CN1119857C - 多频带高效率线性功率放大器及高效率功率放大器 - Google Patents
多频带高效率线性功率放大器及高效率功率放大器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1119857C CN1119857C CN97121336A CN97121336A CN1119857C CN 1119857 C CN1119857 C CN 1119857C CN 97121336 A CN97121336 A CN 97121336A CN 97121336 A CN97121336 A CN 97121336A CN 1119857 C CN1119857 C CN 1119857C
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- power amplifier
- impedance
- terminal
- unit
- transmission line
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0277—Selecting one or more amplifiers from a plurality of amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
- H03F2203/7236—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers by (a ) switch(es)
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
- H03F2203/7239—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers and shunting lines by one or more switch(es)
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/045—Circuits with power amplifiers with means for improving efficiency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
本发明提供一种功率放大器，它具备：至少两个功率放大器、通或断各功率放大器电源的至少两个电源切换单元、第1公共端子、具有从第1公共端子在各功率放大器的输入端子之间进行切换功能的输入分路单元、变换第1公共端子阻抗的第1阻抗变换单元、第2公共端子、具有从第2公共端子在各功率放大器的输出端子之间进行切换功能的输出选择单元、变换第2公共端子阻抗的第2阻抗变换单元、根据所需输出功率控制输入分路单元和输出选择单元，只连接所需数目功率放大器，并根据功率放大器连接状态，借助于第1阻抗变换单元变换第1公共端子输入阻抗，借助于第2阻抗变换单元变换第2公共端子阻抗，而且电源切换单元中只接通与连接的功率放大器对应的，将其余的均切断的控制单元。
Description
本发明涉及能够在2个频带以上切换使用的多频带高效率线性功率放大器和携带式电话、PHS等移动式通信机使用的高效率功率放大器。
已有的多频带高效率线性功率放大器具有图7的方框图所示的结构。在图7中，频带A的输入端子20输入例如950MHz频带(940～956MHz)的信号，匹配网络21进行阻抗匹配，前级放大电路22进行放大，再由匹配网络23进行阻抗匹配，末级放大电路24进行放大，而后由匹配网络25匹配阻抗，并从输出端子26取出频带A(940～956MHz)的输出信号。
同样，频带B的输入端子27输入例如1900MHz频带(1895.15～1917.95MHz)的信号，匹配网络28调整阻抗匹配，前级放大电路29进行放大，再由匹配网络30进行阻抗匹配，末级放大电路31进行放大，而后由匹配网络32匹配阻抗，并从输出端子33取出频带B(1895.15～1917.95MHz)的输出信号。
这样的已有的多频带高效率线性功率放大器中，频带A和频带B两个频带需要相同结构的电路，元件数目多，并且所占有的空间也大。因此，如图8所示，试用下列方法。即，输入端子34输入频带A，即940～956MHz的信号或频带B，即1895.15～1917.95MHz的信号，宽频带匹配网络35调整为能够使这两个频带的频率都阻抗匹配，宽频带前级放大电路36对这两个频带的信号进行放大，宽频带匹配网络37同样在A、B两个频带进行阻抗匹配，宽频带末级放大电路38进行放大，再由宽频带匹配网络39在两个频带匹配阻抗，然後用开关电路40切换频带，切换到频带A用的输出端子41或频带B用的输出端子42加以输出。
但是，这种方法虽然能够减少元件数目，却存在宽频带匹配网络(特别是位于后级的)调整困难，不能输出大功率的问题。图9是末级功率放大电路38的FET的输出阻抗与负载阻抗的例子。通常能够得到最大增益的负载阻抗是与FET的输出阻抗复数共轭的阻抗。而能够得到最大增益的负载阻抗、能够得到最大效率的负载阻抗、使失真最小的负载阻抗在各频带互不相同。
通常在末级功率放大电路38将低失真和高效率特性作为重点，因此在宽频带匹配网络39需要构成能够实现这样的特性的匹配网络，但是多个频带中由于具有多个约束条件所以设计困难，特性容易变坏。又，使用电子电路的开关电路40由于通过的功率大，必须使用容量大的元件，而且使用于功率电平高的部分，所以损耗也大，存在着不能提高功率放大器的效率的问题。
又，近年来便携式电话的小型化、轻型化和低价化急速发展。因此，受到便携式电话使用的电池的制约，要求功率放大器能够在低电压下工作，同时要求其具有高效率。
图19表示已有的功率放大器的结构例之一。在图19中，194是输入端子，195是输出端子，196是晶体管，197是栅极偏压端子，198是漏极偏压端子，199是输出匹配网络，201、202是第1、第2隔直流电容。
下面对具有上述结构的功率放大器，叙述历来提高效率的方法。
已有的功率放大器在输出所希望的功率时调整连接于晶体管196的输出匹配网络200，使晶体管196的负载阻抗达到能够得到最大效率的阻抗，以此实现高效率的特性。
但是，上述结构在使输出功率下降到低于所希望的功率时，如图20所示，产生效率低下的问题。
本发明目的在于，提供能减少元部件数目，缩小电路所占空间，而且效率高的多频带线性功率放大器，以及提供在降低输出功率的情况下也能够维持与输出初期相同的高效率特性的功率放大器。
在本发明第1方面的结构中，直到前级放大器为止，对所有的工作频带都是相同的，可以减少电路元件数目，简化电路结构，而且多频带切换单元由于处在低功率电平的地方，使用小的切换元件也就够了。再者，每一频带设置与负载阻抗不匹配，就会损耗变大，线性变坏，杂散辐射增大有关的、处于高电平下的单一频带匹配单元和末级匹配单元，因此能够在最大的限度保持电路的性能的同时减少电路元件数目，简化电路结构。
在本发明第2方面的结构中，除了有第1方面的作用效果外，借助于紧接设置于前级放大单元后面的辅助匹配单元与通过多频带切换单元后设置的单一频带匹配单元的电路元件合作，具体地说，借助于利用共同使用的辅助匹配网络的容抗与各单一匹配单元的感抗的组合共用电容器，以此进一步减少电路元件数目，同时可以借助于辅助匹配网络提高晶体管的输出阻抗，从而能够改善由于晶体管输出阻抗低而引起的多频带切换单元的损耗。
使用本发明第3方面的结构，可以比第1和第2方面的结构得到更高的增益。
在本发明第6方面的结构中，缩短了各元部件的间距，防止产生杂散感抗和容抗，使电路工作稳定化，并且可以减少结构元部件数目，特别适合大量生产相同条件的产品的情况。
在本发明第7～10方面的结构中，除了有第6方面的作用效果外，还由于限定在同一半导体芯片上形成的结构要素，有能够提高适应输出端条件不同等情况的通用性的好处。
在本发明第11～14方面的结构中，还限定同一半导体芯片上包含的范围，因此能够得到通用性更高的半导体芯片。
即使使输出功率从最大输出功率下降，输出功率下降的大小与消耗电流成比例减小，因此能够实现与最大效率输出时相同的高效率工作。因而，本发明作为输出功率可变情况下的电路结构是有效的。
图1是本发明实施形态1的多频带高效率线性功率放大器的方框图。
图2是同上的具体电路图。
图3是本发明实施形态2的多频带高效率线性功率放大器的方框图。
图4是同上的具体电路图。
图5是同上的匹配网络的工作说明图。
图6是同上的辅助匹配网络的工作说明图。
图7是已有的多频带高效率线性功率放大器的方框图。
图8是同上的另一已有的多频带高效率线性功率放大器的方框图。
图9是表示末级功率放大器的输出阻抗和负载阻抗的阻抗图。
图10是表示本发明实施形态4的结构的方框图。
图11是表示本发明实施形态5的结构的方框图。
图12是表示本发明实施形态6的结构的方框图。
图13是使功率放大器的偏压接通或切断时的史密斯圆图。
图14是表示本发明实施形态7的结构的方框图。
图15是将实施形态7的功率放大器用于便携式电话机发信电路时的方框图。
图16是表示本发明实施形态8的结构的方框图。
图17是表示本发明实施形态9的结构的方框图。
图18是表示本发明实施形态10的结构的方框图。
图19表示已有的功率放大器的结构的一个例子。
图20表示已有的功率放大器的效率与输出功率的关系。
图21是表示本发明实施形态9的另一例子的结构的方框图。
实施形态1
下面用图1和图2对实施形态1加以说明。在本发明实施形态1的多频带高效率线性功率放大器的方框图(图1)中，作为第1频带的频带A和作为第2频带的频带B共用的输入端子1连接于作为宽频带匹配单元的宽频带匹配网络2的输入上，该宽频带匹配网络2的输出连接于将频带A和B一起放大的前级放大单元即前级放大器3的输入上，该前级放大器3的输出连接于作为多频带切换单元的开关电路4的公共端子4a上。
开关电路4的一个切换端子4b连接于作为单一频带匹配单元的频带A用的匹配网络5的输入上，该匹配网络5的输出连接于频带A用的作为末级放大单元的末级放大器6的输入上，该末级放大器6的输出通过频带A专用的作为末级匹配单元的末级匹配网络7连接于频带A用的输出端子8上。而频带A用的匹配网络5、末级放大器6和末级匹配网络7形成频带A用的末级放大块。
另一方面，开关电路4的另一切换端子4c连接于频带B用的作为单一频带匹配单元的匹配网络9的输入上，该匹配网络9的输出连接于作为末级放大单元的频带B用的末级放大器10的输入上，该末级放大器10的输出通过频带B专用的作为末级匹配单元的末级匹配网络11连接于频带B用的输出端子12上。而频带B用的匹配网络9、末级放大器10和末级匹配网络11形成频带B用的末级放大块。
