JP2507688B2 - 直流モ―タ駆動回路 - Google Patents
直流モ―タ駆動回路Info
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- JP2507688B2 JP2507688B2 JP2203839A JP20383990A JP2507688B2 JP 2507688 B2 JP2507688 B2 JP 2507688B2 JP 2203839 A JP2203839 A JP 2203839A JP 20383990 A JP20383990 A JP 20383990A JP 2507688 B2 JP2507688 B2 JP 2507688B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、多相ブラシレス直流モータの駆動回路に係
り、特に集積回路（IC）化に適した直流モータ駆動回路
に関する。
り、特に集積回路（IC）化に適した直流モータ駆動回路
に関する。
（従来の技術） 第２図は、従来の３相ブラシレス直流モータＭおよび
IC化された駆動回路を示している。直流モータＭにおい
て、１は回転自在に支持されたマグネットよりなるロー
ター、L1〜L3は３相の駆動コイルである。モータ駆動回
路において、２は前記３相の駆動コイルL1〜L3の各誘起
電圧波形に対する所定の演算を行うことにより上記ロー
ター１の回転位置を検出する回転位置検出回路、３は上
記３相の駆動コイルL1〜L3に発生する逆起電圧に基ずい
てモータの回転数を検出する回転数検出回路、４は上記
回転数検出回路３の検出出力レベルを基準電圧Vrefと比
較し、両入力の差に応じた比較出力を生成する比較回
路、５は前記ローターを位置検出回路２の位置検出出力
に応じて前記３相の駆動コイルL1〜L3のうちの導通すべ
き駆動コイルを選択する転流制御回路、AA〜ACは前記比
較回路４の比較出力が上記転流制御顆路５を介して入力
され、上記転流制御回路５により選択された駆動コイル
に入力レベルに応じた駆動電流を供給する電流増幅回路
（駆動出力回路）である。
IC化された駆動回路を示している。直流モータＭにおい
て、１は回転自在に支持されたマグネットよりなるロー
ター、L1〜L3は３相の駆動コイルである。モータ駆動回
路において、２は前記３相の駆動コイルL1〜L3の各誘起
電圧波形に対する所定の演算を行うことにより上記ロー
ター１の回転位置を検出する回転位置検出回路、３は上
記３相の駆動コイルL1〜L3に発生する逆起電圧に基ずい
てモータの回転数を検出する回転数検出回路、４は上記
回転数検出回路３の検出出力レベルを基準電圧Vrefと比
較し、両入力の差に応じた比較出力を生成する比較回
路、５は前記ローターを位置検出回路２の位置検出出力
に応じて前記３相の駆動コイルL1〜L3のうちの導通すべ
き駆動コイルを選択する転流制御回路、AA〜ACは前記比
較回路４の比較出力が上記転流制御顆路５を介して入力
され、上記転流制御回路５により選択された駆動コイル
に入力レベルに応じた駆動電流を供給する電流増幅回路
（駆動出力回路）である。
なお、上記比較回路４は、電圧・電流変換機能を有す
る電圧比較回路からなり、その非反転入力端子（＋）に
前記基準電圧Vrefが入力され、その反転入力端子（−）
に回転数検出回路３の検出出力が入力され、この反転入
力端子（−）と接地電位との間に半固定抵抗VRおよびコ
ンデンサＣが並列に接続されている。そして、回転数検
出回路３→比較回路４は直流サーボ制御ループを構成し
ている。また、前記転流制御回路５は、例えば特開昭48
−172994号公報あるいは本願出願人の先願に係る特願昭
63−79359号（特開平１−252197号）などに記載されて
いるように構成されている。
る電圧比較回路からなり、その非反転入力端子（＋）に
前記基準電圧Vrefが入力され、その反転入力端子（−）
に回転数検出回路３の検出出力が入力され、この反転入
力端子（−）と接地電位との間に半固定抵抗VRおよびコ
ンデンサＣが並列に接続されている。そして、回転数検
出回路３→比較回路４は直流サーボ制御ループを構成し
ている。また、前記転流制御回路５は、例えば特開昭48
−172994号公報あるいは本願出願人の先願に係る特願昭
63−79359号（特開平１−252197号）などに記載されて
いるように構成されている。
上記構成の３相ブラシレス直流モータ駆動回路の動作
