DE3118394C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Mikrowellen-Leistungs­ verstärkergruppe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe ist aus der DE-OS 28 10 194 bekannt. Dort werden planare Ein­ richtungen zur Kombination oder zur Aufteilung von Mikro­ wellenleistung innerhalb eines breiten Frequenzbandes verwendet, welche entweder für die Streifenleitungstechnik oder die Mikrostreifentechnik geeignet sind und eine be­ liebige Anzahl von Anschlüssen aufweisen können.

Für höhere Leistungen wurden bisher mehrere Feldeffekt- Verstärker zusammengeschaltet. Es ist jedoch wünschens­ wert, den Vereinigungswirkungsgrad zu erhöhen und die Herstellungskosten zu senken, um konkurrenzfähige Einrich­ tungen zu Vakuum-Lei­ stungsquellen, wie beispielsweise Wanderfeldröhren, zu erhal­ ten.

Es ist danach Aufgabe der Erfindung, die Verstärkerbaugruppe der bekannten Art so auszugestalten, daß eine hohe Leistungsverstärkung und eine große Bandbreite auf verlustarme und raumsparende Weise erzielt werden.

Die Aufgabe wird mit dem Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unter­ ansprüchen angegeben.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbeson­ dere darin, daß mit niedrigen Kosten ein Übergang mit hohem Vereinigungswirkungsgrad erhalten wird, der eine große Band­ breite ohne Koaxialverbindungen erreicht. Ferner kann der Über­ gang gemäß der Erfindung verlustarm und raumsparend aufge­ baut werden. Es sind verschiedene Raumkommunikations- und Ra­ daranwendungen möglich, wie beispielsweise der Ersatz einer X-Band-Wanderfeldröhre.

Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Mikrowellen-Lei­ stungskombinators in integrierter Schaltungsbauweise mit Feldeffekt-Transistorverstärkern;

Fig. 2 ein Array von Finleitungsübergängen von N-Mikrostreifen­ verstärkerleitungen zu einem einzigen Standard-Aus­ gangswellenleiter;

Fig. 3 teilweise einen Querschnitt durch ein metallisiertes Substrat, das einen der Durchführungswiderstände der Fig. 2 zeigt;

Fig. 4 und 5 je eine Ansicht eines bevorzugten Ausführungsbei­ spiels des Leistungskombinatorsystems von der Seite und von oben, wobei in letzterer Ansicht die obere Wand ent­ fernt ist, damit man die Einzelheiten im Inneren sieht;

Fig. 6 eine Draufsicht auf das getaperte Finleitungs-Array und die FET-Verstärker, die in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 vorgesehen sind;

Fig. 7a und 7b Diagramme des Substrates und der Finleitungs­ verlängerungen sowie der Verteilung des elektrischen Feldes für unerwünschte und erwünschte Kombinatormoden am Wellenleitereingang, und zwar in vergrößertem Maßstab; und

Fig. 8 ein Array getaperter Finleiter mit einem planaren Lei­ stungsabsorptions-Widerstandsnetzwerk.