下面说明这样构成的本实施形态例的工作。作为频带A，例如和已有的例子相同将940～956MHz的信号当作处理对象，而作为频带B，同样将1895.15～1917.95MHz的信号当作处理对象。首先，在对频带A进行放大时，预先将开关电路4的公共端子4a切换到切换端子4b一边，一从输入端子1输入940～956MHz的信号，即在这种情况下由能够对940～1917.95MHz的频率范围进行阻抗调整的宽频带匹配网络2进行阻抗调整，再由前级放大器3进行放大，其输出从开关电路4的公共端子4a导通到切换端子4b，用频带A即940～956MHz用的匹配网络5进行阻抗调整。匹配网络5的输出信号输入频带A用的末级放大器6进行放大，其输出用频带A专用的末级匹配网络7进行阻抗调整后输出到频带A用的输出端子8。
而在对频带B进行放大时，预先将开关电路4的公共端子4a切换到切换端子4c一边，一从输入端子1输入1895.15～1917.95MHz的信号，即在这种情况下由能够对940～1917.95MHz的频率范围进行阻抗调整的宽频带匹配网络2进行阻抗调整，再由前级放大器3进行放大，其输出从开关电路4的公共端子4a导通到切换端子4c，用频带B即1895.15～1917.95MHz用的匹配网络9进行阻抗调整。匹配网络9的输出信号输入频带B用的末级放大器10进行放大，其输出用频带B专用的末级匹配网络11进行阻抗调整后输出到频带B用的输出端子12。加在输入端子1上的输入信号可以由频带A和频带B分别产生，也可以与上述实施形态相同，由多个频带共用。
图2表示图1的方框图的具体电路图。在图2中，频带A和B的公共输入端子1连接于耦合电容C1和电容C2的串联电路上，C2接地，线圈L1从C1和C2的连接点连接到晶体管TR1的栅极。下面晶体管都使用高频用的场效应晶体管(FET)。
晶体管TR1，其源极接地，电压Vg1用电容C3旁路后，通过线圈L2在栅极上施加偏压，电压Vd1由电容C5旁路后，通过负载线圈L3加到漏极，从而构成前级放大器3。又在漏极和栅极之间，进行电容C4、电阻R1构成的负反馈，谋求输入端电容C2和线圈L1构成的匹配网络的阻抗匹配的宽频带化，两者一起形成宽频带匹配网络2。晶体管TR2～TR4及电阻R2～R5构成开关电路4，晶体管TR2和TR4的漏极连接在一起形成公共端子4a，而且该端子与晶体管TR1的漏极之间连接电容C6。开关电路4在图2的连接中，借助于在端子Vcont1上施加电压，使晶体管TR2导通，从而公共端子4a和切换端子4b之间导通，而且借助于晶体管TR3的导通，将从公共端子4a到切换端子4c的泄漏接地，使公共端子4a和端子4c之间不导通。在Vcont2加电压，以此使晶体管TR4导通，使公共端子4a与切换端子4c之间导通，而且借助于晶体管TR5的导通，将从公共端子4a到切换端子4b的泄漏接地，使公共端子4a和切换端子4b之间不导通。
开关电路4的切换端子4b连接于线圈L4和电容C8构成的频带A用的匹配网络5，电容C8的另一端接地，线圈L4的另一端通过电容C9连接于末级晶体管TR6的栅极上。晶体管TR6源极接地，电压Vg2用电容C10旁路后，通过线圈L5在栅极上加偏压，另一电压Vd2用电容C11旁路后，通过负载线圈L6加到漏极，从而构成频带A用的末级放大器6。在末级放大器6发生非线性失真，会导致产生不受欢迎的杂散辐射，所以需要借助于末级匹配网络7的匹配和电路条件的匹配，极力追求输入、输出的线性，进行线性放大。
因此，晶体管TR6的漏极与电容12一起连接于构成频带A专用的末级匹配网络7的线圈7一端，线圈7的另一端用电容C12接地，同时通过电容C13连接于频带A的输出端子8上。
又，开关电路4的切换端子4c和频带B用的输出端子12之间也与上面一样构成，开关电路4的另一切换端子4c连接于构成频带B用的匹配网络9的线圈L8和电容C14上，电容C14的另一端接地，线圈L8的另一端通过电容C15连接于末级晶体管TR7的栅极上。末级晶体管TR7与晶体管TR6一样，和电容C16、C17线圈L9、L10一起构成频带B用的末级放大器10，晶体管TR7的漏极连接与电容C18一起构成频带B专用的末级匹配网络11的线圈L11，线圈L11的另一端用电容C18接地，同时通过电容19连接于频带B用的输出端子12上。
下面对如上所述构成的本实施形态的工作加以说明。首先，在对频带A进行放大时，一旦在端子Vcont1施加控制电压，即通过电阻R2、R3使晶体管TR2、TR3导通，以此将开关电路4的公共端子4a切换到切换端子4b一边。从输入端子1输入940～956MHz的信号，借助于栅极侧的电容C2和线圈L1构成的匹配网络，以及从晶体管TR1的漏极连接到栅极的电阻R1与电容C4构成的负反馈形成的宽频带匹配网络2，能够对940～1917.95MHz的宽频率范围进行阻抗匹配。然后由晶体管TR1构成的前级放大器3放大，其输出从开关电路4的公共端子4a导通到切换端子4b，用电容C8与线圈L4形成的频带A(即940～956MHz)用的匹配网络5进行阻抗匹配。匹配网络5的输出经电容C9，输入晶体管TR6构成的频带A用的末级放大器6放大，其输出由线圈L7和电容C12构成的频带A专用的末级匹配网络7进行阻抗匹配后，输出到频带A用的输出端子8上。
而在对频带B进行放大时，预先在Vcont2上加控制电压，通过电阻R4、R5使晶体管TR4、TR5导通，将开关电路4的公共端子4切换到切换端子4c上，一旦将1895.15～1917.95MHz的信号从输入端子1输入，即借助于电容C2和线圈L1构成的匹配网络，以及从晶体管TR1的漏极连接到栅极的电阻R1和电容C4产生的负反馈形成的宽频带匹配网络2对940～1917.95MHz的频率范围进行阻抗匹配。然后用晶体管TR1构成的前级放大器3进行放大，其输出从开关电路4的公共端子4a导通到切换端子4c，由电容C14和线圈L15形成的频带B(即1895.15～1917.95MHz)用的匹配网络9进行阻抗匹配。匹配网络9的输出被输入晶体管TR7构成的频带B用的末级放大器10进行放大，其输出由线圈L11和电容18构成的频带B专用的末级匹配网络11进行阻抗匹配后，输出到频带B用的输出端子12。
各匹配网络的匹配因为使前级放大器3的输出阻抗和负载阻抗匹配的匹配网络5、9分别在一个频带专用，而且对末级放大器6、10进行匹配的末级匹配网络7、11也分别在一个频带专用，所以约束条件放宽，设计变得容易，对于前级放大器，可将重点放在得到大的增益上，匹配网络5、9采取实现在单一频率为最大增益的负载的结构，对末级放大器6、10进行匹配的末级匹配网络7、11，则可以采取能够实现以低失真和高效率特性为重点的特性的结构。
还有，在上述实施形态中，例示两个频带的情况，但是，增加开关电路4的电路数目，添加匹配网络和末级放大器，当然能够使用于3个或3个以上的n个频带，这样一来，元件数目减少的效果就更加显著。
如上所述，采用本实施形态，到前级放大器3为止，对所有工作频带是通用的，可以减少元件数目，简化电路结构，而且由于切换开关电路4处于低功率电平的地方，开关电路的元件可以用得小。再者，各频带分别设置与负载阻抗不匹配时损耗变大，线性变坏，杂散辐射增大有关的、处于高电平下的匹配网络，因此匹配网络的设计容易，能够在最大限度保持电路性能的同时简化电路结构。
实施形态2
下面用图3和图4对实施形态3加以说明。在本发明实施形态2的多频带高效率线性功率放大器的方框图(即图3)中，与实施形态1的图1的不同点是，改变了宽频带匹配网络2a的结构，以及在紧靠前级放大器3a的后面设置辅助匹配网络13，与此对应，各频带的匹配网络5a、9a的结构也作了变更。这样使频带A、频带B各自的匹配网络5a、9a的一部分匹配元件在辅助匹配网络13共同使用，以谋求减少匹配元件的数目。下面根据图4的具体电路图对这一内容进行具体说明。
在图4中，与实施形态1的图2相同功能的部分使用相同的符号，并省略其说明。连接于输入端子1上的耦合电容C1的另一端上连接着线圈L1a和电容C2a，电容C2a的另一端接地，线圈L1a的另一端上连接着线圈L1b和电容C2b，电容C2b的另一端接地，线圈L1b的另一端连接于晶体管TR1的栅极上。与实施形态1不同，由线圈L1a、L1b、电容C2a、C2b构成宽频带匹配网络2a。在实施形态1的图2，对晶体管TR1实施反馈，以加宽频带并且使其稳定化，不使用反馈则可得到高增益。但是在该情况下设计是困难的，应该考虑利害得失进行选择。
在晶体管TR1的漏极和接地点之间连接辅助匹配单元13的电容即电容C20，而在晶体管TR1的漏极和开关电路4d的公共端子4a之间连接着耦合电容C6a。在开关电路4d的端子4b上连接着线圈L4作为单一频带匹配单元的电感，线圈L4的另一端通过耦合电容C9a连接于晶体管TR6的栅极上。另一方面，在开关电路4d的切换端子4c上连接着线圈L8作为单一频带匹配单元的电感，线圈L8的另一端通过耦合电容C15a连接于晶体管TR7的栅极上。电容C20和线圈L4构成频带A用的匹配网络5a，电容C20和线圈L8构成频带B用的匹配网络9a。电容C20在两个匹配网络共用，因此将这当作辅助匹配网络13。由于电容C20在两个匹配网络共用，合计可以减少一个电容，并且由于在该位置配置电容C20，晶体管TR1的输出阻抗低所引起的损耗可以得到改善。
下面根据图5说明其原因。通常前级或末级的场效应晶体管(FET)的输出阻抗具有接近短路的低阻抗。现在假定FET的输出阻抗为5Ω，在图5(a)的X1点用匹配网络进行匹配，使其对50Ω的负载(包含匹配网络)成为共轭阻抗，如图5(b)的等效电路所示使输出负载为5Ω，可得到最大的增益。但是，如图3、图4所示，在前级放大器3a的后面插入了开关电路4d，将该损耗如图5(c)所示加以表示，则由于FET的输出阻抗低，开关电路4d的损耗在数值上可以忽略不计。假设该电阻值为2.5Ω，如图5(d)的等效电路所示，FET的输出负载阻抗为5Ω，因此，开关电路的阻抗为2.5Ω，包含负载的匹配网络的表观阻抗为2.5Ω，增益减少到一半。
在本实施形态中，由于使用电容C20构成的辅助匹配网络13，从图5(e)的X3点看FET侧的输出阻抗变高，假如高到20Ω，则除去最大增益时的开关电路的损耗后的表观负载阻抗为17.5Ω，与此相对的开关电路的损耗如图5(f)的等效电路所示，与图5(d)的情况相比，所占比例是小了，开关电路的损耗不大成问题。