について、第３図乃至第６図に示す波形を参照しながら
説明する。
について、第３図乃至第６図に示す波形を参照しながら
説明する。
第３図は、モータの正回転時における３フイルムの駆
動コイルL1〜L3の転流タイミング（各相の位相差は120
°である）と、駆動電流が流れることによってコイルに
発生する逆起電圧電力の波形例を示している。また、第
４図は、モータの正回転時における３相の駆動コイルL3
〜L3の転流タイミングと駆動コイルL1〜L3に発生する逆
起電圧e1〜e3の波形例を示している。転流制御回路５に
おけるスイッチS1のオンのタイミングで、電流増幅回路
AAから駆動コイルL1に駆動電流が供給され、同様に、ス
イッチS2のオンのタイミングで、電流増幅回路ABから駆
動コイルL2に駆動電流が供給され、スイッチS3のオンの
タイミングで、電流増幅回路ACから駆動コイルL3に駆動
電流が供給される。この場合、逆起電圧e1〜e3の波形の
頂点部分でそれぞれ対応して駆動コイルL1〜L3に駆動電
流が供給される。上記逆起電圧e1〜e3の振幅はモータの
回転数が多くなるほど大きくなり、回転数が小さくなる
ほど小さくなる。回転数検出回路３は、３相の駆動コイ
ルL1〜L3に発生する逆起電圧に基ずいてモータ回転数に
比例した電流ISCを生成し、この電流ISCは半固定抵抗VR
に流れ込む。比較回路４の非反転入力端子（＋）には基
準電圧Vrefが入力されているので、反転入力端子（−）
は半固定抵抗VRの電圧降下が上記基準電圧Vrefに等しく
なるように帰還がかかる。
動コイルL1〜L3の転流タイミング（各相の位相差は120
°である）と、駆動電流が流れることによってコイルに
発生する逆起電圧電力の波形例を示している。また、第
４図は、モータの正回転時における３相の駆動コイルL3
〜L3の転流タイミングと駆動コイルL1〜L3に発生する逆
起電圧e1〜e3の波形例を示している。転流制御回路５に
おけるスイッチS1のオンのタイミングで、電流増幅回路
AAから駆動コイルL1に駆動電流が供給され、同様に、ス
イッチS2のオンのタイミングで、電流増幅回路ABから駆
動コイルL2に駆動電流が供給され、スイッチS3のオンの
タイミングで、電流増幅回路ACから駆動コイルL3に駆動
電流が供給される。この場合、逆起電圧e1〜e3の波形の
頂点部分でそれぞれ対応して駆動コイルL1〜L3に駆動電
流が供給される。上記逆起電圧e1〜e3の振幅はモータの
回転数が多くなるほど大きくなり、回転数が小さくなる
ほど小さくなる。回転数検出回路３は、３相の駆動コイ
ルL1〜L3に発生する逆起電圧に基ずいてモータ回転数に
比例した電流ISCを生成し、この電流ISCは半固定抵抗VR
に流れ込む。比較回路４の非反転入力端子（＋）には基
準電圧Vrefが入力されているので、反転入力端子（−）
は半固定抵抗VRの電圧降下が上記基準電圧Vrefに等しく
なるように帰還がかかる。
いま、モータ回転数が低下しようとすると、前記電流
ISCが小さくなって半固定抵抗VRの電圧降下が低下す
る。これにより、比較回路（電圧・電流変換機能を有す
る電圧比較回路）４は、反転入力端子（−）の電圧が非
反転入力端子（＋）の基準電圧Vrefよりも低下し、転流
制御回路５に送り込む電流を増加させ、これにより、３
相の駆動コイルL1〜L3の駆動電流を増加させ、モータ回
転数の低下を防止するようになり、いわゆる、直流サー
ボ制御動作が行われる。ここで、上記半固定抵抗VRの値
を調整することにより、前記電流ISCを変化させれば、
モータ回転数を自由に設定することが可能になる。な
お、前記コンデンサＣは、回転数検出回路３の出力に含
まれる逆起電圧の交流成分を平滑するためのものであ
る。
ISCが小さくなって半固定抵抗VRの電圧降下が低下す
る。これにより、比較回路（電圧・電流変換機能を有す
る電圧比較回路）４は、反転入力端子（−）の電圧が非
反転入力端子（＋）の基準電圧Vrefよりも低下し、転流
制御回路５に送り込む電流を増加させ、これにより、３
相の駆動コイルL1〜L3の駆動電流を増加させ、モータ回
転数の低下を防止するようになり、いわゆる、直流サー
ボ制御動作が行われる。ここで、上記半固定抵抗VRの値
を調整することにより、前記電流ISCを変化させれば、
モータ回転数を自由に設定することが可能になる。な
お、前記コンデンサＣは、回転数検出回路３の出力に含
まれる逆起電圧の交流成分を平滑するためのものであ
