DE3118394A1 - "mikrowellen-leistungskombinator" - Google Patents

"mikrowellen-leistungskombinator"

Info

Publication number
DE3118394A1
DE3118394A1 DE19813118394 DE3118394A DE3118394A1 DE 3118394 A1 DE3118394 A1 DE 3118394A1 DE 19813118394 DE19813118394 DE 19813118394 DE 3118394 A DE3118394 A DE 3118394A DE 3118394 A1 DE3118394 A1 DE 3118394A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
lines
power
waveguide
rib
microstrip
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE19813118394
Other languages
English (en)
Other versions
DE3118394C2 (de
Inventor
John Peter 12309 Schenectady N.Y. Quine
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Publication of DE3118394A1 publication Critical patent/DE3118394A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3118394C2 publication Critical patent/DE3118394C2/de
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602—Combinations of several amplifiers
    • H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Description

GENERAL ELECTRIC COMPANY
1 River Road Schenectady, N.Y./U.S.A.
BESCHREIBUNG
Die Erfindung betrifft einen Mikrowellen-Leistungskonibinator, insbesondere einen planaren Mikrowellen-Leistungskombinator in integrierter Schaltungsweise, in dem Festkörperverstärkereinrichtungen vorgesehen sind, und weiterhin bezieht sich die Erfindung auf planare Übergänge von einem Wellenleiter zu einem Mikrostrip oder umgekehrt.
Das Vereinigen der Leistung von mehreren FET-Verstärkern ist
verbreitete
eine \ Maßnahme zum Erzielen von Mikrowellen-Festkörperleistungsquellen höherer Leistung. Der Vereinigungswirkungs grad muß erhöht werden, und die Herstellungskosten müssen vermindert werden, um diese Maßnahme konkurrenzfähig mit konventionellen Vakuumröhren-Leistungsquellen, wie es beispielsweise Wanderfeldröhren sind, zu machen. Die erfolgreiche Lösung erfüllt gleichzeitig alle wesentlichen Erfordernisse niedriger Kosten, hoher Vereinigungsleistungsfähigkeit und breiter Bandbreite und erfolgt nicht unter Verwendung von koaxialen Verbindernbzw. Verbindungsteilen .
Ein Rippenleitungsübergang vom Wellenleiter zum Mikrostrip hat inhärent niedrige Verluste. Ein einzelner Übergang in einem einzelnen Wellenleiter ist in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques", Band MTT-24, Nr. 3, März 1976, Seiten 144 bis 147 von J.H.C. van Heuven beschrieben.
Kurz zusammengefaßt wird mit der Erfindung ein Mikrowellen-Leistungskombinator mit einer einzigen Unterlage in integrierter Schaltungsbauweise für Feldeffekttransistoren und andere Verstärker beschrieben, der innerhalb eines WeIlenleiteraufbaus enthalten ist. Weil keine Koaxialleitungsverbindungen bzw. -verbindungsteile verwendet werden, können eine hohe Vereinigungs- bzw. Kombinationsleistungsfähigkeit und niedrige Herstellungskosten daraus resultieren. Die dielektrische Unterlage hat Metallisierungsmuster auf beiden Seiten, die eine Gruppierung von Rippenleitungsübergängen von einer Mehrzahl von Mikrostripleitungen zum Wellenleiter aufweisen. Leistungsabsorber sind zum Absorbieren von unerwünschten Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung vorgesehen.
Eine erste Form der Gruppierung von Rippenleitungsübergängen ist nichtverjungt. Die bevorzugte Ausführungsform jedoch ist eine verjüngte Rippenleitungsgruppierung, mit der eine beträchtliche Verminderung der Abmessung erzielt wird und die direkt in einem E-Ebenen-Hohlleiter-Verjüngungsbereich angeordnet ist. Ein Unterlagemetallisierungsmuster hat verjüngte Rippenleitungen, von denen jede Hälfte in eine unsymmetrierte Mikrostripleitung mit einer gegebenen charakteristischen Impedanz übergeht; das andere Muster hat versetzte Rippenleitungen, die in einen Abschnitt einer gezahnten Drossel und infolgedessen in eine kontinuierliche Erd- bzw. Masseebene übergehen. Metallisierungsstreifen hohen Widerstandswerts, die sich von den Spitzen der verjüngten Rippenleiter aus erstrecken, absorbieren unerwünschte Kombinators chwingungs arten. Alternativ sind planare Widerstandsnetzwerke vorgesehen, die jedes benachbarte Paar von unsymmetrierten Mikrostripleitungen überbrücken. Die FET-Verstärkergruppierung ist an der Unterlage in einem übergroßen Wellenleiterbereich befestigt, und auf der entgegengesetzten Seite der Unterlage ist ein Einrichtungswärmeableiter an der Erd- bzw. Masseebene befestigt. Ein verjüngter Eingangsrippenleitungsgruppierungsübergang vom Wellenleiter zum Mikro-
strip teilt die Mikrowellenleistung gleichmäßig auf die FET-Einrichtungen auf.
Es sind verschiedenste Raumkommunikations- und Radaranwendungen vorgesehen, wie beispielsweise der Ersatz einer X-Band-Wanderfeldröhre.
Die Erfindung sei nachstehend anhand einiger in den Figuren bis 8 der Zeichnung im Prinzip dargestellter, besonders bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert; es zeigen:
Figur 1 eine schematische Systemdarstellung eines Mikrowellen-Leistungskombinators in integrierter Schaltungsbauweise mit Feldeffekttransistorverstärkergruppierung;
Figur 2 eine Gruppierung von Rippenleitungsübergängen von N Mikrostripverstärkerleitungen zu einem einzigen Standard-Ausgangswellenleiter;
Figur 3 einen teilweisen Querschnitt durch eine metallisierte Unterlage, der einen der Durchführungswiderstände der Figur 2 zeigt;
Figuren 4 und 5 je eine Ansicht einer bevorzugten Ausführungsform des Leistungskombinatorsystems von der Seite und von oben, wobei in letzterer Ansicht die obere Wand entfernt ist, damit man die Einzelheiten im Inneren sieht;
Figur 6 eine Aufsicht auf die verjüngte Rippenleitungsgruppierung und die FET-Verstärker, die in der Ausführungsform derFigur 4 vorgesehen sind;
Figuren 7a und 7b Diagramme der Unterlage und der Rippen-Ie.itungsVerlängerungen sowie der Verteilung des cloktrisehend Feldua tür unerwünschte und erwünschte KoinbinaLcu-Schwingungsarten am Wellenleitereingang, und zwar in vergrößertem Maßstab; und