下面使用图6对FET的输出阻抗由于辅助匹配网络13而上升的过程加以说明。在图6中，FET的输出阻抗为低阻抗(例如5Ω)，处于史密斯圆图的电容性点g的位置时，由于传输线路(FET的封装引脚或引线)的影响变换成图的上侧的(电感性)点h的阻抗。还由于在这里并联配置电容C20，如图所示变换为史密斯圆图的内侧的点i(例如20Ω的阻抗)。
还有，开关电路4d与图2的开关电路4的差异在于通过反向器In1在电阻R4、R5上施加电压，因此与图2的不同点在于，能够借助于使控制电压为正或负，变换开关电路的连接，两者没有本质上的差异。
又，加在晶体管TR1、TR6、TR7栅极的偏压即使不是通过图4的线圈L2、L5、L9，而是通过电阻施加，也能够得到高阻抗。而且例示的各种线圈在频率变高的情况下当然也可以使用微波微带线等感抗元件。
这样，在本实施形态中，不仅有实施形态1的作用效果，而且由于在紧靠前级放大器3a的后面设置辅助匹配网络13，该辅助匹配网络13使通过开关电路4d后设置的频带A、B用的匹配网络5a、9a的电路元件共用，具体地说就是电容器共用，从而可以减少电路元件数目。与此同时，在前级放大器3a设置的电容C20使得FET的输出阻抗上升，因而相对地减少了在开关电路4d的损耗，可以改善FET的输出阻抗低所引起的损耗。在这种情况下如果使用宽度大的低阻抗线路代替电容C20，则该低阻抗线路不是作为感抗起作用，而是作为容抗起作用，因此能够得到和电容器相同的效果。
本实施形态例也是例示两个频带的情况，但是增加开关电路的电路数目，添加匹配网络和末级放大器，当然可以使用于3个或3个以上的n个频带，进一步扩大减少元件数目的效果。
又，实施形态1、2中，如果增益的损失可以忽略不计，则设置于紧靠输入端子1的地方的宽频带匹配网络也可以省略。
实施形态3
下面对将上述第1和第2实施形态的电路集成化的情况加以说明。图1中的全部方框即虚线14包围的部分或图3的全部方框即虚线17所包围的部分在同一半导体芯片上实现。借助于这样的结构缩短各元件之间的间隔，防止产生杂散感抗和容抗，使电路工作稳定化，并且能够减少结构元部件的数目，特别适合大量生产相同条件的产品的情况。
而且，为了适应输出端子8、12的外部条件不同等情况，可考虑将末级匹配网络7、11作为外加部件，使图1中虚线15包围的范围，即包含宽频带匹配网络2、前级放大器3、开关电路4、匹配网络5、9和末级放大器6、10的部分，或图3中虚线18所包围的范围，即包含宽频带匹配网络2a、前级放大器3a、辅助匹配网络13、开关电路4d、匹配网络5a、9a和末级放大器6、10的部分做在同一半导体芯片上。如果考虑到生产数量等，这样有通用性，扩大对多机种的适用范围。同样，也考虑将图1中虚线16包围的范围，即包含宽频带匹配网络2、前级放大器3、开关电路4的部分，或图3的虚线19所包围的范围，即包含宽频带匹配网络2a、前级放大器3a、辅助匹配网络13、开关电路4d的部分做在同一半导体芯片上。这种情况也适用于频率范围和输出不同的情况，又适合于末级放大器功率大，发热对其他零件有影响的情况。
这里对输入端子1以后的各虚线包围部分在同一半导体芯片上构成的情况作了说明，至少包含上述范围，不妨把输入端子1前面的电路构成于同一半导体芯片上。
又，例示的个数、阻抗及频率的数值只是一个例子，并不是限定于该数值。
又，上述各实施形态中的电路结构的细节可以任意变更或以相同功能的其他电路置换，可在专利申请范围内变更细节，不限定于例示的电路结构。
实施形态4
图10表示本发明实施形态4的高效率功率放大器。在图10中，111是输入端子，112是输出端子，113、114是第1、第2功率放大器，115、116是作为使第1、第2功率放大器113、114的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1、第2开关电路，117是作为输入分路单元的第3开关电路，118是作为输出选择电路的第4开关电路，119、120是第1、第2阻抗变换电路，121是对第1～第4开关电路115～118和第1、第2阻抗变换电路119、120进行控制的控制电路。而第3开关电路117的端子117a是第1公共端子，第4开关电路118的端子118a是第2公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的动作加以说明。
在图10的电路中，第1功率放大器113利用，分别将第3开关电路117的端子117a和117b，第4开关电路118的端子118a和118b加以连接，并接通第1开关电路115加偏压，进入工作状态。另一方面，第2功率放大器114则分别将第3开关电路117的端子117a和117c，第4开关电路118的端子118a和118c加以连接，并接通第2开关电路116，从而处于工作状态。又，第3开关电路117的端子117a与117b及117c同时连接，第4开关电路118的端子118a与118b及118c也同时连接，将第1、第2开关电路115、116接通，可以使两者处于工作状态，在输出端子112上第1功率放大器113的输出和第2功率放大器114的输出的组合，呈现2倍的输出。第1～第4开关电路115～118各开关由控制电路121的信号控制进行开关动作。
第1、第2阻抗变换电路119、120由于从端子117a看到功率放大器一侧的阻抗和从端子118a看到功率放大器一侧的阻抗因连接的功率放大器的个数而变化，所以是与该变化对应进行阻抗变换的电路，并由控制电路121的信号进行控制。
考虑例如第1、第2功率放大器113、114在效率最大时的输出功率为500mW，电压为5V，消耗电流为200mA的情况。首先，取输出功率为最大输出1W时，使第1、第2功率放大器113、114两者处于工作状态。这时的效率根据公式：效率＝输出功率/(电压×消耗电流)×100(％)，由于电压为5V，消耗电流为400mA，所以效率50％。另一方面，在输出功率下降到500mW时，使第1、第2功率放大器113、114中的一个工作，另一个停止工作，输出功率减半为500mW，消耗电流也减半为200mA，因此可以维持最大输出时的效率。
实施形态5
图11表示本发明实施形态5的高效率功率放大器。在图11中，122是输入端子，123是输出端子，124、125、126是第1、第2、第3功率放大器，127、128、129是作为使第1、第2、第3功率放大器124、125、126的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1、第2、第3开关电路，130是作为输入分路单元的第4开关电路，131作为输出选择单元的第5开关电路，132、133是第1、第2阻抗变换电路，134是对第1～第5开关电路127～131和第1、第2阻抗变换电路132、133进行控制的控制电路。而第4开关电路130的端子130a是第1公共端子，第5开关电路131的端子131a是第2公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
在图11的电路中，第1功率放大器124由于分别将第4开关电路130的端子130a和130b，第5开关电路131的端子131a和131b加以连接，并接通第1开关电路127加上偏压，所以进入工作状态。而第2功率放大器125则分别将第4开关电路130的端子130a和130c，第5开关电路131的端子131a和131c加以连接，并接通第2开关电路128，从而进入工作状态。同样，第3功率放大器126也是分别将第4开关电路130的端子130a和130d，第5开关电路131的端子131a和131d加以连接，并接通第3开关电路129，从而进入工作状态。又，第4、第5开关电路130、131可以同时连接多个功率放大器。
首先，在输出功率为最大值时，使第1、第2、第3功率放大器124、125、126同时处于工作状态。而在输出功率从最大输出功率下降时，只使第1～第3功率放大器124、125、126中的124和125、或124和126、或125和126、或124、或125、或126工作，而其他功率放大器停止工作，从而消耗电流也与输出功率下降的大小成比例减小，因此可以维持最大输出时的效率。
上述说明以3个功率放大器并联偏置的结构例进行，但是，显然4个功率放大器并联偏置的情况也一样，即使使输出功率下降也能够维持最大输出时的效率。
又，在实施形态4、5，假定各功率放大器的特性是相同的，但是，至少可以使用一个输出功率不同的功率放大器。例如在使用最大效率相同，输出功率为100mW、200mW、300mW各不相同的3个功率放大器的情况下，借助于连接的功率放大器的组合，可以在最大输出从600m到500mW、400mW、300mW、200mW、100mW等6个级别上改变输出功率，而且上述各输出也能够维持最大输出时的效率。
实施形态6
图12表示本发明实施形态6的高效率功率放大器。在图12中，135是输入端子，136是输出端子，137、138是第1、第2功率放大器，139、140是作为使第1、第2功率放大器137、138的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1、第2开关电路，141、142是作为传输线路的第1、第2微带线，143是作为输入分路单元的第3开关电路，144、145是第1、第2阻抗变换电路，146是对第1～第3开关电路139、140、143和第1、第2阻抗变换电路144、145进行控制的控制电路。本实施形态是实施形态4去掉输出侧的开关电路的结构。还有，第3开关电路143的端子143a是公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
在图12中，第1功率放大器137，由于将第3开关电路143的端子143a和143b加以连接，并接通第1开关电路139，加上偏压，所以进入工作状态。而第2功率放大器138则将第3开关电路143的端子143a和143c加以连接，并接通第2开关电路140，从而进入工作状态。又，第3开关电路143可以同时连接第1、第2功率放大器137、138。
通常，在将漏极偏压加在第1、第2功率放大器137、138时，功率放大器所用单个FET的输出阻抗在工作频率下为图13的史密斯圆图的A点。这时，对功率放大器内的输出匹配网络进行调整，使功率放大器的输出阻抗来到C点的位置上。而在切断第1、第2功率放大器137、138的漏极偏压时，功率放大器所用单个FET的输出阻抗在工作频率下为图13的史密斯圆图的D点。这时功率放大器的输出阻抗利用输出匹配网络调整到F点。