Eine Gesamtansicht eines Übergangs gemäß einem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 1 gezeigt. Ein kon­ ventioneller rechteckiger Standard-Eingangswellenleiter 11, in dem der E-Vektor parallel zu den Seitenwänden ausgerichtet ist und eine sinusförmige Amplitudenverteilung hat, speist eine zy­ lindrische Welle in einen E-Ebenen-Wellenleiter-Taper 12 ein. Eine Anordnung bzw. Array von Wellenleiter-Mikrostreifen-Finlei­ tungsübergängen 13 teilt die Mikrowellenleistung gleichmäßig auf zwei oder mehr Mikrostrip- bzw. Mikrostreifenleitungen auf. Nimmt man an, daß mehrere solcher Leitungen vorhanden sind, ist die Leistung in benach­ barten Leitungen um 180° in der Phase verschoben. Zum Kompensie­ ren von Phasendifferenzen, die sowohl durch den Eingang- als auch durch den Ausgangstaper erzeugt werden, sind Phasenkompen­ satoren 14 vorgesehen, die nur auf der Eingangseite angeordnet sind, damit sie nicht zu irgendeinem Verlust in der Hochleistungs- Ausgangsseite der FET-Verstärker beitragen. Die erwünschten Charakteristika können mit mehreren bekannten Phasenkompensa­ toren erzielt werden. Der bekannte mehrstufige FET-Verstärker 15 ist in integrierter Mikrowellenschaltungsform auf einem dielektrischen Substrat hergestellt. Ein Array von Mikrostrip- Wellenleiter-Finleitungsübergängen 16 vereinigt die Leistung von mehreren Mikrostripleitungen (sechs in dem gegebenen Bei­ spiel). Die Finleitungs-Arrays 13 und 16 können einander iden­ tisch sein, jedoch mit der Ausnahme, daß sie in entgegenge­ setzte Richtungen gewandt sind. Ein weiterer E-Ebenen-Hohl­ leiter-Taper 17 speist die verstärkte Mikrowellenleistung in einem bekannten rechteckigen Standard-Ausgangswellenlei­ ter 18 ein. Das Eingangs-Finleiter-Teiler-Array 13, die Pha­ senkompensatoren 14, die FET-Verstärker 15 und das Finleitungs- Kombinator-Array 16 können alle auf einem einzigen metalli­ sierten dielektrischen Substrat 19, wie beispielsweise Quartz oder Aluminiumoxid, als integrierte Mikrowellenschaltung aus­ geführt sein, wobei dieses Substrat innerhalb des Übermaß- Wellenleiterbereichs 20 enthalten ist. Die FET-Verstärker und Phasenkompensatoren können gesonderte Module sein, die an dem Substrat der gedruckten Schaltung befestigt sind.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht da­ rin, daß der Eingangs- und Ausgangswellenleiter 11 und 18 je ein X-Band (8 bis 12,5 GHz)-Leiter sind, der eine Höhe von 12,62 mm und eine Breite von 28,50 mm hat. Die Länge der E-Ebenen-Taper 12 und 17 ist 76,2 mm oder weniger, und die Höhe des Übermaß-Leiterbereiches ist 76,2 mm. Wenn sechs FET- Verstärker vorhanden sind, dann ist der Abstand S (s. Fig. 2) zwischen den Mikrostripleitungen 12,7 mm. Die Eingangsseite des Finleitungs-Teiler-Arrays 13 wird mit einer Amplituden­ verteilung bestrahlt bzw. belegt, die im wesentlichen kon­ stant ist. Unter den angenommenen Bedingungen ist die Phasen­ verteilung der Eingangserregung Φ₁=0°, Φ₂=18,74° und Φ₃=54,8°. Die Phasenkompensatoren 14 haben Werte, die das Zweifache dieser Beträge sind, damit sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangs-Taperphasenunterschiede kompensiert werden. Das bedeutet für die vorstehenden typischen Bedingungen Φ₁=0°, Φ₂=34,4° und Φ₃=109,6°. Es ist möglich, den Mikrostrip­ leitungsabstand S so klein zu machen, daß er 6,35 mm beträgt. Tatsächlich haben FET-Schaltungen in integrierter Mikrowellen­ schaltungsausführung, wie sie in der Verkaufs- bzw. Automaten­ literatur dargestellt bzw. beschrieben sind, Gesamtbreiten, die weniger als 6,35 mm für eine Frequenz von 7 GHz betragen. Die Hälse der beiden relativ weitwinkligen Taper können so ausgeführt werden, daß sie sehr breitbandige Werte des Span­ nungsstehwellenverhältnisses haben, und zwar durch einfache induktive Irisblendenkompensation.

