JPH03222690A - ブラシレス直流モータの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、永久磁石を回転子とする直流モータの駆動回
路、特に回転子の位置検出にホール素子などの磁気検出
手段を用いない、いわゆるセンサレス駆動回路に関する
。

〔従来の技術〕

一般に、モータの出力トルクは電機子コイルに発生する
逆起電圧と、コイル電流との積で表わすことができる（
例えば、見城他「メカトロニクスのためのＤＣサーボモ
ータＪｐ、１３２　　総合電子出版社発行）。したがっ
て、多相コイルを持つモータでは常に最大トルクを発生
させるために、逆起電圧が最大の相を検出してその相に
通電する形をとっている。

ブラシレス直流モータの場合には、ホール素子などの磁
気検出手段を巻線の相数分だけモータ固定子側に設け、
これらの出力信号にもとづいて上記電機子コイルへの通
電タイミングを決定するのが一般的である。

ところが、この方式では３相のモータの場合には３個の
ホール素子が必要であり、このホール素子を機能させる
ためのリード線は電流用に２本、出力電圧用に６本の計
８本が必要になり、モータの小型化を妨げる一因ともな
っている。

この欠点をさけるために、ホール素子などの特別の手段
を用いず、電機子コイルの端子電圧を利用して通電タイ
ミングを決定する、センサレス駆動方式と呼ばれる方式
が存在する。この方式の一例を第１の従来例として第５
図に示す。

これは、逆起電圧が最大の相を直接検出するのではなく
、端子電圧から９０°遅れた電圧の基本渡分のゼロクロ
ス点が電流切り換え点に一致するという原理を利用する
ものである。第５図において、１は直流電源、２はモー
タの電機子コイル３に通電するためのインバータ部であ
る。電機子コイル３の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、、Ｖｗは抵
抗とコンデンサで構成されたフィルタ４に入力され、端
子電圧に対して９０″だけ位相の遅れた信号が作られる
。この信号はさらに比較回路５に与えられて論理信号と
なり、分配回路６によりインバータ部のトランジスタの
ベース駆動信号Ｐｕ、Ｐｖ。

Ｐｗ　　Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗが作られる。

第６図は第５図の動作を説明するためのタイムチャート
であり、動作の一周期すなわち電気角で３６０°の範囲
の変化を表わしている。３相のブラシレス直流モータで
は通常１２０°で通電が行なわれており、この動作では
例えばＵ相コイルの端子電圧Ｖｕは電気角で６０°〜１
８０°の範囲でトランジスタの上側アームがオンするの
で、電源電圧Ｖｓに殆ど等しくなる。また、２４０°〜
３６０°の範囲では下側アームがオンするので、こんど
は略ゼロ電圧となる。これら以外、すなわち電気角で０
″〜６０°と１８０°〜２４０°の範囲ではトランジス
タの上下アームともオフとなるので、この部分には電機
子コイルに誘起される逆起電圧が現れる。他の相の電圧
Ｖｖ、ＶｗはＶｕに対してそれぞれ位相が１２０＠、２
４０゜ずつ遅れるが、電圧波形は同一である。

これらの電圧をフィルタ４に入力すると、入力電圧から
位相が９０°遅れで、高調波が減衰して正弦波状となっ
た電圧波形Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗが得られる。さらに、比較
回路５により各々の電圧とこれらの平均値とが比較され
、電圧波形の上半分がハイレベル、下半分がローレベル
となる論理信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。この信
号Ｓｕ。

Ｓｖ、Ｓｗを分配回路６内で論理演算することにより、
１つのトランジスタの通電区間が１２０゜で各相の位相
差が１２０°ずつずれたベース駆動信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐ
ｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ、が作られる。

