DE10133443A1 - Halbleiterschaltungsanordnung mit Energiezufuhr- und Masseleitungen, angepasst für Hochfrequenzbetrieb - Google Patents

Halbleiterschaltungsanordnung mit Energiezufuhr- und Masseleitungen, angepasst für Hochfrequenzbetrieb

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DE10133443A1
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Kanji Otsuka
Tamotsu Usami
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NEC Corp
Sony Corp
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Toshiba Corp
NEC Corp
Sony Corp
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Abstract

In einem Halbleiterchip (61) sind Energiezufuhrklemmen (62a), Masse-Klemmen (62b) uund Signalklemmen (62c) angeordnet. Eine Masse-Leitung (63) ist vorgesehen, die in der Nähe des Chips (61) als eine ausgebildet ist und verzweigt in einigem Abstand von dem Chip (61). Signalleitungen (64) und Energiezufuhrleitungen (65) sind jeweils oberhalb einer der verzweigten Masse-Leitungen (63) ausgebildet. Die Signalleitungen und die Energiezufuhrleitungen erstrecken sich in radialer Richtung zusammen mit den unter ihnen liegenden Masse-Leitungen. Jede der Signalleitungen und der Energiezufuhrleitungen erstrecken sich zusammen mit der zugehörigen Masse-Leitung, um ein gestapeltes Leitungspaar zu bilden.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft die Struktur der Verdrahtung in digitalen Halbleiterschaltungen und insbesondere die Struktur der Energiezufuhr-Masseleitungen in für Hochfrequenzbetrieb angepassten Halbleiteranordnungen oder integrierten Halbleiterschaltungschips.
In digitalen Halbleiterschaltungen dienen Transistoren als Ein-Aus-Schalter. Selbst wenn Transistoren eingeschaltet sind, können sie kein Signal abgeben wenn sie nicht mit elektrischer Energie versorgt sind. Die Transistoren sind an eine Energieversorgung verbunden, von der elektrische Energie und Masse, zu der die elektrische Energie abfließt, zugeführt werden. Wenn beim schnellen Einschalten eines aus einem Transistor bestehenden Schalters sein Einschaltwiderstand niedrig ist wird ein Phänomen auftreten, bei dem beim Zuführen elektrischer Energie(Ladungen) von der Energieversorgung zu dem Transistor die Energiezufuhrleitungen einen Mangel an Ladungszufuhrkapazität zeigen.
Warum die Energiezufuhrleitung keine elektrische Energie zuführt, wird nachstehend genauer beschrieben. Lassen sie uns hier ein Energiezufuhr- und Masse-Leitungspaar als Übertragungsleitung betrachten. Wenn dessen charakteristische Impedanz beispielsweise 50 Ohm ist und der Eingangswiderstand des Transistors beispielsweise 15 Ohm ist, wird die Energiezufuhrleitung keine elektrische Energie zuführen. Glücklicherweise ist in vielen Fällen die charakteristische Impedanz der Signalleitung, die mit dem Transistor verbunden ist, höher als 50 Ohm und das Problem des Mangels an elektrischer Energie kann vermieden werden; andernfalls ist es erforderlich, die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr- und Masse-Leitungspaars zu senken.
Ein anderes Problem ist das Verhalten der Leitungsinduktivität, die einem schnellen Ansteigen von Strom entgegenwirkt. Selbst wenn die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr- und Masse-Leitungspaars niedriger gewählt wird, als die der Signalleitung, verzögert die den Energiezufuhr- und Masse-Leitungen zugehörige parasitäre Induktivität, wenn der Transistor schnell eingeschaltet wird, die Zufuhr elektrischer Energie durch die Energiezufuhr- und Masse-Leitungen. Deshalb wird es auch notwendig, die den Energiezufuhr- und Masse-Leitungen zugehörige parasitäre Induktivität zu reduzieren.
Noch ein anderes Problem liegt darin, dass ein Signal nicht mit einem ausreichenden Pegel ausgegeben werden kann bis die Gate-Kapazität bzw. Tor-Kapazität, die der Gate-Elektrode zugeordnet ist, vollständig geladen ist. Mit anderen Worten, es taucht ein Problem dadurch auf, dass das Potential des Ausgangssignals nicht einen erforderlichen Pegel in kurzer Zeit erreicht. Das ist eine Verzögerung, die mit dem Betrieb des Transistors selbst einhergeht und den Versorgungsstrom veranlasst, fortgesetzt zu fließen bis das Ausgangssignalpotential einen vorbestimmten Wert erreicht. Die Lastimpedanz ist zu dieser Zeit unterschiedlich von der charakteristischen Impedanz der Signalübertragungsleitung und einfach gesagt, der Strom wird unendlich. Wenn die Energiezufuhr- und Masse-Leitungen in einem Paar eine Übertragungsleitung bilden, tritt während eines solchen Intervalls reflektiertes Rauschen auf der Übertragungsleitung auf.
Bei konventionellen Halbleiterschaltungsanordnung wird die Situation, in der die Ladungszufuhrkapazität der Energiezufuhr- und Masse-Leitungen und die Transistor Charakteristika zu einem Versagen des sanften Transistorschaltens führen, spürbar, speziell in digitalen Schaltkreisen, die in Frequenzbändern der Größenordnung von GHz betrieben werden.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Halbleiterschaltungsanordnung bereitzustellen, die einer Energieversorgungs-Masse-Paar-Leitung eine ausreichende Ladungszufuhrkapazität gestattet ohne durch die Charakteristik der Transistor-Torschaltungen eingeschränkt zu sein.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Halbleiterschaltungsanordnung bereitgestellt, umfassend eine Übertragungsleitung, bestehend aus einer Energiezufuhrleitung und einer Masseleitung, die im wesentlichen dieselbe Dicke haben und übereinander ausgebildet sind, wobei die Energieleitung und die Masseleitung elektrisch von einander getrennt sind; und einen elektrischen Schaltkreis, der mit der Übertragungsleitung gekoppelt ist, um eine Versorgungsspannung durch die Übertragungsleitung zu empfangen.
Weitere Ziele und Vorteile der Erfindung werden in der nachfolgenden Beschreibung dargelegt und werden zum Teil von der Beschreibung nahegelegt oder können durch Anwendung der Erfindung gelernt werden. Die Ziele und Vorteile der Erfindung können realisiert und erhalten werden mit Hilfe der Mittel und Kombinationen, die nachstehend besonders dargelegt sind.
KURZBESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN DER ZEICHNUNG
Die beiliegenden Zeichnungen, die in die Beschreibung eingearbeitet sind und einen Teil davon darstellen, erläutern vorliegende Ausgestaltungen der Erfindung und dienen zusammen mit der vorstehenden allgemeinen Beschreibung und der nachstehend wiedergegebenen detaillierten Beschreibung der Ausgestaltungen zum Erläutern der Prinzipien der Erfindung.