Fig. 2 zeigt den Aufbau des Array der Finleitungsübergänge 16 vom Mikrostrip zum Wellenleiter. In dieser Figur und auch in den Fig. 6 und 8 ist das Metallisierungsmuster auf der Ober­ seite des dielektrischen Substrats in ausgezogenen Linien wie­ dergegeben, während das Metallisierungsmuster auf der unteren Oberfläche in gestrichelten Linien dargestellt ist, und Muster­ flächen auf beiden Seiten sind gesprenkelt gezeichnet. Das Sub­ strat kann Siliciumdioxid (Quartz) sein, und die Leitermetal­ lisierungen sind Gold. Mehrere Finleitungen 21 und 21′ sind auf die obere und untere Oberfläche des Substrates 19 gedruckt und gehen über in symmetrierte Mikrostripleitungen 22 und 22′ der Breite W₁. Die Anzahl von vollständigen Finleitungen 21 der oberen Oberfläche (drei) ist gleich der Anzahl von Fin­ leitungen 21′ der unteren Oberfläche (drei), aber diejenigen auf der unteren Oberfläche sind im Bezug auf diejenigen auf der oberen Oberfläche versetzt. Jede Hälfte einer Finleitung geht über in eine der symmetrierten Mikrostripleitungen 22 oder 22′. Symmetriert-zu-Unsymmetriert-Wandler 23 in Form von ge­ zahnten Drosseln mit Spalten G werden dazu verwendet, einen Übergang vom symmetrierten Mikrostrip zum unsymmetrierten Mikrostrip zu bilden, wobei letzterer Leiter 24 mit einer Breite W₂ nur auf der oberen Seite des Substrats und eine durchgehen­ de metallisierte Masseebene 25 auf der unteren Oberfläche hat. Die unsymmetrierten Mikrostripleitungen 24 haben eine gegebene charakteristische Impedanz, wie beispielsweise 50 Ohm, und jede dieser Leitungen bildet eine Verbindung zum Ausgang eines FET-Verstärkers. Benachbarte Verstärker sind gegeneinander um 180° in ihrer Phase verschoben (s. Fig. 6). Nimmt man für den Augenblick an, daß die Richtung der Wellenenergieausbreitung von links nach rechts verläuft (wie in der Finleiter-Teiler­ array 13), haftet das fortschreitende E-Feld an den getaperten Finleitungen 21 und 21′ auf den entgegengesetzten Seiten des Substrats 19, die das elektrische Feld konzentrieren und um 90° drehen, welche in dem Raum zwischen den symmetrierten Lei­ tungen 22 und 22′ begrenzt wird. Der Abschnitt 23 der gewunde­ nen Drossel ist durch die Spalte in sich in Längsrichtung er­ streckende Viertelwellenlängen-Blindleitungen 26 unterteilt, die Kurzschlüsse an den Enden haben. Die Blindleitungen zwin­ gen den Strom, in Längsrichtung zu fließen, und sie sind ein offener Kreis für Querströme. Diese Symmetriert-zu-Unsymme­ triert-Mikrostripübergänge aus einer gezahnten Drossel sind konventionelle Strukturen. Die Ausbreitung durch den über­ großen Wellenleiter wird mit Ausnahme der Ausbreitung längs der unsymmetrierten Mikrostripleitungen 24 durch die Masse­ ebene 25 verhindert, die den Wellenleiter in parallele Wel­ lenleiter unterteilt.

Der gewünschte Kombinatormode weist das gezeigte gleichförmige Feld E_O auf. Ein Untersuchung des Übergangs zeigt, daß die­ ses Feld benachbarte unsymmetrierte Mikrostripleitungen 24 mit 180° Phasenunterschieden erregt. Entsprechend sind die Felder E_π′ die der höchsten Modenordnung (unerwünschte π-Schwingungs­ art) zugeordnet sind, ungleichförmig, wie dargestellt, und sie erregen benachbarte unsymmetrierte Mikrostripleitungen 24 mit Null-Phasenunterschied. Daher sind, um eine Absorption für die π-Schwingungsart (benachbarte FET-Verstärker sind in Phase) zu erzielen, benachbarte 50 Ohm unsymmetrierte Mikrostriplei­ tungen 24 mit zwei Sätzen von Mikrostripleitungen 27 und 28, die charakteristische Impedanzen von 100 Ohm haben überbrückt. Der Satz von Leitungen 27, der dem FET-Verstärker am nächsten ist, hat Durchführungswiderstände 29 (s. auch Fig. 3) an den genauen Mittelpunkten dieser Leitungen, und diese Widerstände sind an dem anderen Ende mit der Masseebene 25 verbunden. Ent­ sprechend hat der zweite Satz von Überbrückungsleitungen 28, die von den FET-Verstärkern am weitesten weg sind, Kurzschlüs­ se zwischen den genauen Mittelpunkten und der Masseebene. Das bedeutet, daß ein Loch 30 an dem Mittelpunkt vorgesehen ist. Diese Netzwerke absorbieren die unerwünschten höheren Ordnun­ gen der Kombinatormoden.

