CN1173073A - 无刷电动机的驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种无刷电动的驱动电路,包括:速度检测装置,检测转子旋转的速度;速度误差检测装置,把上述检测出的转子实际旋转速度与目标旋转速度之差作为速度误差信号而输出;速度误差补偿滤波器,把上述检测出的速度误差信号作为输入,由比例·积分(PI)滤波器与一阶滞后滤波器的并联电路和把该并联电路的各输出相加值作为输入的一阶滞后滤波器的串联电路构成,把该相加的一阶滞后输出作为给电枢线圈的电流指令值。

Description

无刷电动机的驱动电路

本发明涉及无刷电动机的驱动电路。

在现有技术中，无刷电动机的旋转驱动控制可以大致分为两种控制功能。一种是控制通入各相电枢线圈的电流的通电时间的换向控制，另一种是用于使转速保持恒定的速度控制。对于换向控制，需要有表示电枢线圈同转子相对位置的转子位置信号，另一方面，对于速度控制，需要有表示转子转速的速度信号。

在现有的典型无刷电动机的换向转换控制中，使用了霍尔元件等转子位置检测元件。但是，由于转子位置检测元件并不便宜而且还需要很多的引线，就有因为复杂而引起成本增加的缺点。

而且，由于安装了转子位置检测元件，就限制了电动机的小型薄型化。由于转子位置检测元件的输出会随温度湿度而变化，因而在可靠性上也存在问题。

为了克服上述缺点，提出了几种由电枢线圈中所感应的反应电压信号来检测转子位置的无刷电动机驱动方式。作为由反应电压信号进行位置检测的驱动方式的典型方案是如在特公昭58-25038中所记载的那样。其中披露了两种方案：通过比较端电压相互的大小来进行位置检测；和通过比较电枢线圈的中点电压与端电压的大小来进行位置检测。

其中通过比较中点电压和端电压的大小来进行位置检测方式的全部结构由图120所表示。在图120中，12、13、14是星形接法的无刷电动机电枢线圈，11是切换流通在电枢线圈12、13、14中的通电电流的电桥电路。比较器500分别对不在电枢线圈中点上的各相端电压U、V、W同中点电压M进行比较，从而检测转子位置。换向控制装置501根据由比较器500所检测的转子位置来控制电桥电路11，通过使预定相的电枢线圈通电来使转子旋转。

而且，作为补偿在该端电压比较时产生的相位滞后，在特开昭51-100216中揭示了一种把电枢线圈中的电阻降程度看作为恒定值而由分压电阻来补偿相位滞后的方法。

但是，在利用电枢线圈中所感应的反应电压而检测转子位置的驱动方式中，当转子的转速达到预定值以上而在电枢线圈端上不产生预定反应电压时，就不能检测转子的位置。由此，在起动时不能得到转子位置，因而就需要从外部强制地施加旋转磁场的装置。但是，在从外部强制施加旋转磁场的情况下，转子和电枢线圈的相对位置并不一定会停在能够向正转方向旋转的位置上，则由于转子的位置会使转矩在起动开始时向反转方向作用，就有不能正常起动的问题。

为了解决这个问题，在例如特开昭57-173385和特开平2-237490等中提出了改进方案。在特开昭57-173385中揭示了这种起动方式：设置有在起动时使电枢线圈的特定相以预定时间通电的装置和从外部强制地给电枢线圈施加旋转磁场的装置，在起动时把转子固定在预定位置上，然后才使转子开始旋转。用图121来对特开昭57-173385的方式进行说明。在图121(a)中，固定计时电路512和3相DC无刷电动机的电枢线圈12(U相)、13(V相)、14(W相)通过电源开关511被连接到电源510上。电枢线圈12、13、14分别同三极管515、516、517的集电极相连接，这些三极管的发射极接地，而构成驱动电路518。

切换计时电路513和旋转磁场发生电路514同固定计时电路512相连接，而且该切换计时电路513同切换电路519相连接。切换电路519把从旋转磁场发生电路514所输出的驱动电路518的驱动电流同根据从电枢线圈12、13、14所检测的感应电压而得到的驱动电流进行切换以提供给驱动电路518。各相的三极管515、516、517的基极连接在该切换电路519的输出端上。感应电压检测电路520连接在切换电路519的输入端上。电枢线圈12、13、14连接在该感应电压检测电路520的输入端上。3相输出信号从旋转磁场发生电路514分别输入该切换电路519的输入端。

由于这种结构，当电源开关511接通时，电枢线圈12、13、14的一端连接到电源上，同时固定计时电路512工作，给电枢线圈12、13、14的某一相例如W相进行励磁的如图121(b)所示的控制信号512就被定时输出到旋转磁场发生电路514中，同时输出到切换计时电路513中。控制信号521从该固定计时电路512输出，经过一定时间后，固定计时电路512断开。在该断开中，用于分别给电枢线圈12、13、14励磁的图121(b)所示的驱动信号523、524、525通过切换电路519从旋转磁场发生电路514分别输出到三极管515、516、517的基极上。该切换电路519根据从切换计时电路513所输出的图121(b)所示的切换指令信号522而切换为图121(a)所示的实线连接状态，并且在从该切换计时电路513所输出的切换指令信号522变为低电平之前，维持该连接状态。

根据从旋转磁场发生电路514所输出的驱动信号而把驱动信号依次加到驱动电路518的三极管515、516、517的基极，则电流从电源510依次流过电枢线圈12、13、14，在电枢线圈12、13、14中形成旋转磁场，转子开始旋转。

这样，当电动机被起动而经过预定时间后，从切换计时电路513所输出的切换信号522变为低电平，切换电路519进行切换。作为感应电压检测电路520输出的驱动信号被输出到驱动电路518中，依次驱动三极管515、516、517，三相无刷电动机维持旋转。

下面对特开平2-237490进行说明。该无刷电动机设有用于检测转子的旋转位置的磁电变换元件。而且，在起动时，根据磁电变换元件检测的旋转位置，预先从为起动而设定的多个通电模式中选择出对应于转子停止位置的预定通电切换模式，由该所选择的通电切换模式切换向定子电枢线圈的驱动电流，产生旋转磁场而使转子起动。而且，如果在定子电枢线圈中产生的感应电压达到了检测转子旋转位置的必要值，就从感应电压检测转子的旋转位置，由该检测输出切换向电枢线圈的驱动电流，产生旋转磁场而旋转驱动转子。

另一方面，在现有技术中对于无刷电动机的速度控制，一般是使用通过控制电枢线圈中所流通的电流量而使转速保持为恒定的方式。图122是表示现有无刷电动机驱动电路的速度控制系统的方框图。在图122中，530是检测转子的实际转速并输出速度信号的速度检测电路；531是以基准时钟对速度信号的周期进行计数并输出具有相当于速度误差的脉宽的速度误差信号的速度误差信号检测电路；速度误差补偿滤波器532，根据速度误差信号，把速度误差为0这种电流指令值输出到电流供给电路533。电流供给电路533根据电流指令值来调节供给无刷电动机534的电枢线圈的电流量。在这种现有的无刷电动机驱动电路中，速度误差补偿滤波器由模拟滤波器构成，使用图123所示这种把PI滤波器460和一阶滞后滤波器464串联连接的方式。

在现有无刷电动机驱动电路中，在利用由基准时钟计数速度信号的周期而改变电动机的指令转数的情况下，使输入上述速度误差检测器的基准时钟的频率与指令转数成比例而变化来切换转数。

在检测用于控制无刷电动机转速的速度信号的方式中，在现有技术中是利用称之为使用专用频率发电机作为速度检测的FG方式，和利用电枢线圈中所感应的反应电压信号的振幅与转速成比例而检测速度的方式。

现有的通过比较两个端电压大小来进行位置检测的驱动方式，由于进行比较的两个端电压中的一方为通电相而另一方为不通电相，则在负载时当通电电流上升时通电相的电枢线圈中的电阻降的影响就会变大，而在转子位置信号中产生相位滞后。

由于该相位滞后在换向时间上发生滞后，就减小了所产生的转矩而降低了转速。当转速减小时，为了提高转度而提高通电电流，就会发生电阻降的影响进一步变大这样的恶性循环。在最坏的情况下，由于不能产生高于负载的转矩而陷入停止状态。

另一方面，在现有的通过比较中点电压和端电压的大小来进行位置检测的驱动方式中，虽然解决了在位置检测信号中产生滞后这样的问题，但由于需要把中点从无刷电动机内部引出，而使得引线处理变得复杂。

由于由中点电压和端电压的比较所得到的转子位置信号相对于实际需要的转子位置信号在电角度上要偏移30度相位，就必须进行相位校正。通常，在相位校正中往往使用积分滤波器，但在电动机进行可变速运转的情况下，必须要改变积分滤波器的常数。而且，如果常数是固定的，在过渡状态中换向工作就会变得不稳定。

而且，在上述两种驱动方式中，由于随着驱动三极管的开关而在端电压波形上发生的尖峰状噪声的影响，使得转子位置信号变得不正确。

在由专用频率发电机检测速度的方式中，需要机械加工精度高的频率发电机，而且，由于使用专用检测器，在空间利用效率、成本方面是不利的。

而在由反应电压振幅来检测速度的方式中，由于通过驱动电流在电枢线圈中流通而产生的电压与反应电压相重叠，仅检测反应电压信号的振幅是困难的，而且随着周围环境的变化振幅也发生变化。

由上述那样构成的现有无刷电动机的起动方式，在起动开关接通后，由于在预定相中必须等待预定时间，因而在起动时要花费较多的时间。

当起动失败时需要进行再次起动，因而在起动时要花费更多的时间。

上述那样构成的现有无刷电动机驱动电路的速度误差补偿滤波器，在大的低通外部干扰情况下，不能完全压缩外部干扰，其结果不能满足旋转精度的规格要求。

在现有无刷电动机驱动电路中，当给予电动机的指令转数变化时，需要具有使输入速度误差检测器的基准时钟的频率与指令转数成比例地变化的功能。

由于现有无刷电动机驱动电路不能使换向的时间与增减电枢线圈电流的时间同步，因而就不适于进行所谓把由电枢线圈电阻值和通入线圈的电流值所决定的校正值对线圈电压进行实现驱动期间的加减运算的处理。

由于现有无刷电动机驱动电路用矩形波驱动信号来开关驱动三极管，则在换向时就会产生噪声。

为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种在负载时在转子位置信号上没有相位滞后、不管稳定时还是过渡时间都能稳定地旋转驱动而且引线处理也不复杂的无刷电动机驱动电路。

本发明的又一个目的是提供一种即使随着驱动三极管的开关在端电压波形上产生尖峰状电压变化也能正确地检测转子位置信号的无刷电动机驱动电路。

本发明的另一个目的是提供一种不设置专用的速度检测器就能获得速度信号的无刷电动机驱电路。

本发明的又一个目的是提供一种不受负荷条件的影响就能在最短时间内确实起动的无刷电动机驱动电路。

本发明的再一个目的是提供一种能在低通外部干扰大的情况下完全压缩外部干扰而提供高精度的旋转的无刷电动机驱动电路。

本发明的再一个目的是提供一种能通过切换速度误差检测器的目标转速和速度误差补偿滤波器的增益元件使电动机的转数稳定地变化的无刷电动机驱动电路。

本发明的再一个目的是提供一种具有能使换向的时间与减小电枢线圈电流的时间同步结构的无刷电动机驱动电路。

本发明的再一个目的是提供一种换向时的噪声很小的无刷电动机驱动电路。

本发明所述的无刷电动机的驱动电路包括：由多相电枢线圈驱动转子的无刷电动机的各相线圈端电压检测装置；在实际驱动期间仅把由电枢线圈电阻和线圈电流决定的校正值同各相检测线圈端电压进行加减运算的各相端电压校正装置；比较该校正后的各相端电压的大小的比较装置。用由上述比较装置检测的转子位置信号来进行各相电枢的外加驱动。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路包括：由多相电枢线圈驱动转子的无刷电动机的各相线圈端电压检测装置；在实际驱动期间仅把由电枢线圈电阻和线圈电流决定的校正值同各相间的线圈端电压进行加减运算的各相间电压差校正装置；比较该校正后的各相间电压差的大小的比较装置。用由上述比较装置检测的转子位置信号来进行各相电枢线圈的外加驱动。

设置转子位置信号的前沿·后沿信号检测装置，把它们的信号检测结果看作为检测速度信号而进行速度反馈控制。

把给励磁驱动各相电枢线圈的桥式电路的驱动信号为驱动状态的期间作为实际驱动期间信号提供给各相端电压校正装置。

把给励磁驱动各相电枢线圈的桥式电路的驱动信号为驱动状态的期间作为实际驱动期间信号提供给各相间电压差校正装置。

设置同励磁驱动电枢线圈的桥式电路串联连接的实际电流检测电阻，把流过该检测电阻的电流作为线圈电流提供给各相端电压校正装置。

设置同励磁驱动电枢线圈的桥式电路串联连接的实际电流检测电阻，把流过该检测电阻的电流作为线圈电流提供给各相间电压差校正装置。

设置检测各相端电压的大小或各相间电压差大小的比较信号的前沿·后沿边缘的微分电路；和用由该微分电路检测边缘的时间闩锁上述比较信号的闩锁电路，把各闩锁电路输出进行组合而作为转子位置信号进行各相电枢线圈的外加驱动。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路包括：转子位置信号生成装置，从由多相电枢线圈驱动转子的无刷电动机的各相端电压或各相间的电压差来检测转子位置信号；计数器，检测上述输出的转子位置信号的前沿·后沿边缘并从各检测边缘信号中选择需要的边缘信号作为一方的输出，并且对需要的边缘信号进行计数而作为起动时各相电枢线圈的外加驱动信号；脉冲发生装置，把该计数器的一方输出作为输入，该输入在不能得到预定时间的情况下使计数器进行正计数在起动时由上述计数器的输出进行电枢线圈的外加驱动。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路包括：转子位置信号生成装置，从由多相电枢线圈驱动转子的无刷电动机的各相端电压或各相间电压差来检测转子位置信号；计数器，检测上述输出的转子位置信号的前沿·后沿边缘并从各检测边缘信号中选择需要的边缘信号而作为一方输出，并且对需要的边缘信号进行计数而作为起动时各相电枢线圈的外加驱动信号；脉冲发生器，把该计数器的一方输出作为输入，该输入在不能得到预定时间的情况下使计数器进行正计数；稳态旋转检测装置，由上述转子位置信号和上述计数器输出的组合来监视电动机的旋转，在旋转异常时输出再起动脉冲而成为起动状态，在旋转异常时由计数器的输出进行电枢线圈的外加驱动。

设置切换装置和计时器，对下述两种情况进行切换，即在起动时或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时由转子位置信号来驱动各相电枢线圈。由计时器设定起动或再起动时间并进行切换。

设置切换装置，对下列两种情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时，由转子位置信号来驱动各相电枢线圈。随着上述计数器成为预定值而结束起动或再起动时间并进行切换。

设置切换装置，对下列两种情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时，由转子位置信号来驱动各相电枢线圈；和转子速度信号检测装置。随着所检测的速度信号成为预定速度而结束起动或再起动时间并进行切换。

设置切换装置，对下列两种情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时，由转子位置信号来驱动各相电枢线圈。随着所检测的转子位置信号成为预定组合值而结束起动或再起动时间并进行切换。

设置切换装置，对下列两种情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时，由转子位置信号来驱动多相电枢线圈。随着给各相电枢线圈的驱动信号成为预定的组合值而结束起动或再起动时间并进行切换。

设置切换装置，对下列两种情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值来驱动各相电枢线圈，而在其后的稳态时，由转子位置信号来驱动各相电枢线圈；和根据需要设置计时器或转子速度信号检测装置。随着计时器设定时间结束或速度信号检测值成为预定速度或计数器成为预定值或所检测的转子位置信号成为预定组合值或给各相电枢线圈的驱动信号成为预定组合值这几种情况成立，结束起动或再起动时间并进行切换。

