DE10108927A1 - Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement und Hochfrequenzschaltungsvorrichtung - Google Patents

Abstract

Ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement umfaßt eine erste Mittelelektrode und eine zweite Mittelelektrode, die sich schneiden, und bei denen ein Ende von jeder derselben geerdet ist, einen ferrimagnetischen Körper, der in der Nähe der ersten Mittelelektrode und der zweiten Mittelelektrode vorgesehen ist, einen Magneten, der ein magnetostatisches Feld an den ferrimagnetischen Körper anlegt, einen Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode und einen Eingangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einen Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und einen Ausgangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einen Parallelkondensator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode und Masse parallel geschaltet ist, und einen Parallelkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und Masse parallel geschaltet ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein nicht- reziprokes Schaltungsbauelement, wie z. B. einen Isolator, der bei einem Mikrowellenband oder dergleichen verwendet wird, und bezieht sich auf eine Hochfrequenzschaltungsvor­ richtung, wie z. B. eine Kommunikationsvorrichtung, die mit demselben versehen ist.

Nicht-reziproke Schaltungsbauelemente, die bei einem Mikro­ wellenband oder dergleichen verwendet werden, werden in (1) U. S.-Patent Nr. 4016510, (2) der ununtersuchten japanischen Patentanmeldung Nr. 52-134349, (3) der japanischen ununter­ suchten Patentanmeldung Nr. 58-3402, (4) der japanischen ununtersuchten Patentanmeldung Nr. 9-232818 und (5) der ja­ panischen ununtersuchten Patentanmeldung Nr. 8-8612 offen­ bart.

Das im vorhergehenden erwähnte nicht-reziproke Schaltungs­ bauelement ist eine Komponente, bei der eine Ferritplatte mit Mittelelektroden versehen ist, die sich unter einem vorbestimmten Winkel schneiden, und bei der daraufhin ein statisches Magnetfeld an der Ferritplatte angelegt wird. Unter Zuhilfenahme einer ferrimagnetischen Charakteristik der Ferritplatte wird die Polarisationsebene eines magneti­ schen Hochfrequenzfeldes, das durch die Mittelelektroden bewirkt wird, gemäß dem faradayischen Rotationsgesetz ge­ dreht. Dies erzeugt eine nicht-reziproke Charakteristik.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement, wie z. B. demjenigen in dem im vorhergehenden erwähnten Dokument (5), das eine erste bis dritte Mittelelektrode verwendet, weist die Anpassungsimpedanz der dritten Mittelelektrode eine Re­ aktanzkomponente auf. Da die Impedanz von der Frequenz ab­ hängt, ist der Frequenzbereich, in dem eine bevorzugte nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden kann, schmal. Dies bedeutet, daß, wenn die Komponente als ein Isolator verwendet wird, die Trennungs- bzw. Isolatorcha­ rakteristik unvermeidbar ein schmales Band aufweist.

Das nicht-reziproke Schaltungsbauelement, das zwei Mittel­ elektroden verwendet, weist Vorteile in Hinblick auf eine Miniaturisierung und eine Realisierung eines breiteren Ban­ des auf. Eine weitere Miniaturisierung des nicht-reziproken Schaltungsbauelementes, wie z. B. des Isolators, der bei einer Kommunikationsvorrichtung verwendet wird, ist eben­ falls gemäß neueren Anforderungen erforderlich, um die Kom­ munikationsvorrichtung bei einem drahtlosen Kommunikations­ system zu miniaturisieren.

Wenn jedoch die Größe einer Ferritplatte auf beispielsweise 0,5 mm × 0,5 mm × 0,3 mm sehr miniaturisiert wird, während der herkömmliche Aufbau der nicht-reziproken Komponente beibehalten wird, wird, wie es im folgenden beschrieben wird, da die Länge der Mittelelektrode verkürzt wird, die Induktivitätskomponente derselben verringert. Wenn das nicht-reziproke Schaltungsbauelement mit einer vorbestimm­ ten Frequenz betrieben wird, kann keine Impedanzanpassung erhalten werden. Dementsprechend tritt das Problem eines erhöhten Einfügungsverlustes (IL; IL = insertion loss) auf­ tritt.

Das Schaltungsdiagramm des herkömmlichen Isolators ent­ spricht dem in Fig. 8 gezeigten. Wenn die Induktivitäten der Mittelelektroden L1 und L2 an die Kapazitäten der Par­ allelkondensatoren C1 und C2 impedanzmäßig angepaßt sind, weist die Impedanz-Ortskurve die in Fig. 9 gezeigte Bezie­ hung auf. Dies bedeutet, daß sich, wenn die Impedanz der Mittelelektrode einen vorbestimmten Wert aufweist, die Im­ pedanz der Mittelelektrode auf einem Substanzkreis befinden muß, der durch 50 Ω verläuft, um die Parallelkondensatoren zu verbinden, um an die normierte Impedanz (50 Ω) angepaßt zu sein.