Fig. 1A, 1B und 1C zeigen Schaltungsmodelle zur Verwendung bei der Erläuterung der Prinzipien der Erfindung;
Fig. 2 zeigt ein Modell einer Rohrleitung unter Verwendung eines Tanks, eines Ventils und eines Rohrs zur Verwendung beim Erläutern der Ladungen in der Ladungsdichte in dem Schaltungsmodell der Fig. 1A;
Fig. 3A und 3B sind konzeptionelle Diagramme des Modells der Fig. 2;
Fig. 4 ist ein konzeptionelles Diagramm einer Halbleiterschaltungsanordnung der Erfindung basierend auf einem Modell eines Rohrleitungsnetzes unter Verwendung eines Tanks, von Rohren und eines Ventils;
Fig. 5 zeigt eine dem Rohrleitungsnetz der Fig. 4 entsprechende elektronische Schaltung;
Fig. 6 zeigt ein Schaltungsdiagramm für den Fall, dass die Signalleitungen in der Schaltung der Fig. 5 verwendet werden;
Fig. 7 zeigt eine Schaltungsanordnung, verwendet zum Simulieren von Spannung und Strom an einem Verbindungspunkt des Ableit-Kondensators und anderer Punkte in der Schaltung der Fig. 6;
Fig. 8A bis 8D sind Wellenformdiagramme zum Darlegen der Ergebnisse von Simulationen unter Verwendung der Schaltung nach Fig. 7;
Fig. 9 ist ein Schaltungsdiagramm, in dem der Verbindungspunkt der Bypass-Kapazität der Fig. 6 geändert ist;
Fig. 10 zeigt eine Beispielschaltung, in der ein Widerstand eingesetzt ist in einen Energieversorgungsabschnitt, der aus einem Paar von Energiezufuhr- und Masse-Leitungen in einer Transistor-Torschaltung besteht;
Fig. 11 ist eine Draufsicht einer Halbleiterschaltungsanordnung mit einem LSI-Chip und seinem zugehörigen Gehäuse in Übereinstimmung mit einer ersten Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 12 ist eine Draufsicht, die die Anordnung des Empfängers und Treibers in dem LSI-Chip entsprechend einer zweiten Ausgestaltung der Erfindung darlegt;
Fig. 13 ist eine Schnittdarstellung entlang der Linie 13-13 von Fig. 12;
Fig. 14 ist eine perspektivische Ansicht eines in der Halbleiterschaltungsanordnung der Fig. 11 verwendeten Ableit-Kondensators;
Fig. 15 ist ein Diagramm zum Darlegen des Ladungsflusses in einer leitenden Schicht des Kondensators der Fig. 14;
Fig. 16 ist ein Diagramm zum Darlegen des Ladungsflusses in gepaarten Energiezufuhr- und Masse-Schichten in des Kondensators der Fig. 14;
Fig. 17 ist eine Schnittdarstellung zum Erläutern einer anderen Anordnung des Ableit-Kondensators, verwendet in der Halbleiterschaltungsanordnung der Fig. 11;
Fig. 18 ist eine Draufsicht einer einen LSI-Chip enthaltenden Schaltungsanordnung und eines zugeordneten Gehäuses in Übereinstimmung mit einer dritten Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 19 ist eine perspektivische Ansicht eines in einer Halbleiterschaltungsanordnung der Fig. 18 verwendeten Ableit-Kondensators;
Fig. 20 ist ein Schaltungsdiagramm zum Darlegen der Verbindung zwischen dem Ableit-Kondensator der Fig. 19 und den gepaarten Energiezufuhr- und Masse- Schichten;
Fig. 21 ist ein Diagramm zum Darlegen des Ladungsflusses in einer leitenden Schicht des Kondensators der Fig. 19;
Fig. 22 ist ein Diagramm zum Zeigen des Ladungsflusses in gepaarten Energiezufuhr- und Masse-Schichten in dem Kondensator der Fig. 19;
Fig. 23 zeigt eine äquivalente Schaltung zur Schaltung der Fig. 20;
Fig. 24 ist ein Diagramm zum Darlegen der Art, in der die Versorgungsspannung durch die Schaltung der Fig. 23 übertragen wird; und
Fig. 25 ist eine Draufsicht einer Halbleiterschaltungsanordnung einschließlich eines LSI-Chips und seines zugehörigen Gehäuses in Übereinstimmung mit einer vierten Ausgestaltung der Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Vor dem Beschreiben der Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden zuerst die Prinzipien der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 1A zeigt ein Schaltungsmodell, in dem der Strompfad einer Transistor-Torschaltung sein eines Ende mit einer Energieversorgung verbunden hat und sein anderes Ende mit einem Abschlusswiderstand RL über eine Signalübertragungsleitung 10 verbunden hat. Die Transistor- Torschaltung besteht aus einem einzelnen MOS-Transistor Q1. Wenn der Transistor Q1 mit einem idealen Eingangssignal eingeschaltet wird, fließt ein Einschaltstrom Io in ihn, der gegeben ist durch Io = Vdd/Ron, wobei Vdd die Versorgungsspannung und Ron der Einschaltwiderstand des Transistors Q1 sind. Wenn die Energieversorgung in einem Moment Ladungen zur Verfügung stellen kann entsprechend dem Strom, fließt ein solcher Einschaltstrom, wie er mit dem oben stehenden Ausdruck angegeben ist. Ohne Einbeziehen einer Verzögerung beim Einschalten des Transistors Q1 konfrontiert der Strom in dem Moment, wenn der Transistor eingeschaltet wird, die Signalübertragungsleitung 10 mit einem Widerstand entsprechend ihrer charakteristischen Impedanz Zo. Die äquivalente Schaltung zu diesem Zeitpunkt ist in Fig. 1B dargestellt. An diesem Punkt fließt der Strom IT = Vdd/(Ron + Zo) in der Signalübertragungsleitung 10. Üblicherweise wird Io ignoriert. Es ist wichtig, ob eine Energieversorgung die Ladungen zur Verfügung stellen kann, die in IT fließen. Der Strom ist definiert als die Menge übertragener elektrischer Ladungen. Die Menge der Ladungen ist gegeben durch Q = I × t (t ist die Zeit). Obwohl es schwierig ist, die räumliche Ladungsdichte zu definieren, ist die räumliche Ladungsdichte an jedem Punkt definiert durch die Spannungen bzw. das elektrische Potential an diesem Punkt. Es ist verständlich, dass Vdd nicht an jedem Punkt sichergestellt sein kann. Unter der Annahme, dass die Energieversorgung eine ideale ist und dieses fortsetzt während der Ausbreitungsverzögerungszeit tpd der Signalübertragungsleitung 10, ist die Gesamtmenge von Ladungen QT, die in die Signalübertragungsleitung 10 eingebracht werden, gegeben durch QT = IT × tpd.
Im Anschluss an das Finden des Widerstandes der Signalübertragungsleitung wird der Strom IT eine neue Last RL fühlen. Die Übertragungsleitung 10, die bereits vollständig mit Ladungen versorgt worden ist, dient nicht länger als Last, in welchem Fall die äquivalente Schaltung wird, wie in Fig. 1C gezeigt. Das heißt, zu diesem Zeitpunkt fließt der Strom IL = Vdd/(Ron + RL) in der Übertragungsleitung 10. Da der Strom IT in dem Moment IL wird, in dem er durch die Übertragungsleitung 10 fließend die Last RL erreicht, wird die Ladung, wenn IT < IL gilt, unverändert zurück in die Übertragungsleitung 10 reflektiert.
Wenn demgegenüber IT < IL gilt, tritt eine negative Reflektion auf. Nach 2tpd wird die Energieversorgung durch die negative Reflektion beeinträchtigt. Da die vorliegende Erfindung auf das Lösen einiger Probleme der anfänglichen Bedingung abzielt, wird das Problem der negativen Reflektion jedoch hier nicht diskutiert. Jedoch führt das Lösen des ersten Problems zu dem Lösen von Problemen zweitrangiger Wichtigkeit und vergrößert den Gestaltungsspielraum für Schaltungsformen.
Diese Zustandsänderungen treten mit Lichtgeschwindigkeit auf. Die Schaltgeschwindigkeit von Transistoren ist zu langsam im Verhältnis zur Lichtgeschwindigkeit über die Länge der Übertragungsleitung. Daher war es vordem notwendig, ein Verständnis des Problems der zeitlichen Verschiebung zu haben, wie in Verbindung mit den Fig. 1A-1C diskutiert.
Als nächstes werden geänderte Zustände der Ladungsdichte im in Fig. 1A gezeigten Schaltungsmodell anhand eines Rohrnetzmodelles unter Verwendung eines Tanks, eines Ventils und von Rohren beschrieben.
Es wird angenommen, dass ein großer, mit Wasser (Ladung) gefüllter Tank 11 durch ein Rohr 12 mit einem Ventil 13 verkoppelt sei und der untere Teil des Ventils 13 verkoppelt sei durch ein leeres Rohr 14 mit einem dünnen Lastrohr 15. Dieser Aufbau wird als in Fig. 1A gezeigte Schaltung angesehen; der Tank 11 entspricht der Energieversorgung, das Rohr 12 der Energiezufuhrleitung, das Ventil 13 dem Transistor-Tor, das Rohr 14 der Signalleitung und das Lastrohr 15 der Last.
In der Figur zeigen gepunktete Bereiche an, dass sich dort Wasser (Ladung) befindet. Es wird hier vorausgesetzt, dass das Ventil 13 (Transistor) bis oben hin mit Wasser gefüllt ist.
Unter der Voraussetzung, dass die Energiezufuhrleitung und die Signalleitung dieselbe Dicke haben, d. h. dieselbe charakteristische Impedanz, ergibt sich ein Aufbau, wie in den Fig. 3A und 3B gezeigt.
In dem Moment, in dem das Ventil 13 geöffnet wird, fällt das Wasser (Ladung) herab, das in dem Rohr 12 aufgefüllt ist bis zur Oberkante des Ventils. Selbst unter Vernachlässigung der Gravitation fließt das Wasser in den Raum mit dem Wasserdruck 0. Aus diesem Grunde wird der Wasserdruck (Spannung) in dem Rohr 12 oberhalb des Ventils 13 spürbar herabgesetzt. Der Effekt der Herabsetzung des Wasserdruckes (der Effekt des Öffnens des Ventils) wandert zu dem Tank 11 mit der Geschwindigkeit, mit der der Druck sich ausbreitet; es dauert jedoch einige Zeit, bis der Effekt den Tank erreicht, weil das Rohr 12 lang ist. Die Geschwindigkeit, mit der der Druck sich ausbreitet ist gleich der Geschwindigkeit des Schalls (Lichtgeschwindigkeit für elektrische Signale). In dieser Verbindung, für Wasser, ist die Geschwindigkeit etwa 100 m/s. Um das ansteigende Volumen des Rohres zu kompensieren, das durch das in den Ventilabschnitt fließende Wasser bewirkt wird, muss das Wasser in diesem Abschnitt eine kubische Ausdehnung veranlassen. Das heißt, dass die Vergrößerung des Volumens des Rohres in einer Abnahme des Wasserdruckes resultiert. Die Rohre 12 und 14 oberhalb und unterhalb des Ventils 13 haben dieselbe Dicke, was dem Rohrvolumen erlaubt, um den Faktor zwei vergrößert zu werden. Wie bei Feststoffen expandiert Wasser nur gering. Deshalb wird nur die Hälfte des Querschnittes der Rohre mit Wasser gefüllt, wie in Fig. 3B gezeigt.