Figur 8 eine Gruppierung verjüngter Rippenleiter mit einem planeren Leistungsabsorptions-Widerstandsnetzwerk.
Eine Gesamtansicht einer ersten Bauart des Mikrowellenleistungsverstärkers oder -leistungskombinators ist aus Figur 1 ersichtlich. Ein konventioneller rechteckiger Stancard-Eingangswellenleiter 11, in dem der Ε-Vektor parallel zu den Seitenwänden ausgerichtet ist und eine sinusförmige Amplitudenverteilung hat, speist eine zylindrische Welle in einen E-Ebenen-Hohlleiter-Querschnittsanpasser 12 ein. Eine Gruppierung von Wellenleiter-Mikrostrip-Rippenleitungsübergängen 13 teilt die Mikrowellenleistung gleichmäßig auf zwei oder mehr Mikrostripleitungen auf. Nimmt man an, daß mehrere solcher Leitungen vorhanden sind, ist die Leistung in benachbarten Leitungen um 180 in der Phase verschoben. Zum Kompensieren von Phasendifferenzen, die sowohl durch den Eingangs- als auch durch den Ausgangshohlleiterübergang erzeugt werden, sind Phasenkompensatoren 14 vorgesehen, und diese Phasenkompensatoren sind nur auf der Eingangsseite angeordnet, damit sie nicht zu irgendeinem Verlust in der Hochleistungs-Ausgangsseite der FET-Verstärker beitragen. Die erwünschten Charakteristika können mit mehreren bekannten Bauweisen der Phasenkompensatoren erzielt werden. Der mehrstufige FET-Verstärker 15 ist in integrierter Mikrowellenschaltungsform auf einer dielektrischen Unterlage hergestellt, und er ist ein konventionelles Bauteil, das nicht näher beschrieben wird. Eine Gruppierung von Mikrostrip-Wellenleiter-Rippenleitungsübergängen 16 vereinigt die Leistung von der Mehrzahl von Mikrostripleitungen (sechs in dem gegebenen Beispiel). Die Rippenleitungsgruppierungen 13 und 16 können einander identisch sein, jedoch mit der Ausnahme, daß sie in entgegengesetzte Richtungen gewandt sind. Ein weiterer E-Ebenen-Hohlleiter-Querschnittsanpasser 17 führt die verstärkte Mikrowellenleistung einem konventionellen rechteckigen Standard-Augangswellenleiter 18 zu. Die Eingangs-Rippenleiter-Teilergruppierung 13, die Phasenkompensatoren 14, die FET-Verstärker 15 und die Rippenleitungs-Kombinator-Gruppierung 16 können alle
auf einer einzigen metallisierten dielektrischen Unterlage 19, wie beispielsweise Quartz oder Aluminiumoxid, als integrierte Mirkowellenschaltung ausgeführt sein, wobei diese Unterlage innerhalb des Ubermaß-Wellenleiterbereichs 20 enthalten ist. Die FET-Verstärker und Phasenkompensatoren können gesonderte Module sein, die an der Unterlage der gedruckten Schaltung befestigt sind.
Ein die Praxis der Erfindung veranschaulichendes Beispiel besteht darin, daß der Eingangs- und Ausgangswellenleiter 11 und 18 je ein X-Band (8 bis 12,5 GHz) -Leiter sind, der eine Höhe von 12,62 mm (0,497ZoIl) und eine Breite von 28,50 mm (1,122 Zoll ) hat. Die Länge der E-Ebenen-Hohlleiterübergänge 12 und 17 ist 76,2 mm (3 Zoll ) oder weniger, und die Höhe des Obermaß-Leiterbereichs ist 76,2 mm (3 Zoll ). Wenn sechs FET-Verstärkereinrichtungen vorhanden sind, dann ist der Abstand S (siehe Figur 2) zwischen den Mikrostripleitungen 12,7 mm (0,5 ZoIH). Die Eingangsseite der Rippenleitungs-Teilergruppierung 13 wird mit einer Amplitudenverteilung bestrahlt bzw. belegt, die im wesentlichen konstant ist. Unter den angenommenen Bedingungen ist die Phasenverteilung der Eingangserregung φ- — 0°, 0„ = 18,74 und 0*= 54,8 . Die Phasenkompensatoren 14 haben Werte, die das Zweifache dieser Beträge sind, damit sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangs-Hohlleiterübergangsphasenunterschiede kompensiert werden. Das
bedeutet für die vorstehenden typischen Bedingungen φΛ = 0 ,
iz$2= 37,4° und ^3 = 109,6°. Es ist möglich, den Mikrostripleitungsabstand S so klein zu machen, daß er 6,35 mm (0,25 Zoll ) beträgt. Tatsächlich haben FET-Schaltungen in integrierter Mikrowellenschaltungsausführung, wie sie in der Verkaufsbzw. AutomatenIiteratur dargestellt bzw . beschrieben sind, Gesamtbreiten, die weniger als 6,35 mm (0,25 Zoll) für eine Frequenz von 7 GHz betragen. Die Trichterhälse der beiden relativ weitwinkligen Hohlleiterübergänge können so ausgeführt werden, daß sie sehr breitbandige Werte des Spannungsstehwellenverhältnisses haben, und zwar durch einfache induktive Iri sblendenkompens ati on.
Die Figur 2 zeigt den Grundriß bzw. die Abwicklung der Gruppierung der Rippenleitungsübergänge 16 vom Mikrostrip zum Wellenleiter. In dieser Figur und auch in den Figuren 6 und 8 ist das Metallisierungsmuster auf der Oberseite der dielektrischen Unterlage in ausgezogenen Linien wiedergegeben, während das Metallisierungsmuster auf der unteren Ober.lache in gestrichelten Linien dargestellt ist, und Musterflächen auf beiden Seiten sind gesprenkelt gezeichnet. Die Unterlage kann Siliciumdioxid (Quartz) sein, und die Leitermetallisierungen sind Gold. Eine Mehrzahl von Rippenleitungen 21 und 21' ist auf die obere und untere Oberfläche der Unterlage 19 gedruckt und geht über in symmetrierte Mikrostripleitungen 22 und 22' der Breite W1- Die Anzahl von vollständigen Rippenleitungen 21 der oberen Oberfläche (drei) ist gleich der Anzahl von Rippenleitungen 21' der unteren Oberfläche (drei), aber diejenigen auf der unteren Oberfläche sind mit Bezug auf diejenigen auf der oberen Oberfläche versetzt. Jede Hälfte einer Rippenleitung geht über in eine der symmetrierten Mikrostripleitungen 22 oder 22'. Symmetriert-zu-Unsym-
metriert-Wandler 23 in Form von gezahnten Drosseln