Wenn die Größe des Isolators jedoch in etwa 3,5 mm × 3,5 × 1,5 mm oder weniger betragen soll, ist die Größe der Fer­ ritplatte 1,0 mm × 1,0 mm × 0,3 mm oder weniger in einem Fall, bei dem dieselbe ein rechtwinkliges Parallelepiped ist. Bei einem Aufbau, wie z. B. demjenigen des herkömmli­ chen Isolators, bei dem die Mittelelektrode auf lediglich einer Hauptoberflächenseite der Ferritplatte vorgesehen ist, ist die Induktivität der Mittelelektrode verringert. Folglich müssen, da die Reaktanz an der Betriebsfrequenz klein ist, die Kapazitäten der Anpassungsparallelkondensa­ toren erhöht werden. Aus diesem Grund ergibt sich jedoch ein Problem darin, daß die Betriebsfrequenzbandbreite ver­ schmälert wird.

Wenn darüber hinaus ein Einplattenkondensator als die im vorhergehenden erwähnten Anpassungsparallelkondensatoren verwendet wird, nimmt die Größe desselben zu, was es nicht ermöglicht, daß ein Isolator einer Zielgröße realisiert werden kann. Wenn es beispielsweise vorgesehen ist, einen Isolator mit äußeren Abmessungen von 3,5 mm im Quadrat und mit einem 800 MHz-Band zu entwerfen, ist es erforderlich, daß die Kapazität des Parallelkondensators für eine Induk­ tivität der Mittelelektrode von 6,6 nH 6 pF beträgt. Sogar obwohl eine Keramikplatte einer hohen Dielektrizitätskon­ stante mit einer relativen Dielektrizitätskonstante von beispielsweise 110 verwendet wird, um die Anpassungsparal­ lelkondensatoren mit einer Dicke zu bilden, die 0,17 mm dünn ist, sind die Abmessungen des Kondensators auf eine Größe von etwa 1,0 mm × 1,05 mm erhöht, was bedeutet, daß der Kondensator nicht in dem Isolator der Zielgröße enthal­ ten sein kann.

Die Gesamtminiaturisierung verringert die Größe der Mitte­ lelektrode, was wiederum die Induktivität der Mittelelek­ trode verringert. Wenn die Induktivität zu klein ist, um sich auf dem Suszeptanzkreis zu befinden, der durch die normierte Impedanz (50 Ω) verläuft, kann unabhängig von einer erhöhten Kapazität der Parallelkondensatoren keine Impedanzanpassung erhalten werden. Dies erhöht die Ein­ gangs/Ausgangs-Impedanzen und verschlechtert den Einfü­ gungsverlust.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement zu schaffen, das bei gleicher Größe über eine größere Bandbreite hinweg eine nicht-reziproke Charakteristik aufweist.

Diese Aufgabe wird durch ein nicht-reziprokes Schaltungs­ bauelement gemäß Anspruch 1 gelöst.

Die Vorteile dieser Erfindung bestehen darin, daß ein klei­ nes nicht-reziprokes Schaltungsbauelement geschaffen wird, das eine nicht-reziproke Charakteristik über ein breites Band aufweist, und das niedrige Einfügungsverluste auf­ weist, sowie daß eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung ge­ schaffen wird, wie z. B. eine Kommunikationsvorrichtung, die das nicht-reziproke Schaltungsbauelement verwendet.

Zu diesem Zweck wird gemäß einem ersten Aspekt der vorlie­ genden Erfindung ein nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit einer ersten Mittelelektrode und einer zweiten Mittele­ lektrode, die sich einander schneiden, und deren eines Ende geerdet ist, einem ferrimagnetischen Körper, der in der Nä­ he der ersten Mittelelektrode und der zweiten Mittelelek­ trode vorgesehen ist, einem Magnet, der ein magnetostati­ sches Feld an den ferrimagnetischen Körper anlegt, einem Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode und einen Eingangsanschluß in Reihe ge­ schaltet ist, und einem Reihenkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und einen Ausgangs­ anschluß in Reihe geschaltet ist, und einem Parallelkonden­ sator, der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelek­ trode und Masse parallel geschaltet ist, und einem Paral­ lelkondensator, der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode und Masse parallel geschaltet ist, geschaf­ fen.

