CN1713095A - Pwm电路控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的PWM电路中，PWM计数器计数时钟信号。基准值设定寄存器设定用于决定PWM信号的占空比的比较基准值。比较器通过所述比较基准值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成PWM信号。延迟器使所述PWM信号延迟。转换器对所述比较器的输出值和所述延迟器的输出值按照时序顺序进行转换和输出。由此，PWM信号的脉冲相位得到调整。

Description

PWM电路控制方法
技术领域
本发明涉及一种PWM电路和用于生成脉冲宽度调制(PWM)信号的PWM电路控制方法，该信号用于在电机中执行反向控制等。
背景技术
一般而言，PWM电路包括：计数上限值设定寄存器，设定用于决定PWM载波周期的计数上限值；PWM计数器，用于执行时钟信号的加/减计数(up/down count)；基准值设定寄存器，用于设定决定PWM信号的占空比(dutycycle)的比较基准值；比较器，用于对PWM计数器的计数值和基准值设定寄存器的比较基准值进行比较，并且当前值超过后值时生成有效的(active)PWM信号。日本专利申请公开公报(特开平)10-112982中记录了这种PWM电路的一个实例。
但是，PWM信号的有效脉冲期间，是以PWM信号的载波周期的中心为对称轴的对称波形形状。因为PWM信号的波形受到这样的制约，当每个载波周期的占空比没有很大变化时，基于PWM信号的正弦信号波中就包含了很多载波周期的谐波分量。如果谐波分量的频率是音频，则产生噪音。
发明内容
因此，本发明的目的是，通过改变生成PWM信号的脉冲的时序，使基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量分散，从而减少噪音的产生。
为了解决上述问题，本发明包括如下的结构。
本发明的PWM电路，包括：计数时钟信号的PWM计数器；设定用于决定PWM信号的占空比的比较基准值的基准值设定寄存器；根据所述比较基准值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成PWM信号的比较器；延迟所述PWM信号的延迟器；按照时序顺序对所述比较器的输出和所述延迟器的输出进行转换和输出的转换器；所述转换器优选通过与所述PWM信号的载波周期同步，来转换所述比较器的输出值和所述延迟器的输出值。
根据这种结构，在比较器中，对来自PWM计数器的时钟信号的计数值和比较基准值进行比较后，在指定的期间生成有效的PWM信号；在延迟器中，PWM信号被延迟。在转换器中，通过按时序顺序对比较器的输出值和延迟器的输出值依次进行转换和输出，转换器的输出值最终形成PWM信号。这样所生成的PWM信号，其有效的脉冲期间的相位按时序在时间轴方向偏离。其结果是，在基于这个PWM信号所生成的正弦信号波中，可以使包含它的谐波分量在时间轴方向分散，能够防止噪音的产生。
另外，本发明优选进一步包括延迟时间控制器，用于将互相不同的延迟时间按照时序依次设定在所述延迟器中。延迟时间控制器可以包括，存储互相不同的延迟时间值的延迟时间设定时间寄存器，所述延迟时间控制器可以从延迟时间设定时间寄存器里依次读出延迟时间，以设定在所述延迟器中。另外，延迟时间控制器，还可以包括生成作为随机数的所述延迟时间的随机数发生电路，所述延迟时间控制器可以将通过所述随机数发生电路而设定的所述延迟时间设定在所述延迟器中。
根据这样的结构，通过对设定在延迟时间控制器中的延迟时间设定寄存器的延迟时间进行变更，能够使PWM信号中的有效脉冲期间的偏移量可变，能够提高基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散性。另外，通过在延迟时间控制器中的随机数生成电路里使延迟时间随机地发生变化，能够随机可以变化在PWM信号中的有效脉冲期间的偏移量，能够进一步提高基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散性。
另外，作为产生的随机数，最好根据计数上限值寄存器的值和基准值设定寄存器的值可以推算恰当的延迟时间的值。
另外，本发明的PWM电路，包括：执行时钟信号的加/减计数的PWM计数器；设定PWM信号的有效脉冲期间开始点的开始点寄存器；设定所述PWM信号的有效脉冲期间结束点的结束点寄存器；根据所述PWM计数器处在递增或递减计数状态的状态，对所述有效脉冲期间开始点和所述有效脉冲期间结束点进行可转换的输出的转换器；由所述PWM计数器的计数值和所述转换器的输出值的比较结果生成所述PWM信号的比较器。
在这种结构中，PWM计数器在递增计数的状态下，转换器选择开始点寄存器的有效脉冲期间开始点，将选择的有效脉冲期间开始点作为比较基准值提供给比较器。比较器对PWM计数器的计数值和作为比较基准值的开始点设定值进行比较，生成PWM信号。另一方面，PWM计数器在递减计数的状态下，转换器选择结束点寄存器的有效脉冲期间结束点，将选择的有效脉冲期间结束点作为比较基准值提供给比较器。比较器对PWM计数器的计数值和作为比较基准值的结束点设定值进行比较，生成PWM信号。如果开始点设定值设定得比中心值小，结束点设定值设定得比中心值大，PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向上就变得提前些。相反，如果开始点设定值设定得比中心值大，结束点设定值设定得比中心值小，PWM信号的有效脉冲期间在时间轴上就变得推后些。其结果，可以提高基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散性。在这里，作为中心值，比如可以设定为计数上限值的半值。
另外，本发明的PWM电路，包括：用于执行时钟信号的加/减计数的PWM计数器；设定用于决定PWM信号的占空比的比较基准值的基准值设定寄存器；在载波周期单位里设定所述PWM信号的相位调整量的相位调整量控制器；以及用于控制所述比较基准值的比较值控制器；根据由所述比较值控制器所控制的所述比较基准值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成PWM信号的比较器，其中所述比较值控制器，包括：对所述比较基准值和第一相位调整量进行加法处理的加法器；从所述比较值中对第二相位调整量进行减法处理的减法器；根据所述PWM计数器用于递增或递减计数的位置，对所述加法器的输出值和所述减法器的输出值进行可转换的输出的转换器；其中所述比较器，根据所述PWM计数器的计算值和转换器的输出值的比较结果生成PWM信号。