次に、センサレス駆動方式と呼ばれる方式の駆動回路の
別の構成例を、第２の従来例として、第９図に示す。

同図において、ブラシレス直流モータ３１の端子電圧は
逆起電圧演算回路３２に入力される。この回路はＲＣフ
ィルタやアナログ演算回路などで構成されており、モー
タ電機子コイルに発生する逆起電圧が出力される。各相
の逆起電圧はコンパレータ３３で比較され、逆起電圧最
大の相に通電するための論理信号が作成される。モータ
がこの論理信号の生成に充分な大きさの逆起電圧を発生
しているときは、この信号はインバータ３４の半導体素
子への通電信号となり、モータ各相の巻線への電力供給
を制御している。

ところでモータが停止しているときは逆起電圧が無いの
でセンサレス駆動方式の場合は起動のための回路を別に
用意しておく必要がある。起動回路３５は普通モータが
充分起動できる程度の低周波数のパルス発振器であり、
出力パルスを組み合わせて各相に必要な通電信号を作っ
ている。この起動用の通電信号とコンパレータ３３の出
力は切換スイッチ３６に入り、これらのどちらかが選択
されてインバータ３４の半導体素子への通電信号となる
。選択は、速度検出部３７で検出するモータ速度に依存
して、切換信号発生部３８から発生する切換信号で行わ
れる。

第９図の回路の起動時の各部の動作を示した図が第１０
図である。同図は、インバータ３４の各相への通電信号
、電機子コイル各相に誘起される逆起電圧、モータ回転
数の時間変化を示している。

起動動作時は、まず切換スイッチ３６を起動回路３５側
に接続する。起動回路３５は低周波の通電信号を出力す
るのでモータは起動を始める。モータが加速すると回転
速度に比例した振幅の逆起電圧が誘起され、この振幅が
ある大きさ以上になると逆起電圧から通電信号を作るこ
とができる。

起動動作からセンサレス運転への切換えは、切換スイッ
チ３６をコンパレータ３３側に倒すことで行うが、この
とき通常一定時間起動信号を送らない切換期間が必要と
なる。これは充分な逆起電圧が発生していることを確認
してセンサレス運転への切換を確実にするためである。

〔発明が解決しようとする課題〕

第１の従来例として、第５図を参照して先に述べた従来
方式には次のような問題がある。

すなわち、第１の従来例ではフィルタ４により端子電圧
から９０°遅れの出力を取り出すようにしているため、
フィルタは一般的に周波数特性を持つことから、低周波
成分に対しては９０°遅れの電圧を得ることができない
。つまり、モータの起動直後などの低回転時では端子電
圧の周波数は定格回転時よりもはるかに小さく、したが
ってこのような条件では目的とする信号が得られないと
いうわけである。その結果、電機子コイルへの通電タイ
ミングがずれ、充分な加速トルクが得られなくなる。

したがって、本発明において解決すべき第１の課題は、
いかなる条件においても、ブラシレス直流モータの駆動
回路において、正確な通電タイミングが得られるように
することにある。

また第２の従来例として、第９図を参照して先に述べた
従来の構成では、次のような欠点があった。すなわち充
分な逆起電圧が発生していることを確認するために、起
動信号を送らない切換期間が必要であるため、このぶん
起動時間が長くなる。

またこの切換期間をモータの慣性、負荷条件に合わせて
適当に選定しないとセンサレス運転への切換がうまくい
かないという問題があった。

そこで本発明において解決すべき第２の課題は、ブラシ
レス直流モータのセンサレス運転において、起動動作か
らセンサレス運転への切換時に起動信号を送らない切換
期間が必要であるため起動時間が長（なり、またこの切
換期間をモータの慣性。

負荷条件に合わせて適当に選定しないとセンサレス運転
への切換がうまくいかないという問題を解決し、起動時
間の短縮とセンサレス運転へのスムーズな切換が得られ
るようにすること、にある。

〔課題を解決するための手段〕

第１の課題解決のため、本発明では、永久磁石をもつ回
転子と星型結線された電機子コイルとからなりインバー
タを介して駆動されるブラシレス直流モータの逆起電圧
を求めて前記インバータ内半導体素子への通電信号を形
成し、これにもとづきブラシレス直流モータを駆動する
駆動回路において、前記電機子コイルの端子電圧と中性
点電圧。