Da bei der gewünschten Mode benachbarte Mikrostripleitungen 24 gegeneinander um 180° in der Phase verschoben sind, ist der genaue Mittelpunkt der Überbrückungsleitungen auf einer Nullspannung. Da die Spannung in der Mitte Null ist, wird keine Leistung in der gewünschten Mode im Nebenschlußwiderstand 29 verbraucht. In diesem Fall er­ scheinen die beiden Überbrückungsleitungen 27 und 28 als kurzgeschlossene Blindleitungen, und wenn der Abstand S zwi­ schen den unsymmetrierten Leitungen 24 etwa eine halbe Mikro­ stripwellenlänge beträgt, ist der Nebenschlußblindwiderstand sehr hoch. Der Nettonebenschlußblindwiderstand wird weiter dadurch vermindert, daß man den Abstand a zwischen den bei­ den Überbrückungsleitungen 27 und 28 etwa gleich einer vier­ tel Mikrostripwellenlänge macht. Andererseits wird die uner­ wünschte π-Mode des Kombinators, bei der benach­ barte FET-Verstärker in Phase sind, unter den obigen Bedin­ gungen durch die Nebenschlußwiderstände 29 wellenwiderstands­ richtig abgeschlossen. Wenn benachbarte Leitungen 24 in Pha­ se sind (siehe Fig. 3), ist eine Spannung am genauen Mittel­ punkt der Überbrückungsleitung 27 vorhanden, und es wird Leistung durch den Widerstand 29 absorbiert. Der Zweck der kurzgeschlossenen Überbrückungsleitungen 28 ist nun klar. Diese werden dazu benötigt, die Impedanz, die der unerwünsch­ ten π-Mode dargeboten wird, zu "stabilisieren". Das läßt sich durch Beachtung der Tatsache verstehen, daß die Impedanz der π-Mode, die nach auswärts zu den Finleitungen 21 und 21′ gewandt ist, unbestimmt ist, in­ dem sie in hohem Maße frequenzabhängig ist infolge der rela­ tiv großen Länge zwischen den Durchführungswiderständen 29 und den Finleitungsübergängen. Es ist zu beachten, daß die π-Mode ein diskretes Modenspektrum in dem Wellenleitertaper erregt.

Sich ausbreitende Moden höherer Ordnung werden in dem Wellen­ leiter 20 größerer Abmessungen und in den Finleitungen 21 und 21′ durch die gewünschte Kombinatormode nur schwach erregt, weil die Abmessungen des Wellenleiters und des bedruckten Substrats in engen Toleranzen gehalten werden können. Die Mikrostripver­ lustleistung und der Mikrostripstreuverlust über die kurzge­ schlossenen Überbrückungsleitungen 28 hinaus können ausreichen, diese Moden zu dämpfen. Wenn das nicht der Fall ist, können andere einfache Mittel, wie beispielsweise ein Querschlitz in dem Hohlleitertaper, angewandt werden.