Die Elektronikschaltung der Fig. 1A kann auch exakt genauso betrachtet werden. Da die Elektronendichten alle geändert werden können, kann die Elektronikschaltung konzeptioniert werden wie in Fig. 3A gezeigt. Natürlich bewegen sich die Elektronen mit Lichtgeschwindigkeit. Wenn die Elektronendichte auf die Hälfte reduziert ist, ist die Spannung auch auf die Hälfte der Versorgungsspannung reduziert, d. h. (1/2)Vdd. Der Einschaltstrom IT wird erwartet als IT = Vdd/(Ron + Zo); der Strom ist jedoch nur (1/2)IT = (1/2)Vdd/(Ron + Zo) während des Intervalls t = 0 bis t = 2tpd.
Hier wird angenommen, dass die Energiezufuhrleitung dieselbe Dicke und dieselbe charakteristische Impedanz hat wie die Signalleitung. Die der Signalleitung zugeordnete Ausbreitungsverzögerungszeit tpd sei 1 ns. Dann wird ein 1- GHz-Taktsignal (die Arbeitsphase ist 50% und die Einschaltperiode ist 0,5 ns) auf der Signalleitung verzögert um eine Periodendauer.
Wie von der Beschreibung bisher zu erkennen ist, erlaubt eine Vergrößerung der Dicke des der Energiezufuhrleitung entsprechenden Rohres, d. h. eine Verringerung der charakteristischen Impedanz der Energiezufuhrleitung, den Einschaltstrom davor zu verschonen, reduziert zu werden. Dies ist das Prinzip der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 4 ist die Halbleiterschaltungsanordnung der vorliegenden Erfindung konzeptionell ausgedrückt mit Hilfe eines Modells unter Verwendung eines Tanks, von Rohren und eines Ventils, wie in Fig. 3A gezeigt. In Fig. 4 ist entgegen Fig. 3A das Rohr 12 auf der Seite des Tanks 11 dicker ausgebildet als das Rohr 14 auf der Lastseite. Eine elektronische Schaltung entsprechend eines solchen Rohrnetzes wird, wie in Fig. 5 dargestellt, in welchem Fall eine Energieversorgung 21, eine Energiezufuhrleitung 22, ein Schalt-MOS-Transistor Q1, eine Signalleitung 24 und eine Last RL dem Tank 11, dem Rohr 12, dem Ventil 13, dem Rohr 14 und dem Lastrohr 15 in Fig. 4 entsprechen. In der Schaltung der Fig. 5 besteht die Energiezufuhrleitung 22 aus einem Paar von Energiezufuhr- und Masse-Leitern und die Signalleitung 24 besteht aus einem Paar von Signal- und Masse-Leitern. Es wird angenommen, dass die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars Z0ps ist und die Ausbreitungsverzögerung tpdps ist und dass für das Signal- Masse-Leitungspaar die charakteristische Impedanz Z0 ist und die Ausbreitungsverzögerung tpd ist.
In dem Modell der Fig. 4 ist eine Änderung des durch das Rohr 14 bedingten Rohrvolumens gering. Entsprechend ist in der Elektronikschaltung der Fig. 5 ein Spannungsabfall in der Energiezufuhrleitung 22 klein gemacht. Angenommen, dass die charakteristische Impedanz 10 Ohm sei für die Energiezufuhrleitung 22 und dass sie 50 Ohm sei für die Signalleitung 24, dann ergibt sich für einen Einschaltwiderstand des Transistors Q1 von 10 Ohm ein Spannungsabfall von {(50 + 10)/(10 + 10 + 50)} Vdd ≈ 0,857 Vdd.
Dies wird als nächstes beschrieben. Da Strom in dem mit der Energiezufuhr 21 verbundenen Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 mit der charakteristischen Impedanz Z0ps fließt, tritt ein Spannungsabfall von Vdd × (Ron + Z0)/(Ron + Z0 + Z0ps) in dem Signal-Masse-Leitungspaar 24 während der Ausbreitungsverzögerungszeit tpdps resultierend von der Länge der Leitung 22 auf. Hier sind Zeiten genauer definiert. Angenommen, der Spannungsabfall tritt zur Zeit t auf, wenn tpd ≧ tpdps, 0 < t < tpdps. Wenn tpd ≦ tpds, 0 < t < tpd. Wenn tpd < t < tpdps, wird ein Spannungsabfall von Vdd × (Ron + RL)/(Ron + RL + Z0ps) produziert.
Die Spannung an dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 kann fallen. In diesem Fall benötigt die Energieversorgung 21 einige Zeit, um den Spannungsabfall zu kompensieren und die Spannung an dem Leitungspaar 22 wird sich danach ändern. Wie die Spannung sich ändert, ist hier nicht beschrieben, weil die vorliegende Erfindung sich mit dem Ausgangsbetriebszustand des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 22 beschäftigt.
Angenommen nun, dass die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 22 im wesentlichen gleich ist zu der des Signal-Masse-Leitungspaars 24 und dass der Einschaltwiderstand des Transistors Q1 vernachlässigbar klein ist im Vergleich mit der charakteristischen Impedanz, liegt eine Größe (1/2) Vdd an der Last RL an. Wenn die Last RL ein CMOS-Gate ist und seine Eingangskapazität liegt in der Größenordnung von einigen 10 Femtofarad (fF), kann die Übertragungsleitung angesehen werden als im wesentlichen offener Schaltkreis, so dass eine Totalreflektion der Signalenergie auftritt. Dadurch wird die Spannung, der das CMOS-Gate ausgesetzt ist (1/2) × 2Vdd = Vdd. Unter dieser Bedingung wird das Signal normalerweise zu dem Tor ausgebreitet nur mit der Ausbreitungsverzögerung, die der Signalleitung zugeordnet ist. Deshalb ist die schlechteste Bedingung, unter der ein Signal sich normalerweise zu der Last hin ausbreitet, dass die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 22 im wesentlichen gleich oder vorzugsweise sogar geringer ist als die von dem Signal- Masse-Leitungspaar 24.
Wenn Ladungen sich zu einer Vielzahl von Signalleitungen durch ein einziges Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar ausbreiten, wird seine charakteristische Impedanz gleichgesetzt oder kleiner gesetzt als die charakteristische Impedanz jeder Signalleitung dividiert durch die Anzahl der Signalleitungen, d. h. Z0ps ≦ Z0/N wobei Z0ps die charakteristische Impedanz des Energiezufuhr-Masse- Leitungspaars ist, Z0 die charakteristische Impedanz der Signalleitungen ist und N die Anzahl der Signalleitungen. Eine beispielhafte Schaltung, in der N = 2 ist, ist in Fig. 6 dargestellt.
In der Schaltung der Fig. 6 sind mit dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 22 die Strompfade von zwei MOS-Transistoren Q1 und Q2 verbunden, die als Treiber dienen und von Eingangssignalen ein- und ausgeschaltet werden. Die anderen Enden der Strompfade der Transistoren Q1 und Q2 sind mit dem Signal-Masse-Leitungspaar 24-1 bzw. 24-2 verbunden, die durch Widerstände RL1 bzw. RL2 abgeschlossen sind. MOS-Transistoren Q11 und Q12 sind empfangende Transistoren.
Angenommen, die charakteristische Impedanz jedes der Signal- Masse-Leitungspaare 24-1 und 24-2 sei Z0, die schlechteste Bedingung, unter der die Signalspannung sich normalerweise ausbreitet zu der Last ist Z0ps ≦ (1/N)Z0.
Wenn das Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 nicht eine Übertragungsleitung ist, die kontinuierlich einförmig in der Nähe des oder der Transistor-Gates ist, d. h., des Transistors Q1 in Fig. 5 oder der Transistoren Q1 und Q2 in Fig. 6, kann die Versorgung der Ladungen nicht schnell durchgeführt werden und der vorstehend beschriebene Effekt kann nicht in zufriedenstellender Weise erhalten werden.
Vorausgesetzt, dass das Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 diskontinuierlich ist. Dies entspricht der Situation, in der in Fig. 2 der Abschnitt des Rohres 12, der mit dem Ventil 13 gekoppelt ist, verjüngt ist. Es sollte eine Struktur, wie sie nachstehend beschrieben wird gewählt werden, die eine solche Situation so sehr als möglich vermeidet.