首先，考虑只使第1功率放大器137进入工作状态的情况。由于输出侧通常被连接着，通过第1微带线141的信号的一部分泄漏到第2功率放大器，造成损耗。但是第2功率放大器138处于电源被切断的状态，所以第2功率放大器138的输出阻抗位于图13的F点，调整第2微带线142的长度，使得从第2微带线142的输出侧看到输入侧的阻抗成为高阻抗(图13的G点)，以此可以减少泄漏引起的损耗。同样，在只使第2功率放大器138进入工作状态时，借助于调整第1微带线141的长度，减少泄漏引起的损耗。
采用上面所述的结构，可以得到与实施形态1相同的效果。而且由于去掉输出侧的开关电路，控制电路146比实施形态1简单。
上述说明是以2个功率放大器并联配置构成的例子进行的，但是与实施形态2相同，3个或更多也可以。而且功率放大器中至少有1个输出功率与其他功率放大器不同也可以。
又，在本实施形态中使用微带线进行说明，但是使用微带线以外的传输线也同样能够运转。
实施形态7
图14表示本发明实施形态7的高效率功率放大器。在图14中，147是输入端子，151是输出端子，149是作为传输线的微带线，150是功率放大器，151是作为使功率放大器150的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1开关电路，152是作为输入分路单元的第2开关电路，153作为输出选择单元的第3开关电路，154是对第1～第3开关电路151、152、153进行控制的控制电路。而第2开关电路152的端子152a是第1公共端子，第3开关电路153的端子153a是第2公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
在图14的电路中，功率放大器150由于分别将第2开关电路152的端子152a和152c，第3开关电路153的端子153a和153c加以连接，并且接通第1开关电路151，加上偏压，所以进入工作状态。而第2开关电路152的端子152a和152b，第3开关电路153的端子153a和153b分别加以连接的情况下，微带线149变成导通状态，输入端子147输入的信号未经放大即原封不动出现在输出端子148上。
下面考虑本实施形态的功率放大器使用于图15所示的便携式电话的情况。在图15中，155是输入端子，156是输出端子，157是本实施形态的高效率功率放大器，158是调制器，159是缓冲放大器。下面对其工作加以叙述。
通过缓冲放大器159后的信号的功率记为Pa(dBm)，本实施形态的高效率功率放大器157的功率放大器157b的增益记为G(dB)。在本实施形态的高效率功率放大器157的功率放大器157b连接着的情况下，输出端子156上出现的输出功率为Pa+G(dBm)。如果把输出功率改变为Pa(dBm)，不像本实施形态的高效率功率放大器157那样具备微带线157a的已有的功率放大器中，必须在缓冲放大器159与功率放大器之间插入衰减器，或者使通过缓冲放大器159后的信号的功率下降到Pa-G(dBm)，从而发信电路的总效率下降。但是本实施形态的高效率功率放大器157中，借助于漏极微带线157a，可以使缓冲放大器159后的信号没有放大就输出到输出端子156，发信电路的总效率由于功率放大器157关闭而提高。
上述说明是按微带线进行说明的，但是使用微带线以外的传输线也能够同样运转。
实施形态8
图16表示本发明实施形态8的高效率功率放大器。在图16中，161是输入端子，162是输出端子，163是作为传输线的微带线，164、165是第1、第2功率放大器，166、167是作为使第1、第2功率放大器164、165的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1、第2开关电路，168是作为输入分路单元的第3开关电路，169作为输出选择单元的第4开关电路，170、171是第1、第2阻抗变换电路，172是对第1～第4开关电路166～169和第1、第2阻抗变换电路170、171进行控制的控制电路。而第3开关电路168的端子168a是第1公共端子，第4开关电路169的端子169a是第2公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
在图16的电路中，第3开关电路168的端子168a和168b不相连接，微带线163被切断的情况下，其工作与实施形态1相同。反之只有第3开关电路168的端子168a和168b，以及第4开关电路169的端子169a和1679b相互连接，微带线163导通时，则与增益为0dB的放大器相同，输入端子161输入的信号未经放大即原封不动出现在输出端子162上。
又，与实施形态7一样，在将图16的本实施形态的高效率功率放大器使用于便携式电话的发信电路的情况下，微带线163起了提高发信电路总效率的作用，第1、第2功率放大器164、165即使在输出功率从最大功率下降的情况下也起着维持最大输出时的效率的作用。
在上述说明中以两个功率放大器并联配置的结构为例进行了说明，但是与实施形态5相同，即使3个或更多也可以。而且功率放大器中的至少一个使用与其他功率放大器不同输出功率的也可以。
又，在本实施形态例中使用微带线进行说明，但是使用微带线以外的传输线也能够一样动作。
实施形态9
图17表示本发明实施形态9的高效率功率放大器。在图17中，173是输入端子，174是输出端子，175是作为第1传输线的微带线，178是作为第2传输线的第2微带线，176是功率放大器，177是作为使功率放大器176的偏置电压接通或切断的电源切换单元的第1开关电路，179是作为输入分路单元的第2开关电路，180是对第1、第2开关电路177、179进行控制的控制电路。本实施形态例是实施形态7去掉输出侧的开关电路构成的。而第2开关电路179的端子179a是公共端子。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
在将高电平电位(H)提供给端子179a，将低电平电位(L)提供给端子179b的情况下，晶体管179e变成导通状态，晶体管179f变成截止状态，第1微带线175与输入端子173连接。而在将低电平电位(L)提供给端子179a，将高电平电位(H)提供给端子179b的情况下，晶体管179e变成截止状态，晶体管179f变成导通状态，第1微带线175被切断，第1微带线175的输入端的阻抗短路。
同样，在将高电平电位(H)提供给端子179c，将低电平电位(L)提供给端子179d的情况下，功率放大器176与输入端子173连接。反之，在低电平电位(L)提供给端子179c，高电平电位(H)提供给端子179d的情况下，功率放大器176被切断。
首先，在只有第1微带线175被连接着的时候，为了减少信号泄漏到功率放大器176侧而引起的损耗，与实施形态6一样，调整第2微带线178的长度，以使从第2微带线178的输出侧看到输入侧的阻抗提高。而在只有功率放大器176被连接着处于工作状态的时候，由于第1微带线175的输入端短路，如果使第微带线175的长度在工作频率下为1/4波长，则从第1微带线175的输出侧看输入侧的阻抗变成高阻抗。
采用上面所述的结构可以得到与实施形态7相同的效果。而且由于去掉了输出侧的开关电路，控制电路180比实施形态7更加简单。
本实施形态对实施形态7的电路适用，但是同样的电路结构也可以适用于实施形态8。其例子示于图21。也就是，在输入端子610通过第1阻抗变换电路710连接作为输入分路单元的第1开关电路680，在该第1开关电路680的各切换端子680b、680c、680d上分别连接作为第1传输线的第1微带线630及第1、第2功率放大器640、650。第1、第2功率放大器640、650的输出上分别连接作为第2传输线的690、700，该第2传输线的690、700与第1微带线630连接在一起。还有，输出端子620通过第2阻抗变换电路720连接于这些微带线的公共连接处。而第1开关电路680的端子680a是公共端子。
又，设置作为用于接通或切断第1、第2功率放大器640、650的偏压的电源切断单元的第2、第3开关电路660、670，该第2、第3开关电路660、670、第1开关电路680及第1、第2阻抗变换电路710、720由控制电路730控制。采取这样的结构，可以不对信号进行放大而原封不动地输出，或在保持最大效率的状态下选择最大输出或降低的输出。
又，在本实施形态中使用微带线进行说明，但是使用微带线以外的传输线也同样能够运转。
实施形态10
图18表示本发明实施形态10的高效率功率放大器。在图18中，181是输入端子，182是输出端子，185、186是使第1、第2功率放大器183、184的偏压接通或切断的第1、第2开关电路，187是作为输入分路单元的第3开关电路，188是作为输出选择单元的第4开关电路，189、190是第3、第4开关电路187、188的偏置部分，191、192是第1、第2阻抗变换电路，193是对第1～第4开关电路185～188和第1、第2阻抗变换电路191、192进行控制的控制电路。
下面参照附图对如上所述构成的高效率功率放大器的工作加以说明。
工作基本上与实施形态1相同。在将高电平电位(H)提供给端子189a，将低电平电位(L)提供给端子189b的情况下，晶体管187a和188a变成导通状态，晶体管187b和188b变成截止状态，第1功率放大器183连接于输入端子181和输出端子182。而在低电平电位(L)提供给端子189a，高电平电位(H)提供给端子189b的情况下，晶体管187a和188a变成截止状态，晶体管187b和188b变成导通状态，第1功率放大器183被切断。
同样，在将高电平电位(H)提供给端子190a，将低电平电位(L)提供给端子190b的情况下，第2功率放大器184与输入端子181和输出端子182连接，反之在低电平电位(L)提供给端子190a，高电平电位(H)提供给端子190b的情况下，第2功率放大器184被切断。
首先，在使输出功率为最大的情况下，使端子189a为H电平，189b为L电平，190a为H电平，190b为L电平，再将第1、第2开关电路185、186接通以提供偏压，使第1、第2功率放大器183、184处于工作状态。接着，在将输出功率减少为最大输出功率的一半的情况下，使端子189a为H电平，189b为L电平，190a为L电平，190b为H电平，再将第1开关电路185接通，只使第1功率放大器183处于工作状态，或使端子189a为L电平，189b为H电平，190a为H电平，190b为L电平，再将第2开关电路186接通，只使第2功率放大器184处于工作状态。
第1阻抗变换电路191在连接两个功率放大器的情况下将设置于匝数比为1∶2-1/2(＝1∶0.707)的位置上的开关接通，而在只连接一个的情况下将该开关切断，以此进行阻抗变换。同样，第2阻抗变换电路192在连接两个功率放大器的情况下将设置于匝数比为2-1/2∶1(＝0.707∶1)的位置上的开关接通，而在只连接一个的情况下将该开关切断，以此进行阻抗变换。这样进行控制，可以得到与实施形态1相同的效果。
本实施形态就实施形态1的电路加以体现，但是用同样的电路结构也可以对实施形态5～9进行上述控制。
还有，在本实施形态中将作为输入分路单元和输出选择单元的开关电路图示为只由FET和电阻构成，但开关电路的结构不限于此，例如也可以用至少1个FET、电阻、线圈、电容组成的外围电路构成。或者也不限于这些，也可以使用各种半导体开关。这也适用于图17和其他实施形态。
实施形态11
作为本发明的实施形态11，其例可举出：在图1所示的多频带高效率线性功率放大器中，匹配网络5、末级放大器6及末级匹配网络7构成的频带A用的末级放大块，和匹配网络9、末级放大器10、及末级匹配网络11构成的频带B用的末级放大块由实施形态4～10的任一高效率功率放大器构成。这对于图3也相同，通过采用这样的结构，能够适应多频带，并且即使用于低输出功率时也能够得到最大的输出效率。因而，使用本发明的功率放大器，可以得到紧凑的、高效率的，而且能够使用于多频带的、便携式电话和PHS等无线电设备。
Claims (9)
1.一种功率放大器，其特征在于，具备：至少两个功率放大器、使所述各功率放大器的电源接通或切断的至少两个电源切换单元、第1公共端子、具有从该第1公共端子在上述各功率放大器的输入端子之间进行切换的功能的输入分路单元、将所述第1公共端子的阻抗加以变换的第1阻抗变换单元、第2公共端子、具有从该第2公共端子在上述各功率放大器的输出端子之间进行切换的功能的输出选择单元、将所述第2公共端子的阻抗加以变换的第2阻抗变换单元、根据所需的输出功率控制所述输入分路单元和输出选择单元，只连接所需数目的所述功率放大器，并根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第1阻抗变换单元将所述第1公共端子的输入阻抗加以变换，根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第2阻抗变换单元将所述第2公共端子的阻抗加以变换，而且所述电源切换单元中只接通与所述连接的功率放大器对应的，将其余的均切断的控制单元。
2.一种功率放大器，其特征在于，具备：至少两个功率放大器、一端串联连接于所述各功率放大器的输出端子上，另一端连接在一起的传输线、使所述各功率放大器的电源接通或切断的至少两个电源切换单元、公共端子、具有从该公共端子在上述各功率放大器的输入端子之间进行切换的功能的输入分路单元、将所述公共端子的阻抗加以变换的第1阻抗变换单元、连接于所述传输线的公共连接点，进行阻抗变换的第2阻抗变换单元，以及根据所需的输出功率控制所述输入分路单元，只连接所需数目的所述功率放大器，并根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第1阻抗变换单元将所述公共端子的输入阻抗加以变换，根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第2阻抗变换单元进行阻抗变换，而且所述电源切换单元中只接通与所述连接的功率放大器对应的，其余的均切断的控制单元；设定得使所述各功率放大器的所述各电源切换单元切断时从所述各传输线的输出侧看到输入侧的阻抗为高阻抗。
3.一种功率放大器，其特征在于，具备：功率放大器、传输线、使所述功率放大器的偏压接通或切断用的电源切换单元、第1公共端子、从该第1公共端子切换所述功率放大器的输入端子和所述传输线的输入端子的输入分路单元、第2公共端子、从该第2公共端子切换所述功率放大器的输出端子和所述传输线的输出端子的输出选择单元，以及高输出时控制所述输入分路单元及所述输出选择单元，连接所述功率放大器，接通所述电源切换单元，低输出时控制所述输入分路单元及所述输出选择单元，连接所述传输线，切断所述电源切换单元的控制单元。
4.一种功率放大器，其特征在于，具备：至少两个功率放大器、传输线、使所述各功率放大器的电源接通或切断用的至少两个电源切换单元、第1公共端子、具有从该第1公共端子在所述各功率放大器的输入端子和所述传输线的输入端子之间进行切换的功能的输入分路单元、将所述第1公共端子的阻抗加以变换的第1阻抗变换单元、第2公共端子、具有从该第2公共端子在所述各功率放大器的输出端子和所述传输线的输出端子之间进行切换的功能的输出选择单元、将所述第2公共端子的阻抗加以变换的第2阻抗变换单元，以及根据所需的输出功率控制所述输入分路单元和输出选择单元，只连接所需数目的所述功率放大器，并根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第1阻抗变换单元将所述第1公共端子的输入阻抗加以变换，根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第2阻抗变换单元将所述第2公共端子的阻抗加以变换，所述电源切换单元中只接通与所述连接的功率放大器对应的，其余的均切断，而且不需要放大时，控制所述输入分路单元和所述输出选择单元，将所述传输线加以连接，将所述功率放大器的所述电源切换单元全部切断的控制单元。
5.一种功率放大器，其特征在于，具备：功率放大器、第1传输线、一端串联连接于所述功率放大器的输出端子，另一端与所述第1传输线的输出端公共连接的第2传输线、使所述功率放大器的偏压接通或切断用的电源切换单元、公共端子、从该公共端子切换所述功率放大器的输入端子和所述第1传输线的输入端子的输入分路单元，以及在高输出时控制所述输入分路单元，连接所述功率放大器，接通所述电源切换单元，在低输出时控制所述输入分路单元，连接所述传输线，切断所述电源切换单元的控制单元；设定得使其在所述功率放大器的所述电源切换单元切断时从所述第2传输线的输出侧看到输入侧的阻抗成为高阻抗，又设定得所述第1传输线被切断时从所述第1传输线的输出侧看到输入侧的阻抗成为高阻抗。
6.一种功率放大器，其特征在于，具备：至少两个功率放大器、第1传输线、各条的一端串联连接于所述各功率放大器的输出端子，另一端与所述第1传输线的输出端公共连接的第2传输线、使所述各功率放大器的电源接通或切断用的至少两个电源切换单元、公共端子、具有从该公共端子在所述各功率放大器的输入端子和所述第1传输线的输入端子之间进行切换的功能的输入分路单元、将所述公共端子的阻抗加以变换的第1阻抗变换单元、连接于所述第1和第2传输线的公共连接点，进行阻抗变换的第2阻抗变换单元，以及根据所需的输出功率控制所述输入分路单元，只连接所需数目的所述功率放大器，并根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第1阻抗变换单元将所述公共端子的输入阻抗加以变换，根据所述功率放大器的连接状态，借助于所述第2阻抗变换单元进行阻抗变换，所述电源切换单元中只接通与所述连接的功率放大器对应的，其余的均切断，而且在不需要放大时，控制所述输入分路单元，将所述第1传输线加以连接，将所述功率放大器的所述电源切换单元全部切断的控制单元；设定得使所述各功率放大器的所述电源切换单元切断时从所述各第2传输线输出侧看到输入侧的阻抗成为高阻抗，又设定得所述第1传输线被切断时从所述第1传输线的输出侧看到输入侧的阻抗成为高阻抗。
7.根据权利要求1、2、4、6中任一项所述的功率放大器，其特征在于，在所述阻抗变换单元上使用能够变换匝数比的变压器。
8.根据权利要求1、2、4、6中任一项所述的功率放大器，其特征在于，所述各功率放大器中至少一个使用功率不同的功率放大器。
9.一种无线电装置，其特征在于，具备根据权利要求1～8中任一项所述的功率放大器。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP275770/96 | 1996-10-18 | ||
| JP8275770A JPH10126164A (ja) | 1996-10-18 | 1996-10-18 | 高効率電力増幅器 |
| JP275770/1996 | 1996-10-18 | ||
| JP8347231A JPH10190379A (ja) | 1996-12-26 | 1996-12-26 | 複数周波数帯域高効率線形電力増幅器 |
| JP347231/96 | 1996-12-26 | ||
| JP347231/1996 | 1996-12-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1183673A CN1183673A (zh) | 1998-06-03 |
| CN1119857C true CN1119857C (zh) | 2003-08-27 |
Family
ID=26551613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN97121336A Expired - Fee Related CN1119857C (zh) | 1996-10-18 | 1997-10-20 | 多频带高效率线性功率放大器及高效率功率放大器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5973557A (zh) |
| EP (1) | EP0837559B1 (zh) |
| KR (1) | KR100451010B1 (zh) |
| CN (1) | CN1119857C (zh) |
| DE (1) | DE69727110T2 (zh) |
Families Citing this family (88)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6298244B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-10-02 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier |
| US6188877B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-02-13 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier with reduced power loss |
| JP4166318B2 (ja) * | 1998-03-25 | 2008-10-15 | 松下電器産業株式会社 | 電力増幅器 |