在这种结构中，PWM计数器在递增计数的状态下，在比较控制器里，从比较基准值中减去(或者加上)第一乃至第二相位调整量，将递增计数时的比较基准值设定得低些(或者高些)。其结果，使PWM信号的有效脉冲期间的开始点提前些(或推后些)。另外，PWM计数器在递减计数的状态下，在比较值控制器里，从比较基准值中加上(或者减去)第一乃至第二相位调整量，将递减计数时的比较基准值设定得高些(或者低些)。其结果，使PWM的有效脉冲期间的结束点提前些(或推后些)。根据第一、第二相位调整量的改变，可以调整PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向的位置。结果，可以进一步提高基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散性。此时，如果所述第一相位调整量和所述第二相位调整量为相同的值时，可以通过推后/提前使PWM信号在时间轴方向的位置调整量相同。
这种PWM电路，优选还包括设定所述PWM信号的相位偏离方向的相位偏离方向设定器；并且所述转换器，根据由所述相位偏移方向设定器所设定的相位偏移方向，进一步控制所述加法器的输出值和所述减法器的输出值的输出转换。这样做的话，由相位偏移方向设定器设定的相位偏移方向显示前进方向时，PWM信号的有效脉冲期间的相位相对于载波周期的中心就提前些。相反，由相位偏移方向设定器设定的相位偏移方向显示后退方向时，PWM信号的有效脉冲期间的相位相对于载波周期的中心就推后些。再有，根据相位调整量的改变，也可以进行对PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向的位置进行微调。结果，可以更广范围地使基于PWM的正弦信号波中所包含的谐波分量分散。
本发明的PWM电路，包括：计数时钟信号的PWM计数器；在载波周期单位中设定PWM信号的有效脉冲期间开始点的开始点寄存器；在载波周期单位中设定PWM信号的有效脉冲期间结束点的结束点寄存器；对所述PWM计数器的计数值和所述有效脉冲期间开始点进行比较的第一比较器；对所述PWM计数器的计数值与所述有效脉冲期间结束点进行比较的第二比较器；根据所述第一比较器的比较结果信号和所述第二比较器的比较结果信号的逻辑合成，生成并且输出PWM信号的逻辑合成电路。
此时，PWM计数器最好不是加/减计算器，而是递增计算器或者递减计算器。在这种结构里，替代在PWM计数器的计数状态下进行转换操作的转换器，使用两个比较器和逻辑合成电路。作为逻辑合成电路，可以使用“或”电路。
在这一结构中，第一比较器中的PWM计数器的计数值如果超过(低于)开始点设定值，则生成PWM信号的起始沿。另外，第二比较器中的PWM计数器的计数值如果超过(低于)结束点设定值，则生成PWM信号的结束沿。通过开始点设定值和结束点设定值的调整，可以调整PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向的位置。因此，可以使基于PWM信号的正弦信号波中所含的谐波分量广大范围地分散。
本发明的PWM电路，包括：载波周期控制器，在载波周期单位里对PWM信号的载波周期和所述载波周期的倍速周期进行可转换的设定；上限值设定器，通过与所述载波周期的设定周期同步，来设定在该载波周期中的PWM信号的计数上限值，通过与所述倍速周期的设定周期同步，设定在该倍速周期中的半值计数上限值；对时钟信号进行加/减计数直到所述上限值设定器的设定值为止的PWM计数器；比较基准值设定器，通过与所述载波周期的设定周期同步，来设定用于决定在该载波周期的PWM信号的占空比的比较基准值，和所述倍速周期的设定周期同步进行设定用于决定在该倍速周期的PWM信号的占空比的半值比较基准值；依据所述比较基准值设定器的设定值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成PWM信号的比较器。
在这一结构下，在载波周期控制器设定倍速周期的期间里，标准的1载波周期中的PWM计数器的计数操作次数变成2倍，并且各计数操作中的比较基准值是半值比较基准值。由此，可以两次分割PWM信号的有效脉冲期间，可以提高基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散性。
此时，优选还包括中断输出控制器，所述中断输出控制器，在所述载波周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值到达计数上/下限值时，输出指示到达上/下限值的中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值到达计数上限值时，不输出中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值第一次到达计数下限值的，输出指示到达计数上限值的中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值第二次到达计数下限值时，输出指示到达计数下限值的中断信号。这样做的话，通过载波周期控制器PWM计数器的计数状态即使发生变化，依据中断输出控制器的功能，作为对于PWM计数器中溢出、下溢产生时的CPU的中断信号，可以提供和不具备计数状态变更方式结构的PWM电路相同的中断信号。因此，软件的负载没有增加。
再有，在上述的任一PWM电路中，可以采用将计数上限值设定寄存器连接在所述PWM计数器的结构，所述计数上限值设定寄存器用于在所述PWM计数器上设定计数上限值，所述计数上限值是决定所述PWM信号载波周期的计数上限值。这样做的话，通过在计数上限值设定寄存器中任意设定计数上限值，可以改变PWM信号的载波周期。
本发明的PWM电路控制方法，根据由PWM计数器对时钟信号重复加/减计数所得到的计数值和比较基准值的比较结果，生成PWM信号。该方法包括步骤：在所述PWM计数器的递增计数中计数值到达计数上限值时，设定用于递减计数的比较基准值；在所述PWM计数器的递减计数中所述计数值到达计数下限值时，设定用于递增计数的比较基准值。
在这一结构里，在将用于递增计数的比较基准值设定得较小些，同时将用于递减计数的比较基准值设定得较大些的情况下，PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向变得提前些。相反，在将用于递增计数的比较基准值设定得较大些，同时将用于递减计数的比较基准值设定得较小些的情况下，PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向变得推后些。结果，可以使在基于该PWM信号所生成的正弦信号波中，其所包含的谐波分量在时间轴方向分散。
再有，也可以在将比较基准值设定得较小些时，对中心值减去规定的调整值，在将比较基准值设定得较大些时，对中心值加上规定的调整值。
另外，本发明的PWM电路控制方法，根据由PWM计数器对时钟信号重复加/减计数所得到的计数值和比较基准值的比较结果，生成PWM信号。该方法包括步骤：通过与载波周期同步，间歇地输出倍速周期设定命令；在确认倍速周期设定命令的输出时，将所述载波周期的计数上限值变更为该计数上限值的半值，并且将所述比较基准值变更为该比较基准值的半值；根据所述PWM计数器的计数值和所述比较基准值或者所述比较基准值的半值的比较结果，生成PWM信号。并且，其中生成所述PWM信号的步骤是，在确认所述倍速周期设定命令的输出后，设定所述PWM计数器上限值的半值和所述比较基准值的半值，直到所述PWM信号的脉冲生成重复两次，在确认所述倍速周期设定命令的输出后，当所述PWM信号的脉冲生成已经重复两次时，将所述计数上限值的半值和所述比较基准值的半值恢复到所述计数上限值和所述比较基准值。