Diese in integrierter Mikrowellenschaltung ausgeführte Lei­ stungskombinatorbauweise hat insbesondere die folgenden wich­ tigen Vorteile. Die Herstellung eines einzelnen Substrates führt zu niedrigen Kosten. Es werden keine koaxialen Verbin­ dungsteile verwendet, und daher kann eine zuverlässige Lei­ stungsvereinigung unter niedrigen Verlusten erzielt werden. Ein Finleitungsübergang hat von Natur aus niedrige Verluste. Das hier beschriebene Array von Finleitungsübergängen kann so­ gar geringere Verbrauchsverluste bzw. Verluste durch Verlust­ leistung haben als der Einzelübergang. Die erfindungsgemäße Bauweise ist ideal für eine gute Wärmeabführung der FET-Verstärker. Da das elektrische Feld durch die Finleitungsübergänge effektiv um 90° gedreht wird, kann die FET-Verstärker-Masseebene parallel zur Seiten­ wand der Eingangs- und Ausgangsleiter (s. Fig. 5) sein. Ein Abgleich für die unerwünschte π-Mode des Kombinators wird durch den Nebenschlußwiderstand und den Nebenschluß-Kurz­ schluß verwirklicht, und dadurch kann eine gute Trennung zwi­ schen den FET-Verstärker-Kanälen erzielt werden.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der breitbandigen, niedri­ ge Verluste aufweisenden Übergangs von N Mikrostripverstärker­ leitungen zu einem einzigen Standard-Ausgangswellenleiter ist in den Fig. 4 bis 8 dargestellt. Es wird eine sehr wesent­ liche Verminderung der Abmessung dadurch erzielt, daß ein ge­ tapertes Finleitungsarray verwendet wird, das direkt in dem Wellenleiter-Taperbereiche angeordnet ist. Darüber hinaus kann die Einrichtung zum Absorbieren von Kombinator-Moden höherer Ordnung vollständig planar und vollständig gedruckt sein, so daß infolgedessen das Erfordernis der nach den Fig. 2 und 3 angewandten Durchführungswiderstände 29 ausgeschaltet wird.

Ein planares Substrat 32 ist, wie die Fig. 4 bis 6 zeigen, mittig innerhalb eines Hohlleiters 33 angebracht. Die beiden Enden des Substrats 32 sind entgegengesetzt getapert, so daß sie den Abmessungen der E-Ebenen-Hohlleitertaper 34 und 35 kon­ form gemacht sind, und die Spitzen können sich in rechteckige Eingangs- und Ausgangswellenleiter 36 und 37 erstrecken. Eine Tür 38 ist in einer Seitenwand des Übermaßwellenleiterbereichs 39 angeordnet, damit ein Zugang zu dem mehrstufigen FET-Ver­ stärker-Baustein 40 ermöglicht wird, der die Phasenkompen­ satoren aufweisen kann und an einer Seite des Substrats 32 be­ festigt ist. Ein Wärmeableiter 41 ist an der Masseebene auf der anderen Seite des Substrats befestigt. Wie vorher teilt ein getapertes Finleiter-Teilerarray 42 die Mikrowellenener­ gie, die sich von dem Eingangswellenleiter 36 her ausbreitet, gleichmäßig auf die N-Mikrostripleitungen auf. Nachdem die Leistung durch FET-Einrichtungen verstärkt worden ist, wird die Leistung auf den N-Mikrostripausgangsleitungen durch ein Array von getaperten Finleitungsübergängen 43 vereinigt und in den Ausgangswellenleiter 37 eingespeist.

Die sechs Hochleistungs-FET-Verstärker 44a bis 44f gemäß Fig. 6 haben Ausgangssignale, die für benachbarte Einrichtun­ gen um 180° phasenverschoben sind. Der Ausgang jeder dieser Einrichtungen ist mit je einer unsymmetrierten 50-Ohm-Mikro­ stripleitung 45 verbunden. Auf der entgegengesetzten Ober­ fläche des dieelektrischen Substrats 32 ist eine kontinuier­ liche metallisierte Masseebene 46 vorhanden. Ein Unsymmetriert- zu-Symmetriert-Wandler 47 in Form einer gewundenen Drossel dient als Übergang vom Unsymmetriert-zu-Symmetriert-Mikro­ strip. Die Länge der symmetrierten Mikrostripleitung ist be­ trächtlich geringer als in Fig. 2 und kann sich sogar Null nähern. Jedes benachbarte Paar von Mikrostripleitungen 45 geht in eine getaperte Finleitung 48 über (es sind drei vollständige Finleitungen auf der oberen Oberfläche vorhanden), und auf der unteren Oberfläche erfolgt der Übergang zu drei versetzten getaperten Finleitungen 48′. Die sich längs den Mikrostriplei­ tungen 45 ausbreitende Mikrowellenenergie wird durch die Fin­ leitungen 48 und 48′ um 90° gedreht und wird zu einer zylin­ drischen Welle.