前記インバータの負電位側に接続された電流検出抵抗の
端子電圧および前記半導体素子の制御端子への通電信号
から逆起電圧を演算する逆起電圧演算回路を設けた。

第２の課題解決のため、本発明では、外部同期信号によ
って作成した通電信号と、モータの端子電圧から算出し
た通電信号を加算器に通して加算し、この加算器の出力
信号にてインバータ内の半導体素子への通電を制御する
ようにした。

〔作用〕

第１の課題解決に関して述べれば、電機子コイルの端子
電圧と中性点電圧、前記インバータの負電位側に接続さ
れた電流検出抵抗の端子電圧および前記半導体素子の制
御端子への通電信号から逆起電圧を演算することにより
、フィルタを利用する場合に比べあらゆる回転数に対し
て誤差なく通電タイミングを得るようにする。

第２の課題解決に関して述べれは、ブラシレス直流モー
タの駆動回路において、外部同期信号によって作成した
通電信号と、モータの端子電圧から算出した通電信号を
加算器を通して加算し、この加算器の出力信号にてイン
バータ内の半導体素子への通電を制御するようにしたの
で、起動状態からセンサレス運転状態に自動的に切り替
わり。

特別の切換期間を設ける必要はな（起動時間が短縮でき
る。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１の課題解決のための実施例を示す
全体構成図、第２図は同実施例の原理を説明するための
説明図である。

第１図において、１は直流電源、２はモータの電機子コ
イル３に通電するためのインバータ部である。インバー
タ部２は３相ブリツジの形に構成されており、ここでは
上側アームにはＰＮＰ形。

下側アームにはＮＰＮ形のバイポーラトランジスタが用
いられている。また、インバータ部２の負局側端子には
小さな抵抗値の電流検出抵抗１０が接続されており、そ
の端子電圧Ｖｆによりコイル電流を検出する。

電機子コイル３はＹ結線されており、各端子電圧Ｖｕ、
Ｖｖ、Ｖｗとともに中性点電圧Ｖｎがリード線により引
き出されている。これらの電圧は比較増幅器１１に与え
られ、その出力は比較増幅器１２のプラス端子に接続さ
れる。１３は電流補正回路であり、電流検出抵抗１０の
端子電圧Ｖｆ、トランジスタの上側アームのベース駆動
信号Ｐｕ。

Ｐｖ、Ｐｗの反転信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、および下側ア
ームのベース駆動信号Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗを入力とし、こ
れらから電流補正信号Ａｕ、Ａｖ。

Ａｗを出力する。この信号は比較増幅器１２のマイナス
端子に接続され、逆起電圧Ｅｕ’　、ＥｖＥｗ“が演算
される。つまり、比較増幅器１１により端子電圧と中性
点電圧との差を示す後記（３）式の第１．２項の値が、
また電流補正回路１３により後記（３）式の第３項の値
が求められ、したがって比較増幅器１２を介して後記（
３）式全体の値が求まることになる。１４は分配回路で
、逆起電圧Ｅｕ’　、Ｅｖ’　、Ｅｗ’の大小関係を比
較演算することにより、トランジスタのベース駆動信号
Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗが作られる。

そして、駆動信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗは上側アームのＰＮ
Ｐ形トランジスタのベースに、また駆Ｕ信号Ｎｕ、Ｎｖ
、Ｎｗは下側アームのＮＰＮ形トランジスタのベースに
与えられ、各トランジスタのオン、オフを制御する。