mit Spalten G werden dazu verwendet, einen übergang vom symmetrierten Mikrostrip zum unsymmetrierten Mikrostrip zu bilden, wobei letzterer Leiter 24 mit einer Breite W2 nur auf der oberen Seite der Unterlage und eine durchgehende metallisierte Masseebene 25 auf der unteren Oberfläche hat. Die unsymmetrierten Mikrostripleitungen 24 haben eine gegebene charakteristische Impedanz, wie beispielsweise 50 Ohm, und jede dieser Leitungen bildet eine Verbindung zum Ausgang eines FET-Verstärkers. Benachbarte Verstärkereinrichtungen sind gegeneinander um 180 in ihrer Phase verschoben (siehe Figur 6). Nimmt man für den Augenblick an, daß die Richtung der Wellenenergieausbreitung von links nach rechts verläuft (wie in der Rippenleiter-Teilergruppierung 13), haftet das fortschreitende E-FeId an den sich verjüngenden Rippenleitungen 21 und 21' auf den entgegengesetzten Seiten der Unterlage 19, die das elektrische Feld konzentrieren und um 90° drehen, welches in dem Raum zwischen den symmetrierten Lei-
tungen 22 und 22' begrenzt wird. Der Abschnitt 2 3 der gewundenen Drossel ist durch die Spalte in sich in Längsrichtung erstreckende Viertelwellenlängen-Blindleitungen 26 unterteilt, die Kurzschlüsse an den Enden haben. Die Blindleitungen zwingen den Strom, in Längsrichtung zu fließen, und sie sind ein offener Kreis für Querströme. Diese Symmetriert-zu-Unsymmetriert-Mikrostripübergänge aus einer gezahnten Drossel sind konventionelle Strukturen. Die Ausbreitung durch den übergroßen Wellenleiter wird mit Ausnahme der Ausbreitung längs der unsymmetrierten Mikrostripleitungen 24 durch die Masseebene 25 verhindert, die den Wellenleiter in parallele Wellenleiter unterteilt.
Die erwünschte Kombinatorschwingungsweise weist das gleichförmige Feld E auf, wie dargestellt. Eine Untersuchung des Übergangs zeigt, daß dieses Feld benachbarte unsymmetrierte Mikrostripleitungen 24 mit 180° Phasenunterschieden erregt. Entsprechend sind die Felder E^ , die der höchsten Ordnung der Kombinatorschwingungsart (unerwünschte TT-Schwingungsart) zugeordnet sind, ungleichförmig, wie dargestellt, und sie erregen benachbarte unsymmetrierte Mikrostripleitungen 24 mit Null-Phasenunterschied. Daher sind, um eine Absorption für die V-Schwingungsart (benachbarte FET-Verstärker sind in Phase) zu erzielen, benachbarte 50 Ohm unsymmetrierte Mikrostripleitungen 24 mit zwei Sätzen von Mikrostripleitungen 27 und 28, die charakteristische Impedanzen von 100 Ohm haben, überbrückt. Der Satz von Leitungen 27, der dem FET-Verstärker am nächsten ist, hat Durch führ ungswiderstände 29 (siehe auch Figur 3) an den genauen Mittelpunkten dieser Leitungen, und diese Widerstände sind an dem anderen Ende mit der Masseebene 25 verbunden. Entsprechend hat der zweite Satz von Überbrückungsleitungen 2 8, die von den FET-Verstärkern am weitesten weg sind, Kurzschlüsse zwischen den genauen Mittelpunkten und der Masseebene'- Das bedeutet, daß ein Loch 30 an dem Mittelpunkt vorgesehen ist. Diese Netzwerke absorbieren die unerwünschten höheren Ordnungen der Kombinators chwingungs arten.
Da bei der gewünschten Schwingungsart benachbarte Mikrostripleitungen 24 gegeneinander um 180 in der Phase verschoben sind, ist der genaue Mittelpunkt der Überbrückungsleitungen
auf einer Nullspannung. Da die Spannung in der Mitte null
ist, wird keine Leistung in der gewünschten Schwingungsart im Nebenschlußwiderstand 29 verbraucht. In diesem Fall erscheinen die beiden Überbrückungsleitungen 27 und 28 als kurzgeschlossene Blindleitungen, und wenn der Abstand S zwischen den unsymmetrierten Leitungen 24 etwa eine halbe Mikrostripwellenlänge beträgt, ist der Nebenschlußblindwiderstand sehr hoch. Der Nettonebenschlußblindwiderstand wird weiter dadurch vermindert, daß man den Abstand a zwischen den beiden Überbrückungsleitungen 27 und 28 etwa gleich einer viertel Mikrostripwellenlänge macht. Andererseits wird die unerwünschte IT-Schwingungsart des Kombinators, bei der benachbarte FET-Verstärker in Phase sind, unter den obigen Bedingungen durch die Nebenschlußwiderstände 29 wellenwiderstandsrichtig abgeschlossen. Wenn benachbarte Leitungen 24 in Phase sind (siehe Figur 3), ist eine Spannung am genauen Mittelpunkt der Überbrückungsleitung 27 vorhanden, und es wird Leistung durch den Widerstand 29 absorbiert. Der Zweck der kurzgeschlossenen Überbrückungsleitungen 2 8 ist nun klar. Diese werden dazu benötigt, die Impedanz, die der unerwünschten TT-Schwingungsart dargeboten wird, zu "stabilisieren". Das läßt sich durch Beachtung der Tatsache verstehen, daß die Impedanz der Ii- S chwingungs art, die nach auswärts nach den Rippenleitungen 21 und 21' gewandt ist, ungewiß ist, indem sie in hohem Maße frequenzabhängig ist, und zwar aufgrund der relativ großen Länge zwischen den Durchführungswiderständen 29 und den Rippenleitungsübergängen. Es ist zu beachten, daß die "Tf-S chwingungs art ein diskretes Spektrum von Schwingungsarten in dem Hohlleiter-Querschnittsanpasser erregt.
Sich ausbreitende Schwingungsarten höherer Ordnung werden in dem Wellenleiter 20 größerer Abmessung und in den Rippenleitungen 21 und 21' durch die gewünschte Kombinatorschwingungs-
art nur schwach erregt, weil die Abmessungen des Wellenleiters und der bedruckten Unterlage in engen Toleranzen gehalten werden können. Die Mikrostripverlustleistung und der Mikrostripstreuverlust über die kurzgeschlossenen Uberbrükkungsleitungen 28 hinaus können ausreichen, diese Schwingungsarten zu dämpfen. Wenn das nicht der Fall ist, können andere einfache Mittel, wie beispielsweise ein Querschlitz in dem Hohlleiterübergang, angewandt werden.