る。
ところで、モータの回転トルクは、前記したように各
駆動コイルL1〜L3の逆起電圧e1〜e3の波形の頂点部分で
それぞれ対応する駆動コイルL1〜L3に駆動電流を供給す
ると、最も大きい。そこで、第３図中に示したように、
転流制御回路５におけるスイッチS1〜S3のオンのタイミ
ングでそれぞれ対応する駆動コイルL1〜L3に駆動電流を
供給すると、各駆動コイルL1〜L3の端子電圧は、第４図
中に示すVL1〜VL3のようになる。この端子電圧VL1〜VL3
の波形の頂点部分では、駆動コイルL1〜L3の純抵抗成分
Ｒと駆動電流ｉとの積（Ｒ・ｉ）だけ電位がシフトして
いる。
駆動コイルL1〜L3の逆起電圧e1〜e3の波形の頂点部分で
それぞれ対応する駆動コイルL1〜L3に駆動電流を供給す
ると、最も大きい。そこで、第３図中に示したように、
転流制御回路５におけるスイッチS1〜S3のオンのタイミ
ングでそれぞれ対応する駆動コイルL1〜L3に駆動電流を
供給すると、各駆動コイルL1〜L3の端子電圧は、第４図
中に示すVL1〜VL3のようになる。この端子電圧VL1〜VL3
の波形の頂点部分では、駆動コイルL1〜L3の純抵抗成分
Ｒと駆動電流ｉとの積（Ｒ・ｉ）だけ電位がシフトして
いる。
いま、モータの回転を逆転させる場合には、転流制御
回路５におけるスイッチS1〜S3の切換えタイミングの順
序をこれまでとは逆転させ、第５図に示すように転流タ
イミングを切換えればよい。このモータの回転方向切換
え時に、モータの回転負荷が大きい場合などには、モー
タの逆転が容易であるので直ぐにモータの回転が逆転す
るが、通常は、モータの回転は急には逆転せず、いまま
でと同じ方向に回転し続けようとする。そして、第６図
に示すように、駆動コイルL1〜L3に駆動電流を供給する
タイミングが、各駆動コイルL1〜L3の逆起電圧e1〜e3の
波形の頂点部分からなかりはずれてしまい、急激に回転
トルクが減少し、モータ回転数を低下し、前記切換えタ
イミングの順序が完全に切り換わると、モータの回転が
逆転し始める。
回路５におけるスイッチS1〜S3の切換えタイミングの順
序をこれまでとは逆転させ、第５図に示すように転流タ
イミングを切換えればよい。このモータの回転方向切換
え時に、モータの回転負荷が大きい場合などには、モー
タの逆転が容易であるので直ぐにモータの回転が逆転す
るが、通常は、モータの回転は急には逆転せず、いまま
でと同じ方向に回転し続けようとする。そして、第６図
に示すように、駆動コイルL1〜L3に駆動電流を供給する
タイミングが、各駆動コイルL1〜L3の逆起電圧e1〜e3の
波形の頂点部分からなかりはずれてしまい、急激に回転
トルクが減少し、モータ回転数を低下し、前記切換えタ
イミングの順序が完全に切り換わると、モータの回転が
逆転し始める。
しかし、モータ回転数が低下しようとした時、前記し
たような直流サーボ制御動作が強力に行われると、上記
したような転流タイミングの切換え時の転流でも十分な
回転トルクが生じるような非常に大きな駆動電流（通常
回転時の駆動電流よりも遥かに大きい。）が流れてしま
い、モータの回転が逆転できなくなる場合がある。
たような直流サーボ制御動作が強力に行われると、上記
したような転流タイミングの切換え時の転流でも十分な
回転トルクが生じるような非常に大きな駆動電流（通常
回転時の駆動電流よりも遥かに大きい。）が流れてしま
い、モータの回転が逆転できなくなる場合がある。
（発明が解決しようとする課題） 上記したように従来の直流モータ駆動回路は、モータ
の回転を逆転させようとして転流制御手段におけるスイ
ッチの切換えタイミングの順序をこれまでとは逆転させ
るように切換える時、直流サーボ制御動作が強力に行わ
れると、このタイミングの切換え時の転流でも十分な回
転トルクが生じるような非常に大きな駆動電流が流れて
しまい、モータの回転が逆転できなくなる場合があると
いう問題がある。
の回転を逆転させようとして転流制御手段におけるスイ
ッチの切換えタイミングの順序をこれまでとは逆転させ
るように切換える時、直流サーボ制御動作が強力に行わ
れると、このタイミングの切換え時の転流でも十分な回
転トルクが生じるような非常に大きな駆動電流が流れて
しまい、モータの回転が逆転できなくなる場合があると
いう問題がある。
本発明は、上記問題点を解決すべくなされたもので、
その目的は、モータの回転を逆転させようとして転流制
御手段におけるスイッチの切換えタイミングの順序をこ
れまでとは逆転させるように切換える時、モータ回転数
が急速に低下し、モータが確実に逆転するようになる直
流モータ駆動回路を提供することにある。
その目的は、モータの回転を逆転させようとして転流制
御手段におけるスイッチの切換えタイミングの順序をこ
れまでとは逆転させるように切換える時、モータ回転数
が急速に低下し、モータが確実に逆転するようになる直
流モータ駆動回路を提供することにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の直流モータ駆動回路は、直流モータにおける
複数の駆動コイルの各誘起電圧波形に対する所定の演算
を行うことにより上記ローターの回転位置を検出する回
転位置検出手段と、この回転位置検出手段の位置検出出
力に応じて前記複数の駆動コイルのうちの導通すべき駆
動コイルを選択する転流制御手段と、この転流制御手段
により選択された駆動コイルに転流制御手段からの入力
レベルに応じた駆動電流を供給する駆動出力回路と、こ
の駆動出力回路から駆動電流が供給され、前記モータが
回転することにより前記各駆動コイルに発生する逆起電
圧に基ずいてモータの回転数を検出し、この回転数検出
出力レベルを基準電圧と比較し、両入力の差に応じた比
較出力を生成して前記転流制御手段を介して前記駆動出
力回路に入力する直流サーボ制御ループとを具備する多
相ブラシレス直流モータの駆動回路において、前記駆動
出力回路の駆動電流が所定値以上か否かを検出し、所定
値以上の検出時には前記直流サーボ制御ループの制御力
を弱める制御手段をさらに具備することを特徴とする。
複数の駆動コイルの各誘起電圧波形に対する所定の演算
を行うことにより上記ローターの回転位置を検出する回
転位置検出手段と、この回転位置検出手段の位置検出出
力に応じて前記複数の駆動コイルのうちの導通すべき駆
動コイルを選択する転流制御手段と、この転流制御手段
により選択された駆動コイルに転流制御手段からの入力
レベルに応じた駆動電流を供給する駆動出力回路と、こ
の駆動出力回路から駆動電流が供給され、前記モータが
回転することにより前記各駆動コイルに発生する逆起電
圧に基ずいてモータの回転数を検出し、この回転数検出
出力レベルを基準電圧と比較し、両入力の差に応じた比
較出力を生成して前記転流制御手段を介して前記駆動出
力回路に入力する直流サーボ制御ループとを具備する多
相ブラシレス直流モータの駆動回路において、前記駆動
出力回路の駆動電流が所定値以上か否かを検出し、所定
値以上の検出時には前記直流サーボ制御ループの制御力
を弱める制御手段をさらに具備することを特徴とする。
（作用） モータの回転を逆転させようとして転流制御手段にお
けるスイッチの切換えタイミングの順次をこれまでとは
逆転させるように切換える時、通常回転時の駆動電流よ
りも十分大きい過大な駆動電流が駆動コイルに流れたこ
とを検出すると、直流サーボ制御ループの制御力が弱く
なる。これにより、モータの回転トルクが減少し、モー
タ回転数が急速に低下し、切換えタイミングの順序が完
全に切り換わると、モータの回転が逆転し始め、モータ
の回転は確実に逆転するようになる。
けるスイッチの切換えタイミングの順次をこれまでとは
逆転させるように切換える時、通常回転時の駆動電流よ
りも十分大きい過大な駆動電流が駆動コイルに流れたこ
とを検出すると、直流サーボ制御ループの制御力が弱く
なる。これにより、モータの回転トルクが減少し、モー
タ回転数が急速に低下し、切換えタイミングの順序が完
全に切り換わると、モータの回転が逆転し始め、モータ
の回転は確実に逆転するようになる。
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明
する。
する。
第１図は、３相ブラシレス直流モータＭおよびIC化さ
れた直流モータ駆動回路を示しており、この直流モータ
駆動回路は、第２図を参照して前述した従来の直流モー
タ駆動回路50と比べて、前記電流増幅回路AA〜ACの駆動
電流が所定値以上（通常回転時の駆動電流より十分大き
い値）か否かを検出し、所定値以上の検出時には前記直
流サーボ制御ループをの制御力を弱める（オフ状態にす
る場合も含む。）制御手段をさらに具備している点が異
なり、その他は同じであるので第２図中と同一符号を付
してその説明を省略する。
れた直流モータ駆動回路を示しており、この直流モータ
駆動回路は、第２図を参照して前述した従来の直流モー
タ駆動回路50と比べて、前記電流増幅回路AA〜ACの駆動
電流が所定値以上（通常回転時の駆動電流より十分大き
い値）か否かを検出し、所定値以上の検出時には前記直
流サーボ制御ループをの制御力を弱める（オフ状態にす
る場合も含む。）制御手段をさらに具備している点が異
なり、その他は同じであるので第２図中と同一符号を付
してその説明を省略する。
上記制御手段の具体例として、本例では、前記電流増
幅回路AA〜ACの駆動電流が所定値以上であることを検出
した時には、前記比較回路４に入力する基準電圧Vrefの
大きさを通常回転時とは異なる値に変更し、比較回路４
の出力を弱めるようにしている。
幅回路AA〜ACの駆動電流が所定値以上であることを検出
した時には、前記比較回路４に入力する基準電圧Vrefの
大きさを通常回転時とは異なる値に変更し、比較回路４
の出力を弱めるようにしている。
即ち、本例では、電流増幅回路AA〜ACの駆動電流が所
定値以上か否かを検出する駆動電流検出回路11と、この
駆動電流検出回路11の検出出力により大きさが制御され
る基準電圧Vrefを生成して前記比較回路４に入力する基
準電圧生成回路12とを有する。上記駆動電流検出回路11
は、駆動コイルL1〜L3の各一端を対応して抵抗R1〜R3を
介して共通に接続することにより、駆動コイルL1〜L3の
逆起電圧e1〜e3を打ち消して出力電圧成分（駆動電流に
比例する直流成分。）Ｐのみを取り出し、この出力電圧
成分Ｐを所定の基準電位Vrと電圧比較回路13で比較し、
“H"レベルあるいは“L"レベルの比較出力を発生する。
この場合、上記基準電位Vrは、通常回転時の出力電圧成
分PLと逆転切換え時に高くなる出力電圧成分PHとの中間
の値に設定されている。基準電圧生成回路12は、駆動電
流検出回路11からの入力レベルの“H"/“L"に応じて、
基準電圧Vrefが小さく／大きくなる。
定値以上か否かを検出する駆動電流検出回路11と、この
駆動電流検出回路11の検出出力により大きさが制御され
る基準電圧Vrefを生成して前記比較回路４に入力する基
準電圧生成回路12とを有する。上記駆動電流検出回路11
は、駆動コイルL1〜L3の各一端を対応して抵抗R1〜R3を
介して共通に接続することにより、駆動コイルL1〜L3の
逆起電圧e1〜e3を打ち消して出力電圧成分（駆動電流に
比例する直流成分。）Ｐのみを取り出し、この出力電圧
成分Ｐを所定の基準電位Vrと電圧比較回路13で比較し、
“H"レベルあるいは“L"レベルの比較出力を発生する。
この場合、上記基準電位Vrは、通常回転時の出力電圧成
分PLと逆転切換え時に高くなる出力電圧成分PHとの中間
の値に設定されている。基準電圧生成回路12は、駆動電
流検出回路11からの入力レベルの“H"/“L"に応じて、
基準電圧Vrefが小さく／大きくなる。
上記構成の直流モータ駆動回路によれば、モータの回
転を逆転させようとして転流制御回路５におけるスイッ
チS1〜S3の切換えタイミングの順序をこれまでとは逆転
させるように切換える時、通常回転時の駆動電流よりも
十分大きい過大な駆動電流が駆動コイルL1〜L3に流れた
ことを駆動電流検出回路11が検出する（“H"レベルを出
力する。）と、基準電圧生成回路12で生成される基準電
圧Vrefが通常回転時よりも小さくなるように制御され
る。これにより、前記比較回路４の出力レベルが小さく
なり、駆動コイルL1〜L3の駆動電流が小さくなり、モー
タＭの回転トルクが減少し、モータ回転数が急速に低下
し、切換えタイミングの順序が完全に切り換わると、モ
ータＭの回転が逆転し始め、モータＭの回転は確実に逆
転するようになる。
転を逆転させようとして転流制御回路５におけるスイッ
チS1〜S3の切換えタイミングの順序をこれまでとは逆転
させるように切換える時、通常回転時の駆動電流よりも
十分大きい過大な駆動電流が駆動コイルL1〜L3に流れた
ことを駆動電流検出回路11が検出する（“H"レベルを出
力する。）と、基準電圧生成回路12で生成される基準電
圧Vrefが通常回転時よりも小さくなるように制御され
る。これにより、前記比較回路４の出力レベルが小さく
なり、駆動コイルL1〜L3の駆動電流が小さくなり、モー
タＭの回転トルクが減少し、モータ回転数が急速に低下
し、切換えタイミングの順序が完全に切り換わると、モ
ータＭの回転が逆転し始め、モータＭの回転は確実に逆
転するようになる。
なお、転流制御回路５におけるスイッチS1〜S3の切換
えタイミングの順序をこれまでとは逆転させるように切
換える時に、モータの回転負荷が大きい場合などには、
モータの逆転が容易であり、直ぐにモータの回転が逆転
する。この時の駆動電流は、通常回転時より大きく、所
定値よりは小さくなり、駆動電流検出回路11は“L"レベ
ルを出力し、基準電圧生成回路12で生成される基準電圧
Vrefの大きさは通常回転時のままであり、直流サーボ制
御ループの制御力は通常回転時のままである。
えタイミングの順序をこれまでとは逆転させるように切
換える時に、モータの回転負荷が大きい場合などには、
モータの逆転が容易であり、直ぐにモータの回転が逆転
する。この時の駆動電流は、通常回転時より大きく、所
定値よりは小さくなり、駆動電流検出回路11は“L"レベ
ルを出力し、基準電圧生成回路12で生成される基準電圧
Vrefの大きさは通常回転時のままであり、直流サーボ制
御ループの制御力は通常回転時のままである。
［発明の効果］ 上述したように本発明の直流モータ駆動回路によれ
ば、駆動出力回路の駆動電流が所定値以上か否かを検出
し、所定値以上の検出時には直流サーボ制御ループの制
御力を弱めるように制御する制御手段を具備しているの
で、モータの回転を逆転させようとして転流制御手段に
おけるスイッチの切換えタイミングの順序をこれまでと
は逆転させるように切換える時、モータ回転数が急速に
低下し、モータが確実に逆転するようになる。しかも、
上記制御手段は過電流防止手段としても機能するという
利点がある。
ば、駆動出力回路の駆動電流が所定値以上か否かを検出
し、所定値以上の検出時には直流サーボ制御ループの制
御力を弱めるように制御する制御手段を具備しているの
で、モータの回転を逆転させようとして転流制御手段に
おけるスイッチの切換えタイミングの順序をこれまでと
は逆転させるように切換える時、モータ回転数が急速に
低下し、モータが確実に逆転するようになる。しかも、
上記制御手段は過電流防止手段としても機能するという
利点がある。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の直流モータ駆動回路の一実施例を示す
構成説明図、第２図は従来の直流モータ駆動回路を示す
構成説明図、第３図乃至第６図は第２図の直流モータ駆
動回路の動作例を示しており、第３図はモータの正回転
時における３相の駆動コイルの転流タイミングと駆動電
流を流すことにより発生する逆起電圧の波形を示す波形
図、第４図はモータの正回転時における各相の駆動コイ
ルの転流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図、第
５図はモータの逆回転時における各相の駆動コイルの転
流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図、第６図は
モータの回転方向切換え時における各相の駆動コイルの
転流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図である。 １…ローター、２…回転位置検出回路、３…回転数検出
回路、４…比較回路、５…転流制御回路、Ｍ…３相ブラ
シレス直流モータ、L1〜L3…３相の駆動コイル、AA〜AC
…電流増幅回路（駆動出力回路）Vref、Vr…基準電圧、
11…駆動電流検出回路、12…基準電圧生成回路、13…電
圧比較回路、R1〜R3…抵抗。
構成説明図、第２図は従来の直流モータ駆動回路を示す
構成説明図、第３図乃至第６図は第２図の直流モータ駆
動回路の動作例を示しており、第３図はモータの正回転
時における３相の駆動コイルの転流タイミングと駆動電
流を流すことにより発生する逆起電圧の波形を示す波形
図、第４図はモータの正回転時における各相の駆動コイ
ルの転流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図、第
５図はモータの逆回転時における各相の駆動コイルの転
流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図、第６図は
モータの回転方向切換え時における各相の駆動コイルの
転流タイミングと逆起電圧の波形を示す波形図である。 １…ローター、２…回転位置検出回路、３…回転数検出
回路、４…比較回路、５…転流制御回路、Ｍ…３相ブラ
シレス直流モータ、L1〜L3…３相の駆動コイル、AA〜AC
…電流増幅回路（駆動出力回路）Vref、Vr…基準電圧、
11…駆動電流検出回路、12…基準電圧生成回路、13…電
圧比較回路、R1〜R3…抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】直流モータにおける複数の駆動コイルの各
誘起電圧波形に対する所定の演算を行うことにより上記
ローターの回転位置を検出する回転位置検出手段と、 上記回転位置検出手段の位置検出出力に応じて前記複数
の駆動コイルのうちの導通すべき駆動コイルを選択する
転流制御手段と、 上記転流制御手段により選択された駆動コイルに転流制
御手段からの入力レベルに応じた駆動電流を供給する駆
動出力回路と、 上記駆動出力回路から駆動電流が供給され、前記モータ
が回転することにより前記各駆動コイルに発生する逆起
電圧に基ずいてモータの回転数を検出し、この回転数検
出出力レベルを基準電圧と比較し、両入力の差に応じた
比較出力を生成して前記転流制御手段を介して前記駆動
出力回路に入力する直流サーボ制御ループとを具備する
多相ブラシレス直流モータの駆動回路において、 前記駆動出力回路の駆動電流が所定値以上か否かを検出
し、所定値以上の検出時には前記直流サーボ制御ループ
の制御力を弱める制御手段 をさらに具備することを特徴とする直流モータ駆動回
路。 - 【請求項２】前記制御手段は、前記比較手段に入力する
基準電圧の大きさを通常回転時とは異なる値に変更する
ことにより前記前記直流サーボ制御ループの制御力を弱
めることを特徴とする請求項１記載の直流モータ駆動回
路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2203839A JP2507688B2 (ja) | 1990-08-02 | 1990-08-02 | 直流モ―タ駆動回路 |
| KR1019910012781A KR920005442A (ko) | 1990-08-02 | 1991-07-25 | 직류모터구동회로 |
| US07/738,521 US5189349A (en) | 1990-08-02 | 1991-07-31 | Drive circuit for multi-phase brushless DC motor including drive current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2203839A JP2507688B2 (ja) | 1990-08-02 | 1990-08-02 | 直流モ―タ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0491692A JPH0491692A (ja) | 1992-03-25 |
| JP2507688B2 true JP2507688B2 (ja) | 1996-06-12 |
Family
ID=16480556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2203839A Expired - Lifetime JP2507688B2 (ja) | 1990-08-02 | 1990-08-02 | 直流モ―タ駆動回路 |
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|---|---|
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| JP (1) | JP2507688B2 (ja) |
| KR (1) | KR920005442A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5511715A (en) * | 1993-02-03 | 1996-04-30 | Sencorp | Flywheel-driven fastener driving tool and drive unit |
| US5495161A (en) * | 1994-01-05 | 1996-02-27 | Sencorp | Speed control for a universal AC/DC motor |
| US5616994A (en) * | 1994-01-12 | 1997-04-01 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Drive circuit for brushless motor |
| US5773941A (en) * | 1996-10-31 | 1998-06-30 | Mfm Technology, Inc. | Two-wire brushless DC motor control system |
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| ATE394200T1 (de) * | 2004-04-02 | 2008-05-15 | Black & Decker Inc | Befestigungswerkzeug mit moduswahlschalter |
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| US7285877B2 (en) * | 2004-04-02 | 2007-10-23 | Black & Decker Inc. | Electronic fastening tool |
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| CN101060301A (zh) * | 2006-04-22 | 2007-10-24 | 中山大洋电机股份有限公司 | 电子换向电机的速度控制选择方法及选择电路 |
| US7646157B2 (en) * | 2007-03-16 | 2010-01-12 | Black & Decker Inc. | Driving tool and method for controlling same |
| WO2011142032A1 (ja) * | 2010-05-14 | 2011-11-17 | 三菱電機株式会社 | ブラシレスモータの駆動装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4654566A (en) * | 1974-06-24 | 1987-03-31 | General Electric Company | Control system, method of operating an electronically commutated motor, and laundering apparatus |
| US4642537A (en) * | 1983-12-13 | 1987-02-10 | General Electric Company | Laundering apparatus |
| IE61636B1 (en) * | 1987-04-30 | 1994-11-16 | Moog Ltd | A control system for brushless motors |
| US4743815A (en) * | 1987-09-01 | 1988-05-10 | Emerson Electric Co. | Brushless permanent magnet motor system |
| US4928043A (en) * | 1988-11-14 | 1990-05-22 | Synektron Corporation | Back EMF sampling circuit for phase locked loop motor control |
-
1990
- 1990-08-02 JP JP2203839A patent/JP2507688B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-07-25 KR KR1019910012781A patent/KR920005442A/ko not_active Application Discontinuation
- 1991-07-31 US US07/738,521 patent/US5189349A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5189349A (en) | 1993-02-23 |
| JPH0491692A (ja) | 1992-03-25 |
| KR920005442A (ko) | 1992-03-28 |
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