Für viele Anwendungsfälle ist ein Aluminiumoxid-Substrat 32 anstelle von geschmolzenem Siliciumdioxid (SiO₂) optimal. Wenn die FET-Verstärker auf Aluminiumoxid (Al₂O₃)-Substraten hergestellt werden, dann wird die Grenzfläche bzw. Schnitt­ stelle mit den Finleitungs-Kombinator-Arrays vereinfacht. Außerdem führt die relativ große Abmessung dieses Kombinator- Substrates zu Fragen der Zuverlässigkeit, wenn sie aus ge­ schmolzenem Siliciumdioxid hergestellt wird, und zwar wegen der Möglichkeit von starken mechanischen Beanspruchungen. Eine zusätzliche Langzeitbetrachtung besteht darin, daß es even­ tuell möglich ist, FET-Verstärker mit genügender Gleichför­ migkeit zu entwicklen, welche es ermöglichen, die Metalli­ sierung für die Verstärkereingangs- und -ausgangsabstimmungs­ kreise auf das gleiche Substrat zu drucken, die die Kombina­ tormetallisierungen enthält. In diesem Falle wären nur zwei Balken-Leiter-Verbindungen erforderlich, um jede FET-Einrich­ tung mit den Eingangs- und Ausgangssubstraten zu verbinden.

Jedoch entstehen durch die Verwendung von Al₂O₃ Probleme, weil die hohe Dielektrizitätskonstante von 9,9 zu einer be­ trächtlich kürzeren Wellenlänge führt als es bei SiO₂ der Fall ist, das eine Dielektrizitätskonstante von 3,78 hat. Die kürzere Wellenlänge führt zu einer verminderten Frequenzband­ breite und vielleicht zu einer Zunahme in der geringen uner­ wünschten Verlustleistung, die sich nach der Erfahrung in den Netzwerken gezeigt hat, welche die Widerstände (29 in Fig. 3) für die Modenabsorption höherer Ordnung enthalten.

In Fig. 6 ist ein neues Konzept für die Absorption der Kom­ binatormoden höherer Ordnung dargestellt. Die unerwünschten Moden (Schwingungsarten) können dadurch wirksam absorbiert werden, daß die Spitzen der getaperten Finleitungen 48 und 48′ mit Metallisierungsstreifen 49 und 49′ hohen spezifischen Wi­ derstands verlängert werden. Eine Analyse hat gezeigt, daß die Streifen 49, 49′ hohen Widerstandswertes, die Verlängerun­ gen der Finleitungsarrays bilden, die Kombinatormoden höherer Ordnung selektiv absorbieren können, wobei die gewünschte Kombinatormode nur vernachlässigbare Verluste erfährt. Die Fig. 7a und 7b zeigen den Grund für diesen Schluß. Diese Figuren sind unangemessen vergrößerte schematische Darstellun­ gen, die den Ausgangswellenleiter 37 und ein Aluminiumoxid­ substrat 32 mit den fünf Finleitungsverlängerungen 49 und 49′ zeigen. Diese Darstellung repräsentiert den Bereich in der Nähe der Verbindungstelle zwischen einem getaperten Wellen­ leiter 35 und einem nicht-getaperten Wellenleiter 37.

Die Fig. 7a zeigt die Verteilungen des elektrischen Feldes für die Kombinatormode der höchsten Ordnung, d.h. für die unerwünschte Mode. Hierbei haben alle Mikrostripausgangslei­ tungen 45 die gleiche Phase. Infolgedessen ist eine Nettola­ dung auf jeder der Finleitungsspitzen, und diese Ladung hat auf benachbarten Spitzen entgegengesetztes Vorzeichen. Infol­ gedessen erregen die Kombinatormoden höherer Ordnung Quasi- TEM-Moden auf den Finleitungen, die eng an die Finleitungen mit sehr hohen Stromdichten gebunden sind. Die Moden höherer Ordnung erfordern die Finnen oder Flossen, um sich auszubreiten, und sie werden an deren Enden vollständig reflektiert. Daher können diese Moden sehr wirksam und allmählich dadurch absor­ biert werden, daß die Finmetallisierung mittels der Metalli­ sierung 49 und 49′ hohen spezifischen Widerstands verlängert werden. Im Prinzip ist es möglich, auf diese Weise einen breit­ bandigen Abschluß aller Kombinatormoden hoher Ordnung zu er­ zielen. Unter diesen Umständen hat der Kombinator gute Iso­ lations- oder Trenneigenschaften.