Da es die Verwendung der Reihenkondensatoren und Parallel­ kondensatoren ermöglicht, daß die Eingangs/Ausgangs- Impedanz positiv angepaßt wird, kann ein weiterer Einfü­ gungsverlust reduziert werden, wodurch eine Miniaturisie­ rung und ein verbreitertes Band erzielt werden können.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement können die erste Mittelelektrode und die zweite Mittelelektrode um den ferrimagnetischen Körper gewickelt sein.

Dies ermöglicht, daß ein ausreichendes Maß an Induktivität der ersten und der zweiten Mittelelektrode erhalten werden kann, sogar obwohl ein kleiner ferrimagnetischer Körper verwendet wird. Folglich kann eine Gesamtminiaturisierung erzielt werden.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der Schnittwinkel der ersten Mittelelektrode und der zweiten Mittelelektrode einen vorbestimmten Winkel in dem Bereich von 80° bis 100° betragen.

Dies ermöglicht es, niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik zu erhalten.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der fer­ rimagnetische Körper eine polygonale Platte sein.

Dies ermöglicht, daß es erzielt werden kann, daß der magne­ tische Kopplungsabstand zwischen der ersten und der zweiten Mittelelektrode bezüglich des ferrimagnetischen Körpers der ersten und zweiten Mittelelektrode lang ist. Zusätzlich wird beim Wickeln der ersten und zweiten Mittelelektrode um den ferrimagnetischen Körper das Wickeln vereinfacht. Darüber hinaus können niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden, sogar obwohl der ferrimagnetische Körper klein ist.

Bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauelement kann der Ma­ gnet ein rechtwinkliges Parallelepiped sein.

Dies ermöglicht, daß die Intensität des magnetostatischen Feldes, das an dem ferrimagnetischen Körper anliegt, in ei­ nem begrenzten Volumen bei dem nicht-reziproken Schaltungs­ bauelement mit einer rechtwinkligen Gesamtparallelepiped­ form weiter erhöht werden kann. Dementsprechend können niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik erhalten werden. Darüber hinaus wird, da das nicht-reziproke Schaltungsbauelement durch Schneiden aus einem plattenförmigen oder rechtwinkligen parallelepiped­ förmigen magnetischen Material aufgebaut werden kann, die Herstellung vereinfacht.

Alternativ sind bei dem nicht-reziproken Schaltungsbauele­ ment die erste Mittelelektrode, die zweite Mittelelektrode, der ferrimagnetische Körper und der Magnet zwischen einem oberen Joch und einem unteren Joch vorgesehen, wobei das obere Joch und das untere Joch geerdet sind.

Da die erste und die zweite Mittelelektrode und die Konden­ satoren zusammen mit den Jochen geerdet sind, um abge­ schirmt zu sein, kann das Auftreten einer Streuung verhin­ dert werden.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung um­ faßt eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung eines der im vorhergehenden beschriebenen nicht-reziproken Schaltungs­ bauelemente.

Dies ermöglicht eine Kommunikationsvorrichtung mit niedri­ gen Einfügungsverlusten und einer Stabilität bezüglich der zu erhaltenden Charakteristika.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines Isolators gemäß ei­ nem ersten Ausführungsbeispiel;

Fig. 2 eine perspektivische Explosionsansicht des Isola­ tors;

Fig. 3 eine perspektivische Ansicht des Isolators, nach­ dem die Hauptkomponenten des Isolators zusammen­ gebaut sind;

Fig. 4A und 4B Schaltungsdiagramme, die das Funkti­ onsprinzip des Isolators veranschaulichen;

Fig. 5A und 5B Diagramme, die Beispiele der Impedanzan­ passung des Isolators veranschaulichen;

Fig. 6A und 6B Diagramme, die Beispiele der Frequenzcha­ rakteristika des Isolators veranschaulichen;

Fig. 7A und 7B Blockdiagramme, die Hauptkomponenten einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel zeigen;

Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Isola­ tors;

Fig. 9 ein Diagramm, das ein Beispiel einer Impedanzan­ passung des herkömmlichen Isolators veranschau­ licht; und

Fig. 10A und 10B Diagramme, die Beispiele von Frequenzcha­ rakteristika in einem Impedanzfehlanpassungszu­ stand des Isolators mit dem herkömmlichen Aufbau veranschaulichen.

Der Aufbau eines Isolators gemäß einem ersten Ausführungs­ beispiel der vorliegenden Erfindung wird bezugnehmend auf Fig. 1 bis 3 beschrieben.

