電流に交流電圧による交流電流が重畳された電流が流れる。

なお、直流電源１０２からの直流電圧の印加を停止し、交流電源１０４からの交流電圧のみをモータ１０に印加することも可能である。
（回転信号検出部１１０）
回転信号検出部１１０は、電流検出部１１２と信号処理部１２０とを備えており、モータ１０に流れるモータ電流に基づいてモータ１０の回転角に応じた検出パルスＳｐを生成し出力する。

電流検出部１１２は、モータ１０の通電経路上（詳しくはグランド電位側のブラシ１４からグランド電位に至る通電経路上）に設けられている。信号処理部１２０は、電流検出部１１２により検出された通電電流（モータ電流）に基づく各種信号処理を行って検出パルスＳｐを生成する。

図３に示すように、電流検出部１１２は、モータ１０の通電経路上に挿入された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号として信号処理部１２０へ取り込まれる。モータ電流については後述する。

尚、電流検出部１１２において、モータ１０の通電経路上に設置した電流検出抵抗Ｒ１に代えて、コイルを設置してもよい。
信号処理部１２０は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２２と、増幅部１２４と、包絡線検波部１２８と、比較部１３０とを備えている。

ＨＰＦ１２２は、コンデンサＣ１０および抵抗Ｒ２からなる周知の構成のものである。信号処理部１２０に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ１２２によって、直流電流成分を含む所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされ、交流電源１０４にて生成される交流電圧の周波数を含む、上記遮断周波数より高い周波数成分が抽出されて増幅部１２４に入力される。そのため、検出されたモータ電流（検出信号）のうち、直流電流成分はこのＨＰＦ１２２によって遮断され、交流電流成分のみが増幅部１２４へ入力されることとなる。

なお、ＨＰＦ１２２に代えて、例えば、交流電流成分の周波数を含む所定の帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。
電流検出抵抗Ｒ１により検出され、ＨＰＦ１２２によって抽出された検出信号（交流電流成分）は、増幅部１２４にて増幅される。

増幅部１２４は、オペアンプ１２６と、オペアンプ１２６の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ１２６の反転入力端子とグランド電位との間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、ＨＰＦ１２２から非反転入力端子に入力される検出信号が所定の増幅率にて増幅される。

増幅部１２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部１２８にて包絡線検波される。包絡線検波部１２８は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１１とを備えてなる。ダイオードＤ１のアノードには、増幅部１２４にて増幅された検出信号が入力される。

包絡線検波部１２８により、増幅部１２４から入力された交流の検出信号が包絡線検波され、交流電流成分の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。尚、包絡線検波部１２８から出力される検波信号の立ち下がりのなまりは、抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ１１の時定数に応じて変化する。

比較部１３０は、コンパレータ１３２と、一端がコンパレータ１３２の非反転入力端子に接続されて他端が包絡線検波部１２８に接続された抵抗Ｒ６と、コンパレータ１３２の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ７と、一端がコンパレータ１３２の反転入力端子に接続されて他端が抵抗Ｒ９に接続された抵抗Ｒ８とを備えている。

包絡線検波部１２８から出力された検波信号は、比較部１３０に入力され、この比較部１３０において抵抗Ｒ６を介してコンパレータ１３２の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ１３２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ８を介して設定される閾値が入力される。これにより、コンパレータ１３２では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

比較部１３０に入力される閾値は、本実施形態では、図５に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間での検波信号よりも小さい所定の値が設定されている。

そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部１２８から比較部１３０へ入力される検波信号はコンパレータ１３２の反転入力端子に入力される閾値よりも小さいため、コンパレータ１３２からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部１２８から比較部１３０へ入力される検波信号はコンパレータ１３２の反転入力端子に入力される閾値よりも大きくなるため、コンパレータ１３２からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ１３２から出力されたローレベル、ハイレベルのパルス信号は、検出パルスＳｐとして、回転状態検出部１４０に入力される。
このように、信号処理部１２０では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して低周波領域のカット、交流電流成分の増幅、包絡線検波といった各種信号処理を行った上で検出パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な検出パルスＳｐが生成される。

（回転状態検出部１４０）
回転状態検出部１４０は、パルスカウント部１４２と回転角検出部１４４とを備えており、回転信号検出部１１０から出力される検出パルスＳｐに基づいてモータ１０の回転角を検出する。

パルスカウント部１４２は、コンパレータ１３２からパルス信号が出力される毎にカウントアップする。尚、コンパレータ１３２から出力されるパルス信号をパルスカウント部１４２に入力する前に、適宜波形整形およびレベル調整してもよい。

回転角検出部１４４は、パルスカウント部１４２から入力されたパルス数に基づき、モータ１０の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、モータ１０を駆動制御する図示しない駆動制御部においてフィードバック信号として用いられる。

（補正部１５０）
補正部１５０は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、入出力インターフェース等を備えるマイクロコンピュータ（以下、マイコンとも言う。）から主に構成されている。補正部１５０は、コンパレータ１３２から出力される検出パルスＳｐからモータ電流の交流成分の出力パターンを検出し、パルスカウント部１４２がカウントするパルス数を出力パターンに基づいて補正する。

（モータ回路の変化）
次に、モータ１０が１８０°回転する間における、モータ１０内部の結線状態の変化、すなわちブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路の変化を、図４の（Ａ）に示す。図４の（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ１０のモータ回路は、モータ１０が１８０°回転する間に、状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化する。

状態Ａは、直流電源１０２の正極側（以下「Ｖｂ側」とも言う。）のブラシ１２に第１整流子片３１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」とも言う。）のブラシ１４に第２整流子片３２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ１０の等価回路、すなわちブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。なお、Ｖｂとは、図２で説明したように、直流電源１０２から出力される直流電圧を示すものである。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１２から他方のブラシ１４に至るまでの経路上には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、回路全体のインピーダンスが高くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片３１から第３整流子片３３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１４には第２整流子片３２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１２から他方のブラシ１４に至るまでの経路上には必ずいずれかのコイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでも回路全体のインピーダンスは高く、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１４に接触する整流子片が、状態Ａ、Ｂのときの第２整流子片３２から第１整流子片３１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１２には第３整流子片３３が接触している。つまり、状態Ｃでは、コンデンサＣ１が接続している一対の第１整流子片３１と第３整流子片３３の両方に一対のブラシ１２、１４が同時に接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２および第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、回路全体のインピーダンスが低くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は大きくなる。

このように、モータ１０が１８０°回転する間には、ブラシ１２、１４と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴ってブラシ１２、１４間のモータ回路は状態Ａ、Ｂ、Ｃの３種類に切り替わる。しかし前述したように、状態Ａと状態Ｂは回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は２段である。

なお、モータ１０の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスは変化するが、この切り替わり期間はモータ１０が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片３３から第２整流子片３２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１４には第１整流子片３１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１４に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片３１から第３整流子片３３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１２には第２整流子片３２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片３２から第１整流子片３１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１４には第３整流子片３３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ１０は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

そのため、モータ電流は、図５に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。
しかも、本実施形態では、モータ１０の回転角によって変化するインピーダンスの差が大きくなるよう構成されている。すなわち、図４の（Ａ）で説明したように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のインピーダンスは、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じないために高いインピーダンスとなるのに対し、状態Ｃ、Ｃ’のインピーダンスは、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じて非常に低いインピーダンスとなる。

このように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスと状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスに大きな差があるため、モータ電流中の交流電流成分の振幅も、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときと状態Ｃ、Ｃ’のときとで、図５に示すように大きな差が生じる。なお、図５は、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスが状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスの約４倍の場合の波形を例示している。