Diese in integrierter Mikrowellenschaltung ausgeführte Leistungskombinatorb auweise hat insbesondere die folgenden wichtigen Vorteile. Die Herstellung einer einzelnen Unterlage bzw. jeweils einer einzigen Unterlage führt zu niedrigen Kosten. Es werden keine koaxialen Verbindungsteile verwendet, und daher kann eine zuverlässige Leistungsvereinigung unter niedrigen Verlusten erzielt werden. Ein Rippenleitungsübergang hat inhärent niedrige Verluste. Die hier beschriebene Gruppierung von Rippenleitungsübergängen kann sogar geringere VerbrauchsVerluste bzw. Verluste durch Verlustleistung haben, als der Einzelübergang, wie er von J.H.C. van Heuven (gemäß der oben angegebenen Literaturstelle) beschrieben worden ist. Die erfindungsgemäße Bauweise ist ideal für eine gute Wärmeabführung der FET-Verstärker. Da das elektrische Feld durch die Rippenleitungsübergänge effektiv um 90 gedreht wird, kann die FET-Verstärker-Masseebene parallel zur Seitenwand der Eingangs- und Ausgangswellenleiter (siehe Figur 5) sein. Ein Abgleich für die unerwünschte 1t"-Schwingungsart des Kombinators wird durch den Nebenschlußwiderstand und den Nebenschluß-Kurzschluß verwirklicht, und dadurch kann eine hohe Isolation zwischen den FET-Vertärker-Kanälen erzielt werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform des breitbandingen, niedrige Verluste aufweisenden Übergangs von N Mikrostripverstärkerleitungen zu einem einzigen Standard-Ausgangswellenleiter ist in den Figuren 4 bis 8 veranschaulicht. Es wird eine sehr wesentliche Verminderung der Abmessung dadurch erzielt, daß
eine verjüngte Rippenleitungsgruppierung verwendet wird, die direkt in dem Hohlleiter-Querschnittsanpasserbereich angeordnet ist. Darüberhinaus kann die Einrichtung zum Absorbieren von Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung vollständig planar und vollständig gedruckt sein, so daß infolgedessen das Erfordernis der nach den Figuren 2 und 3 ar gewandten Durchführungswiderstände 29 ausgeschaltet wird.
Eine planare Unterlage 32 ist, wie die Figuren 4 bis 6 zeigen, mittig innerhalb eines Wellenleiteraufbaus 33 angebracht. Die beiden Enden der Unterlage 32 sind entgegengesetzt verjüngt, so daß sie den Abmessungen der E-Ebenen-Hohlleiter-Querschnittsanpasser 34 und 35 torTorrn gemacht sind, und die Spitzen können sich in rechteckige Eingangsund Ausgangswellenleiter 36 und 37 erstrecken. Eine Tür 38 ist in einer Seitenwand des Übermaßwellenleiterbereichs 39 angeordnet, damit ein Zugang zu dem mehrstufigen FET-Verstärker-Baustein 40 ermöglicht wird, der die Phasenkompensatoren aufweisen kann und an einer Seite der Unterlage 32 befestigt ist. Ein Wärmeableiter 41 ist an der Masseebene auf der anderen Seite der Unterlage befestigt. Wie vorher teilt eine verjüngte Rippenleiter-Teilergruppierung 42 die Mikrowellenenergie, die sich von dem Eingangswellenleiter her ausbreitet, gleichmäßig auf die N-Mikrostripleitungen auf. Nachdem die Leistung durch die FET-Einrichtungen verstärkt worden ist, wird die Leistung auf den N-Mikrostripausgangsleitungen durch eine Gruppierung von verjüngten Rippenleitungsübergängen 43 vereinigt und in den Ausgangswellenleiter 37 eingespeist.
Die sechs Hochleistungs —FET-Verstärker 44a bis 44f gemäß Figur 6 haben Ausgangssignale, die für benachbarte Einrichtungen um 180° in der Phase verschoben sind. Der Ausgang jeder dieser Einrichtungen ist mit je einer unsymmetrierten 50-Ohm-Mikrostripleitung 45 verbunden. Auf der entgegengesetzten Oberfläche der dielektrischen Unterlage 32 ist eine kontinuierliche metallisierte Masseebene 46 vorhanden. Ein Unsymme-
triert-zu-Symmetriert-Transformator 47 in Form einer yewundenen Drossel dient als Übergang vom Unsymmetriert-zu-Symmetriert-Mikrostrip. Die Länge der symmetrierten Mikrostripleitung ist beträchtlich geringer als in Figur 2 und kann sich sogar Null nähern. Jedes benachbarte Paar von Mikrostripleitungen 45 geht in eine verjüngte Rippenleitung 48 über (es sind drei vollständige Rippenleitungen auf der oberen Oberfläche vorhanden), und auf der unteren Oberfläche erfolgt der übergang zu drei versetzten verjüngten Rippenleitungen 48'. Die sich längs den Mikrostripleitungen 45 ausbreitende Mikrowellenenergie wird durch die Rippenleitungen 4 8 und 48' um 90° gedreht und wird zu einer zylindrischen Welle.
Für viele Anwendungsfälle ist eine Aluminiumoxidunterlage 32 anstelle von geschmolzenem Siliciumdioxid (SiO2) optimal. Wenn die FET-Verstärker auf Aluminiumoxid (Al2O3)-Unterlagen hergestellt werden, dann wird die Grenzfläche bzw. Schnittstelle mit den Rippenleitungs-Kombinatorgruppierungen vereinfacht. Außerdem führt die relativ große Abmessung dieser Kombinatorunterlage zu Fragen der Zuverlässigkeit, wenn sie aus geschmolzenem Siliciumdioxid hergestellt wird, und zwar wegen der Möglichkeit von schweren mechanischen Beanspruchungen Eine zusätzliche Langzeitbetrachtung besteht darin, daß es eventuell möglich ist, FET-Verstärker mit genügender Gleichförmigkeit zu entwickeln, welche es ermöglichen, die Metallisierung für die Verstärkereingangs- und -ausgangsabstimmungskreise auf die gleiche Unterlage zu drucken, die die Kombinatormetallisierungen enthält. In diesem Falle wären nur zwei Balken-Leiter-Verbindungen erforderlich, um jede FET-Einrichtung mit der Eingangs- und Ausgangsunterlage zu verbinden.
Jedoch entstehen durch die Verwendung von Al2O3 Probleme, weil die hohe Dielektrizitätskonstante von 9,9 zu einer beträchtlich kürzeren Wellenlänge führt als es bei SiO„ der Fall ist, das eine Dielektrizitätskonstante von 3,78 hat. Die kürzere Wellenlänge führt zu einer verminderten Frequenzbandbreite und vielleicht zu einer Zunahme in der geringen
unerwünschten Verlustleistung, die sich nach der Erfahrung in den Netzwerken gezeigt hat, welche die Widerstände (29 in Figur 3) für die Absorption der Schwingungsart höherer Ordnung enthalten.
In Figur 6 ist ein neues Konzept für die Absorptior der Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung dargestellt. Die unerwünschten Schwingungsarten können dadurch wirksam absorbiert werden, daß die Spitzen der verjüngten Rippenleitungen 48 und 48* mit Metallisierungsstreifen 49 und 49' hohen spezifischen Widerstands verlängert werden. Eine Analyse hat gezeigt, daß die Streifen 49, 49' hohen Widerstandswerts ,die Verlängerungen der Rippenleitungsgruppiera^g bilden, die Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung selektiv absorbieren können, wobei die gewünschte Kombinatorschwingungsart nur vernachlässigbare Verluste erfährt. Die Figuren 7a und 7b zeigen den Grund für diesen Schluß. Diese Figuren sind unangemessen vergrößerte schematische Darstellungen, die den Ausgangswellenleiter 37 und eine Aluminiumoxidunterlage 32 mit den fünf Rippenleitungsverlängerungen 49 und 49' zeigen. Diese Darstellung repräsentiert den Bereich in der Nähe der Verbindungsstelle zwischen einem verjüngten Wellenleiter 35 und einem nichtverjüngten Wellenleiter 37.