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm des Isolators. Hier ist die Ferritplatte 10 ein rechtwinkliges Parallelepiped. Eine erste Mittelelektrode 11 und eine zweite Mittelelektrode 12, von denen jede einen mit einem Isolator bedeckten bzw. beschichteten Kupferdraht umfaßt, sind um die Ferritplatte 10 gewickelt, um sich unter einem vorbestimmten Winkel zu schneiden. Ein Ende jede der ersten und der zweiten Mitte­ lelektrode 11 und 12 ist geerdet. Reihenkondensatoren C21 und C22 sind zwischen das andere Ende der ersten Mittele­ lektrode 11 und einen Eingangsanschluß bzw. zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode 12 und einen Aus­ gangsanschluß in Reihe geschaltet. Parallelkondensatoren C11 und C12 sind zwischen das andere Ende der ersten Mitte­ lelektrode 11 und Masse bzw. zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode 12 und Masse parallel geschaltet. Zusätzlich ist ein Widerstand R zwischen die anderen Enden der ersten Mittelelektrode 11 und der zweiten Mittelelek­ trode 12 geschaltet. Obwohl es in dieser Figur nicht ge­ zeigt ist, ist ein Magnet zum Anlegen eines magnetostati­ schen Feldes an die Ferritplatte 10 in der Dickerichtung (der Richtung parallel zu den Schleifenebenen, die durch die erste Mittelelektrode 11 und die zweite Mittelelektrode 12 definiert sind) vorgesehen.

Fig. 2 ist eine perspektivische Explosionsansicht des Iso­ lators, der die im vorhergehenden beschriebene Schaltung bildet. Hier ist ein Ferritanordnungskörper 1 gebildet, in­ dem bei demselben jede der ersten Mittelelektrode 11 und der zweiten Mittelelektrode 12, die isolatorbedeckte Kup­ ferdrähte aufweisen, mit 1,5 Wicklungen um die Ferritplat­ te 10 gewickelt ist. Ein Magnet 3 legt das magnetostatische Feld an die Ferritplatte 10 an. Ein oberes Joch 2 und ein unteres Joch 4 bilden einen Teil des Magnetkreises. Auf der oberen Seite eines Substrates 5 sind eine Masseelektrode 50, eine Eingangsanschlußelektrode 51 und eine Ausgangsan­ schlußelektrode 52 gebildet. Einige dieser Elektroden er­ strecken sich über die Endseiten des Substrates 5 zu einem Teil der unteren Seite desselben. Dieselben werden als An­ schlußelektroden verwendet, wenn dieser Isolator auf der Schaltungsplatine einer elektronischen Vorrichtung Oberflä­ chen angebracht wird. C11, C12, C21, C22 und R sind Chip­ komponenten, die die Kondensatoren und den Widerstand der einzelnen Komponenten bilden, die in Fig. 1 gezeigt sind. Unter denselben sind C11, C12 und R in dem unteren Joch 4 angebracht, während C21 und C22 auf der oberen Seite des Substrats 5 angebracht sind.

Fig. 3 ist eine perspektivische Ansicht, die einen Zustand darstellt, bei dem jede Komponente, die in Fig. 2 gezeigt ist, zusammengebaut ist, und bei dem das obere Joch 2 und der Magnet 3 aus der Anordnung bzw. dem Zusammenbau ent­ fernt sind. Wie es in der Figur gezeigt ist, ist das untere Joch 4 mit der Masseelektrode 50, die auf der oberen Seite des Substrates 5 gebildet ist, mittels Löten oder derglei­ chen verbunden, während die Kondensatoren C11 und C12 und der Ferritanordnungskörper 1 mit der oberen Seite des unte­ ren Jochs 4 mittels Löten oder dergleichen verbunden sind. Die Kondensatoren C11 und C12 sind Chipkondensatoren, die durch Vorsehen von Elektroden auf der oberen und unteren Seite derselben erhalten werden. Die Elektroden 7 auf den un­ teren Seiten derselben sind an die obere Seite des unteren Jochs 4 gelötet. Ein Ende jeder der Mittelelektroden 11 und 12 des Ferritanordnungskörpers 1 ist mittels Löten mit der oberen Seite des unteren Jochs 4 elektrisch verbunden. Zu­ sätzlich sind die anderen Enden der Mittelelektroden 11 und 12 an die entsprechenden Elektroden der oberen Seiten der Kondensatoren C11 und C12 gelötet. Darüber hinaus sind die Elektroden der zwei Enden des Widerstands R an die entspre­ chenden Elektroden der oberen Seiten der Kondensatoren C11 und C12 gelötet. Da die um die Ferritplatte 10 gewickelten Teile der Mittelelektroden 11 und 12 mit einem Isolator be­ deckt sind, ist zwischen den Mittelelektroden und zwischen den Mittelelektroden und dem unteren Joch 4 jeweils eine elektrische Isolation eingerichtet.