そのため、信号処理部１２０において比較部１３０のコンパレータ１３２の反転入力端子に入力すべき閾値を、より高い自由度・範囲内で設定することができる。そして、例えば、閾値を、状態Ａのときの検波信号と状態Ｃのときの検波信号の中間値付近の値に設定すれば、比較部１３０による比較がより正確に行われ、図５に示すように、回転角に応じた正確な検出パルスＳｐを確実に生成することができる。

ここで、前述したように、電機子２０が１８０°回転する間に、モータ回路は状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化し、状態Ｃのインピーダンスが状態Ａ、状態Ｂよりも小さくなる。すなわち、電機子２０が１８０°回転する間の１２０°の期間は交流成分の振幅が小さくなり、６０°の期間は振幅が大きくなる。したがって、振幅が大きい期間をＴｏｎ、振幅が小さい期間をＴｏｆｆとすると、定常回転時においては、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：２なる。

ところで、交流電源１０４から出力される交流電圧の周波数は、本実施形態では、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路における共振周波数をｆ１、状態Ｃ、Ｃ’のモータ回路における共振周波数をｆ２としたとき、これら各共振周波数とはいずれも異なる周波数に設定されている。より具体的には、これら各周波数ｆ１、ｆ２のいずれよりも大きい所定の周波数の交流電流が交流電源１０４から供給されるように構成されている。

図４の（Ｂ）に、図４の（Ａ）に示した各状態におけるインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、共振周波数ｆ１で小さなピーク値が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ、Ｃ’の場合、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆ２を中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’と状態Ｃ、Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆ３を除き、インピーダンスが異なる。特に、共振周波数ｆ１を中心とする所定帯域や、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。そのうち特に、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の領域では、例えば周囲温度の変化によってコンデンサＣ１の静電容量値が変化して共振周波数ｆ１、ｆ２が変化しても、インピーダンス比の変化が少ないため、回路設計上の観点からも、交流電源１０４の交流電圧の周波数として使用しやすい領域である。

そのため、本実施形態では、交流電源１０４の交流電圧の周波数を、周波数ｆ３よりも高い所定の周波数としている。
（モータ１０停止時のモータ電流）
続いて、回転中のモータ１０が停止する際のモータ電流を図６の（Ａ）に示す。なお、図６の（Ａ）では、インピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図６の（Ｂ）においても同様である。

図６の（Ａ）に示す例では、回転中のモータ１０に制動をかけて停止させる停止制御（制動制御）の際、モータ１０への直流電源１０２からの直流電圧の印加（直流電流の電源供給）を停止させる。一方、交流電源１０４からの交流電圧（交流電流）については、モータ１０の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ１０の回転角を検出する目的で供給されるものであるため、回転中か停止制御時かにかかわらず、モータ１０の回転が制御されている間は常時モータ１０へ供給される。

そのため、停止制御開始後（直流電源１０２からの直流電圧印加停止後）のモータ電流は、図示の如く、誘導起電力によって生じる電流に交流電源１０４からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ１０の回転速度が低くなるほど小さくなるため、この誘導起電力による電流は徐々に小さくなり、モータ１０が停止したときにはこの電流もゼロになる。

一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために常に交流電源１０４から供給されるものであるため、図６の（Ａ）に示すように、モータ１０の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、モータ１０の回転速度に関係なく、モータ１０の回転角を検出することができるのである。

図６の（Ａ）に示した停止制御時における、信号処理部１２０にて生成される検出パルスＳｐの例を、図６の（Ｂ）に示す。図６の（Ｂ）の上側の波形は、ＨＰＦ１２２から出力され増幅部１２４にて増幅された後の検出信号であり、下側の波形が、比較部１３０から出力される検出パルスＳｐである。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の検出パルスＳｐが生成される。

モータ１０が停止するときには、電機子２０の回転速度が遅くなるので、図６の（Ｂ）に示すように、インピーダンスの変化に伴う検出パルスの発生間隔およびパルス幅も長くなる。

そして、本実施形態では、検出パルスＳｐはモータ１０が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この検出パルスＳｐが生成される毎にモータ１０が１８０°回転したものとして、モータ１０の回転角を検出することができる。

（停止時の逆回転検出）
図７にモータ１０が回転を開始してから停止するまでの、モータ電流とＨＰＦ１２２から出力される検出電流と比較部１３０から出力される検出パルスとの関係を示す。

直流電源１０２からモータ１０に直流電圧を印加すると、モータ１０の電機子２０は一方向に回転を開始する。モータ電流は直流電圧の印加開始時に一旦上昇するが、その後、定常回転時には一定値になる。

交流電圧は直流電圧とともにモータ１０に印加されるので、電機子２０の回転に伴いブラシ間のインピーダンスが変化すると、交流成分の振幅の大きい期間Ｔｏｎと振幅の小さい期間Ｔｏｆｆとが、１８０°間隔で交互に繰り返す。そして、前述したように、一定速度で回転する定常回転時においては、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：２である。

尚、本実施形態では、ブラシ１２、１４と各整流子片とが点で接触するものとして、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆを１：２として説明する。これに対し、ブラシ１２、１４と各整流子片とが面接触する場合には、回転方向の接触長さ分、Ｔｏｎの期間は長くなる。この場合には、回転方向の接触長さ分を考慮して、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆの値を設定する。そして、回転方向の接触長さ分を考慮して設定されたＴｏｎ：Ｔｏｆｆの値に基づいて、停止時の逆回転を検出することが望ましい。

また、本実施形態では、３つの整流子片３１、３２、３３の回転方向の長さが等しいものとして以下説明するが、３つの整流子片３１、３２、３３の回転方向の長さが異なる場合には、長さの違いを考慮してＴｏｎ：Ｔｏｆｆの値を設定する。そして、整流子片３１、３２、３３の回転方向の長さが異なることを考慮して設定されたＴｏｎ：Ｔｏｆｆの値に基づいて、停止時の逆回転を検出することが望ましい。

次に、直流電源１０２からの電圧印加を停止し、モータ１０の制動を開始すると、モータ電流の直流成分は低下する。実際には、誘導起電力により図６に示すようにモータ電流の直流成分は変化するが、停止時のモータ１０の逆回転判定には関係ないので、図７では徐々に低下するように図示している。

一方、直流電源１０２からの電圧印加を停止しても、交流電源１０４からモータ１０に交流電圧は印加され続ける。そして、直流電圧の印加が停止され、モータ１０の回転速度が徐々に低下すると、期間Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆは徐々に長くなる。

ここで、一方向に回転している電機子２０が同じ回転方向で停止する場合には、前回のＴｏｎ、ＴｏｆｆをＴｏｎ（ｎ）、Ｔｏｆｆ（ｎ）、今回のＴｏｎ、ＴｏｆｆをＴｏｎ（ｎ＋１）、Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）とすると、次式（１）、（２）に示す関係が成立する。
Ｔｏｎ（ｎ）＜Ｔｏｎ（ｎ＋１） ・・・（１）
Ｔｏｆｆ（ｎ）＜Ｔｏｆｆ（ｎ＋１） ・・・（２）
また、期間Ｔｏｎ、Ｔｏｆｆをこの順番で検出する場合、期間Ｔｏｆｆの方が期間Ｔｏｎよりも前回の該当期間に対して長くなる程度が大きいので、一方向に回転している電機子２０が同じ回転方向で停止する場合には、次式（３）に示す関係になる。
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＜１／２ ・・・（３）
しかし、モータ１０のコギングトルク、あるいはモータ１０が駆動している対象物からモータ１０に加わる負荷変動等により、一方向に回転している電機子２０が停止するときに逆回転することがある。