设置计数器，在输入计数器的转子位置信号未进行预定时间变化的情况下，作为旋转异常而输出再起动脉冲并成为起动状态，成为使其本身进行正计数。

设置位置检测器，检测相对于从各相端电压或各相间电压差检测出的转子位置信号偏移电角度π/6的位置；和保持电路，输出由该位置检测器的输出和起动指示信号决定的选择信号。在起动或再起动时，计数器根据上述选择信号决定给各相电枢的驱动信号。

设置位置检测器，检测相对于从各相端电压或各相间电压差所检测出的转子位置信号偏移电角度π/6的位置；和保持电路，输出由该位置检测器的输出和起动指示信号决定的选择信号。把上述位置检测器的输出使用到起动或再起动时的最初的给电枢的驱动信号上，在其后的起动或再起动时的驱动中，使用计数器根据上述选择信号决定给各相电枢的驱动信号组合的信号。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路，在基本结构上，进一步设置有微分电路，用来检测各相端电压大小或各相间电压差大小的比较信号的前沿·后沿边缘；计时器，根据该微分电路的边缘检测而进行工作并在预定时间后停止工作；闩锁电路，根据微分电路中检测出边缘的时间来闩锁比较信号，根据计时器停止的时间解除闩锁。把上述闩锁电路的输出进行组合而作为转子位置信号进行各相电枢线圈的外加驱动。

根据给电枢的指令转数来变化闩锁电路从闩锁比较信号到解除闩锁的计时器时间长度。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路包括转子位置信号生成装置，用来从多相的各相端电压或各相间电压差检测转子的位置信号；脉冲发生装置，用来检测该输出的转子位置信号的前沿·后沿边缘，从各检测边缘信号中选择需要的边缘信号并提供输出脉冲列，在需要的边缘信号不能在预定时间内得到的情况下提供模拟脉冲列；计数器，用来对该脉冲发生装置的输出进行计数；稳态旋转检测装置，用来在转子位置信号同计数器的值的关系不是预定关系的情况下输出旋转异常信号；再起动脉冲发生装置，用来在起动和再起动后的设定时间内遮蔽上述稳态旋转检测装置的旋转异常信号，在设定时间结束后根据上述旋转异常信号输出再起动脉冲。在起动时和由再起动脉冲所产生的再起动时的设定时间内，由计数器的输出进行电枢线圈的外加驱动。

设置切换装置和计时器，对下列情况进行切换，即在起动或再起动时，根据计数器的值驱动各相电枢线圈，在其后的稳态时根据转子位置信号驱动各相电枢线圈。由计时器来设定起动或再起动时间并进行切换。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路包括速度检测装置，用来检测转子旋转的速度；速度误差检测装置，用来把该检测出的转子实际转速同目标转速之差作为速度误差信号输出；速度误差补偿滤波器，用来把该检测出的速度误差信号作为输入，比例·积分(PI)滤波器与一阶滞后滤波器构成并联电路，将该并联电路的各输入相加值作为一阶滞后滤波器的串联电路的输入，把相加的一阶滞后输出作为给电枢线圈的电流指令值。

此外还包括速度检测装置，用来检测转子旋转的速度；速度误差检测装置，用来把检测出的转子实际转速与目标转速之差作为速度误差信号而输出；速度误差补偿滤波器，用来把该检测出的速度误差信号作为输入，比例·积分滤波器与一阶滞后滤波器构成串联电路，该串联电路与不相同另外设置的一阶滞滤波器构成并联电路，把该并联电路的各输出相加值作为给电枢线圈的电流指令值。

此外还包括速度检测装置，用来检测转子旋转的速度；速度误差检测装置，用来把该检测出的转子实际转速与目标转速之差作为速度误差信号而输出；速度误差补偿滤波器，用来从该检测出的速度误差信号获得给电枢线圈的电流指令值。根据给无刷电动机驱动电路的指令转数来变化速度误差检测装置的目标转速和速度误差补偿滤波器的增益。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路，包括转子位置检测装置，用来检测电枢线圈同转子的相对位置；转向控制装置，用来根据该检测出的转子位置切换通电相；速度检测装置，用来检测转子旋转的速度；速度误差检测装置，用来把该检测出的转子实际转速与目标转速之差作为速度误差信号而输出；速度误差补偿滤波器，用来从该检测出的速度误差信号获得给电枢线圈的电流指令值。由换向控制装置来切换通电相并在一定时间后进行给电枢线圈的电流指令值的增减。

在起动和再起动期间，给电枢线圈提供最大电流。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路，包括转子位置信号生成装置，用来从多相的各相端电压或各相间电压差检测出转子位置信号；脉冲发生装置，用来检测该输出的转子位置信号的前·后沿边缘，从各检测出的边缘信号中选择需要的边缘信号而提供输出脉冲列，在需要的边缘信号未得到预定信号的情况下提供模拟脉冲列；计数器，用来对该脉冲发生装置的输出进行计数。由计数器的输出来进行电枢线圈的外加驱动。

本发明的另一种无刷电动机的驱动电路，其基本结构包括换向电路，从由包含各相端电压或各相间电压差校正装置和比较该输出的各相端电压或各相间电压差的大小的比较装置的转子位置信号检测装置所检测出的转子位置信号来获得电枢线圈驱动信号；梯形驱动信号生成电路，对该换向电路的输出进行加工而成为梯形的驱动信号。把该梯形驱动信号提供给电枢线圈。

在梯形驱动信号生成电路中设置充放电电路，由来自外部的控制信号来改变该充放电电路的时间常数。

设置使转子位置信号的相位提前的相位超前电路，把该相位超前电路的相位超前量设定约为相当于驱动电枢线圈的梯形驱动信号的梯度时间的1/2。

本发明的无刷电动机的驱动电路，在所检测出的各相线圈端电压上仅在实际驱动期间才进行线圈电流部分的电压校正，由校正后的各相端电压的比较结果的信号组合来驱动电极。

本发明的无刷电动机的驱动电路，在所检测出的各相间线圈端电压差上仅在实际驱动期间才进行线圈电流部分的电压校正，由校正后的各相间电压差的比较结果的信号组合来驱动电枢。

转子位置信号的前沿·后沿信号被作为检测速度信号来进行反馈控制。

给桥式电路的驱动信号把处于驱动状态期间作为实际驱动状态而认为是线圈端电压的校正期间。

给桥式电路的驱动信号把处于驱动状态期间作为实际驱动状态而认为是各相间线圈端电压差的校正期间。

在串联连接在桥式电路中的电阻中所流通的电流被作为线圈电流检测，作为给线圈端电压的校正电压而使用。

在串联连接在桥式电路中的电阻中所流通的电流作为线圈电流被检测，作为给各相间线圈端电压差而被使用。

对各线圈电压或相间电压差相互间的大小比较信号进行一次微分，由该微分信号所得到的时间来闩锁比较信号而生成不受噪声影响的新的转子位置信号。由这些位置信号的组合来驱动电枢线圈。

本发明的无刷电动机的驱动电路，选择转子位置信号的前沿·后沿边缘中的所需要的信号，在起动时，使用该选择的需要信号来驱动电枢线圈。

本发明的无刷电动机的驱动电路，选择转子位置信号的前沿·后沿边缘中的所需要的信号，监视电动机的旋转状态，在旋转异常时使用该选择的需要信号来驱动电枢线圈。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由计时器相对应的设定时间来决定起动时间。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由计数器进行正计数作为预定值来决定起动时间。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由转子的检测速度作为预定速度来决定起动时间。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由所检测出的转子位置信号作为预定值来决定起动时间。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由给电枢的驱动信号作为预定值来决定起动时间。

进行从起动时到稳态时的驱动切换，由设定时间结束、到达设定速度、预定数的计数、转子位置信号为稳态、给电枢的驱动信号为稳态这些条件成立来决定起动时间。

监视计数器的工作，在没有输出的情况下看作为旋转异常而成为再起动状态。

通过检测其他的预定电角度偏离位置的位置信号，来决定起动或再起动时的给电枢的驱动信号组合。

通过检测其他的预定电角度偏离位置的位置信号，由该位置信号来决定起动或再起动时的最初驱动信号，由该位置信号和其他条件来决定其后的起动或再起动时的给电枢的驱动信号组合。

通过由预定时间对各线圈电压或相间电压差相互间大小比较信号进行预定时间闩锁，得到变化的未进行波形整形的转子位置信号，由该转子位置信号的组合驱动电枢线圈。

解除闩锁的计时器时间根据从外部给电枢的指令转数而变化。

本发明的无刷电动机的驱动电路，在起动和再起动时，切换成为使电动机正转的强制通电相，并且，在起动或再起动后，在经过预定时间后，当旋转异常时，成为再起动状态。

由计时器设定从起动时到稳态时的驱动切换，确实地进行转换。

在本发明的无刷电动机的驱动电路中，经过并联在比例积分(PI)滤波器上的压缩低通外部干扰的一阶滞后滤波器，从速度误差信号变换为给电枢线圈的电流指令值。

在本发明的无刷电动机的驱动电路中，经过与比例积分(PI)滤波器和一阶滞后滤波器的串联电路并联设置的压缩低通外部干扰的一阶滞后滤波器，从速度误差信号变换为给电枢线圈的电流指令值。

在本发明的无刷电动机的驱动电路中，目标转速和速度误差补偿滤波器的增益根据给电动机的指令转数而变化，从速度误差信号获得给电枢线圈的电流指令值，给速度误差检测器的基准时钟为恒定的。

在本发明的无刷电动机的驱动电路中，在进行了通电相的切换后，在一定时间后发出对给电枢线圈的电流量增减的指令。

在本发明的无刷电动机的驱动电路中，在起动和再起动时给电枢提供最大电流，以确实起动。

本发明的无刷电动机的驱动电路，选择转子位置信号的前沿·后沿边缘中的所需要的信号，由对该需要的信号进行计数的计数器的值来驱动电枢线圈。

设置对矩形波的驱动信号进行处理而生成梯形滤驱动信号的装置，由该梯形波的驱动信号来驱动电枢线圈。

由来自外部的控制信号来改变梯形波驱动信号的梯度。

通过相位超前电路，使梯形波驱动信号的大致梯度中心与最佳换向时间相一致。

图1是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例1的整体结构的方框图。

图2是表示端子电压校正电路的具体结构例的图。

图3是表示实施例1的比较电路的具体结构图。

图4是说明实施例1、2的工作的信号波形图。

图5是说明实施例1、2的工作的信号波形图。

图6是校正转换信号生成电路的结构图和端子电压的信号波形图。

图7是表示通电相和驱动信号关系图。

图8是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例2的整体结构方框图。

图9是表示端子间电压校正电路的具体结构例的图。

图10是说明端子间校正电路工作的图表。

图11是表示实施例2的比较电路的具体结构例的图。

图12是说明端子间电压校正电路工作的图表。

图13是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例3的整体结构的方框图。

图14是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例4的整体结构方框图。

图15是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例5的整体结构方框图。

图16是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例6的整体结构方框图。

图17是表示波形整形电路的具体结构例的图。

图18是说明波形整形电路工作的信号波形图。

图19是说明波形整形电路工作的信号波形图。

图20是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例8的整体结构方框图。

图21是表示实施例8的驱动信号和通电相关系的图表。

图22是表示实施例8的驱动信号与转子位置信号关系的图表。

图23是表示实施例8的计数器电路的具体结构例的图。

图24是说明实施例8的计数器电路工作的图表。

图25是说明实施例8的计数器电路工作的图表。

图26是表示实施例8的脉冲发生电路的具体结构例的图。

图27是表示实施例8的驱动信号和计数器电路的输出值关系的图表。

图28是说明实施例8工作的定时图。

图29是说明实施例8工作的定时图。

图30是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例9的整体结构方框图。

图31是表示转子位置信号与计数器值关系的图表。

图32是说明实施例9工作的定时图。

图33是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例10的整体结构方框图。

图34是表示实施例10的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图35是说明实施例10的转换信号发生电路工作的定时图。

图36是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例11的整体结构方框图。

图37是表示实施例11的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图38是说明实施例11的转换信号发生电路工作的定时图。

图39是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例12的整体结构方框图。

图40是表示实施例12的转换信号发生电路具体结构例的图。

图41是说明实施例12的转换信号发生电路工作的定时图。

图42是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例13的整体结构方框图。

图43是表示实施例13的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图44是说明实施例13的转换信号发生电路工作的定时图。

图45是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例14的整体结构方框图。

图46是表示实施例14的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图47是说明实施例14的转换信号发生电路工作的定时图。

图48是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例15的整体结构方框图。

图49是表示实施例15的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图50是说明实施例15的转换信号发生电路工作的定时图。

图51是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例16的整体结构方框图。

图52是表示实施例16的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图53是用以说明速度信号生成电路工作的定时图。

图54是说明实施例16的转换信号发生电路工作的定时图。

图55是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例17的整体结构方框图。

图56是表示实施例17的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图57是说明实施例17的转换信号发生电路工作的定时图。

图58是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例18的整体结构方框图。

图59是表示实施例18的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图60是说明实施例18的转换信号发生电路工作的定时图。

图61是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例19的整体结构方框图。

图62是表示实施例19的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图63是说明实施例19的转换信号发生电路工作的定时图。

图64是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例20的整体结构方框图。

图65是表示实施例20的转换信号发生电路的具体结构例的图。

图66是说明实施例20的转换信号发生电路工作的定时图。

图67是表示实施例21的整体结构的方框图。

图68是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例22的整体结构方框图。

图69是说明实施例22的工作的定时图。

图70是说明实施例22的工作的图表。

图71是表示实施例22的计数器电路的具体结构例的图。

图72是说明实施例22的工作的图表。

图73是说明实施例22的工作的定时图。

图74是说明实施例22的工作的定时图。

图75是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例23的整体结构方框图。

图76是说明实施例23的工作的定时图。

图77是说明实施例23的工作的定时图。

图78是表示本发明的无刷马达驱动装置的实施例24的整体结构方框图。

图79是表示本发明的无刷马达驱动装置在正常旋转状态的端子电压校正电路各部分的信号波形图。

图80是表示图78的波形整形电路的结构例的图。

图81是表示正常旋转中的端子电压波形和波形整形电路各部分波形的图。

图82是说明图80的波形整形电路的工作的信号波形图。

图83是说明实施例25的掩码信号发生电路和定时器的工作的信号波形图。

图84是说明实施例25的掩码信号发生电路和定时器的工作的信号波形图。

图85是说明实施例25的掩码信号发生电路和定时器的工作的信号波形图。

图86表示实施例26的启动电路的结构。

图87表示实施例26的模拟脉冲发生电路的结构。

图88是说明实施例26的模拟脉冲发生电路的工作的信号波形图。

图89表示实施例26的再启动脉冲发生电路的一个结构例。

图90是说明实施例26的工作的信号波形图。

图91表示实施例27的启动电路的结构。

图92表示实施例27的转换信号发生电路的结构。

图93是表示转换信号发生电路的工作的信号波形图。

图94是实施例28的速度误差补偿滤波器的方框图。

图95表示实施例28的速度误差补偿滤波器的频率特性。

图96是实施例28的数字式速度误差补偿滤波器的方框图。

图97是实施例29的速度误差补偿滤波器的方框图。

图98表示实施例29的速度误差补偿滤波器的频率特性。

图99是实施例29的数字式速度误差补偿滤波器的方框图。

图100是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例30的整体结构方框图。

图101表示实施例30的速度误差检测电路的结构。

图102是实施例31的PI滤波器方框图。

图103是说明实施例32的无刷马达用驱动电路的工作的信号波形图。

图104是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例33的整体结构方框图。

图105表示实施例33的速度误差补偿滤波器的结构。

图106是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例34的整体结构方框图。

图107表示实施例34的脉冲选择电路的结构。

图108是说明实施例34的驱动电路的工作的定时图。

图109是说明实施例34的驱动电路的工作的定时图。

图110是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例35的整体结构方框图。

图111表示梯形驱动信号生成电路中的逻辑电路的结构。

图112表示实施例35的充放电电路的结构。

图113是说明实施例35的驱动电路的工作的定时图。

图114表示梯形驱动信号生成电路中的梯形波合成电路的结构。

图115是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例36的整体结构方框图。

图116表示实施例36的充放电电路的结构。

图117是说明实施例36的驱动电路的工作的信号波形图。

图118是表示本发明的无刷马达用驱动电路的实施例37的整体结构方框图。

图119表示实施例37的比较电路的结构。

图120是表示以往的无刷马达用驱动装置的整体结构方框图。

图121表示以往的无刷马达用驱动装置的整体结构及其工作定时图。

图122是表示以往的无刷马达用驱动电路的速度控制系统的结构的方框图。

图123是以往的无刷马达用驱动电路的速度误差补偿滤波器的方框图。

实施例1

在本发明中，检测各相电枢线圈电压，由于在对检测出的线圈电压进行比较而得到的位置信号上会产生相位滞后，则仅在实际负载状态下施加为负载电阻和电流的乘积的校正电压来校正该相位滞后，得到实际负载状态下的正相位的位置信号，根据该位置信号，由转向电路生成各电枢线圈的驱动电压。