如果根据该PWM电路控制方法，通过进行倍速周期设定命令，标准的1载波周期中的PWM计数器的计数操作次数变成两倍的同时，各计数操作中的比较基准值成为标准时的二分之一。由此，可以两次分割PWM信号的有效脉冲期间，可以提高基于PWM信号的正弦信号波所包含的谐波分量的分散性。
通过本发明，使PWM信号的有效脉冲期间在时间轴方向发生偏离的控制成为可能，可以在基于该PWM信号所生成的正弦信号波中，使其所包含的谐波分量在时间轴方向分散，可以防止噪音的发生。
附图说明
在理解了后面要说明的实施例后，就会明白本发明除此之外的目的，而且在附上的权利要求中也会对此得到明示，并且还会了解到本说明书中没有提到的很多益处。
图1是根据本发明第一实施例的PWM电路的结构方框图。
图2是根据本发明第一实施例的PWM电路的操作时序图。
图3是根据本发明第二实施例的PWM电路的结构方框图。
图4是根据本发明第二实施例的PWM电路的操作时序图。
图5是根据本发明第三实施例的PWM电路的结构方框图。
图6是根据本发明第三实施例的PWM电路的操作时序图。
图7是根据本发明第四实施例的对PWM电路进行控制的软件的结构流程图。
图8是根据本发明第四实施例的软件的操作时序图。
图9是根据本发明第五实施例的PWM电路的结构方框图。
图10是根据本发明第五实施例的PWM电路的操作时序图。
图11是根据本发明第六实施例的PWM电路的结构方框图。
图12是根据本发明第六实施例中的比较值控制器的结构方框图。
图13是根据本发明第六实施例的PWM电路的操作时序图。
图14是根据本发明第七实施例的PWM电路的结构方框图。
图15是根据本发明第七实施例的比较值控制器的结构方框图。
图16是根据本发明第七实施例的PWM电路的操作时序图。
图17是根据本发明第八实施例的PWM电路的结构方框图。
图18是根据本发明第八实施例的PWM电路的时间图。
图19是根据本发明第九实施例的软件的流程图。
图20是根据本发明第九实施例的软件的操作时序图。
图21是根据本发明第十实施例的PWM电路的结构方框图。
图22是根据本发明第十实施例的PWM电路的操作时序图。
图23是根据本发明第十一实施例的微型控制器的结构方框图。
图24是根据本发明第十一实施例的PWM电路的操作时序图。
图25是本发明中作为发明对象的PWM电路的基本结构方框图。
图26是图25的PWM电路的操作时序图。
图27是通过具有图25的PWM电路的微控制器来示出电机控制系统的结构的方框图。
图28是和图27的电机控制系统的软件有关的流程图。
具体实施方式
下面参照附图对本发明的优选实施例进行说明。
首先，参照图25的方框图说明本发明的PWM电路的基本结构。
这个PWM电路10j，包括：计数上限值设定寄存器11、PWM计数器12、基准值设定寄存器13和比较器14。
计数上限值设定寄存器11，设定用于决定PWM的载波周期的计数上限值S11。PWM计数器12，执行时钟信号CK的加/减计数。基准值设定寄存器13设定用于决定PWM信号Sp的占空比的比较基准值S13。比较器14对由PWM计数器12计数的计数值S12和由基准值设定寄存器13计数的比较基准值S13进行比较，并且当前值超过后值时生成有效的PWM信号Sp。
图26是用于示出PWM电路10j的操作的时序图。PWM计数器12对输入的时钟信号CK进行计数。来自计数上限值设定寄存器11的计数上限值S11输入到PWM计数器12。PWM计数器12在“0”和计数上限值S11之间进行加/减计数。由PWM计数器12计数的计数值S12，被输入到比较器14中的非反相输入端子(+)。由基准值设定寄存器13计数的比较基准值S13被输入到比较器14中的反相输入端子(-)。比较器14比较计数值S12和比较基准值S13。当计数值S12低于比较基准值S13时，比较器14输出“L”电平作为PWM信号Sp，当计数值S12超过比较基准值S13时，比较器14输出“H”电平作为PWM信号Sp，并且当计数值S12再次低于比较基准值S13时，比较器14输出“L”电平作为PWM信号Sp。
图27是根据具有PWM电路10j的微型控制器50的电机控制系统的结构方框图。微型控制器50包含CPU51、PWM电路10j、定时电路52、以及A/D变换电路53。由PWM电路10j所输出的PWM信号Sp中通过对功率晶体管61、62进行ON/OFF控制，生成正弦信号波。生成的正弦信号波施加到电机63，并且电机电流反馈到微型控制器50，以驱动控制电机63。
图28是和上述电机控制系统的软件相关的流程图。
步骤n1中，在计数上限值设定寄存器11中设定计数上限值S11。接着在步骤n2中，由计数上限值S11算出用于决定占空比的比较基准值S13。接着在步骤n3中，在基准值设定寄存器13中设定比较基准值S13。接着在步骤n4中，开始进行PWM计数器12的计数操作。
步骤n5、n6、n7中，通过使每个载波周期中基准值设定寄存器13的比较基准值S13发生变化，来控制PWM信号Sp的占空比。由此，实现反向控制。此时，计数上限值设定寄存器11中的计数上限值S11不发生变化。
如上文，保持计数上限值S11不变(载波周期T)，通过使每个载波周期中比较基准值S13发生变化，在PWM信号Sp中，有效脉冲期间TON和OFF期间TOFF的比，即占空比得到调整。
但是，PWM信号Sp的有效脉冲期间TON以载波周期T的中心Tc为对称轴呈现对称波形。由于PWM信号Sp的波形被这样限制，在每个载波周期的占空比不发生大的变化时，在基于PWM信号Sp的正弦信号波中包含了很多载波周期的谐波分量。而且，如果载波成分的频率是音频，则产生噪音。
下面，对可以克服这一问题的本发明的各种实施例进行说明。
(第一实施例)
图1是本发明第一实施例中的PWM电路10a的结构方框图。
PWM电路10a包括计数上限值设定寄存器11、PWM计数器12、基准值设定寄存器13和比较器14。
计数上限值设定寄存器11，设定用于决定PWM的载波周期的计数上限值。PWM计数器12，对时钟信号CK进行加/减计数。基准值设定寄存器13，设定用于决定PWM信号Sp的占空比的比较基准值。比较器14，对PWM计数器12的计数值S12和基准值设定寄存器13的比较基准值S13进行比较，当前值超过后值时，生成有效的PWM信号Sp。
PWM计数器12的计数值S12输入到比较器14的非反相输入端子(+)。基准值设定寄存器13的比较基准值S13输入到比较器14的反相输入端子(-)。以上的结构元件和现有技术的结构是一样的，而本实施例还包含以下的结构。
即，本实施例中包含延迟器16、选择控制器17和转换器18。延迟器16包括使来自比较器14的比较结果信号S14延迟而生成延迟信号S16的延迟计数器15。选择控制器17在每个载波周期T中输出重复“H”、“L”的转换控制信号S17；转换器18根据来自选择控制器17的转换控制信号S17，在每个载波周期T中对比较器14的比较结果信号S14和延迟器16的延迟信号S16进行转换。