| DE19823060C2 (de) * | 1998-05-22 | 2001-02-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung |
| JP3176596B2 (ja) * | 1998-06-11 | 2001-06-18 | 株式會社エイステクノロジ | 低雑音増幅器 |
| JP2000078035A (ja) * | 1998-09-01 | 2000-03-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信回路及び方法 |
| US6418304B1 (en) | 1998-09-16 | 2002-07-09 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for improving efficiency of high-power linear amplifier |
| WO2000018004A1 (en) * | 1998-09-22 | 2000-03-30 | Qualcomm Incorporated | High efficiency switched gain power amplifier |
| US6060949A (en) * | 1998-09-22 | 2000-05-09 | Qualcomm Incorporated | High efficiency switched gain power amplifier |
| US6281755B1 (en) * | 1998-12-28 | 2001-08-28 | Siemens Aktiengesellschaft | High-frequency power amplifier |
| EP1022848B1 (en) * | 1999-01-19 | 2010-05-05 | Panasonic Corporation | Amplifier and radio communication apparatus using the same |
| EP1032120A3 (en) * | 1999-02-26 | 2003-07-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier, power control method for power amplifier, and communication equipment |
| CN1367952A (zh) * | 1999-07-07 | 2002-09-04 | 艾利森公司 | 双频带、双模式功率放大器 |
| US6888526B2 (en) | 1999-10-21 | 2005-05-03 | Seiko Epson Corporation | Voltage supplying device, and semiconductor device, electro-optical device and electronic instrument using the same |
| US6603294B2 (en) | 1999-10-21 | 2003-08-05 | Seiko Epson Corporation | Voltage supplying device, and semiconductor device, electro-optical device and electronic instrument using the same |
| KR100354204B1 (ko) | 1999-10-21 | 2002-09-27 | 세이코 엡슨 가부시키가이샤 | 전압 공급 장치 및 그것을 사용한 반도체 장치, 전기 광학장치 및 전자 기기 |
| US6445248B1 (en) * | 2000-04-28 | 2002-09-03 | Analog Devices, Inc. | Low noise amplifier having sequentially interpolated gain stages |
| WO2002015397A2 (en) * | 2000-08-16 | 2002-02-21 | Maxim Integrated Products, Inc. | Low-loss bypass mode of an amplifier with high linearity and matched impedance |
| JP2002111415A (ja) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Hitachi Ltd | 高周波電力増幅装置及び無線通信機 |
| US6856199B2 (en) * | 2000-10-10 | 2005-02-15 | California Institute Of Technology | Reconfigurable distributed active transformers |
| EP1400012B1 (en) | 2000-10-10 | 2011-08-31 | California Institute Of Technology | Distributed circular geometry power amplifier architecture |
| FR2816132B1 (fr) * | 2000-10-31 | 2003-02-07 | Agence Spatiale Europeenne | Dispositif reconfigurable pour amplifier des signaux rf |
| DE60142793D1 (de) * | 2000-12-15 | 2010-09-23 | Panasonic Corp | Leistungsverstaerker und kommunikationsgeraet |
| DE60137016D1 (de) * | 2001-01-31 | 2009-01-29 | Sony Deutschland Gmbh | Leistungsverstärker zum Verstärken von Funksignalen |
| WO2002082637A1 (en) * | 2001-04-06 | 2002-10-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for increasing the efficiency of a transmitter |
| KR20020083735A (ko) * | 2001-04-30 | 2002-11-04 | 고범종 | 고효율 전력증폭기 |
| JP3809777B2 (ja) * | 2001-05-30 | 2006-08-16 | ソニー株式会社 | 電力増幅器 |
| JP2002368194A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 化合物半導体スイッチ回路装置 |
| KR20030005783A (ko) * | 2001-07-10 | 2003-01-23 | 테크노전자산업 주식회사 | 이동 단말기용 고효율 전력증폭기 |
| JP3947373B2 (ja) | 2001-07-31 | 2007-07-18 | 株式会社ルネサステクノロジ | 高周波電力増幅器 |
| US6680652B2 (en) | 2001-08-06 | 2004-01-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Load switching for transmissions with different peak-to-average power ratios |
| US6639461B1 (en) * | 2001-08-30 | 2003-10-28 | Sierra Monolithics, Inc. | Ultra-wideband power amplifier module apparatus and method for optical and electronic communications |
| JP3877558B2 (ja) * | 2001-09-11 | 2007-02-07 | 株式会社ルネサステクノロジ | 高周波電力増幅器、高周波電力増幅器モジュール及び携帯電話機 |
| US6819941B2 (en) * | 2001-10-11 | 2004-11-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Single output stage power amplification for multimode applications |
| US6985698B2 (en) * | 2001-11-14 | 2006-01-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Impedeance matching circuit for a multi-band radio frequency device |
| TWI326967B (en) | 2002-03-11 | 2010-07-01 | California Inst Of Techn | Differential amplifier |
| KR100651159B1 (ko) * | 2002-06-01 | 2006-11-29 | 김송강 | 고효율 전력 증폭기 |
| US20040224649A1 (en) * | 2003-02-05 | 2004-11-11 | Khosro Shamsaifar | Electronically tunable power amplifier tuner |
| CN1320772C (zh) * | 2003-06-05 | 2007-06-06 | 联发科技股份有限公司 | 多频带低噪声放大器 |
| JP4867346B2 (ja) * | 2003-11-13 | 2012-02-01 | 日本電気株式会社 | 高周波増幅器 |