Auf der oberen und unteren Seite der Kondensatoren C21 und C22 sind Elektroden vorgesehen. Die Elektroden auf den un­ teren Seiten sind an die entsprechende Eingangsanschluß­ elektrode 51 und die Ausgangsanschlußelektrode 52 des Sub­ strats 5 gelötet. Die Elektroden auf den oberen Seiten von C21 und C22 sind über Drähte w (wire = Draht) an die ent­ sprechenden Elektroden auf den oberen Seiten von C11 und C12 gelötet.

Der Magnet 3, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist an der Decken­ seite des oberen Jochs 2 befestigt. Das obere Joch 2, an dem dieser Magnet 3 befestigt ist, deckt das untere Joch 4 ab, wodurch ein geschlossener Magnetkreis gebildet wird.

Die Abmessungen der Ferritplatte 10, die in Fig. 1 und 2 gezeigt ist, betragen 0, 5 mm × 0, 5 mm × 0, 3 mm. Die Dicke des Substrats 5 beträgt 0,1 mm, die Dicke des unteren Jochs 4 0,15 mm, die Dicke des oberen Jochs 2 0,15 mm und die Durchmesser der Mittelelektroden 11 und 12 0,05 mm.

Bei einer Kommunikationsvorrichtung, die bei einem mobilen Kommunikationssystem, wie z. B. einem tragbaren Telephon, verwendet wird, fordert es der Markt, daß die Höhenabmes­ sung des Isolators auf 1,5 mm oder weniger reduziert wird, um die belegte Fläche (Volumen) des Isolators in der Vor­ richtung wesentlich zu verringern. Folglich wird aufgrund des im vorhergehenden beschriebenen Aufbaus und der Abmes­ sungen jeder Komponente die Höhenabmessung bei 1,5 mm oder weniger gehalten. Wenn die Abmessungen jeder anderen Kompo­ nente als derjenigen der im vorhergehenden beschriebenen Ferritplatte beibehalten werden, und die Ferritplatte 10 dicker wird, kann die Gesamthöhe des Isolators bei 1,5 mm beibehalten werden, so lange die Dicke der Ferritplatte in­ nerhalb von 1 mm liegt. Dementsprechend sollte, damit die Abmessungen der Ferritplatte so viel wie möglich bei dem begrenzten Volumen zunehmen, die Ferritplatte ein recht­ winkliges Parallelepiped sein, bei dem die Abmessung jeder Seite derselben 1 mm oder weniger beträgt.

Fig. 4A und 4B sind Schaltungsdiagramme, die das Funkti­ onsprinzip des im vorhergehenden beschriebenen Isolators veranschaulichen.

In Fig. 4A und 4B zeigen Pfeile die Richtungen des magneti­ schen Hochfrequenzfeldes unter dem Einfluß der Mittelelek­ troden 11 und 12 an. Betrachtet man die Übertragung eines Vorwärtssignals fließt, da die Phasen und die Amplituden an beiden Enden des Widerstandes R gleich sind, wie es in Fig. 4A angezeigt wird, kein Strom durch den Widerstand R, was es ermöglicht, daß ein Eingangssignal von dem Eingangsan­ schluß einfach von dem Ausgangsanschluß ausgegeben werden kann.

Betrachtet man die Reflexion eines Rückwärtssignals, wie es in Fig. 4B gezeigt ist, ist die Richtung des magnetischen Hochfrequenzfeldes, das durch die Ferritplatte 10 verläuft, entgegengesetzt zu demjenigen in dem Fall von Fig. 4A. Dar­ aufhin wird ein Signal entgegengesetzter Phase zwischen beiden Enden des Widerstandes R erzeugt, und die Leistung desselben dissipiert in dem Widerstand R. Dementsprechend wird idealerweise kein Signal von dem Eingangsanschluß aus­ gegeben. Wenn der im vorhergehenden erwähnte Widerstand R von der Schaltung entfernt wird, wirkt die Schaltung als ein Gyrator.