图2是本实施例的PWM电路10a的操作时序图。
PWM计数器12输入时钟信号CK，在“0”和计数上限值设定寄存器11的计数上限值之间进行加/减计数，将计数值S12输出到比较器14。比较器14，对计数值S12和基准值设定寄存器13的比较基准值S13进行比较。而且，比较器14中，当计数值S12低于比较基准值S13时输出“L”电平的比较结果信号S14，当计数值S12超过比较基准值S13时输出“H”电平的比较结果信号S14。具有这种信号形态的比较结果信号S14成为PWM信号Sp的基本信号。
比较结果信号S14被输出到延迟器16和转换器18。延迟器16使输入的比较结果信号S14延迟，生成延迟信号S16并输出到转换器18。转换器18根据选择控制器17所提供的转换控制信号S17，在每个载波周期T中对比较结果信号S14和延迟信号S16进行转换选择。转换器18将转换选择的比较结果信号S14或者延迟信号S16作为PWM信号Sp进行输出。
第一周期T1中，因为转换控制信号S17是“L”电平，所以转换器18选择比较结果信号S14。在第二周期T2中，因为转换控制信号S17是“H”电平，所以转换器18选择延迟信号S16。在第3周期T3中，因为转换控制信号S17是“L”电平，所以转换器18选择比较结果信号S14。在第4周期T4中，因为转换控制信号S17是“H”电平，所以转换器18选择延迟信号S16。
PWM信号Sp，在第一周期T1中是比较结果信号S14，在第二周期T2中是延迟信号S16，在第3周期T3中是比较结果信号S14，在第4周期T4中是延迟信号S16。第一周期T1以及第3周期T3中，PWM信号Sp的有效脉冲期间的波形相对于载波周期T的中心Tc对称。与之相对，在第3周期T3以及第4周期T4中，PWM信号Sp的有效脉冲期间的波形相对于载波周期T的中心Tc不对称。这样，本实施例中，通过对比较结果信号S14和延迟信号S16进行可转换地设定，可以使PWM信号Sp的有效脉冲期间的相位在时间轴方向分散。
作为上述的结果，在由PWM信号Sp通过反向控制所生成的正弦信号波中，其所包含的谐波分量在相位上分散。而且，通过在现有技术的PWM电路中增加延迟器16、选择控制器17和转换器18，可以实现这种结构。
(第二实施例)
图3是根据本发明第二实施例的PWM电路10b的结构方框图。
图3中，因为和第一实施例的图1相同的符号表示相同的结构元件，所以省略对其详细说明。除了图1的结构元件之外，本实施例还包括相位调整控制器20b。相位调整量控制器20b具有内置的延迟时间设定寄存器19，该延迟时间设定寄存器19可以将延迟器16中的延迟计数器15的计数值设定成任意值。
图4是本实施例的PWM电路10b的操作时序图。相位调整量控制器20b的延迟时间设定寄存器19设定在每个载波周期T中不同的延迟时间。对于比较结果信号S14的延迟信号S16的延迟时间τ1、τ2、τ3在每个载波周期中发生变化。由此，可以使由比较结果信号S14和延迟信号S16的组合构成的PWM信号Sp的有效脉冲期间的相位，在时间轴方向比第一实施例的情况更加分散。结果，可以使基于PWM信号Sp所生成的正弦信号波中，其所包含的谐波分量比第一实施例的情况分散得更精细。
(第三实施例)
图5是本发明的第三实施例中的PWM电路10c的结构方框图。
图5中，因为和第一实施例的图1相同的符号表示相同的结构元件，所以省略对其详细说明。除了图1的结构元件之外，本实施例还包括相位调整量控制器20c。相位调整量控制器20c具有内置的随机数发生电路21，该随机数发生电路21，可以将延迟器16中的延迟计数器15的计数值设定为随机数。随机数发生电路21，根据计数上限值设定寄存器11中的计数上限值S11和基准值设定寄存器13中的比较基准值S13，计算出恰当的延迟时间。
图6是本实施例的PWM电路10c的操作时序图。随机数发生电路21，根据计数上限值S11和比较基准值S13自动计算恰当的延迟时间。本实施例中，随机数发生电路21作为在每个载波周期T中设定不同的延迟时间的主要元件。因此，对于本实施例，不需要每个载波周期T里在软件上设定不同的延迟时间，然而在第二实施例中，每个载波周期T里在软件上设定不同的延迟时间。因而，可以采用和现有技术一样的软件，使基于PWM信号的正弦信号波中所包含的谐波分量分散。而且，因为是延迟时间设定为随机数，所以可以进一步提高正弦信号波里中所包含的谐波分量的分散程度。
(第四实施例)
图7是本发明的第四实施例中的对PWM电路进行控制的软件的结构流程图。
图7中，与图28中的部件具有相同的参考标号的部件，执行与图28中相同的处理，所以对于它们的详细说明省略。不同的方面是，PWM计数器12在溢出的时候所执行的步骤n5a中，在基准值设定寄存器13设定用于递减计数的比较基准值；PWM计数器12在下溢的时候所执行的步骤n5b中，在基准值设定寄存器13设定用于递增计数的比较基准值。因此，比较基准值S13的变更，步骤n5a和步骤n5b中合计在每个载波周期中进行两次。也就是说，每个载波周期T的半周期(T/2)里，比较基准值S13从用于递增计数的比较基准值周期性被变更为用于递减计数的比较基准值，或者，从用于递减计数的比较基准值周期性被变更为用于递增计数的比较基准值。
图8是本实施例中的操作时序图。通过与PWM计数器12在递增计数时的溢出和在递减计数时的下溢同步，基准值设定寄存器13实行比较基准值S13的变更处理。由此，PWM计数器12在递增计数时和在递减计数时，在基准值设定寄存器中不同的值被设定。在这里所说的溢出，指在PWM计数器12进行递增计数时，指示计数值达到计数上限值。相反，下溢指PWM计数器12进行递减计数时，指示计数值达到计数下限值(“0”)。
递增计数时出现溢出，作为比较基准值S13，如果设定增加到超过基准值的用于递减计数的比较基准值，递减计数时的PWM信号Sp从“H”电平下降到“L”电平的时间，和基准相比变得提前。另外，递减计数时下溢，作为比较基准值S13，如果设定减少到低于基准值的用于递增计数的比较基准值，递增计数时的PWM信号Sp从“L”电平上升到“H”电平的时间，和基准相比变得提前。如果这样设定比较基准值，结果PWM信号Sp的相位比基准还要变得提前。
与上述相反，递增计数时出现溢出，作为比较基准值S13，如果设定比基准值还减少了的用于递减计数的比较基准值，那么递减计数时的PWM信号Sp从“H”电平下降到“L”电平的时间，和基准相比变得推后。另外，递减计数时出现溢出，作为比较基准值S13，如果设定比基准值还增加了的用于递增计数的比较基准值，那么递增计数时的PWM信号Sp从“L”电平上升到“H”电平的时间，和基准相比变得推后。如果这样设定比较基准值，结果PWM信号Sp的相位比基准还要变得推后。
不管是哪一种情况，通过使和基准值相比增加的量与和基准值相比减少的量相等，结果PWM信号Sp的占空比和基准时的占空比相等。
通过本实施例，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波所包含的谐波分量在更广范围里分散。