Die Figur 7a zeigt die Verteilungen des elektrischen Feldes für die Kombinatorschwingungsart der höchsten Ordnung, d.h. für die unerwünschte Schwingungsart. Bei dieser Schwingungsart haben alle Mikrostripausgangsleitungen 45 die gleiche Phase. Infolgedessen ist eine Nettoladung auf jeder der Rippenleitungsspitzen, und diese Ladung hat auf benachbarten Spitzen entgegengesetztes Vorzeichen. Infolgedessen erregen die Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung Quasi-TEM-Schwingungsarten auf den Rippenleitungen, die eng an die Rippenleitungen mit sehr hohen Stromdichten gebunden sind. Die Schwingungsarten höherer Ordnung erfordern die Rippen, um sich auszubreiten, und sie werden an den Enden der Rippen vollständig reflektiert. Daher können diese Schwingungsarten
sehr wirksam und allmählich dadurch absorbiert werden, daß die Rippenmetallisierung mittels der Metallisierungen 49 und 49' hohen spezifischen Widerstands verlängert werden. Im Prinzip ist es möglich, auf diese Weise einen breitbandigen Abschluß aller Kombinatorschwingungsarten hoher Ordnung zu erzielen. Unter diesen Umständen hat der Kombinator gute Isolationseigenschaften.
Andererseits ist, wie aus Figur 7b zu ersehen ist, die erwünschte Kombinatorschwingungsart nur sehr lose an die Rippen in der Nähe der Spitzen der Rippen gekoppelt. Es sei darauf hingewiesen, daß bei der erwünschten Schwingungsart 180° Phasenunterschiede zwischen benachbarten Mikrostripleitungen vorhanden sind, und daß keine Nettoladung auf irgendeiner der Rippen vorhanden ist; die Ladungsverteilung hat eine dipolare Form. Am Ende der Rippen ist die gewünschte Schwingungsart in die TE^0-WeIlenleiterschwingungsart übergeführt worden, die eine Leistungsdichte hat, welche über den gesamten Wellenleiterquerschnitt in einer Sinusquadratverteilung (bei 5O angedeutet) ausgebreitet ist.
Eine andere Maßnahme besteht darin, punktförmig verteilte Widerstände (d.h. diskrete Elemente) an den Spitzen der Rippenleitungen 48 und 481 vorzusehen, auf die Streifen von Gold oder Streifen anderer hoher Leitfähigkeit folgen. Die Goldstreifen sind etwa eine Viertelwellenlänge lang gemacht, damit ein niedriger Blindwiderstand in Reihe mit den Widerständen erzielt wird, um einen starken Stromfluß in den Widerständen zu ermöglichen. Diese zweite Maßnahme kann etwas geringere als ideale Isolationseigenschaften haben. Jedoch erfordert sie keinen so niedrigen Wert des spezifischen Widerstands für die Absorbermetallisierung, und infolgedessen hat sie einen Vorteil gegenüber der ersten Maßnahme, bei der verteilte Absorber verwendet werden.
Die Figur 8 zeigt einen planaren Leistungskombinator in integrierter Mikrowellenschaltungsbauweise, in dem eine verjüngte
Rippenleitungsgruppierung vorgesehen und der mit demjenigen der Figur 6 identisch ist, jedoch mit der Ausnahme, daß die Unterlage geschmolzenes Siliciumdioxid anstatt Aluminiumoxid ist, und daß Metallisierungen 49 und 49' von hohem spezifischen Widerstand nicht vorgesehen sind, vielmehr absorbieren andere planare Widerstandsnetzwerke, die allgem in mit 51 bezeichnet sind, die Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung. Diese Widerstandsnetzwerke 51 sind vollständig planar und können vollständig gedruckt werden. Es ist eine Gesamtheit von fünf solcher Widerstandsnetzwerke erforderlich, wie die Figur 8 zeigt, und zwar von je einem Netzwerk zwischen jedem Paar von Mikrostripleitungen 45. Das Metallisierungsmuster, mit dem jedes dieser Netzwerke ei zielt wird, hat ein Paar von sich quer erstreckenden, parallelen Überbrückungslinien 52 und 53 an deren Mittelpunkt Verlängerungen vorgesehen sind, die eine Verbindung mit einem gedruck- . ten Widerstand 54 bilden. Ein Paar offene Viertelwellenleitungen 55 bilden einen Weg für den Widerstandsstrom. In der gewünschten Kombinatorschwingungsart sind benachbarte unsymmetrierte Mikrostripleitungen 45 gegeneinander um 180 in der Phase verschoben, und es sind Spannungsnulls an den Mittelpunkten der Überbrückungsleitungen 52 und 53 vorhanden, so daß durch den planaren Widerstand 54 keine Leistung absorbiert wird. In der unerwünschten Kombinatorschwingungsart sind benachbarte Mikrostripleitungen 45 in Phase, und es ist eine endliche Spannung an den Mittelpunkten der Überbrückungsleitungen 52 und 5 3 vorhanden, so daß durch den Widerstand 54 Leistung absorbiert wird.
Die Festkörper-Verstärkereinrichtung kann auch ein Mikrowellenfrequenztransistor sein, und da dieser ebenso wie der Feldeffekttransistor eine Einrichtung vom Übertragungstyp ist, wird eine Eingangsleistungsteilergruppierung von Rippenleitungsübergängen verwendet. Eine Bauweise für einen Festkörperverstärker vom Reflexionstyp, wie beispielsweise eine IMPATT-Diode, erfordert nur eine Gruppierung von Rippenleitungsübergängen, die wechselweise ein Leistungsteiler vom
Wellenleiter zum Mikrostrip und ein Leistungskombinator vom Mikrostrip zum Wellenleiter ist.
Es sind verschiedenste Anwendungen für die breitbandigen, niedrige Verluste aufweisenden, unter niedrigen Kosten herstellbaren, planaren, in integrierter Schaltungsbauweise ausgeführten Mikrowellen-Leistungskombinatoren oder -Leistungsverstärkern möglich bzw. vorgesehen, und zwar insbesondere sowohl bei der Raumkommunikation als auch beim Radar. Eine Anwendung ist beispielsweise der Ersatz für eine X-Band-Laufwellenröhre.