この場合には、式（１）〜（３）の関係は成立せず、次式（４）〜（６）に示す関係になることがある。
Ｔｏｎ（ｎ）≧Ｔｏｎ（ｎ＋１） ・・・（４）
Ｔｏｆｆ（ｎ）≧Ｔｏｆｆ（ｎ＋１） ・・・（５）
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ≧１／２ ・・・（６）
したがって、式（１）〜（６）に基づいて、モータ１０が停止時に逆回転したか否かを判定できる。図７では、ｔ１６のＴｏｆｆ（ｔ１６）とｔ１８のＴｏｆｆ（ｔ１８）の関係が、Ｔｏｆｆ（ｔ１６）＞Ｔｏｆｆ（ｔ１８）になり式（５）を満たしているので、ｔ１８の途中でモータ１０が逆回転したと判定できる。

（逆回転判定ルーチン）
次に、モータ１０の逆回転判定ルーチンを図８に示す。図８において「Ｓ」はステップを表している。

モータ１０を起動するために回転検出装置１００および駆動制御部に電力が供給されると、まずＳ３００において、図示しない駆動制御部は、直流電源１０２からモータ１０への直流電圧の印加はオフにし、交流電源１０４からモータ１０への交流電圧の印加はオンにする。そして、信号処理部１２０は、電流検出部１１２により検出されたモータ電流に基づく各種信号処理を行って検出パルスＳｐを生成する。

これにより、補正部１５０は、検出パルスがオン期間Ｔｏｎであるか、オフ期間Ｔｏｆｆであるかを検出できるので、モータ１０が回転を開始する前の現在のモータ１０の停止角度をＲＡＭ等に記憶する。

モータ１０が起動されると（Ｓ３０２）、補正部１５０は、検出パルスの幅（Ｔｏｎ）および間隔（Ｔｏｆｆ）をパルス発生毎に記憶する（Ｓ３０４）。そして、補正部１５０は、モータ１０に対する制動が開始されるまで（Ｓ３０６：Ｙｅｓ）、Ｓ３０４を実行する。

モータ１０に対する制動が開始されると（Ｓ３０６：Ｙｅｓ）、補正部１５０は、制動開始後の最初のオン期間ＴｏｎをＴｏｎ（１）とし、Ｔｏｎ（１）の直後のオフ期間ＴｏｆｆをＴｏｆｆ（１）とする。そして、順次、Ｔｏｎ（２）、Ｔｏｎ（２）・・・、Ｔｏｆｆ（２）、Ｔｏｆｆ（３）・・・とする。また、Ｔｏｎになるｎの最大値とＴｏｆｆになるｎの最大値とのうち、小さい方の値をｎ_LASTとする。つまり、最後の検出パルスがＴｏｎでモータ１０が停止する場合には、Ｔｏｎでモータ１０が停止する前のＴｏｆｆになるｎの最大値がｎ_LASTになる。最後の検出パルスがＴｏｆｆでモータ１０が停止する場合には、Ｔｏｎになるｎの最大値とＴｏｆｆになるｎの最大値とは同じ値になるので、Ｔｏｎになるｎの最大値とＴｏｆｆになるｎの最大値のどちらをｎ_LASTに設定してもよい。

そして、Ｓ３０８において、補正部１５０は、ｎ、Ｔｏｎ（０）、Ｔｏｆｆ（０）に初期値を次のように設定する。ｎ＝０、Ｔｏｎ（０）＝０、Ｔｏｆｆ（０）＝０。
Ｓ３１０において補正部１５０は、Ｔｏｎ（ｎ）＜Ｔｏｎ（ｎ＋１）であるか否かを判定する。Ｔｏｎ（ｎ）＜Ｔｏｎ（ｎ＋１）でなければ（Ｓ３１０：Ｎｏ）、補正部１５０は、モータ１０は同一方向に回転して停止するときに期間Ｔｏｎ（ｎ＋１）で逆回転したと判断する（Ｓ３１２）。そして、Ｓ３２８に処理を移行する。

Ｔｏｎ（ｎ）＜Ｔｏｎ（ｎ＋１）であれば（Ｓ３１０：Ｙｅｓ）、Ｓ３１４において補正部１５０は、Ｔｏｆｆ（ｎ）＜Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）であるか否かを判定する。Ｔｏｆｆ（ｎ）＜Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）でなければ（Ｓ３１４：Ｎｏ）、補正部１５０は、モータ１０は同一方向に回転して停止するときに期間Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）で逆回転したと判断する（Ｓ３１６）。そして、Ｓ３２８に処理を移行する。

Ｔｏｆｆ（ｎ）＜Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）であれば（Ｓ３１４：Ｙｅｓ）、Ｓ３１８において補正部１５０は、Ｔｏｎ（ｎ＋１）／Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）＜１／２であるか否かを判定する。Ｔｏｎ（ｎ＋１）／Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）＜１／２でなければ（Ｓ３１８：Ｎｏ）、補正部１５０は、モータ１０は同一方向に回転して停止するときに期間Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）で逆回転したと判断する（Ｓ３１６）。そして、Ｓ３２８に処理を移行する。

Ｔｏｎ（ｎ＋１）／Ｔｏｆｆ（ｎ＋１）＜１／２であれば（Ｓ３１８：Ｙｅｓ）、モータ１０は同一方向に回転して停止中に逆回転していないと判断し、Ｓ３２０において補正部１５０は、ｎを＋１する。そして、Ｓ３２２において補正部１５０は、ｎ＝ｎ_LASTか否かを判定する。ｎ＝ｎ_LASTでなければ（Ｓ３２２：Ｎｏ）、補正部１５０はＳ３１０に処理を移行する。

ｎ＝ｎ_LASTであれば（Ｓ３２２：Ｙｅｓ）、補正部１５０は、モータ１０は逆回転せずに停止したと判断し（Ｓ３２４）、パルスカウント部１４２のカウント数を補正しない。そして、Ｓ３２６において回転角検出部１４４は、パルスカウント部１４２のカウント数に基づいてモータ１０の回転角度を算出し、本ルーチンを終了する。

一方、Ｓ３２８において補正部１５０は、Ｓ３１２、Ｓ３１６の判断に基づいて、逆回転を考慮し、パルスカウント部１４２でカウントしたカウント数を−１するなどして補正する。そして、回転角検出部１４４は、補正部１５０により補正されたパルスカウント部１４２のカウント数に基づいてモータ１０の回転角度を算出し、本ルーチンを終了する。

以上説明した第１実施形態では、モータ１０に印加される交流電圧の交流成分の出力パターンとして、検出パルスがオンになるオン期間Ｔｏｎと、オフになるオフ期間Ｔｏｆｆの長さの変化、ならびにオン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比率の変化に着目した。

これにより、単に交流成分の振幅変化だけを検出する場合に比べ、停止時にモータ１０が逆回転したか否かを高精度に検出できる。
ところで、モータ１０が一定回転速度で定常回転している場合には、検出パルスがオンになるオン期間Ｔｏｎと、オフになるオフ期間Ｔｏｆｆとを１周期とする周波数は、図７に示すように一定になる。そして、定常回転時において、例えば図７のｔ６の期間中にノイズまたはサージが発生し、ＨＰＦ１２２の出力信号に、交流電源１０４から印加される交流成分以外の誤信号が混入すると、検出パルスの周波数は定常回転時とは異なった周波数になる。

そこで、定常回転時において、定常回転時の周波数と異なる周波数を補正部１５０で検出すると、補正部１５０は、異なる周波数を発生させた原因となる該当パルスのカウントを除去するために、パルスカウント部１４２のカウント数を−１させる。

尚、検出パルスではなく、交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数に基づいて、定常回転時に交流成分に発生する誤信号を除去してもよい。
また、本発明では、検出パルスではなく、ＨＰＦ１２２から出力される交流成分のまま、交流成分の振幅が大きくなる期間の長さの変化、ならびに振幅が小さくなる期間の長さの変化、ならびに振幅が大きくなる期間と振幅が小さくなる期間との比率の変化に基づいて、停止時にモータ１０が逆回転したか否かを高精度に検出してもよい。