Tatsächlich findet, wenn das Signal in der Vorwärtsrichtung übertragen wird, und wenn das Signal in der Rückwärtsrich­ tung ankommt, eine Änderung der Phasendifferenz zwischen beiden Endes des Widerstandes gemäß dem Schnittwinkel der Mittelelektroden 11 und 12 und dem Rotationswinkel der Po­ larisationsebene aufgrund der Faraday-Rotation statt. Folg­ lich wird die Intensität des äußeren magnetischen Feldes und der Schnittwinkel der Mittelelektroden 11 und 12 so eingestellt, daß niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik (eine Trenn- bzw. Isola­ torcharakteristik) erhalten werden können. Die Intensität des magnetischen Feldes, das an der Ferritplatte anliegt, liegt normalerweise in dem Bereich von 0,09 bis 0,17 T, während der Rotationswinkel der Polarisationsebene aufgrund der Faraday-Rotation normalerweise in dem Bereich von 90° bis 100° liegt. Dementsprechend können, wenn der Schnitt­ winkel der Mittelelektroden 4a und 4b in dem Bereich von 80° bis 100° liegen, niedrige Einfügungsverluste und eine hohe nicht-reziproke Charakteristik (die Trenncharakteri­ stik) erhalten werden.

Das Anpassen der Eingangs/Ausgangs-Impedanzen und der Impe­ danz des Isolators ist eine Voraussetzung für die im vor­ hergehenden beschriebene Wirkung. Wenn jedoch die Ferrit­ platte auf beispielsweise 0,5 mm × 0,5 mm × 0,3 mm sehr mi­ niaturisiert wird, während der herkömmliche Aufbau beibe­ halten wird, verkürzt sich die Länge der Mittelelektrode, was, wie es im vorhergehenden beschrieben wurde, die Induk­ tivitätskomponente der Mittelelektrode verringert. Dement­ sprechend kann bei dem Betrieb bei einer gewünschten Fre­ quenz keine Impedanzanpassung erhalten werden.

Folglich werden, wie es in Fig. 1 und 2 gezeigt ist, die Mittelelektroden 11 und 12 um die Ferritplatte 10 gewickelt. Dies verringert die Induktivität der Mittelelektrode bei sogar der kleinen Ferritplatte, wodurch ein verbreiter­ tes Betriebsfrequenzband realisiert wird. Aufgrund der gro­ ßen Zunahme der Induktivität aufgrund des Wickelns der Mit­ telelektroden bewirkt jedoch die Verwendung von lediglich den Anpassungsparallelkondensatoren manchmal, daß die Impe­ danz größer als die normierte Impedanz (50 Ω) ist, was ei­ ne Fehlanpassung ergibt. Dementsprechend werden, wie es in Fig. 1 und 2 gezeigt ist, die Reihenkondensatoren mit den Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen in Reihe geschaltet.

Fig. 5A und 5B sind Diagramme, die Beispiele für eine Impe­ danzanpassung zwischen den Parallelkondensatoren und den Reihenkondensatoren darstellen. Fig. 5A stellt ein Beispiel eines Falles dar, bei dem die Induktivität der Mittelelek­ trode relativ niedrig ist, während Fig. 5B ein Beispiel ei­ nes Falles darstellt, bei dem die Induktivität der Mittele­ lektrode relativ hoch ist. In beiden Fällen bewegt sich die kombinierte Impedanz durch die Verbindung des Parallelkon­ densators entlang des Suszeptanzkreises, wobei sich die kombinierte Impedanz daraufhin durch die Verbindung des Reihenkondensators entlang des Impedanzkreises bewegt, wo­ durch die Werte des Parallelkondensators und des Reihenkon­ densators so eingestellt werden, daß die kombinierte Impe­ danz letztendlich an die normierte Impedanz (50 Ω) ange­ paßt ist.

Folglich gibt es bei einem Zweitorisolator, der von dem Gy­ rator mit den zwei Mittelelektroden Verwendung macht, einen Fall, bei dem die Intensität des magnetostatischen Feldes, das an dem Ferritfeld anliegt, häufig verändert wird, um den Phasenrotationswinkel des Gyrators zu optimieren. Dies ändert die magnetische Permeabilität des Ferrits, was die Induktivität der Mittelelektroden ebenfalls ändert. Sogar in diesem Fall kann eine Impedanzanpassung einfach erhalten werden, ohne daß die Form und dergleichen der Mittelelek­ trode geändert wird, sondern indem die Kapazitäten des Par­ allelkondensators und des Reihenkondensators geändert wer­ den. Dementsprechend vereinfacht dies den Entwurf und die Einstellung für die im vorhergehenden beschriebene Optimie­ rung.