Wie oben beschrieben, ist die Zeit des Spannungsabfalls, der sich aus Vdd × (Ron + Z0)/(Ron + Z0 + Zops) definiert in dem Bereich 0 < t < tpdps. Im allgemeinen ist die Energieversorgung in einem Abstand von dem Transistor-Tor angeordnet. Wenn tpd ≦ tpdps gilt, wird die Dauer des Spannungsabfalls lang. Um dem Energieversorgungs-Masse- Leitungspaar 22 zu erlauben, nicht nur durch eine CMOS- Anordnung, sondern auch durch eine Torschaltung mit großer Kapazität abgeschlossen zu sein, die unterschiedlich konfiguriert sein kann, ist einfach ein Ableit-Kondensator 26 zwischen Masse und diesen Enden der Transistoren Q1 und Q2 verbunden, die zusammen verbunden sind mit dem Energieversorgungs-Masse-Leitungspaar, wie in Fig. 6 gezeigt.
Wenn derart verbunden, befindet sich der Kondensator 26 immer im Ladezustand. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Torschaltung geschlossen wird, wirkt der Kondensator als Energieversorgung, die elektrische Ladung bereitstellt. Die Kapazität des Ableit-Kondensators 26 wird folgendermaßen bestimmt.
Wenn in Fig. 6 die Transistoren Q1 und Q2 eingeschaltet werden, fließt in jedem der Signal-Masse-Leitungspaare 24-1 und 24-2 ein Strom von IT = Vdd/(Ron + Z0). Da in dem Beispiel von Fig. 6 zwei Schaltkreise an das Energieversorgungs-Masse-Leitungspaar 22 angeschlossen sind, ist der Gesamtstrom doppelt so groß wie IT. Während der Periode tpd fließt Strom und die Spannung steigt an, das Eingeschaltet werden der Empfänger, d. h. der Transistoren Q11 und Q12 bewirkend. Der Betrag der elektrischen Ladung zu diesem Zeitpunkt wird repräsentiert durch
QT = 2 × IT × tpd = 2 × tpd × Vdd/(Ron + Z0).
Zum Beispiel sei Ron = 10 Ω, Vdd = 0,5 V, Z0= 28 Ω und tpd = 1 ns. Dann ergibt sich QT = 26 pC. Das bedeutet, dass die Kapazität des Ableitkondensators 52 pF ist unter der Bedingung, dass die Versorgungsspannung 0,5 V ist. Um eine ausreichende Schwankungsbreite zu erlauben, darf der Kondensator 26 eine mehrmals bis zu mehreren zehnmal größere Kapazität haben als dieser Wert (bis zu 100 mal größer). Bei 5 bis 20mal liegt die Kapazität beispielsweise in dem Bereich von 260 bis 1040 pF. Ein Ableitkondensator 26 mit einer solchen Kapazität ist so nahe wie möglich an der Transistor-Schaltung angeordnet.
Hier werden die Verbindungspunkte des Ableitkondensators 26 und die Ergebnisse der Simulationen von Spannung und Strom an Schaltungspunkten beschrieben werden.
Fig. 7 zeigt eine für eine Simulation verwendete Schaltungsanordnung. Eine Spannungsversorgung ist eine 3,3-V- Versorgung. Das Gegenstück zu dem obigen Energieversorgungs- Masse-Leitungspaar 22 ist ein Energieversorgungs-Masse- Leitungspaar 32, das irgendeine Kapazität und irgendeine Induktivität hat. Die Kapazitätskomponente ist mit 33 gekennzeichnet und die Induktivitätskomponenten ist mit 34 gekennzeichnet. Die Ausbreitungsverzögerungszeit in dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 32 wird zu 0,5 ns angenommen. Diese Anordnung bewirkt Leitungsreflektionen und, um die Reflektionen zu vermeiden, ist die Leitung 32 abgeschlossen mit einem Widerstand 35 von beispielsweise 15 Ohm.
Das Gegenstück zu dem Ableitkondensator 26 ist eine Kondensator 36. Eine Induktivität, deren Wert entsprechend dem Verbindungspunkt des Kondensators 36 variiert, ist mit 37 gekennzeichnet. In diesem Fall, da nur ein Energiezufuhr- Masse-Leitungspaar vorgesehen ist, ist die Kapazität des Kondensators 36 festgelegt auf 0,01 µF. Der Wert der Induktivität 37 ist eingestellt auf 5 nH wenn der Ableitkondensator 26 sich in einem Abstand von 5 mm von der von dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 32 mit Energie versorgten Transistor-Tor-Schaltung befindet und 0,05 nH für einen Abstand von 0,5 mm.
Die Transistor-Tor-Schaltung besteht unter der Voraussetzung einer CMOS-Treiber-Schaltung aus zwei Arten von Schaltern:
einen, angepasst zum Zuführen der Versorgungsspannung zu dem Signal-Masse-Leitungspaar und einen, angepasst zum Verbinden des Leitungspaares mit Masse. Die CMOS-Treiber-Schaltung ist aufgebaut aus vier Schaltern S1 bis S4. Der gemeinsame Knoten der Schalter S2 und S3 ist verbunden mit der Signalleitung in dem Signal-Masse-Leitungspaar 38. Das Signal-Masse- Leitungspaar 38 ist durch einen durch einen äquivalenten Widerstand von beispielsweise 50 Ohm dargestellten Empfänger 39 abgeschlossen.
Ein zwischen dem Abschlusswiderstand 35 des Energiezufuhr- Masse-Leitungspaares 32 angeschlossener Schalter 40 ist zur Initialisierung zum Zeitpunkt der Simulation verwendet und wird in einem praktischen Schaltkreis nicht benötigt.
Messungen von Variationen des Versorgungsstromes, Variationen der Ausgangsspannung der Transistor-Tor-Schaltung und Variationen der Eingangsspannung des Empfängers bei Zufuhr eines pulsartigen Eingangssignals zu der Transistor-Tor- Schaltung liefern die Ergebnisse, wie in den Fig. 8A bis 8D gezeigt. Die Fig. 8A und 8B zeigen Variationen des Versorgungsstromes am Punkt P1 in Fig. 7 und Variationen der Spannung an den Punkten P2 bzw. P3, wenn der Ableitkondensator 26 relativ fern von der Transistor-Tor- Schaltung entfernt angeordnet ist und somit die Induktivität 37 zu 5 nH eingestellt ist. Auch die Fig. 8C und 8D zeigen Variationen des Versorgungsstromes am Punkt P1 in Fig. 7 und Variationen der Spannung an den Punkten P2 bzw. P3, wenn der Ableitkondensator 26 nahe an der Transistor-Tor-Schaltung angeordnet ist und demnach die Induktivität 37 0,5 nH ist.
Wie aus den Fig. 8A und 8C klar ersichtlich ist, schwankt der Versorgungsstrom, wenn der Induktivitätswert 5 nH ist, nachdem die Schalter S1 und S2 eingeschaltet worden sind, bedeutender als mit 0,5 nH. Ein großer Strom von -220 mA vor dem Einschalten der Schalter resultiert aus dem Schalten des Initialisierungsschalter 40 zu dem Zeitpunkt der Simulation und ist unabhängig von inhärenten Charakteristika. Offensichtlich tritt ein Problem auf, wenn der Verbindungspunkt des Ableitungskondensators 26 von der Transistor-Tor-Schaltung 5 mm weit weg ist.
Andererseits schwanken sowohl die Ausgangsspannung der Transistor-Torschaltung als auch die Eingangsspannung des Empfängers stärker in dem Falle von 5 nH und konvergieren nicht. In diesem Falle steigt die Spannung am Punkt P2 in Fig. 7 in weniger als 1 ns und ihre äquivalente Frequenz entspricht 300 MHz. Im Falle einer Anstiegszeit von 100 ps, was eine Größenordnung kleiner ist als 1 ns, ist die äquivalente Frequenz 3 GHz. Der Induktivitätswert ist 0,5 nH für die Fälle der Fig. 8A und 8B und 0,05 nH für die Fälle der Fig. 8C und 8D. Diese Induktivitätswerte entsprechen den Abständen von 0,5 und 0,05 mm. Das bedeutet, dass es mit steigender Betriebsfrequenz der Transistor-Tor-Schaltung notwendig wird, den Ableitkondensator näher an die Transistor-Tor-Schaltung anzuordnen. Es ist erstrebenswert, die Streuinduktivität XpH in dem Ableit-Kondensator 26 und seiner zugeordneten Verdrahtung kleiner zu machen, als 1/A(GHz) × 100 ps (A = die Äquivalenzfrequenz). Dieser Ausdruck, wenn auch bezüglich der Einheiten nicht angepasst, war empirisch aus Digitalschaltungen erhalten worden, die im Frequenzband der Größenordnung von GHz arbeiten.