次に、第２図により逆起電圧の検出原理につき説明する
。

同図はブラシレス直流モータの等価回路を示したもので
、Ｕ、Ｖ、Ｗの３つのコイルがＹ結線されている。各コ
イルは電圧源として表現できる逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅ
ｗとコイル抵抗Ｒ（各相とも同じ値）の直列接続で表わ
すことができる。厳密にいえば、コイルには自己インダ
クタンスＬと相互インダクタンスＭとが存在し、電流変
化ｄｉ／ｄｔに比例する電圧が加わるが、ブラシレス直
流モータではコイル電流は実質的に直流であり、電流変
化は切り換え点でのみ生じるので等価回路に対する影響
は少なく、第２図のように簡略化しても差し支えない。

したがって、第２図の等価回路においてコイル電流がＵ
相からＷ相にむかって流れている状態を考えると、電圧
の関係式は、Ｖｕ−Ｖｎ＝ＩＲ＋Ｅｕ Ｖｖ−Ｖｎ＝Ｅｖ Ｖｗ−Ｖｎ＝−Ｉ　Ｒ＋Ｅｗ ・・・（１） で表わされる。これを整理すると逆起電圧Ｅｕ。

Ｅｖ、Ｅｗは、 Ｅｕ−Ｖｕ−Ｖｎ−ＩＲ Ｅｖ＝Ｖｖ−ｖｎ Ｅｗ＝Ｖｗ−Ｖｎ＋Ｉ　Ｒ ・・・（２） となる。すなわち、逆起電圧は中性点から測った端子電
圧にコイル抵抗での電圧降下を補正した形で表わすこと
ができる。補正項の符号はコイル電流の向き、つまりイ
ンバータ部のどのトランジスタが導通しているかによる
。すべての導通状態をまとめて（２）式を整理すると、
逆起電圧の演算式は次式のようになる。

Ｅｉ＝Ｖｉ−Ｖｎ−ｋｌＲ−（３） ここで、ｉはｕ、ｖ、ｗのいずれかを表わし、ｋはつぎ
のいずれかの値をとる。

ｋ＝１（上側アーム導通のとき） ＝−１（下側アーム導通のとき） −〇（開放相のとき） 結局、（３）式にもとづく演算を行なうことにより、回
転速度に関係なく正確な逆起電圧を算出することができ
る。ここで、必要となる信号のうち各端子電圧、中性点
電圧は第１図の構成で直接求められる量であり、電流■
は電流検出抵抗１０の端子電圧Ｖｆから、 １＝Ｖｆ／Ｒｆ の形で計算すればよい。なお、このような電流検出抵抗
としては、過電流防止や電流制御のための信号を得るた
めにモータ制御回路に通常設けられているものを利用す
ることができる。また、コイル抵抗の抵抗値Ｒは既知と
する。さらに、インバータ部のトランジスタの導通状態
としては、分配回路１４の出力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ
、Ｎｖ。

Ｎｗを利用することとする。

第３図は本発明の詳細な説明するためのタイムチャート
で、動作の一周期すなわち電気角で３６０°の範囲の変
化を示している。ここで、Ｕ相の動作について見ると、
中性点から見た端子電圧（Ｖｕ−Ｖｎ）は逆起電圧に通
電電流の電圧降下を含んでおり、部分的に歪んだ波形と
なっている。

電気角の０°をＵ相逆起電圧のゼロクロス点とすれば、
Ｕ相の通電角は３０°〜１５０”と２１０＠〜３３０”
である。これは、トランジスタの上側アームのベース駆
動信号の反転信号Ｐｕおよび下側アームのベース駆動信
号Ｎｕがハイレベルとなる角度と一致している。したが
って、信号Ｐｕがハイレベルのとき電流補正項を正、信
号Ｎｕがハイレベルのとき電流補正項を負として端子電
圧（Ｖｕ−ＶＨ）から差し引いたものが逆起電圧計算値
Ｅｕ’であり、真の逆起電圧Ｅｕに対して充分な精度で
求められる。