Bei der Impedanzanpassungsschaltung mit zwei Arten von Kon­ densatoren, die die Parallelkondensatoren und die Reihen­ kondensatoren sind, kann verglichen zu einem Fall, bei dem die Impedanzanpassungsschaltung lediglich eine Art eines Parallelkondensators verwendet, die Kapazität der Kondensa­ toren sehr verringert werden, und es kann, wenn ein Ein­ plattenkondensator verwendet wird, die Größe derselben ver­ ringert werden. Wenn beispielsweise die Induktivität der Mittelelektroden, die um die Ferritplatte gewickelt sind, 19,8 nH beträgt, beträgt die Kapazität der Parallelkonden­ satoren 0,5 bis 1,5 pF und die Kapazität der Reihenkonden­ satoren 0,5 bis 2,2 pF. Die Abmessung des Kondensators weist eine Dicke von 0,17 mm, eine Breite von 0,45 mm, eine Länge von 0,85 mm oder weniger auf, wenn ein dielektrisches Material mit einer relativen Dielektrizitätskonstante von 110 verwendet wird. Folglich kann der Isolator mit Abmes­ sungen von 3,5 mm im Quadrat oder weniger erzielt werden, wenn die Ferritplatte mit Abmessungen von 1 mm im Quadrat oder weniger verwendet wird.

Die im vorhergehenden erwähnten Reihenkondensatoren oder Parallelkondensatoren können unter Verwendung eines Chip­ kondensators mit einer laminierten Struktur aufgebaut sein, die durch alternatives Laminieren von Elektrodenschichten und dielektrischen Schichten erhalten wird. In diesem Fall kann, da der Chipkondensator weiter miniaturisiert wird, sogar wenn die Mittelelektroden um einen ferrimagnetischen Körper gewickelt sind, und die Induktivität der Mittelelek­ trode übermäßig erhöht ist, die Impedanzanpassung einfach erhalten werden, indem die Kapazität der Reihenkondensato­ ren oder der Parallelkondensatoren eingestellt wird, um größer zu sein, was eine weitere Miniaturisierung des nicht-reziproken Gesamtschaltungsbauelements vereinfacht.

Fig. 6A und 6B sind Diagramme, die die Frequenzcharakteri­ stika des Einfügungsverlustes und der Eingangsimpedanz des im vorhergehenden beschriebenen Isolators veranschaulichen, bei dem die Mittenfrequenz entworfen ist, um 2,52 GHz zu betragen. Fig. 6A stellt die Verluste einer Durchlaßcharak­ teristik S21 und einer Reflexionscharakteristik S12 dar, wenn die Frequenz von 2,02 GHz auf 3,02 GHz geändert wird. Fig. 6B stellt die Ortskurve der Eingangsimpedanz gemäß der Frequenzänderung dar. Da die Eingangs/Ausgangs-Impedanzen an die normierte Impedanz (50 Ω) angepaßt sind, zeigt sich folglich eine niedrige Einfügungsverlustcharakteristik.

Bei dem herkömmlichen Isolator, der gebildet ist, um eine Anpassung unter Verwendung lediglich der Parallelkondensa­ toren zu erhalten, verschlechtert sich der Einfügungsver­ lust, wenn die Induktivität aufgrund der Art und Weise, auf die die Mittelelektroden um die Ferritplatte gewickelt sind, übermäßig zunimmt, da die hohe Eingangsimpedanz zu einer Fehlanpassung führt, wie es im folgenden beschrieben wird.

Fig. 10A und 10B sind Diagramme, die Frequenzcharakteristi­ ka des Einfügungsverlustes und der Eingangsimpedanz des im vorhergehenden beschriebenen Isolators darstellen. Auf die­ selbe Art und Weise wie bei Fig. 6A und 6B ist 2,52 GHz als die Mittenfrequenz entworfen. Fig. 10A stellt die Verluste der Durchlaßcharakteristik S21 und der Reflexionscharakte­ ristik S12 dar, wenn die Frequenz von 2,02 GHz auf 3,02 GHz geändert wird. Fig. 10B stellt die Ortskurve der Ein­ gangsimpedanz gemäß der Frequenzänderung dar. Wie es in den Figuren gezeigt ist, nimmt, wenn die Induktivität der Mit­ telelektrode übermäßig zunimmt, die Eingangs/Ausgangs- Impedanz zu, und der Einfügungsverlust verschlechtert sich zu etwa -10 dB.

Andererseits, wie es in Fig. 5A und 5B gezeigt ist, ermög­ licht es die Impedanzanpassung unter Verwendung des Paral­ lelkondensators und des Reihenkondensators, daß bei dem Beispiel von Fig. 6A und 6B der Einfügungsverlust auf etwa -1,6 dB verbessert wird.