Jedoch haben Transistoren und Kondensatoren physikalische Größen und leiden unter Beschränkungen ihrer Verkleinerung. Wie in Fig. 9 gezeigt, wird der Ableitkondensator 26 daher häufig mitten zwischen beiden Enden des Energiezufuhr-Masse- Leitungspaars 22 angeordnet. In diesem Fall wird der Ableitkondensator für tpd + tpdpsl geladen (tpdpsl ist die Ausbreitungsverzögerungszeit in einer von zwei Sektionen der Leitung 22), was ein entsprechendes Vergrößern seiner Kapazität erforderlich macht. Wenn in dem obigen Beispiel tpdpsl = 0,1 ns ist, ist die Kapazität des Ableitkondensators 26 im Bereich von 156 bis 572 pF.
Selbst unterschiedliche Bedingungen bedenkend sind Kapazitäten von 500 pF bis 5 nF angemessen für den Ableitkondensator 26; demnach kann eine Niedrig-Induktivität- Struktur gewählt werden. Die spezifische Struktur des Ableitkondensators 26 wird später beschrieben werden.
Das Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 hat eine feste charakteristische Impedanz an allen Punkten der Leitung. Nun sei angenommen, dass der zu dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 22 verbundene Transistor eingeschaltet wird und Strom beginnt durch seinen Einschaltwiderstand zu fließen. Wenn die kapazitive Komponente des Transistors Null wäre, würde Ladung unmittelbar von dem Leitungspaar 22 zu der Signalübertragungsleitung fließen und von dessen charakteristischer Impedanz beschränkt sein. Wie in Verbindung mit Fig. 1B beschrieben, fließt Ladung, d. h. ein Strom, zu IT = Vdd/(Ron + Z0).
Wenn jedoch der Transistor eine Tor-Kapazität CG hat, trifft der Strom zuerst auf diese Kapazität, bevor er den Widerstand fühlt. In diesem Moment wird der Widerstand Null, so dass ein impulsartiger Strom fließt und die Spannung Null wird. Dann trifft der Strom auf den Widerstand mit dem Ergebnis, dass die Spannung beginnt anzusteigen. Die Spannungsanstiegscharakteristik ist repräsentiert durch v = Vdd exp(-t/Ron CG). Der Strom erreicht dann den eingeschwungenen Zustand, in dem IT = Vdd/(Ron + Z0) gilt. Von dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 22 aus betrachtet ist die Situation die, dass eine Übertragungsleitung mit einer Verzögerungszeit entsprechend einer durch den Einschaltwiderstand und die Tor-Kapazität bestimmten Zeitkonstante kurz angeordnet ist zur Signalübertragungsleitung. Als Ergebnis hiervon treten negative Reflektionen auf, die Rauschen auf dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar produzieren.
Um dies zu verhindern, ist einfach ein Widerstand 51 zwischen der Transistor-Tor-Schaltung 50 und dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 22 verbunden, wie in Fig. 10 gezeigt. Der Wert Rps des Transistors 51 ist eingestellt, um die Gleichung Z0 = Ron + Rps zu erfüllen.
Als Folge darauf wird die auf einer Zeitkonstante basierende Verzögerungszeit tt, die dem Transistor zugeordnet ist, gegeben durch tt = (Ron + Rps) CG. In Vergleich mit der Abwesenheit von Rps tritt eine Verzögerung von Δt = Rps CG auf. Dies ist kein ernsthaftes Problem in dem Signalbusschaltkreis. Die zukünftige Entwicklung in Transistor-Strukturen wie zum Beispiel SOI (Silizium auf Isolator bzw. Silicon On Insulator) bedenkend, die ein Reduzieren von Tor-Kapazitäten CG erlauben, ist zu erwarten, dass die zusätzliche Verzögerung kein ernstes Problem darstellt.
Als nächstes wird eine erste Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung beschrieben in Form einer Halbleiterschaltungsanordnung einschließlich eines LSI-Chips (Large Scale Integrated Circuit bzw. in großem Umfang integrierte Schaltung) und seinem zugehörigen Gehäuse.
Wie in Fig. 11 gezeigt, sind drei Arten von Anschlussfeldern bzw. Anschlüssen 62a, 62b und 62c in der Umgebung eines LSI- Chips 61 angeordnet. Die Anschlüsse 62a sind Energieversorgungsanschlüsse, die Anschlüsse 62b sind Masse- Anschlüsse und die Anschlüsse 62c sind Signalanschlüsse. Um den Chip 61 sind Masse-Leitungen 63 vorgesehen, von denen jede aus einer leitenden Schicht besteht, die in der Nähe des Chips breit ausgebildet ist und sich an einer Stelle in einigem Abstand von dem Chip verzweigt. Die Masse-Leitungen sind jeweils gepunktet dargestellt. Über den Masse-Leitungen 63 sind Signalleitungen 64 ausgebildet und Energiezufuhrleitungen 65 mit Zwischenschichtisolationsfilmen dazwischen. Die Signalleitungen 64 und die Energiezufuhrleitungen 65 erstrecken sich radial zusammen mit den darunter liegenden Masse-Leitungen. Die Signalleitungen 64 und die Energiezufuhrleitungen 65 erstrecken sich jeweils von der Stelle, wo die Masse-Leitungen sich verzweigen zusammen mit den darunter liegenden Masse-Leitungen als ein gestapeltes Leitungspaar.
In dem Beispiel der Fig. 11 bilden drei Signal-Masse- Leitungspaare 66 und ein Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67 einen Satz und eine Vielzahl von Sätzen sind angeordnet mit dem Chip 61 auf einem Gehäuse 68 als Verdrahtungsbrett.
Durch Festlegen der Breite bzw. des Querschnitts des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 67 in jedem Satz dreimal oder mehr größer als die Breite des Signal-Masse- Leitungspaares 66 kann die vorstehend beschriebene Bedingung, dass Z0ps ≦ (1/N) Z0 gilt, erfüllt werden. Wenn die Dicke des Zwischenlagenisolationsfilmes in dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67 kleiner ist als in dem Signal-Masse- Leitungspaar 68, darf der Querschnitt des Energiezufuhr- Masse-Leitungspaars kleiner oder gleich dem des Signal-Masse- Leitungspaares sein. Kurz gesagt, solche Übertragungsleitungen, die die Bedingung Z0ps ≦ (1/N) Z0 erfüllen, sind bis in die Nähe des Chips ausgebildet.
Wie leicht aus Fig. 11 vermutet werden kann, kann ein Flip- Chip oder ein TAB-Verbindung-Chip (Tape Automatic Bonding bzw. bandautomatisiertes Verbinden) angepasst werden an den LSI-Chip 61. Die Grundbedingungen sind, Übertragungsleitungen anzuordnen, die die Bedingung von Z0ps ≦ (1/N) Z0 erfüllen, derart, dass ihre Enden so nah wie möglich an den Bumps bzw. Anschlusshöckern sind. Die Bumps werden anstelle der Anschlussfelder (engl.: pads) auf dem Chip bereitgestellt.
Der ebene Aufbau des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 67 ist derart, dass es an der Stelle in zwei verzweigt, an der der vorstehend beschriebene Ableitkondensator 26 angebracht ist und dann wieder zusammengeführt wird. Die Breite jedes der beiden Zweige ist im wesentlichen halb so groß wie die Breite des unverzweigten Abschnitts. Dies erlaubt dem Energiezufuhr- Masse-Leitungspaar 67, seine charakteristische Impedanz kontinuierlich beizubehalten.
Der Ableitkondensator 26 hat, wie gezeigt, Elektroden vom Flip-Chip-Typ. Die Elektrodenanschlussfelder und die Masse- Anschlussfelder erstrecken sich im wesentlichen von der gleichen Stelle, um mit dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67 verbunden zu werden. Die Anschlussfelder sind auf der Seite des Transistor-Tores angeordnet innerhalb des LSI- Chips. Dies erlaubt dem Anschlussflächenausziehvektor (engl.: pad pull-out vector), derselbe Vektor zu sein, wie das Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67, das in Richtung des Transistor-Tores verläuft. Von den Signaleingängen 62c des LSI-Chips 61 eingegebene Signale werden im allgemeinen Empfängern zugeführt. Signale werden von Treibern ausgegeben, von denen jeder mit einem jeweiligen Empfänger ein Paar bildet, durch die Signalanschlussfelder zu der Außenseite des Chips. Der Empfänger und der Treiber in jedem Paar sind gemeinsam verbunden mit einem der Energiezufuhr-Masse- Leitungspaare.
Fig. 12 ist eine Draufsicht und zeigt den Aufbau der Peripherie der Empfänger und Treiber innerhalb des LSI-Chip 61. In Fig. 12 sind ähnliche Referenzziffern verwendet worden zum Kennzeichnen korrespondierender Teile zu denen in Fig. 11. In Fig. 12 sind die Empfänger gekennzeichnet mit 71 und die Treiber sind gekennzeichnet mit 72. Die Empfänger 71 und die Treiber 72 werden durch Dreiecke dargestellt, nicht durch Transistor-Symbole. Von den Dreiecken sind die, deren Spitze zur Innenseite des Chips zeigen die Empfänger und die anderen sind die Treiber.