下面说明一个例子，从各相电枢线圈电压检测出等效的电动机速度，把该检测速度进行反馈而在转子速度控制中使用。

由本实施例来说明根据该设想形成的无刷电动机的构成和工作。图1是表示根据本发明的无刷电动机驱动装置的第一实施例的整体结构方框图。在图1中，12、13、14是中点不接地的三相星形接法的无刷电动机电枢线圈，11是对驱动三极管组TR1-TR6进行通电控制而把预定的驱动电流提供给电枢线圈12、13、14的桥式电路。为了方便把电枢线圈12、13、14称为U相、V相、W相。1是对端电压进行校正而输出校正端电压信号1a、1b、1c的端电压校正电路，2是比较所校正的各相端电压的大小而得到逻辑信号2a、2b、2c的比较电路，3是对逻辑信号2a、2b、2c进行波形整形而得到转子位置信号3a、3b、3c的波形整形电路，上述1、2、3的部件构成了转子位置信号生成电路4。5是输入能使电动机旋转的电动机旋转信号的端子，6是脉冲发生电路，7是计数器电路，8是切换信号发生电路，换向电路9根据从转子位置信号生成电路4、端子5、计数器电路7、切换信号发生电路8所输入的信号的状态而输出驱动信号9a-9f，以开关控制驱动三极管组TR1-TR6。

图2表示端电压校正电路1的一个具体结构例。在图2中，20-34是npn三极管，35是pnp三极管，36-56是电阻，57-60是恒流源。U相端电压输入npn三极管20的基极，V相端电压输入npn三极管25的基极，W相端电压输入npn三极管30的基极，电流控制电路211的输出(相当于电枢线圈电阻降的电压)通过端子61连接到pnp三极管35的基极上。62-67是输入切换端电压校正的校正切换信号的端子。各相所校正的端电压作为1a、1b、1c而输出。

图3表示比较电路2的一个具体结构例。在图3中，70-81是电阻，82-84是差动放大电路，85-87是比较器。所校正的U相端电压1a分别通过电阻70，75输入，差动放大电路82的正向输入端和差动放大电路83的反向输入端；所校正的V相端电压1b分别通过电阻74，79输入差动放大电路83的正向输入端和差动放电路84的反向输入端；所校正的W相端电压1c分别通过电阻78，71输入差动放电路84的正向输入端和差动放大电路82的反向输入端。差动放大电路82、83、84的反向输入端通过电阻73、77、81连接在差动放大电路82、83、84的输出端上，各个输出端连接在比较器85、86、87的正向输入端上。基准电压Vref输入差动放大电路82、83、84的非反向输入端和比较器85、86、87的反向输入端。差动放大电路82输出以Vref为中心电压的1a和1c的差动放大信号。由比较器85比较该差动放大信号和Vref而得到逻辑信号2a。由同样的程度得到逻辑信号2b、2c。

图4表示未校正端电压的情况下的无负载时各相端电压波形和从比较电路2输出的逻辑信号2a、2b、2c与通电相的关系。虽然在实际的端电压波形上当换向时会发生尖峰状电压波动，但在此为简化说明而将其省略。在无负荷时，由于通电电流量小，电枢线圈上的电阻降可以忽略不计，端电压波形为图4所示的左右对称形，可以得到与转子具有预定相位关系的逻辑信号。

另一方面，图5表示未校正端电压情况下的负载时各相的端电压波形和从比较电路2输出的逻辑信号2a、2b、2c与通电相的关系。在负载时，由于具有通电电流，就不能对电枢线圈上的电阻降的影响忽略不计。进行比较的两个端电压，一方为通电相而另一方为不通电相。例如，当从V→W向U→W切换通电时，虽然把V相和U相的端电压进行比较，但V相为通电相而U相为不通电相。电阻部分的电压重叠到作为通电相的V相端电压波形上。由于另一方U相中没有电流流通，反应电压仅产生在端电压中(由于桥式电路的电源电压固定为Vcc而中点是不接地的，则中点电压下降电阻降部分，作为实际所观测的端电压波形，作为不通电相的U相端电压为电位下降形)。因此，在V相端电压和U相端电压的电压电位相一致的位置上会发生偏移，所得到的逻辑信号，与由图5的2b为例所表示的无负载时的情况相比，相位滞后了。

为了解决发生该相位滞后的问题，可以采用在从通电相的端电压上加上或减去电阻降部分的电压以后，再比较端电压的大小，从而得到逻辑信号2a、2b、2c。例如，对于U相来说，在V相或W相通电时从U相减去电阻降部分的电压，在U相通电时从V相或W相加上电阻降部分的电压。

下面参照附图对端电压校正电路1的具体工作进行说明。在图2中，虽然表示的U、V、W三相时的端电压校正电路，但在此着眼于V相的端电压校正电路来进行说明。

首先，对端子62和端子63为高电平的情况进行分析。此时，由于npn三极管22、npn三极管24的集电极电压为0，则npn三极管21、npn三极管23的发射极电压也为0，在电阻37、电阻40中没有电流流通。因此，流过电阻36(电阻值R1)的电流为由恒流源5 7所提供的i1，在U相端电压校正电路的输出端上所观测到的电压为从端电压校正电路的输入值减去在三极管20的基极-发射极间电压(Vbe)和电阻36上的电阻降电压的差值。

1a＝U-Vbe-R1·i1    (1)

然后对端子62和端子63为低电平的情况进行分析。在端子61上输入为Vir的电压。此时，由于npn三极管22、npn三极管24的集电极电压为Vir+Vbe(V)，npn三极管21、 npn三极管23的发射极电压为Vir，在电阻37(电阻值R2)、电阻40(电阻值R2)中分别流通Vir/R2的电流。因此，在电阻36中流通的电流是由恒流源57所提供的i1和流通在电阻37、电阻40中的电流之和，在U相端电压校正电路的输出端上所观测到的电压为式(2)那样：

1a＝U-Vbe-R1·i1-2·R1·Vir/R2    (2)

在端子62为高电平而端子63为低电平的情况下，或者在端子62为低电平而端子63为高电平的情况下，由于不是电阻37就是电阻40不流通Vir/R2的电流，则在U相端电压校正电路的输出端上所观测到的电压为式(3)那样：

1a＝U-Vbe-R1·i1-R1·Vir/R2    (3)

结果，如果在要加上电阻降部分的电压时(V→U、W→U通电时)，把端子62、端子63设定为高电平，而在要减去电阻降部分的电压时(U→V、U→W通电时)，把端子62、端子63设定为低电平，就能校正端电压。

在U相为不通电相而没有必要校正时(V→W、W→V通电时)，可以把端子62设定为高电平把端子63设定为低电平，或者把端子62设定为低电平把端子63设定为高电平。同样，对于V相，在要加上电阻降部分的电压时(U→V、W→V电时)，把端子64、端子65设定为高电平，而在要减去电阻降部分的电压时(V→U、V→W通电时)，把端子64、端子65设定为低电平，在没必要进行校正时(U→W、W→U通电时)，把端子64设定为高电平把端子65设定为低电平，或者把端子64设定为低电平把端子65设定为高电平。

对于W相，在要加上电阻降部分的电压时(U→W、V→W通电时)，把端子66端子6 7设定为高电平，在要减去电阻降部分的电压时(W→U、W→V通电时)，把端子66、端子67设定为低电平，在没有必要进行校正时(U→V、V→U通电时)，把端子66设定为高电平把端子67设定为低电平，或者把端子66设定为低电平把端子67设定为高电平。图6(b)表示把通电相与输入端子62-67的校正切换信号的关系集中起来形成的时序图。

图6(a)是用于在所检测出的线圈端电压上仅在实际驱动期间校正电阻·电流的乘积的具体校正切换信号生成电路16的详细电路图。在本实施例中，使用转子位置信号3a、3b、3c作为输入，通过逻辑元件的组合来把图6(b)所示的切换信号传送给端电压校正电路1的各个端子62-67。

在本实施例中，如图1所示，由电流控制电路211和其缓冲放大器212、电阻213、驱动三极管214来进行流通在电枢中的线圈电流的电流控制，所以在端电压校正电路1的端子61上使用电流控制电路211的输出。

电流控制电路211从逻辑脉冲信号201中检测实际的转速和指令转速的误差，控制通入电枢线圈的电流以使所检测出的误差为零。

而且，虽然在本实施例中是对适用于三相无刷电动机的例子进行描述，但应该明白也可以适用于不限于三相的各种多相无刷电动机。而且，也可以用OP放大器和数字IC来构成本实施例中由三极管电路所构成的装置。

实施例2

在本实施例中，检测各相电枢线圈电压，由于在其原状下会发生相位滞后，则仅在实际负载状态下把负载电阻同电流的乘积的校正电压加到各相电压差上来进行校正，得到实际负载状态下的正相位下的端电压，由换向电路根据该线圈端电压生成各电枢线圈的驱动电路。

在本实施例中，说明由上述设想形成的无刷电动机的驱动装置的结构和工作。图8是表示根据本发明的无刷电动机驱动装置的第二实施例的整体结构方框图。在图8中，与实施例1相同的部件用同一标号表示。转子位置信号生成电路102由用来校正端子间电压并输出校正端子间电压信号100a-100f的端子间电压校正电路100；把所校正的端子间电压进行比较而获得逻辑信号101a、101b、101c的比较电路101；波形整形电路3所构成。

在图9中示出了端子间电压校正电路100的一个具体结构例。在图9中，110-127是npn三极管，128是pnp三极管，129-155是电阻，156-162是恒流源。U相端电压加到npn三极管110、117的基极，V相端电压加到npn三极管116、123的基极，W相端电压加到npn三极管111、 122的基极，与电枢线圈电阻降相关的电压所输入的端子163连接到pnp三极管128的基极上。164-169是输入切换端子间电压校正的校正切换信号的端子。所校正的端子间电压作为100a-100f输出。

下面参照附图来对端子间电压校正电路的具体工作进行说明。在图9中，电源电压为Vcc，电阻129、131、138、140、147、149的电阻值为R3，电阻130、139、148的电阻值为R4，电阻134、135、143、144、152、153的电阻值为R5，由恒流源156、157、159-152提供的电流值为i2，npn三极管的基极电流为ib，输入端子163的电压为Vir。

首先，对端子164为高电平的情况进行分析。此时，npn三极管113的发射极电压为0，在电阻134中没有电流流通。在电阻130中，在从npn三极管110的发射极端子到npn三极管111的发射极端子的方向上，流通的电流为(V-W)/R4。因此，在电阻129中流通的电流为i2+(U-W)/R4-ib，从端子间电压校正电路100所输出的100a为式(4)那样：

100a＝Vcc-R3·{i2+(U+W)/R4-ib}    (4)

另一方面，在端子164为低电平的情况下，在电阻134中流通的电流为Vir/R5，从端子间电压校正电路100所输出的100a为式(5)那样：

100a＝Vcc-R3·{i2+(U+W)/R4+Vir/R5-ib}    (5)

如果对于其他的端子间电压用相同的程序分析，则端子164-169的逻辑电平同100a-100f的关系为图10那样。

图11表示比较电路101的一个具体结构例子。在图11中，170-172是比较器，比较器170比较100b和100a并输出逻辑信号101a，比较器171比较100d和100c并输出逻辑信号101b，比较器172比较100f和100e并输出逻辑信号101c。

下面对比较电路101的具体工作进行说明。在端子164和端子165为高电平的情况下，从比较器170输出的逻辑信号101a为U＞W。在端子164为低电平而端子165为高电平的情况下，输出的逻辑信号101a为{U+(R4·Vir)/(2·R5)}＞W。反之，在端子164为高电平而端子165为低电平的情况下，输出的逻辑信号为{U-(R4·Vir)/(2·R5)}＞W。

如图5所示，通过U相和W相的端电压相一致来检测转子位置，是在从U→V到W→V切换通电时和从V→U到V→W切换通电时，但由于在哪种情况下在比较时刻U相为通电相而W相为不通电相，则电阻降部分的电压被重叠到U相端电压上。因而，就需要在比较时刻从V相端电压校正电阻降部分的电压。在从U→V到W→V切换通电时，需要从U相端电压减去电阻降部分的电压，在从V→U到V→W切换通电时，需要从U相端电压加上电阻降部分的电压。因而，把(R4·Vir)/(2·R5)作为与电枢线圈电阻降有关的电压，而设定R4、R5，如果在U→V通电时端子164为高电平而端子165为低电平，在V→U通电时端子164为低电平而端子165为高电平，则对校正了电阻降部分的U相端电压和W相端电压进行比较而获得逻辑信号101a，就能得到与实施例相同的效果。

对于其他的端子间电压可以用相同的程序进行分析，如果在V→W通电时把端子166设定为高电平而把端子167设定为低电平；在W→V通电时把端子166设定为低电平而把端子167设定为高电平；在W→U通电时把端子168设定为高电平而把端子169设定为低电平；在U→W通电时把端子168设定为低电平而把端子169设定为高电平，就能得到与实施例相同的效果。图12表示出上述通电相同输入端子164-169的校正切换信号的关系。

实施例3

在本实施例中，检测出实施例1所述的各相电枢线圈电压，仅在实际负载状态下施加作为负载电阻和电流乘积的校正电压来进行校正，之后，根据实际负载状态下的正相位下的端电压，由换向电路生成各电枢线圈的驱动信号，但是，作为此时的校正切换信号来使用上述驱动信号。

在本实施例中，对根据该设想而形成的无刷电动机的驱动装置结构和工作进行说明。图13是表示根据本发明的无刷电动机驱动装置的第三实施例的整体结构方框图。在图13中与实施例1相同的部件用相同标号来表示。在本实施例中，驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f分别与端电压校正电路1的端子63、端子65、端子67、端子62、端子64、端子66相连接。

在实施例1的图6所示的校正切换信号是与换向同步的信号。因而，可以依次把开关驱动三极管TR1-TR6的驱动信号使用到校正切换信号中。图7表示构成图1这种桥式电路11情况下的通电相同驱动信号9a-9f的关系。与图6的端子62、端子63、端子64、端子65、端子66、端子67相对的校正切换信号分别与驱动信号9d、9a、9e、9b、9f、9c相一致。因而，本发明中的无刷电动机驱动装置的一个实施例可以构成为图13所示那样。

实施例4

本实施例是把实施例2和实施例3结合起来的例子。即，检测出各相电枢线圈电压，仅在实际负载状态下把作为负载电阻同电流的乘积的校正电压加到各相电压差上来进行校正，根据正相位下的端电压，由换向电路生成各电枢线圈的驱动信号，但是从驱动信号得到此时的校正切换信号。

图14是表示本发明的无刷电动机驱动装置的第四实施例整体结构的方框图。在图14中，与实施例2相同的部件用相同的标号表示。在本实施例中，驱动信号9a与端子间电压校正电路100的端子165、端子168相连接，驱动信号9b与端子间电压校正电路100的端子164、端子167相连接，驱动信号9c与端子间电压校正电路100的端子166、端子169相连接。

在对端子间电压进行校正时，与实施例3相同，可以在校正切换信号中依次使用开关驱动三极管TR1-TR6的驱动信号。例如，由于输入端子164的校正切换信号在U→V通电时最好为高电平，而在V→U通电时最好为低电平，就可以使用驱动信号9b、9e。同样，可以在输入端子165的校正切换信号中使用驱动信号9a、9d；在输入端子166的校正切换信号中使用驱动信号9c、9f；在输入端子167的校正切换信号中使用驱动信号9b、9e：在输入端子168的校正切换信号中使用驱动信号9a、9d；在输入端子169的校正切换信号中使用驱动信号9c、9f。因此，可以如图14所示那样来构成本发明的无刷电动机驱动装置的一个实施例。

实施例5

在本实施例中，作为仅在实际负载状态下施加为负载电阻与电流乘积的校正电压时的负载电流值，设置负载电流检测传感器电阻，由该检测电压得到实际负载电流。

在本实施例中，对根据上述设想而形成的无刷电动机驱动装置的结构和工作进行说明。在图15中，与实施例1相同的部件用相同标号表示。在本实施例中，TR4-TR6的共同的发射极端子同端电压校正电路1的端子61相连接。

在图15中，由于电阻10同驱动三极管TR4-TR6的共同发射极端子相连接，在电枢线圈中流通的电流流过电阻10。因此，就可以检测出作为电阻10上的电压降，在电枢线圈中流通的电流量。如果在电枢线圈中流过的电流为IL，一相中的电枢线圈电阻的电阻值为r，电阻10的电阻值为Rs，则在电枢线圈上的电阻降为IL·r，输入端子61的电压为IL·Rs。由于由端电压校正电路所校正的电压为R1·IL·Rs/Rz，所以可以把R1、R2、 R3设定为使该值等于IL·r。

实施例6

下面说明在实施例2中适用实施例5的方案的例子。

图16是表示本发明的无刷电动机驱动装置的第六实施例整体结构的方框图。在图16中，与实施例相同的部件用相同的标号表示。在本实施例中，TR4-TR6的共同发射极端子同端子间电压校正电路100的端子163相连接。

在对端子间电压进行校正时，与电枢线圈电阻降相关量的电压，与实施例5相同，可以从TR6-TR6的共发射极端子上检测，可以如图16所示那样构成本发明的无刷电动机驱动装置的一个实施例。

实施例7

在上述实施例中，是把任一种波形作为没有紊乱的理想波形来说明其工作。但在实际的波形上，有噪声加入，工作中会产生振动，混入了图18以后所述的尖峰状噪声。下面说明对这种波形进行了考虑而能正常工作的例子。

在本实施例中，对这种情况予以考虑，在由一次波形整形电路把检测出的信号波形还愿为正的稳定波形之后，再进行上述实施例中所述的校正和驱动。

图17表示波形整形电路3的一个具体结构例子。在图17中，180是闩锁电路，181-186是D触发器，187-189是EOR电路，190是OR电路，191是单稳态多谐振荡器。图18表示稳定旋转状态下的端电压波形和波形整形电路各部分的信号波形，图19是对图18的时刻T0-T1之间波形进行放大的图。

参照图18、图19来对波形整形电路的具体工作进行说明。给波形整形电路的输入信号是从比较电路2或比较电路101输出的逻辑信号2a、2b、2c或101a、101b、101c。虽然在实施例1、实施例2中，忽略不计伴随着驱动三极管的开关而在端电压波形上所产生的尖峰状电压波动，但在实际中，在端电压波形上会发生尖峰状电压波动。当然，在校正了电枢线圈电阻降的端电压波形上，也会遗留下该电压波动。因而，把端电压相互间进行比较而得到的逻辑信号2a、 2b、2c就包含了图18所示那样的尖峰状噪声。

该逻辑信号，首先输入闩锁电路180。闩锁电路180是根据使能端180a的状态而进行闩锁工作的电路，在使能端180a为高电平时按原状输出其输入数据。当使能端180a变为低电平时闩锁其输入数据，在使能端180a为低电平期间，持续地输出所闩锁的数据。在初始状态中，闩锁电路180的使能端180a是高电平，逻辑信号2a、2b、2c按原状分别输入D型触发器181、183、185。D型触发器181-186和EOR电路187-189构成两边缘微分电路，在逻辑信号2a、2b、2c的前沿和后沿边缘的时间下，EOR电路187-189输出微分脉冲。在时刻T2，被校正的端电压1a和1c的电压电平相一致，一但2a的极性发生变化，由两边缘微分电路检测边缘，发生微分脉冲203。由OR电路190来合成EOR电路187-189的输出信号而成为逻辑脉冲信号，并输入单稳多谐振荡器191。单稳多谐振荡器191由逻辑脉冲信号201的前沿触发，在预定时间T3内，输出低电平的脉冲204。脉冲204输入闩锁电路的使能端180a。由于使能端180a为低电平，闩锁电路108闩锁住逻辑信号2a、2b、2c，脉冲204持续输出低电平期间的闩锁数据。D型触发器182、184、186的输出信号195、196、197成为被波形整形了的转子位置信号3a、3b、3c，输入下一级的换向电路9，进行转向工作。当进行换向工作时，由于驱动三极管进行开关，在U相端电压波形上发生尖峰状电压波动，其结果，在不希望的位置上即图18、图19的2b上发生尖峰状的噪声205。而且，在发生尖峰状噪声205的时刻，由来自单稳多谐振荡器191的脉冲204阻塞了给闩锁电路的输入数据。因而，由闩锁电路180遮蔽了尖峰状噪声205，在经过波形整形的转子位置信号3a、3b、3c中不会产生尖峰状噪声。

在上述的波形整形电路3中，从OR电路190所输出的逻辑信号201在稳态旋转时是以一定时间间隔所得到的信号。因此，该逻辑信号201可以作为用于控制转速的速度信号来使用。

而且，在本实施例中虽然描述的是三相无刷电动机的例子，但也可以适用于不限于三相的各种多相无刷电动机。

实施例8

下面对在起动时对负载没有影响的在短时间内能进行稳定起动的装置结构和工作进行说明。

在起动时，开始进行这种驱动，即获得由每相检测电压所组成的组合信号。具体地说是，从无刷电动机的各相线圈电压检测出转子位置信号，检测·选择该转子位置信号的前沿·后沿边缘而得到需要的边缘信号，并且对需要的边缘信号进行计数而作为起动时的各相电枢线圈的外加驱动信号。进而，在没有得到作为该输入的时间的情况下，强制性地施加外加驱动信号。

图20表示根据上述方案所形成的三相无刷电动机驱动装置的一个实施例的整体结构图。9是输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f的换向电路，11是对无刷电动机的预定相进行通电的桥式电路，4是从无刷电动机的各端电压生成位置信号3a、3b、3c的转子位置信号生成电路，7是检测·选择位置信号3a、3b、3c的前沿和后沿边缘而获得需要的边缘信号并且对该需要的边缘信号进行计数的计数器电路，6是输出模拟脉冲6a的脉冲发生电路。

下面进行详细说明。电动机旋转信号5a是由从外部输入的信号，在使能时代表旋转，在阻塞时代表停止。在本实施例中，使能为高，阻塞为低。

在图20中，电动机旋转信号5a被接入换向电路9和计数器电路7。从换向电路9输出的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f分别接在三极管TR1、TR2、TR3、TR4、TR5、TR6的基极上。在本实施例中，三极管TR1、TR2、TR3由pnp型三极管构成，三极管TR4、TR5、TR6由npn型三极管构成。三极管TR1、TR2、TR3的发射极同电源连接，其集电极同三极管TR4、TR5、TR6的集电极相连接，三极管TR4、TR5、TR6的发射极通过电阻10被接地。由这些三极管组构成桥式电路11。三极管TR1、TR2、TR3、TR4、TR5、TR6的集电极连接在三相无刷电动机的星形接法的U相、V相、W相的各电枢线圈端上。这样，通过各三极管的导通截止来使各电枢线圈通电，图21表示本实施例中的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f与通电相的关系表。图21是用表来表示图7的内容。如果沿图21中箭头的顺序来切换通电相，则转子正转。

同桥式电路11相连接的各电枢线圈端被连在转子位置信号生成电路4上。在转子位置信号生成电路4中，从U相、V相、W相的端电压U、V、W生成了比特的位置信号3a、3b、3c。图22表示本实施例中的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f同位置信号3a、3b、3c的逻辑关系例子。从转子位置信号生成电路4所输出的位置信号3a、3b、3c被输入计数器电路7。

图23表示本实施例的计数器电路7的结构图。位置信号3a、3b、3c分别输入前沿边缘检测电路250、252、254和后沿边缘检测电路251、253、255，由前沿边缘检测电路250、252、254输出前沿边缘脉冲250a、252a、254a，由后沿边缘检测电路251、253、255输出后沿边缘脉冲251a、253a、255a。所检测出的边缘脉冲250a、252a、254a、251a、253a、255a输入脉冲选择电路256。从图20所示的脉冲发生电路6所输出的模拟脉冲6a输入脉冲选择电路256。作为脉冲选择电路256输出的脉冲列7d被输入计数器。在本实施例中，在对脉冲列7d进行计数的计数器中使用6进制计数器257。图24表示在本实施例中使用的6进制计数器257的输入脉冲数同输出值的逻辑关系例子。在图中输入脉冲数为6以上时，计数器值7a、7b、7c再次从低·低·低开始计数。从计数器电路7输出的脉冲列7d，用于输入图20中的脉冲发生电路6。从6进制计数器257所输出的计数器值7a、7b、7c输入计数器电路7内的脉冲选择电路256和图20中的换向电路9。脉冲选择电路256，参照现在的计数器值7a、7b、7c，输出正转时下一个应该所检测出理论上的位置信号边缘脉冲或者模拟脉冲6a。图25表示本实施例中的计数器值7a、7b、7c同正转时下一个应该所检测出的理论上的边缘脉冲250a、252a、254a、251a、253a、255a的逻辑关系例子。从图25可以看出，例如，在计数器值7a、7b、7c为低·低·低时，输出边缘脉冲253a，而在其他例子即使输入边缘脉冲250a，也不会输出。但是，输出模拟脉冲6a与计数器值7a、7b、7c无关。

图26表示本实施例的脉冲发生电路6的结构图。在本实施例中，由可再触发的单触发器260和前沿边缘检测电路261构成脉冲发生电路6。上述脉冲选择电路256输出的脉冲列7d被输入到可再触发的单触发器260。可再触发的单触发器260的输出260a被输入到前沿边缘检测电路261，与设在上述计数器电路7中的前沿边缘检测电路250、252、254相同，检测可再触发的单触发器260的输出260a的前沿边缘，输出模拟脉冲6a。在这种结构中，在可再触发的单触发器260中在设定时间内输入脉冲列7d的脉冲时，可再触发的单触发器260被清零，输出260a不会变化，这样，不会输出模拟脉冲6a。而且，在设定时间内未输入脉冲列7a时，由于可再触发的单触发器260的输出260a为从低(电平)变到高(电平)，就检测出其前沿，而输出模拟脉冲6a。

在本实施例中，在可再触发的单触发器260被清零时的输出260a为低(电平)时，则在预定时间内未输入脉冲列7d的情况下变为高(电平)，使用后沿边缘检测电路，在可再触发的单触发器260被清零时的输出260a为高(电平)时，在预定时间内未输入脉冲到7d的情况下变为低(电平)，得到相同的模拟脉冲6a。

换向电路9，在电动机旋转信号5a为低(电平)时，把驱动信号9a、9b、9c设定为高(电平)而把驱动信号9d、9e、9f设定为低(电平)，从而使桥式电路11的三极管组截止，无刷电动机成为不通电状态。然后，在电动机旋转信号5a变为高(电平)之后的起动模式中，由计数器值7a、7b、7c的组合输出转子正转的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。图27表示本实施例中设定的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f同计数器电路7输出值7a、7b、7c的逻辑关系组合例子。如果以图中的箭头方向切换驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f，转子正转。

下面对本实施例中的无刷电动机的工作进行说明。在电动机旋转信号5a变为高(电平)之后，由于计数器值7a、7b、7c为低·低·低，从图27可看出驱动信号9b为低(电平)，9f为高(电平)，从图21可看出V-W相通电。此时，为无刷电动机的转子正转而信号信号变化的情况、反转而位置信号变化的情况、或停在通电稳定点上而位置信号不变化的情况。

首先，对转子正转的情况进行说明。图28是转子正转时的各部分信号波形例子。通过V-W相通电，图21和图22中位置信号3a、3b、3c变为高、高、低。此时由于计数器值7a、7b、7c为低·低·低，从图25可知，只要未检测出边缘脉冲253a或模拟脉冲6a，6进制计数器257不进行计数。当转子由于惯性而接着以正转方向旋转时，由于在电枢线圈中发生的反应功率，端电压U、V、W发生变化，位置信号3a、3b、3c变为高·低·低，检测出图28中的(A)这种边缘脉冲253a。这样，6进制计数器257进行正计数，计数器值7a、7b、7c变为高·低·低，由图21和图27可看出换向电路9把驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定为低·高·高·低·低·高，以使U-W相通电。此后在到达稳态旋转之前，参照计数器值7a、7b、7c的组合按图27所示的关系依次切换通电相，以起动无刷电动机。

下面用图29时转子反转而位置信号变化的情况进行说明。图29是转子反转时各部分信号波形例子。当转子反转时，位置信号3a变化，检测出图29中(B)所示的边缘脉冲251a，在上述状态下，由于未检测到边缘脉冲253a，6进制计数器257不进行正计数。而且，由于在预定时间t1内不能检测到边缘脉冲253a，从图29中的(c)所示的脉冲发生电路6输出模拟脉冲6。6进制计数器257根据该模拟脉冲6a进行正计数，计数器值7a、7b、7c变为高·低·低。而且，由换向电路9把驱动信号9a、9b、9c、9d、9e·9f设定为低·高·高·低·低·高以使图21和图27中的U-W相通电。由此，转子反转，此后，与上述正转时相同，在到达稳态旋转之前，参照计数器值7a、7b、7c的组合，按图27所示的关系依次切换通电相，以使无刷电动机起动。

在转子不动位置信号不变化的情况下，与反转时相同，由于在预定时间t1内不能检测到边缘脉冲253a，从脉冲发生电路6输出模拟脉冲6。而且，与上述反转时相同，6进制计数器257时该模拟脉冲6a进行计数，图21和图27中的通电相切换为U-W相，此后在到达稳态旋转之前，参照计数器值7a、7b、7c的组合，按图27所示关系依次切换通电相，以使无刷电动机起动。

实施例9

下面对由于工作中的任一种原因使电动机停止而需要再起动的情况下，在短时间内稳定地进行再起动的装置结构和工作进行说明。

具体地说，当再起动时，从无刷电动机的各相线圈电压检测出转子的位置信号，检测·选择该转子位置信号的前沿·后沿边缘而得到所需要的边缘信号，进而设置同该信号相组合而监视电动机旋转的稳态旋转检测电路。在异常检测时，对边缘信号进行计数，而作为再起动时的各相电枢线圈的强制外加驱动信号。

图30表示根据上述方案形成的三相无刷电动机驱动装置的实施例9的整体结构。由于桥式电路11、转子位置信号生成电路4、计数器电路7、脉冲发生电路6与实施例8相同而省略其说明。265是比较计数器值7a、7b、7c和位置信号3a、3b、3c的稳态旋转检测电路。

在本实施例中，位置信号3a、3b、3c接入换向电路9。在起动模式下，与实施例8相同，由计数器值7a、7b、7c的组合来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f，在稳态旋转中，由位置信号3a、3b、3c的组合来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。位置信号3a、3b、3c和计数器值7a、7b、7c输入稳态旋转检测电路265。稳态旋转检测电路265在稳态旋转中，计数器值变化，之后，在预定时间后，把位置信号3a、3b、3c同计数器值7a、7b、7c进行比较。图31表示本实施例中的位置信号3a、3b、3c和计数器值7a、7b、7c的理论逻辑关系组合例子。而且，当该组合不是图31所示的组合时，输出再起动脉冲265a。再起动脉冲265a输入换向电路9。

在这种结构中，用图32来说明稳态旋转中由于任一种负载而使转子停止时的例子。在图32中，(D)以后转子为停止。这种情况下，从脉冲(01)开始经过在脉冲发生电路6中所设定的时间t1之后，从脉冲发生电路6输出模拟脉冲(P2)。模拟脉冲(P2)从脉冲选择电路256作为脉冲到7d的脉冲(02)输出，计数器值7a、7b、7c按图24的逻辑关系例子从低·高·低变为低·低·高。由于根据位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f，则即使计数器值7a、7b、7c发生变化也不切换通电相。并且，在计数器值7a、7b、7c发生变化后的预定时间t2之后，由稳态旋转检测电路265进行位置信号3a、3b、3c与计数器值7a、7b、7c的比较。在这种情况下，根据图31，由于不是理论的组合，从稳态旋转检测电路265输出再起动脉冲(q3)，而转换为起动模式。在起动模式下，如上述那样，根据计数器值7a、7b、7c的组合输出起动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f，根据图27，驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f成为高·高·低·低·高·低，而且换通电，进行正转。此后，如实施例8所述那样，在到达稳态旋转之前，按照图27所示的关系由计数器值7a、7b、7c的组合来依次切换通电。

实施例10

下面说明设有从起动或再起动向稳态工作的切换装置的电动机驱动电路。

在本实施例中，把该切换作为时间设定，在某段时间后切换为稳态工作。

图33表示根据本发明的三相无刷电动机驱动装置的实施例10的整体结构图。桥式电路11、转子位置信号生成电路4、计数器电路7、脉冲发生电路6、稳态旋转检测电路265与上述第8和第9实施例相同。8是切换信号发生电路，在由换向电路9输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，输出用于切换参照计数器值7a、7b、7c和位置信号3a、3b、3c中哪一种的切换信号8a。下面说明切换信号发生电路8。

在本实施例中，电动机旋转信号5a和再起动脉冲265a输入切换信号发生电路8。切换信号8a输入换向电路9。

图34表示本实施例的切换信号发生电路8的结构图。在本实施例中，由计时器270构成切换信号发生电路8。

下面用图35来说明本实施例的切换信号发生电路8的工作。在本实施例中，如果输入计时器270的电动机旋转信号5a为高(电平)，计时器270接通，换向电路9按照图27所示的关系由计数器值7a、7b、7c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。经过预定时间to后，切换信号从低(电平)变为高(电平)，换向电路9使用位置信号3a、3b、3c的组合输出图22所示那样的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

当换向电路9根据位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，如果输入稳态旋转检测电路265输出的再起动脉冲265，计时器270被置“0”，切换信号8a从高(电平)变为低(电平)。由此，换向电路9使用计数器值7a、7b、7c来输出驱动信号7a、9b、9c、9d、9e、9f。再经过预定时间to后，切换信号8a从低(电平)变为高(电平)，转向电路9使用位置信号3a、3b、3c的组合来输出图22所示的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

在本实施例中，切换信号8a，在参照计数器值7a、7b、7c时设定为低(电平)而在参照位置信号3a、3b、3c时设定为高(电平)，但也可以设定为相反。

实施例11

在本实施例中，在切换工作时，当计数器计数到一定值后，切换为稳态工作。由此就能使电动机确实旋转。

图36表示根据本发明的三相无刷电动机驱动装置的第11实施例的整体结构图。8c为切换信号发生电路，在由换向电路9输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，输出用于切换参照计数器值7a、7b、7c和位置信号3a、3b、3c中哪一种的切换信号8a。下面说明切换信号发生电路8c。

在本实施例中，脉冲列7d、电动机旋转信号5a和再起动脉冲265a接入切换信号发生电路8c。切换信号8a输入换向电路9。

图37表示本实施例的切换信号发生电路8c的结构图。在本实施例中，由模式切换计数器271构成切换信号发生电路8c。

下面用图38来说明本实施例的切换信号发生电路8c。模式切换计数器271，在电动机旋转信号5a变为高(电平)时，开始脉冲列7d的计数，换向电路9按照图27所示的关系由计数器值7a、7b、7c的组合来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。如果模式切换计数器271对脉冲列7d进行了预定次数X次计数，则切换信号8a从低(电平)变为高(电平)，换向电路9按图22所示那样根据位置信号3a、3b、3c的组合来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

在换向电路9根据位置信号3a、3b、3c的组合来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，如果输入稳态旋转检测电路265输出的再起动脉冲265a，模式切换计数器271被置“0”，切换信号8a从高(电平)变为低(电平)。由此，换向电路9按照图27所示关系使用计数器值7a、7b、7c来输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。模式切换计数器271再次开始脉冲列7d的计数，如果进行了预定次数X次的计数，切换信号8a从低(电平)变为高(电平)，换向电路9使用位置信号3a、3b、3c的组合来输出图22所示那样的驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

实施例12

在本实施例中，根据时间和位置信号的检测的组合来进行切换，即在满足两方面的条件时进行切换的方式。

图39表示根据本发明的三相无刷电动机驱动装置的第12实施例的整体构成图。8D是切换信号发生电路，输出用于切换参照计数器值7a、7b、7c和位置信号3a、3b、3c中哪一个的切换信号。下面对切换信号发生电路8D进行说明。

在本实施例中，马达旋转信号5a、再启动脉冲265a、位置信号3a、3b、3c输入到转换信号发生电路8D。转换信号8a输入到换向电路9。

图40示出本实施例的转换信号发生电路8D的结构图。在本实施例中由位置信号组合判断电路272和定时器270构成转换信号发生电路8D。定时器270与实施例10的结构相同。位置信号3a、3b、3c输入到位置信号组合判断电路272，位置信号3a、3b、3c成为规定的组合时，输出成为高电平。在本实施例中，位置信号3a、3b、3c、成为高·低·低组合时，变化成高电平。位置信号组合判断电路272和定时器270的输出输入到与电路273，与电路输出273a、马达旋转信号5a、和再启动脉冲265a输入到闩锁电路274。闩锁电路274是借助马达旋转信号5a和再启动脉冲265a进行清机，输入信号一旦成为高电平，直到被清机完使输出保持为高电平的电路。

下面用图41说明本实施例的转换信号发生电路8D的工作。马达旋转信号5a一旦成为高电平，定时器270导通，换向电路9按照图27所示的关系，通过计算值7a、7b、7c的组合，输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。所以经过规定时间后定时器的输出270a变化成高电平。而在定时器输出270a在高电平，位置信号3a、3b、3c成为高·低·低的组合时，与电路的输出273a变化成高电平。在马达旋转信号5a变成高电平后的最初的与电路输出273a的上升边缘，闩锁电路274工作，转换信号8a保持在高电平。因此，换向电路9如图22所示，通过位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

在换向电路9通过位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，一旦输入再启动脉冲265a，定时器270和闩锁电路274复位，转换信号8a从高电平变为低电平。所以，换向电路9利用计算值7a、7b、7c，输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。而如上所述，在规定时间to后，位置信号3a、3b、3c成为高·低·低组合时，转换信号8a从低电平变为高电平，换向电路9再次用位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

实施例13

本实施例是通过计算器将转换变成一定值和正常检测位置信号这两方面来转换的方式。

图42示出本发明的三相无刷马达的驱动装置的实施例13的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8E。

在本实施例中，位置信号3a、3b、3c、脉冲列7d、马达旋转信号5a和再启动脉冲265a输入到转换信号发生电路8E。转换信号8a输入到换向电路9。

图43示出本实施例的转换信号发生电路8E的结构。本实施例的转换信号发生电路8E由在以上所述实施例的位置信号组合判断电路272和模式转换计数器271构成。

下面用图44说明本实施例的转换信号发生电路8E的工作。马达转换信号5a成为高电平后，模式转换计数器271开始脉冲到7d的计数，换向电路9按照图27所示的关系通过计数器值7a、7b、7c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。而进行规定次数X次计数后，模式转换计数器271的输出271a成为高电平，位置信号成为规定的高·低·低的组合，与电路273的输出273a成为高电平。在马达旋转信号5a变成高电平后最初的与电路输出273a的上升边缘，闩锁电路274工作，转换信号8a从低电平变为高电平并保持在高电平。这就能使换向电路9通过位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

在换向电路9通过位置信号3a、3b、 3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f时，输入再启动脉冲265a后，模式转换计数器271和闩锁电路274复位，转换信号8a从高电平变为低电平，换向电路9利用计数器值7a、7b、7c的组合，输出驱动信号。

在模式转换计数器271将脉冲列7d计数规定次数X次位置信号成为规定的高·低·低组合时，转换信号8a从低电平变为高电平，再次利用位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

实施例14

本实施例能做到在经过规定时间后同时满足驱动信号正常来进行转换。

图45示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例14的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8F。

在本实施例中，驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f、马达旋转信号5a、启动脉冲265a输入到转换信号发生电路8F。

图46示出本实施例的转换信号发生电路8F的结构图。本实施例的转换信号发生电路8F由驱动信号组合判断电路275和上述定时器270构成。驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f输入到驱动信号组合判断电路275。驱动信号组合判断电路275具有在驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f成为规定的组合时其输出275a成为高电平的结构。在本实施例中，当驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f成为低·高·高·低·高·低的组合时，其输出275a成为高电平。驱动信号组合判断电路275和定时器270的输出输入到与电路273，而与电路的输出273a、马达旋转信号5a、再启动脉冲265a输入到上述实施例中所说的闩锁电路274。

图47是本实施例的转换信号发生电路8F的工作说明图。

马达旋转信号5a成为高电平后、定时器270导通，换向电路9利用计数器值的组合输出驱动信号。而在经过规定时间to后，定时器的输出270a变成高电平，在驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f成为低·高·高·低·高·低的组合时，与电路273的输出273a变成高电平。以后与上述实施例中所说的同样变化，换向电路9再次利用位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

输入再启动脉冲265a时的工作也如图47所示，进行与上述实施例中所说的同样的工作，换向电路9在to后再次利用位置信号3a、3b、3c的组合，输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

实施例15

在本实施例中能做到通过满足计数器计数一定值后驱动信号变成正常这两方面的条件进行转换。

图48示出本发明的三相无刷马达驱动装置实施例15的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8G。

在本实施例中，驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f、脉冲列7d、马达旋转信号5a、再启动脉冲265a输入到转换信号发生电路8G。

图49示出本实施例的转换信号发生电路8G的结构图。本实施例的转换信号发生电路8G由驱动信号组合判断电路275和模式转换计数器271构成。

图50是用以说明本实施例的转换信号发生电路8G的工作的图。启动时和再启动时的工作与迄今所述的实施例的工作说明相同，不另赘述。

实施例16

在本实施例中说明借助速度检测进行转换的实例。

图51示出本发明的三相无刷马达驱动的装置实施例16的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8H。

在本实施例中由转子位置信号生成电路4内的波形整形电路3输出的逻辑脉冲201、马达旋转信号5a、再启动脉冲265a输入到转换信号发生电路8H。

图52示出本实施例的转换信号发生电路8H的结构图。本实施例的转换信号发生电路8H由速度信号生成电路277，基准速度发生电路276、比较电路278构成。逻辑脉冲201和CLK输入到速度信号生成电路277。如在实施例1或实施例7中所述，由于逻辑脉冲201是在某个时间间隔得到的信号，所以能由逻辑脉冲201检测出无刷马达的旋转速度。

图53示出速度信号277a的生成方法的定时图。速度信号生成电路277在马达旋转信号5a为高电平时，在CLK的边缘的定时处计数完了，在由波形整形电路3输入的逻辑脉冲的上升边缘的定时处清机，图中箭头处的值作为速度信号277a输出。基准速度发生电路276输出从起动模式转换为正常旋转模式的基准速度信号276a。比较电路278在逻辑脉冲的上升边缘的定时处，比较速度信号277a和基准速度信号276a的电压电平、比特数等，如速度信号277a与基准速度信号276a一致，输出转换信号8a。

下面用图54说明本实施例的转换信号发生电路8H的工作。启动时马达转换信号5a成为高电平后，用比较电路278开始比较速度信号277a和基准速度信号276a。速度信号277a达到基准速度信号276时，比较电路278输出的转换信号8a变成高电平。

输入再启动脉冲265后，比较电路278复位转换信号8a从高电平变为低电平。

而速度信号277a达到基准速度信号276a时，转换信号8a从低电平再次变为高电平。

实施例17

本实施例是在能做到同时满足设定时间，计数器值和位置信号的正常检测这三方面的条件下进行转换。

图55示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例17的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8I。

在本实施例中，计数器值7a、7b、7c、位置信号3a、3b、3c、马达旋转信号5a，再启动脉冲265a输入到转换信号发生电路8I。

图56示出本实施例的转换信号发生电路8I的结构图。本实施例的转换信号发生电路8I由位置信号计数器值判断电路280和定时器270构成。

图57是说明本实施例的转换信号发生电路8I的工作的图。由于按照此图的工作与上述实施例所说的相同，不再另行说明。

实施例18

本实施例是在满足速度检测和位置信号的正常检测这两方面的条件下进行转换的实例。

图58示出本发明的三相无刷马达的驱动装置实施例18的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8J。

图59示出本实施例的转换信号发生电路8J的结构。本实施例的转换信号发生电路8J由基准速度发生电路276、速度信号生成电路277、比较电路278、位置信号组合判断电路272构成。

图60是说明本实施例的转换信号发生电路8J工作的图。按照此图的工作由于与上述实施列中所说的相同不再赘述。

实施例19

本实施例是用速度检测和驱动信号的正常检测的逻辑积进行转换的实例。

图61示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例19的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8K。

图62示出本实施例的转换信号发生电路8K的结构图。本实施例的转换信号发生电路8K由基准速度发生电路276、速度信号生成电路277、比较电路278、驱动信号组合判断电路275构成。

图63是说明本实施例的转换信号发生电路8K的工作的图。按照此图的工作，因为与上述实施例相同，不再说明。

实施例20

本实施例是用速度检测、位置信号正常检测和计数器值三者的逻辑积进行转换的实例。

图64示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例20的整体结构图。下面说明本实施例的转换信号发生电路8L。

图65示出本实施例的转换信号发生电路8L的结构图。本实施例的转换信号发生电路8L由基准速度发生电路276、速度信号生成电路277、比较电路278、位置信号计数器值判断电路280构成。

图66是说明本实施例的转换信号发生电路8L工作的图。按照本图的工作，因为与上述实施例相同不另说明。

实施例21

本实施例是用以说明作为再启动时的正常旋转检测电路不再单独设置，在再启动时用来自脉冲发生电路的模拟脉冲使之成为强制启动模式的实例。

图67示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例21的整体结构图。

在本实施例中，位置信号3a、3b、3c、计数器值7a、7b、7c、脉冲发生电路6输出的模拟脉冲6a输入到换向电路9。换向电路9有借助此模拟脉冲6a进行复位，并转换到启动模式。

在上述这样的结构中，正常旋转中用任何负载使转子停止后，从脉冲发生电路6输出模拟脉冲6a模拟脉冲6a输入到换向电路9。在换向电路9中借助此模拟脉冲6a进行复位，并转换到启动模式。因而到正常旋转为止，通过计数器值7a、7b、7c的组合输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。

实施例22

本实施例，所谓绕组电压检测使用另外的单独一个位置检测元件，通过将此信号和用绕组电压的位置检测配合能可靠地得到方向正确的驱动信号。

图68示出本发明的三相无刷马达驱动装置的实施例22的整体结构图。300是用以检测转子的位置，输出被脉冲化了的位置信号300a的位置检测器，301是从输入信号的上升边缘保持输出的保持电路。

在图68中，位置信号300a输入到保持电路301。在本实施例中，如图69所示，位置信号300a与位置信号3b错开π/6电角度。而且无刷马达多通电稳定点位于图中虚线处，与位置信号300a的上升边缘和下降边缘的位置一致。

图68中的保持电路301将马达旋转信号5a成为高电平后的位置信号300a的值一直保持到马达旋转信号5a成为低电平时为止。例如马达旋转信号5a成为高电平后的位置信号300a为高电平时，则保持电路的1输出301a一直保持高电平直到马达旋转信号5a成为低电平为止。保持电路301的输出301a输入到换向电路9和记载在图71中的计数器电路7内的脉冲选择电路256。

换向电路9参照保持电路的输出值301a和计数器值7a、7b、7c输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。图70示出本实施例中的保持电路的输出301a、计数器值7a、7b、7c、驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f的逻辑关系实例。

图71示出本实施例中的计数器电路7的结构。上升边缘检测电路250、252、254，下降边缘检测电路251、253、255和6进计数器257均与上述实施例相同。

位置信号3a、3b、3c的上升边缘脉冲250a、252a、254a和下降边缘脉冲251a、253a、255a、模拟脉冲6a、保持电路的输出301a输入到脉冲选择电路256。脉冲选择电路256可以参照现有的计数器值7a、7b、7c和保持电路的输出301a，在正转时输出应被检测出的理论上的位置信号的边缘脉冲或者模拟脉冲6a。图72示出本实施例中的计数器值7a、7b、7c、保持电路的输出301a、如在正转时应被检出的理论上的边缘脉冲250a、252a、254a、251a、253a、255a的关系。由图72可见，例如在计数器值7a、7b、7c处于低·低·低而保持电路的输出301a为高电平时，输出边缘脉冲253a或模拟脉冲6a，例如即使输入另一边缘脉冲250a，也要被掩码。

下面对本实施例的无刷马达的工作进行说明。首先，在马达旋转信号5a成为高电平后，对保持电路的输出301a为高电平的情况用图73说明。保持电路的输出301a为高电平时，由图70可见将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定为高·低·高·低·低·高。因而无刷马达的转子正转，顺次转换通电进行启动。

而且在马达旋转信号5a成为高电平后，关于保持电路的输出301a为低电平的情况用图74说明。保持电路的输出301a为低电平时，由图70可见换向电路9将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定为高·高·低·低·高·低。因而无刷马达的转子正转，顺次转换通电进行启动。

实施例23

本实施例是使启动或再启动时更可靠的实例。

图75示出本发明的三相无刷马达驱动装置的第23个实施例的整体结构图。302是用以检测输入信号的上升边缘或下降边缘的边缘检测电路。

换向电路9按照保持电路的输出301a，在马达旋转信号5a为高电平后进行通电。保持电路的输出301a为高电平时V-W相通电，为低电平时W-V相通电。而第一次换向是按照边缘检测电路302的输出脉冲302a和保持电路的输出301a进行换向。保持电路的输出301a为高电平时U-W相通电，为低电平时W-U相通电。而在其以后的换向参照位置信号3a、3b、3c输出驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f。位置信号3a、3b、3c与驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f的逻辑关系实例与图22相同。

下面对本实施例的无刷马达的工作进行说明。首先，对在马达旋转信号5a成高电平后保持电路的输出301a为高电平时的情况用图76说明。在保持电路的输出301a为高电平时，为使V-W相通电可由图21将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定为高·低·高·低·低·高。因而转子正转，在检测出边缘检测电路302的输出脉冲302a时进行第一次换向。由于保持电路301a为高电平，为使U-W相通电，可由图21将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定成低·高·高·低·低·高。而在其以后的换向可参照位置信号3a、3b、3c顺次转换通电，转子正转。

对于马达旋转信号5a成为高电平后，保持电路的输出301a为低电平的情况用图77说明。保持电路的输出301a为低电平时，为使W-V相通电，由图21将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定为高·高·低·低·高·低。转子正转，在输出边缘检测电路302的输出脉冲302a时进行第一次换向。由于保持电路的输出301a为低电平，为使W-U相通电，可由图21将驱动信号9a、9b、9c、9d、9e、9f设定成高·高·低·高·低·低。而在其以后的换向，参照位置信号顺次转换通电，转子正转。

在本说明书中对权利要求1-19分别示出各自的实施例，很显然，将它们相互组合也能获得令人满意的效果。

实施例24

图78是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。在图78中与图1相同的结构部件用同一编号。

在图78中，406是启动电路，409是速度误差检测电路，它用计数器计测已实例的速度信号3d的周期，把指令值和计测值之差的周期误差作为速度误差信号409a输出。410是速度误差补偿滤波器，它将速度误差信号409a为0的电流指令值410a输出到电流供给电路411。电流供给电路411由图1所示的电阻10、电桥电路11、缓冲放大器212、电阻213、驱动晶体管214组成，它按照驱动信号9a-9f将规定的驱动电流供给电机绕组12、13、14。

关于构成本发明的重要装置的转子位置信号检测电路4的端子电压校正电路1、比较电路2、波形整形电路3的结构和工作已在实施例1中说明。

图79是表示正常旋转状态中的端子电压校正电路1的各部分的信号波形图。

此端子电压校正电路1的具体工作也在实施例1中说明。用式(1)-(3)说明校正工作。

由于从通电状态转换为不通电状态时产生的脉冲状的电压变动是转子位置误检测和噪声的原因，所以需要波形整形电路3。这种例子在实施例7中示于图17。

图80示出波形整形电路3的另一种结构。

图中180是闩锁电路，181-186是D触发器，187-189是异或电路，190是或电路。而421是掩码信号发生电路，422是是时器。图81是表示在正常旋转状态的端子电压波形及波形整形电路各部分的信号波形，图82是图81中的T0-T₁时刻间的放大图。

用上述各图说明本实施例的波形整形电路的具体工作。

向波形整形电路输入的输入信号是由比较电路2输出的逻辑信号2a、2b、2c。逻辑信号2a、2b、2c是比较已校正的各端子电压而得到的，所以如图81所示产生振荡。

逻辑信号2a、2b、2c首先输入闩锁电路180。闩锁电路180是与启动端子180a的状态对应进行工作的电路。在初期状态，由掩码信号发生电路421输出的掩码信号421a是高电平，逻辑信号2a、2b、2c原封不动地输入到各D触发器181、183、185。D触发器181-186和异或电路187-189构成两边缘微分电路，在逻辑信号2a、2b、2c的上升边缘和下降边缘的定时处，异或电路187-189输出微分脉冲198、199、200。

在T2时刻，已校正的端子电压1a和1c的电压电平一致而2a的极性变化时，用两边缘微分电路检测边缘，产生微分脉冲198b。异或电路187-189的输出信号用或电路190合成变成逻辑脉冲信号3d，输入到掩码信号发生电路421和定时器422。掩码信号发生电路421使逻辑脉冲信号3d的上升边缘成为触发信号，使掩码信号421a成为低电平。定时器422在逻辑脉冲信号3d的上升边缘处初始化，定时值422a成为0。然后定时器422与所输入的时钟脉冲同步进行计数完了工作。

由于启动端180a成为低电平，闩锁电路180闩锁逻辑信号2a、2b、2c。随后，掩码信号发生器421监视定时器422的定时值422a、如定时值422a为规定值，则使掩码信号421a成为高电平。闩锁电路180因启动端子180a成为高电平而解除闩锁。

D触发器182、184、186的输出信号成为已被波形整形的转子位置信号3a、3b、3c，输入到下一级的换向电路9，进行换向工作。一进行换向工作时，由于驱动晶体管进行开关、在U相端子电压波形上发生尖峰状的电压变动，结果，在不希望的位置上，尖峰状噪音2d发生在2b上。然而在尖峰状噪音2d产生时刻，向闩锁电路的数据输入由于从掩码信号发生电路输出的掩码信号421a而被截止。因而，尖峰状噪音2d被闩锁电路180掩散，在已波形整形的转子位置信号3a、3b、3c上不产生尖峰状噪音。这就可获得稳定的转子位置信号3a、3b、3c，按照此转子位置信号驱动电机绕组使转子旋转。

尽管在本实施例中记述的是适用于三相无刷马达的实例，但很明显不限于3相，对多相无刷马达也都能适用。

实施例25

本实施例有这样的结构，即能在与马达相应的指令转数不同时，与指令转数成比例地变化使实施例1中所说的掩码信号421a维持低电平的时间T₃。

本实施例的无刷马达用的驱动电路整体结构与实施例24相同。但如下述具有使输向定时器的指令转数(CLK)变化的结构。

参照图83、图84、图85说明本实施例的掩码信号发生电路421和定时器422的工作。像在实施例24中所说明的那样，一旦检测出逻辑信号2a、2b、2c的上升边缘或下降边缘并产生逻辑脉冲信号3d，掩码信号发生电路421就使逻辑脉冲信号3d的上升边缘成为触发信号，使掩码信号421a成为低电平。定时器422在逻辑脉冲信号3d的上升边缘被初始化，定时值422成为0。随后，定时器422与所输入的时钟脉冲的上升边缘同步进行计数完了工作。然后，掩码信号发生电路421监视定时器422的定时值422a，如定时值422a为N(在图83中N＝10)，则使掩码信号421a成为高电平。时钟的周期为T₄时，掩码信号421a在T₄×10期间维持低电平。

下面从图83的状态对指令转数成为2倍的情况进行说明。如图84所示将CLK(从无刷马达用驱动电路的外部输入)的周期设定为T₄/2。因此，掩码信号421a维持低电平的时间为T₄×5。或者如图85所示，输入到定时器的时钟周期仍归是T₄，将N值变为5。因而掩码信号421a维持低电平的时间与改变时钟周期时的情况相同为T₄×5。这样，按照指令转数掩码信号改变维持低电平的时间。

实施例26

本实施例对这样一种无刷马达用驱动电路的结构和工作进行说明，这种驱动电路在启动时不受负载的影响，能用短时间启动，而且即使因工作中任何原因使旋转异常必须再启动时也能用短时间稳定地再启动。本实施例的情况已在实施例8中说明，在本实施例中只以启动或再启动为主进行说明。

本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构与图78相间。在此对实现本发明的重要手段的启动电路的结构如工作进行如下的说明。本实施例的新型结构要素是模拟脉冲发生电路431和再启动脉冲发生电路432。其它构成要素与实施例8的图23等所示的相同。

图78中记载的马达旋转信号5a是从无刷马达用驱动电路外部输入的信号，启动时表示旋转，截止时表示停止。在本实施例中将启动作为高电平，截止作为低电平。

图86示出启动电路406的一个具体结构的实例。转子位置信号3a、3b、3c分别输入到上升边缘检测电路250、252、254、下降边缘检测电路251、253、255和正常旋转检测电路265，而上升边缘检测电路250、252、254和下降边缘检测电路251、253、255分别输出上升、下降边缘脉冲250a-255a。这些被检测出的边缘脉冲输入到脉冲选择电路256，从脉冲选择电路输出的选择脉冲256a输入到模拟脉冲发生电路431。

从模拟脉冲发生电路431输出的脉冲列431a输入到6进计数器257。输入到6进计数器257的脉冲数和输出值的逻辑关系实例与图24所示相同。图中输入脉冲数为6以上时，计数器值7a、7b、7c再次由低·低·低计数。从6进计数器257输出的计数器值输入到脉冲选择电路256、正常旋转检测电路265，和图78所示的换向电路9。从正常旋转检测电路265输出的旋转异常信号265b输入到再启动脉冲发生电路432。而且马达旋转信号5a输入到再启动脉冲发生电路。从再启动脉冲发生电路432输出的再启动脉冲7e如图78所示输入到换向电路9。

脉冲选择电路256在用图7的逻辑使转子正转时，将所输入的边缘脉冲250a-255a原封不动地作为脉冲列输出。也就是说，在所输入的边缘脉冲的种类与计数器值7a、7b、7c的关系满足图25的关系时，照原样输出所输入的边缘脉冲，掩码其它时间输入的边缘脉冲。然而由于在反转时计数器值7a、7b、7c与边缘脉冲的关系和正转时不同，所输入的边缘脉冲被掩码。

模拟脉冲发生电路431是在规定时间内选择脉冲列256a从脉冲选择电路256顺次输入时照原样输出脉冲列，而在脉冲列未在规定时间输入时产生模拟脉冲的电路。图87示出模拟脉冲发生电路431的一个具体结构例，图88是表示模拟脉冲发生电路431的工作定时图。

在图87中，433是计数器、434是门电路，435是上升边缘检测电路、436是延时电路，437是或电路。计数器433在脉冲列431a初始化，与输入时钟同步计数完了。门电路434将计数器值433a译码，在已译码的值比设定值小时输出低电平的信号，比设定值大时输出高电平的信号。然而，选择脉冲265a如不在规定时间从脉冲选择电路256输入，门电路的输出信号434a成为高电平，用上升边缘检测电路435检测上升边缘，所检出的边缘脉冲用延时电路436延迟，再将其作为图88的模拟脉冲436b输出。

正常旋转检测电路256是监视在实施例9中所说的转子是否正常正转的电路。

再启动脉冲发生电路432是从启动后或再启动后到经过规定时间为止，都掩码旋转异常信号256b，在经过规定时间以后检出旋转异常信号的上升边缘，将其作为再启动脉冲输出的电路。

图89示出再启动脉冲发生电路的一个结构实例。

在图中，440、444是上升边缘检测电路，441、446是或电路，442是计数器，443是门电路，445是与电路。计数器442用马达旋转信号5a的上升边缘或再启动脉冲7e初始化，并和或电路446的输出同步计数完毕。门电路443将计数器值442a译码，已译码的值比设定值小时输出低电平信号，比设定值大时输出高电平信号。然而从启动后或再启动后到经过规定时间为止，旋转异常信号265b都被掩码，而在经过规定时间之后，旋转异常信号的上升边缘作为再启动脉冲输出。

对本实施例的无刷马达的启动工作进行说明。下面将低电平记作L，将高电平记作H。马达旋转信号5a成为高电平后，由于计数器值为LLL，由图27可知驱动信号9b成为L，9f成为H，由图7可见V-W相通电。这时，存在无刷马达的转子正转，转子位置信号变化、转子反转、转子位置信号变化，或者停止在通电稳定点，位置信号不变化三种情况。

首先对转子正转的情况进行说明。这时以实施例8的图28所示的各部分信号波形为例。像在实施例8的相应部分所说明的那样，检测出边缘脉冲253a，或者用模拟脉冲发生电路只在产生模拟脉冲436b时6进计数器257计数。转子一旦沿正转方向旋转，由于在电机绕组上产生的反电动势电压，使端子电压U、V、W变化，转子位置信号3a、3b、3c成为HLL，如图中(A)，检测出边缘脉冲253a。因而，6进计数器257计数完毕，计数器值7a、7b、7c成为HLL，由图7图27可见，换向电路9为使U-W相通电，将驱动信号9a-9f设定成LHHLLH。而模拟脉冲发生电路431作为其输出431a，连续产生图28的7d所示的波形，然后，直到正常旋转为止，按照计数器值7a、7b、7c的组合，以图27所示的关系，顺次转换通电相，启动无刷马达。

下面对转子反转的情况进行说明。这时也与实施例8的图29所示的各部分的信号波形一样。像在实施例8中说明的那样，转子一旦反转，转子位置信号3a变化，检测出图中(B)所示的边缘脉冲251a。但因计数器值的关系被脉冲选择电路256掩码。然而如用模拟脉冲发生电路431内的门电路434不能在所设定的规定时间t₁内检测出边缘脉冲253a，则如图中(C)所示，从模拟脉冲发生电路431输出与模脉冲6a相当的431a。6进计数器257根据此模拟脉冲431a使计数结束，计数器值7a、7b、7c成为HLL。而换向电路9与计数器值7a、7b、7c对应，为使U-W相通电，将驱动信号9a-9f设定为LHHLLH。因而转子正转，然后，与正转时同样，直到正常旋转为止，按照计数器值7a、7b、7c的组合，以图27所示的关系，顺次转换通电相，启动无刷马达。

下面对转子不动，转子位置信号不变化的情况进行说明。与反转时同样，由于在规定时间t₁以内不能检测出边缘脉冲253a，从模拟脉冲发生电路431输出模拟脉冲(与6a相当)。因而与反转时同样，6进计数器257计数该模拟脉冲，换向电路数通电相转换为U-W相，然后直到正常旋转为止，按照计数器值7a、7b、7c的组合，以图27所示的关系，顺次转换通电相，启动无刷马达。

在这样的结构中，用图90说明正常旋转中因任何负载使转子停止时的实例。在图90中，认为在(D)以后转子停止。这时，检测出脉冲431c后，经过模拟脉冲发生电路431内的门电路434所设定的时间t₁后，用模拟脉冲发生电路431内的延时电路436输出模拟脉冲436b。因而模拟脉冲436b作为由模拟脉冲发生电路431输出的脉冲列431a的脉冲输出，计数器值7a、7b、7c从LHL变化成LLH。在正常旋转中为上所述由于借助转子位置信号3a、3b、3c的组合输出驱动信号9a-9f，即使计数器值7a、7b、7c变化，也不转换通电相。因而，计数器值7a、7b、7c与转子位置信号3a、3b、3c的关系变成不满足图31的关系，来自正常旋转检测电路265的旋转异常信号265b成为高电平。

这时为在启动和再启动后经过规定时间，用再启动脉冲发生电路432检测出旋转异常信号上升边缘，作为再启动脉冲7e输出。再启动脉冲输入换向电路9，换向电路转换成启动模式。

由于在启动模式时换向电路有与计数器值7a、7b、7c的组合相应输出驱动信号9a-9f的结构，由图7、图27可见，驱动信号9a-9f成为HHLLHL，W-V相通电。由于W-V相通电，转子正转，转子位置信号3a、3b、3c变化成LLH，由于计数器值7a、7b、7c与转子位置信号3a、3b、3c的关系满足图31的关系，旋转异常信号256b成为低电平。此后，如在图28、图29所述，直到正常旋转为止，按照计数器值7a、7b、7c的组合，以图27所示的关系顺次转换通电相，启动无刷马达。

实施例27

本实例对设置用以从启动模式转换为正常旋转模式的转换装置的无刷马达用驱动电路的结构和工作进行说明。

图91示出设置了转换装置的启动电路406B的一个具体结构例。上升边缘检测电路、下降边缘检测电路、脉冲选择电路、模拟脉冲发生电路、6进计数器、正常旋转检测电路、再启动脉冲发生电路都与实施例26的电路相同。作为新型结构要素的450是转换信号发生电路，它在用换向电路9输出驱动信号9a-9f时，输出参照计数器值7a、7b、7c和转子位置信号3a、3b、3c的哪一个进行转换的转换信号450a。

本实施例的换向电路9在转换信号450a为低电平时参照计数器值7a、7b、7c，转换信号450a为高电平时参照转子位置信号3a、3b、3c。下面对转换信号发生电路450进行说明。

在本实施例中，马达旋转信号5a和再启动脉冲432a输入到转换信号发生电路450。转换信号450a输入到换向电路9。

图92示出转换信号发生电路450的一个具体结构例。

在图中，451是上升边缘检测电路、452、455是或电路、453是计数器，454是门电路。

图93是表示转换信号发生电路450的工作的各部分信号波形的实例。计数器453用马达旋转信号5a的上升边缘，或者用再启动脉冲初始化，与或电路455的输出455a同步结束计数。门电路454译码计数器值453a，已译码的值比设定值小时，输出低电平信号，比设定值大时输出高电平信号。因而转换信号450a从启动后或再启动后到经过规定时间为低电平，在其以后为高电平。转换信号450a输入到换向电路9，换向电路9按照转换信号450a转换所参照的数据。

实施例28

本实施例是对与以往的速度误差补偿滤波器相比改善了低频放大特性的速度误差补偿滤波器的无刷马达用驱动电路的结构进行说明。因为本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构与图1或图78相同，不另说明。下面对实现本发明的重要手段的速度误差补偿滤波器的结构进行说明。

图94是在通过模拟·滤波构成速度误差补偿滤波器时的传输方框图。

在图中460是比例·积分(PI)滤波器，461是一次延迟滤波器、462是增益元件或系数放大器，463是加法器，464是一次延迟滤波器。

由速度误差检测电路409输出的速度误差信号409a输入到速度误差补偿滤波器的输入端子X。从输出端子Y输出的滤波器输出作为输向电机绕组的电流指令值410a加到电流供给电路411。与图123所示的已有技术的滤波器结构的不同点是将作为输入的速度误差信号409a经由新的一次延迟滤波器461与PI滤波器460的输出相加。这时速度误差补偿滤波器的传输函数GC(s)为式(6)的形式。

GC(s)＝[KP(1+1/TIS)+Kw/(1+TAs)]

       ·1/(1+TLs)    ····(6)

图95是在KP＝1 TI＝1/(2π×10) Kw＝1TA＝1/(2π×5) TL＝1/(2π×60)时，速度误差补偿滤波器的开环特性的模拟结果。在已有的滤波器结构中KP＝1 TI＝1/(2π×10) TL＝1/(2π×60)时的模拟结果用虚线绘于图95中。按照本发明所提出的滤波器结构，低频放大特性得到改善。

图94示出通过模拟·滤波构成时的实例，当然通过数字·滤波构成也是可能的。

图96是通过数字·滤波构成速度误差补偿滤波器时的传输方框图。

在图中，470-472是将信号延迟1取样时间的延时元件，473-479是增益元件，480-483是加法器。由延时元件471，增益元件476、477、加法器481、482构成PI滤波器484，由延时元件470、增益元件473-475、加法器480构成一次延迟滤波器485，由延时元件472、增益元件478、479、加法器483构成一次延迟滤波器486。这时速度误差补偿滤波器的传输函数GC(Z)如式(7)。

GC(z)＝[KP+KI/(1-z-1)+Kw(1-KA)/(1-KA Z-1)]

·(1-KL)/(1-KL Z-1)···(7)

实施例29

在本实施例中对与以往的速度误差补偿滤波器相比其低频放大特性得到改善的速度误差补偿滤波器的其它实施例进行说明。

图97是通过模拟·滤波构成速度误差补偿滤波器时的传输方框图。

在图中，与实施例28相同的部件用同一编号表示。与已有技术中的速度误差补偿滤波器的结构的不同点是将速度误差信号409a为其输入的新的一次延迟滤波器461的输出与PI滤波器和一次延迟滤波器的串联电路的输出相加。这时速度误差补偿滤波器的传输函数GC(S)如式(8)。

GC(s)＝KP(1+1/TIs)·1/(1+TLs)+Kw/(1+TAs)

                  ···  (8)

图98是在KP＝1、KI＝1/(2π×10) Kw＝1 TA＝1/(2π×5)TL＝1/(2π×60)时，速度误差补偿滤波器的开环特性的模拟结果。已有的滤波器结构中KP＝1 TI＝1/(2π×10)、TL＝1/(2π×60)时的模拟结果用虚线绘在图98中。按照本发明的建议的滤波器结构，改善了低频放大特性。

图97示出通过模拟·滤波构成时的实例，当然通过数字·滤波构成也是可能的。

图99是通过数字·滤波构成速度误差补偿滤波器时的传输方框图。

在图99中，与实施例28相同的部件用同一编号表示。487、488是加法器。这时速度误差补偿滤波器的传输函数GC(Z)如式(9)。

GC(Z)＝[KP+KI/(1-z-1)]·(1-KL)/(1-KL z-1)

       +Kw(1-KA)/(1-KA z-1)    ···(9)

实施例30

在本实施例中，对在指令旋转数不同时，能转换速度误差检测电路的目标旋转速度和速度误差补偿滤波器的增益元件的增益的无刷马达用驱动电路进行说明。

图100是表示本发明的无刷马达用驱动电路的第30个实施例的整体结构方框图。

在图100中，与图78中的相同构成部件用同一编号表示。490是输入模式转换信号490a的输入端子。模式转换信号490a是从无刷马达用驱动电路外部输入的信号，是用以转换马达转数的二进制信号。

在以上实施例中说明了的波形整形电路3中，由或电路输出的逻辑脉冲信号3d是在正常旋转时在一定时间间隔得到的信号。因而能将此逻辑脉冲信号3d作为用以控制旋转速度的速度信号使用。

图101示出速度误差检测电路409的一个具体结构实例。

在图中491、492是初值寄存器，493是选择器，494是计数器。初值寄存器491、492是存储目标旋转速度的寄存器，在本实施例中，为与两种指令转数对应，有二个初值寄存器。选择器493与模式转换信号490a的逻辑电平相应转换两种初值寄存器491、492。计数器494在逻辑脉冲信号3d的上升边缘时刻，输入用选择器493选择的初值，计算时钟脉冲数。

例如，对在正常旋转时与逻辑脉冲信号3d的周期为1msec和0.5msec二种指令转数(分别记为指令转数A、指令转数B)相对应的情况进行说明。

时钟脉冲的频率为(1MHz)，模式转换信号490a使在高电平时与指令转数A时应，在低电平时与指令转数B对应。初值寄存器491设定为-1000，初值寄存器492设定为-500。在这样的结构中，模式转换信号490a为高电平时，选择器493选择初值寄存器491，在计数器494逻辑脉冲信号3d的上升边缘时刻寄存初始值-1000。然后，计数器494计数完时钟脉冲，在逻辑脉冲信号3d的周期比1msec短时将负值作为速度误差信号490a输出，逻辑脉冲信号3d的周期比1msec长时，将正值作为速度误差信号409a输出。

一方面，在模式转换信号490a为低电平时，选择器493选择初值寄存器492，计数器494在逻辑脉冲信号3d的上升边缘时刻输入初始值-500。然后，计数器494与时钟脉冲同步计数完毕，逻辑脉冲信号3d的周期比0.5msec长时，将正值作为速度误差信号409a输出。

实施例31

在上述实施例中，对指令转数改变时的速度误差检测电路409的工作进行了说明。但是，当转换目标旋转速度时，存在随指令转数的不同检测灵敏度也改变的问题。在本实施例中为了克服此问题采用了速度误差补偿滤波器的增益元件也转换这样的结构。

图102示出转换速度误差补偿滤波器的增益元件时，PI滤波器484A的方框图。

在图102中，与实施例28中所示的图96中相同结构元件用同一编号表示。495、496是与其它的指令转数对应而新设置的增益元件。497 498是选择器。选择器497、498与模式转换信号409a的逻辑电平对应，分别选择增益元件476、495和元件477、496中的一个的输出。同样，一次延迟滤波器485、486的增益元件也用模式转换信号490a转换。

当然也可以用其他一般的转换增益的方法。

在本实施例中记述了用1比特的二进制信号转换指令转数的实例，进而在多个指令转数的场合使用用N比特的二进制信号转换的结构也是可能的。

实施例32

本实施例将对本发明的无刷马达用驱动电路中，转换通电相的定时与增减供给电机绕组电流量的定时之间的关系予以说明。

本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构与图78相同。

图103是表示本发明的无刷马达用驱动电路正常运转时的工作定时图。参看图103进行说明。

在图中，3a、3b、3c是转子位置信号、9a-9f是驱动信号、3d是表示速度的逻辑脉冲信号、409a是速度误差信号，410a是电流指令值。

在正常旋转时，驱动信号9a-9f根据转子位置信号3a、3b、3c来生成。而且在正常旋转时通电相的转换按图示的定时进行。

逻辑脉冲信号3d是转子位置信号3a、3b、3c两边缘的微分脉冲。速度误差检测电路409计测速度信号3d的周期，将目标值和计测值之差的周期误差作为速度误差信号409a在图103所示的定时输出。速度误差信号409a输入到速度误差补偿滤波器410。速度误差补偿滤波器410进行使速度误差信号409a为0的滤波器运算。

在滤波器演算时，由于要求规定的演算时间，电流指令值410a随速度误差信号409a变化和所经过的演算时间而变化。电流供给电路411根据电流指令值410a来调节供给电机绕组的电流量。

像上述那样，在本发明的无刷马达用驱动电路中，使通电相的转换定时与增减电机绕组电流的定时同步，电机绕组电流的增减随经过换向后演算时间来进行。

实施例33

在本实施例中，对在启动和再启动期间能向电机绕组供给最大电流的无刷马达用驱动电路进行说明。

图104是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。也就是说，本结构是已在实施例27中所说的转换信号450a输入到速度误差补偿滤波器410的结构。

图105示出速度误差补偿滤波器的一个结构例。

在图中，600是微型控制器、601是D/A变换器，602是由微型控制器600内的寄存器0-寄存器N构成的寄存器群。

微型控制器600输入由速度误差检测电路409输出的速度误差信号409a，进行如实施例28，29所示的滤波器演算，将该演算结果收存储在寄存器N中。微型控制器600进而将存储在寄存器N中的值在规定时刻输出到D/A变换器601。存储在寄存器N中的数值用D/A变换器601变换为模拟值，作为电流指令值401a输入到电流供给电路411。

转换起动模式和正常旋转模式的转换信号450a输入到微型控制器600。转换信号450a如在实施例27中所述，在启动后或再启动后经过规定时间为低电平信号，在其以后提高电平信号。微型控制器600在转换信号450a成为低电平时使寄存器N初始化，寄存器N的值设定为最大值。因而，在转换信号450a为低电平期间，电流指令值410a设定成最大设定值，在启动和再启动期间，供给电机绕组最大电流。

在本说明书中，对权利要求1-28分别用实施例示出，但很明显，将它们进行组合也能得到良好的效果。

实施例34

图106是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。在图106中，与图78相同结构的部件用同一编号表示。

在实施例27中所说的换向电路9在启动模式时参照计数器值7a、7b、7c输出驱动信号9a-9f、在正常旋转模式时参照转子位置信号3a、3b、3c输出驱动信号9a-9f。本实施例的换向电路610无论在启动模式时还是在正常旋转模式时都参照计数器值7a、7b、7c输出驱动信号9a-9f。计数器值7a、7b、7c与驱动信号9a-9f的逻辑关系与图27相同。

在本实施例中，对脉冲选择电路的另外的结构形式进行说明。图107示出与脉冲选择电路256有不同结构的脉冲选择电路109的一个具体结构实例。图中611-613是反转电路，614-625是三输入与电路、626是6输入或电路。

比较实施例8、26中的脉冲选择电路256和本实施例中的脉冲选择电路609。图108示出在马达定速反转时的转子位置信号3a、3b、3c、上升·下降边缘脉冲250a-255a、计数器值7a、7b、7c、脉冲选择电路256的输出信号256a、模拟脉冲发生电路431的输出信号431a等的定时图。