Andererseits ist, wie aus Fig. 7b zu ersehen ist, die er­ wünschte Kombinatormode nur sehr lose an die Finnen in der Nähe ihrer Spitzen gekoppelt. Es sei darauf hingewiesen, daß bei der erwünschten Mode 180° Phasenunterschiede zwischen be­ nachbarten Mikrostripleitungen vorhanden sind, und daß keine Nettoladung auf irgendeiner der Finnen vorhanden ist; die La­ dungsverteilung hat eine dipolare Form. Am Ende der Finnen ist die gewünschte Mode in die TE₁₀-Hohlleitermode überge­ führt worden, die eine Leistungsdichte hat, welche über den gesamten Hohlleiterquerschnitt in einer Sinusquadratvertei­ lung (bei 50 angedeutet) ausgebreitet ist.

Eine andere Maßnahme besteht darin, punktförmig verteilte Widerstände (d.h. diskrete Elemente) an den Spitzen der Finleitungen 48 und 48′ vorzusehen, auf die Streifen von Gold oder Streifen anderer hoher Leitfähigkeit folgen. Die Goldstreifen sind etwa eine Viertelwellenlänge lang gemacht, damit ein niedriger Blindwiderstand in Reihe mit den Wider­ ständen erzielt wird, um einen starken Stromfluß in den Wi­ derständen zu ermöglichen. Diese zweite Maßnahme kann etwas geringere als ideale Isolationseigenschaften haben. Jedoch erfordert sie keinen so niedrigen Wert des spezifischen Wider­ stands für die Absorbermetallisierung, und infolgedessen hat sie einen Vorteil gegenüber der ersten Maßnahme, bei der ver­ teilte Absorber verwendet werden.

Fig. 8 zeigt einen planaren Leistungskombinator in inte­ grierter Mikrowellenschaltungsbauweise, in dem ein getapertes Finleitungsarray vorgesehen und das mit demjenigen in Fig. 6 identisch ist mit der Ausnahme, daß das Substrat geschmolze­ nes Siliciumdioxid anstatt Aluminiumoxid ist, und daß Metalli­ sierungen 49 und 49′ von hohem spezifischen Widerstand nicht vorgesehen sind. Vielmehr absorbieren andere planare Wider­ standsnetzwerke, die allgemein mit 51 bezeichnet sind, die Kombinatormoden höherer Ordnung. Diese Widerstandsnetzwerke 51 sind vollständig planar und können vollständig gedruckt werden. Es sind insgesamt fünf solcher Widerstandsnetzwerke erforderlich, wie es Fig. 8 zeigt, und zwar von je einem Netzwerk zwi­ schen jedem Paar von Mikrostripleitungen 45. Das Metallisie­ rungsmuster, mit dem jedes dieser Netzwerke erzielt wird, hat ein Paar von sich quer erstreckenden, parallelen Über­ brückungslinien 52 und 53 an deren Mittelpunkt Verlängerun­ gen vorgesehen sind, die eine Verbindung mit einem gedruck­ ten Widerstand 54 bilden. Ein Paar offene Viertelwellenlei­ tungen 55 bilden einen Weg für den Widerstandsstrom. In der gewünschten Kombinatormode sind benachbarte un­ symmetrierte Mikrostripleitungen 45 gegeneinander um 180° phasenverschoben, und es sind Spannungsnullpunkte an den Mit­ telpunkten der Überbrückungsleitungen 52 und 53 vorhanden, so daß durch den planaren Widerstand 54 keine Leistung ab­ sorbiert wird. In der unerwünschten Kombinatormode sind benachbarte Mikrostripleitungen 45 in Phase, und es ist eine endliche Spannung an den Mittelpunkten der Über­ brückungsleitungen 52 und 53 vorhanden, so daß durch den Wi­ derstand 54 Leistung absorbiert wird.

Die Festkörper-Verstärkereinrichtung kann auch ein Mikrowel­ lenfrequenztransistor sein, und da dieser ebenso wie der Feldeffekttransistor eine Einrichtung vom Übertragungstyp ist, wird eine Eingangsleistungsteilerarray von Fin­ leitungsübergängen verwendet. Eine Bauweise für einen Fest­ körperverstärker vom Reflexionstyp, wie beispielsweise eine IMPATT-Diode, erfordert nur ein Array von Fin­ leitungsübergängen, die welchselweise ein Leistungsteiler vom Wellenleiter zum Mikrostrip und ein Leistungskombinator vom Mikrostrip zum Wellenleiter ist.

Es gibt die verschiedensten Anwendungen für die breitbandigen, verlustarmen, unter niedrigen Kosten her­ stellbaren, planaren, in integrierter Schaltungsbauweise ausgeführten Mikrowellen-Leistungskombinatoren oder -Lei­ stungsverstärkern und zwar insbe­ sondere sowohl bei der Raumkommunikation als auch beim Radar. Eine Anwendung ist beispielsweise der Ersatz für eine X- Band-Laufwellenröhre.

Claims (9)

1. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe mit einem dielektrischen Substrat, das auf seinen beiden Seiten Metallisierungsmuster aufweist zum Aufteilen der Eingangs­ leistung einer Eingangsleitung auf mehrere Leiter, zum Ver­ stärken der Mikrowellen-Leistung mittels Halbleiter- Verstärkern und zum Zusammenfassen der verstärkten Mikro­ wellen-Leistung auf eine einzige Ausgangsleitung, dadurch gekennzeichnet, daß

• - die Eingangs- und Ausgangsleitungen Hohlleiter sind,
• - das Aufteilen und Zusammenfassen jeweils durch mehrere getaperte antipodale Finleitungen (13, 16; 42, 43) geschieht, welche durch Symmetriewandler (23) in unsymme­ trische Mikrostreifenleiter (24) übergehen, und
• - die Verstärker (15) in die Mikrostreifenleiter geschaltet sind.

2. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Finleitungen (13, 16; 42, 43) weiter Leistungsabsorptionsmittel (27, 28 29, 30; 49 49′, 51, 52-55) zum Absorbieren von unerwünsch­ ten Moden höherer Ordnung aufweisen.

3. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Symmetriewandler (23) zahnförmige Leiterkämme aufweist.

4. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorp­ tionsmittel Netzwerke mit Durchführungswiderständen (29) umfassen, welche jeweils benachbarte Paare von unsymme­ trischen Mikrostreifenleitern (24) überbrücken.

5. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorp­ tionsmittel Widerstände (49, 49′) an den Spitzen der ge­ taperten Finleitungen (48, 48′) sind.

6. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorp­ tionsmittel Metallisierungsstreifen (49, 49′) mit großem Widerstand sind, die sich von den Spitzen der getaperten Finleitungen (48, 48′) aus erstrecken.

7. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsabsorp­ tionsmittel planare Widerstandsnetzwerke (51) sind, welche jeweils ein benachbartes Paar von unsymmetrischen Mikrostreifenleitern (45) überbrücken.

8. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch eine die Verstärkergruppe umgebende Hohlleiterstruktur (11, 18, 20; 36, 37, 39), die wenigstens einen rechteckigen Ausgangshohlleiter (18, 37), einen E-Ebenen-Hohlleitertaper (17; 35) und einen Übermaßhohlleiter (20; 39) mit parallelen Wänden aufweist, in der das Substrat (19; 32) an einem Ende getapert ist und in der die Finleitungen (16, 43; 21, 21′; 48, 48′) derart getapert sind, daß sie in den Hohlleiter­ taper (17, 35) passen.

9. Mikrowellen-Leistungsverstärkergruppe nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Verstärker (15) ein Phasenkompensator (14) vorgeschaltet ist.