Wie zuvor beschrieben, muss das Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67 eine Übertragungsleitung sein, selbst in der Nähe des Transistor-Tores, d. h. des Empfängers 71 und des Treibers 72; deshalb sollte es angeordnet sein, um sich gerade über die Empfänger 71 und die Treiber 72 hinaus zu erstrecken. Eine beispielhafte Anordnung hierzu ist in Fig. 12 dargestellt. In diesem Fall kann der Ableitkondensator 26 auch zwischen den Energiezufuhr- und Masse-Leitungen verbunden sein, wie gezeigt.
Die Masse-Verbindung für die Transistor-Tore wird erreicht durch eine Zwischenschichtverbindung zur darüber liegenden Masse-Leitung 63, wie in Fig. 13 gezeigt, während die Energiezufuhrverbindung erreicht wird durch Verbinden zur über der Masse-Leitung liegenden Energiezufuhrleitung 65. Die Verbindung zu der Energiezufuhrleitung 65 kann entweder durch Verwenden eines Durchgangsloches in einer Leiterplatte ausgeführt sein oder durch Ausbilden von Energieversorgungslötaugen auf der Masse-Schicht. Die Signalleitung 73 bildet mit der Masse-Leitung 63 ein Paar. Es ist wichtig, dass die Masse-Leitung 63 nicht eine Verdrahtung mit an einem Ende offenem Hohlraum bildet. Die Masse-Leitung, die ein Signal-Masse-Übertragungsleitungspaar bildet, besteht aus dem Teil der Masse-Leitung 63, die mit dem Masse- Anschlussfeld 62b verbunden ist und das Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67 bildet, welches von der Masse-Leitung 63 abzweigt und sich zu den Signalanschlussklemmen 62c erstreckt. Die Empfänger 71 und die Treiber 72 sind mit der Energiezufuhrleitung 65 über Verbindungspunkte 74 verbunden, die durch Kreise dargestellt sind, von denen jeder mit schrägen Linien gekennzeichnet ist und mit der Masse-Leitung 63 über Verbindungspunkte 75 verbunden, die durch Kreise ohne schräge Linien dargestellt sind.
Nun wird Bezug genommen auf Fig. 14, in der in perspektivischer Darstellung der detaillierte Aufbau des Ableitkondensators 26 gezeigt ist. Dieser Kondensator ist durch Stapeln einer Vielzahl von rechteckigen plattenartigen leitenden Schichten 81 gebildet (sechs Lagen in diesem Beispiel), mit einer Isolierschicht zwischen leitenden Schichten, die einander gegenüber liegen. Eine der einander gegenüberliegenden leitenden Schichten bildet eine Energieschicht, während die andere Schicht eine Masse-Schicht bildet. Jede der leitenden Schichten 81 hat eine Breite W annähernd gleich zu der der Energiezufuhrleitung 65 und der Masse-Leitung 63 in dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67 in Fig. 11. Es sind Zwischenlagenverbindungsdurchgangslochelektroden 82 und 83 entlang einer der kürzeren Seiten der leitenden Schichten 81 vorgesehen, die näher an dem LSI-Chip liegt, die Elektroden 82 sind mit der Energieversorgungsschicht der leitenden Schichten 81 verbunden und die Elektroden 83 sind mit der Masse-Schicht verbunden.
Fig. 15 zeigt in schematischer Darstellung die Art, in der Ladungen in einer der leitenden Schichten 81 in dem Kondensator der Fig. 14 fließen. Desgleichen zeigt Fig. 16 schematisch die Art, in der Ladungen in einem Paar leitender Schichten 81 fließen, die die Energieversorgungsschicht bzw. die Masse-Schicht bilden. In den Fig. 15 und 16 bezeichnen 84 und 85 Flip-Chip-Elektroden, die angepasst sind, um die Durchgangslochelektroden 82 und 83 mit der Energieversorgungsleitung 65 bzw. der Masseleitung 63 in dem Energieversorgungs-Masse-Leiterpaar 67 zu verbinden.
Wie aus den Fig. 15 und 16 ersichtlich ist, neigt der Kondensator dazu, positiven und negativen Ladungen zu erlauben, in derselben Richtung zu dem Ausgang (Elektroden 84 und 85) hin zu fließen und so sehr als möglich einen Ladungsfluss zu erlauben. Hierzu sind zwei Reihen von Flip- Chip-Elektroden verwendet, wie in Fig. 15 gezeigt. Jedoch können, abhängig von dem Aufbau des Energiezufuhr- Masseleitungspaares lineare Elektroden verwendet werden.
Das heißt, dass ein vergrabener Kondensator, wie in Fig. 17 gezeigt, ebenfalls verwendet werden kann. In Fig. 17 ist in einem Zwischenabschnitt 91 des Energiezufuhr-Masse- Leitungspaars 67, das aus der Energiezufuhrleitung 65 und der Masse-Leitung 63 besteht, ein vergrabener Kondensator 95 ausgebildet, bestehend aus einem Paar leitender Schichten 93 und 94 mit einer Kondensatorisolationsschicht 92 dazwischen. Die leitenden Schichten 93 und 94 sind elektrisch verbunden über ihre gesamte Breite mit der Energiezufuhrleitung 65 bzw. der Masse-Leitung 63 durch Stiftelektroden 96 bzw. 97.
Mit solch einem ein Paar leitende Schichten umfassenden Kondensator, wie in Fig. 17 gezeigt, können Ladungen von dem Ladungsausgang über seine gesamte Breite herausgenommen werden. Die geeignete Auswahl der Dielektrizitätskonstante der Kondensatorisolationsschicht 92 erlaubt den Kondensator im wesentlichen in derselben Dicke auszubilden, wie die Isolationsschicht in dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67. Das Prinzip, dass, wie zuvor beschrieben, der Ableitkondensator 26 eine Kapazität haben kann, die so klein wie einige Nanofarad sein kann, erlaubt es dem Ableitkondensator, eine solche Struktur zu haben.
Fig. 18 ist eine Draufsicht einer Halbleiterschaltungsanordnung, die einen LSI-Chip und sein zugeordnetes Gehäuse einschließt gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. In dieser Figur sind ähnliche Bezugsziffern verwendet, um entsprechende Teile wie die in Fig. 11 zu kennzeichnen und deren Beschreibung ist weggelassen.
In der Halbleiterschaltungsanordnung nach Fig. 11 ist das Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67 in einem ebenen Aufbau derart ausgebildet, dass es sich in zwei aufteilt an der Stelle, an der der Ableitkondensator 26 angebracht ist und dann wieder vereinigt wird. Das heißt, dass das Leitungspaar 67 ohne Unterbrechung ausgebildet ist. Im Gegensatz hierzu dient ein Ableitkondensator 26a als ein Teil des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 67 in der Halbleiterschaltungsanordnung der Fig. 18. Mit anderen Worten verbindet der Kondensator 26a ein Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67 zu einem anderen Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67. Genauer ist der Kondensator 26a an einem Ende mit der Energiezufuhrleitung 65 und der Masse-Leitung 63 des ersten Energiezufuhr-Masse-Leitungspaars 67 verbunden und an dem anderen Ende zu der Energiezufuhrleitung 65 und der Masse-Leitung 81 des zweiten Energiezufuhr-Masse- Leitungspaars 67. Das heißt, dass an der Stelle, an der der Ableitkondensator 26a vorgesehen ist, das Energiezufuhr- Masse-Leitungspaar 67 nicht existiert und der Ableitkondensator selbst als Übertragungsleitung verwendet wird.
Fig. 19 ist eine perspektivische Darstellung des Ableitkondensators 26a in Fig. 18. Dieser Kondensator ist gebildet durch Stapeln einer Vielzahl von rechteckigen plattenartigen leitenden Schichten 81 (sechs Schichten in diesem Beispiel) mit einer Isolationsschicht zwischen einander gegenüberliegenden leitenden Schichten. Eine der einander gegenüberliegenden leitenden Schichten bildet eine Energiezufuhrschicht, während die andere Schicht eine Masse- Schicht bildet. Jede der leitenden Schichten 81 hat eine Breite W annähernd gleich der der Energiezufuhrleitung 65 und der Masse-Leitung 63 in dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67 in Fig. 18. Es sind Zwischenlagenverbindungsdurchgangslochelektroden 82 und 83 vorgesehen entlang der kurzen Seite der leitenden Schichten 81, um die leitenden Schichten 81 mit dem Energiezufuhr- Masse-Leitungspaar 67 zu verbinden. Dadurch bildet der Ableitkondensator 26a, wie aus einem äquivalenten Schaltkreis nach Fig. 20 zu sehen ist, einen Teil eines Energieversorgungs-Masse-Leitungspaares 67.
Fig. 21 zeigt schematisch die Art, in der die Ladungen in einer der leitenden Schichten 81 in dem Kondensator der Fig. 19 fließen. Entsprechend zeigt Fig. 22 schematisch die Art des Ladungsflusses in einem aus einer Energieversorgungsschicht bzw. einer Masse-Schicht bestehenden Paar leitender Schichten 81. In den Fig. 21 und 22 bezeichnen 84 und 85 Flip-Chip-Elektroden, die angepasst sind um die Durchgangslochelektroden 82 und 83 zu verbinden mit der Energieversorgungsleitung 65 bzw. der Masse-Leitung 63 in dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar 67.
Wie aus den Fig. 21 und 22 ersichtlich ist, neigt der Kondensator dazu, positiven und negativen Ladungen ein Fließen in derselben Richtung zu dem Ausgang (Elektroden 84 und 85) zu erlauben und mit einer breiten Verteilung über die Breite der leitenden Schichten. In der Halbleiterschaltungsanordnung nach Fig. 18 wird die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung, da der Ableitkondensator 26a als Teil des Energiezufuhr-Masse- Leitungspaares 67 verwendet wird, diskontinuierlich, was Energie dazu veranlasst, zwischen dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar 67 und dem Ableitkondensator 26a reflektiert zu werden. Untersuchungen haben jedoch ergeben, dass die meiste Energie dazu kommt, den Ableitkondensator 26a mit der Zeit zu durchlaufen. Dies wird nachstehend beschrieben.
Es sei angenommen, dass, wie in Fig. 23 gezeigt, zwischen zwei Übertragungsleitungen 110 und 120 mit im wesentlichen derselben charakteristischen Impedanz eine Übertragungsleitung 130 eingefügt ist mit einer abweichenden charakteristischen Impedanz. Wir haben verifiziert, dass Energie von der Übertragungsleitung 110 zu der Übertragungsleitung 120 übertragen wird während sie wiederholten Reflektionen ausgesetzt wird innerhalb der Übertragungsleitung 130. Aus Bequemlichkeit bezeichnen wir die Übertragungsleitung 110, 130 und 120 mit A, B bzw. C.
Seien hier die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung A und C beispielsweise 50 Ohm und die der Übertragungsleitung B sei Z Ohm. Angenommen, dass die gesamte Energie von der Übertragungsleitung A zu der Übertragungsleitung C übertragen wird. Dann wird eine Inkompabilität dieser Annahme auftreten, es sei denn, dass die gesamte Energie, die zu der Übertragungsleitung A an dem Eingang der Übertragungsleitung B reflektiert wird, zu Null wird. Wir verifizierten daher, dass die Summe der Ströme, die von der Übertragungsleitung B zu der Übertragungsleitung A zurückfließen, Null werden.
Der Reflektionskoeffizient Γ der Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm zu der Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz von Z Ohm ist gegeben durch
Γ = (Z - 50)/(Z + 50) (1)
Auch der Reflektionskoeffizient Γ' von der Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz von Z Ohm zu der Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm ist gegeben durch
Γ' = (50 - Z)/(50 + Z) = -Γ (2)
demnach wird, wenn anfangs eine Spannung V zu der Übertragungsleitung A zugeführt wird, die zu der Übertragungsleitung B übertragene Spannung zu V (1 + Γ) (den Verlust innerhalb der Übertragungsleitung B vernachlässigend).
Die Spannung VCB1, die die Übertragungsleitung B durchläuft und in sie am Eingang der Übertragungsleitung C zurückreflektiert wird, ist gegeben durch
VCB1 = -ΓV(1 + Γ) (3)
Die Spannung VAB1, die zu dem Ausgang der Übertragungsleitung A zurückkommt und diesen dann durchquert ist gegeben durch
VAB1 = -ΓV(1 + Γ) (1 + (-Γ)) = -ΓV(1 - Γ2) (4)
Die Spannung VBA1, die zu dem Ausgang der Übertragungsleitung A zurückkommt und dann in die Übertragungsleitung B zurückreflektiert wird, ist gegeben durch
VAB1 = -ΓV(1 + Γ) (-Γ) = Γ2V(1 + Γ) (5)
Danach werden solche Reflektionen immer wieder wiederholt, wie in Fig. 24 dargestellt.
Beispielsweise ergibt sich die Gesamtheit S der Spannungsanteile, die von der Übertragungsleitung B zurück zu der Übertragungsleitung A reflektiert werden, aus
S = -ΓV (1 + Γ2) - E3V (1 + Γ2)
-Γ5V (1 + Γ2) - Γ7V (1 + Γ2) . . .
= -ΓV(1 + Γ2) (1 + Γ2 + Γ4 + Γ6 + Γ8 + Γ10 + . . .)
= -ΓV (1 + Γ2)/(1 - Γ2)
= -ΓV (6)
Die Addition der Spannung ΓV zu dem Ausdruck (6), die zuerst von der Übertragungsleitung B zurück in die Übertragungsleitung A reflektiert worden ist, zeigt, dass -ΓV + ΓV = 0 ist.
Ein wichtiger Rückschluss daraus ist, dass selbst wenn eine Impedanzfehlanpassung auftritt mit einer Zwischenübertragungsleitung, die gesamte Energie während wiederholter Reflektionen hindurch geht.
Mit den wiederholten Reflektionen zusammenhängende Übergangsphänomene können jedoch zu einem Verzerren der Spannungswellenformen führen. Das kann jedoch intuitiv als gewährbar angesehen werden unter der Bedingung, dass die Periode der mehrfachen Reflektionen kurz ist und die fehlangepasste Übertragungsleitung kurz ist. Lass uns annehmen, dass in Fig. 23 die Länge der Übertragungsleitung B zweimal (2L) der der Übertragungsleitungen A und C ist und die charakteristische Impedanz von Z 100 Ohm ist.
Erst werden die durchgegangene Komponente erster Ordnung und die reflektierten Komponenten erster und zweiter Ordnung geprüft. Eine Prüfung ist nämlich durchgeführt an
(1 - Γ2)V0(1 + Γ2 cos 2πfα)sin2πft + Γ2sin 2πfαcos2πft
wobei α ein Wert ist, der durch Division der Länge 2L der Übertragungsleitung B durch die Ausbreitungsgeschwindigkeit erhalten wird. Da die Ausbreitungsgeschwindigkeit rund 150 mm/lnsec in Epoxyd-Glas-Substrat ist, ergibt sich 2πfα zu 4πfL/150 (ns). Darüber hinaus ist Γ = (100 - 50)/(100 + 50) = 1/3 und Γ2 = 1/9.
Angenommen, dass f = 1 GHz ist, so wird der Teil in dem Ausdruck für die erste durchgegangene Komponente und die nächsten reflektierten Komponenten zu (1 + (1/9) cos 4 ΓL/150) sin2πt.109 + (1/9) sin (4πL/150) cos πt.109.
Wir bestimmen durch Simulation, wie die Übertragungswellenformen variieren gemäß der Länge L der Übertragungsleitung. Die Simulation belegt, dass wenn die Länge der nicht-angepassten Übertragungsleitung 10 mm oder so ähnlich ist, die Fehlanpassung von 100 Ohm bis 50 Ohm einen nicht so großen Effekt auf eine Sinuswelle von 1 GHz hat. Mit 3-GHz-Impulsen entsprechend zu einer Sinuswelle von 10-GHz, wurde verifiziert, dass die Fehlanpassung keine Wirkung hat unter der Voraussetzung, dass die fehlangepasste Übertragungsleitung 1 mm ist oder weniger.
Infolgedessen, wenn der Ableitkondensator als Übertragungsleitung angesehen wird, hängt die Leitungslänge, die frei ist von dem Effekt der charakteristischen Impedanz- Fehlanpassung von der Frequenz ab. Das heißt, obwohl kein langer Ableitkondensator verwendet werden kann, wird jeder Kondensator, wenn seine Länge in Übereinstimmung mit der Frequenz des Übertragungssignals gewählt worden ist, eine gute Übertragungscharakteristik bereitstellen. Für eine Sinuswelle kann das Verhältnis der Länge L zu der Frequenz s folgendermaßen vereinfacht werden:
L = (1/f) 1010 mm)
Für ein Impulssignal ist die der Frequenz f zugeordnete Länge L gegeben durch
L = (1/3f) 1010 (mm)
Bei einem Impulssignal wird die dritte harmonische Frequenz als typische Frequenz verwendet. Jeder Kondensator, sofern seine Länge eingestellt ist, um kleiner oder gleich der derart festgelegten Länge zu sein, kann in Serie mit dem Energiezufuhr-Masse-Leitungspaar verbunden werden.
Fig. 25 ist eine Draufsicht einer Halbleiterschaltungsanordnung, die einen LSI-Chip und sein zugehöriges Gehäuse einschließt entsprechend einer vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. In dieser Figur sind ähnliche Bezugsziffern verwendet, um entsprechende Teile zu denen in Fig. 11 zu bezeichnen und deren Beschreibung wird weggelassen.
In dieser Ausgestaltung sind die Ableitkondensatoren 26 in der Halbleiterschaltungsanordnung der Fig. 11 ersetzt worden durch Ableitkondensatoren 26a, die in gleicher Weise ausgebildet sind wie die Ableitkondensatoren in Fig. 18. Das heißt, dass in der vorliegenden Ausgestaltung das Energieversorgungs-Masse-Leitungspaar 67 in einem ebenen Aufbau ausgebildet ist derart, dass es sich in zwei aufteilt an der Stelle, an der der Ableitkondensator 26 angebracht ist und dann wieder in eines vereinigt.
Die Breite jedes der verzweigten Abschnitte ist festgelegt auf im wesentlichen 1/2 der Breite des nicht verzweigten Abschnittes.
Entsprechend dieser Halbleiterschaltungsanordnung kann, da der Ableitkondensator 26a selbst einen Teil des Energiezufuhr-Masse-Leitungspaares 67 bildet, die charakteristische Impedanz des Abschnitts, an dem der Ableitkondensator 26a vorgesehen ist, niedriger festgelegt werden als in Fig. 18.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung, wie soweit beschrieben, kann eine Halbleiterschaltungsanordnung bereitgestellt werden, die es dem Energiezufuhr-Masse- Leitungspaar ermöglicht, eine ausreichende Ladungsbereitstellungskapazität zu haben ohne durch die Charakteristika der Transistor-Tor-Schaltungen beschränkt zu sein.
Zusätzliche Vorteile und Modifikationen werden sich dem Fachmann unmittelbar erschließen. Daher ist die Erfindung in ihrem breiteren Aspekt nicht auf die spezifischen Einzelheiten und beispielhaften Ausgestaltungen beschränkt, die hier gezeigt und beschrieben sind. Entsprechend können viele Modifikationen vorgenommen werden ohne von dem Gedanken oder dem Schutzbereich des generellen Erfindungskonzeptes abzuweichen, wie er in den beiliegenden Patentansprüchen definiert ist, oder von dessen Äquivalenten.

Claims (23)

1. Halbleiterschaltungsanordnung, gekennzeichnet durch das Umfassen:
einer Übertragungsleitung (22, 67), bestehend aus einer Energiezufuhrleitung (65) und einer Masse-Leitung (63), die im wesentlichen dieselbe Dicke haben und übereinander ausgebildet sind, wobei die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung elektrisch voneinander getrennt sind; und
eines elektronischen Schaltkreises (61, 66), mit der Übertragungsleitung gekoppelt zum Empfangen einer Versorgungsspannung durch die Übertragungsleitung.
2. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsleitung eine charakteristische Impedanz hat, die im wesentlichen gleich oder geringer ist als die Impedanz der gesamten elektronischen Schaltung.
3. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung beide ausgebildet sind aus einer leitenden Schicht und deren Dicke im wesentlichen gleich zu der Breite der leitenden Schicht ist.
4. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die aus einer Energiezufuhrleitung und einer Masse-Leitung zusammengesetzte Übertragungsleitung in einem integrierten Halbleiterschaltungschip ausgebildet ist.
5. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die aus einer Energiezufuhrleitung und einer Masse-Leitung zusammengesetzte Übertragungsleitung auf einer Leiterplatte (68) ausgebildet ist.
6. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die aus der Energiezufuhrleitung und der Masse-Leitung zusammengesetzte Übertragungsleitung bis zu ihrem Ende den Aufbau eines Energiezufuhr-Masse-Übertragungsleitungspaares hat.
7. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie zusätzlich einen Ableitkondensator (26, 26a) umfasst, der mit dem Energieversorgungsabschnitt der elektronischen Schaltung oder dessen Nähe gekoppelt ist, um den Betrag der Ladung mehrere Male bis zu mehrere zehn Male größer zu halten, als dem Betrag der Ladung, die der elektronischen Schaltung zugeführt wird.
8. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator inmitten der Übertragungsleitung vorgesehen ist.
9. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator einen Teil der Übertragungsleitung bildet.
10. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Gesamtheit der Streuinduktivität, die dem Ableitkondensator und einer Verbindung, mit der der Ableitkondensator verkoppelt ist, zugeordnet ist, nicht größer ist als 1/A (GHz) × 100 ps = Xph, wobei A die Frequenz eines Taktes ist, der der elektronischen Schaltung zugeführt wird und X ein Induktivitätswert ist, der durch Rechnung erhalten wird.
11. Die Halbleiterschaltungsanordnung gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator mindestens zwei plattenartige leitende Schichten (81) umfasst, deren Breite annähernd der Breite der die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung bildenden leitenden Schichten entspricht und die übereinander ausgebildet sind mit einer Isolationsschicht dazwischen, und eine Vielzahl von Elektroden (82, 83), die entlang einer der beiden Seiten der mindestens zwei leitenden, einander gegenüberliegenden Schichten vorgesehen sind in Richtung der Länge der leitenden Schichten, die näher zu dem elektronischen Schaltkreis ist, wobei ein Satz von Elektroden mit der Energiezufuhrleitung gekoppelt ist und der andere Satz mit der Masse-Leitung gekoppelt ist.
12. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator mindestens zwei plattenartige leitenden Schichten (81) hat, deren Breite annähernd der Breite der die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung bildenden leitenden Schichten entspricht und die übereinander angeordnet sind mit einer Isolationsschicht dazwischen, und einer Vielzahl von Elektroden (82, 83), die vorgesehen sind entlang des Seitenpaares der mindestens zwei leitenden Schichten, die einander gegenüberliegen in Richtung der Länge der leitenden Schichten, wobei die Elektroden eine einschließen, die mit der Energieversorgungsleitung gekoppelt ist und eine, die mit der Masse-Leitung gekoppelt ist.
13. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung eine Transistor-Tor-Schaltung (50) enthält mit einem Transistor, der von der Übertragungsleitung mit Energie versorgt wird und an eine Signalleitung angeschlossen ist und einem Widerstandselement (51), das in Serie zwischen der Energieversorgungsseite der Transistor-Tor- Schaltung und der Übertragungsleitung verbunden ist, und der Widerstand Rps des Widerstandselementes festgelegt ist, um Ron + Rps = Z0 zu erfüllen, mit Ron als Widerstand des Transistors und Z0 als charakteristische Impedanz der Signalleitung.
14. Halbleiterschaltungsanordnung gekennzeichnet durch das Umfassen:
einer Übertragungsleitung (22), bestehend aus einer Energiezufuhrleitung und einer Masse-Leitung, die im wesentlichen die gleiche Dicke haben und übereinander ausgebildet sind, wobei die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung elektrisch voneinander getrennt sind;
einer Vielzahl von Transistoren (Q1, Q2), von denen jeder einen Strompfad hat mit einem einen Ende an die Energiezufuhrleitung der Übertragungsleitung angekoppelt; und
einer Vielzahl von Signalleitungen entsprechend der Anzahl der Transistoren, von denen jede Signalleitung an das andere Ende des Strompfades des entsprechenden Transistors gekoppelt ist.
15. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die charakteristische Impedanz Z0ps der Übertragungsleitung derart festgelegt ist, dass Z0ps ≦ Z0/N gilt, wobei Z0 die charakteristische Impedanz der Signalleitungen ist und N die Anzahl der Signalleitungen.
16. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung jeweils aus einer leitenden Schicht gebildet sind und ihre Dicken im wesentlichen gleich der Breite der leitenden Schichten sind.
17. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die aus der Energiezufuhrleitung und der Masse-Leitung gebildete Übertragungsleitung in einem integrierten Halbleiterschaltungschip ausgebildet ist.
18. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die aus der Energiezufuhrleitung und der Masse-Leitung gebildete Übertragungsleitung auf einer Platine ausgebildet ist.
19. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die aus der Energiezufuhrleitung und der Masse-Leitung zusammengesetzte Übertragungsleitung bis zu ihrem Ende die Struktur eines Energiezufuhr-Masse-Übertragungsleitungspaares hat.
20. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass sie zusätzlich einen Ableitkondensator (26, 26a) umfasst, der mit einem Energieversorgungsabschnitt, elektronischen Schaltung oder der Nähe davon verkoppelt ist, um die Ladungsmenge mehrere Male bis zu mehrere 10 Male größer zu halten als die Ladungsmenge, die der elektronischen Schaltung zugeführt wird.
21. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator inmitten der Übertragungsleitung vorgesehen ist.
22. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator einen Teil der Übertragungsleitung bildet.
23. Halbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Ableitkondensator mindestens zwei plattenartige leitende Schichten (81) umfasst, deren Breite annähernd der Breite der die Energiezufuhrleitung und die Masse-Leitung bildenden leitenden Schichten entspricht und die übereinander ausgebildet sind mit einer Isolierschicht dazwischen, und eine Vielzahl von Elektroden (82, 83), die entlang einer der beiden Seiten der mindestens zwei leitenden Schichten vorgesehen ist, welche einander gegenüberliegen in der Richtung der Länge der leitenden Schichten, die näher zu der elektronischen Schaltung gelegen ist, wobei ein Satz der Elektroden mit der Energiezufuhrleitung gekoppelt ist und der andere Satz mit der Masse-Leitung gekoppelt ist.
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