再有，上述处理中的基准是指，没有变更比较基准值S13，在保持基准值的状态下进行递增计数或者递减计数时所得到的PWM信号Sp的变更时间。
(第五实施例)
图9是本发明第五实施例中的PWM电路10d的结构方框图。
PWM电路10d，包括：计数上限值设定寄存器11，PWM计数器12，开始点寄存器13a，结束点寄存器13b，计数状态读出寄存器22，转换器23，比较器14。
计数上限值设定寄存器11设定用于决定PWM的载波周期的计数上限值。PWM计数器12对时钟信号CK进行加/减计数。开始点寄存器13a设定PWM信号Sp的有效脉冲期间开始点设定值。结束点寄存器13b设定有效脉冲期间结束点设定值。计数状态读出寄存器22，根据PWM计数器12显示的是递增计数状态还是递减计数状态的加/减识别信号S12a生成并输出转换控制信号S22。转换器23根据来自计数状态读出寄存器22的转换控制信号S22，在每个载波周期T中对开始点寄存器13a的开始点设定值S13a和结束点寄存器13b的结束点设定值S13b进行转换。比较器14，比较PWM计数器12的计数值S12和转换器23的比较基准值S23，当前值超过后值时生成有效的PWM信号Sp。加/减识别信号S12a是显示PWM计数器12是在递增计数还是在递减计数的信号，它在PWM计数器12中生成并被输出到计数状态读出寄存器22中。计数状态读出寄存器22根据加/减识别信号S12a将转换控制信号S22输出到转换器23中。当加/减识别信号S12a显示递增计数时，转换控制信号S22给出命令选择开始点寄存器13a的输出值，当加/减识别信号S12a指示递减计数时，转换控制信号S22给出命令选择结束点寄存器13b的输出值。上述输出选择命令仅仅为示例。因此，可以是相反的。即，当加/减识别信号S12a指示递增计数时，可以给出命令选择结束点寄存器13b的输出值，当加/减识别信号S12a指示递减计数时，可以给出命令选择开始点寄存器13a的输出值。
图10是本实施例的PWM电路10d的操作时序图。根据计数状态读出寄存器22的转换控制信号S22，转换器23在PWM计数器12递增计数时选择开始点寄存器13a的输出值(开始点设定值S13a)。设定这个开始点设定值S13a为低于基准值。如果PWM计数器12的计数值S12超过开始点设定值S13a，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp上升。
另外，根据转换控制信号S22，转换器23在PWM计数器12递减计数时，选择结束点寄存器13b的输出值(结束点设定值S13b)。设定这个结束点设定值S13b为高于基准值。如果PWM计数器12的计数值S12超过结束点设定值S13b，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp下降。按照上文，PWM信号Sp相对于载波周期T的中心Tc相位处在相对靠前的状态。
与上述相反，如果高于基准值设定开始点寄存器13a的开始点设定值S13a，低于基准值设定结束点寄存器13b的结束点设定值S13b，则PWM信号Sp相对于载波周期T的中心Tc相位处在相对靠后的状态。
根据本实施例，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量和现有技术相比，更广范围地分散。
再有，本实施例的控制操作中的基准值是指，相当于第一到第四实施例中的比较基准值S13的值。另外，不管是在哪一种情况里，通过使和基准值相比增加的量与和基准值相比减少的量相等，结果PWM信号Sp的占空比和基准时的占空比相等。在这里基准是指，对开始点设定值S13a和结束点设定值S13b没有进行增减，保持基准值进行设定的状态。
(第六实施例)
图11是本发明的第六实施例中的PWM电路10e的结构方框图。
图11中，与第五实施例中图9相同参考标号表示相同的结构元件，所以对其的详细说明省略。省略了图9中的结构元件开始点寄存器13a、结束点寄存器13b以及转换器23，取而代之，增加了基准值设定寄存器13，相位调整量控制器20以及比较值控制器24。基准值设定寄存器13设定用于决定PWM的载波周期的计数上限值。相位调整量控制器20设定相位调整量S20。相位调整量S20显示用于决定细节的比较基准值S13的调整量。相位调整量控制器20，设定复数的相位调整量S20(在图13的例子中为大小两值)，对这些复数的相位调整量S20，通过与载波周期同步，来一边进行重复、变更，一边进行设定。计数状态读出寄存器22，根据由PWM计数器12所输出的加/减识别信号S12a生成加减转换信号S22a并输出到比较值控制器24中。在加/减识别信号S12a显示递增计数时和显示递减计数时，加减转换信号S22a转换指定进行加法处理/减法处理。
比较值控制器24，依据基准值设定寄存器13的比较基准值S13，和相位调整量控制器20的相位调整量S20，和计数状态读出寄存器22的加减转换信号S22a，生成比较基准值S24，并输出到比较器14中。
图12是比较值控制器24的详细结构方框图。比较值控制器24，包含加法器25、减法器26和转换器27。
加法器25，是在基准值设定寄存器13里设定的比较基准值S13中加上相位调整量控制器20的相位调整量S20。减法器26是从比较基准值S13中减去相位调整量S20。转换器27是根据来自计数状态读出寄存器22的加减转换信号S22a在每个载波周期T里对加法结果S25和减法结果S26进行转换。
图13是本实施例的PWM电路10e的操作时序图。在第一周期T1中，相位调整量控制器20里，其相位调整量S20被设定得较小些。
PWM计数器12在递增计数时，转换器27选择减法器26的减法结果S26。该减法结果S26是从在基准值设定寄存器13中所设定的比较基准值S13里减去相位调整量S20而得到的。减法结果S26是比比较基准值S13小(少)的值。如果PWM计数器12的计数值S12超过减法结果S26，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp上升。
另外，第一周期T1中的PWM计数器12在递减计数时，转换器27选择加法器25的加法结果S25。该加法结果S25是在基准值设定寄存器13中所设定的比较基准值S13里加上相位调整量S20而得来的。加法结果S25是比比较基准值S13大(多)的值。如果PWM计数器12所输出的计数值S12超过加法结果S25，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp下降。根据上述，第一周期中的PWM信号Sp对于载波周期T的中心Tc相位处在相对靠前的状态。
到了第二周期T2，相位调整量控制器20中，设定的相位调整量设定变更为比第一周期T1中的相位调整量S20大一些的相位调整量S20。由此，PWM计数器12在递增计数时的相位调整量S20，在第二周期T2时比在第一周期T1时大。因此，在第二周期T2中转换器27中所选择并输出的减法结果S26，是比在第一周期T1中转换器27中所选择并输出的减法结果S26还小(少)的值。