また、本実施形態の回転検出装置１００は、検出パルスの回転数に基づいてモータ１０の回転角を検出したが、単位時間当たりの検出パルス数を算出し、モータ１０の回転速度を検出してもよい。

尚、本実施形態において、相コイルＬ１に並列にコンデンサＣ１を接続し、電機子２０の回転に伴いブラシ１２、１４間でリアクタンスが周期的に変化する構成が、本発明の可変機構に相当し、直流電源１０２、交流電源１０４およびカップリングコンデンサ１０６が本発明の電源部に相当し、電流検出部１１２および信号処理部１２０を備える回転信号検出部１１０が本発明の通電検出手段に相当する。また、回転状態検出部１４０が本発明の回転状態検出手段に相当し、補正部１５０が本発明の補正手段に相当し、信号処理部１２０の包絡線検波部１２８および比較部１３０が本発明のパルス生成手段に相当する。

また、図８のＳ３００、Ｓ３０４の処理は本発明の通電検出手段、回転状態検出手段および補正手段により実行される機能に相当し、Ｓ３１０〜Ｓ３１８の処理は、本発明の逆回転判定手段により実行される機能に相当し、Ｓ３２８の処理は、本発明の補正手段により実行される機能に相当する。

［第２実施形態］
本発明の第２実施形態を図９および図１０に示す。第２実施形態の回転検出装置は、モータ１６０の構成が第１実施形態のモータ１０と異なり、補正部１５０による逆回転の検出の仕方がモータ１６０の構成に合わせて異なる以外は、実質的に第１実施形態の回転検出装置１００と同一である。後述する第３実施形態〜第５実施形態の回転検出装置も、モータの構成が第１実施形態のモータ１０と異なり、補正部１５０による逆回転の検出の仕方がモータの構成に合わせて異なる以外は、実質的に第１実施形態の回転検出装置１００と同一である。

図９に示すモータ１６０は、一対のブラシ１２、１４と、電機子１６２とを備えている。モータ１６０は、電機子１６２の電機子コイルとして１０相の相コイルＬ１〜Ｌ１０を有するブラシ付きの１０相直流モータである。

ブラシ１２、１４は、第１実施形態のモータ１０と同様に、互いに対向して配置されている。
電機子１６２の整流子１６４は、ブラシ１２、１４と接触する１０個の整流子片１６４Ａ、１６４Ｂ、１６４Ｃ、１６４Ｄ、１６４Ｅ、１６４Ｆ、１６４Ｇ、１６４Ｈ、１６４Ｉ、１６４Ｊを備えている。そして、電機子コイルを構成する１０個の（１０相）の相コイルＬ１〜Ｌ１０がそれぞれデルタ結線されている。尚、図９では、整流子片を表す数字（１６４）は省略している。

コンデンサＣ１は整流子片１６４Ａと整流子片１６４Ｆとを接続し、コンデンサＣ２は整流子片１６４Ｄと整流子片１６４Ｉとをそれぞれ接続している。つまり、コンデンサＣ１、Ｃ２は、二対の整流子片の各対をそれぞれ接続している。そして、整流子片１６４Ａと整流子片１６４Ｆ、ならびに整流子片１６４Ｄと整流子片１６４Ｉは、電機子１６２が回転するときに、ブラシ１２、１４が同時に摺接する整流子片の組み合わせである。

これにより、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ａ、１６４Ｆ、または整流子片１６４Ｄ、１６４Ｉに接触しているときにブラシ１２、１４間のインピーダンスは小さくなる。一方、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ｂ、１６４Ｇまたは整流子片１６４Ｃ、１６４Ｈまたは整流子片１６４Ｅ、１６４Ｊに接触しているときにブラシ１２、１４間のインピーダンスは大きくなる。

したがって、図１０の（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ａ、１６４Ｆまたは整流子片１６４Ｄ、１６４Ｉに接触しているときにＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅は大きくなる。このときの交流成分の振幅が大きくなる期間を、それぞれ（Ａ−Ｆ）ｏｎ、（Ｄ−Ｉ）ｏｎと表す。

一方、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ｂ、１６４Ｇまたは整流子片１６４Ｃ、１６４Ｈまたは整流子片１６４Ｅ、１６４Ｊに接触しているときにＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅は小さくなる。ことのきの交流成分の振幅が小さくなる期間を、それぞれ（Ｂ−Ｇ）ｏｆｆ、（Ｃ−Ｈ）ｏｆｆ、（Ｅ−Ｊ）ｏｆｆと表す。

尚、図の簡略化のため、交流成分の振幅が大きくなる期間、小さくなる期間を表すｏｎ、ｏｆｆは図１０では省略している。
（定常回転時）
図１０の（Ａ）に示す定常回転時においては、（Ａ−Ｆ）ｏｎ、（Ｄ−Ｉ）ｏｎ、（Ｅ−Ｊ）ｏｆｆのそれぞれの期間の長さは等しく、（Ｃ−Ｈ）ｏｆｆ、（Ｂ−Ｇ）ｏｆｆと続く期間の長さはその２倍になる。定常回転時にこの間隔の違いを検出すれば、振幅の大きい期間でブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているか、つまり電機子１６２の回転角を検出できる。

また、１０個の整流子片の回転方向の長さが等しい場合、定常回転時においては、（Ａ−Ｆ）ｏｎ：（Ｅ−Ｊ）ｏｆｆ：（Ｄ−Ｉ）ｏｎ：（Ｃ−Ｈ）ｏｆｆ＋（Ｂ−Ｇ）ｏｆｆと続く期間の比率は１：１：１：２となり、この比率を１セットとして交流成分の振幅が変化する。

（停止時）
直流電源１０２からモータ１６０への通電が遮断されると、図１０の（Ｂ）に示すように、（Ａ−Ｆ）ｏｎ、（Ｄ−Ｉ）ｏｎ、（Ｂ−Ｇ）ｏｆｆ、（Ｃ−Ｈ）ｏｆｆ、（Ｅ−Ｊ）ｏｆｆの各期間の長さは時間経過とともに長くなる。

ここで、振幅の大きい期間でブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているかを定常回転時に検出していれば、電機子１６２が停止中のときも、振幅の大きい期間でブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているかを検出できる。

そして、図１０の（Ｂ）に示すように、モータ１６０に対する制動が開始されてから（Ｄ−Ｉ）ｏｎの次にオフ期間を検出し、次のオン期間で交流成分の出力が一定になってモータ１６０が停止する場合、一定方向に回転していた電機子１６２が同じ方向で停止すれば、（Ｄ−Ｉ）ｏｎの次のオフ期間は、（Ｃ−Ｈ）ｏｆｆ、（Ｂ−Ｇ）ｏｆｆと続くオフ期間であり、このオフ期間の長さは（Ｄ−Ｉ）ｏｎの長さの２倍よりも大きくなる。

一方、（Ｄ−Ｉ）ｏｎの次のオフ期間の長さが（Ｄ−Ｉ）ｏｎの長さの２倍以下の場合には、（Ｄ−Ｉ）ｏｎの次のオフ期間で電機子１６２が逆回転したと判定できる。
このように、４相以上のモータ１６０で２個のコンデンサＣ１、Ｃ２によりブラシ１２、１４間のリアクタンスを周期的に変化させる構成においても、交流成分の出力パターンとして、交流成分のオン期間、オフ期間の長さの変化に基づいて、電機子が停止時に逆回転したか否かを判定できる。

［第３実施形態］
本発明の第３実施形態を図１１および図１２に示す。
図１１に示すモータ１７０は、二対のブラシ１２、１４とブラシ１６、１８と、電機子１７２とを備えている。