第４図は電流補正回路の具体例を示すブロック図で、ア
ナログスイッチを用いて補正項を求める例を示す。アナ
ログスイッチは半導体素子を使った制御端子を持つスイ
ッチの一種であり、制御端子の電圧がハイレベルになる
とスイッチがオンとなり、ローレベルになるとオフとな
る。そして、電流検出抵抗１０の端子電圧Ｖｆは増幅器
２０によりＲ／Ｒｆ倍されて抵抗降下分ＩＲが計算され
る。つぎに、反転増幅器２１で符号が反転し、ＩＲが作
られる。アナログスイッチ３１〜Ｓ６の制御端子には、
トランジスタの導通状態を示す分配回路１４からの出力
Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ。

Ｐｗ、Ｎｗが与えられている。また、抵抗降下分ＩＲは
スイ・７チＳｌ、Ｓ３．Ｓ５に、−ＩＲはスイッチ３２
．Ｓ４．Ｓ６にそれぞれ入力されている。

ここで、Ｕ相について見ると、分配回路１４からの出力
Ｐｕがハイレベルとなりトランジスタの上側アームがオ
ンすると、スイッチ３１がオンとなって出力Ａｕには抵
抗降下分ＩＲが得られる。

同様に、Ｎｕがオンしたときは出力Ａｕには抵抗降下分
−ＩＲが得られる。また、Ｐｕ、Ｎｕともオフ状態、す
なわちコイルが開放相になっているときは出力Ａｕには
何も現れない。つまり、これらの結果は前記（３）式で
示した電流補正の動作を忠実に実行していることになる
。

電流補正の方式はこの他にもＡ／Ｄコンバータ。

ディジタル方式で実現可能であり、用途によって種々選
択することができる。また、（３）式の演算全体をディ
ジタル的に処理するようにしても良いことは云うまでも
ない。

このようにして逆起電圧計算値Ｅｕ’　、ＥｖＥｗ’が
得られれば、従来例と同様に分配回路１４により各相の
逆起電圧の大小を比較してインバータ部のトランジスタ
のベース駆動信号Ｐｕ。

Ｐｖ、Ｐｗ、Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗを作ることができる。

本発明の第２の課題を解決するための実施例を第７図、
第８図により説明する。

第７図は同実施例の全体構成を示したもので、３１はブ
ラシレス直流モータ、３２はＲＣフィル夕やアナログ演
算回路などで構成される逆起電圧演算回路でモータの電
機子コイルに発生する逆起電圧がアナログ電圧で出力さ
れる。３５は起動回路であり、内部の発振周波数に比例
した３相分の通電信号を生成する。本実施例では起動回
路はパルス出力ではなく正弦波が出力される。

４０は加算器であり、起動回路３５と逆起電圧演算回路
３２の出力がそれぞれ重みづけのための抵抗４１を介し
て各出力の電流加算となるように＋側入力端子に接続さ
れている。この構成では起動回路３５と逆起電圧演算回
路３２の出力のうち振幅の大きい方が加算器出力を支配
する。

したがって起動時および回転数の小さい時は、起動回路
３５の出力により通電信号は作られ、モータ３１が加速
し逆起電圧が大きくなると通電信号は逆起電圧演算回路
３２の出力により作られる。

この間の移行は連続的に行われるので従来例のように特
別の切換期間を設ける必要はなく起動時間が短縮できる
。

起動回路３５と加算器入力の間にはスイッチ４９が設け
られており、起動回路出力を遮断することができる。モ
ータが定格速度に達してしまえば起動回路出力は不要と
なるので、速度検出部３７で定格速度に達したことを判
定し切換信号発生部３８によりスイッチ４９を切る。

第７図の回路の起動時の各部の動作を示した波形図が第
８図である。

第８図は起動回路のアナログ出力、電機子コイル各相に
誘起される逆起電圧、インバータ４の各相への通電信号
、モータ回転数の時間変化を示している。起動時はスイ
ッチ４９を入れる。起動回路３５は低周波の通電信号を
出力するのでモータ３１は起動を始める。この時はまだ
回転数が小さいので通電信号は起動回路３５の出力によ
り作られる。モータ３１が加速すると、回転速度に比例
した振幅の逆起電圧が誘起され、この振幅がある大きさ
以上になると加算器出力は逆起電圧により作られる。し
たがって起動状態からセンサレス運転状態に自動的に切
り替わり、特別の切換期間を設ける必要はなく起動時間
が短縮できる。