| JP4137815B2 (ja) * | 2004-02-19 | 2008-08-20 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 電力増幅装置及び携帯通信端末装置 |
| KR100595656B1 (ko) * | 2004-02-25 | 2006-07-03 | 엘지전자 주식회사 | 파워앰프 모듈의 정합 제어회로 |
| JP4774791B2 (ja) * | 2005-04-06 | 2011-09-14 | 日立金属株式会社 | 高周波モジュール |
| DE102005016459A1 (de) * | 2005-04-11 | 2006-10-12 | Atmel Germany Gmbh | Verfahren zum Entwurf einer Schaltung, insbesondere mit einem aktiven Bauelement |
| JP2008539601A (ja) * | 2005-04-27 | 2008-11-13 | 松下電器産業株式会社 | ポーラ変調送信回路及び通信機器 |
| US7376407B2 (en) * | 2005-04-28 | 2008-05-20 | Microtune (Texas), L.P. | System and method for dynamic impedance tuning to minimize return loss |
| US7738539B2 (en) * | 2006-12-01 | 2010-06-15 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | Current consumption reduction with low power amplifier |
| US7417508B1 (en) * | 2007-03-08 | 2008-08-26 | Sige Semiconductor (U.S.), Corp. | Multiple RF path amplifiers |
| US7710197B2 (en) | 2007-07-11 | 2010-05-04 | Axiom Microdevices, Inc. | Low offset envelope detector and method of use |
| JP2010081383A (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Panasonic Corp | 高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置 |
| US8971830B2 (en) | 2009-05-12 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | Multi-mode multi-band power amplifier module |
| US9143172B2 (en) * | 2009-06-03 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Tunable matching circuits for power amplifiers |
| US8963611B2 (en) * | 2009-06-19 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Power and impedance measurement circuits for a wireless communication device |
| KR101236906B1 (ko) * | 2009-07-17 | 2013-02-25 | 한국전자통신연구원 | 안테나 시스템 및 그것의 신호 송신 방법 |
| US8750810B2 (en) * | 2009-07-24 | 2014-06-10 | Qualcomm Incorporated | Power amplifier with switched output matching for multi-mode operation |
| US9559639B2 (en) * | 2009-08-19 | 2017-01-31 | Qualcomm Incorporated | Protection circuit for power amplifier |
| US8072272B2 (en) | 2009-08-19 | 2011-12-06 | Qualcomm, Incorporated | Digital tunable inter-stage matching circuit |
| CN102035485B (zh) * | 2010-10-29 | 2013-01-09 | 中国兵器工业集团第二一四研究所苏州研发中心 | 一种输出稳定的高增益线性放大器 |
| WO2012102284A1 (ja) * | 2011-01-28 | 2012-08-02 | 株式会社村田製作所 | 送信モジュール |
| WO2012104972A1 (ja) | 2011-01-31 | 2012-08-09 | 富士通株式会社 | 整合装置、送信増幅器及び無線通信装置 |
| US8193857B1 (en) * | 2011-03-01 | 2012-06-05 | Infineon Technologies Ag | Wideband doherty amplifier circuit |
| GB2486515B (en) | 2011-09-02 | 2012-11-14 | Renesas Mobile Corp | Apparatus and method for low noise amplification |
| WO2012156947A1 (en) * | 2011-05-19 | 2012-11-22 | Renesas Mobile Corporation | Amplifier |
| US8514021B2 (en) | 2011-05-19 | 2013-08-20 | Renesas Mobile Corporation | Radio frequency integrated circuit |
| GB2487998B (en) * | 2011-05-19 | 2013-03-20 | Renesas Mobile Corp | Amplifier |
| US8427239B2 (en) | 2011-09-02 | 2013-04-23 | Renesas Mobile Corporation | Apparatus and method for low noise amplification |
| US8432217B2 (en) | 2011-05-19 | 2013-04-30 | Renesas Mobile Corporation | Amplifier |
| TW201249116A (en) * | 2011-05-19 | 2012-12-01 | Renesas Mobile Corp | Radio frequency integrated circuit |
| US8699974B2 (en) | 2011-08-24 | 2014-04-15 | Aviacomm Inc. | Wideband transmitter front-end |
| GB2495493A (en) * | 2011-10-10 | 2013-04-17 | Nujira Ltd | A low-impedance supply feed network for an envelope-tracking RF power amplifier |
| US8975966B2 (en) | 2012-03-07 | 2015-03-10 | Qualcomm Incorporated | Shared bypass capacitor matching network |
| KR20130127782A (ko) * | 2012-05-15 | 2013-11-25 | 삼성전기주식회사 | 스위칭 회로 및 이를 포함하는 무선통신 시스템 |
| US8897730B2 (en) * | 2012-12-31 | 2014-11-25 | Triquint Semiconductor, Inc. | Radio frequency switch circuit |
| US10643962B1 (en) | 2013-02-20 | 2020-05-05 | Micro Mobio Corporation | World band radio frequency front end module, system and method of power sensing thereof |
| US9515615B2 (en) | 2013-02-20 | 2016-12-06 | Micro Mobio Corporation | World band radio frequency front end module, system and method thereof |
| US9178555B2 (en) * | 2013-02-20 | 2015-11-03 | Micro Mobio Corporation | World band radio frequency front end module, system and method thereof |
| US10027287B1 (en) | 2013-02-20 | 2018-07-17 | Micro Mobio Corporation | World band frequency front end module, system and method thereof |
| JP2015070368A (ja) * | 2013-09-27 | 2015-04-13 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
| US9595933B2 (en) | 2013-12-30 | 2017-03-14 | Lansus Technologies Inc. | Power amplifier device and circuits |