モータ１７０は１０相の相コイルＬ１〜Ｌ１０を有するブラシ付きの１０相直流モータである。電機子１７２の整流子１６４の構成は第２実施形態と実質的に同一である。
また、コンデンサＣ１は、整流子片１６４Ａと１６４Ｆとを接続している。整流子片１６４Ａと整流子片１６４Ｆとは、電機子１７２が回転するときに、ブラシ１２、１４またはブラシ１６、１８が同時に摺接する一対の整流子片である。これにより、ブラシ１２、１４またはブラシ１６、１８が整流子片１６４Ａ、１６４Ｆに接触しているときにブラシ１２、１４間またはブラシ１６、１８間のインピーダンスは小さくなる。

一方、ブラシ１２、１４またはブラシ１６、１８が整流子片１６４Ｂ、１６４Ｇまたは整流子片１６４Ｃ、１６４Ｈまたは整流子片１６４Ｄ、１６４Ｉまたは整流子片１６４Ｅ、１６４Ｊと接触しているときにブラシ１２、１４間、あるいはブラシ１６、１８間のインピーダンスは大きくなる。

したがって、図１２の（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ブラシ１２、１４またはブラシ１６、１８が整流子片１６４Ａ、整流子片１６４Ｆに接触しているときにＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅は大きくなる。このときの期間を、それぞれ（１２−１４）ｏｎ、（１６−１８）ｏｎと表す。

尚、図の簡略化のため、交流成分の振幅が大きくなる期間を表すｏｎは図１２では省略している。
一方、ブラシ１２、１４およびブラシ１６、１８が整流子片１６４Ａ、１６４Ｆに接触していないときにＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅は小さくなる。このときの期間を、Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２と表す。

Ｔｏｆｆ１は、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ｂ、１６４Ｇと接触し、ブラシ１６、１８が整流子片１６４Ｅ、１６４Ｊと接触している期間を表している。Ｔｏｆｆ２は、ブラシ１２、１４が整流子片１６４Ｅ、１６４Ｊ、整流子片１６４Ｄ、１６４Ｉと順次接触し、ブラシ１６、１８が整流子片１６４Ｃ、１６４Ｈ、整流子片１６４Ｂ、１６４Ｇと順次接触する期間を表している。

（定常回転時）
図１２の（Ａ）に示す定常回転時においては、（１２−１４）ｏｎ、（１６−１８）ｏｎ、Ｔｏｆｆ１のそれぞれの期間の長さは等しく、Ｔｏｆｆ２の間の長さはその２倍になる。定常回転時においてこの間隔の違いを検出すれば、ブラシ１２、１４およびブラシ１６、１８がどの整流子片と接触しているか、つまり電機子の回転角を検出できる。

また、定常回転時においては、（１２−１４）ｏｎ：Ｔｏｆｆ１：（１６−１８）ｏｎ：Ｔｏｆｆ２と続く期間の比率は１：１：１：２となり、この比率を１セットとして交流成分の振幅が変化する。

（停止時）
直流電源１０２からモータ１７０への通電が遮断されると、図１２の（Ｂ）に示すように、（１２−１４）ｏｎ、（１６−１８）ｏｎ、Ｔｏｆｆ１、Ｔｏｆｆ２の各期間の長さは時間経過とともに長くなる。

ここで、定常回転時においてブラシ１２、１４およびブラシ１６、１８がどの整流子片と接触しているかを検出していれば、モータ１７０に対する制動が開始され電機子１７２が停止中のときも、ブラシ１２、１４およびブラシ１６、１８がどの整流子片と接触しているかを検出できる。

そして、図１２の（Ｂ）に示すように、（１６−１８）ｏｎの次にオフ期間を検出し、次のオン期間で交流成分の出力が一定になってモータ１７０が停止する場合、一定方向に回転していた電機子１７２が同じ方向で停止すれば、（１６−１８）ｏｎの次のオフ期間はＴｏｆｆ２であり、このＴｏｆｆ２のオフ期間の長さは（１６−１８）ｏｎのオン期間の長さの２倍よりも大きくなる。

一方、（１６−１８）ｏｎの次のオフ期間の長さが（１６−１８）ｏｎの長さの２倍以下の場合には、（１６−１８）ｏｎの次のＴｏｆｆ２で電機子１７２が逆回転したと判定できる。

このように、直流モータに設置されるブラシの対数は一対に限るものではなく、複数対のブラシが設置されてもよい。この場合にも、電機子の回転に伴って複数対のブラシ間でインピーダンスが変化することにより、交流成分の出力パターンが異なる。そして、この交流成分の出力パターンの変化を検出することにより、モータの回転角を検出できる。

［第４実施形態］
本発明の第４実施形態を図１３に示す。
図１３の（Ａ）に示すモータ１８０は、一対のブラシ１２、１４と、電機子１８２とを備えている。ブラシ１２、１４は回転方向に９０°離れて設置されている。

電機子１８２の整流子１８４は、ブラシ１２、１４と接触する８個の整流子片１８４Ａ、１８４Ｂ、１８４Ｃ、１８４Ｄ、１８４Ｅ、１８４Ｆ、１８４Ｇ、１８４Ｈを備えている。そして、電機子コイルを構成する８個の（８相）の相コイルＬ１〜Ｌ８がそれぞれデルタ結線されている。尚、図１３の（Ａ）では、整流片を表す数字（１８４）は省略している。

コンデンサＣ１は、整流子片１８４Ｂと１８４Ｈとを接続している。整流子片１８４Ｂと整流子片１８４Ｈとは、電機子１８２が回転するときに、ブラシ１２、１４が同時に摺接する一対の整流子片である。これにより、ブラシ１２、１４が整流子片１８４Ｂ、１８４Ｈに同時に接触しているときにブラシ１２、１４間のインピーダンスは小さくなる。この場合、図１３の（Ｂ）に示すように、交流成分の振幅は大きくなる。

一方、ブラシ１２、１４が整流子片１８４Ｂ、１８４Ｈの組み合わせ以外の整流子片と接触しているときにブラシ１２、１４間のインピーダンスは大きくなる。この場合、図１３の（Ｂ）に示すように、交流成分の振幅は小さくなる。

そして、整流子１８４は、８個の整流子片で構成されているので、８個の整流子片の回転方向の長さが等しい場合、交流成分の振幅が大きくなる期間Ｔｏｎは４５°になり、交流成分の振幅が小さくなる期間Ｔｏｆｆは３１５°になる。

これにより、定常回転時のＴｏｎ：Ｔｏｆｆは１：７になる。この値に基づいて、停止時の逆回転を検出できる。
［第５実施形態］
本発明の第５実施形態を図１４〜図１６に示す。

図１４に示すモータ１９０は、一対のブラシ１２、１４と、電機子１９２とを備えている。モータ１９０は８相の相コイルＬ１〜Ｌ８を有するブラシ付きの８相直流モータである。

ブラシ１２、１４は、第１実施形態のモータ１０と同様に、互いに対向して配置されている。
コンデンサＣ１は整流子片１８４Ｅと整流子片１８４Ｆとを接続し、コンデンサＣ２は整流子片１６４Ａと整流子片１８４Ｅとをそれぞれ接続している。

（ブラシ１２、１４間のインピーダンスの変化）
次に、電機子１９２の回転に伴い、ブラシ１２、１４間で変化するインピーダンスについて説明する。図１５には、電機子１９２の回転に伴い、ブラシ１２、１４が整流子片１８４Ａ、１８４Ｅ、整流子片１８４Ｄ、１８４Ｈ、整流子片１８４Ｃ、１８４Ｇ、整流子片１８４Ｂ、１８４Ｆと順次接触するときのブラシ１２、１４間のモータ回路を示している。これ以降は、図１５において電源の接続方向を逆にした回路状態になるので、ブラシ１２、１４間のインピーダンスの変化の仕方は同じである。