Als nächstes wird der Aufbau einer Hochfrequenzschaltungs­ vorrichtung, wie z. B. der Kommunikationsvorrichtung oder einer Signalmeßschaltung, bezugnehmend auf Fig. 7A und 7B beschrieben.

Unter Verwendung der im vorhergehenden beschriebenen ver­ schiedenen Typen von Isolatoren, wie z. B. demjenigen, der in Fig. 7A gezeigt ist, wird der Isolator in einer Oszilla­ tionsausgangseinheit eines Oszillators, wie z. B. eines VCOs (VCO = Voltage Controlled Oscillator = spannungsge­ steuerter Oszillator) vorgesehen, so daß eine reflektierte Welle von einer Sendeschaltung, die mit der Ausgangseinheit des Isolators verbunden ist, nicht bei dem Oszillator ein­ trifft. Dies erhöht die Oszillationsstabilität des Oszilla­ tors.

Wie es in Fig. 7B gezeigt ist, ist der Isolator in einer Eingangseinheit eines Filters vorgesehen, wodurch der Iso­ lator zur Anpassung verwendet wird. Dies bildet ein Filter mit konstanter Impedanz. Die Kommunikationsvorrichtung wird aufgebaut, indem eine solche Schaltung in einer Sen­ de/Empfangs-Schaltungseinheit vorgesehen wird.

Bei jedem der im vorhergehenden beschriebenen Ausführungs­ beispiele wird der Isolator verwendet. Wenn jedoch der Gy­ rator (ein nicht-reziprokes Phasenbauelement), der eine Charakteristik aufweist, bei der Phasenverzögerungen gemäß der Übertragungsrichtung zwischen den zwei Toren des Gyra­ tors unterschiedlich sind, aufgebaut wird, kann der Wider­ stand R, der bei den Ausführungsbeispielen gezeigt ist, weggelassen werden.

Obwohl bei den im vorhergehenden beschriebenen Ausführungs­ beispielen die lineare Mittelelektrode um die Ferritplatte gewickelt ist, kann ein Lagen- bzw. Schichtmaterial, das eine Mittelelektrodenstruktur bildet, vorgesehen sein, um auf der Ferritplatte laminiert zu sein, oder um zwischen den zwei Ferritplatten gehalten zu werden.

Claims (7)

1. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement mit
einer ersten Mittelelektrode (11) und einer zweiten Mittelelektrode (12), die sich einander schneiden, wo­ bei ein Ende von jeder derselben geerdet ist;
einem ferrimagnetischen Körper (10), der in der Nähe der ersten Mittelelektrode (11) und der zweiten Mittel­ elektrode (12) vorgesehen ist;
einem Magnet (3), der ein magnetostatisches Feld an den ferrimagnetischen Körper (10) anlegt;
einem Reihenkondensator (C21), der zwischen das andere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und einen Ein­ gangsanschluß in Reihe geschaltet ist, und einem Rei­ henkondensator (C22), der zwischen das andere Ende der zweiten Mittelelektrode (12) und einen Ausgangsan­ schluß in Reihe geschaltet ist; und
einem Parallelkondensator (C11), der zwischen das an­ dere Ende der ersten Mittelelektrode (11) und Masse parallel geschaltet ist, und einem Parallelkondensator (C12), der zwischen das andere Ende der zweiten Mit­ telelektrode (12) und Masse parallel geschaltet ist.

2. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß Anspruch 1, bei dem die erste Mittelelektrode (11) und die zweite Mittelelektrode (12) um den ferrimagnetischen Körper (10) gewickelt sind.

3. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schnittwinkel der ersten Mittel­ elektrode (11) und der zweiten Mittelelektrode (12) ein vorbestimmter Winkel in dem Bereich von 80 Grad bis 100 Grad ist.

4. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der ferrimagnetische Körper (10) eine polygonale Platte ist.

5. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Magnet (3) ein recht­ winkliges Parallelepiped ist.

6. Nicht-reziprokes Schaltungsbauelement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die erste Mittelelektrode (11), die zweite Mittelelektrode (12), der ferrimagne­ tische Körper (10) und der Magnet (3) zwischen einem oberen Joch (2) und einem unteren Joch (4) vorgesehen sind, und bei dem das obere Joch (2) und das untere Joch (4) geerdet sind.

7. Hochfrequenzschaltungsvorrichtung mit einem nicht- reziproken Schaltungsbauelement gemäß einem der An­ sprüche 1 bis 6.