如果在第二周期T2中PWM计数器12的计数值S12超过减法结果S26，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp上升，但其上升时间，比在第一周期T1中的上升时间变得提前些。
另外，第二周期T2中的PWM计数器12在递减计数时，转换器27选择加法器25的加法结果S25。该加法结果S25，是比第一周期T1中转换器27里所选择并输出的加法结果S25还大(多)的值。如果由PWM计数器12所输出的计数值S12超过了加法结果S25，则比较器14的输出值，即PWM信号Sp下降，但其下降的时间，比第一周期T1还提前些。
根据上述，第二周期T2中的PWM信号Sp对于载波周期T的中心Tc，相位处在比第一周期T1还更提前的状态。
第3周期T3中和第一周期T1一样，第4周期T4中和第二周期T2一样。
根据上述的本实施例，通过在递增计数时和在递减计数时变更相对于PWM计数器12的计数值S12的比较基准值，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量分散。而且，使用一个基准值设定寄存器就可以，并在不给软件增加负载的情况下完成。
(第七实施例)
图14是本发明的第七实施例中的PWM电路10f的结构方框图。
图14中，与第六实施例的图11的相同参考标号表示相同的结构元件，所以省略对其的详细说明。除了包含图11中所示的结构元件之外，还包括相位偏移方向设定器28。相位偏移方向设定器28，可以将相对于载波周期T的中心Tc的PWM信号Sp的相位偏移方向设定成前进(负方)和后退(正方)中的任何一个。由相位偏移方向设定器28所输出的相位偏移方向指定信号S28被输出到比较值控制器24a中。
图15是比较值控制器24a的详细结构方框图。比较值控制器24a包含和第六实施例一样的加法器25、减法器26和转换器27。而且，比较值控制器24a还包括反相器29和转换器30。反相器29生成计数状态读出寄存器22的反相逻辑。转换器30，通过相位偏移方向设定器28的相位偏移方向指定信号S28对计数状态读出寄存器22的转换控制信号S22和其反相逻辑S29进行转换。
加法器25，通过基准值设定寄存器13的输出值(比较基准值S13)和相位调整量控制器20的输出值(相位调整量S20)相加，输出加法结果S25。减法器26，通过从基准值设定寄存器13的输出值(比较基准值S13)中减去相位调整量控制器20的输出值(相位调整量S20)，输出减法结果S26。转换器27，对加法器25的输出值(加法结果S25)和减法器26的输出值(减法结果S26)进行转换和输出。由被转换器27转换的同时所输出的加法结果S25和减法结果S26构成比较基准值S24a。比较基准值S24a输出到比较器14中。根据转换器30所输出的加减转换信号S30，控制转换器27的输出转换操作。根据相位偏移方向设定器28的输出值(相位偏移方向指定信号S28)，转换器30通过对计数状态读出寄存器22的输出值(转换控制信号S22)和反相器29的输出值(转换控制信号S22的反相输出值)进行转换和输出，生成加减转换信号S30。
图16是本实施例的PWM电路10f的操作时序图。此处，假设说明在每个载波周期T的两倍周期(2T)中，在“L”电平和“H”电平反相的周期中设定相位偏移方向指定信号S28。
第一以及第二周期T1、T2中，由相位偏移方向设定器28所输出的相位偏移方向指定信号S28是“L”电平。为此，转换器30将计数状态读出寄存器22的输出值，即转换控制信号S22在原有的状态下作为加减转换信号S30输出到转换器27中。因此，转换器27，在载波周期T的前半部分将减法结果S26作为比较基准值S24a输出到比较器14中，在载波周期T的后半部分将加法结果S25作为比较基准值S24a输出到比较器14中。结果，和第六实施例一样。即，第一周期T1中，PWM信号Sp相对于载波周期T的中心Tc相位靠前，第二周期T2中，比第一周期T1相位处在还更加靠前的状态。
第3以及第4的周期T3、T4中，相位偏移方向指定信号S28反相形成“H”电平。为此，转换器30将反相器29的输出值作为加减转换信号S30输出到转换器27中。因此，转换器27，和上述的控制形态相反，在载波周期T的前半部分将加法结果S25作为比较基准值S24a输出到比较器14中，在载波周期T的后半部分将减法结果S26作为比较基准值S24a输出到比较器14中。为此，第3周期T3中，PWM信号Sp相对于载波周期T的中心Tc相位靠后，第4周期T4中，和第3周期T3相比相位处在还更加靠后的状态。
根据上述的本实施例，不仅可以控制PWM信号Sp的有效脉冲期间相对于载波周期T的中心Tc的偏移量，也可以控制偏移方向。因此，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量比第六实施例的情况还能更广范围地分散。
(第八实施例)
图17是本发明的第八实施例中的PWM电路10g的结构方框图。
该PWM电路10g，包括：计数上限值设定寄存器11，和PWM计数器12b，和开始点寄存器13a，和结束点寄存器13b，和第一比较器14a，和第二比较器14b，和EXOR电路(逻辑合成电路)31。
PWM计数器12b，对时钟信号CK进行递增计数。开始点寄存器13a设定PWM信号Sp的有效脉冲期间开始点设定值。结束点寄存器13b设定有效脉冲期间结束点设定值。第一比较器14a对PWM计数器12b的计数值S12b和开始点寄存器13a的开始点设定值S13a进行比较，当前者超过后者时生成有效的比较结果信号S14a。第二比较器14b对PWM计数器12b的计数值S12b和结束点寄存器13b的结束点设定值S13b进行比较，当前者超过后者时生成有效的比较结果信号S14b。EXOR电路31，取两个比较结果信号S14a、S14b的“异”门，并作为PWM信号Sp进行输出。再有，PWM计数器12b，是不做递减计数，只进行递增计数的计数器。
图18是本实施例的PWM电路10g的操作时序图。EXOR电路31中，第一比较结果信号S14a和第二比较结果信号S14b的逻辑彼此不符时，在这里第一比较结果信号S14a是“H”电平、第二比较结果信号S14b是“L”电平时，输出“H”电平的PWM信号Sp。通过调整开始点设定值S13a和结束点设定值S13b，可以改变PWM信号Sp的上升时间和下降时间。开始点寄存器13a的输出值，即开始点设定值S13a可以通过开始点寄存器13a进行调整。同样，结束点寄存器13b的输出值，即结束点设定值S13b可以通过结束点寄存器13b进行调整。
由此，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量较广范围地分散。
(第九实施例)
图19是对本发明的第九实施例中的PWM电路进行控制的软件的结构流程图。图20是本实施例的PWM电路的操作时序图。实施本实施例的电路结构，因为和图25中的结构一样，所以省略对其的说明。