Claims (11)

  1. PATENTANSPRÜCHE
    eine dielektrische Unterlage (19;32), die Metallisierungsmuster auf beiden Seiten hat, welche eine Gruppierung von Rippenleitungsübergängen (13,16;42,43) vom Mikrostrip zum Wellenleiter (11,18;36,37) bilden, wobei diese Muster eine Mehrzahl von Mikrostripleitungen (22 ,22',24;45) mit einer gegebenen charakteristischen Impedanz und einer entgegengesetzten kontinuierlichen Erd- bzw. Masseebene (25;46) haben bzw. bilden, welche in einen Unsymmetriert-zu-Symmetriert-Wandler
    (23,27) und demgemäß in eine Mehrzahl von Rippenleitungen (21,21';48,48') übergehen, die so angeordnet sind, daß die Rippenleitungen (21;48) auf der einen ünterlagenoberflache relativ zu denen (21 *;48') auf der anderen Oberfläche versetzt sind; und
    eine Mehrzahl von Mikrowellen-Festkörperverstärkern (15; 44a-44f), die auf der dielektrischen Unterlage (1§;32) angebracht sind und von denen jeder mit einer der Mikrostripleitungen (22,22*,24;45) verbunden ist;
    wobei die Gruppierung von Rippenleitungsübergänen (:3,16;42, 43) und die angebrachten Festkörperverstärker (15;44a-f) innerhalb eines Wellenleiteraufbaus (11,28;36,37,39) enthalten sind.
  2. 2. Leistungskombinator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppierung von Rippenleitungsübergängen (13,16;42,43) weiter Leisuungsabsorptionsmittel bzw. eine Leistungsabsorptionseinrichtung (27,28,29, 30;49,49';51,52-55) zum Absorbieren von unerwünschten Kombinatorschwingungsarten höherer Ordnung aufweist.
  3. 3. Leistungskombinator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Festkörperverstärker (15;44a-f) Feldeffekttransistoren sind, und daß ein Wärmeableiter (41) an der Erd- bzw. Masseebene (25;46) angebracht ist.
  4. 4. Leistungskombinator nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Metallisierungsmuster weiter symmetrierte Mikrostripleitungen (22,22') aufweisen, die in die Rippenleitungen (21,21*) übergehen, und daß der Unsymmetriert-zu-Symmetriert-Wandler (23)
    bzw crewundene
    eine gezahnte/Drossei ist, die von den symmetrierten Mikrostriplextungen (22,22") zu den vorerwähnten Mikrostripleitungen (24) übergeht, welche unsymmetriert sind.
  5. 5. Leistungskombinator nach Anspruch 2, 3 oder .4, dadurch gekennzeichnet , daß die Leistungsabsorptionsmittel bzw. die Leistungsabsorptionseinrichtung Netzwerke mit Durchführungswiderständen (29) umfaßt, welche jedes benachbarte Paar von unsymmetrierten Mikrostripleituncjen (24) überbrücken.
    ~ 3 —
  6. 6. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Gruppierung von Rippenleitungsübergängen (13,16;42,43) und alle einzelnen Rippenleitungen (21,21',48f48*) verjüngt sind, so daß sie mit einem E-Ebenen-Hohlleiter-Querschnittsanpasserbereich (12,17; 34,35) des Wellenleiteraufhaus (11,18,20;36,37,39) zusammenpassen.
  7. 7. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorptionsmittel bzw. die Leisungsabsorptionseinrichtung Widerstandsmittel bzw. Widerstände (49,49') an den Spitzen der verjüngten Rippenleitungen (48,48·) umfassen bzw. umfaßt.
  8. 8. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorptionsmittel bzw. die Leistungsabsorptionseinrichtung Metallisierungsstreifen (49,49·) hohen Widerstandswerts, die sich von den Spitzen der verjüngten Rippenleitungen (48,48') aus erstrecken, umfassen bzw. umfaßt.
  9. 9. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Leistungsabsorptionsmittel bzw. die Leistungsabsorptionseinrichtung planare Widerstandsnetzwerke (51), welche jedes benachbarte Paar von unsymmetrierten Mikrostripleitungen (45) überbrücken, umfassen bzw. umfaßt.
  10. 10. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiteraufbau (11,18,20;36,37,39) wenigstens einen rechteckigen Ausgangswellenleiter (18,37), einen E-Ebenen-Hohlleiter-Querschnittsanpasser (17;35) und einen Übermaßwellenleiter (20; 39) mit parallelen Wänden hat, wobei die Unterlage (19;32) an einem Ende verjüngt ist und die Gruppierung von Rippenleitungsübergängen (16,43) und die einzelnen Rippenleitungen
    (21,21';48,48') entsprechend verjüngt sind, so daß sie mit dem Hohlleiter-Querschnittsanpasser (17,35) zusammenpassen.
  11. 11. Leistungskombinator nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die dielektrische Unterlage (32) andere bzw. weitere Metallisierjngsmuster auf beiden Seiten hat, die eine Gruppierung von Rippenleitungsübergängen (42,43) vom Wellenleiter (36,37) zu einer Mehrzahl von Mikrostripleitungen (45) bilden, von denen jede mit einem dar Festkörperverstärker (44a-f) verbunden ist.
DE19813118394 1980-05-12 1981-05-09 "mikrowellen-leistungskombinator" Granted DE3118394A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/148,790 US4291278A (en) 1980-05-12 1980-05-12 Planar microwave integrated circuit power combiner