〔発明の効果］ 本発明によれば、第１の課題解決に関し、電機子コイル
の端子電圧と中性点電圧、前記インバータの負電位側に
接続された電流検出抵抗の端子電圧および前記半導体素
子の制御端子への通電信号から逆起電圧を演算するよう
にしたので、フィルタを用いて端子電圧からモータ駆動
信号を得る従来方式の如く、低速回転時に通電タイミン
グがずれて充分な加速トルクが得られないという問題が
解消され、いかなる条件においても正確な通電タイミン
グが得られるという利点がもたらされる。

本発明によれば、第２の課題解決に関し、ブラシレス直
流モータの駆動回路において、外部同期信号によって作
成した通電信号と、モータの端子電圧から算出した通電
信号を加算器を通して加算し、この加算器の出力信号に
てインバータ内の半導体素子への通電を制御するように
したので起動状態からセンサレス運転状態に自動的に切
り替わり、特別の切換期間を設ける必要がな〈従来に比
し起動時間が短縮できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の課題解決のため一実施例を示す
全体構成図、第２回は同実施例の原理を説明するための
説明図、第３図は同実施例の動作を説明するためのタイ
ムチャート、第４図は電流補正回路の具体例を示すブロ
ック図、第５図は従来のブラシレス直流モータの駆動回
路の一例を示す構成図、第６図はその動作を説明するた
めのタイムチャート、第７図は本発明の第２の課題解決
のための一実施例を示す全体構成図、第８図は同実施例
の動作を説明するためのタイムチャート、第９図は従来
のブラシレス直流モータの駆動回路の他の例を示す構成
図、第１０図はその動作を説明するためのタイムチャー
ト、である。 符号の説明 １・・・直流電源、２・・・インバータ部、３・・・電
機子コイル、４・・・フィルタ、５・・・比較回路、６
．１４・・・分配回路、１０・・・電流検出抵抗、１１
．１２・・。 比較増幅器、１３・・・電流補正回路、１５・・・回転
子、２０・・・増幅器、２１・・・反転増幅器、２２（
３１〜Ｓ６）・・・アナログスイッチ、３１・・・ブラ
シレス直流モータ、３２・・・逆起電圧演算回路、３３
・・・コンパレータ、３４・・・インバータ、３５・・
・起動回路、３６・・・切換スイッチ、３７・・・速度
検出部、３日・・・切換信号発生部、４９・・・スイッ
チ、４０・・・加算器、４１・・・抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）永久磁石をもつ回転子と星型結線された電機子コイ
   ルとからなりインバータを介して駆動されるブラシレス
   直流モータの逆起電圧を求めて前記インバータ内半導体
   素子への通電信号を形成し、これにもとづきブラシレス
   直流モータを駆動する駆動回路において、 前記電機子コイルの端子電圧と中性点電圧、前記インバ
   ータの負電位側に接続された電流検出抵抗の端子電圧お
   よび前記半導体素子の制御端子への通電信号から逆起電
   圧を演算する逆起電圧演算回路を設けたことを特徴とす
   るブラシレス直流モータの駆動回路。 ２）永久磁石をもつ回転子と電機子コイルとからなるブ
   ラシレス直流モータをインバータを介して駆動制御する
   に際し、該インバータを構成する半導体素子への通電信
   号を前記モータの端子電圧から得るようにしたセンサレ
   ス駆動方式のブラシレス直流モータの駆動回路において
   、 外部で作成した起動用通電信号と、前記モータの端子電
   圧から算出された通電信号と、を加算して前記インバー
   タを構成する半導体素子へ印加する加算器を具備したこ
   とを特徴とするブラシレス直流モータの駆動回路。