一方面，图109示出在马达定速反转时的转子位置信号3a、3b、3c、上升·下降边缘脉冲250a-255a、计数器值7a、7b、7c、脉冲选择电路609的输出609a、模拟脉冲发生电路431的输出431a等的定时图。

实施例8、26中的脉冲选择电路256是这样一种电路，它在输入的边缘脉冲250a-255a的种类与计数器值7a、7b、7c的关系满足图25的关系时，原封不动地输出已输入的边缘脉冲，而在其它时间将输入的边缘脉冲掩码。下面参照图108、109进行说明。假定计数器值的初值为LLL。图108、109中的(E)(F)(G)顺次检测出边缘脉冲255a、252a、251a。由于计数器值为LLL，脉冲选择电路256将253a以外的边缘脉冲掩码。因而在图中(E)(F)(G)检出的边缘脉冲255a、252a、251a被掩码。

同样，使用脉冲选择电路609，这些边缘脉冲也被掩码。由于在模拟脉冲发生电路431内经过所设定的规定时间t1后也不向模拟脉冲发生电路431输入，所以模拟脉冲发生电路431在图中(H)产生模拟脉冲。借助此模拟脉冲，6进计数器257完成计数，计数器值成为HLL。而在图中(I)检测出边缘脉冲254a。由于计数器值是HLL，在图中(I)输出的边缘脉冲254a未被选择电路256掩码，将原封不动输出。这样，脉冲选择电路256不能完全将反转时的边缘脉冲250a-255a掩码。

另一方面，在脉冲选择电路609中，由于在(I)处转子位置信号3a是L，在图中(I)输出的边缘脉冲254a被掩码。这样，由于本实施例的脉冲选择电路609能使计数器值与被输入的边缘脉冲的种类组合，再进一步配合转子位置信号3a、3b、3c的逻辑选择边缘脉冲，所以如图109所示，能将反转时的边缘脉冲250a-255a完全掩码。

实施例35

下面说明使转子驱动信号成为梯形波来减少杂音的实例。

图110是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。图中与图106相同结构的部件用同一编号表示。作为新元件，630是为了合成梯形波状的驱动信号所必须的输出多个逻辑信号630a-630g的逻辑电路，631是按照来自逻辑电路的输出信号603g进行电容器充放电的充放电电路，632是由充放电电路的输出信号631a和逻辑电路的输出信号630a-630f合成梯形波状的驱动信号632a-632f的梯形波合成电路。

梯形驱动信号生成电路633由上述逻辑电路630、充放电电路631、梯形波合成电路632等构成。

图111示出逻辑电路630的一个具体结构实例。在图中，635-643是与电路，644是三输入或电路。逻辑电路630的输出信号630a-630g的工作波形如图113所示。

图112示出充放电电路631的一个具体结构实例。在图中，645、646是恒流源、647是电容器。SW1在逻辑电路630的输出信号630g为高电平时导通，为低电平时断开。对充放电电路631的工作进行说明。逻辑电路的输出信号630g为低电平时SW₁断开，电容器647用恒定电流I3充电。另一方面，逻辑电路630的输出信号630g为高电平时SW₁导通，电容器647用恒定电流I3放电。充放电电路631的输出信号631a成为图113所示的梯形波状信号。

充放电电路631的输出信号631a、逻辑电路630的输出信号630a-630f输入到梯形波合成电路632。

梯形波合成电路632的一个具体结构实例示于图114。在图中，648-651是反转放大器电路，652-657是“与非”门电路。充放电电路631的输出信号631a与逻辑电路630的输出信号630a-630f的工作电压范围相同，Vref是工作电压范围的中心电压。充放电电路631的输出信号631a输入到反转放大器电路648的反转输入端子，基准电压Vref输入到非反转输入端子，以Vref为基准，得到将631a反转的梯形波。同样，用反转放大器电路649、650、651，得到以Vref为基准将630a、630c、630e反转的信号。

下面对梯形波合成电路632的具体工作，参照附图进行说明。在此着重对合成梯形驱动信号632a的部分进行说明。

SW2、SW3、SW4分别在630d、630f、652a为高电平时导通，为低电平时断开。652a是“与非”门电路652的输出信号。由于在示于图113的Ta期间630d为高电平、630f为低电平，652a为低电平，所以只有SW₂导通，梯形驱动信号632a成为充放电电路631的输出信号631a。由于在Tb期间，630d为低电平，630f为低电平，652a为高电平，所以只有SW₄导通，梯形驱动信号632a成为以Vref为基准将630e反转的信号。由于在Tc期间630d为低电平，630f为高电平，652a为低电平，所以只有SW₃导通，梯形驱动信号632a成为以Vref为基准反转631a的梯形波。由于在Td期间630d为低电平、630f为低电平，652a为高电平，所以只有SW₄导通，梯形驱动信号632a成为以Vref为基准反转630e的梯形波。

如上所述，合成梯形驱动信号632a。也可用同样程序合成梯形驱动信号632b-632f。这样，梯形驱动信号生成电路633可以从驱动信号9a-9f的上升·下降边缘时刻开始的上升倾斜部分和下降倾斜部分形成梯形驱动信号632a-632f。

实施例36

在本实施例中对能与从外部输入的指令转数对应改变梯形驱动信号632a-632f的倾斜时间的无刷马达用驱动电路进行说明。

图115是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。在图中，与图110同一结构部件用同一编号表示。在图115中，660是输入模式转换信号660a的端子，661是与充放电电路631有不同结构的充放电电路。模式转换信号660a是从无刷马达驱动电路外部输入的信号也是与指令转数对应地变化极性的二进位信号。

图116示出充放电电路661的一个具体结构例。在图中，662是反转电路、663、664是恒流源。SW₅、SW₇在模式转换信号660a为高电平时导通，为低电平时断开。SW₆、SW₈在模式转换信号660a为低电平时导通，为高电平时断开。

对模式转换信号660a为高电平时充放电电路661的工作进行说明。

逻辑电路的输出信号630g为低电平时SW₁断开，电容器647用恒定电流I3充电。另一方面逻辑电路630的输出信号630g为高电平时，SW₁导通，电容器647用恒定电流I3放电。逻辑电路630的输出信号630g和充放电电路661的输出信号661a的关系在图117中用632a的H表示。

在模式转换信号660a为低电平时，当逻辑电路的输出信号630g为低电平时，电容器647用恒定电流I4充电，当逻辑电路630的输出信号630g为高电平时，电容器647用恒定电流I4放电。

一旦设定I4＝0.5×I3，充放电电路661的输出信号661a在图117中用632a的L表示，梯形波的倾斜时间加倍。充放电电路661的输出信号661a输入到梯形波合成电路632，用在实施例35中所说的程序生成梯形驱动信号632a-632f。这样，如能与指令转数对应地转换模式转换信号660a，则与从外部输入的指令转数对应地变化梯形驱动信号632a-632f的倾斜时间是可能的。

实施例37

由梯形驱动信号生成电路633生成的梯形驱动信号632a-632f的上升倾斜部分和下降倾斜部分从驱动信号9a-9f的上升·下降边缘时刻开始。因而，驱动电流的转换点从理想的换向时刻延迟，使转矩发生效率下降。在本实施例中，对由各相端子电压或多相间电压差检出的转子位置信号的相位与梯形驱动信号的倾斜时间对应地变成超前相位的无刷马达用驱动电路的结构和工作进行说明。

图118是表示本实施例的无刷马达用驱动电路的整体结构方框图。图中与图110相同结构的部件用同一编号表示。在图118中，作为新元件的670是与比较电路2有不同结构的比较电路。

图119示出比较电路670的一个具体结构例。在图中，671-685是电阻，686-688是差动放大电路。

下面说明比较电路670的具体工作。

作为一个例子，研究电阻671-685设定为图119所示值的情况。这时，差动放大电路686的输出信号686a是1a+1b-2×1c，差动放大电路687的输出信号687a是1b+1c-2×1a，差动放大电路688的输出信号688a是1c+1a-2×1b。

现在，1a、1b、1c为式(10)所示的相位错开2π/3的三相信号时，差动放大电路686、687、688的输出信号686a、687a、688a为式(11)(12)(13)所示。差动放大电路686、687、688的输出信号686a、687a、688a用各比较器85、86、87与Vref比较，得到逻辑信号670a、670b、670c。1a＝sinθ1b＝sin(θ+2π/3)1c＝sin(θ-2π/3)           (10)686a＝sinθ+sin(θ+2π/3)-2×sin(θ-2π/3)＝3×sin(θ+π/3)       (11)687a＝sin(θ+2π/3)+sin(θ-2π/3)-2×sinθ＝3×sin(θ+π)         (12)688a＝sin(θ-2π/3)+sinθ-2×sin(θ+2π/3)＝3×sin(θ-π/3)       (13)

这里再次说明比较电路2的具体工作。

考虑电阻70-81全部设定为10KΩ的情况。这时，差动放大电路82的输出信号为1a-1c，差动放大电路83的输出信号为1b-1a，差动放大电路84的输出信号为1c-1b，它们分别为式(14)(15)(16)。将差动放大电路82、83、84的输出信号记为82a、83a、84a。将差动放大电路82、83、84的输出信号82a、83a、84a分别用比较器85、86、87、与Vref比较，得到逻辑信号2a、2b、2c。82a＝sinθ-sin(θ-2π/3)＝3×sin(θ+π/6)     (14)83a＝sin(θ+2π/3)-sinθ＝3×sin(θ+5π/6)    (15)84a＝sin(θ-2π/3)-sin(θ+2π/3)＝3×sin(θ-π/2)     (16)

差动放大电路686、687、688的输出信号686a、687a、688a相对差动放大电路82、83、84的输出信号82a、83a、84a超前π/6相位。从而用比较电路670能得到比从比较电路2输出的逻辑信号2a、2b、2c超前π/6相位的逻辑信号670a、670b、670c。

在本实施例中，虽然只对将电阻671-685的值设定为图119所示的值进行了说明，但如改变电阻671-685，设定成另外的相位超前量也是可能的。这就能做到转子位置信号的相位超前，驱动电流的转换点与理想的换向时间一致。

还在本实施例中示出使用充放电电路631构成的实例，当然，使用充放电电路661来构成也是可能的。

由于本发明有如上述的结构，因而有如下的效果。

由于不用中性点，只在实际驱动期间校正由电机绕组电流决定的校正值，得到位置信号，所以有引出线少，相位不延迟就能决定准确的驱动定时的效果。

由于不用中性点，只在实际驱动期间校正由电机绕组电流决定的校正值，由各相间电压差得到位置信号，因而有引出线少，相位不延迟就能决定准确的驱动定时的效果。

由于从位置信号得到相应速度信号，则用上述简单的装置就有进行速度控制的效果。

由于将实际驱动期间作为驱动信号处于驱动状态的期间，所以还有相位延迟校正能更加正确的效果。

由于将各相间电压差校正的实际驱动期间作为驱动信号处于驱动状态的期间，所以还有相位延迟校正能更加正确的效果。

由于从电机绕组电流的检测用电阻上取出校正电压，所以还有相位延迟校正能更加准确的效果。

由于从电机绕组电流的检测用电阻上取出校正电压，所以还有各相间电压差的相位延迟校正能更加准确的效果。

由于闩锁位置信号作为新的位置信号，所以还有即使在检测信号上有杂音也能检测出准确位置信号的效果。

由于选择位置信号的上升·下降的边缘信号，再进行计数、组合作为驱动信号，进而在无输入时进行强制计数，所以有稳定启动的效果。

由于选择位置信号的上升·下降的边缘信号，再进行计数、组合作为驱动信号，在无输入时进行强制计数，在旋转异常时能再启动，所以有在旋转异常时也能再启动的效果。

由于用规定的时间进行起动·再起动时和正常时的转换，所以有能可靠地转移到正常运转的效果。

由于用计数器的计数器值进行启动·再启动时和正常时的转换，所以有能可靠地转移到正常运转的效果。

由于是在转子达某一速度才进行启动·再启动时和正常时的转换，所以有能可靠地转移到正常运转的效果。

由于是在检测位置信号为规定的组合才进行启动·再启动时和正常时的转换，所以有能可靠地转移到正常运转的效果。

由于是在电机绕组的驱动信号为规定的组合才进行启动·再启动时和正常时的转换，所以有能可靠地转移到正常运转的效果。

由于是在规定的时间、计数结束值、到达规定速度、检测位置信号或电机绕组的驱动信号为规定的组合等多个条件成立，才进行启动·再启动时和正常时的转换，所以有能更可靠地转移到正常运转的效果。

由于监视输向计数器的位置信号，在无输入时强制计数，在旋转异常时再启动，所以有旋转中出现异常也能再启动的效果。

由于用以某个电角度设定的另一位置检测器的位置号作为启动·再启动时的驱动信号，所以在启动时也有能可靠准确地启动的效果。

由于微分并闩锁比较端子电压得到的逻辑信号，在规定时间后解除闩锁，所以即使在检测信号上有杂音也有能得到准确的转子位置信号的效果。

由于使定时时间的长短可变，将适当的时间作为过度时间，具有掩码杂音而稳定地进行换向控制的效果。

由于在启动时，再启动时或旋转异常时只在规定时间转换到使马达正转的强制通电相，所以有不受负载条件影响，能在短时间可靠地启动的效果。

由于用定时设定从启动模式向正常旋转模式的转换，所以有能可靠地转换到正常旋转模式的效果。

由于PI滤波器和一次延迟滤波器并联连接而且将一次延迟滤波器与速度误差补偿滤波器串联，所以有能获得良好的低频干扰压缩特性的效果。

由于将使一次延迟滤波器串联连接到PI滤波器，而且一次延迟滤波器与速度误差补偿滤波器并联，所以有能获得良好低频干扰压缩特性的效果。

由于与输向马达的指令转数对应地转换速度误差检测器的目标值或速度误差补偿滤波器的增益，所以有不变化输入到速度误差检测器的基准时钟脉冲周期的效果。

由于在转换通电相后，在规定时间以内进行电机绕组的电流量的增减，所以有使反馈电流值来容易进行端子压校正的效果。

由于是在启动和再启动期间将最大电流供给电机绕组，所以有能在短时间可靠启动的效果。

由于选择转子位置信号的上升·下降边缘内的必要信号，用计算必要信号所得的计算器值驱动电机绕组，所以有能在短时间启动，还能可靠地转换到正常运转的效果。

由于可用梯形波状驱动信号，外加驱动电机绕组，因此具有减少换向噪声的效果。

由于通过来自外部的控制信号来变化梯形。波状的驱动信号的梯度，所以有即使马达转数变化也能有效地减少换向噪声的效果。

由于为使梯形波状驱动信号的大体梯度中心与换向定时一致，将转子位置信号的相位超前，所以有转矩发生效率不下降也能减少噪声的效果。

Claims (3)

1.一种无刷电动的驱动电路，其特征在于，包括：

速度检测装置，检测转子旋转的速度；

速度误差检测装置，把上述检测出的转子实际旋转速度与目标旋转速度之差作为速度误差信号而输出；

速度误差补偿滤波器，把上述检测出的速度误差信号作为输入，由比例·积分(PI)滤波器与一阶滞后滤波器的并联电路和把该并联电路的各输出相加值作为输入的一阶滞后滤波器的串联电路构成，把该相加的一阶滞后输出作为给电枢线圈的电流指令值。

2.根据权利要求1所述的无刷电动机的驱动电路，其特征在于，

根据给无刷电动机驱动电路的指令转数来改变上述速度误差检测装置的目标转速和上述速度误差补偿滤波器的增益。

3.根据权利要求1或2所述的无刷电动机的驱动电路，其特征在于，在起动和再起动期间，给电枢线圈提供最大电流。

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