詳細な計算は省略するが、ブラシ１２、１４間のインピーダンスの大小関係は、ブラシ１２、１４が接触する整流子片の各組について、（整流子片１８４Ａ、１８４Ｅ）＜（整流子片１８４Ｂ、１８４Ｆ）＜（整流子片１８４Ｄ、１８４Ｈ）＜（整流子片１８４Ｃ、１８４Ｇ）になる。したがって、電機子１９２の回転に伴いＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅の大小関係は、（整流子片１８４Ａ、１８４Ｅ）＞（整流子片１８４Ｂ、１８４Ｆ）＞（整流子片１８４Ｄ、１８４Ｈ）＞（整流子片１８４Ｃ、１８４Ｇ）になる。

（定常回転時）
まず、ブラシ１２、１４が整流子片１８４Ａ、１８４Ｅ、整流子片１８４Ｂ、１８４Ｆ、整流子片１８４Ｄ、１８４Ｈ、整流子片１８４Ｃ、１８４Ｇと接触しているときの期間を（Ａ−Ｅ）、（Ｂ−Ｆ）、（Ｄ−Ｈ）、（Ｃ−Ｇ）と表す。

図１６の（Ａ）に示すように、定常回転時には、（Ａ−Ｅ）、（Ｂ−Ｆ）、（Ｄ−Ｈ）、（Ｃ−Ｇ）の期間の長さは等しい。ただし、（Ａ−Ｅ）、（Ｂ−Ｆ）、（Ｄ−Ｈ）、（Ｃ−Ｇ）における振幅の大きさは、前述したようにそれぞれ異なっている。

したがって、定常回転時において、振幅の大きさの違いを検出すれば、ブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているか、つまり電機子１９２の回転角を検出できる。
（停止時）
直流電源１０２からモータ１９０への通電が遮断されると、図１６の（Ｂ）に示すように、（Ａ−Ｅ）、（Ｂ−Ｆ）、（Ｄ−Ｈ）、（Ｃ−Ｇ）の各期間の長さは時間経過とともに長くなる。

ここで、定常回転時においてブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているかを検出していれば、モータ１９０に対する制動が開始され電機子１９２が停止中のときも、ブラシ１２、１４がどの整流子片と接触しているかを検出できる。

そして、図１６の（Ｂ）に示すように、モータ１９０に対する制動が開始されてから、（Ａ−Ｅ）の次に（Ｄ−Ｈ）を検出し、その次に（Ｃ−Ｇ）ではなく（Ａ−Ｅ）を検出すると、（Ｄ−Ｈ）の途中で電機子１９２が逆回転したと判定できる。

また、図１６の（Ｂ）では、電機子１９２が停止するときに、（Ａ−Ｅ）の次の（Ｄ−Ｈ）の長さは（Ａ−Ｅ）よりも長くなっている。したがって、第１実施形態のように振幅の大きさが２通りに変化するインピーダンスの構成では、電機子１９２が停止時に逆回転したことを検出できない。

これに対し、第５実施形態では、電機子１９２の回転に伴いブラシ１２、１４の間でインピーダンスが４段に変化するので、各期間の長さを考慮せずに振幅の大きさに基づいて、電機子１９２が停止時に逆回転したか否かを判定できる。

また、第５実施形態では、定常回転時において振幅の大小の順序を検出することにより、電機子１９２の回転方向を検出できる。
［第６実施形態］
本発明の第６実施形態を図１７に示す。第６実施形態による直流モータ装置４の回転検出装置２００は、上記第１実施形態から第５実施形態と比較して、主として、直流電源１０２、交流電源１０４からモータ１０への電源供給がモータドライバ２１０を介して行われることが異なっており、その他の構成については実質的に第１実施形態の回転検出装置１００と同じである。そのため、第１実施形態の回転検出装置１００と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。

モータドライバ２１０は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ２１０は、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭＯＳ１、ＭＯＳ２、ＭＯＳ３、ＭＯＳ４を備えている。ハイサイド側のスイッチＭＯＳ１とローサイド側のスイッチＭＯＳ３との接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ１０における一方のブラシ１２に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＭＯＳ２とローサイド側のスイッチＭＯＳ４との接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ１０における他方のブラシ１４に接続されている。

制御部２２０は、回転状態検出部１４０が検出するモータ１０の回転角に基づいて、スイッチＭＯＳ１、ＭＯＳ２、ＭＯＳ３、ＭＯＳ４、直流電源スイッチ１０３のオン、オフを制御する。

モータドライバ２１０は、正転制御の際は、スイッチＭＯＳ１およびスイッチＭＯＳ４をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ２、ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。一方、モータドライバ２１０は、逆回転制御の際は、４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ２、ＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ１、ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。

また、モータ１０を制動するときには、直流電源スイッチ１０３をオフするとともに、モータドライバ２１０を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうちローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３、ＭＯＳ４をＯＮさせることで、モータ１０の端子間（ブラシ１２、１４間）を、これら各スイッチＭＯＳ３、ＭＯＳ４を介して短絡させることによりモータ１０を制動させる。

回転中のモータ１０のブラシ１２、１４間をスイッチＭＯＳ３、ＭＯＳ４を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ１０の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側のスイッチＭＯＳ３、ＭＯＳ４、およびモータ１０によって消費され、これによりモータ１０が制動されてやがて停止することになる。

また、第６実施形態では、直流電源１０２からモータ１０への通電経路のうち、起動から定常回転時および短絡制動時の各制御においてモータ電流が流れる共通電流経路に、交流電源１０４および電流検出部１１２が接続されている。

これにより、起動から定常回転時および短絡制動時の各制御において、交流電源１０４からモータ１０に交流電圧を印加し、モータ１０の回転状態を検出できる。
ここで、モータ１０を短絡制動させる場合に、モータ１０が逆回転したか否かの判定は、第１実施形態と同様に、モータ１０に印加される交流電圧の交流成分の出力パターンとして、検出パルスがオンになるオン期間Ｔｏｎと、オフになるオフ期間Ｔｏｆｆとの長さの変化、ならびにオン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆとの比率の変化に着目して検出できる。詳細については、第１実施形態で既に説明したので省略する。

［第７実施形態］
本発明の第７実施形態を図１８に示す。上記第１実施形態から第５実施形態では、複数の相コイルをデルタ結線した例について述べたが、第７実施形態のモータ２３０では、３つの相コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３をスター結線している。

そして、コイルＬ１１、Ｌ１２にそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されている。これにより、電機子２３２の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のリアクタンスが変化し、ＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅の大きさが変化する。したがって、この交流成分の出力パターンの変化を検出することにより、電機子２３２が停止時に逆回転したか否かを判定できる。

［第８実施形態］
本発明の第８実施形態を図１９および図２０に示す。
図１９に示すように、モータ２４０は、ブラシ１２、１４、整流子３０、ハウジング２４２と、このハウジング内に収容された電機子２６０と、回転軸２７０とを備えている。電機子２６０は、ハウジング２４２の軸心に配置されている回転軸２７０に固定され、この回転軸２７０とともに回転する。

第８実施形態のモータ２４０は、コンデンサＣ１を相コイルＬ１に並列に接続していない点と、ハウジング２４２の内周面に凸部２４４を設けている点とが第１実施形態のモータ１０と異なっている。一方、それ以外の構成、つまり、ブラシ１２、１４、整流子３０、相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３の構成、ならびに第１実施形態の図１には図示していないが、ハウジング２４２、永久磁石２５０、２５２、ロータコア２６２、回転軸２７０の構成は、第１実施形態のモータ１０と実質的に同一である。