图19中，在步骤n8里，要进行判断现在的时点是否是载波周期T的1/2周期。在刚开始控制的时间(T＝0·T)或周期满了的时间(T＝n·T(n为自然数))中，步骤n8的判断因为是否定所以进入步骤n5。步骤n5的处理，因为和参照图28说明的步骤n5的处理相同，所以在这里省略对其的说明。在半周期时间(T＝1/2 n·T(n为自然数))中，因为步骤n8的判断是肯定，所以进入步骤n9。步骤n9中，在计数上限值设定寄存器11里将计数上限值S11设定为原来的计数上限值S11的1/2的值(半值上限值)。接着在步骤n10中，在基准值设定寄存器13里将比较基准值S13设定为原来的比较基准值S13的1/2的值(半值比较基准值)。而且，在步骤n11中，将变量N调节成“0”，在相同设定值的状态下两次重复进行PWM计数器12的加/减计数操作。也就是说，在步骤n13里，增加变量N，在步骤n14里判断变量N是否达到了“2”，如果没有达到，在相同设定值的状态下重复进行PWM计数器12的加/减计数操作。而且，如果重复两次PWM计数器12的加/减计数操作，则进入到步骤n15，将计数上限值设定寄存器11的计数上限值S11恢复为原来的值。同样，将基准值设定寄存器13的比较基准值S13恢复为原来的值。
通过以上的操作，1载波周期T内就生成两个原来的1/2宽度的PWM信号Sp的脉冲。但是，1载波周期T内，占空比不发生变化。
根据上述的本实施例，在不使载波周期T内的占空比变化的状态下，可以错开PWM信号Sp的脉冲生成时间。因此，可以使基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量分散。
(第十实施例)
图21是本发明的第十实施例中的PWM电路10h的结构方框图。
该PWM电路10h，包括：计数上限值设定寄存器11，和PWM计数器12，和基准值设定寄存器13，和比较器14。PWM电路10h，还包括：1位右移电路32、33，和第一以及第二转换器34、35，和载波周期控制器36。
1位右移电路32，通过对计数上限值设定寄存器11的计数上限值S11进行1位右移，生成并输出计数上限值S11的二分之一的半值计数上限值S32。根据由载波周期控制器36所供给的倍速命令信号S36，第一转换器34选择并输出计数上限值S11和半值计数上限值S32中的一方。
通过对基准值设定寄存器13的比较基准值S13进行1位右移，1位右移电路33生成并输出比较基准值S13的二分之一的半值比较基准值S33。根据由载波周期控制器36所供给的倍速命令信号S36，第二转换器35选择并输出比较基准值S13和半值比较基准值S33中的一方。载波周期控制器36输出倍速命令信号S36。倍速命令信号S36，通过与载波周期T同步，具有可转换地给出倍速或者不倍速的命令。
本实施例中，可以不改变计数上限值设定寄存器11的结构，对计数上限值S11进行可变化调整。另外，可以不改变基准值设定寄存器13的结构，对比较基准值S13进行可变化调整。
图22是本实施例中的PWM电路10h的操作时序图。参照图22在下面所叙述的说明，设想倍速命令信号S36具有如下信号形式：在每个载波周期T中它的信号电平被反相。
第一周期T1中，由载波周期控制器36所输出的倍速命令信号S36是无效的“L”电平。此时，第一转换器34将计数上限值S11作为实效上限值S34供给到PWM计数器12中。另外，第二转换器35将比较基准值S13作为实效比较基准值S35供给到比较器14中。因此，PWM计数器12以呈大山状的波形进行加/减计数。由比较器14输出的PWM信号Sp是以载波周期T的中心Tc为对称轴的波形。
第二周期T2中，载波周期控制器36的倍速命令信号S36是有效的“H”电平。此时，第一转换器34将由1位右移电路32所输出的半值计数上限值S32作为实效上限值S34供给到PWM计数器12中。另外，第二转换器35，将来自1位右移电路33的半值比较基准值S33作为实效比较基准值S35供给到比较器14中。因此，PWM计数器12以呈小山状的波形进行加/减计数。由比较器14输出的PWM信号Sp是以二分之一的载波周期T′的中心Tc′为对称轴的波形。这在基准的载波周期T中是2个脉冲，和载波周期T的中心Tc有很大的偏离。
根据上述的本实施例，在没有使载波周期T中的占空比变化的状态下，可以错开PWM信号Sp的脉冲生成时间。因此，可以提高基于PWM信号Sp的正弦信号波中所包含的谐波分量的分散程度。
(第十一实施例)
所述的第十实施例的结构里，在PWM计数器12溢出、下溢的状态下，PWM电路将溢出中断、下溢中断通知给CPU时，如果倍速命令信号S36是有效的，则溢出、下溢的时间从标准的时间中偏离。为此，通过设置调整载波周期T的结构(载波周期控制器)，应当特别对软件中的中断处理进行调整。第十一实施例使这种中断处理的调整得以实现。
图23是本发明的第十一实施例中的微型控制器40的结构方框图。
微型控制器40，包括在第十实施例中的PWM电路10h里加入了中断输出控制器37这一结构的PWM电路10i，和CPU38。中断输出控制器37，查出以PWM计数器12的溢出以及下溢为起因发生的下溢中断以及溢出中断，对CPU38输出中断信号S37。PWM计数器12的计数上限值即使被载波周期控制器36变更，中断输出控制器37也和其没有被变更时一样在相同的时间里生成中断信号S37。
图24是本实施例的PWM电路10i的操作时序图。
如图24所示，在载波周期T的载波周期的第一周期T1、T3……(连续的周期T，……中位于奇数倍的位置的周期)中，载波周期控制器36的倍速命令信号S36是“L”电平，第二周期T2、T4……(连续的周期T，……中位于偶数倍的位置的周期)中，倍速命令信号S36是“H”电平。
通过判定倍速命令信号S36的电平，中断输出控制器37来判断载波周期T是在第一周期还是在第二周期。认识到第一周期T1、T3……的中断输出控制器37，在这个周期期间里PWM计数器12溢出时，将显示相同溢出的中断信号作为中断信号S37输出到CPU38中，在下溢时，将显示相同下溢的中断信号作为中断信号S37进行输出。
另一方面，认识到第二周期T2、T4……的中断输出控制器37，在这个周期期间里PWM计数器12溢出时，不将中断信号S37输出到CPU38中。另外，这个周期中PWM计数器12下溢时，中断输出控制器37，其下溢从第二周期T2、T4……的开始时刻看，在第一次的时候，将相反的溢出的中断信号S37作为中断信号S37进行输出；其下溢从第二周期T2、T4……的开始时刻看，在第二次的时候，将相同的下溢的中断信号S37作为中断信号S37进行输出。
根据上述的本实施例，可以不关心载波周期控制器36的操作而设置软件中的中断处理。
本发明的PWM电路，对于反向控制的电机，特别是空气调节器、洗衣机、冰箱等家电产品的减轻噪音是有效的。
参照优选实施例详细地说明了本发明。但是，本发明并不局限于这些实施例，而是应该包括不脱离权利要求的精神和广泛范围的各种变换和修改。

Claims (19)

1、一种PWM电路，包括：
PWM计数器，用于计数时钟信号；
基准值设定寄存器，设定用于决定PWM信号的占空比的比较基准值；
比较器，根据所述比较基准值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成所述PWM信号；