| CN104753476B (zh) * | 2013-12-30 | 2018-05-18 | 国民技术股份有限公司 | 多模多频功率放大器 |
| EP2988416B1 (en) * | 2014-08-17 | 2019-11-06 | Skyworks Solutions, Inc. | Circuits and methods for 2g amplification using 3g/4g linear path combination |
| KR102602394B1 (ko) * | 2015-06-09 | 2023-11-16 | 국립대학법인 전기통신대학 | 멀티 밴드 증폭기 및 듀얼 밴드 증폭기 |
| KR101664737B1 (ko) * | 2015-08-26 | 2016-10-12 | 고려대학교 산학협력단 | 증폭기 회로 |
| US10608600B2 (en) * | 2015-12-23 | 2020-03-31 | Analog Devices, Inc | Adaptable receiver amplifier |
| US9831833B1 (en) * | 2016-01-28 | 2017-11-28 | Rockwell Collins, Inc. | Power amplifier |
| US9825593B2 (en) * | 2016-03-16 | 2017-11-21 | Technische Universiteit Delft | Highly linear, highly efficient wideband RF power amplifier having wide video bandwidth capability |
| US11563410B1 (en) * | 2018-12-28 | 2023-01-24 | Rockwell Collins, Inc. | Systems and methods for multi-band power amplifiers |
| CN114598277B (zh) * | 2022-05-09 | 2022-08-05 | 合肥芯谷微电子有限公司 | X频段功率放大器 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51127609A (en) * | 1975-04-28 | 1976-11-06 | Trio Kenwood Corp | Switching circuit for band width of intermediate frequency amplifying stage of fm receiver |
| US4736171A (en) * | 1986-01-15 | 1988-04-05 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Adaptive microwave channelization |
| IN168001B (zh) * | 1986-05-30 | 1991-01-19 | Siemens Ag | |
| US5008631A (en) * | 1989-08-16 | 1991-04-16 | Hewlett-Packard Company | Pulse analyzer with gain compression |
| JPH0454006A (ja) * | 1990-06-22 | 1992-02-21 | Fujitsu Ltd | 増幅装置 |
| FR2673055B1 (fr) * | 1991-02-18 | 1993-04-23 | Matra Communication | Module d'amplification bibande. |
| JPH07115331A (ja) * | 1993-10-19 | 1995-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | 増幅装置 |
| JP3103712B2 (ja) * | 1994-03-14 | 2000-10-30 | 松下電子工業株式会社 | 電力増幅器及び増幅方法 |
| GB2289810A (en) * | 1994-05-20 | 1995-11-29 | Microelectronics Tech Inc | An r.f. switch using transistors as switch and gain elements |
| US5541554A (en) * | 1995-03-06 | 1996-07-30 | Motorola, Inc. | Multi-mode power amplifier |
| US5661434A (en) * | 1995-05-12 | 1997-08-26 | Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. | High efficiency multiple power level amplifier circuit |
| US5774017A (en) * | 1996-06-03 | 1998-06-30 | Anadigics, Inc. | Multiple-band amplifier |
-
1997
- 1997-10-15 US US08/950,859 patent/US5973557A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-16 DE DE69727110T patent/DE69727110T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-16 EP EP97117956A patent/EP0837559B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-17 KR KR1019970053176A patent/KR100451010B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-10-20 CN CN97121336A patent/CN1119857C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1183673A (zh) | 1998-06-03 |
| DE69727110T2 (de) | 2004-06-09 |
| DE69727110D1 (de) | 2004-02-12 |
| US5973557A (en) | 1999-10-26 |
| KR100451010B1 (ko) | 2004-12-17 |
| EP0837559B1 (en) | 2004-01-07 |
| EP0837559A1 (en) | 1998-04-22 |
| KR19980032905A (ko) | 1998-07-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1119857C (zh) | 多频带高效率线性功率放大器及高效率功率放大器 | |
| CN1188005C (zh) | 半导体集成转换电路 | |
| US10135408B2 (en) | Amplifier with termination circuit and resonant circuit | |
| US9859846B2 (en) | Apparatus and methods for capacitive load reduction in a mobile device | |
| CN1139182C (zh) | 高频可变增益放大器装置和无线通信终端 | |
| CN104185953B (zh) | 用于包络跟踪的装置和方法 | |
| KR102355260B1 (ko) | 다중 고조파 근사에 기초하는 전력 증폭기 효율과 관련된 회로 및 방법 | |
| KR101702233B1 (ko) | 다수의 소형화된 단일 대역 전력 증폭기를 갖는 다중 대역 장치 | |
| CN1601893A (zh) | 阻抗电路、使用该电路的滤波及放大电路、半导体集成电路 | |
| CN1175587C (zh) | 使用多个通信标准的设备的并行运行 | |
| CN1677848A (zh) | 高频电路装置以及使用该高频电路装置的移动通信终端 | |
| WO2012078808A2 (en) | Apparatus and methods for capacitive load reduction | |
| US11990877B2 (en) | Power amplifier output matching with suppressed harmonics | |
| CN1762097A (zh) | 匹配电路 | |
| CN1870422A (zh) | 高频功率放大器及使用该高频功率放大器的无线通信装置 | |
| CN1577853A (zh) | 高频功率放大器模块及半导体集成电路器件 | |
| CN1607738A (zh) | 高频开关模块 | |
| CN1825757A (zh) | 多频带低噪声放大器 | |
| CN1383591A (zh) | 定向耦合器和定向耦合方法 | |
| CN1249918C (zh) | 射频可变增益放大器件 | |
| CN1770622A (zh) | 放大器 | |
| CN107408923A (zh) | 具有减小尺寸的多尔蒂功率放大器 | |
| KR101326442B1 (ko) | 저잡음 증폭기 | |
| CN1623232A (zh) | 带有补偿的射频放大器装置 | |
| CN1391354A (zh) | 高效率高频放大器及无线发送装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C17 | Cessation of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20030827 Termination date: 20121020 |