ハウジング２４２は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの永久磁石２５０、２５２が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの永久磁石が所定間隔を隔てて固定されている。電機子２６０のロータコア２６２と対向する面側の永久磁石２５０、２５２の極性は、一方がＮ極で他方がＳ極である。つまり、本実施形態のモータ２４０は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング２４２は軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの永久磁石２５０、２５２とともにモータ２４０の磁気回路を構成している。

電機子２６０は、ロータコア２６２と電機子コイル２６８とから主に構成されている。ロータコア２６２は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）２６４、２６５、２６６を有し、電機子コイル２６８が巻回されている。具体的には、第１ティース２６４に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース２６５に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース２６６に第３相コイルＬ３が巻回されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３はデルタ結線されており、電機子コイル２６８を構成している。

また、回転軸２７０には、整流子３０が固定されており、この整流子３０には、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１２、１４が摺接している。

ハウジング２４２の内周面において、２つの永久磁石２５０、２５２の間に、凸部２４４が設けられている。ハウジング２４２の内周面には、２つの永久磁石２５０、２５２が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において永久磁石２５０、２５２の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。本実施形態では、図１９に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング２４２の内周面から径方向内側へ突出するように凸部２４４が設けられている。また、この凸部２４４は、２つの永久磁石２５０、２５２のいずれとも接触しないよう、周方向において各永久磁石２５０、２５２の双方からそれぞれ所定間隔を隔てて設けられている。

凸部２４４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、かつ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部２４４が設けられていることにより、ロータコア２６２とハウジング２４２により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア２６２の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、ロータコア２６２とハウジング２４２により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ここで、モータ２４０における、ロータコア２６２とハウジング２４２とのギャップ、および磁気抵抗について、具体的に説明する。
上述の通り、ロータコア２６２およびハウジング２４２はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ２４０の磁気抵抗は、ロータコア２６２（詳しくは各ティース２６４、２６５、２６６の外周面）とハウジング２４２の内周面または永久磁石２５０、２５２との間のエアギャップ、および各永久磁石２５０、２５２の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各永久磁石２５０、２５２については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各永久磁石２５０、２５２は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ２４０の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各永久磁石２５０、２５２の存在は無視することができ、各永久磁石２５０、２５２はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部２４４がないならば、ロータコア２６２とハウジング２４２の内周面とのエアギャップはロータコア２６２が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、本実施形態では、ハウジング２４２の内周面に、ハウジング２４２とほぼ同じ透磁率を有する軟磁性の凸部２４４が設けられている。そのため、電機子２６０の回転角によって、すなわちロータコア２６２の各ティース２６４、２６５、２６６の外周面がこの凸部２４４と対向しているか否かによって、モータ２４０の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、電機子２６０の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンス、つまりリアクタンスも変化するため、モータ回路に流れる電流のうち、交流成分については、その振幅が変化する。

図１９の（Ａ）に示すように、凸部２４４がロータコア２６２と対向している状態Ａでは、ロータコア２６２と凸部２４４との間のエアギャップが小さくなるため、モータ２４０の磁気抵抗は全体として小さくなる。一般的にインダクタンスは磁気抵抗の逆数に比例するため、磁気抵抗が変化すればそれに伴ってモータ回路のインダクタンスも変化する。そのため、状態Ａのように磁気抵抗が小さくなると、モータ回路のインダクタンスは大きくなる。

一方、図１９の（Ｂ）に示すように、ロータコア２６２が凸部２４４と対向していない状態Ｂでは、図１９の（Ａ）に比べてエアギャップが大きくなり、モータ２４０の磁気抵抗は全体として大きくなる。そのため、モータ回路のインダクタンスは小さくなる。

このように、モータ回路のインダクタンスは、電機子２６０の回転に伴って周期的に変化する。
本実施形態ではロータコア２６２が３つのティース２６４、２６５、２６６を有していることにより、回転に伴う周期的なインダクタンスの変化は、電機子２６０が１２０°回転する毎に生じる。そのため、上述した交流成分の振幅変化も、電機子２６０が１２０°回転する度に周期的に生じる。

図２０に、モータ電流波形と、比較部１３０から出力される検出パルスの一例を示す。本実施形態では、モータ２４０が１２０°回転する度に回転パルスが生成されることとなる。

そこで本実施形態では、電機子２６０の回転に伴ってインダクタンスが変化し、このインダクタンスの変化によって生じる交流成分の振幅の変化を検出する。そして、その検出した交流成分の振幅の変化に基づいて、モータ２４０が停止するときに逆回転したか否かを判定できる。

本実施形態では、凸部２４４が本発明の可変機構に相当し、電機子２６０の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のインダクタンスが変化する。
尚、ハウジング２４２とは別部材の凸部２４４を可変機構として設置する代わりに、凸部２４４に該当する位置のハウジング自体を内周側に突出させて、電機子２６０の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のインダクタンスを変化させてもよい。

［他の実施形態］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、直流モータとして、３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルにのみコンデンサＣ１を接続した例（第１実施形態）を示したが、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出および回転方向の検出が可能である。

なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。

また、複数の整流子片のうち少なくとも一対の整流子片をコンデンサで接続する構成、ならびにモータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成に限らず、モータの回転に伴ってブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが変化するのであれば、どのような構成で可変機構を実現してもよい。

例えば、複数の整流子片のうち少なくとも一対の整流子片をコンデンサで接続する構成と、モータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成とを併用してもよいし、各相コイルにインダクタンスの異なるコイルを設置してもよい。また、１個に限らず複数のコンデンサで一対の整流子片を接続してもよい。

ここで、例えば上記第４実施形態では、複数の整流子片のうち一対の整流子片１８４Ｂ、１８４ＨをコンデンサＣ１で接続し、整流子片１８４Ｂ、１８４Ｈの両方と同時に摺接する位置にブラシ１２、１４を設置した。

これに対し、コンデンサＣ１が接続する一対の整流子片を変更するか、あるいはブラシ１２、１４の設置位置を変更することにより、コンデンサＣ１が接続している一対の整流子片の両方と同時にブラシ１２、１４が摺接しないように可変機構を構成してもよい。

この可変機構の構成においても、電機子の回転に伴い、一対のブラシ１２、１４間のリアクタンスが変化することにより、交流成分の振幅変化による出力パターンが変化する。したがって、直流モータの回転状態を、交流成分の出力パターンに基づいて補正できる。

また、上記実施形態の構成を採用せず、インダクタンスの等しい相コイルで電機子コイルを構成している通常の直流モータであっても、ブラシに接触する整流子片の切り替わり時に２個の整流子片が同時に１個のブラシに接触するときに、モータ回路の構成が変化しリアクタンスが変化する。したがって、通常の直流モータであっても、直流電圧に交流電圧を重畳し、電機子の回転に伴って変化する交流成分の出力パターンに基づいて、モータの回転状態を検出できる。

上記実施形態では、モータの可変機構のインピーダンスとして、電機子の回転に伴い一対のブラシ間におけるリアクタンスを変化させた。これに対し、可変機構のインピーダンスとして、例えば３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルに抵抗を並列に接続し、電機子の回転に伴い一対のブラシ間における抵抗値を変化させてもよい。

この構成においては、抵抗値の変化によりモータ電流の交流成分の振幅とともに、モータ電流の直流成分が変動する。この場合にも、交流成分抽出手段としてＨＰＦを通すことにより、モータ電流から直流成分を除去し交流成分を抽出できる。そして、電機子の回転に伴って変化する交流成分の出力パターンに基づいて、モータ電流の直流成分の大きさに関わらず、例えば制動中であってもモータの回転状態を検出できる。