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE3118394A1 true DE3118394A1 (de) 1982-05-27
DE3118394C2 DE3118394C2 (de) 1991-02-21

Family

ID=22527396

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19813118394 Granted DE3118394A1 (de) 1980-05-12 1981-05-09 "mikrowellen-leistungskombinator"

Country Status (4)

Country Link
US (1) US4291278A (de)
JP (1) JPS577601A (de)
DE (1) DE3118394A1 (de)
FR (1) FR2482384A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5875911A (ja) * 1981-10-13 1983-05-07 レイセオン　カンパニ− マイクロ波増幅器

Families Citing this family (55)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4511813A (en) * 1981-06-12 1985-04-16 Harris Corporation Dual-gate MESFET combiner/divider for use in adaptive system applications
DE3202711C2 (de) * 1982-01-28 1983-12-22 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Mikrowellen-Verstärkereinrichtung
US4588962A (en) * 1982-05-31 1986-05-13 Fujitsu Limited Device for distributing and combining microwave electric power
JPS58221509A (ja) * 1982-05-31 1983-12-23 Fujitsu Ltd 空間合成増幅器
JPS58221502A (ja) * 1982-06-14 1983-12-23 Fujitsu Ltd マイクロ波電力分配合成器
CA1203617A (en) * 1982-05-31 1986-04-22 Toshiyuki Saito Device for distributing and combining microwave electric power
JPS6023039Y2 (ja) * 1982-06-22 1985-07-09 ライザ−工業株式会社 光オゾン酸化処理装置
FR2581268B1 (fr) * 1982-08-11 1989-09-22 Dassault Electronique Emetteur hyperfrequence de puissance
US5559480A (en) * 1983-08-22 1996-09-24 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Stripline-to-waveguide transition
US4641107A (en) * 1985-05-21 1987-02-03 Rca Corporation Printed circuit radial power combiner with mode suppressing resistors fired at high temperature
US4641106A (en) * 1985-05-21 1987-02-03 Rca Corporation Radial power amplifier
US4728904A (en) * 1985-05-24 1988-03-01 Trw Inc. Extra high frequency (EHF) circuit module
US4689631A (en) * 1985-05-28 1987-08-25 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Space amplifier
US4677393A (en) * 1985-10-21 1987-06-30 Rca Corporation Phase-corrected waveguide power combiner/splitter and power amplifier
US4789840A (en) * 1986-04-16 1988-12-06 Hewlett-Packard Company Integrated capacitance structures in microwave finline devices
US4701716A (en) * 1986-05-07 1987-10-20 Rca Corporation Parallel distributed signal amplifiers
US4808447A (en) * 1986-10-23 1989-02-28 Baker Marion A Preserved flowers and other substrates
US4808938A (en) * 1987-11-13 1989-02-28 United Technologies Corporation Impedance-matched signal selecting and combining system
US4983865A (en) * 1989-01-25 1991-01-08 Pacific Monolithics High speed switch matrix
US4947143A (en) * 1989-05-23 1990-08-07 Massachusetts Institute Of Technology Multiport power divider-combiner
US4965530A (en) * 1989-09-26 1990-10-23 General Electric Company Parallelled amplifier with switched isolation resistors
US5021748A (en) * 1989-10-18 1991-06-04 The Texas A & M University System Circular ring resonator distributive electromagnetic signal processor
US5017886A (en) * 1989-12-12 1991-05-21 Comsat RF power combiner using baluns
US5214394A (en) * 1991-04-15 1993-05-25 Rockwell International Corporation High efficiency bi-directional spatial power combiner amplifier
JPH05251928A (ja) * 1992-03-05 1993-09-28 Honda Motor Co Ltd アンテナ装置
US5256988A (en) * 1992-09-01 1993-10-26 Loral Aerospace Corp. Conical transverse electromagnetic divider/combiner
US5812034A (en) * 1994-10-17 1998-09-22 Advantest Corporation Waveguide mode-strip line mode converter utilizing fin-line antennas of one wavelength or less
US5663693A (en) * 1995-08-31 1997-09-02 Rockwell International Dielectric waveguide power combiner
US5920240A (en) * 1996-06-19 1999-07-06 The Regents Of The University Of California High efficiency broadband coaxial power combiner/splitter with radial slotline cards
US5736908A (en) * 1996-06-19 1998-04-07 The Regents Of The University Of California Waveguide-based spatial power combining array and method for using the same
US6028483A (en) * 1998-05-06 2000-02-22 Hughes Electronics Corporation Universal fixture/package for spatial-power-combined amplifier
US6160454A (en) * 1998-10-19 2000-12-12 Motorola, Inc. Efficient solid-state high frequency power amplifier structure
US6333682B1 (en) * 2000-01-13 2001-12-25 Motorola, Inc. High frequency low loss power amplifier combiner
US6876272B2 (en) * 2001-10-23 2005-04-05 Wavestream Wireless Technologies Reflection-mode, quasi-optical grid array wave-guiding system
US6930556B2 (en) * 2002-03-26 2005-08-16 California Institute Of Technology Active-loop, spatially-combined amplifier
US6707348B2 (en) * 2002-04-23 2004-03-16 Xytrans, Inc. Microstrip-to-waveguide power combiner for radio frequency power combining
US6686875B1 (en) 2002-10-04 2004-02-03 Phase Iv Systems, Inc. Bi-directional amplifier module for insertion between microwave transmission channels
US7106147B1 (en) * 2004-04-08 2006-09-12 Intel Corporation Apparatus, system, and method for high frequency signal distribution
US7215220B1 (en) 2004-08-23 2007-05-08 Cap Wireless, Inc. Broadband power combining device using antipodal finline structure
US7248130B2 (en) * 2005-01-05 2007-07-24 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. High power combiner/divider
EP1856763A4 (de) * 2005-03-08 2008-08-27 Wavestream Corp Verfahren und vorrichtung zur leistungserhöhung eines wellenleiterbasierten räumlichen leistungsaddierers
US7847748B1 (en) 2005-07-05 2010-12-07 Lockheed Martin Corporation Single input circular and slant polarization selectivity by means of dielectric control
FR2891424A1 (fr) * 2005-09-23 2007-03-30 Groupe Ecoles Telecomm Dispositif de traitement d'un signal a ecart de phase ameliore
US7532073B2 (en) * 2007-09-12 2009-05-12 Viasat, Inc. Solid state power amplifier with multi-planar MMIC modules
FR2925230B1 (fr) * 2007-12-18 2009-12-04 Thales Sa Dispositif d'amplification de puissance radiale a compensation de dispersion de phase des voies amplification
FR2928793A1 (fr) * 2008-03-11 2009-09-18 Thales Sa Dispositif d'amplification de puissance spatial multi-sources
CN101621149B (zh) * 2008-07-01 2013-01-16 电子科技大学 一种微波毫米波空间功率合成放大器的设计方法
RU2458432C1 (ru) * 2011-04-18 2012-08-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственное предприятие "Исток" (ФГУП "НПП "Исток") Мощная гибридная интегральная схема свч-диапазона
US9276304B2 (en) 2012-11-26 2016-03-01 Triquint Semiconductor, Inc. Power combiner using tri-plane antennas
US9293801B2 (en) 2012-11-26 2016-03-22 Triquint Cw, Inc. Power combiner
US9287605B2 (en) 2012-12-18 2016-03-15 Triquint Cw, Inc. Passive coaxial power splitter/combiner
KR101728908B1 (ko) 2015-09-21 2017-04-21 가천대학교 산학협력단 이중 신호면과 공통 접지면을 갖는 안티포달 핀라인 변환기 및 안티포달 핀라인 변환기를 이용한 공간 결합 전력 증폭기
KR101867227B1 (ko) * 2017-05-10 2018-06-12 고려대학교 산학협력단 균일한 전자파 필드를 제공하는 확장 도파관
EP3995836B1 (de) * 2020-11-05 2024-05-15 Universidad Carlos III de Madrid Ultra-breitbandige verbindungsanordnung
JP2022141077A (ja) 2021-03-15 2022-09-29 富士通株式会社 電力合成器