延迟器，用于延迟所述PWM信号；以及
转换器，按照时序顺序对所述比较器的输出和所述延迟器的输出进行转换和输出。
2、根据权利要求1所述的PWM电路，进一步包括计数上限值设定寄存器，用于将决定所述PWM信号的载波周期的计数上限值设定在所述PWM计数器中。
3、根据权利要求2所述的PWM电路，其中所述转换器，通过与所述PWM信号的载波周期同步来转换所述比较器的输出和所述延迟器的输出。
4、根据权利要求1所述的PWM电路，进一步包括延迟时间控制器，用于将互相不同的延迟时间值按照所述时序设定在所述延迟器中。
5、根据权利要求4所述的PWM电路，其中所述延迟时间控制器包括用于存储互相不同的延迟时间值的延迟时间设定时间寄存器，所述延迟时间控制器从所述延迟时间设定时间寄存器中依次读出所述延迟时间值，以设定在所述延迟器中。
6、根据权利要求4所述的PWM电路，其中所述延迟时间控制器包括用于生成作为随机数的所述延迟时间值的随机数发生电路，所述延迟时间控制器将由所述随机数发生电路设定的所述延迟时间值设定在所述延迟器中。
7、一种PWM电路，包括：
PWM计数器，用于执行时钟信号的加/减计数；
开始点寄存器，用于设定PWM信号的有效脉冲期间开始点设定值；
结束点寄存器，用于设定所述PWM信号的有效脉冲期间结束点设定值；
转换器，根据所述PWM计数器处在递增或递减计数状态的状态，对所述有效脉冲期间开始点设定值和所述有效脉冲期间结束点设定值进行可转换的输出；
比较器，由所述PWM计数器的计数值和所述转换器的输出的比较结果生成所述PWM信号。
8、根据权利要求7所述的PWM电路，进一步包括计数上限值设定寄存器，用于将决定所述PWM信号的载波周期的计数上限值设定在所述PWM计数器中。
9、一种PWM电路，包括：
PWM计数器，用于执行时钟信号的加/减计数；
基准值设定寄存器，设定用于决定PWM信号的占空比的比较基准值；
相位调整量控制器，在载波周期单位里设定所述PWM信号的相位调整量；
比较值控制器，用于控制所述比较基准值；和
比较器，根据由所述比较值控制器控制的所述比较基准值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成所述PWM信号；
其中所述比较值控制器包括：
对所述比较基准值和第一相位调整量进行加法处理的加法器，
从所述比较基准值里对第二相位调整量进行减法处理的减法器，
根据所述PWM计数器用于递增或递减计数的位置，对所述加法器的输出值和所述减法器的输出值进行可转换的输出的转换器；
其中所述比较器根据所述PWM计数器的计数值和转换器的输出值的比较结果生成所述PWM信号。
10、根据权利要求9所述的PWM电路，所述第一相位调整量和所述第二相位调整量是相同的值。
11、根据权利要求9所述的PWM电路，进一步包括计数上限值设定寄存器，用于将决定所述PWM信号的载波周期的计数上限值设定在所述PWM计数器中。
12、根据权利要求9所述的PWM电路，其中：
所述比较值控制器进一步包括，设定所述PWM信号的相位偏移方向的相位偏移方向设定器；并且
所述转换器，根据由所述相位偏移方向设定器设定的相位偏移方向，进一步控制所述加法器输出和所述减法器输出的转换。
13、一种PWM电路，包括：
PWM计数器，用于计数时钟信号；
开始点寄存器，用于在载波周期单位里设定PWM信号的有效脉冲期间开始点设定值；
结束点寄存器，用于在载波周期单位里设定PWM信号的有效脉冲期间结束点设定值；
第一比较器，用于比较所述PWM计数器的计数值和所述有效脉冲期间开始点设定值；
第二比较器，用于比较所述PWM计数器的计数值和所述有效脉冲期间结束点设定值；
逻辑合成电路，通过所述第一比较器的比较结果信号和所述第二比较器的比较结果信号的逻辑合成，生成并且输出所述PWM信号。
14、根据权利要求13所述的PWM电路，进一步包括计数上限值设定寄存器，用于将决定所述PWM信号的载波周期的计数上限值设定在所述PWM计数器中。
15、一种PWM电路，包括：
载波周期控制器，在载波周期单位中对PWM信号的载波周期和所述载波周期的倍速周期进行可转换的设定；
上限值设定器，通过与所述载波周期的设定周期同步，设定该载波周期中的所述PWM信号的计数上限值，并且通过与所述倍速周期的设定周期同步，设定该倍速周期中的半值计数上限值；
PWM计数器，用于对时钟信号进行加/减计数直到所述上限值设定器的设定值为止；
比较基准值设定器，通过与所述载波周期的设定周期同步，设定用于决定该载波周期中的所述PWM信号的占空比的比较基准值，并且通过与所述倍速周期的设定周期同步，设定用于决定该倍速周期中的所述PWM信号的占空比的半值比较基准值；
比较器，根据所述比较基准值设定器的设定值和所述PWM计数器的计数值的比较结果生成所述PWM信号。
16、根据权利要求15所述的PWM电路，进一步包括中断输出控制器，其中
所述中断输出控制器，在所述载波周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值到达计数上/下限值时，输出指示到达上/下限值的中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值到达计数上限值时，不输出中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值第一次到达计数下限值时，输出指示到达计数上限值的中断信号，在所述倍速周期的设定周期中所述PWM计数器的计数值第二次到达计数下限值时，输出指示到达计数下限值的中断信号。
17、根据权利要求15所述的PWM电路，进一步包括上限值设定寄存器，用于将决定所述PWM信号的载波周期的计数上限值设定在所述载波周期控制器中。
18、一种PWM电路控制方法，根据由PWM计数器对时钟信号重复加/减计数所得到的计数值和比较基准值的比较结果，生成PWM信号，
该方法包括以下步骤：
在所述PWM计数器的递增计数中计数值到达计数上限值时，设定用于递减计数的比较基准值；以及
在所述PWM计数器的递减计数中所述计数值到达计数下限值时，设定用于递增计数的比较基准值。
19、一种PWM电路控制方法，根据由PWM计数器对时钟信号重复加/减计数所得到的计数值和比较基准值的比较结果，生成PWM信号，该方法包括以下步骤：
通过与载波周期同步，间歇地输出倍速周期设定命令；
在确认倍速周期设定命令的输出时，将所述载波周期的计数上限值变更为该计数上限值的半值，并且将所述比较基准值变更为该比较基准值的半值；
根据所述PWM计数器的计数值和所述比较基准值或者所述比较基准值的半值的比较结果，生成PWM信号；其中
所述生成所述PWM信号的步骤
在确认所述倍速周期设定命令的输出后，设定所述PWM计数器上限值的半值和所述比较基准值的半值，直到所述PWM信号的脉冲生成重复两次，以及
在确认所述倍速周期设定命令的输出后，当所述PWM信号的脉冲生成已经重复两次时，将所述计数上限值的半值和所述比较基准值的半值恢复到所述计数上限值和所述比较基准值。
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