また、可変機構として抵抗値を周期的に変化させる構成においても、交流成分中にノイズまたはサージが混入しても、周波数等の交流成分の出力パターンに基づいて除去できる。

また、上記実施形態では、モータへ直流電圧および交流電圧を印加（すなわち直流電流および交流電流を供給）する電源部として、直流電源１０２と交流電源１０４とを別々に設け、各電源１０２、１０４からの電圧（電流）をカップリングコンデンサ１０６を介して重畳させてモータへ印加（供給）するようにしたが、このような電源部の構成はあくまでも一例であり、例えば、直流電流と交流電流とが重畳された交直混在の電流（脈流）を生成して供給する１つの電源部を用いてもよく、結果として交流電流および直流電流をモータへ供給できる限り、電源の具体的構成は特に限定されない。

また、上記第５実施形態では、モータドライバとして、４つのスイッチング素子からなるＨブリッジ回路（フルブリッジ）を示したが、Ｈブリッジ回路以外の回路にてモータドライバを構成してもよい。

２、４：直流モータ装置、１０、１６０、１７０、１８０、１９０、２３０、２４０：モータ、１２、１４、１６、１８：ブラシ、２０、１６２、１７２、１８２、１９２、２３２、２６０：電機子、３０、１６４、１８４：整流子、３１、３２、３３、１６４Ａ、１６４Ｂ、１６４Ｃ、１６４Ｄ、１６４Ｅ、１６４Ｆ、１６４Ｇ、１６４Ｈ、１６４Ｉ、１６４Ｊ、１８４Ａ、１８４Ｂ、１８４Ｃ、１８４Ｄ、１８４Ｅ、１８４Ｆ、１８４Ｇ、１８４Ｈ：整流子片、１００、２００：回転検出装置、１０２：直流電源（電源部）、１０４：交流電源（電源部）、１０６：カップリングコンデンサ、（電源部）１１０：回転信号検出部、１１２：電流検出部（通電検出手段）、１２０：信号処理部（通電検出手段）、１２２：ＨＰＦ、１２４：増幅部、１２８：包絡線検波部、１３０：比較部、１４０：回転状態検出部（回転状態検出手段）、１４２：パルスカウント部、１４４：回転角検出部、１５０：補正部（補正手段）、２４４：凸部（可変機構）、２６８：電機子コイル、Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ（可変機構）、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７、Ｌ８、Ｌ９、Ｌ１０、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３：相コイル、Ｒ１：電流検出抵抗

Claims (13)

1. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源部と、
   前記一対のブラシ間に流れる電流または前記電流が流れる通電経路上の電圧の交流成分を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅変化に基づいて、前記回転状態として、少なくとも前記直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の出力パターンが前記電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する補正手段と、
   前記出力パターンとして、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が大きくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定する逆回転判定手段と、
   を備え、
   前記補正手段は、前記電機子が逆回転したと前記逆回転判定手段が判定すると、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
   ことを特徴とする回転検出装置。
2. 前記逆回転判定手段は、前記出力パターンとして、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が小さくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の回転検出装置。
3. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源部と、
   前記一対のブラシ間に流れる電流または前記電流が流れる通電経路上の電圧の交流成分を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅変化に基づいて、前記回転状態として、少なくとも前記直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の出力パターンが前記電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する補正手段と、
   前記出力パターンとして、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が小さくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定する逆回転判定手段と、
   を備え、
   前記補正手段は、前記電機子が逆回転したと前記逆回転判定手段が判定すると、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
   ことを特徴とする回転検出装置。
4. 前記直流モータは前記ブラシを一対だけ備え、
   前記可変機構は、ｎ相の複数の前記電機子コイルに対応するｎ個の整流子片のうち一対の前記整流子片をコンデンサで接続し、前記コンデンサが接続している前記一対の整流子片の両方と同時に摺接する位置に前記一対のブラシを設置することにより、前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化するように構成されており、
   定常回転時において、前記交流成分の振幅が大きい期間Ｔｏｎと、前記交流成分の振幅が小さい期間Ｔｏｆｆとの比率は１：（ｎ−１）であり、
   前記逆回転判定手段は、停止時において、期間Ｔｏｎの次に期間Ｔｏｆｆが来るときに、Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ≧１／（ｎ−１）の場合、前記電機子が逆回転したと判定する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の回転検出装置。
5. 前記可変機構は、前記複数の整流子片のうち二対以上の前記整流子片の各対の前記整流子片をそれぞれコンデンサで接続することにより、前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化するように構成されており、
   前記補正手段は、前記通電検出手段が検出する前記交流成分の出力パターンが前記電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の回転検出装置。
6. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する一対のブラシと、
   ｎ相の複数の前記電機子コイルに対応するｎ個の整流子片のうち一対の前記整流子片をコンデンサで接続し、前記コンデンサが接続している前記一対の整流子片の両方と同時に摺接する位置に前記一対のブラシを設置することにより、前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源部と、
   前記一対のブラシ間に流れる電流または前記電流が流れる通電経路上の電圧の交流成分を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅変化に基づいて、前記回転状態として、少なくとも前記直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の出力パターンが前記電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する補正手段と、
   前記出力パターンの変化から停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定する逆回転判定手段と、
   を備え、
   定常回転時において、前記交流成分の振幅が大きい期間Ｔｏｎと、前記交流成分の振幅が小さい期間Ｔｏｆｆとの比率は１：（ｎ−１）であり、
   前記逆回転判定手段は、停止時において、期間Ｔｏｎの次に期間Ｔｏｆｆが来るときに、Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ≧１／（ｎ−１）の場合、前記電機子が逆回転したと判定し、
   前記補正手段は、前記電機子が逆回転したと前記逆回転判定手段が判定すると、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
   ことを特徴とする回転検出装置。
7. 前記補正手段は、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数の変化に基づいて、定常回転時に前記通電検出手段が検出する前記交流成分以外の誤信号を除去することを特徴とする請求項２から６のいずれか一項に記載の回転検出装置。
8. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源部と、
   前記一対のブラシ間に流れる電流または前記電流が流れる通電経路上の電圧の交流成分を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅変化に基づいて、前記回転状態として、少なくとも前記直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記交流成分の出力パターンが前記電機子の回転に伴って前記可変機構により変化することに基づいて、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正し、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とを１周期とする周波数の変化に基づいて、定常回転時に前記通電検出手段が検出する前記交流成分以外の誤信号を除去する補正手段と、
   を備えることを特徴とする。
9. 前記可変機構は前記交流成分の振幅を３段以上に変化させる構成であり、
   前記交流成分の振幅が３段以上に変化する前記出力パターンの変化に基づいて、停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定する逆回転判定手段を備え、
   前記補正手段は、前記電機子が逆回転したと前記逆回転判定手段が判定すると、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
   ことを特徴とする請求項８に記載の回転検出装置。
10. 前記出力パターンの変化から停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定する逆回転判定手段を備え、
    前記補正手段は、前記電機子が逆回転したと前記逆回転判定手段が判定すると、前記回転状態検出手段が検出する前記回転状態を補正する、
    ことを特徴とする請求項８に記載の回転検出装置。
11. 前記逆回転判定手段は、前記出力パターンとして、前記交流成分の振幅が大きくなる期間と小さくなる期間とが交互に繰り返されるときに、前記振幅が大きくなる期間の長さの変化に基づいて、停止時に前記電機子が逆回転したか否かを判定することを特徴とする請求項１０に記載の回転検出装置。
12. 前記通電検出手段は、前記電機子の回転に伴う前記交流成分の振幅変化に応じてパルス信号を生成するパルス生成手段を有し、
    前記補正手段は、前記交流成分の出力パターンとして、前記パルス生成手段が生成する前記パルス信号の出力パターンに基づいて前記回転状態を補正する、
    ことを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載の回転検出装置。
13. 少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
    前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
    前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
    前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、
    を有する直流モータと、
    請求項１から１２のいずれか一項に記載の回転検出装置と、
    を備えることを特徴とする直流モータ装置。

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