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2506425A1 (de) * 1974-02-28 1975-09-04 Philips Nv Mikrowellenanordnung zum anpassen einer wellenrohr- an eine mikrostripleiterstruktur
DE2810194A1 (de) * 1977-03-09 1978-09-14 Raytheon Co Einrichtung zur aufteilung von hochfrequenzenergie bzw. insbesondere mit einer derartigen einrichtung ausgeruesteter hochfrequenzverstaerker

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3414880A (en) * 1965-07-02 1968-12-03 Ibm Source error correction for relatively moving signals
US3390333A (en) * 1965-10-29 1968-06-25 Rca Corp Parallel amplifiers with input and output coupling by means of closelypacked, electrically small input and output radiators
US3593174A (en) * 1969-06-05 1971-07-13 Westinghouse Electric Corp Solid state amplifier for microwave frequency signals
US4052683A (en) * 1974-02-28 1977-10-04 U.S. Philips Corporation Microwave device
US3963993A (en) * 1975-01-31 1976-06-15 The Bendix Corporation Power amplifier using a plurality of parallel connected amplifier elements and having burn-out protection
NL7609903A (nl) * 1976-09-07 1978-03-09 Philips Nv Microgolfinrichting voor het omzetten van een golfpijp- in een microstripgeleiderstructuur.

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2506425A1 (de) * 1974-02-28 1975-09-04 Philips Nv Mikrowellenanordnung zum anpassen einer wellenrohr- an eine mikrostripleiterstruktur
DE2810194A1 (de) * 1977-03-09 1978-09-14 Raytheon Co Einrichtung zur aufteilung von hochfrequenzenergie bzw. insbesondere mit einer derartigen einrichtung ausgeruesteter hochfrequenzverstaerker

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE-MTT (1974) 22, Nr.12, S.1209-1216 *
IEEE-MTT (1976) 24, No.3, S.144-147 *
IEEE-MTT (1978) 26, Nr.12, S.1007-1011 *
Wiss. Ber. AEG-Telefunken, 51, 1978, Nr.2/3, S.161-166 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5875911A (ja) * 1981-10-13 1983-05-07 レイセオン　カンパニ− マイクロ波増幅器
JPH0468802B2 (de) * 1981-10-13 1992-11-04 Raytheon Co

Also Published As

Publication number Publication date
FR2482384A1 (fr) 1981-11-13
JPS577601A (en) 1982-01-14
FR2482384B1 (de) 1984-06-29
US4291278A (en) 1981-09-22
DE3118394C2 (de) 1991-02-21
JPS625535B2 (de) 1987-02-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3118394A1 (de) "mikrowellen-leistungskombinator"
DE69834353T2 (de) Leistungsteilungs-/-addierschaltung
DE3238004C2 (de)
DE69724469T2 (de) Schmalbandiger übergekoppelter richtkoppler in einer mehrschichtpackung
DE3009232A1 (de) Reziproker hf-leistungsteiler
DE60037550T2 (de) Breitbandige Symmetrierschaltung für drahtlose und hochfrequente Anwendungen
DE2943502A1 (de) Unterstuetzte mikrostreifenleitungsanordnung zur fortpflanzung eines ungeraden wellenmodus
DE1962648A1 (de) Mikrowellen-Quadraturkoppler
DE2552478A1 (de) In bandleitungstechnik aufgebauter richtkoppler
DE19714191C1 (de) Mikrowellenschaltkreis mit Josephson-Elementen und Verwendung des Schaltkreises
DE3810674C2 (de)
DE2708247C2 (de)
DE1909092A1 (de) Hybridkoppler mit 90 deg.-Phasenverschiebung
DE1909655A1 (de) Mikrowellen-Diskriminator
DE10342611A1 (de) 90° Hybrid zum Splitten oder Zusammenführen von Hochfrequenzleistung
DE2719271B2 (de) Leitungskoppler für Schaltungen für den Mikrowellenbereich
DE69829271T2 (de) Ein vorher angepasster MMIC Transistor hoher Leistung mit verbesserter Erdschlusspotentialkontiniutät
DE3228993A1 (de) Mikrowellen-microstrip-mehrleitersystem, bestehend aus n parallelen streifenleitern
EP0124168B1 (de) Mischer
DE19852042A1 (de) Hochleistungs-Ersatzlastvorrichtung für Mikrowellentests und Herstellungsverfahren
DE2744862A1 (de) Hochfrequenztransformator
DE69934968T2 (de) Breitbandiger übergang von mikrostreifenleitung auf parallelplatten-hohlleiter
DE2264978A1 (de) Vierpoliges netzwerk fuer mikrowellen
DE2203892C3 (de) Transistoranordnung mit mehreren zur Leistungserhöhung bei hohen Frequenzen parallel geschalteten Transistorelementen
DE2353555A1 (de) Laufzeitroehre

Legal Events

Date Code Title Description
8110 Request for examination paragraph 44
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee